TW201027293A - Modified current source (MCS) with seamless range switching - Google Patents

Description

201027293 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關具有無縫範圍切換之修改的電流源（ MCS )。 【先前技術】 高精準電流源已廣泛用於測試及特徵化半導體裝置的 〇 程序中。此種來源常用於其中來源電流以數量級變化（拂 掠）（如數兆分之一安培至數百毫安培）的測試中。 舉例而言，假設從最小電流（Imin )至最大電流（ Imax)之對數式電流拂掠，其中Imin = 100 pA且Imax = 10 mA (亦即八量級），每十進電流分爲六階（如介於10 nA至 100 nA，在每一階的電流則爲 10 nA、15.8 nA' 2 5.1 nA ' 39.8 nA ' 63.1 nA 及 100 nA，依循 In/In-1 = 1 0° 2的關係）。假定如此，一般針對此種應用，電流在 Φ 這些階級之間不應回到零，應該「即時」發生內部調整， 對流至DUT的實際電流有最小短時脈衝波形干擾（glitch )或添加的雜訊。如所述，這可能難以達成，因爲高準確 度電流源通常仰賴精準電阻器（Rnet)來感應電流及反饋 〇 茲參考第1圖討論此問題。N位元數位至類比轉換器 (DAC ) 102的輸出爲至電流源的輸入電壓（Vin )。反 饋電壓爲跨Rnet的壓降，亦即Idut*Rnet (忽略偏移電壓 及輸入電流），導致下列關係： -5- 201027293 ⑴ IdufRnet = Vin 或 (2)

Rnet 將運算放大器104及差動放大器106選擇爲高增益低 漏電流及低偏移（儀器等級）構件，Voff (偏移電壓）及 Iin (輸入漏電流）的影響基本上爲可忽略，除了在非常 低電流及非常低Vin位準的情況中。此外，可將Voff及 Iin兩者納入考量，藉由在每一測試開始時分別予以測量 ，因它們維持頗爲穩定只要溫度不大幅改變，且接著基於 那些測量値進行補償。 精準DAC通常限制至相對窄的電壓範圍內（0至 ±2 伏特爲典型）。20位元DAC (針對此情況亦爲典型）具 有大約4/(22C))伏特至4 μ V的解析度。若最大電流例如限 制在 200 mA，貝lj Vin = Vin(max) = 2.0 V 及 Rnet = 10Ω 的組合爲適當。在另一極端中，可以 Vin = 100//A及 Rnet = 1ΜΩ 或替代地以 Vin = 10 mA 及 Rnet = 100 ΜΩ 來實現100 pA的電流（只要可能的話，典型建議讓 Vin>> Voff )。 無論Vin的特定選擇爲何，一般需要寬範圍的Rnet 値。此單獨並非問題，只要在整個實驗中使用相同的 Rnet。不幸地，在涉及具有|Imax/Imin|>100(兩量級）比 率之電流拂掠的測試中，適應寬範圍的値並不可行。當使 用電壓來源（VS)時，切換不同Rnet電阻器進或出是可 201027293 能的’只要適當地抑制切換暫態。另一方面，電流源（ CS )仰賴跨Rnet的壓降籴完成反饋迴路，意味著線內切 換（in-line switching)根本上會有問題。 【發明內容】 根據一態樣，提供具有兩電阻器排之電流源，並使用 數位電位計來控制各電阻器排影響所得輸出電流的多寡。 φ 此外’當數位電位計在特定設定使得特定電阻器排不影響 所得輸出電流時（亦即電阻器排爲「無效」），可切換那 個電阻器排的電阻而不影響輸出電流，因而最小化或排除 在電流拂掠操作期間輸出電流中的不連續性。因此，例如 ，當電阻器排到達其臨限値且變成無效時，可切換無效電 阻器排之電阻，並接著可改變數位電位計設定以促成平順 地重新啓動具有新的電阻之那個電阻器排。 φ 【實施方式】 本發明人已經領悟到使用如下述之方法及/或電路， 可在必要時發生不同Rnet電阻器的線內切換，而對測量 準確度沒有或有最小實際的連累，且沒有或有最小明顯短 時脈衝波形干擾或雜訊暫態。 第2圖示意性描繪一範例實施例’其稱爲「修改的電 流源（MCS )」。第2圖之電流源與第1圖的電流源類似 ，但有數個顯著差異。例如，在單一 Rnet電阻器的位置 提供兩Rnet電阻器，在第2圖中稱爲Ra及Rb’其中第2 201027293 圖範例中之每一個Rnet具有關連的差動放大器（分別爲 Diff Amp A及Diff Amp B )。一構件，稱爲數位電位計 (DPa)連接於Diff Amp A及Diff Amp B的輸出之間， 具有「可移動」之端子連接至Op Amp 204的反向輸入。 在第1圖之單一 DAC 102的位置提供一對DAC( DACa及 DACb )。第二數位電位計（DPb )連接在兩DAC ( DACa 及DACb )之間，其可移動端子連接至OpAmp 204的非反 向輸人。 · 數位電位計DPa及DPb可包含例如電子晶片，在其 兩個「靜態端子」之間具有固定精準電阻（10 ΙίΩ及100 爲典型値）。其「可移動」端子的位置可電子（數位 )階移（stepped)至適當的位置（100步階的範圍爲典型 )，使得「X」在零與一之間變化（亦即 0·00、〇.〇1、 0.02 ' ' 0.99 ^ 1.00)。 茲討論第2圖電路之範例運作局面。尤其，可如下般 特徵化在OpAmp 204之反向輸入的電壓（Vf)，以及輸 參 入電壓Vin :

(3) Vf=IdutRa(l-X) + IdutRbX

(4) Vin=Va(l-X) + VbX 使用（ 應用Vf及Vin之間的相等性（忽略Voff 3)及（4)，可輕易獲得Idut的表式： (5) Idut

Vg(l-X) + VbX Ra(l-X) + RbX -8 - ,201027293 欲顯示即使切換Ra或Rb (亦即改變至不同値）Idut 如何維持相同，提供下列資訊： (i ) Ra及Rb之間的比率爲C或其倒數1 /C，其中C 爲—任意常數（亦即Ra = CRb或Ra = (1 /C)Rb )。 (ii)類似地，Va = CVb 或 Va = (l/C)Vb。 結合（i )及（Π)，可獲得下列表式： ⑹ : = c 或 i/c

Rb Η Ο 針對Ra = CRb，將（6 )帶入（5 ): (7) j Va(l-X) + (l/C)VaX Va[l-(l-l/C)XJ Va dut ~ Ra(l-X) + (l/C)RaX ~ Ra[l-(l-l/C)X] ~R^ 因此，可見到針對X介於0.00及l.oo之間的任何値 ，Idut僅取決於Va/Ra的比率而非X。當Ra = (l/C)Rb時 此結果爲類似，因爲在（7)之分子及分母兩者中1/C項 皆變成C，因而取消Va及Ra的預先因子。C的値可設定 Q 成10，例如，以針對完整數量的電流十進（實際上最多 一或二）使用相同的Ra(Rb)。 茲討論可如何操作第2圖電路之範例。欲利用（7 ) 之優點，當滿足下列條件時X値可設定成〇 : ( i ) Ra = 10 Rb、（ii)跨 Ra(IdutRa)之壓降小於 Vmax(Vmax 爲一參數，通常在1.0至2.0伏特範圍中）。類似地，當 (i ) Rb = 10 Ra、 （ ii )跨 Rb ( IdutRb )之壓降低於

Vmax時X可設定成1。在此情況中，跨整個Rnet (亦即 IdutRa + IdutRb)所得的壓降不會超過1.1 Vmax。實際上 201027293 ’可組態導致電阻器Ra及Rb之一切換的即時節點以將 預期的下一電流級納入考量，且有時當相關壓降稍微小於 Vmax時對Ra或Rb做出改變，以避免在改變Ra或Rb之 前所得壓降中之大幅度的增加。針對對數式電流拂掠此情 況爲常見’因跨Rnet的電流及所得的壓降可能在單一階 中劇烈「跳躍」。在一範例中，可使用Ra及Rb中的不 同電阻器排値來達成較大Ra及Rb的「切出」。可經由 繼電器（切換器）來選擇這些電阻器的每一個，因此得以 0 較小値切換取代較大値，或反之亦然。 當主壓降（亦即IdutRa或IdutRb)超過Vmax (或預 期在下一電流級會超過Vmax) ，X値從0逐漸改變至1 (在Ra = 10Rb)或從1.0至〇(在Rb = 10Ra)。逐漸改 變有助於避免突然崩潰，其不讓反饋迴路補償電壓的改變 。例如，以Ra = l〇Rb而言，且當IdutRa到達Vmax，X 必須從〇改變至1。在DPa與DPb上X實際同時從〇增 額式改變至0.01。接下來，進行從X = 0.01至X = 0.02 @ 的類似步階，依此類推直到X在DPa與DPb上到達一。 理論上，此種增額步驟會帶來小電流的短時脈衝波形干擾 (如小於Idut之1 % )，但因爲反饋迴路的內部時間延遲 即使此種小改變仍可能被抑制。 一旦建立新的X値，切出較大的Rnet ( Ra或Rb ’取 決於範圍）並取而代之切入新電阻器，其爲較大Rnet的 電阻値之1/1〇〇。例如，若Ra爲1.0 ΜΩ且Rb爲1〇〇 kQ ，X 等於 〇，只要 Idut*Rnet 低於 Vmax。一旦 Idut*Rnet -10- 201027293 到達大於Vmax或接近Vmax而足夠讓Rnet改變的値’ X 從0改變至1，如上所述。接下來，Ra從1.0 ΜΩ改變至 10 kD，使得新的 Rnet 係由 Rb =100 kQ 及 Ra = 10 kQ 所構成。最後，Va變成0.01*Vmax (如Vmax爲2.0V， 接著Va改變成20 mV)，以設定Vb與Va間適當的比率 。注意到跨Ra的「新」壓降爲其「舊」値的〇.〇1。並且 ，現在Rb爲大的Rnet，使得Idut*Rnet爲値的0.1，其觸 ❹ 發從Ra =1.0 ΜΩ至Ra = 10 kQ之改變，且電流拂掠繼續 。一旦電流到達Rb將改變的位準，將依循類似的順序， 依此類推直到拂掠完成或拂掠方向倒轉（亦即從增加的 Idut至減少的Idut)。 當拂略爲「負」（亦即減少的Idut )時，切換點發生 在當跨較大Rnet之壓降剛剛低於〇. 1 Vmax。此時，較小 的Rnet (亦即針對X = 〇爲Rb或針對X = 1爲Ra )會被 新的電阻器「取代」，爲其之1 00倍。例如，考慮到前一 ❿ 範例，其中及Ra = ΙΟΙςΩ且Rb=100kQ，但此次針對負 電流拂掠（In < In-Ι)。由於 Ra = 10Rb，X = 0只要 Idut*Ra 値 > O.lVmax 。一旦 I du t * R a 進一步下降，X 維 持0，但Rb從l〇〇kD改變成10ΜΩ (100因子）。只有 在那時’X從0逐漸變成1，依循上述針對增加的電流拂 掠之情況所述的相同程序。此時，跨Rb的壓降小於 Vmax’且電流繼續其減少的拂掠等等。 X値維持固定，只要Ra或Rb都沒變。因此，可以自 (6)的稍許偏離來增進MCS的敏感度，茲將予以解釋。 -11 - 201027293 例如，具有兩個DAC允許藉由將X設定成小的値（x = δ << 1)而非Χ = 〇·〇〇，以及至（l-δ)而非χ = 1來顯著地 增加電流解析度。在此情況中，一電阻器網絡對電流源的 輸出貢獻實質上少許多。因此，例如，「實質上」的界線 爲X爲〇.1〇及ι-X爲0.90(或反之亦然）。茲以具有 100階的典型數位電位計來說明一範例，其中X値設爲 0.01。在此情況中，Va實質上貢獻且Va實質上貢獻少許 多，使用上述界線。在此範例中，針對X = 0.01所得的 @ 輸入電壓Vin變成0.99Va + 〇.〇lVb(取代當X = 〇.〇〇時 爲 Va)以及針對X = 0.99所得的輸入電壓 Vin變成 O.OlVa + 〇.99Vb(取代當 X = 1.00時爲 Vb)。藉由在 Va/ΙΟ附近以一最小有效位元（LSB)高達1〇〇 LSB的增 額來調整Vb，可增加 Vin的解析度1 00倍。Vb改變一 LSB 導致 Vin 改變 0.01 LSB ; Vb 改變 1〇〇 LSB 導致 Vin 改變一 LSB。當X = 0.99時，Va在Vb/10附近類似地改 變。 ❿ 若DAC爲穩定則可應用上述技術。另一方面，若 DAC輸出在土LSB內「抖動」（完全在規格內），此技術 可能完全不會增進解析度。然而’由於現有技術水準的 DAC技術必然包含穩定的DAC，所提出之技術的確有效 〇 一般而言，可由其總差分估計來表示Idut的小改變 -12- 201027293 (8) ^dut 扮dut dVa ^dut ^Vb

δΙ細 ΔΧ dX 更 (9)

有趣地，對Idut之相對改變爲： +d/dutAV +dIdut Idut Idut L dVa SVb dX ΔΚ 對於Va、Vb及X的差分Idut (等式（5 ))給出： (10a) =-

〇 dVa Ra(l-X) + RbX (10b) ?lMML=-^-

dVb Ra(l-X) + RbX (l〇c)沉dut : _vbRa ~vaRb_

SX —【Ra(l-X) + RbX]【Ra(l-X> + RbXJ 將（10a) 、 （10b) 、（10c)及（6)帶入（9)中 ，並依需要重新配置-可獲得Idut的相對改變之最終的 表式： ❹ (11) ——lz2L-Δν +-^-Avb +

W Idut Va(l-X) + Vbx a Va(l-X) + VbX +_VbRa-VaRb_ [Ra(l-X)+RbX]fVa(l-X)+VbXj 第一觀察爲，只要VaRb = VbRa，X的增額改變不會 影響Idut。這是（6)中所表達的結論，其可用較簡單且 較不正式的方式予以獲得。基於此，可藉由一初始步驟來 修改如上述般針對「理想」情況的改變Rnet之程序，（ 亦即在穩態期間VaRb = VbRa，以及X = 0或1.00)，在 此初始步驟中將「低電壓」（當X = 0.01時爲Vb;當x -13- 201027293 =0.99時爲Va)調整至其之「理想」位準（亦即「高電 壓」的1/C )。 欲量化對於Idut的此步驟之衝擊，可考量其中Ra = 10Rb的情況。由於當採取此新步驟時X或Va都沒改變 ，Idut中唯一的改變係由Vb返回至其理想値而導致，亦 即減少（或增加）其1〇〇 LSB。若DAC的範圍係從〇至土 Vmax，Vmax 爲其最大輸出電壓，一LSB 對應至 2Vmax/2n = Vmax/2n_1，η爲位元的數量（如針對12位元 _ DAC爲12，針對16位元DAC爲16等等）°Vb的最大 改變（100 LSB)因此爲 lOOVmaxUS11—1。現在，Va最低 位準剛好在高至低拂掠期間的範圍改變之前。假設Vmin 實際上限制至Vmax/20 (合理假設，因爲Va(max)應相對 接近Vmax，以有效率地使用整個DAC範圍），等式（1 1 )具有下列形式： (11) ^dut X 0.01x100V max 1.25 ^ —-W-ΔνΚ =-ρ-=r «- ldut Va(l-X) + VjjX 2n-l 〇竹Vmax ' 〇 〇1Vmax 2n~5 L . 20 . 200 . 針對12位元DAC，比率約爲1 %，而針對16位元 DAC，其小於〇. 1 %。明顯地，這是跟隨在如上針對「理 想」情況所述之平順轉變後的可忽略微調。 接著，一般而言，可見到數位電位計用來控制各電阻 器排影響所得之輸出電流的多寡。此外，當數位電位計係 在特定設定使得特定電阻器排不影響所得輸出電流（亦即 電阻器排爲「無效」）時，可切換電阻器排之電阻而不影 -14- 201027293 響輸出電流，因此最小化或避免在電流拂掠操作期間輸出 電流中的不連續性。因此，例如，當電阻器排到達其臨限 値且變成無效時，可切換無效電阻器排之電阻，並接著可 改變數位電位計設定以促成平順地重新啓動具有新的電阻 之那個電阻器排（雖然當電阻器排達到其臨限値且切入電 阻器排的新電阻時電流拂掠會有些微暫停）。此種切換的 一範例敘述於下表中，其描述當達成切換時電路參數之一 Q 範例。

Va 2 2 2 2 2 Vb 0.2 0.2 0.2 0.2 0.2 Vin 2 1.64 1.28 0.56 0.2 Vf 2 1.64 1.28 0.56 0.2 VRa 2 2 2 2 2 VRb 0.2 0.2 0.2 0.2 0.2 Ra looo 1000 idii 1000歐姆 1000歐姆 1000歐姆 Rb loo 100歐姆 100歐姆 loo歐姆 100歐姆 X 0 0.2 0.4 0.8 1 1-X 1 0.8 0.6 0.2 0 輸出 2mA 2 mA 2 mA 2 mA 2 mA 茲描述解決傳統電流源（cs )的固有限制的方法及 電路’其中在一範例實施例中修改的電流源（Me S )之一 些特徵可包括： (i )串連之兩Rnet電阻器（Ra及Rb，其爲電阻器 排之選定的電阻器，其中各排包括適合電流源之希望的電 流範圍的數個電阻器），其中其個別電阻的比率爲0.1或 10 〇 -15- 201027293 (ii )兩相同的DAC ’其中根據於上（i)中所述的 電阻器比率其輸出電壓的比率係設定爲〇.1或1〇。 (iii) 兩數位電位計（DPa及DPb) 。DPa的固定端 子連接至Ra及Rb的差動放大器之輸出，而DPb的固定 端子連接至DAC(Va及Vb)的輸出。DPa及DPb之「可 移動式」端子分別連接至運算放大器的反向及非反向輸入 〇 (iv) 描述在（i)至（iii)中之組態允許在適當時 反饋電壓Vf跟隨Idut*Ra或Idut*Rb。此外，可以不同電 阻器取代Rnet (亦即Ra或Rb);皆不會有明顯的電流短 時脈衝波形干擾或雜訊。一般而言，此電路促成取決於電 阻器及電阻器之電阻値之相對貢獻的輸出電壓之比例性。 (v) 最後，跨較大Rnet (Ra或Rb)之壓降的最佳 範圍中的操作確保不連累準確性及敏感性。 (Vi)將X從個別的「理想」〇.〇〇及1.00値改變成 0.01 ( Ra > Rb )及0.99 ( Rb > Ra )，增加整體來源解析 度100倍（> 6位數）。 【圖式簡單說明】 第1圖描繪傳統電流源。 第2圖描繪根據一範例實施例的電流源。 【主要元件符號說明】 : N位元數位至類比轉換器（DAC) 201027293 104 :運算放大器 106 :差動放大器 204 :運算放大器 Ra、Rb: Rnet 電阻器

Diff Amp A、Diff Amp B :差動放大器 DACa、DACb:數位至類比轉換器 D P a、D P b :數位電位計

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Claims (1)

1. 201027293 七、申請專利範圍： 1·—種組態成實質無縫範圍切換之電流源，包含： 第一電阻器網路’其具有輸入及輸出，其中該第一電 阻器網路之電阻爲可動態組態； 第二電阻器網路’其具有輸入及輸出，其中該第二電 阻器網路之電阻爲可動態組態，該第一電阻器網路之該輸 出連接至該第二電阻器網路之該輸入，以及該第二電阻器 φ 網路之該輸出組態成經連接以提供電流至受測試之裝置； 第一差動放大器，其具有輸出、非反向輸入及反向輸 入’該非反向輸入連接至該第一電阻器網路之該輸入且該 反向輸入連接至該第一電阻器網路之該輸出； 第二差動放大器，其具有輸出 '非反向輸入及反向輸 入’該非反向輸入連接至該第二電阻器網路之該輸入且該 反向輸入連接至該第二電阻器網路之該輸出； 第一數位電位計，其具有第一輸入、第二輸入及輸出 ® ’該第一輸入連接至該第一差動放大器之該輸出且該第二 輸入連接至該第二差動放大器之該輸出，其中該第一數位 電位計組態成在該輸出提供信號，其包括，在第一可選擇 比例中，在該第一數位電位計之該第一輸入的信號及在該 r· 第一數位電位計之該第二輸入的信號之組合； 運算放大器，其具有非反向輸入、反向輸入及輸出， 該輸出連接至該第一電阻器網路之該輸入且該反向輸入連 接至該第一數位電位計之該輸出；以及 第二數位電位計，其具有第一輸入、第二輸入及輸出 -18 - 201027293 ，其中該第二數位電位計組態成在該輸出提供信號，其包 括，在第二可選擇比例中，在該第二數位電位計之該第一 輸入的信號及在該第二數位電位計之該第二輸入的信號之 組合，該第二數位電位計之該輸出連接至該運算放大器之 該非反向輸入。 2. 如申請專利範圍第1項所述之電流源，進一步包含 第一數位至類比轉換器，其具有連接至該第二數位電 @ 位計之該第一輸入的輸出；以及 第二數位至類比轉換器，其具有連接至該第二數位電 位計之該第二輸入的輸出。 3. 如申請專利範圍第1或2項所述之電流源，其中： 該電流源組態成使得該第一可選擇比例及該第二可選 擇比例限制成實質上相同。 4·如申請專利範圍第1或2項所述之電流源，其中： 該電流源組態成使得該第一可選擇比例可選擇成爲X 〇 至卜X，其中X爲少於或等於1.0的非負實數。 5 ·如申請專利範圍第1或2項所述之電流源，其中： 該第二可選擇比例可選擇成爲X至1-X，其中X爲少 於或等於1. 〇的非負實數。 6.如申請專利範圍第1或2項所述之電流源，其中： 該電流源組態成使得該第一可選擇比例及該第二可選 擇比例限制成實質上相同；以及 該電流源組態成使得該第一及第二可選擇比例可選擇 -19- 201027293 成爲X至l-Χ，其中X爲少於或等於1.0的非負實數。 7.如申請專利範圍第6項所述之電流源，其中： 該電流源組態成使得，針對X的兩個特定値，亦即 X = 〇及X=l，僅該第一及第二電阻器排之一貢獻至將提供 至該受測試裝置之電流。 8 . —種操作電流源之方法，包含： a) 組態該電流源使得該電流源之第一電阻器網路及 φ 第二電阻器網路兩者貢獻於提供電流至該電流源之輸出； b) 調整至該電流源的電流控制輸入以使在該電流源 之該輸出的所提供電流改變； Ο調整至該電流源的電阻器網路控制輸入，使該第 一電阻器網路不貢獻於提供電流至該電流源之該輸出，以 及當該第一電阻器網路不貢獻於提供電流至該電流源之該 輸出的同時，修改該第一電阻器網路之電阻； d) 調整至該電流源的該電阻器網路控制輸入，使該 9 第一電阻器網路再次貢獻於提供電流至該電流源之該輸出 t e) 重複b); f) 調整該電阻器網路控制輸入直到該第二電阻器網 路不貢獻於提供電流至該電流源之該輸出，以及當該第二 電阻器網路不貢獻於提供電流至該電流源之該輸出的同時 ，修改該第二電阻器網路之電阻； g) 重複步驟b)至f)以達成提供至該電流源之該輸出 之該電流値範圍。 -20- 201027293 9·—種操作電流源之方法，包含： a) 組態該電流源使得該電流源之第—電阻器網路及 第二電阻器網路兩者貢獻於提供電流至該電流源之輸出， 其中該第一電阻器網路實質地貢獻於提供電流至該電流源 之該輸出以及其中該第二電阻器網路少於實質許多地貢獻 於提供電流至該電流源之該輸出； b) 調整至該電流源的電流控制輸入以令在該電流源 之該輸出的所提供電流改變； @ c) 調整至該電流源的電阻器網路控制輸入，使該第 二電阻器網路實質地貢獻於提供電流至該電流源之該輸出 以及該第一電阻器網路少於實質許多地貢獻於提供電流至 該電流源之該輸出，以及修改該第一電阻器網路之電阻； d) 重複b); e) 調整該電阻器網路控制輸入直到該第一電阻器網 路實質地貢獻於提供電流至該電流源之該輸出以及其中該 第二電阻器網路少於實質許多地貢獻於提供電流至該電流 參 源之該輸出；以及修改該第二電阻器網路之電阻； f) 重複步驟b)至e)以達成提供至該電流源之該輸出 之該電流値範圍。 -21 -