TW201019618A

TW201019618A - Programmable if output receiver, and applications thereof

Info

Publication number: TW201019618A
Application number: TW098136922A
Authority: TW
Inventors: Carlos Azeredo Leme; Ricardo Reis
Original assignee: Synopsys Inc
Priority date: 2008-10-31
Filing date: 2009-10-30
Publication date: 2010-05-16
Also published as: US8515371B2; WO2010051387A2; WO2010051387A3; US20100110307A1; EP2351360A2; TWI493886B; CN102273196A; CN102273196B; US8731505B2; EP2351360A4; EP2351360B1; US20130300938A1

Description

201019618 六、發明說明：【明所屬技名好領】交互參照相關申請案依照35 USC 119(e)，本申請案主張申請於2008年10月 31曰的美國臨時申請案第6^/110,198號案，名稱為 “Programmable IF Output Receiver，and Applications Thereof’之利益，該申請案之全部内容併入本文以為參考資料。

發明背景本發明大體上有關於電視廣播系統。更特別地，本發明有關於用於諸如數位及類比電視調諧器、錄影機、類比及數位視訊盒以及緵線數據機之各種調諧器系統中射頻 (RF)接收的RF接收器。 t先前技術3 電視廣播系統及寬頻纜線系統使得消費者能夠觀看到數目眾多的電視頻道。在北美，節目頻道被分配在從42MHz 到890MHz的射頻頻帶中，每個頻道有6MHz的頻寬。大體上，在世界大多數地區，地面電視頻道或以6MHz或以 8MHz為間隔。一些電視頻道也用於纜線系統中的下游傳輸。在北美，電視頻道被分組至頻帶。例如，頻道2至6 被分組至VHF-低頻帶(在歐洲亦稱頻帶I )，頻道7至13 被分組至VHF-高頻帶(頻帶皿），及頻道14至69分組至UHF 頻帶(頻帶IV及頻帶V)。 201019618 射頻接收器的多種架構已經被公開並用於商業應用超外差架構提供了高的頻道選擇性，因此是數十年來在無綠電及電視中最為廣泛應用的架構。超外差使用了一雙轉換方案’具有鏡像頻率(image frequency)問題。為了抑制接收器中的鏡像頻率，將表面聲波(SAW)濾波器連接到一低雜訊放大器（LNA)輸出以使想要的頻帶透過並阻斷它們的鏡像頻率。此等無鏡像RF頻帶藉由一本地振盪器混合至中頻(IF)。此IF信號被進一步經一第二帶通濾波器濾波，該第二帶通濾波器通常為一 SAW濾波器或一陶瓷諸振器。該經濾波的IF信號最終藉由一第二混合器及以該IF 頻率運行的一第二本地振盪器降頻轉換為基頻信號。電視調諧器為寬頻接收器。它們的頻帶跨度由40MHz 到800MHz，由該低VHF頻帶至該高UHF頻帶有20倍的頻率變化。對比而言，大多數手機裝置為窄頻接收器。例如，GSM蜂巢式系統的接收頻帶範圍由925MHz到 960MHz，與頻率中心大概有3%的變化。其結果是窄頻接收器可以使用簡單的混合器（例如，直接轉換），其中該本地振盪器調諧至與該期望的RF頻道相同的頻率；且該本地振蘯器（LO)頻率甚至可以具有方波波型。然而，方波包含具有大振幅的諧波，尤其是LO頻率的三次與五次諧波。直接轉換架構已經被深入研究過了。藉由消除對IF級的需要，該等直接轉換實施態樣可以減少與接收器相關的元件數量。然而，由於歷史遺留原因，電視解調器工作在由30MHz 4 201019618 到60MHz範圍的一中頻頻率上而不是直流(DC)位準上。例如’兩標準1F頻率為36MHz及44MHz。因此，一直接轉換調諧裝置需要一第二混合器級以將DC頻道升頻轉換為一 IF輸出信號。理想地，該第二混合器級應能夠保持由第一混合器獲得的鏡像抑制特性而不需要外部元件。鏡像問題可以透過兩個常用的鏡像抑制（image rejection)架構來解決：哈特利(Hartiey)架構及威福(Weaver) 架構。Hartley架構有一個主要缺點：它對於I-Q失配敏感。在增益及相位不平衡時該鏡像信號僅僅是被部分抑制。造成I-Q失配的原因之一在於處理及溫度變化導致的參數r 與C的變化。第1圖是哈特利架構的一簡化示意圖。耦接到—天線或一纜線（圖未示）的一 RF輸入接收到經低雜訊放大器 LNA放大的一 RF信號。接著，將該lNA輸出處的經放大的RF信號施加於混合器11〇及13〇並降頻轉換為一同相信號I及一正交彳§號Q，該等信號I及信號Q進一步被放大器112及132放大。_ Dc偏移消除區塊DC〇c可去除該等放大的I信號及Q信號中的任何直流分量。無Dc的j 信號及Q信號接著經低通濾波器114及134濾波。基頻信號116及136進一步由電壓增益控制(VGC)放大器ιΐ8及 138放大。將放大的基頻信號12G &⑽施加於—哈制鏡像抑制區塊170。哈特利鏡像抑制區塊17〇包括一 RC元件及- CR το件182 ’其等—起實現將信號12〇相對於信號 201019618 140移相90度。信號174及184在一加法器i9〇上相加以產生期望的頻道192。期望的頻道192可進一步經低通滤波器19 4低通濾波，且輸出到一基頻處理器（圖未示）以進行進一步處理。可以看出該等信號174及信號184的求和消除了鏡像且只留下期望的頻道。然而’該哈特利鏡像抑制區塊170 對失配敏感。若信號174及信號184之路徑上的增益及相位並不完全匹配，則該鏡像僅僅是被部分消除。失配的來源包括該等輸出（即，該等正弦波及餘弦波）的幅度及相位錯誤以及由於處理及溫度變化導致的尺與c的參數不準確的情況。因此，本發明的目標在於為上述的問題提供技術解決方案，且此解決方案可透過使用標準CM〇s、BiCM〇s或任何其他的積體電路製程整合到一調諧器系統中。【發明内容3 本發明的實施例提供了一可調譜的接收器裝置，該接收器裝置之中頻輸出頻率可為零中頻或可透過規劃一中頻 PLL及-帶職波H而選擇之任何頻率。該帶通滤波器為 -多相濾'波器，可被組配為兩個個別的類比低通爐波器或 -複帶通滤波器。該帶通遽波器的頻寬、增益及中心頻率為可規劃的。本發明的實施例提供了-調諧器系統，該調譜器系統的最近的混疊頻帶位於該中頻頻率的五次雜處而不是像 201019618 習知的Weaver架構中位於三次諧波處。依據本發明的一實施例，本發明的實施例使用一個一階多相濾波器有效移除中頻諧波。依據本發明的一實施例，本發明的實施例提供了一調為器系統，該調諧器系統具有一高的鏡像抑制比並包括一雙正交降頻轉換器、一雙正交升頻轉換器及一多相濾波器，且其等可被一起整合在一積體電路上，據此可使得諧波的寄生調諧最小化。本發明的實施例提供了一主動R_C多相濾波器，該R_C 多相濾波器具有可規劃的中心頻率及可規劃的頻寬。在本發明之一實施例中，一用於射頻接收的調諧器系統包括一低雜訊放大器，該低雜訊放大器放大信號並部分抑制期望的頻道的奇次諧波。該調諧器系統可包括一頻帶選擇濾波器以選擇該等多個頻帶中一個頻帶。該調諧器系統還包括一複射頻濾波器，其移除該所選定頻帶的負頻率。該調諧器系統包括一具有四個高頻(HF)乘法器的雙正交降頻轉換器，該雙正交降頻轉換器將該所選定的頻帶與兩個正交振盪頻率混合並產生一同相基頻信號及一正交基頻信號。在一實施例中，該同相基頻信號及該正交基頻信號施加於一放大期望頻道信號並移除相鄰頻道信號的基頻濾波器，該基頻濾波器可具有一可規劃的頻寬以適用於具有，例如，6、7或8MHz頻道間隔之不同的電視系統或電視頻帶。該調諧器系統進一步包括一具有四個中頻(IF)乘法器的雙正交升頻轉換器，其將該等同相信號及正交信號升 201019618 頻轉換為一中頻同相信號及一中頻正交信號。該等中頻同相信號及中頻正交信號明顯無正三次中頻諧波，藉此可以使用一後續一階帶通濾波器。在本發明另一實施例中，在一寬頻射頻接收器中處理一射頻信號的方法包括以下步驟：自多個接收的頻帶中選擇一頻帶，自該選定的頻帶產生一複射頻信號，及將該複射頻信號降頻移位為一複基頻信號。透過在複頻域中處理該射頻信號，可移除負頻率。該方法進一步包括對該複基頻信號進行低通濾波，對經濾波後的複基頻信號進行升頻移位以獲得一複中頻信號，並對該複中頻信號帶通濾波。依據本文所揭露的方法，該升頻移位使用一雙正交升頻轉換器執行以獲得一中頻信號，該中頻信號明顯無正三次諧波，藉此該後續的帶通濾波器可以為一階濾波器。圖式簡單説明本發明參考附圖予以說明，其中：第1圖是包含一哈特利鏡像抑制區塊的一習知的RF 接收器的一簡化方塊圖；第2圖是依據本發明之一實施例的一調諧器系統的方塊圖；第3圖是依據本發明之一實施例的包括一雙正交升頻轉換器的一調諧器系統的方塊電路圖；第4圖是依據本發明之一實施例的包括一雙正交升頻轉換器及一多相濾波器的一調諧器系統的方塊電路圖；第5圖是依據本發明之一實施例的多相濾波器的示範 201019618 性電路圖；第6圖是依據本發明之—實施例的耦接至一多相濾皮器的一雙正交升頻轉換器的_方塊電路圖；第7圖是依據本發明之一實施例的耦接至一多相濾波器的一雙正交升頻轉換混合器電路的一方塊電路圖；第8圖是依據本發明之另一實施例的調諧器系統的方塊圖；第9圖是依據本發明之-實補的-主動RF追蹤據波器的一方塊電路圖；及第10圖是依據本發明之—實施例的説明雙正交升頻轉換器之輸出的一期望IF信號與鏡像之一頻率計晝。

C實施方式J 詳細描述第2圖疋依據本發明之—實施例的一調諧器系統的一方塊圖。LNA201能夠在從42MHz到89〇MHz的範圍内運行，即，涵蓋所有的電視頻帶。LNA 2〇1的增益可以透過一直流電壓或數位控制源來控制。在一實施例中，LNa 201的增益由—外部自動增益控制AGC信號來切換。該外部AGC控制信號被施加於一類比至數位轉換區塊232，其產生數位彳g號至AGC區塊234。AGC區塊234對LNA的增益進行數位式地切換。十分關鍵的一點在於LNA 201被設計以具有一非常低的雜訊指數(noise figure)(例如，最大增益條件下雜訊指數NF=3.5dB)及非常高的ΠΡ2和IIP3截止點（例如，iip3=_2 5dB)使得失真最小化。在一實施例中， 201019618 LNA 201是一個低雜訊放大器，包括一個一階追蹤濾波器。一個頻帶選擇濾波器202耦接至LNA的輸出以選擇一期望的頻帶。在一實施例中，頻帶選擇濾波器2〇2可具有分為 VHF 頻帶 III(176-245MHz)、UHF 頻帶和 V(470-870MHz)及 L 頻帶（1.452-1.675GHZ)之三個濾波器。頻帶選擇濾波器202會於下文說明。該調諧器系統2〇〇也可支援DVB-Η、T-DMB及ISDB-T系統。一放大器203可進一步耦接到LNA2〇1上來放大所選中的頻帶。放大了的頻帶204被施加於一包括混合器2〇5 ® 及混合器225的降頻轉換器。在一實施例中，混合器205 麵接到LO(I)信號，且混合器225耦接到l〇(Q)信號。l〇(I) 及LO(Q)為降頻轉換信號，且具有9〇度相移。在一實施例中，LNA 101及降頻轉換器具有高的動態範圍，以處理頻率專ϋ圍很寬的電視頻帶(VHF低頻帶及高頻帶、UHF及L 頻帶）。在一實施例中，該降頻轉換器的混合器2〇5及225為差分吉伯特單元(Gilbert cell)，振盪頻率l〇(I)及LO(Q)得 ® 自分數N型（fractional-N)鎖相迴路(pLL)283。分數n型pll 283從晶體振盪器χ〇 280接收參考頻率，χ〇 28〇與外部晶體281及緩衝器282耦接，以提供一系統時鐘29〇。系統時鐘290可被用作中頻PLL 252之參考時鐘。中頻PLL 252 會在下文中詳細描述。在一實施例中，pLL 283為一分數N 型PLL ’其包括一低通濾波器287、一壓控振盪器 (VCO)286、及一可規劃分頻器284，可規劃分頻器284為 10 201019618 混合器205及225提供LO(I)及LO(Q)頻率。調諧器系統200亦包括具有可規劃增益的放大器207 及227，放大器207及227將降頻轉換信號206及226和基頻濾波器208及228耦接起來。一直流偏移消除(DC0C) 區塊214可使用回授機制補償輸出212及232中發生的共模電壓偏移。DCOC可以用多種技術實現。在一實施例中， DCOC區塊214使用大的時間常數來擷取輸出212及232 中的直流分量。接著，在輸入中減去這個直流值以形成一閉環系統，從而降低了輸出直流偏移。濾波器208及228具有可規劃的頻寬以適應不同的電視系統。在一實施例中，濾波器208及228的截止頻率可被設定為6、7、8MHz作爲示範性頻率。另在一實施例中，濾波器208及228的截止頻率可被設定為低於4MHz或高於8MHz，且可以以數百kHz來分級規劃而涵蓋從3.5MHz 到8.5MHz之範圍。調諧器系統200進一步包括一與外部基頻處理器或者微處理器（圖未示）進行通訊的串列數位匯流排介面270。串列匯流排介面270亦包含用於控制及組配調諧器系統2〇〇的各種元件的數位儲存元件。例如，串列匯流排介面270 包括一組組態暫存器及一組控制暫存器，用於設定自動増益控制放大器207、227及210、230的增益，並規劃前述分數N型PLL 283的振盪頻率。調諧器系統200亦包括低壓差調整器238,其為諸如片上(on-chip)VCO、LNA及其它對雜訊敏感的區塊產生數個 201019618 調節電壓’以獲得良好的電源抑制比。第3圖顯示雙正交升頻轉換器24〇之一實施例。雙正交升頻轉換器240包括乘法器310、312、314及316。混合器310具有耦接到信號212之一第一端及耦接到一本地振盪器頻率LO-2I之一第二端。混合器312具有耦接到信號 212之一第三端及耦接到本地振盘器頻率L〇-2Q之一第四端。乘法器314具有耦接到信號232之一第六端及耦接到本地振盪器頻率LO-2I。乘法器316具有耦接到信號212 之一第七端及耦接到本地振盪器頻率LO-2I之一第八端。雙正交升頻轉換器240亦包括加法器320’其將各自的乘法器312及314的輸出313及315相加且產生中頻Q通道信號322。同樣，可以在加法器330將輸出311及317相加(相減）來獲得中頻I通道信號332。在一實施例中，中頻I通道及Q通道信號為差分信號。該中頻I通道及Q通道信號明顯無正中頻三次諧波。本地振盪器頻率LO-2I及LO-2Q 由中頻PLL 252產生並具有90度相移。中頻PLL 252可以是熟於此技者所知曉的一習知設計。例如，中頻PLL 252可以是一整數型鎖相迴路(PLL) 或分數N型PLL。在使用分數N型PLL的情況下，使用高於該分數值的一參考頻率。回授迴路（圖未示）中的分頻器可由一雙模數N分頻(divide-by-N)及(N+1)分頻整數分頻器組成。該中頻PLL的輸出頻率可藉由用參考頻率Fref乘以分數(N + F/M)進行規劃，其中N、F及Μ是整數。整數N、 F及Μ儲存於組態暫存器中，透過匯流排介面270存取(讀 12 201019618 取及寫入）。第4圖是調諸器系統400的方塊電路圖，提供一升頻轉換器及一多相濾波器的更多細節，同時省略了第2圖的其他電路元件。調諧器系統400包含四個部分。第一部分是直接轉換前端級，其將一進入射頻信號轉換為基頻信號。該直接轉換前端是一習知的零中頻降頻轉換，其包括低雜訊放大器LNA 401。LNA 401將射頻輸入信號放大。該直接轉換前端亦包括高頻(HF)乘法器405及425,其等將射頻信號轉換為基頻I信號BB-I及基頻正交信號BB-Q。第二級包括基頻濾波器及放大器。信號BB-I及信號 BB-Q接著用增益可規劃的放大器407及427放大。低通濾波器408及414濾得所需的基頻信號，該基頻信號用增益可規劃的放大器410及430放大。在此技藝中具有通常知識者可利用多種方式去實現直流偏移消除DCOC。例如， DCOC可使用大的時間常數來擷取輸出信號I及/或輸出信號Q中的直流分量。接著，從濾波器408及414的輸入中減去這個直流值以形成一個閉環系統，從而降低了輸出直流偏移。接著，將經降頻轉換之信號I及信號Q施加到一第三級。第三級包括一雙正交升頻轉換器，該雙正交升頻轉換器的功能在上文中關於第3圖描述過。基本上，該雙正交升頻轉換器工作在複頻域上，即，它把信號I及信號Q升頻轉換為處與中頻(IF)的信號IF-I及信號IF-Q，同時消去了中頻頻率的正三次諧波。中頻頻率由正交IF PLL 432決 13 201019618 定，該正交IF PLL 432可透過串列匯流排270進行規劃。 IF PLL 432產生一正弦（同相）波及一餘弦（正交）波給各自的混合器440、442、446及444。在一實施例中，同相波及正交波可具有數位邏輯狀態，即邏輯高與邏輯低。第四級中頻信號IF-I 451及IF-Q 461被施加於一多相濾波器’該多相濾波器可被規劃為實低通濾波器或複帶通濾波器。該多相濾波器包括可為主動R-C —階低通濾波器的濾波元件471及481。在一實施例中，主動R—C低通濾波器471及481具有以s/jcoo為特徵的相同的頻率響應，其中ω〇是低通截止頻率。一般講來，可透過用（^ω〇+』ω〇/〇代換s/joDo之一頻率轉換自一低通濾波器得到一帶通濾波器。在一實施例中，該等主動低通濾波器471及481可藉由如下方式交叉耦合：將濾波器471的輸出475透過元件 482柄接到濾波器481的輸入端，濾波器481的輸出485 透過元件472耦接到濾波器471的輸入端。若元件472及 482具有無限阻抗，即’交叉耦合路徑不導通，那麼濾波器 471及481表現為兩個個別的實低通濾波器。這樣的情況下’在輸出475可得到實中頻輸出信號。然而，若元件472 及482具有有限阻抗，主動濾波器471及481表現為一個複帶通濾波器。這樣的情況下，輸出475及485將得到各自的I-IF信號475及一 Q-IF信號485。第5圖是依據本發明之一實施例的多相濾波器的示範性電路圖。多相濾波器5〇〇包括濾波器52〇及53〇，濾波器 520及530可以透過開關（switch)54〇交叉連接。若開關540 14 201019618 不導通，濾波器520及530是兩個主動R—c —階低通減波器’具有藉由元件Rf及Cf來決定之截止頻率。透過全部選擇具有相同值的元件Rf及全部選擇具有相同值的元件 Cf，使得低通濾波器520及530對稱。在一實施例中，低通濾波器520及530的輸入與輸出為差分信號。在這種情況下，則輸出I—IFoutp及I_IFoutn為實中頻輸出信號。若開關540導通’那麼低通濾波器520及530交又耗合，且 φ 形成一複帶通濾波器。帶通濾波器500包括一中心頻率及 —頻率頻寬。該頻率頻寬由Rf及Cf的值決定。在一實施例中，所有R及C元件可實施在一積體電路上且具有可規劃的值。Rf及/或Cf的值可透過相關聯的組態暫存器來設疋’該組態暫存器可藉由串列匯流排介面27〇讀取或寫入。開關540可使用PMOS、NMOS電晶體或使用CM〇s製程的傳輸閘實現。在一實施例中，較高階的低通濾波器及帶通;慮波器可透過將多個多相濾波器5〇〇級聯而實現。 • 在一實施例中，主動RC濾波器的Rf電阻可利用其值可由一類比電壓控制的跨導gm來實施。在另一實施例中， Rf可以離散的電阻來實施，且它們的值可藉由使用電子開關規劃。電子開關可以透過串列匯流排介面27〇(第2圖）進仃控制。類似地，電容（^可以多個離散的電容來實施，該等離散的電容並列地被切換，以使得它們的值可藉由數位控制號規劃。數位控制信號可由串歹4匯流排介面27〇輪入並儲存於相對應的濾波器組態暫存器中。因此，可以透過改變Rf & Cf的值來修改主動低通渡波器的截止頻 15 201019618 率。類似地，交又耦合電阻Rxc(其中，在第5圖中χ為1、 2 3 ' 句的值可用與回授電阻Rf相同的方式實施或使用熟於此技者所習知的其他方法實施。交叉耦合電阻Rxc的值亦可由數位控制信號數位式地規劃，數位控制信號儲存於其'内各可經由串列匯流排270存取的相關聯中頻控制暫存器中。據波器的中頻頻率可透過改變交叉耦合電阻的值來移位。類似地，濾波器的增益也可透過改變Rf與輸入電阻Rl之比來規劃。輸入電阻Ri的值可透過相關聯的濾波器增益控制暫存器來數位式地規劃。第6圖是依據本發明之一實施例耦接至一多相濾波器的一雙正交升頻轉換器的一方塊電路圖。多相濾波器上文中已有詳細論述。濾波器620之後插入一緩衝器612。為了對稱’逯波器630之後也要加入一緩衝器632。緩衝器612 及緩衝器632產生為後面的類比至數位電路（圖未示）進行隔離和阻抗匹配的作用。下面的段落會詳細論述雙正交升頻轉換器電路610。第7圖是依據本發明之一實施例耦接至一多相濾波器 751的一雙正交升頻轉換器7〇1的一電路圖。雙正交升頻轉換器包括一主動切換混合器7 〇 2，其具有用於接收基頻信號 bbip及bbin710之一第一差分輸入端以及用於接收本地振盪器頻率loin及loip720之一第二差分輪入端。以一對平衡混合器之互連體來實現切換混合器702來抑制任何與基頻信號bbip及bbin相接近的鏡像。本地振盪器頻率i〇in及1〇ip 720被提供給一中頻PLl且被施加於場效電晶體(fet)的閘 16 201019618 極，同時基頻信號bbip及bbin被施加於FET電晶體的汲極。切換混合器702混合器702產生差分輸出信號&及卜，其等被施加於多相濾波器752的第一部分。類似地，差分正乂彳§號bbqp及bbqn 730被施加於—主動切換混合器 704 ’該主動切換混合$ 具有—差分本地㈣器頻率對loqp及loqn 740 ’該本地振盪器頻率對1〇叩及1〇叩74〇耦接到其FET電晶體的閘極。以一對平衡混合器之互連體來實現混合器704來抑制任何與基頻信號汕叩及比叩73〇相接近的鏡像。混合器704產生差分信號對Qp及Qn。多相濾'波751包括透過電阻Rc交又耗合的一階主動 R-C濾波器752及754。該交叉耦合(未在第7圖顯示）在前段描述並在第5圖中顯示了一簡化組態。第8圖是依據本發明之一實施例的調諧器系統的方塊圖。如上文所述，設計一調諧器系統主要關心的是抑制不想要的頻道k號以及奇次错波。該雙正交升頻轉換明顯消除了三次諧波因此可以使用一階帶通濾波器。在本發明之一些實施例中，該雙正交轉換電路可在該射頻前端部分中實施以進一步降低奇次諧波並抑制鏡像信號。調諧器系統800可被分為八級。第一級為射頻放大，包括一寬頻帶低雜訊放大器801及一頻帶選擇滤波器 802。第二級包括一具有窄頻寬的主動射頻追蹤濾波器804 以進一步抑制不想要的信號。該追蹤濾波器的中間頻率可被設定為期望的頻道頻率。第三級包含一運行於複頻域上的複射頻濾波器805且可移除負頻率。第四級為一雙正交 17 201019618 降頻混合器806’其將複rF I信號及rF q信號降頻率轉換為各自的基頻I信號及基頻q信號。降頻混合器或降頻轉換器806與頻帶選擇濾波器802及射頻追蹤濾波器804 — 起為電視調諧器中之應用提供對該等射頻信號之三次及五次諧波分量的充分抑制。第五級可能包括一複基頻濾波器’其用於移除該調諧頻道在負頻率中的鏡像頻帶以防止由於基頻路徑中的失配導致任何負頻率摺疊到期望頻道内。第六級包括一基頻滤波器’其包含兩相同的路徑，用以移除相鄰的頻道。該基頻濾波器將在下文詳細論述。第七級包括一雙正交升頻轉換器84〇,其功能在上文中關於第 3圖予以描述。第八級包括一複帶通濾波器845，其功能在上文中關於第5圖予以描述。儘管圖中所有的信號均用單線顯示，但在該調諧器系統中’它們典型地為差分信號因此偶次諧波相互抵消，且僅奇次諧波仍是所關注的。 LNA 801為一寬頻放大器，涵蓋由44MHz(即VHF低頻帶）到890MHz(UHF V頻帶）。如上文所述，寬頻調諧器與窄頻射頻接收器不同，因為在同一頻帶内會產生本地振盡器的諧波。為抑制不想要的頻道信號及奇次諧波，LNA 801麵接於一頻帶選擇濾波器8〇2。在一實施例中，頻帶選擇濾波器802可利用電感器872及電容器874實現。頻帶選擇渡波器802可調諧，藉此可以設定頻帶選擇濾波器8〇2 使其中心頻率在一期望頻帶内。頻帶選擇濾波器8〇2可利用片上電容器274進抒調諧，片上電容器274可以一個或 18 201019618 多個電容陣列實施。該一個或多個電容陣列連同電感器272 '一起調諧選擇頻帶濾波器的中心頻率。在一實施例中，電感器872位於該調諧器系統外部。頻帶選擇濾波器8〇2的中心頻率為諧振頻率，依據表式Fc=i/(2；rVZ^)算得，其中 [為電感器872的值，且c為電容陣列874的電容值。在一實施例中，電容874可由並行電子開關進行切換以增大電容值。電子開關可容易地使用MOS電晶體實現。 φ 電容也可用其他習知的方式實現，諸如使用變容器或變容器與具有電子開關的電容器陣列之一組合。因此’頻帶選擇濾波器802可以透過改變電容值而具有可調諧中心頻率。頻帶選擇濾波器802玎進一步利用一 - 校正PLL 876來校正。校正plL 876產生一測試信號873，將其施加於選擇濾波器802。接著，信號878由調整電容器 874量測和最佳化。在一實施例中，可透過檢測LC諧振頻率與本地振盪頻率之間的差來執行電容器陣列874的微 • 調。檢測到的此兩頻率之間的誤差可用於調整電容器陣列 874直至该誤差變成可忽略的。在一實施例中，該校正可以利用主機（圖未示）上執行的程式碼而被自動化。該程式碼控制校正PLL 876，調整電容器874的值，及量測放大器 803之輸出的信號位準878。可透過該串列匯流排870將該程式碼饋送至該調諧器系統200。另在一實施例中，該程式碼可儲存並運行於—數位記憶體上，該數位記憶體與數位二制相耗接，整合於調諧器系統8〇〇中。該頻帶選擇濾波器8〇2的頻寬也是可調的。例如，透 19 201019618 過使頻帶選擇濾波器的頻寬或得更高的鏡像抑制。 Q變窄，該調諧器系統可獲

主動射頻追蹤濾、波器804可進一步提高頻帶選擇滤波益組的鏡像抑制。在一實施例中，射頻追縱據波器_ ^有可調譜中心頻率。帛9圖是依據本發明之-實施例的一主動射頻追蹤濾波11的一示範性方塊電路。ϋ波器804 為-主動二階追蹤舰器，其可涵蓋—寬的頻率帶且具有窄的頻寬乂實現對不想要信號的充分抑制。該頻寬由 '•玄等電阻決定；該中心頻率可由值Gm2、Gm3、〇及C2 決定。透過控制該等電阻、C2 ' C2、Gm2及如3的值，可實現§亥濾波器的可規劃性。在一實施例中，進入及出自射頻追縱濾波器804的所有輸入及輸出信號為差分信號。

複射頻濾波器805為一具有追蹤能力的複射頻濾波器。濾波器805工作於複頻域上且可以移除負頻率。它可以利用與前文所述頻帶選擇濾波器802及804類似的方法追鞭該期望頻帶。複濾波器805從射頻追蹤濾波器804接收實量值射頻信號並產生一同相射頻信號RJ7J及一正交射頻信號RF-Q。它的架構可類似於第4圖中的多相濾波器或上文所述複帶通濾波器845。它的設計實現可類似於濾波器 845 ’使用適於運行於期望射頻頻率範圍内的電子電路。雙正交降頻轉換器806接收RF-I信號及RF-Q信號並透過將它們與振盪頻率LO(I)及LO(Q)混合將它們降頻轉換至基頻。本地振盪頻率LO(I)及LO(Q)具有90度的相移。雙正交降頻轉換器806包括四個乘法器用於實現依據表式 20 201019618 之一複數乘法，該表式中的(a*b-c*d)項為同相基頻信號BB-I且j(a*d+b*c)項為正交基頻信號BB-q。在一實施例中，本地振盪頻率LO(I)及LO(Q)可通過一可規劃多相濾波器838以獲得更加精確的90度相移及更好的幅度匹配。多相濾波器838可為主動或被動一階或多階多相渡波器’其中心頻率接近本地振盡頻率。同相基頻信號及正交基頻信號BB-I及BB-Q可直接施加於基頻濾波器820,基頻濾波器820使得期望基頻信號通過而移除相鄰的頻道。在一實施例中，一複基頻濾波器807 可插入在雙正交降頻轉換器806及基頻濾波器820之間以進一步加強鏡像抑制。複基頻濾波器807可被要求移除該期望頻道在負頻率内的鏡像以防止由於該等基頻信號中的不匹配導致該鏡像摺疊到調諧頻道内。基頻濾波器820包含插入在一組放大器808、828和 810及830之間的可規劃低通濾波器809、829。低通濾波器809及829的截止頻率（即，頻寬）是可規劃的，以適應於不同的電視系統。例如，數位電視頻道以直流為中心，因此濾波器809及829的頻寬為頻道頻寬的一半。因為類比電視頻道高於直流’因此濾波器809及829的頻寬或截止頻率必須被規劃以與期望頻道的完整頻寬相等。直流偏移消除區塊214移除濾波器809及829的輸入中可能存在的任何直流分量。雙正交升頻轉換器840接收經濾波的基頻信號811及 21 201019618 831並藉由將它們與兩個中頻頻率信號IF⑴及IF(Q)進行混合而升頻轉換為中頻頻率。雙正交升頻轉換器_包括四個中頻乘法器，其功能在上文關於第3圖予以描述。卿及1F(Q)可直接由中頻PLL 852產生，PLL 852可為_習知的整數型或分數N型鎖相迴路。調δ白器系統800進一步包括一分數N型pLL 883，其攸晶體振蘯器880接收-參考頻率。分數㈣PLL 883產生一本地振盪器頻率用於將射頻信號及RF_Q降頻轉換為基頻信號BB4及BB-Q。該本地振盪頻率的9〇度相移 @ 可利用多相濾波器838實現。在一實此例中，調諧器系統8〇〇可為一石夕調譜器，其包括一串列數位匯流排介面870以與外部基頻處理器進行通訊。該串列數位匯流排介面870可包含數位控制暫存器及組態暫存器以規劃中頻PLL 852及分數n型pll 883的中頻頻率。第10圖是說明包含如第7圖所示的雙正交升頻轉換器 840及多相濾波器845之最後兩個級之輸出的期望信號位 ® 準及鏡像的頻率計劃。一量化鏡像抑制程度的度量為鏡像抑制比(IRR)。一接收裝置的IRR定義為該期望信號的位準除以一鏡像信號的位準所得之比。在本發明的一實施例中，中頻設定為36MHz且信號頻寬設定為4MHz。注意到頻寬定義為一階類比低通濾波器的3dB截止頻率；且由於一階低通濾波器頻寬的負頻率部分移位到了中頻頻率因此實際頻寬為定義的頻寬兩倍寬。在一實施例中，對於負的 22 201019618 _ 广巾頻譜波，該雙正交升讎換II提供了 3χ的抑制且該多相遽波器提供了 36x的抑制從而總的IRR大約為4_。對於正的五次中雜波，該雙正交升㈣換H提供了 5x的抑制且4多相濾、波器提供了 36χ的抑制增益從而總的I狀大約為45dB。該所示的頻率計畫中不存在正三次驗。因此^據本發明的-實施例，中頻頻率的該期望頻道可用一簡單的一階帶通遽波器渡波。 • 冑管本發明之優點及實施例已被描述，但在不背離本文描述的該發明概念的精神的情泥下還有更多可能的實施例、應用及優點。該技藝中具有知識者會很清楚地瞭解，本發明許多結構上的修改及變動以及很大不同的實施例及 • 應用將表明其等並未脫離本發明的精神及範圍。因此，本 «之意圖不在於被限制於本文所示的該等實施例而是要给予與本文揭露的新穎特徵一致的最廣泛的範圍。【圖或簡單説明】

❹ 帛1圖是包含—哈特利鏡像抑魅塊的-f知的RF 接收器的一簡化方塊圖；第2圖是依據本發明之-實施例的一調譜器系統的方塊圖；第3圖是依據本發明之-實施例的包括一雙正交升頻轉換器的·一調δ皆器系統的方塊電路圖· 第4圖是依據本發明之一實施例的包括-雙正交升頻轉換器及〆多相濾、波器的一調譜器系統的方塊電路圖；第5圖是依據本發明之-實施例的多相渡波器的示範 23 201019618 性電路圖；第6圖是依據本發明之一實施例耦接至一多相濾波器的一雙正交升頻轉換器的一方塊電路圖；第7圖是依據本發明之一實施例耦接至一多相濾波器的一雙正交升頻轉換混合器電路的一方塊電路圖；第8圖是依據本發明之另一實施例的調諧器系統的方塊圖，第9圖是依據本發明之一實施例的一主動RF追蹤濾波參器的一方塊電路圖；及第10圖是依據本發明之一實施例的説明雙正交升頻轉換器之輸出的一期望IF信號與鏡像之一頻率計晝。【主要元件符號說明】 200.. .調諧器系統 201.. .低雜訊放大器 202.. .頻帶選擇濾波器 203.. .放大器

204.. .頻帶 205、 225…混合器 206、 226...降頻轉換信號 207、 227、210、230...可規劃增益的放大器 208、 228...基頻濾波器 212、232…輸出/信號 214.. .直流偏移消除(DCOC)區塊 232.. .類比至數位轉換區塊 234.. .自動增益控制區塊 24 201019618 238.. .低壓差調整器 240.. .雙正交升頻轉換器 252.. .中頻鎖相迴路 270.. .串列匯流排介面 272.. .電感器 274.. .片上電容器 280.. .晶體振盪器 281.. .外部晶體 φ 282...緩衝器 283.. .分數N型鎖相迴路 284.. .可規劃分頻器 286.. .壓控振盪器 - 287…低通濾波器 290.. .系統時鐘混合器 310、312、314、316…乘法器、 320、330...加法器 # 322...中頻Q通道信號 332...中頻I通道信號 400...調諧器系統 401...低雜訊放大器 405、425…高頻乘法器 407、427…增益可規劃放大器 408、414...低通濾波器 410、430…增益可規劃放大器 432...正交中頻鎖相迴路 440、442、444、446…混合器 25 201019618 450.. .加法器

451.. .1.-I 460.. .減法器

461.. .1.-Q 470、480...加法器 47卜481…低通濾波器 472、482…元件 500…多相濾波器 520、530...濾波器 540.. .開關 610.. .雙正交升頻轉換器 612、632...緩衝器 620、630...滤波器 701.. .雙正交升頻轉換器 702、704...主動切換混合器 751.. .多相濾波器 752、754... —階主動RC濾波器 800.. .調諧器系統 801.. .寬頻帶低雜訊放大器 802.. .頻帶選擇濾波器 803.. .量測放大器 804.. .主動射頻追蹤濾波器 805.. .複射頻濾波器 806.. .雙正交降頻混合器 807.. .複基頻濾波器 808、828、810、830...放大器 201019618 809、829...可規劃低通濾波器 8U、831...基頻信號 814.. .直流偏移消除區塊 820.. .基頻濾波器 834.. .自動增益控制器 838.. .可規劃多相濾波器 840.. .雙正交升頻轉換器 845.. .複帶通濾波器〇 852...中頻鎖相迴路 870…串列數位匯流排 872…電感益 873.. .測試信號 ' 874...電容器 876.. .校正鎖相迴路 878.. .信號 880.. .晶體振盪器 • 883...分數N型鎖相迴路

Rf...元件、回授電阻 Cf...元件、電容 Rxc...交叉耦合電阻 Ri...輸入電阻 Cl、C2...電容 gm、Gml、Gm2、Gm3…跨導 27

Claims

201019618 七、申請專利範圍： 1. 一種用於射頻(RF)接收的調諧器系統，其包含：一用於接收一射頻信號的低雜訊放大器，該低雜訊放大器受組配以輸出一經放大的射頻信號，該經放大的射頻信號包括多個頻帶；一頻帶選擇濾波器，其具有多個電感器，且受組配以選擇該等多個頻帶中之一個頻帶；一複射頻濾波器，其受組配以自該等多個頻帶中之該已選定的頻帶產生一複射頻信號，以移除該等多個頻帶中之該已選定的頻帶的負頻率；一降頻轉換器，其受組配以將該複射頻信號與一第一本地振盪頻率及一第二本地振盪頻率混合並輸出一基頻同相信號及一基頻正交信號；一基頻濾波器，其具有至少兩個實質上相等的低通頻率響應；一升頻轉換器，其受組配以接收該經濾波後的基頻同相信號及正交信號並將它們升頻轉換為一中頻同相 (IF-I)信號及一中頻正交(IF-Q)信號；及一濾波器，其耦接到該升頻轉換器，以接收該經升頻轉換的同相信號及正交信號並受組配以輸出一中頻 (IF)信號；其中該第一及第二本地振盪頻率具有90度相移；其中該IF-I及IF-Q信號具有一中頻中間頻率及一中頻頻寬。 201019618 2. 如申請專利範圍第1項所述之該調諧器系統，其中該低雜訊放大器與該頻帶選擇濾波器形成一可調諧低雜訊放大器，該可調諧低雜訊放大器既提供一可選擇的增益亦提供一可選擇的頻帶。

3. 如申請專利範圍第2項所述之該調諧器系統，其中該可調諧低雜訊放大器包含透過選擇該等多個電感器中一個電感器而進行的一粗調及透過數位式地改變一電容器陣列中的一電容值而進行的一微調。 4. 如申請專利範圍第3項所述之該調諧器系統，其中該微調包含將一 LC諧振頻率與一本地振盪器頻率相比較。 5. 如申請專利範圍第1項所述之該調諧器系統，其進一步包含一射頻追蹤濾波器，該射頻追蹤濾波器具有一輸入及一輸出，該輸入連接到該頻帶選擇濾波器的一輸出且該輸出連接到該複射頻濾波器，其中該射頻追蹤濾波器增大對該等多個頻帶中之該已選定的頻帶的三次諧波的抑制。 6. 如申請專利範圍第1項所述之該調諧器系統，其中該複射頻信號包含一同相分量及一正交分量。 7. 如申請專利範圍第1項所述之調諧器系統，其中該降頻轉換器為一雙正交降頻轉換器，其包含四個高頻乘法器，該等四個乘法器中的每一乘法器包括一第一輸入及一第二輸入，該第一輸入耦接至該同相分量或該正交分量且該第二輸入耦接至該第一本地頻率或該第二本地頻率，藉此得到四個乘積。 29 201019618 8·如申請專利範圍第7項所述之該調諧器系統，其中該雙正父降頻轉換器進一步包含一加法器及一減法器，該加法器將該四個乘積中的第一兩個乘積相加以產生該基頻同相信號，且該減法器將該四個乘積中的第二兩個乘積相減以產生該基頻正交信號。 9. 如申請專利範圍第1項所述之該調諧器系統，其中該基頻濾波器包含一可規劃的頻寬，以適應不同的電視系統。 10. 如申請專利範圍第丨項所述之該調諧器系統其進一步包含：一中頻(IF)振盪器，其受组配以產生一第一中頻信號及一第二中頻信號，其中該等第一與第二中頻信號相移9〇度。 11. 如申請專利範圍第丨項所述之調諧器系統，其中該升頻轉換器為一雙正交升頻轉換器，其包含四個中頻乘法器。 12·如申請專利範圍第1項所述之該調諧器系統，其中該濾波器為一複帶通濾波器，其具有一可規劃的中心頻率及一可規劃的頻寬。 13.如申請專利範圍第12項所述之調諧器系統，其中該複帶通濾波器包含一第一 RC主動低通濾波器及一第二 RC低通濾波器，其中該第一及第二RC低通濾波器利用電阻性元件及電子開關交叉耦合。 14·如申請專利範圍第12項所述之該調諧器系統，其中該 30 201019618 可規劃的頻率中心透過改變該等電阻性元件的值來進行規劃。 15·如申請專利範㈣12項所述之該調諧器系統其中該可規劃的頻寬透過改變R或C或者其二者的值來進行規劃。 16. 如申請專利範圍第丨項所述之該調諧器系統，其中該中頻仏號或為一複中頻信號或為一實低通信號。 17. 如申請專利範圍第1項所述之該調諧器系統，其進一步包含：一分數N型鎖相迴路(PLL)，其受組配以產生一本地振盈頻率；一可規劃多相濾波器，其受組配以接收該本地振盪頻率並產生第一及第二本地振盈頻率。 18. —種在一接收多個頻帶之寬頻射頻接收器系統中處理一射頻信號之一方法，該方法包括以下步驟：自該等多個頻帶中選擇一頻帶；自該選定的頻帶產生一複射頻信號；將該複射頻信號降頻移位為一複基頻信號；將該複基頻信號進行低通濾波；將該經低通濾波後的複基頻信號升頻移位以得到一複中頻信號；及將該複中頻k號進行帶通濾、波。 19. 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中該選擇一頻帶包含： 31 201019618 選擇一頻帶電感器，其與具有多個電容器的一可規劃電容陣列形成一諧振頻率；透過將該諧振頻率與一本地振盪器頻率相比較來微調該諧振頻率；及改變該可規劃的電容陣列中的一電容值。

20. 如申請專利範圍第19項所述之方法，其中該改變一電容值包含導通及不導通耦接到該等多個電容器上的電子開關。 21. 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中該選擇進一步包含：使用一主動追蹤濾波器對該所選定的頻帶進行濾波。 22. 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中該將該複射頻信號降頻移位包含：

將該複射頻信號與一第一本地振盪器頻率及一第二本地振盪頻率混合，其中該等第一及第二本地振盪器頻率具有一 90度的相對相移。 23. 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中該低通濾波包含：將該複基頻信號施加於一第一基頻濾波器及一第二基頻渡波Is 5 其中該第一及第二基頻濾波器具有明顯相同的頻率響應；其中該等第一及第二基頻濾波器具有一可規劃的 32 201019618 截止頻率。 24.如申請專利範圍第18項所述之方法，其中該升頻移位包含：使用四個升頻混合器將該經濾波後的複基頻信號與一第一中頻頻率及一第二中頻頻率混合，產生四個乘積，其中該等四個乘積中的兩個乘積相加形成一同相中頻分量，其中該等四個乘積中的另外兩個乘積相減形成 β —正交中頻分量。 25.如申請專利範圍第18項所述之方法，其中該帶通濾波包令—多相遽波器，該多相濾波器包括一第一主動RC 低通濾波器及一第二主動低通濾波器，該第一及第二 - RC低通濾波器利用電阻性元件及電子開關交叉耦合。 26.如申請專利範圍第25項所述之方法，其中該多相濾波器包含一可規劃的中心頻率及一可規劃的頻寬。 33