TW200952405A

TW200952405A - Apparatus and method for receiving signal and global system for mobile communication phone

Info

Publication number: TW200952405A
Application number: TW098118338A
Authority: TW
Inventors: Navid Fatemi-Ghomi; Carsten Aagaard Pedersen; Jason Taylor; Aiguo Yan
Original assignee: Mediatek Inc
Priority date: 2008-06-04
Filing date: 2009-06-03
Publication date: 2009-12-16
Also published as: EP2131544B1; EP2131544A2; EP2131544A3; US20090304122A1

Description

200952405 六、發明說明：【發明所屬之技術領域】本發明係有關於一種接收機架構，且特別有關於一種信號接收裝置及信號接收方法。【先前技術】當網路中有多個手機（cellph〇ne)同時使用時，與不同手機相關之信號之間可能會相互干擾，從而導致信號品質退化甚至斷話（dropped call)。於某些狀況下，聯合偵測維特比（Joint Detection Viterbi，JDV )演算法可被用於聯合地解調變（或解碼）所需信號及干擾信號，從而得到較佳接收信號品質並減少干擾。【發明内容】為得到較佳接收信號品質並減少干擾，特提供以下技術方案：本發明實施例提供一種信號接收裝置，包含接收機，所述接收機基於接收的信號之至少一特性適應性地選擇聯合備測維特比解調變器或第二維特比解調變器，以解調變所述接收的信號’其中所述聯合偵測維特比解調變器聯合地解調變所述接收的信號之所需信號組分及干擾信號組分’所述第二維特比解調變器解調變所述所需信號組分而不解調變所述干擾信號組分。本發月貫施例另提供一種信號接收裝置，包含接收機，所述接收機包含輸入單元、第一解調變器、第二解調 0758-A33766TWF_ADII-〇8-i24 4 200952405 變器、決定單元以及通道解竭器。輪入單元接收具有已調變的組分之輸入信號；第，調變器依據第，餐序解調變所述輸入錢之所述一㈣組分；第三解_器依據第二程序解調變所述輸入信號之所述已調變的银分；決定單元依據所述輸入信號之裘少一特性自動選擇所述第一解調變器或所述第二解調變器以解調變所述輸入信號；以及通道解碼器解碼由選擇的所述第一解調變器或所述第二解調變器產生的解調變信號° Ο 本發明實施例另扠伢一檀信號接收方法，包含接收輸入信號；基於所述輸入信號之至少〜特性適應性地選擇聯合偵測維特比解調變器或第一維特比解調變器，以解調變所述輸入信號；一擇所述聯合偵維特比解調變器時，聯合地解調變所述雜信號之所需信號組分及干擾信號紐分；以及當選擇戶 1第特比解調變器時，解調變所述輸入信號之所述所0號㈣而不解調變所述輸人信號之所述干擾信號組分本發明實施挪为提供一種全球行動通訊系變器、第二維特::準置。天線接收符会動!:!二述輪二:=，特_ 、贫调測維特比艇旬變器聯合地解調變所述輪入信號之所需信號組分及 ^ 號組分；第二維解調變11解調變所述輪入信號所需信號組分而不解調變所述輪人信號之所述千擾信號矣分；以及決定裝蓼基於所述輸入信號之接收信號強产 ^ 標、所述加強干裱7肖除濾波器模組之濾波器選擇、與所立 0758-A33766TWF ADII-08-1〆 5 200952405 輸入信號相關之傳播通道長度以及所迷輪人信號之干提信號組分之線性預測係數之幅值中至少〜者，適應性地選擇所述聯合偵測維特比解調變器或所述第二維特比解調變器以解調變所述輸入信號。本發明實施例另提供一種信號接收裴置，包含輪入模組以及選擇模組。輸入模組接收輪入信號；以及選擇模組基於所述輸入信號之至少一特性適應性地選擇聯合偵測維特比解調變器或第二維特比解調變器，以解調變所述輪入信號’其中所述聯合谓測維特比解調變器聯合地解調變所述輸入信號之所需信號組分及干擾信號級分，所述第二維特比解調變器解調變所述輪人信號之所分而不解調變所述輸入信號之所述干擾信楚級八接收方法及全球行動比演算法來得到較佳以上所述的信號接收裝置、信號通訊系統電話能夠利用聯合偵測維特接收信號品質並減少干擾。

【貫施万iU 於說明書及後續的申請專利範圍去$ & 爾t使用了某此. ㈣指稱特定的元件。所屬倾中具有通常知二解，硬體製造商可能會用不同的名詞來稱呼同樣it’ 本說明書及後續的申請專利範圍並不以名m的差'&件區分元件的方式，而是以元件在功能上的差| 異來作的準則。於通篇說明書及後續的請求項當中所提及两k 含」係為一開放式的用語，故應解釋成「包含但不 5 ^ 另外’「耦接」一詞在此係包含任何直接及間接In」 0758-A33766TWF ADII-08-124 6 » 200952405 接手段。因此，若文中描述一第一裝置麵接於一第二裝置，則代表該第一裝置可直接電氣連接於該第二裝置，或透過其他裝置或連接手段間接地電氣連接至該第二裝置。概述於一些實施例中，下鏈先進接收機效能（Downlink Advanced Receiver Performance，DARP )接收機之設計需符合第二代合作夥伴計畫（The Third Generation Partnership ® Pr〇ject，3GPP) DARP第一章的要求，其目的係為利用較智能之接收機的實施來減少干擾信號之不利影響，例如，利用單天線干擾消除（Single Antenna Interference

Cancellation，SAIC)。符合SAIC之接收機有幾種形式，其中，基於JDV演算法的一種接收機被選中作為DARp接收機，於聯合偵測維特比演算法中，想要（wanted)信號或所需（desired)信號與主要千擾信號聯合地被解調變。 β 於一些示例中，實施JDV解調變器之複雜度可隨用於想要信號及干擾信號之傳播通道長度估計而呈指數增加。於另一痤示例中，為估計想要信號及干擾信號，基於軟體實施的XDV解調變器被限定為3抽頭，因此，上述JDV解調變器玎能無法很好地適應由長傳播通道分布（例如，HTloo型）而佔據之通道的解調變。此外，若沒有主要干料（亦即，輯接收僅受限於射頻電路引入之熱雜訊），JDv解調變器之性能亦可能不如標準維特比解調變器好。於本發明中，“標準維特比解調變器，，係相利用維特 0758-A33766TWF ADII-08-124 ^ 一 ! 200952405 比决算法來解調變已調變的所需信號干擾信號之解調變器。“JDV解調變器，，：= 已調變的算法來聯合地解調變已調變的所需信二瓜v演號之解調變器。於下面描述中，“解調d干擾信解調變已調變的所需信號，“解調變干c系指變已調變的干擾信號。係指解調 Θ 於一些實施例中，當JDV解調變器之比解調變器差時’接收機係預定為標準維特本發明將描述接收機如何決定使用哪一解調變：調2二般接收機任務（例如，時間估計）如何執行。接收機架構第1圖係為DARP接收機10之信號流示意圖。信號由天線12接收，所述信號可例如依據全球行動通訊系統 (Global System for Mobile communications, GSM )標準調變之信號。接收的信號可包含所需信號組分及同通道 (co-channel)干擾信號組分。接收的信號藉由預處理區塊 ❹ 14進行處理，其執行之程序例如偏移（直流）估計及校正、頻率校正與時序偏移估計以及接收信號強度指標 (Received Signal Strength Indicator, RSSI)估計。接著，分析接收的信號並應用加強干擾消除（Enhanced

Interference Cancellation, EIC)遽波區塊 16 中之適合的接收濾波器，包含偵測長傳播通道。基於某些參數，例如RSSi 及EIC決定，JDV決定裝置18控制JDV轉換器20以選擇標準維特比解調變器22或JDV解調變器24。

0758-A33766TWF_ADH-〇8-i24 S 200952405 法解^而言’標準料轉調” 22_維特比演算解調變所需㈣，但並不基於信號。應注意，信號傳送至標準唯解調變干擾由匹配滤波器22，進行匹配據波處理。與之相較， V解調變器24基於維特比演算法信號。於特定㈣nm 變㈣彳。叙干擾枝心认環下‘準維特比解調變器22可能運作較應用^另:些—環境下，JDV解調變器24可能運作較佳。

淮;V決疋裝置18以選擇解調變器（22或24)之標準將於下文描述。 v 頻率偏移估计單元26利用標準維特比解調變器22或研解調變器24之輸出來估計頻钱移。鮮維特比解調變器22 i TDV解調變器24之輪出亦傳送至定標及量化 (scalmg and quantizati〇n )區塊28，而定標及量化區塊μ 產生傳送至通道解碼器之軟性值。預處理區塊預處理區塊14所執行之操作獨立於解調變器或標準維特比解調變器之選擇。以下列示係為預處理區塊14 執行之操作的範例： RSSI量測；直流偏移估計及校正；加強型通用封包無線服務（Enhanced General Packet Radio Service，EGPRS )之調變偵測，假定為高斯最小移位鍵控 C Gaussian minimum shift keying, GMSK)調變；同相及正交分量（IQ)之預定標； 0758-A3 3766TWF_ADI]-〇8-124 〇。 200952405 已知偏移之頻率校正；匕'要彳。號之初始通道脈衝響應（Channel Impulse Response，CIR)估計。 RSSI及CIR估計可用於JDv之選擇程序。RSSI係定義為接收的信號之功率，其估計係藉由首先估計接收的資料之平均功率，隨後基於射頻增益設定進行歸一化來達成’因此其結果係以dBm (功率與1毫瓦之比的dB值）表示之接收功率。CIR可由接收的信號與已知訓練序列 (training sequence，TS)之交叉相關（cross correlation) 得出。 EIC濾波下面描述EIC濾波區塊16。EIC濾波區塊16之原理係從一組預設候選濾波器中選擇濾波器，選中的濾波器可最小化濾波器輸出與通過調整的傳播通道模型之TS間的平方誤差（squared error)。此種暴力（brute-force)方法可以良好精確度來分辨靈敏度、同通道干擾、較高及較低相鄰通道干擾，且可選擇濾波器以最小化定義為殘餘干擾及雜訊之功率的均方誤差（Mean Squared Error，MSE)。 .- 於一些實施例中，靈敏度受限通道可導致貫通 (pass-through)狀態’該狀態下不會進行任何濾波。較高及較低相鄰通道干擾（Adjacent Channel Interference，ACI) 會導致以特定ACI干擾為目標之陷波濾波器（notch filter·)，而同通道干擾（Co-Channel Interference, CCI)則會導致遽波器藉由增加的高頻組分而展寬接收的信號之頻 0758-A33766TWF ADII-08-124 10 200952405 寬j因此，EIC於理想狀況下不會影響靈敏度性能，但卻可以極大地提升ACI性能。雖然ca性能亦可得到提升，仁於大多數狀況下其效果有限，且仍不足以單獨滿足 DARP之要求。於些貝施例中，以低於一門檻值（例如，_i〇5dBm) 之RSSI接收的脈衝可被解調變而無需執行eic分類及濾波。其原因係為具有如此低幅值之信號可能由於熱雜訊而嚴重退化，從而可導致EIC中分類誤差。運行EIC之危險在於=即使貫際上干擾並不存在，EIC亦可能會認定脈衝具有同通道干擾（由於信號品質差以及隨之而來的mc性能差），並隨後利用JDV來進行解調變。 JDV決定裝置下面描述JDV決定裝置18。於一些實施例中，基於偵測適於DARP之CCI狀況中的EIC有效性（亦可結合 • RSSI門檻值），JDV解調變器之選擇可與EIc之cCI濾波器分支相聯繫，從而只有認定CCI為主之傳播狀況係利用 JDV解調變器24來進行解調變，其他狀況則利用標準維特比解調變器22來進行解調變。於某些狀況下，即使已偵測到所述狀況俜CCI兔主，限制JDV解調變器24之運用亦可帶來好二C如1為二路徑延遲（multipath delay)超過jdv解調變器24支援之通道長度時。此種狀況係藉由被稱作長通道偵測（L〇ng Channel Detection，LCD)之操作來偵測，其係基於時間平均的CIR幅值。實施的LCD可於幾個脈衝上對想要信號之 = 0758-A33766TWF ADII-08-124 11 200952405 7抽頭CIR的幅值的平方作平均處理，並應用一門檻值以限定被JDV解調變器24覆蓋的3抽頭之外所允許之能量的多少。若超出所述門檻值，則使用標準維特比解調變器 12。於一些實施例中，可使用另一轉換標準，其係為對EIC 濾波之無濾波通道殘餘信號的頻譜分析。若所述殘餘信號之一階線性預測係數（Linear Prediction Coefficient，LPC ) 的幅值超過預定門檻值，其表示雜訊與干擾係為帶限的 (band limited)，因此不太可能係熱雜訊為主。基於複係數落入之象限，干擾被劃分為CCI或ACI。若為CCI時，使用JDV解調變器24,而其他狀況則利用標準維特比解調變器22。請參考第2圖，係續'示用以決定是否使用標準維特比解調變器22或：TDV解調變器24之決定邏輯表格3〇。符號 “ CV ’’係指標準或傳統維特比解調變器22，而符號 “JDV”則係指JDV解調變器24。決定邏輯表格3〇中列舉了 4種測試，而所述4種測試可單獨應用或聯合應用。第一測試（32)係比較接收的信號之估計的RSSI與預設標準（Tsensitivity) ’例如’ _105dBm。其假定不超過 -105dBm之信號可導致選擇錯誤，而所述選擇錯誤則導致 JDV解調變器24被意外地選中，儘管於該標準下標準維特比解調變器22 (CV)係為最佳接收機。若^不超過 -105dBm，則標準維特比解調變器22被使用^若超= -105dBm，則會引發額外的幾種測試。右°、 TS中減去第一測s式（34)係頻譜分析，其係利用從 0758-A33766TWF_ADII-08-124 - 12 200952405 理論貢獻’並從接收的脈衝之一部分一階LPC的工Λ耷 ^ ^ '成去丁S日守殘餘雜訊之定^所述接收的脈衝對應於所述U。其決，雜訊越“多彩”，目此，決定值大表不可此出現CCI。門檻值（丁a ::準會選"牌解調變器24,而當決定值：：物如，不超過門檻值），則需要更多測試以進行決定。

第測試（36)係為LCD，其觸確定與接收的信號相關之傳播通道長度6超過LCD之能力範圍。門植值 (LCD)之认置較為保守，其可使長通道之偵測更準確，以使標準維觀解調變器22可被選中。若LCD偵測未達成（例如’傳播通道長度未超過門捏值），則需執行第四測試，其描述如下。第四測試（38)係EIC分類。EIC濾波區塊16將至少兩個不同濾波器應用於接收的信號，並選擇可最小化誤差值之濾波器。例如，EIC濾波區塊16可應用四個濾波器，所述四個濾波器可包含可加性白高斯雜訊（Additive white

Gaussian Noise, AWGN)濾波器、CCI 濾波器、第一 ACI 滤波器ACI 1及第二ACI濾波器ACI 2之至少一者。ACI 1 及ACI 2係用於較高及較低頻率相鄰通道之干擾的濾波器。若CCI濾波器被選中，則表明存在同通道干擾信號，從而使JDV解調變器24被選中，而其他濾波器的選擇則會導致標準維特比解調變器22被選中。 0758-A33766TWF_ADII-08-124 200952405 等化藉由標準維特比解_器前—步驟之決定，等化程序所述兩種狀況下m“:¥解調變器24來執行。性值需要於可被應用為：；系列軟性值，而所述軟信號路徑而言，實碼則被定標及量化。對每一同。實際執韻錄所述軟性值序各不相 …其 =::處::=及卿解· 調變品質之錄定標 A值从描核執行之解值定標及4化。、 ~錢驗料隸後續軟性頻率偏移估計 CIR ::接：的仏號、解調變器之輸出以及想要信號之 ⑽估计’頻率偏移被估計並傳送至較高層…細 a—)，以更新保持行動台（Mobile station，Ms)與網路同步之控制迴路。此程序可獨立於選定的解調變方法。軟性值定標及量化 "從解，變器計算軟性定標矩陣開始，信號鏈之最後階段係计算量化步長（卿size)，等化器輸出之軟性值的量化係基於所述量化步長。4位元（4_bit)之#化軟性值被打包為16位之字元（评〇1>(1)，並傳送至解碼鏈之剩餘區塊。聯合偵測維特比演算法 0758-A3 3 766TWF一ADII-08· 124 14 200952405 以下將描述用於JDV之演算法的範例，所述JDV實施於SAIC接收機。同時亦會描述SAIC解調變器如何連接至既有之GSM接收機。所述方案包含兩個組件：SAICCIR 估計器以及SAIC JDV解調變器。基於JDV之SAIC接收機於某些實施例中，基於JDV之SAIC方案包含嵌入 GSM解調變器及等化器之幾個組件。最重要的兩個組件係為特定干擾感知（interference-aware) CIR估計器以及JDV 自身。JDV可進一步劃分為訓練部分及實際解調變部分，其中所述訓練部分負責估計干擾CIR。 SAIC CIR 估計請再次參考第1圖，SAIC CIR估計模組40係基於被稱為定值模數（constant modulus )或固定包封（constant envelope)之原理。此係為於CCI下估計用戶（user) CIR 之一方法’其將干擾看作具有固定功率之信號。此模型對於靜態傳播條件下之GMSK調變干擾係為正確的，而實際上，其對於 8 移相鍵控（Eight Phase Shift Keying, 8-PSK) 調變信號及經受衰落通道（ fading channel)條件之信號而呑，皆為有用之模型。信號模型 . 所使用之信號模型包含想要信號、具有定值模數及代〇758-A33766TWF_ADll.〇8.124° 15 200952405 表干擾之隨機變量 AWGN · (random argument )的信號組分以及 = X h(k)d(n + w(n) 装 (1)

、’ r㈨係為接收的信號，d(n)係為傳送的信號，h(V 糸用戶CIR，^係為模數及代表干擾之變量，以及 w⑻係為AWGN。我們的目的係決定响’但若直接利用方程式（1)，我門會發現需要對_進行良好估計，其係很難實現的。因此1重排方程式⑴’並考慮電源域（power domain)表示的信號模型： σ' 一；I2 ^ ± (2) 其中〜表示AWGN之方差。方程式(2)中以電源域表示的信號模型可引出下述代價函數(⑽Wion): / = Σ r^)~Y.Kk)d(n~k)2-λλ w V k ) (3) 急遽遞減（Steepest descent)法被用於逐步更新通道估計，其係基於代價函數之梯度： hv+» \n〇n) - μ^[_ dh{m) 其中’/^㈣係為用戶傳播通道之第則固CiR抽頭之第“固迭代，Μ系為任-步長，眞㈣係為關於用戶⑽ 估计之代價函數的梯度。CIR之初始估計可利用相關 0758-A33766TWF_ADII-08-124 16 200952405

CcoirelatiGn)或類似方法得出，而無需參考千優。所述^度可藉由將/對CIR求微分得出 dJ dh(m) (4) ❹ ❹ j ^ ir(w)^^^(^)i/(/7-^·) d{n-m) J J J 這意味著CIR將會被下述迭代程式所更新：❺)=\) (m)—騎⑻|卜斗_ 一 m) n (5) _ ”中e(n)係為實際與期望接收的符號w之差。傳送的資料㈣通常係未知的’除了於TS之傳送中之外，因此’ JDVCIR演算法僅對與接收的ts對應之26個iq符號進行操作除了對整個Ts做平均之外，可替代地，亦可利用般的最小均方（Least Mean s啊⑽，MS)方程式，其中，可於其上進行梯度估計之區塊僅為—個符號。 LMS 方法較快，因為對於每L言，其皆符合CIR，而- 般基於區塊，遽遞減方法敎準確因為其可以有效渡除通道估計程式中許多短期波動。干擾功率之估計功率1係為未知的，其可與CIR聯合估計。 /將沾平均㈣㈣收斂來達成： 2.計算： 4 e(n)^r{n)7^h{k)d{n__k) Jc * 0758-A33766TWF_ADn-08-i24 17 200952405 3.迭代式： ·+1) = αλΙ} + (1 - a) \\e(n)f 其中，α被適當地選擇，且其值每次迭代皆會增加。由於異步干擾於TS中間附近開始傳送時將會出現最差狀況，因此，干擾功率佑計可被劃分為兩部分：一部分對應於TS之左半部，另一部分對應於TS之右半部。所述方法不僅僅適用於干擾開始於TS正中間之狀況，藉由對應於干擾功率之變化來降低整體靈敏度，其可於干擾對應的所有位置提升性能。應注意’所述特徵僅為干擾功率估計所具有，而並非CIR估計。完整之JDV CIR演算法

以上所述之步驟可整合於單一 JDV CIR演算法。於一些實施例中，所述演算法可反復多次用於TS。其可使CIR 及干擾功率收斂。於一些實施例中’完整之演算法可如下所述： 1.將λ2⑴初始化為〇 2·利用IQ與TS之相關結果計算初始CIR(/z⑴） 3.對於每一迭代（/=1，·.·，％): a. 計算： e(n) = r(n) — Zh(i)(k、d(η — k) k b. ~ ad)^l)+(1 - a(i}) IKw)||" C. h{j=l}(m) = h(i)(W) -//^(||e(w)|2 -^)e{n)d{n-m) n d.降低收斂速度：α(,+1) = 〇·75%) + 0.25， 0758-A33766TWF ADII-08-124 18 200952405

JDV 首先，我們將介紹襟準維特比解調變器，其會有助於更好地理解JDV。維特比等化 Φ ;中，不管利用Ungerboeck邊近或是Forney邊近等化（或解調變）皆可藉由維特比演算法達成。由於 Forney逼近係為下一部分介紹之 JDV之基礎，此處我們將對其進行簡要介紹。双門維特比演算法力求藉由分析再合成 C nalysis by-synthesis )方法從接收的序列中解迴旋 (，convolve)傳送的序列，其中，所有可能之傳送的序列皆與CIR進行迴旋，以找出與接收的信號匹配最佳者。所述匹配係藉由於欲解調變之序列的持續時間内最小化代價函數來決定’例如，歐幾里得距離（Euelidian distance) 矩陣。 ^由於傳播通道之記憶（其藉由CIR長度來表徵），逐付號（symbol-by-Symb〇l)之操作無法完成，其需要對至少序列之資料進行求值。欲最小化的矩陣係為： r(n)~.^h(k)d(n-k) /=Σ (6) 其中’七)係為接收的序列，J⑻係為集合{-1,+1}假定之傳送的符號，以及/K幻係為CIR估計。變量„表示序列長度，k表示傳播通道之記憶。〇758-A33766TWF_ADII-〇8, 124 19 200952405 傳播通道範圍内通過之傳送的符號之每一可能組合皆被稱為一個狀態，而與所述狀態相關之符號則被稱為狀態向量（state vector)。維特比演算法最有效之實施方式係藉由被稱作“蝶型（butterfly) ”之方法來達成，所述蝶型方法係藉由從一個符號至下一符號之轉換而導致的狀態向量之變化來表徵。由於系統之因果關係（causality )，僅有一定數量之可能的轉換存在，因此，於符號轉換之前及之後，表示狀態向量間關係的s(«)表示為： d(n) s(n)= A⑻ • • • —s(« + l) A-2(«)_ ⑺ 其中，办(《)係為藉由{-1，+1}表示之第《個符號之第A：

A 個狀態，係為假定之傳送的符號，以及Z係為通道階 Λ 數（CIR抽頭數減去1)。由於及被限定為-1或 + 1，因此所述轉換可藉由四個狀態來描述。所述狀態包含兩個起始狀態（源狀態）及兩個最終狀態（目的狀態）。所述狀態間的關係圖可由第3圖中之蝶型50來表示。如第3圖所示，源狀態及目的狀態之數量係利用蝶型編號（number)Α：來計算，Α：的數值係為0〜（2L - 1)。因此，舉例而言，於一實施例中，CIR抽頭數為5 (L = 4)，則蝶型會有8個（例如，第4圖中之60a - 60h)，16種狀態如第4圖所示。對於每一目的狀態而言，其具有兩個可能之源狀態，昝 * 每一源狀態皆具有各自的累積路徑矩陣（Accumulated Path 0758-A33766TWF ADII-08-124 20 200952405

Metric, ΑΡΜ )，所述AJPM係由相關分支矩障（Branch Metric， BM)及與所述起始狀態關聯的路控矩陣（path metric)之和決定的。對於每一蝶型而言，有四個APM需要計算： ΑΡΜ00 = ΡΜ0 + ΒΜ00 ΑΡΜΟΙ = PMO + ΒΜ01 ΑΡΜ10 = ΡΜ1 Η-ΒΜ10 APM11 =PM1 +BM11 (8) PMO及PM1係源狀態為A：及k+21·1之倖存路徑矩陣

(surviving path metric)，其將於稍後定義。所述3^[可表示如下：走=i-l

BM r(n)-\ d(n)h{0)^r k=s〇 (9) =卜⑻-乃⑻，s 其中’若CIR估計為常數時，亦即，於非自適應實施例中’後面表示迴旋之記法可被儲存於表（table)中。 ❸ 接下來則要判定每一狀態之最佳（最小）AjpM。最佳 APM被稱作倖存路徑矩陣，而最佳APM之索引j•將描述本狀態下之決定’並儲存於決定歷史中。 PMz = min(APMy〇, z ={〇,!}, 7*={〇5i} (10) 以上所述之程序即為通常所講之相加-比較-選擇 (Add-Comp勝Sdect, ACS)程序。相加係描述路徑矩陣與分支矩陣之加總；比較係描述AI>M*之比較，其產生決定位（decision bit，其值為〇或1);選擇係指成為倖存路徑矩陣之最小APM的選擇。， · 0758-A33766TWF ADII-08-124 21 200952405 為獲得每一解碼位（decoded bit)之可信度（confidence level) ’可利用一種基於最可能〇轉換（APMOx)與最可能1轉換（APMlx )間差異的方法： SPO = min(APM〇4), SP1 = minCAPMl/O，適用於所有狀態灸 SV(«) = SP0 — SP1 其中，正值的SV表示傳送的+1 (1位元），負值的 SV表示傳送的-1 (〇位元）’而軟性值的幅值將與解調變位元（demodulated bit)之可信度對應。因此，舉例而言，大的正值表明1位元（Uit )被接收，且位元誤碼率 (bit-err〇r-pr〇bability )低’而小的負值則表明〇位元（〇_bit) 被接收，但解調變誤差機率較高。於任一給定的時間’解調變的序列皆可由已執行維特比演算法之時間點找到。於一些實施例中，GSM中的序列很短，以至於在解調變序列被決定之前，整個序列通常已被處理。找出此序列之程序被稱為回溯（Trace Back，TB )，且其可判定透過狀‘4交織（statetrellis)之最佳倖存路徑。首先’作出與最佳倖存路彳i輯相關之決定，所述決定可描述從允許TB演算法回溯至前—決定的前—符號開始之轉換等等。 JDV解調變於JDV解調變中’狀態向量被擴充至聯合描述兩個獨立序列：用戶序列（有興趣信號—signal 〇f丨咖⑷及于擾序列。 0758-A33766TWF_ADII-08-124 "22 200952405 尤⑻ k⑻ 、〇⑻ 义…⑻ k⑻ s⑻= 气〇⑻ s(n + V) <(«) 气。⑻ 气i-2⑻ © 其中，次指數（sub-indices) w與ζ·用以區分用戶及干擾序列。用以劃分狀態向量的線係表明於時間上，跨越實際中間（middle-in fact)處係無聯繫的，每一半（half)皆

A A 表示重疊時間（overlapping time )，其意味著〇)及义⑻係為相同時刻傳送的用戶符號及干擾符號之估計。為簡便起見，3抽頭之CIR的狀態向量亦可表示為： [su,o(n) su,\(n) I 心，〇 ⑻〜，1 ⑻]

由狀態向量長度加倍（doubling)直接導致的複雜度 (complexity )可能會被平方（squared )，但實際只是變成原來的兩倍，其係由於用戶部分與干擾部分間的獨立使得每一狀態之可能轉換的數量變為原來的兩倍。所述情形如第5圖中蝶型70所繪示，其中每一目的狀態具有四個可能的源狀態（為簡便起見，一些轉換以虛線來表示）。與JDV相關之分支矩陣可表示為： k=L-l k^L-l

BM r⑻. vv ^λη)Κ(°)+ Σ suAXk+i) + ^(«Η(〇)+ Σ λ·=ο λ—0 r{n)-\T - + Γ; \ u.du{n%%(, 0758-A33766TWF ADII-08-124 23 200952405 (12) 為提升性能’每一符號之幻及W幻皆利用基於傳送的用戶序列及干擾序列之估計的LMS演算法來更新。這表明所述演算法需要於常規時間間隔重新計算表A及^，最多每一符號一次。接著係為ACS部分’由於每一目的狀態皆具有四個可能的源狀態，因此需要利用兩位元來描述每一決定。對於每/狀態轉換而言，所述回溯需要處置兩位元。一位元描述用戶序列，一位元描述干擾序列。儘管干擾序列可能不需要進一步處理，但對其保持追蹤以正確回溯係必要的。 PMz = min(APMy /), / ={0〇,〇1,1〇,11}sy ={〇〇,〇l,l〇,ll} (13) 每一接收的信號具有兩個軟性值，一軟性值用於用戶序列，另一軟性值用於干擾序列： SPO^minCAPMOxn:,), SPlw =min(APMlxxx/c), Vk,x svti(W)=sp〇„-spi„ 1 SPO, = min(APMx0xxA.)3 SP1. =min(APM^lxriT), \/k,x SV.(«) = SP0,-SP1/ 用於干擾序列之軟性值僅被用於獲取傳送的干擾序列之估計’其中所述干擾序列係用於CIR更新，因此，若干擾序列之估計係用其他方式完成，其可以忽略不計。舉例而言’所述干擾序列可藉由分段回溯來估計。 LMS係用於更新CIR估計。估計誤差可從用戶及干擾序列之估計與用於計算分支矩陣之表的組合中獲取： 075卜 A33766TWF—ADII-08-124 24 (14) 200952405 e = r{n) - ί ί X ~ ^)Κ (k) + Σ ^ (η~ k)hf (^)] l^VA-=0 J νί-=0

坤)-(U，J 估計誤差e被用於標準}MS演算法：

Kn+l) (k)=Kv) (^)+η - ^ · Κ (η - kX (k) = h^] (k) + yre- dm {n - k\ \/k 05) ❹

其中A及:r,·係為決定lms自適應速度之步長參數。為獲得更佳CIR估§十’ JDV之特定實施例可從反復迭代運行中獲益，例如，當JDV利用Dirach脈衡作為干擾通道的初始估計而啟動時。利用聯合獲取用戶序列及干擾序列之CIR估計的方法（將於下一部分描述），運行一次JDV 演算法之後，CIR估計的品質即可报高。干擾CIR估計

即使JDV可以Dirach脈衝開始，開拓TS以訓練JDV 等化器仍會帶來好處。舉例而言，其可藉由用於資料解調變之JDV來達成，或可作為單獨的任務來實施。原因之一係為，於指導翻中，複雜度可被降低，其將導致每一符號之相對複雜度只有3抽領CIR之全謂複雜度的四分之 ―― 〇由於ts #月係為可知的，JDV可被引導進入用戶序列之正確狀。干擾之解調變變得更準確。所述狀況亦適驗從絲式12 ^之分支铸减從方程式14 得出之LMS。 JDV分支矩陣： ’ 0758-A33766TWF_ADII-〇8-124 200952405

'A k)hu(k) ^ b=L Λ \\ ^d^n-k^Xk)νΑ·==〇 J j / (k^L BM — r{n) — \ J \ ; I r⑻-( τ^+τ^) 2 " (16) LMS估計誤差：

(f k=L \ \ A：=〇 =^)-(^+7 (17) …一，很皆如於主JDV中一樣適合，但速收斂’最斜擾CIR之適合更主動些。藉由多次傳遞f 幾次迭代被執行，且每次傳遞之 LMS步長參數皆被減以於降低收餘速度之代價下提升收斂誤差品質。第6圖係解碼脈衝信號8〇之方法的示 ⑽包含第-資料段82、咖以及第二資料段送中’ TS 84對於脈衝錢8()之發送機及接收機而為可知的（即使由於干擾或信號退化，接收機實際接糸的ts與發送機發送的TS有所不同）。CIR估計模紐H (第1圖）可提供通道係數之初始估計，以作為所需作號之基礎，舉例而言，接收的信號與已知TS之互相關（cr〇二 correlation)。如第6圖所示，利用CIR估計模組40為所需信號提供之初始通道估計，jDV演算法可於TS (88a) 之上迭代。JDV演算法於TS之上反復迭代幾次（88)，且於上述過程中，所需信號及干擾信號之通道估計亦可被獲得。〇758-A33766TWF_ADII-08-124 200952405 於一些實施例中，：TDV演算法於Ts之上迭代可包含建立樹狀或交織資料結構以評估可能之傳送的ts，以及基於已知傳送的TS之資訊計算分支矩陣與估計誤差。以上所述可由方程式！6及17看出，其中傳送的符號你)係已知符號。由於實際傳送的TS係已知的，JDV演算法可選擇與已知傳送的ts 一致的可能之傳送的TS，而剔除那些不一致的。上述做法將會增加JDVK Ts之上迭代的速度。如上所述，於TS之上迭代幾次JDV演算法可產生關於所需信號及干擾信號之通道估計的資訊。所述通道估計 (由JDV演算法於TS之上迭代獲得）可作為初始通道估計以用於第一資料段82之上的JDV演算法迭代（9〇)。藉由利用關於所需信號及干擾信號之通道估計的資訊，於第一資料段82之上迭代JDV演算法一次即可獲得足夠準確之軟性值。於一些實施例中，於第一資料段82之上多次迭代JDV演算法係不必要的。JDV演算法可於第二資料段 _ 86之上迭代（92)以獲取第二資料段86之軟性值。於TS之上迭代JDV演算法以獲取干擾信號之通道估計的優點之一係為，藉由剔除與已知TS不一致的可能之傳送的TS，JDV演算法之執行可更快速。於TS之上迭代JDV 演算法幾次之後，所需信號及干擾信號之通道估計可足夠準確’因此，若初始通道估計不夠準確’對於資料段82及 86中任一者而言，JDV演算法僅應用一次即可，而無須多次應用。於一些實施例中，·由於異步干擾於TS中間出現之可能性，所述處理可劃分為兩部分：一部分對應於T§之左半 0758-A33766TWF ΑϋΠ-08-124 27 200952405 部’另一部分對應於TS之右半部。所述用戶CIR不會受到影響，、但若Ts之左半部及右半部具有明顯不同之干擾功率’左半部及右半部之干擾CIR之估計係單獨進行的。進一步之描述如下所述。 JD V處理方案由於用戶及干擾之CIR係由TS導出的，其對於接近

ts之接收的信號的描述係較佳的，且隨接收的信號與TS

之距離的增加而逐步變差。所述狀況係由兩種物理現象所導致：實㉟CIR於時間上的變化以及較大範圍之頻率偏移，所述頻率偏移可導致朝向脈衝末端（ends of the burst) 之=步增加的相位偏移。於一些實施例中，為得到良好的 f生此，JDV工作於遠離TS且朝向脈衝末端之狀況下。所述狀況下’ JDV可以從^得出之高品質aR開始工作，並於朝脈衝末端移動時逐步適應處於變化巾的條件。這表

月回溯係開始於脈衝末端並朝向巾間。所述過程所示。對於㈣及回難序而言，用戶之起始狀態係為已去、而干擾之起始狀態係為未知的。對於了DV而言，用戶 :起:32由TS符號得出’其可用於偏移初始輸 :。：:干擾狀態皆被初始化為中立值一定，即，所有〇，=^_ ^^(tailbits)u 選擇最小路徑矩陣來=之起始狀態則藉由於干擾狀態寸〇758-A33766TWF_ADII-〇8-124 28 200952405 異步干擾之分裂ts分析效果第7圖係存在異步干擾時CIR與JDV區塊（其可分別例如第i圖中之4〇及24)中分裂（柳麻g) ts 析之效果的範例的示意圖100。水平軸係代表干擾之起始位置（例如，第6圖所示脈衝信號中干擾信號之起始位置）。垂直軸代表訊框錯誤率（Frame Error Rate，FER)。而兩虛線 102a及1 〇2b係用以標示用戶信號之的邊界。 ' ❹ 於一些實施例中，當TS分析被分裂為兩部分時，干擾之效果可被極大地減小，所述干擾可於想要信號之任一位置開始傳送。當干擾為同步干擾時，可於複雜度及性能方面不犧牲或犧牲很少為代償來執行。對於及JDV而吕’分裂TS分析皆係為有用的。曲線104係代表JDV演算法應用於整個Ts時之訊框錯誤率，且整個TS之干擾信號功率之單一估計被決定。曲線104並未使用所述分裂方法。 φ 曲線106係代表干擾信號功率之估計於Ts上分裂時之訊框錯誤率。舉例而言，CIR估計模組4G (如第】圖所不估計TS第-半部之第一干擾信號功率，並估計Ts第一半部之第二干擾信號功率。於用於例示之曲線106中， JDV演算法係應用於整個TS。曲線106之訊框錯誤率通常較曲線104之訊框錯誤率低。曲線108係代表jDv演算法反復應用於之每一半部時之訊框錯誤率。舉例而言，JDV演算法反復地應用於 ’ TS之第—半部’以獲取用戶信號及干擾信號之通道估計，且將JDV演算法應用於第一資料段（例如，第6圖中之82) 0758-A33766TWF_ADII-〇8-124 29 200952405 =、、所述遏道估計可被使用以作為初始通道估計。JDV演復地應用於了^之第二半部，以獲取用戶信號及干緩通道估計，且將JDV演算法應用於第二資料段（例如’第6圖中之86)時，所述通道估計可被使用以作為初始通道估言十。右干擾信號起始於脈衝的中間，則第一資料段TS之、、半°!5中不存在干擾信號，因此用戶及干擾信號之初始，道估叶（藉由將JDV演算法應用於TS之第一半部而獲 *對於第一資料段而言係為準確的。TS之第二半部及第二資料段中存在干擾信號，因此用戶及干擾信號之勒始通道估计C藉由將JDV演算法應用於ts之第二半部而獲得）對於第一> 料段而言係為準確的。曲線108之訊框錯誤率般較曲線106之訊框錯誤率低。一曲線110係表示當干擾信號功率估計分別對Ts之每半。卩執行，且JDV演算法反復地應用於TS之每一半部 =的訊框錯誤率。於CIR及腑區塊中分裂ts分析可進一步降低絲縣率。曲線11G线 ⑽之訊框錯誤率低。 +城曲線外部干擾些實施射，耽aR估計及等化器之外部輪乂 :了，TS以及脈衝類型（刪SB )之外係為一用以指示TS中心附近出現之異步干 Π，則對於，TS引導SAIC而言，所述情形係為最差之況，因為其可使TS無法復好地表示脈衝之任—半部（= 〇^8-A33766TWF_ADII-08-124 3〇 200952405 half)中接收的信號。於ts之前或之後立即出現之干擾僅影響脈衝之一個半部，且可於一定範圍内被接受。藉由將TS劃分為兩個獨立的半部，不管干擾於何處出現，至少脈衝的一半可較佳地被最近的TS之半部描述。所述特性可被廣泛應用，且於一定程度上可藉由參數 PowerRatio 來控制。

對應於TS之接收的信號與傳送的TS做相關運算，以得到用戶之基本CIR估計。所述CIR與TS進行迴旋運算，以得到不含干擾及雜訊之接收的TS之估計，並從接收的信號中減去所述估計。殘餘信號係為干擾及雜訊之估計，其劃分為兩半部。參數PowerRatio (尺p)係為TS左右兩半部中干擾功率之差的絕對值徐以TS左右兩半部中干擾功率之和：

R

Pright

Plefl 七 Pfight (18)

作為於SAIC等化器之外計算所述參數之替代方案，其亦可藉由再使用已於等化_高斯最小移位鍵控__通道脈衝響應 _ 估計 _ 聯合偵測維特比 (EQ_GMSK_CIR_Estimation_JDV )方案中計算出的參數 InterferencePowerL 及 InterferencePowerR 來達成。所述參數 InterferencePowerL 及 InterferencePowerR 係分別對應於 JDV CIR演算法中TS之左右半部的功率估計。第8圖係無線網路120之範例的示意圖，其中無線裝置或行動台122 (於一些通訊標準中*亦稱為用戶設橫）包 0758-A33766TWF ADII-08-124 31 200952405 含第1圖所示之接收機10以解調變信號，以及用以致能至所述蜂巢式網路（cellular network)的上鏈傳送之發送機，其中所述信號接收自以蜂巢式塔（cellular tower ) 124為代表之蜂巢式網路。所述接收機10可製作成積體電路之一部分，例如無線晶片組，且可安裝於行動台122之電路板上。所述蜂巢式網路可將行動台122連接至其他裝置，例如另一行動台126。第9圖係例示利用標準維特比解調變器及JDV解調變器之信號解調變程序130之流程圖。所述程序包含接收輸入信號（步驟132) ’例如GSM脈衝信號；以及基於所述輸入信號之至少一特性適應性地選擇JDV解調變器或標準維特比解調變器’以解調變所述輸入信號（步驟134)。所述輸入信號之特性可包含RSSI、干擾消除單元之濾波器選擇、與輸入信號相關之傳播通道長度以及輸入信號之干擾信號組分之LPC幅值。當JDV解調變器被選中時，輸入信號之所需信號組分及干擾信號組分被聯合地解調變（步驟丨36)。當標準維特比解調變器被選中時，輸入信號之所需信號組分被解調變，而輸入信號之干擾信號組分未被解調變（步驟138)。第10圖係例示利用jDV演算法之TS&資料段解調變程序140的示意圖。所述程序14〇包含接收包含所需信號組分及干擾信號組分之信號，所需信號組分包含一 Ts及兩個資料段（步驟142)。舉例而言，信號可具有類似於第6 圖所示之格式。利用JDV演算法解調變Ts及干擾信號組分之對應部 0758-A33766TWF_ADII-08-124 ^ 。 200952405 分以估計可能之傳送的Ts及干樣信號序列（步驟i44)。而所述所需信號紐分及干裱信號錐分之通道估計亦被產生 (步驟146)。依據：TDV演算法，炎利用所述通道估計作為JDV演算法之初始通道估計來解調變第/·資料段（步驟148)。依據JDV演算法，並利用所述通道估計作為JDV演算法之初始通道估計來解調變第二資料段（步驟I50)。其中，所述通道估計係產生於步驟146。儘管以上僅描述了一些實施例’但其他實施方式或應用亦可落入本發明之後附的申讀專利範圍。舉例而言，所述標準維特比解調變器22及几解調變器Μ可由其他類型之解調變器替代。而於兩解調變器中選擇之標準亦可不同於以上所述於標準維特比解調變器22及JDV解調變器 24間選擇的標準。以上所述之系統或裝置亦可包含未描述或未緣示於圖中之其他組件。第1圖中之一些區塊可被實施為數位電路、積體電路、特別設計之特殊用途積體電路（Applicati〇n Specific Integrated Circuit, ASIC)、電腦硬體、韌體、軟體及/或以上所述之任一組合。所述軟體可由微處理器或數位信號處理器執行。第1圖中之區塊的操作可被控制，例如’其可被數位疼理器執行之軟體控制。繪示於圖中之邏輯流程並不需要以所示之特定次序或順序執行來獲取所需結果^其他步驟亦可被提供，所述流程中之步驟.亦可被删除。以上所述僅為本發明之較佳實施例，舉凡熟悉本案之 0758-A33766TWT_ADII-08-124 33 200952405 人士援依本發明之精神所做之等效變化與修飾，皆應涵蓋於後附之申請專利範圍内。【圖式簡單說明】第1圖係接收機之信號流示意圖。第2圖係選擇解調變器之決定邏輯表格的示意圖。第3圖係描述兩個起始狀態及兩個最終狀態之蝶型的示意圖。第4圖係描述16個狀態之8個蝶型的示意圖。第5圖係描述四個起始狀態及四個最終狀態之蝶型的示意圖。第6圖係解碼脈衝信號之方法的示意圖。第7圖係存在異步干擾時分裂TS分析之效果的示意圖。第8圖係無線網路之範例的示意圖。第9圖係例示利用標準維特比解調變器及JDV解調變器之信號解調變程序的流程圖。第10係例示利用：FDV演算法之TS及資料段解調變程序的示意圖。【主要元件符號說明】 10 ··接收機； 12 :天線； 14 :預處理區塊； 16 : EIC濾波區塊； 18 : JDV決定裝置； 20 : JDV轉換器； 22 :標準維特比解調變έ ; 22’ ：匹配濾波器； 0758-A33766TWF ADII-08-124 34 200952405 24 . JDV解調變器； 28 :定標及量化區塊； 32 :第一測試； 36 ··第三測試； 40 : CIR估計模級； 26 :頻率偏移估計單元； 30 :決定邏輯表格； 34 :第二測試； 38 :第四測試； 50、60a-60h、.蝶型， 80 :脈衝信號； 84 ： TS ； 82 :第一資料段； 86 :第二資料段；

❹ 88a . JDV演算法於TS之上的迭代； 88 : JDV演算法於TS之上的反復迭代； 90 ·於第一資科段82之上的JDV演算法迭代； 92 :於第二資料段80之上的JDV演算法迭代； 100 :存在異步干擾時分裂TS分析之效果的示意圖； 104、106、108、110 :訊框錯誤率曲線； 120 :無線網路； 122、126 ··行動台； 124 .蜂巢式塔； 130 :信號解調變程序； 132、134、136、138 :步驟； 140 : TS及資料段解調變程序； 142、144、146、148、150 :步驟。 0758-A33766TWF ΑΟΠ-08-124 35

Claims

200952405 七、申請專利範圍： 1. 一種信號接收裝置，包含：一接收機，基於一接收的信號之至少一特性適應性地選擇一聯合偵測維特比解調變器或一第二維特比解調變器’以解調變該接收的信號；其中該聯合偵測維特比解調變器聯合地解調變該接收的叙號之一所需信號組分及一干擾信號组分，該第二維特比解調變器解調變該所需信號組分而不解調變該干擾信號組分。 2. 如申請專利範圍第丨項所述之信號接收裝置，其中該接收的信號之該至少一特性包含下述至少一者：一接收仏號強度指標、一干擾消除單元之一濾波器選擇、與該接收的信號相關之一傳播通道長度以及該接收的信號之一干擾信號組分之一線性預測係數之幅值。 3. 如申請專利範圍第1項所述之信號接收裝置，其中該接收機包含一預處理單元以估計該接收的信號之一接收信號強度指標，且若該接收信號強度指標超過一門檻值，該接收機選擇該聯合偵測維特比解調變器。 4. 如申請專利範圍第〗項所述之信號接收裝置，其中該接收機包含—干擾消除單元，該干制除單元將至少兩個候選攄波器應用於該接收的信號，並選擇該至少兩個候選滤波益其中之一以最小化一誤差度量。 _ 5.如申請專利範圍第4項所述之信號接收裝置，其中二导广兩個候選遽波器包含_可加性白高斯雜訊滤波器、同通道干擾遽波器以及一相鄰通道干擾濾、波器中至少— 0758-A33766TWF_adh.08.j24 200952405 者。 6. 如申請專利範圍第1項所述之信號接收裝置，其中該接收機包含一長通道偵測單元以決定與該接收的信號相關之一傳播通道長度，且若該傳播通道長度超過一門檻值，該接收機選擇該第二維特比解調變器。 7. 如申請專利範圍第1項所述之信號接收裝置，其中該接收機包含一頻譜分析單元以決定該接收的信號之該干擾信號組分之——階線性預測係數，且若該一階線性預測 ® 係數之幅值超過一門檻值，該接收機選擇該聯合偵測維特比解調變器。 8. 如申請專利範圍第1項所述之信號接收裝置，其中該所需信號組分符合全球行動通訊系統標準。 9. 一種信號接收裝置，包含：一接收機，包含：一輸入單元，接收具有已調變的組分之一輸入信號；一第一解調變器，依據一第一程序解調變該輸入信號 ❹ 之該已調變的組分；一第二解調變器，依據一第二程序解調變該輸入信號之該已調變的組分；一決定單元，依據該輸入信號之至少一特性自動選擇該第一解調變器或該第二解調變器以解調變該輸入信號；以及一通道解碼器，解碼由選擇的該第一解調變器或該第二解調變器產生的一解調變信號' 10. 如申請專利範圍第9項所述之信號接收裝置，其中 0758-A33766TWF ADII-08-124 37 200952405 該第一解調變器聯合地解調變該接收的信號之一所需信號組分及一干擾信號組分。 11. 如申請專利範圍第10項所述之信號接收裝置，其中該第一解調變器包含一聯合偵測維特比解調變器。 12. 如申請專利範圍第10項所述之信號接收裝置，其中該第二解調變器解調變該所需信號組分而不解調變該干擾信號組分。 13. 如申請專利範圍第10項所述之信號接收裝置，其中該第二解調變器包含一標準維特比解調變器。 14. 如申請專利範圍第9項所述之信號接收裝置，其中該接收的信號之該至少一特性包含下述至少一者：該輸入信號之一接收信號強度指標、一干擾消除單元之一濾波器選擇、與該輸入信號相關之一傳播通道長度以及該輸入信號之一干擾信號組分之一線性預測係數之一幅值。 15. 如申請專利範圍第9項所述之信號接收裝置，其中該輸入信號包含依據全球行動通訊系統標準而調變之一信號組分。 16. —種信號接收方法，包含：接收一輸入信號；基於該輪入信號之至少一特性適應性地選擇一聯合偵測維特比解調變器或一第二維特比解調變器，以解調變該輸入信號；當選擇該聯合偵測維特比解調變器時，聯合地解調變該輸入信號之一所需信號組分及一干擾信號組分；以及當選擇該第二維特比解調變器時，解調變該輸入信號 0758-A33766TWF ADII-08-124 - 38 200952405 之該所需信號組分而不解調變該輸入信號之該干擾信號組分。 17. 如申請專利範圍第16項所述之信號接收方法，其中該輸入信號之該至少一特性包含下述至少一者：該輸入信號之一接收信號強度指標、一干擾消除單元之一濾波器選擇、與該輸入信號相關之一傳播通道長度以及該輸入信號之一干擾信號組分之一線性預測係數之一幅值。 18. 如申請專利範圍第16項所述之信號接收方法，更 ® 包含預處理該輸入信號以估計該輸入信號之一接收信號強度指標，其中若該接收信號強度指標超過一門檻值，該適應性地選擇步驟包含選擇該聯合偵測維特比解調變器。 19. 如申請專利範圍第16項所述之信號接收方法，更包含利用一干擾消除單元以將至少兩個候選濾波器應用於該輸入信號，並選擇該至少兩個候選濾波器其中之一以最小化一誤差度量。 20. 如申請專利範圍第19項所述之信號接收方法，其中該至少兩個候選濾波器包含一可加性白高斯雜訊濾波器、一同通道干擾濾波器以及一相鄰通道干擾濾波器中至少一者。 21. 如申請專利範圍第16項所述之信號接收方法，更包含決定與該輸入信號相關之一傳播通道長度，其中若該傳播通道長度超過一門檻值，該適應性地選擇步驟包含選擇該第二維特比解調變器。 . 22.如申請專利範圍第16項所述之信號接收方法，更包含決定該輸入信號之該干擾信號組分之·--階線性預測 0758-A33766TWF ADII-08-124 39 ° - 200952405 係數，其中若該一階線性預測係數之幅值超過一門檻值，該適應性地選擇步驟包含選擇該聯合偵測維特比解調變器。 23. 如申請專利範圍第16項所述之信號接收方法，其中該輸入信號符合全球行動通訊系統標準。 24. —種全球行動通訊系統電話，包含：一天線，接收符合全球行動通訊系統標準之一輸入信號；一加強干擾消除濾波器模組；一聯合偵測維特比解調變器，聯合地解調變該輸入信號之一所需信號組分及一干擾信號組分；一第二維特比解調變.器，解調變該輸入信號之該所需信號組分而不解調變該輸入信號之該干擾信號組分；以及一決定裝置，基於該輸入信號之一接收信號強度指標、該加強干擾消除滤波器模組之一濾波器選擇、與該輸入信號相關之一傳播通道長度以及該輸入信號之一干擾信號組分之一線性預測係數之幅值中至少一者，適應性地選擇該聯合偵測維特比解調變器或該第二維特比解調變器以解調變該輸入信號。 25. —種信號接收裝置，包含：一輸入模組，接收一輸入信號；以及一選擇模組，基於該輸入信號之至少一特性適應性地選擇一聯合偵測維特比解調變器或一第二維特比解調變器，以解調變該輸入信號，其中該聯合偵測維特比解調變器聯合地解調變該輸入信號之一所需信號組分及一干擾信 0758-A33766TWF ADII-08-124 40 200952405 號組分，該第二維特比解調變器解調變該輸入信號之該所需信號組分而不解調變該輸入信號之該干擾信號組分。

❹ 0758-A33766TWF ADII-08=124 ° 41