CN102273196B - 可编程if输出接收机及其应用 - Google Patents

Abstract

一种用于接收多个频段的调谐器系统包括与频段选择滤波器耦合以选择要求频段的低噪声放大器。该调谐器系统还包括复数RF滤波器以从所选频段产生复数RF信号。该调谐系统包括两个双正交转换器，第一双正交转换器将复数RF信号降频转换至复数基带信号。复数基带信号通过包含两个相似的低通滤波器的基带滤波器以获得基带同相(I)信号和正交(Q)信号。第二双正交转换器将基带I和Q信号升频转换成相应的IF I和Q信号，它们明显没有正的三阶IF谐波。没有三阶IF谐波的I和Q信号进一步由复数带通滤波器处理。该带通滤波器具有可编程频率中心和可编程带宽。

Description

可编程IF输出接收机及其应用

关联申请的交叉引用

本申请根据35 USC 119(e)要求2008年10月31日提交的题为“Programmable IF Output Receiver，and Applications thereof(可编程IF输出接收机及其应用)”的美国临时申请No.61/110,198的权益，该临时申请的内容全部纳入于此作为参考。

发明背景

本发明总地涉及电视广播系统。更具体地，本发明涉及在例如数字和模拟TV调谐器、录像机、模拟和数字机顶盒以及电缆调制解调器等多种调谐器系统中用于射频(RF)接收的RF接收机。

TV广播系统和宽带电缆系统允许消费者观看大量TV频道。在北美，节目频道被分配在42-890MHz的射频频段内，每个频道具有6MHz的带宽。总地来说，地面TV频道在世界上多数地方隔开6MHz或8MHz。一些TV频道也用于电缆调制解调器系统以作下游传输。

在北美，TV频道被分组为多个频段。例如，频道2-6被分组为VHF-低频段(又名欧洲频段I)，频道7-13被分组为VHF-高频段(频段Ⅲ)并且频道14-69被分组为UHF频段(频段IV和V)。

RF接收机的众多架构已发布和作商业用途。超外差架构提供很高的频道选择性，并因此是无线电和TV几十年来最常用的架构。超外差使用存在图像频率问题的双重转换方案。为了抑制接收机中的图像频率，使表面声波(SAW)滤波器连接于低噪声放大器(LNA)输出以允许想要的频段通过并阻挡其图像频率。由此而成的无图像RF频段与本地振荡器混频至中频(IF)。该IF信号通过第二带通滤波器再次被滤波，第二带通滤波器一般要么是SAW滤波器要么是陶瓷谐振器。该经滤波的IF信号最终通过运行在IF频率下的第二混频器和第二本地振荡器(LO)降频转换成基带信号。

TV调谐器是宽带接收机。其频段跨度从40MHz至800MHz，即从低VHF频段至高UHF频段的20倍频率变化。对比而言，多数蜂窝电话设备是窄带接收机。例如，GSM蜂窝系统具有从925MHz至960MHz变化的接收频段，距离频率中心的变化大约为3％。结果，窄带接收机可使用简单混频器(例如直接转换)，其中本地振荡器调谐至与要求的RF频道相同的频率；并且本地振荡器(LO)频率甚至可能具有方波形。然而，方波形包含具有大幅值的谐波，尤其是LO频率的三阶谐波和五阶谐波。

已对直接转换架构作了深入研究。通过消除IF级的需要，直接转换实现方式可减少与接收机关联的组件数量。

然而，由于历史原因，TV解调器工作在从30MHz至60MHz变化的中频下，而不是在DC水平下。例如，两个标准IF频率为36MHz和44MHz。因此，直接转换调谐设备需要用于将DC频道升频转换至IF输出信号的第二混频器级。理论上，第二混频器级应当能保留由第一混频器获得的图像抑制能力而无需外部组件。

图像问题可通过两种常用的图像抑制架构来解决：哈特利架构和韦弗架构。哈特利架构具有的主要缺陷为：对I-Q不匹配敏感。由于增益和相位不平衡而使图像仅被部分地消除。由于工艺和温度变化导致的参数R和C的变化是I-Q不匹配的源头之一。

图1是哈特利架构的简化示意图。耦合于天线或电缆(未示出)的RF输入接收RF信号，该RF信号在低噪声放大器LNA中被放大。在LNA输出侧的经放大RF信号则被施加于混频器110、130并被降频转换成同相信号I和正交信号Q，该同相信号I和正交信号Q由放大器112、132进一步放大。DC偏移消除块DCOC去除了经放大的I和Q信号的任何DC分量。随后通过低通滤波器114、134对无DC的I和Q信号进行滤波。基带信号116、136通过电压增益控制(VGC)放大器118、138被进一步放大。

经放大的基带信号120、140被施加于哈特利图像抑制块170。哈特利图像抑制块170包括RC元件172和CR元件182，这两个元件一同起到将信号120关联于信号140平移90°的作用。在加法器190中将信号174、184相加以产生要求的频道192。要求的频道192可通过低通滤波器194进一步低通滤波并输出至基带处理器(未示出)以作进一步处理。

可以看到，信号174、184之和导致图像消除并仅留下要求的频道。然而，哈特利图像抑制块170对不匹配敏感。如果信号174、184的路径的增益和相位不是完美匹配的，则只能部分得消除图像。不匹配的源头包括输出侧的振幅和相位误差(即正弦和余弦波形)以及由于工艺和温度变化造成的R、C参数的不精确性。

因此，本发明的目的是针对前述问题提供一种技术方案，并且该技术方案能使用标准CMOS、双CMOS或任何其它集成电路工艺集成到调谐器系统中。

发明简述

本发明的实施例提供一种可调谐接收机设备，其IF输出频率可以是零IF或可通过对IF PLL和带通滤波器编程而选择的任何频率。带通滤波器是可配置成两个独立的模拟低通滤波器或复数带通滤波器的多相滤波器。带通滤波器的带宽、增益和中心频率是可编程的。

本发明的实施例提供一种调谐器系统，其最接近的混叠频段是IF频率的五阶谐波，而不是传统韦弗架构中的三阶谐波。

本发明的实施例使用根据本发明一个实施例的一阶多相滤波器有效地去除IF谐波。

本发明的实施例提供一种调谐器系统，该调谐器系统具有高图像抑制比并包括可一起集成在单个集成电路中的双正交降频变换器、双正交升频变换器以及多相滤波器，籍此根据本发明一个实施例可最小化谐波的寄生调谐。

本发明的实施例提供具有可编程中心频率和可编程带宽的有源R-C多相滤波器。

在本发明的一个实施例中，用于射频接收的调谐器系统包括低噪声放大器，该低噪声放大器提供要求频道的放大和其奇次谐波的某些抑制。调谐器系统可包括用来选择多个频段中的一个的频段选择滤波器。调谐器系统还包括将所选频段的负频率去除的复数RF滤波器。调谐器系统包括双正交降频转换器，该双正交降频转换器具有四个高频(HF)乘法器，该HF乘法器将所选频段与两个正交振荡频率混频并产生同相基带信号和正交基带信号。在一个实施例中，同相和正交基带信号被施加于基带滤波器，该基带滤波器放大所要求的频道信号并移除相邻的频道信号。基带滤波器可以具有可编程带宽以适应不同TV系统或TV频段，例如具有6、7或8MHz频道间隔的TV频段。调谐器系统还包括双正交升频转换器，该双正交升频转换器具有四个中频(IF)乘法器，该IF乘法器将同相信号和正交信号升频转换成IF同相信号和IF正交信号。IF同相和正交信号明显没有正的三阶IF谐波，因此接下来可使用一阶带通滤波器。

在本发明的另一实施例中，一种在宽带RF接收机中处理RF信号的方法包括：从多个接收的频段中选择一个频段；从所选择的频段产生复数RF信号；并将复数RF信号降频平移至一复数基带信号。通过处理复数域中的RF信号，能将负频率移除。该方法还包括：对复数基带信号作低通滤波，升频平移经滤波的复数基带信号以获得复数IF信号；并对复数IF信号作带通滤波。

根据这里披露的方法，升频平移是使用双正交升频转换器执行的，该双正交升频转换器用于获得明显没有正的三阶IF谐波的IF信号，由此接下来的带通滤波可以是一阶滤波器。

附图简述

参照附图对本发明进行描述，在附图中：

图1是包含哈特利图像抑制块的传统RF接收机的简化框图；

图2是根据本发明一个实施例的调谐器系统的框图；

图3是根据本发明一个实施例的包括双正交升频转换器的调谐器系统的电路框图；

图4是根据本发明一个实施例的包括双正交升频转换器和多相滤波器的调谐器系统的电路框图；

图5是根据本发明一个实施例的多相滤波器的示例性电路图；

图6是根据本发明一个实施例的耦合于多相滤波器的双正交升频转换器的电路框图；

图7是根据本发明一个实施例的耦合于多相滤波器的双正交升频转换器混频电路的电路图；

图8是根据本发明另一实施例的调谐器系统的框图；

图9是根据本发明一个实施例的有源RF跟踪滤波器的电路框图；以及

图10是示出根据本发明一个实施例的双正交升频转换器的输出侧的要求的IF信号和图像的频率分配计划。

发明详述

图2是根据本发明一个实施例的调谐器系统200的框图。LNA 201能工作在42-890MHz的范围内，即覆盖全部TV频段。可通过DC电压或数字控制源来控制LNA 201的增益。在一个实施例中，通过外部自动增益控制AGC信号来切换LNA 201的增益。外部AGC控制信号施加于模-数转换块232，模-数转换块232对AGC块234产生数字信号。AGC块234数字地切换LNA的增益。将LNA 201设计成具有非常低的噪声系数(例如在最大增益下NF＝3.5dB)和非常高的IIP2和IIP3截点(例如IIP3＝-2.5dB)以使畸变最小化是关键的。在一个实施例中，LNA 201是包括一级跟踪滤波器的低噪声放大器。频段选择滤波器202耦合于LNA的输出以选择要求的频段。在一个实施例中，频段选择滤波器202可具有分成VHF频段Ⅲ(176-245MHz)、UHF频段IV和V(470-870MHz)以及L频段(1.452-1.675GHz)的三个滤波器。频段选择滤波器202将在下文中描述。调谐器系统200也可支持DVB-H、T-DMB和ISDB-T系统。

放大器203可进一步耦合于LNA 201以放大所选频段。经放大的频段204被施加于包括混频器205和混频器225的降频转换器。在一个实施例中，混频器205耦合于LO(I)而混频器225耦合于LO(Q)。LO(I)和LO(Q)是降频转换频率并具有90°相移。在一个实施例中，LNA 101和降频转换器具有高动态范围以应对TV频段的宽频率范围(VHF低频段和高频段、UHF和L频段)。

在一个实施例中，降频转换器的混频器205、225是差分吉伯单元，并且振荡频率LO(I)和LO(Q)得自小数N分频锁相环(PLL)283。小数N分频PLL 283从晶体振荡器XO 280接收基准频率，晶体振荡器XO 280耦合于外部晶体281和缓冲器282以提供系统时钟290。系统时钟290可用作IF PLL 252的基准时钟。IF PLL 252将在下面的章节作出详细描述。在一个实施例中，PLL 283是小数N分频PLL，其包括低通滤波器287、VCO 286、可编程除法器284，所述可编程除法器284为混频器205和225提供LO(I)和LO(Q)频率。

调谐器系统200还包括具有可编程增益的放大器207、227，该放大器207、227使降频转换器信号206、226耦合于基带滤波器208、228。DC偏移消除(DCOC)块214可使用反馈机制来补偿发生在输出212、232的共模电压偏移。DCOC可使用多种技术来实现。在一个实施例中，DCOC块214使用大时间常数以在输出212或232处提取DC分量。然后从输入中减去该DC值以形成闭环系统，由此减小输出DC偏移。

滤波器208、228具有可编程带宽以适应不同的TV系统。在一个实施例中，滤波器208、228的截止频率可设定为6、7、8MHz的示例频率。在另一实施例中，滤波器208、228的截止频率可设定为低于4MHz或高于8MHz，并可在几百kHz的步速下编程以覆盖从3.5MHz至8.5MHz的范围。

调谐器系统200还包括串行数字总线接口270，该串行数字总线接口270与外部基带处理器或微处理器(未示出)通信。串行总线接口270还包括用于控制和配置调谐器系统200的各种元件的数字存储元件。例如，串行总线270包括一组配置寄存器和一组控制寄存器，用来设定自动增益控制放大器207、227、210和230的增益并对前述小数N分频PLL 283的振荡频率进行编程。

调谐器系统200还包括低电压漏失调节器238，该低电压漏失调节器238对例如芯片上VCO、LNA及其它的噪声敏感块产生若干经调节的电压，从而获得良好的电源抑制比。

图3示出双正交升频转换器240的一个实施例。双正交升频转换器240包括乘法器310、312、314和316。混频器310具有耦合于信号212的第一端子以及耦合于本地振荡器频率LO-2I的第二端子。混频器312具有耦合于信号212的第三端子以及耦合于本地振荡器频率LO-2Q的第四端子。乘法器314具有耦合于信号232的第五端子以及耦合于本地振荡器频率LO-2I的第六端子。乘法器316具有耦合于信号212的第七端子以及耦合于本地振荡器频率LO-2I的第八端子。双正交升频转换器240还包括加法器320，加法器320将各乘法器312、314的输出313和315求和并产生IF Q频道信号322。同样，IF I频道信号332是通过在加法器330处加上(减去)输出311、317而获得的。在一个实施例中，IF I-频道和Q-频道信号是差分信号。IF I-频道和Q-频道信号基本没有正IF三阶谐波。本地振荡器频率LO-2I和LO-2Q是通过IF PLL 252产生的并具有90°的相位偏移。

IF PLL 252可以是本领域内技术人员已知的传统设计。例如，IF PLL 252可以是整数倍锁相环(PLL)或小数N分频PLL。在小数N分频PLL的情形下，可使用比该小数值更高的基准频率。反馈环(未示出)中的除法器可由双模的除N和除(N+1)的整数除法器构成。可通过将基准频率Fref与小数(N+F/M)相乘来对IF PLL输出频率编程，其中N、F和M是整数。整数N、F和M被存储在配置寄存器中，这些配置寄存器通过串行总线接口270访问(读取和写入)。

图4是调谐器系统400的电路框图，其提供升频转换器和多相滤波器的更多细节同时省去图2的其它电路组件。调谐器系统400包含四个部分。第一部分是直接转换前端级，它将输入RF信号转换成基带信号。直接转换前端是包括低噪声放大器LNA 401的传统零IF降频转换。LNA 401放大RF输入信号。直接转换前端还包括HF乘法器405、425，它们将RF信号降频转换成基带同相信号BB-I以及基带正交信号BB-Q。

第二级包括基带滤波器和放大器。信号BB-I和BB-Q则通过可编程增益放大器407、427被放大。低通滤波器408、414使想要的基带信号通过，该基带信号通过可编程增益放大器410、430被进一步放大。DC偏移消除DCOC可以本领域内技术人员所知的许多方式实现。例如，DCOC可使用大时间常数以在输出信号I和/或输出信号Q处提取DC分量。随后从滤波器408、414的输入减去该DC值以形成闭环系统，由此减小输出DC偏移。随后将降频转换的信号I、Q作用于第三级。

第三级包括双正交升频转换器，其功能已在上文中结合图3描述过。基本上，双正交升频转换器工作在复数域内，即它将信号I和Q升频转换成处于中频(IF)的信号IF-I和IF-Q，同时剔除IF频率的正三阶谐波。IF频率是通过正交IF PLL 432确定的，该正交IF PLL 432可通过串行总线270编程。IF PLL 432对相应的混频器440、442、446和444产生正弦(同相)波形和余弦(正交)波形。在一个实施例中，同相和正交波形可具有数字逻辑状态，即逻辑高和逻辑低。

第四级IF信号IF-I 451和IF-Q 461被施加于可编程为实数低通滤波器或复数带通滤波器的多相滤波器。多相滤波器包括可能是有源R-C一阶低通滤波器的滤波器元件471、481。在一个实施例中，有源R-C低通滤波器471、481具有特征为s/jω₀的同一频率响应，其中ω₀是低通截止频率。一般来说，带通滤波器可用(s/jω₀+jω₀/s)代替s/jω₀来通过频率转化从低通滤波器获得。在一个实施例中，有源低通滤波器471、481是交叉耦合的，使滤波器471的输出475通过元件482耦合于滤波器481的输入，并使滤波器481的输出485通过元件472耦合于滤波器471的输入。如果元件472、482具有无穷大阻抗，即交叉耦合路径是开路的，则滤波器471、481表现为两个独立的实数低通滤波器。在这种情形下，可在输出475获得实数IF输出信号。然而，如果元件472、482具有有限阻抗，则有源滤波器471、481表现为复数带通滤波器。在这种情形下，输出475、485将具有相应的I_IF信号475和Q-IF信号485。

图5是根据本发明一个实施例的多相滤波器的示例性电路图。多相滤波器500包括可通过开关540交叉连接的滤波器520、530。如果开关540断开，则滤波器520、530是两个有源R-C一阶低通滤波器，这两个低通滤波器具有由元件Rf和Cf确定的截止频率。通过选择全部具有相同值的Rf元件和全部具有相同值的Cf，低通滤波器520、530是对称的。在一个实施例中，低通滤波器520、530的输入和输出是差分信号。在这种情形下，输出I_IFoutp和I_IFoutn则为实数IF输出信号。如果开关540闭合，则低通滤波器520、530是交叉耦合的并形成复数带通滤波器。带通滤波器500包括中心频率和频率带宽。频率带宽是由Rf和Cf的值确定的。在一个实施例中，全部R和C元件可实现在一集成电路上并具有可编程的值。Rf和/或Cf的值可通过关联的配置寄存器设置，该配置寄存器可经由串行总线接口270读和写。开关540在CMOS工艺中可使用PMOS、NMOS晶体管或传输门来实现。在一个实施例中，可通过将多个多相滤波器500级联来获得更高阶的低通滤波器和带通滤波器。

在一个实施例中，有源RC滤波器的RF电阻器可实现为跨导gm，该跨导gm的值受模拟电压控制。在另一实施例中，Rf可实现为分立电阻器并且它们的值可使用电子开关来编程。电子开关可通过串行总线接口270(图2)得到控制。同样，电容器Cf可实现为并联切换的多个分立电容器，因此它们的值可通过数字控制信号来编程。数字控制信号可通过串行总线接口270输入并存储在对应的滤波器配置寄存器中。因此，可通过改变Rf和Cf的值来修正有源低通滤波器的截止频率。同样，交叉耦合电阻器Rxc的值(其中x在图5中为1、2、3和4)可按与反馈电阻器Rf相同的方式实现或使用本领域内技术人员已知的其它方法来实现。交叉耦合的电阻器Rxc的值也可通过存储在相关IF控制寄存器中的数字控制信号进行数字编程，这些寄存器中的内容可通过串行总线270访问。通过改变交叉耦合电阻器的值，可使滤波器的IF频率平移。同样，滤波器的增益也可通过改变Rf和输入电阻Ri之比来编程。输入电阻Ri的值可通过关联的滤波器增益控制寄存器来进行数字地编程。

图6是根据本发明一个实施例的耦合于多相滤波器的双正交升频转换器混频器的电路框图。多相滤波器已在上文中详细论述过。缓冲器612插入到滤波器620之后。为了对称，也可将缓冲器632加到滤波器630之后。缓冲器612、632可用于后面的模-数电路(未示出)的隔离和阻抗匹配。下面的章节将对双正交升频转换器电路610作详细描述。

图7是根据本发明一个实施例的耦合于多相751的双正交升频转换器701的电路图。双正交升频转换器701包括有源开关混频器702，该有源开关混频器702具有用于接收基带信号bbip和bbin 710的第一差分输入端子以及用于接收本地振荡器频率loin和loip 720的第二差分输入端子。开关混频器702实现为一对平衡混频器的互连，用于抑制在基带信号bbip、bbin附近的任何图像。本地振荡器频率loin和loip 720被提供给中频PLL并被施加至FET晶体管的栅极，同时基带信号bbip、bbin被施加至FET晶体管的漏极。开关混频器702Mixer702产生施加于多相滤波器752的第一部分的差分输出信号Ip和In。同样，差分正交信号bbqp、bbqn 730被施加于有源开关混频器704，该有源开关混频器704具有耦合于其FET晶体管的栅极的差分本地振荡器频率对loqp、loqn 740。混频器704实现为一对平衡混频器的互连以抑制在基带信号bbqp、bbqn 730附近的任何图像。混频器704产生差分信号对Qp和Qn。

多相滤波器751包括通过电阻器Rc交叉耦合的一阶有源R-C滤波器752、754。前面的章节中描述了交叉耦合(图7未示出)并在图5中示出了一种简单配置。

图8是根据本发明一个实施例的调谐器系统的方框图。如前所述，不想要的频道信号和奇次谐波的抑制是设计调谐器系统的主要考量。双正交升频转换显著地剔除了三阶谐波以使一阶带通滤波器可用。在本发明的一些实施例中，双正交转换电路将实现在RF前端部分中以进一步减少奇次谐波并抑制图像信号。

调谐器系统800可分成八个级。第一级是RF放大，其包括宽带低噪声放大器801和频段选择滤波器802。第二级包括有源RF跟踪滤波器804，该滤波器804具有窄的带宽以进一步抑制不想要的信号。跟踪滤波器的中心频率可设定在要求的频道频率上。第三级包含复数RF滤波器805，该复数RF滤波器805工作在复数域内并能剔除负频率。第四级是双正交降频混频器806，该双正交降频混频器806将复数RF I和Q信号降频转换成相应的基带I和Q信号。降频混频器或降频转换器806与频段选择滤波器802和RF跟踪滤波器804一起针对TV调谐器的应用提供RF信号的三阶和五阶谐波的充分抑制。第五级可包括复数基带滤波器，用于剔除经调谐频道中处于负频率的图像频段以防止任何负频率由于基带路径的不匹配而叠加至要求的频道。第六级包括基带滤波器，该基带滤波器包含用于剔除相邻频道的两个相似路径。基带滤波器将在下文中予以详细描述。第七级包括双正交升频转换器840，其功能已结合图3作出了描述。第八级包括复数带通滤波器845，其功能已结合图5作出了描述。

尽管全部信号在附图中以一直线表示，然而它们通常为差分信号，由此使偶次谐波被抵消，而只有奇次谐波保持在调谐器系统中成为问题。

LNA 801是覆盖从44MHz(即VHF低频段)至890MHz(UHF V频段)的宽带放大器。如前所述，由于本地振荡器的谐波将出现在同一频段内，因此宽带调谐器不同于窄带RF接收机。为了抑制不想要的频道信号和奇次谐波，LNA801耦合于频段选择滤波器802。在一个实施例中，频段选择滤波器802可使用电感器872和电容器874来实现。频段选择滤波器802是可调谐的，以使其将中心频率设定在要求频段。选择频段滤波器802可使用芯片上电容器274调谐，所述芯片上电容器274可实现为一个或多个电容器阵列。一个或多个电容器阵列结合电感器272一同调谐选择频段滤波器的中心。在一个实施例中，电感器872处于调谐器系统的外部。频段选择滤波器802的中心频率是根据表达式

获得的谐振频率，其中L是电感器872的值而C是电容器阵列874的电容值。

在一个实施例中，电容器874可用并联的电子开关切换以增加其电容值。电子开关可使用MOS晶体管轻易地实现。电容器也可以其它公知方式实现，例如变容器或变容器和带电子开关的电容器阵列的组合。

结果，频段选择滤波器802可通过改变电容值而具有可调的中心频率。频段选择滤波器802可使用校正PLL 876作进一步校正。校正PLL 876产生施加于选择滤波器802的测试信号873。然后通过调整电容器874测量和优化信号878。在一个实施例中，电容器阵列874的细调可通过检测LC谐振频率和本地振荡器频率之间的差来实现。所检测到的这两个频率之间的误差可用来调整电容器阵列874直到误差变得可忽略为止。在一个实施例中，可使用运行在主机(未示出)上的程序代码使校正自动进行。程序代码控制校正PLL 876，调整电容器874的值，并测量放大器803输出侧的信号电平878。程序代码可通过串行总线870馈送至调谐器系统200。在另一实施例中，程序代码可存储和运行在耦合于集成在调谐器系统800上的数字控制器的数字存储器上。

频段选择滤波器802的带宽也是可调的。例如，通过使频段选择滤波器的带宽或Q变窄，可获得调谐器系统更高的图像抑制。

有源RF跟踪滤波器804可进一步提高频段选择滤波器802的图像抑制。在一个实施例中，RF跟踪滤波器804具有可调谐的中心频率。图9是根据本发明一个实施例的有源RF跟踪滤波器的示例性电路框图。滤波器804是一种有源二阶跟踪滤波器，它能覆盖很宽的频段并具有狭窄的带宽以实现不想要信号的充分抑制。带宽可由电阻器确定，并且中心频率可由值Gm2、Gm3、C1和C2确定。通过控制诸电阻器、C2、C2、Gm2和Gm3的值，可实现滤波器的可编程性。在一个实施例中，去往和来自RF跟踪滤波器804的所有输入和输出信号是差分的。

复数RF滤波器805是具有跟踪能力的复数RF滤波器。滤波器805工作在复数域并能移除负频率。它可按与针对频段选择滤波器802、804相同的方式跟踪要求的频段。复数滤波器805从RF跟踪滤波器804接收实数量级RF信号并产生同相RF信号RF-I和正交RF信号RF-Q。其架构可与图4中的多相滤波器或之前描述的复数带通滤波器845相似。其设计实现可以与具有适配成工作在要求的RF频率范围内的电子电路的滤波器845相似。

双正交降频转换器806接收RF-I和RF-Q信号并通过将这两个信号与振荡频率LO(I)和LO(Q)混频来将它们降频转换至基带。本地振荡频率LO(I)和LO(Q)具有90°相移。双正交降频转换器806包括四个乘法器，用来执行根据表达式(a+jb)*(c+jd)＝(a*b-c*d)+j(a*d-b*c)的复数乘，其中项(a*b-c*d)是同相基带信号BB-I而项j(a*d-b*c)是正交基带信号BB-Q。

在一个实施例中，本地振荡器频率LO(I)和LO(Q)可通过可编程多相滤波器838以获得更精确的90°相移以及更好的振幅匹配。多相滤波器838可以是有源或无源的一级或多级多相滤波器，其中心频率位于本地振荡频率附近。

同相和正交基带信号BB-I和BB-Q可直接施加于基带滤波器820，基带滤波器820允许要求的基带信号通过，但去除相邻的频道。在一个实施例中，复数基带滤波器807可夹设在双正交降频转换器806和基带滤波器820之间以进一步增强图像抑制。可能需要复数基带滤波器807以去除要求频道中处于负频率的图像，从而防止图像由于基带信号的不匹配而叠加到经调谐的频道。

基带滤波器820包括可编程的低通滤波器809、829，可编程的低通滤波器809、829夹设在一组放大器808、828和810、830之间。低通滤波器809、829的截止频率(即带宽)可编程以适应不同的TV系统。例如，数字TV频道以DC为中心，以使滤波器809、829的带宽为频段带宽的一半。由于模拟TV频道在DC之上，因此必须对滤波器809、829的带宽或截止频率编程以使其等于要求频道的全带宽。DC偏移消除块214去除可能存在于滤波器809、829输入侧的任何DC分量。

双正交升频转换器840接收经滤波的基带信号811、831并通过将这两个基带信号与两IF频率IF(I)和IF(Q)混频而将它们升频转换至IF频率。双正交升频转换器840包括四个IF乘法器，它们的功能已在前面结合图3论述过。IF(I)和IF(Q)可通过IF PLL 852直接产生，IF PLL 852可以是传统的整数或小数N分频锁相环。

调谐器系统800还包括从晶体振荡器880接收基准频率的小数N分频PLL 883。小数N分频PLL 883产生本地振荡器频率，用来将RF信号RF-I、RF-Q降频转换成基带信号BB-I和BB-Q。本地振荡频率的90°相移可使用多相滤波器838来实现。

在一个实施例中，调谐器系统800可以是包括串行数字总线接口870的硅调谐器，所述串行数字总线接口870用于与外部基带处理器通信。串行总线接口870可包含数字控制和配置寄存器以对IF PLL 852和小数N分频PLL 883的IF频率进行编程。

图10是示出包含如图7所示的双正交升频转换器840和多相滤波器845的最后两个级的输出侧的要求信号电平和图像的频率分配计划。对图像抑制程度进行量化的度量是图像抑制比(IRR)。接收机设备的IRR由要求信号的电平除以图像信号的电平之比来定义。在本发明的一个实施例中，IF设定为36MHz而信号带宽设定为4MHz。注意，带宽被定义为一阶模拟低通滤波器的3dB截止频率，并由于一阶低通滤波器带宽的负频率部分被平移至IF频率，因此实际带宽有两倍那么大。在一个实施例中，对于负三阶IF谐波的总共大约40dBIRR，双正交升频转换器提供3倍的抑制而多相滤波器提供36倍的抑制。另外，对于正五阶IF谐波的总共大约45dB IRR，双正交升频转换器提供5倍的抑制而多相滤波器提供36倍的抑制增益。正三阶谐波不存在于所示的频率分配计划中。因此，根据本发明一个实施例，可使用简单的一阶带通滤波器来对处于IF频率下的要求频道进行滤波。

尽管已描绘和阐述了本发明实施例的优势，但可以有更多可能的实施例、应用和优势而不会脱离本文描述的创新性理念的精神。对本领域内技术人员明显的是，本发明的许多结构修改和变化以及众多不同的实施例和应用暗示它们不会脱离本发明的精神和范围。因此，本公开不旨在局限于本文所述的实施例，而是遵照与本文披露的新颖特征一致的最宽范围。

Claims (26)

1.一种用于射频接收的调谐器系统，包括：

用于接收射频信号的低噪声放大器，所述低噪声放大器配置成输出经放大的射频信号，所述经放大的射频信号包括多个频段；

频段选择滤波器，所述频段选择滤波器具有多个电感器并配置成选择多个频段中的一个频段；

复数射频滤波器，所述复数射频滤波器配置成从多个频段中所选择的一个频段产生复数射频信号，用以去除所述多个频段中所选择的一个频段的负频率；

降频转换器，所述降频转换器配置成将所述复数射频信号与第一本地振荡频率和第二本地振荡频率混频并输出基带同相信号和基带正交信号；

基带滤波器，所述基带滤波器具有至少两个基本相等的低通频率响应；

升频转换器，所述升频转换器配置成接收经滤波的基带同相和正交信号并将所述信号升频转换成中频IF-I信号和IF-Q信号；以及

滤波器，所述滤波器耦合于所述升频转换器以接收经升频转换的同相和正交信号并配置成输出IF信号；

其中所述第一和第二本地振荡频率移位90°；

所述IF-I和IF-Q信号具有IF中心频率和IF带宽。

2.如权利要求1所述的调谐器系统，其特征在于，所述低噪声放大器和频段选择滤波器构成可调谐低噪声放大器，所述可调谐低噪声放大器既提供可选增益又提供可选频段。

3.如权利要求2所述的调谐器系统，其特征在于，所述可调谐低噪声放大器包括通过选择多个电感器中的一个电感器的粗调和通过数字地改变电容器阵列的电容值的细调。

4.如权利要求3所述的调谐器系统，其特征在于，所述细调包括LC谐振频率和本地振荡器频率之间的比较。

5.如权利要求1所述的调谐器系统，其特征在于，还包括射频跟踪滤波器，所述射频跟踪滤波器具有连接于所述频段选择滤波器的输出的输入以及连接于复数射频滤波器的输出，所述射频跟踪滤波器增强多个频段中所选的一个频段的三阶谐波的抑制。

6.如权利要求1所述的调谐器系统，其特征在于，所述复数射频信号包括同相分量和正交分量。

7.如权利要求1所述的调谐器系统，其特征在于，所述降频转换器是双正交降频转换器，其包括四个高频率乘法器，所述四个乘法器中的每一个包括耦合于同相分量或正交分量的第一输入以及耦合于第一本地频率或第二本地频率的第二输入，由此获得四个乘积。

8.如权利要求7所述的调谐器系统，其特征在于，所述双正交降频转换器还包括加法器和减法器，所述加法器将所述四个乘积中的前面两个相加以产生基带同相信号，而所述减法器将所述四个乘积中的后面两个相减以产生基带正交信号。

9.如权利要求1所述的调谐器系统，其特征在于，所述基带滤波器包括可编程的带宽以适应不同的TV系统。

10.如权利要求1所述的调谐器系统，其特征在于，还包括：

配置成产生第一IF信号和第二IF信号的中频(IF)振荡器，

其中所述第一和第二IF信号移位90°。

11.如权利要求1所述的调谐器系统，其特征在于，所述升频转换器是包括四个IF乘法器的双正交升频转换器。

12.如权利要求1所述的调谐器系统，其特征在于，所述滤波器是具有可编程频率中心和可编程带宽的复数带通滤波器。

13.如权利要求12所述的调谐器系统，其特征在于，所述复数带通滤波器包括第一RC有源低通滤波器和第二RC低通滤波器，其中所述第一和第二RC低通滤波器使用电阻性元件和电子开关交叉耦合。

14.如权利要求12所述的调谐器系统，其特征在于，所述可编程频率中心是通过改变电阻性元件的阻值来编程的。

15.如权利要求12所述的调谐器系统，其特征在于，所述可编程带宽是通过改变R或C的值或改变R和C的值来编程的。

16.如权利要求1所述的调谐器系统，其特征在于，所述IF信号是复数IF信号或实数低通信号。

17.如权利要求1所述的调谐器系统，其特征在于，还包括：

配置成产生本地振荡频率的小数N分频PLL；

配置成接收本地振荡频率并产生第一和第二本地振荡频率的可编程多相滤波器。

18.一种在接收多个频段的宽带射频接收机系统中处理射频信号的方法，所述方法包括以下步骤：

从多个频段中选择一个频段；

从所选频段中产生复数射频信号；

将所述复数射频信号降频平移至复数基带信号；

对所述复数基带信号进行低通滤波；

升频平移所述经低通滤波的复数基带信号以获得复数IF信号；以及

对所述复数IF信号进行带通滤波。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述选择频段的步骤包括：

选择形成谐振频率的频段电感器和具有多个电容器的可编程电容器阵列；

通过将所述谐振频率与本地振荡器频率比较来细调所述谐振频率；以及

改变所述可编程电容器阵列的电容值。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述改变电容值的步骤包括使耦合于多个电容器的电子开关导通和断开。

21.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述选择的步骤还包括：

使用有源跟踪滤波器来对所选频段滤波。

22.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述降频平移复数射频信号的步骤包括：

将复数射频信号与第一本地振荡器频率和第二本地振荡器频率混频，其中所述第一和第二本地振荡器频率具有90°的相对相位偏移。

23.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述低通滤波的步骤包括：

对第一基带滤波器和第二基带滤波器施加复数基带信号；

所述第一和第二基带滤波器具有大致相等的频率响应；

所述第一和第二基带滤波器具有可编程的截止频率。

24.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述升频平移的步骤包括：

使用产生四个乘积的四个升频混频器将经滤波的复数基带信号与第一IF频率和第二IF频率混频，其中将所述四个乘积中的两个相加以形成同相IF分量，而将所述四个乘积中的另外两个彼此相减以形成正交IF分量。

25.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述带通滤波包括多相滤波器，所述多相滤波器包括第一有源RC低通滤波器和第二有源RC低通滤波器，所述第一和第二有源RC低通滤波器使用阻性元件和电子开关交叉耦合。

26.如权利要求25所述的方法，其特征在于，所述多相滤波器包括可编程中心频率和可编程带宽。

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