SK93394A3 - Automatic gain control apparatus for a digital television signal receiver - Google Patents
Automatic gain control apparatus for a digital television signal receiver Download PDFInfo
- Publication number
- SK93394A3 SK93394A3 SK933-94A SK93394A SK93394A3 SK 93394 A3 SK93394 A3 SK 93394A3 SK 93394 A SK93394 A SK 93394A SK 93394 A3 SK93394 A3 SK 93394A3
- Authority
- SK
- Slovakia
- Prior art keywords
- signal
- digital
- gain control
- automatic gain
- frequency
- Prior art date
Links
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 14
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 15
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 claims description 3
- 230000009467 reduction Effects 0.000 claims description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 7
- 230000006870 function Effects 0.000 description 6
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 4
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 1
- 230000006837 decompression Effects 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/52—Automatic gain control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
- H03G3/20—Automatic control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
- H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
- H04N21/41—Structure of client; Structure of client peripherals
- H04N21/426—Internal components of the client ; Characteristics thereof
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/08—Systems for the simultaneous or sequential transmission of more than one television signal, e.g. additional information signals, the signals occupying wholly or partially the same frequency band, e.g. by time division
- H04N7/081—Systems for the simultaneous or sequential transmission of more than one television signal, e.g. additional information signals, the signals occupying wholly or partially the same frequency band, e.g. by time division the additional information signals being transmitted by means of a subcarrier
Description
Zariadenie na automatické riadenie zisku pre prijímač číslicového televízneho signálu
Oblasť.......techniky
Vynález sa týka prístroja v prijímacom systéme televízneho signálu, určeného na automatické riadenie veľkosti prijímaného televízneho signálu, predstavujúceho číslicovú obrazovú informáciu.
Doteraj ši.....stav techniky
Systémy na príjem štandardného televízneho signálu typicky zahrnujú zariadenie na automatické riadenie zisku na udržovanie velkosti signálu privádzaného do detekčného stupňa na v podstate konštantnej hodnote v širokom rozsahu prijímaných úrovní signálu. Také zariadenie automatického riadenia ziskh typicky generuje napätie automatického riadenia zisku ako funkciu amplitúdy horizontálnej synchronizačnej zložky detegovaného obrazového signálu v základnom pásme. Napätie t automatického riadenia zisku sa používa na zvýšenie alebo zníženie zisku vysokofrekvenčných a medzifrekvenčných zosilňovačov ako inverznej funkcie velkosti prijímaného televízneho signálu. Systémy automatického riadenia zisku televízneho signálu tohoto typu sú dobre známe a sú opísané napríklad v Rumreichovom US patente č. 4,761,687.
Velká pozornosť bola v poslednej dobe venovaná vývoju televíznych systémov s vysokým rozlíšením, ktoré kódujú a dekódujú televíznu informáciu, napr. obrazovú, zvukovú a synchronizačnú informáciu, v číslicovej forme. Vysielané číslicové televízne signály sa od štandardného analógového televízneho signálu NTSC líšia v tom, že sa zdajú byť náhodným sledom impulzov pripomínajúcim náhodný šumový signál s meniacou sa amplitúdou a že môžu byť bez vysokofrekvenčnej nosnej. Takto môže byť obtiažne alebo nemožné účinne používať štandardné techniky automatického riadenia zisku číslicového televízneho signálu vzhľadom na neprítomnosť ťahko identifikovateľnej referenčnej zložky automatického riadenia zisku ako je vysokofrekvenčná nosná alebo horizontálna synchronizačná zložka, podobná ako tá zo štandardného televízneho signálu NTSC.
Podstata vynálezu
S ohladom na tieto faktory je tu opísaný obvod automatického riadenia zisku vhodný na použitie v prijímacom systéme číslicového televízneho signálu. Opísaný obvod automatického riadenia zisku je s výhodou schopný potlačiť účinky časovo premenných interferenčných javov, ako je lietadlami indukované chvenie, a môže byť s výhodou použitý v systéme kvadratúrne amplitúdovo modulovaného číslicového televízneho signálu s vysokým rozlíšením, majúceho spektrálne tvarovanú charakteristiku odozvy amplitúdy na frekvenciu (kmitočet). Príkladom takého systému je US pat. prihláška č. 650,329 Hugha Edwarda Whitea. V tomto systéme vysielaný televízny signál s vysokým rozlíšením, ktorému chýba vysokofrekvenčná nosná a lahko identifikovateľná horizontálna synchronizačná zložka typu NTSC, je rozdelený na informáciu s vysokou priorotou, ktorá by mala byť prijímaná s vysokou spoľahlivosťou, a informáciu s nízkou prioritou. Informácie s vysokou a nízkou prioritou sú prenášané ako oddelené signály kvadratúrne amplitúdovo modulovanej nosnej vnútri rôznych častí frekvenčného spektra televízneho signálu. Informácia s vysokou prioritou má užšiu šírku pásma a značne väčšiu amplitúdu ako informácia s nízkou prioritou.
Zariadenie na automatické riadenie zisku podlá tohoto vynálezu je obsiahnuté v prístroji 'n'a príjem číslicového televízneho signálu, ktorý môže predstavovať obrazovú informáciu s vysokým rozlíšením. Signál automatického riadenia zisku je vytvorený prostredníctvom detektora efektívnej hodnoty.
V zobrazenom príklade uskutočnenia zahrnuje modulačné spektrum číslicového televízneho signálu úzkopásmovú zložku, obsahujúcu informáciu s vysokou prioritou, ktorá by mala byť prijímaná s vysokou spoľahlivosťou, a širokopásmovú zložku, obsahujúcu informáciu s nízkou prioritou. Tieto dve zložky sú prenášané ako oddelené signály kvadratúrne amplitúdovo modulovanej nosnej vnútri rôznych častí frekvenčného spektra televízneho signálu. Detektor efektívnej hodnoty automatického riadenia zisku odvodzuje signál automatického riadenia zisku z úzkopásmovej kvadratúrne amplitúdovo modulovanej zložky číslicového televízneho signálu.
P r e h 1 a d.......obr.á z. kov........na.......v ýkresoch
Vynález bude ďalej podrobnejšie opísaný podlá priložených výkresov, kde na obr. 1 je znázornená bloková schéma časti číslicového televízneho prijímača, zahrnujúceho obvod automatického riadenia zisku podl’a vynálezu, na obr. 2 je znázornené spektrum obrazových frekvencií základného pásma kompatibilného súčasne prenášaného násobného kvadratúrne amplitúdovo modulovaného televízneho signálu s vysokým rozlíšením, prijímaného a spracovávaného v prijímači na obr. 1 a obr. 3 znázorňuje podrobnosti procesora vstupného signálu z obr. 1.
Príklady.......uškutočnenia.......vynálezu
Obr. 1 znázorňuje časť prijímača televízneho signálu s vysokým rozlíšením na príjem a číslicové spracovanie televízneho signálu s vysokým rozlíšením typu znázorneného na obr. 2. Tento signál bude opísaný skôr ako sa bude pokračovať v diskusii o zapojení prijímača znázorneného na obr. 1.
Obr. 2 znázorňuje spektrum obrazových frekvencií televízneho signálu s vysokým rozlíšením, ktorý je kompatibilný so šírkou pásma 6 MHZ štandardného kanálu televízneho signálu NTSC a ktorý sa dá použiť ako súčasne vysielaný signál. Frekvencie na frekvenčnej stupnici z obr. 2, t. zn. -1,25 MHz až 4,5 MHz, sú vztiahnuté na miesto frekvnecie 0,0 MHz vysokofrekvenčnej obrazovej nosnej v štandardnom systéme NTSC.
Televízny signál s vysokým rozlíšením je dátovo stlačený signál rozdelený na zložky s informáciou s vysokou prioritou a zložky s informáciou s nízkou prioritou. V tomto príklade je vysoká priorita priradená zložkám s informáciou zvukovou, synchronizačnou a nízkofrekvenčnou obrazovou, ktoré by mali, byť prijímané s vysokou spol’ah 1 i v osťou . Synchronizačná informácia, napríklad, môže mať charakter sekvenčného signálu s jedinečnou stavbou alebo kódom na uľahčenie obnovenia signálu a jeho spracovania v prijímači, a napríklad môže obsahovať informáciu o početnosti (miere) rozkladu snímok poľa, napríklad štart identifikátorov poľa. Iným, menej kritickým zložkám, ako je vysokofrekvenčná obrazová informácia, môže byť prisúdená nižšia priorita. Informácia s vysokou prioritou má voči informácii s nízkou prioritou úzku šírku pásma a úzkopásmovo kvadratúrne amplitúdovo moduluje 0,96 MHz nosnú. Informácia s nízkou prioritou širokopásmovo kvadratúrne amplitúdovo moduluje 3,84 MHz nosnú. Výsledný kompozitný signál má tvar násobného kvadratúrne amplitúdovo modulovaného signálu, t. zn. v tomto prípade zdvojeného kvadratúrne amplitúdovo modulovaného signálu. Kompozitný zdvojený kvadratúrne amplitúdovo modulovaný signál bol prevedený do štandardného televízneho pásma 6 MHz prostredníctvom vhodného kmitočtového prevodu na vysielači, s výsledným spektrom znázorneným na obr. 2.
Amplitúda úzkopásmovej kvadratúrne amplitúdovo modulovanej zložky je značne väčšia ako amplitúda širokopásmovej kvadratúrne amplitúdovo modulovanej zložky,· v tomto príklade dvakrát väčšia. Šírka pásma do poklesu ~6 dB úzkopásmovej kvadratúrne amplitúdovo modulovanej zložky je 0,96 MHz, a šírka pásma do poklesu -6 dB širokopásmovej kvadratúrne amplitúdovo modulovanej zložky je 3,84 MHz, čiže štvornásobok šírky pásma úzkopásmovej kvadratúrne amplitúdovo modulovanej zložky. Nelineárne prechodové oblasti okrajov pásma úzkopásmových a širokopásmových kvadratúrne amplitúdovo modulovaných zložiek sú tvarovené filtrami s konečnou odozvou impulzu s charakteristikou druhej odmocniny zvýšeného kosínusu na vytvorenie hladkých prechodových oblastí, ktoré zabraňujú nechceným vysokofrekvenčným javom, vytváraným ostrými prechodovými oblasťami. Úzkopásmové zložky majú závislosť amplitúdy na kmitočte s prebytkom šírky pásma asi 17 %, t. zn. s pásmom o 17 % širším než je teoreticky minimálna šírka pásma daná výrazom x 1 ,
T kde T je symbol periódy pre daný signál. Závislosť amplitúdy na frekvencii širokopásmovej zložky v prechodových oblastiach okrajov pásma, čo nie je na obrázku znázornené v mierke, má štvrtinovú strmosť strmšej úzkopásmovej zložky.
Každá úzkopásmová a širokopásmová kvadratúrne amplitúdovo modulovaná zložka obsahuje zložku I s rovnakou fázou a kvadraturnu fázovú zložku Q. Fázová zložka I moduluje potlačenú kosínusovú nosnú a fázová zložka Q moduluje potlačenú sínusovú nosnú. Dátový symbol je predstavovaný tak zložkou I ako aj zložkou Q. V prípade kvadratúrne amplitúdovo modulovaného signálu 16QAM má každá zložka I a Q štyri diskrétne amplitúdové hladiny, výsledkom čoho je 4x4 alebo 16 možných amplitúdových hladín alebo hodnôt pre každý z úzkopásmových a širokopásmových kvadratúrne amplitúdovo modulovaných (QAM) signálov, odtiaľ 16QAM. Sú potrebné dva bity na určenie štyroch úrovní každej I a Q zložky, takže každý dátový symbol požaduje štyri bity na určenie šesnástich úrovní na kombináciu I, Q. Takto je bitová početnosť 3,84 MHz širokopásmového kvadratúrne amplitúdovo modulovaného signálu s hraničným poklesom -6dB 15,36 megabitov za sekundu, t. zn. 3,84 MHz x 4 bity, a bitová početnosť 0,96 MHz úzkopásmového kvadratúrne amplitúdovo modulovaného signálu s hraničným poklesom -6 dB je 3,84 megabitov za sekundu, t. zn. 0,96 MHz x 4 bity. V systéme 64QAM by bitové početnosti úzkopásmových a širokopásmových zložiek vzrástli so súčiniteľom 1,5. Modulačná schéma 32QAM môže byť tiež použitá a môže byť aj výhodným modulačným režimom vzhľadom na inherentne charaktéristiky obmedzenia špičkového výkonu. Opísaný násobný alebo dvojitý kvadratúrne 'amplitúdovo modulovaný signál má značnú odolnosť voči kanál ovej interferencii zo štandardného NTSC televízneho signálu, t. zn. signálu vysielaného z odlišného miesta v tom istom kanáli ako dvojitý kvadratúrne amplitúdovo modulovaný signál. Kanálová interferencia z dvojitého kvadratúrne amplitúdovo modulovaného signálu do signálu NTSC je taktiež značne znížená.
Bitové početnosti širokopásmových a úzkopásmových kvadratúrne amplitúdovo modulovaných signálov 15,36 megabitov za sekundu, prípadne 3,84 megabitov za sekundu, s výhodou vykazujú celočíslový vzhťah 4:1. Tento vzťah zjednodušuje obnovenie úzkopásmovej a širokopásmovej kvadratúrne amplitúdovo modulo vanej informácie na prijímači, pretože tie isté odvodené dátové hodiny môžu byť priamo použité na časovanie operácie obnovenia dát obidvoch kvadratúrne amplitúdovo modulovaných zložiek. Požadované početnosti dátových hodín pre systém prijímača môžu byť lahko odvodené z priamo obnoveného vysokovýkonového úzkopásmového kvadratúrne amplitúdovo modulovaného signál u.
Systém prijímača z obr. 1 v zásade odpovedá systému opísanému vo vyššie spomenutej US pat. prihláške Hugha Edwarda Whitea, s výnimkou detailov procesora 112 vstupného signálu a obvodu 160 automatického riadenia zisku, ktoré budú následne detailne opísané. V prijímacom systéme z obr. 1 vysielaný zvojený kvadratúrne amplitúdovo modulovaný signál prijímaný anténou 110 sa privádza na procesor 112 vstupného signálu, zahrnujúcemu vysokofrekvenčné a nízkofrekvenčné stupne, ako bude opísané v súvislosti s obr. 3. Procesor 112 taktiež prijíma referenčné signály REF 1 a REF 2, odpovedajúce frekvenčné referenčným signálom používaným vo vysielači na vytvorenie vysielaného signálu. Výstupné signály z procesora 112 zahrnujú širokopásmovú kvadratúrne amplitúdovo modulovanú zložku WB a úzkopásmovú kvadratúrne amplitúdovo modulovanú zložku NB. ktoré sa privádzajú cez príslušné analógové číslicové prevodníky 117 a 116 na procesor 119 s vysokou prioritou a procesor 150 s nízkou prioritou. Signál spracovávaný procesorom 112 má kompozitné modulačné frekvenčné spektrum znázornené na obr. 2.
Číslicový vzorkovaný dvojkový výstupný signál z jednotky 116 sa privádza na demodulátor 118. ktorý súčasne s prvkami 120. 122, 124. 126 a 128 vytvára procesor 119 úzkopásmového kvadratúrne amplitúdovo modulovaného signálu s vysokou prioritou . Úzkopásmový demodulátor 118 kvadratúrne amplitúdovej modulácie zahrnuje vstupný filter, ktorý má charakteristiku odozvy amplitúdy na frekvencie, ktorá v podstate súhlasí s tvarom charakteristiky odozvy amplitúdy na frekvencie modulovanej úzkopásmovej kvadratúrne amplitúdovo modulovanej zložky, ako je znázornené na obr. 2. Širokopásmový vstupný signál z jednotky 117 sa privádza na obvod 150 procesora širokopásmového kvadratúrne amplitúdovo modulovaného signálu s nízkou prioritou, ktorý obsahuje prvky podobné tým, ktoré sú v procesore úzkopásmového kvadratúrne amplitúdovo modulovaného signá lu s vysokou prioritou. Procesor 1.50 širokopásmového kvadratúrne amplitúdovo modulovaného signálu s nízkou prioritou obsahuje demodulátor so vstupným filtrom, ktorého odozva v podstate súhlasí s tvarom charakteristiky závislosti amplitúdy na frekvencii modulovanej širokopásmovej kvadratúrne amplitúdovo modulovanej zložky znázornenej na obr. 2. Takto prijímací systém vykazuje oblasti zoslabenia signálu na frekvenciách pridružených k informácii s vysokou energiou v štandardnom televíznom signále.
ňdaptívny vyrovnávaš 120 bežnej konštrukcie prijíma demodulované kvadratúrne fázované zložky I, Q z demodulátora 118.. Vyrovnávaš 120 používa adaptívny šíslicový filter s konešnou odozvou impulzu na kompenzáciu amplitúdových a fázových nepravidelností, napríklad zahrnujúcich duchov, spôsobených prenosovým kanálom. V tomto príklade adaptívny vyrovnávaš 120 je tzv. zlomkovo rozložený vyrovnávaš, ktorý je schopný vzorkovať na viac než minime požadovaných intervalov a preto zavádza akékoľvek potrebné fázové posuvy a zmeny amplitúdy na vytvorenie požadovaných amplitúdových a fázových charakteristík pre výstupné zložky I, Q. Vyrovnávaš 120 zahrnuje permanentnú pamäť programovanú požadovanými fázovými amplitúdovými hodnotami pre výstupné zložky I, Q vyrovnávaša 120. Hodnoty výstupných zložiek I, Q sú príslušne porovnávané s programovanými hodnotami a vstu.pné hodnoty I, Q sú nastavené, aby sa priblížili naprogramovaným hodnotám, založeným na výsledkoch tohoto porovnania. Nastavenie sa dosahuje zmenou hmotnostných šiniteľov odbošiek filtrov pridružených k vyrovnávašu 120. Vyrovnávaš 120 je schopný subvzorkovania vnútri periódy symbolu na vytvorenie veľkosti fázovej a amplitúdovej zmeny potrebnej na vytvorenie požadovanej výstupnej amplitúdovej a fázovej charakteristiky. Ako výsledok tejto schopnosti je šinnosť vyrovnávaša 120 v podstate necitlivá na fázu privedeného hodinového signálu, hoci taká fáza by s výhodou mala byť v podstate konštantná. Vyrovnávaš 120 môže byť synchrónnym vyrovnávačom, hoci zlomkovo rozložený vyrovnávaš má lepšiu výkonnosť vzhľadom na fázové charakteristik y privedeného hodinového signálu. Zlomkovo rozložené a synchrónne adaptívne vyrovnávaše sú rozoberané v texte Digital Comminications od Lee a Messerschmitta (Kluwer Academic Publishers, Boston, MA, USA,
1988).
Vyrovnané výstupné signály I, Q z jednotky 120 sú privedené na obvod 126 estimátora, ktorý dáva výstupné zložky I, Q, predstavujúce najpravdepodobnejší odhad hodnôt zložiek I, Q, ako boli vysielané. Napríklad hodnoty zložiek I, Q na výstupe estimátora 126 boli nastavené, ako bolo potrebné na kompenzáciu skresľujúceho účinku šumu, získaného počas prenosu. Estimátor 1.2.6. v zásade vykonáva interpretačnú funkciu priradenia hodnôt vzoriek, ktoré v dôsledku javov ako je šum nezapadnú presne do určených miest v šestnásťbodovej štvorkvadrantovej signálovej konštelácii. Výstupné signály z estimátora 126 sú privádzané na dekodér 122. ktorý v podstate vykazuje inverziu mapovacej činnosti vykonávanej kódovačom vo vysielači. Na prevedenie štvor k vadrantove j signálnej konštelácie do sekvenčných štvor bitových symbolov či segmentov v dvojkovej číslicovej forme, ktoré existovali na vysielači pred tým, než tam boli, zakódované, sa používajú vyhľadávacie tabuľky.
Detektor .1.2.4 chýb monitoruje vstupné a výstupné signály I, Q estimátora 126 na vytváranie nosného fázového chybového výstupného signálu s veľkosťou úmernou fázovej chybe medzi vstupným a výstupným signálom I a vstupným a výstupným signálom Q estimátora 126. Fázová chyba môže byť spôsobená šumovými javmi, teda v tomto prípade bude fázová chyba prirodzene náhodná. Fázová chyba tiež môže byť spôsobená frekvenciou úzkopásmového referenčného signálu REF 2 generovaného frekvenčným syntetizátorom .135. ktorý sa v podstate nerovná frekvencii odpovedajúceho referenčného signálu, používaného vo vysielači, teda v tomto prípade fázová č'hybá nebude prirodzene náhodná. Výstupný chybový signál z detektora 124 chýb sa konečne používa na kompenzáciu frekvencie signálu REF 2, odchyľujúceho sa od požadovanej hodnoty, t. zn. od hodnoty frekvencie odpovedajúceho signálu REF 2 na vysielači. Detektor .124. pracuje na vyššej vzorkovacej početnosti než vyrovnávač 120 na snímanie fázových a frekvenčných odchýlok, ktoré môžu byť spôsobené frekvenčnými odchýlkami, ktoré sa dajú pričítať syntetizátoru .1.3 5, alebo frekvenčnými odchýlkami miestneho oscilátora pridruženého k vstupnému procesoru 112.
Chybový signál sa privádza najmä na obvod napäťovo riadeného oscilátora .1.28, ktorý obsahuje dolnú priepusť na modifi káciu hodnôt kvadratúrne faxovaných sínusových a kosínusových referenčných signálov, privedených na kvadratúrny demodulátor 118. Modifikované sínusové a kosínusové referenčné signály menia demodulačný proces až dovtedy, kým veľkosť výstupného signálu z detektora 124, predstavujúceho chybu, indikuje, že akákoľvek odchýlka frekvencie signálu REF 2 od požadovanej hodnoty bola kompenzovaná. Dolná priepust pridružená k jednotke 128 filtruje chybový signál tak, že hodnoty referenčných signálov z napaťovo riadeného oscilátora 128 a tým činnosť demodulátora 118 sú modifikované do odozvy na chyby nenáhodného druhu, ako je uvedená frekvenčná odchýlka, a sú neovplyvnené náhodnými javmi, ako je šum. Procesor 150 širokopásmového kvadratúrne amplitúdovo modulovaného signálu s nízkou prioritou obsahuje prvky, ktoré pracujú tým istým spôsobom ako jednotky 1.1..8, 120 , 122 , 124, 126 a 128 vyši e spomenutého procesora úzkopásmového kvadratúrne amplitúdovo modulovaného signálu. Prídavné informácie, týkajúce sa činnosti riadiacej slučky typu zahrnujúceho estimátor 126. detektor .1.2.4, napäťovo riadený oscilátor 128 a demodulátor 118. je možné nájsť vo vyššie spomenutom texte Digital Communication Lee a Messerschmitta.
Procesor 140 signálu kombinuje demodulovaný vysoko prioritný dátový signál z dekodéra 122 a demodulovaný nízko prioritný dátový signál z procesora 150. Procesor 140 môže obsahovať obvody dekompresie dát ako Huffmanove dekodéry a číslicovo analógové prevodníky, obvody korekcie chýb a obvody demultiplexovania a kombinovania signálu na zaistenie oddelených zvukových a obrazových zložiek televízneho signálu. Zvuková zložka sa spracováva v procesore’ 1.42 zvukového signálu predtým, než sa privedie k prístroju 14.6 na reprodukciu zvuku. Obrazová zložka je spracovaná v jednotke 1.4.4. na vytvorenie signálu predstavujúceho obraz, ktorý sa privedie do zobrazovacieho prístroja 148.
Priamy číslicový frekvenčný syntetizátor 129 vytvára hodinový signál CLK s frekvenciou 15,36 MHz do odozvy na signál riadiacich hodín z hodinového generátora 130 systému, ktorý taktiež zaisťuje signál riadiacich hodín na frekvenčný syntetizátor 135 na vytvorenie referenčných signálov REF 1 a REF 2. Signál riadiacich hodín z generátora 130 sa používa na synchronizáciu činnosti syntetizátorov ..1.2.9. a 135 a má v tomto príklade frekvenciu 10 MHz. Frekvencie signálov REF 1 a REF 2 nominálne odpovedajú odpovedajúcim signálom použitým vo vysielači. Akákoľvek odchýlka frekvencií týchto signálov od požadovaných frekvencií je kompenzovaná tak, ako bolo opísané vyššie.
Signál CLK zo zdroja 129 je hodinovým signálom pre obvody spracovania číslicového signálu v procesore 150 s nízkou pr i or i tou.
Vysoko prioritný úzkopásmový procesor spracováva signál so šírkou pásma, ktorá je štvrtinou šírky pásma širokopásmového signálu. Odtiaľ prvky procesora s vysokou prioritou reagujú na hodinový signál CLK/4 s frekvenciou 3,84 MHz, čo je štvrtinová frekvencia signálu CLK, dodávaného frekvenčným deličom 136.
Frekvencia hodinového signálu
CLK v prijímači odpovedá frekvencii hodinodvého signálu, používaného vo vysielači. Nastavenie správnej frekvencie hodín prijímača je uľahčené vytvorením hodinového signálu prijímača z informácie obsiahnutej v spoľahlivejšie prijímanej vysoko výkonovej úzkopásmovej kvadratúrne amplitúdovo modulovanej zložke, ako bude zrejmé z obr. 3. Kvôli tomu je cfalší úzkopásmový výstupný signál zo vstupného procesora 112. ako bude zrejmé z obr. 3, privedený na generátor 131 nelineárneho signálu, napríklad generátora mocninového signálu ako je násobič, ktorý násobí vstup samým sebou, pričom mocnina môže byť druhou mocninou alebo štvrtou mocninou. Jednotka 131 vytvára jedinú frekvenčnú zložku na početnosti symbolov úzkopásmovej kvadratúrne amplitúdovo modulovanej zložky. V tomto prípade je početnosť symbolov 0,96 MHz, jedna štvrtina bitovej početnosti. Jednotka 131 taktiež vytvára vysoko zoslabenú výstupnú zložku- na početnosti symbo lov nízko výkonovej širokopásmovej kvadratúrne amplitúdovo modulovanej zložky, pričom táto výstupná zložka je následnou jednotkou spracovania signálu ignorovaná.
Výstupná zložka s početnosťou symbolu 0,95 MHz z jednotky 131 je filtrovaná pásmovou priepusťou 132, skôr než sa privedie na jednotku .137. riadenia fázy zahrnujúcej fázový detektor., Pásmová priepusť 132 má stredovú frekvenciu 0,96 MHz frekvencie symbolov. Šírka pásma pásmovej priepuste .132. nie je kritická, ale mala by byť postačujúca na zaistenie adekvátneho pomeru signálu k šumu. Jednotka 137 riadenia fázy, reagujúca na výstupnú zložku z pásmovej priepuste 132 s početnosťou sym bolov 0,96 MHz, vytvára spätnoväzbovú slučku fázového závesu spolu s dolnou priepusťou .13 8, syntetizátorom 139 a frekvenčným deličom 139 deliacim šestnástimi. Dolná priepust 138 odstraňuje rušivé frekvencie obsahujúce šum vytváraný činnosťou generátora 131 nelineárneho signálu. Frekvenčný delič 139 prijíma signál s frekvenciou 15,36 MHz zo syntetizátora 129 a zaisťuje frekvenčné delený výstupný signál 0,96 MHz na riadiaci vstup fázového detektora .13.7. Syntetizátor 139 obsahuje register, ktorý akumuluje fázové prírastky určené signálom, privedeným na riadiaci vstup jednotky 129 z dolnej priepuste,
138 na početnosti, určené frekvenciou signálu z hodinového generátora 130. Akumulované fázové hodnoty adresujú permanentnú pamäť obsahujúcu sínusoidné hodnoty, ktoré syntetizujú výstupný signál z jednotky 129. Funkcia jednotky 129 môže byť implementovaná integrovaným obvodom typu Q 2334, komerčne dostupným od Qualcomm Corporation zo San Diega, Kalifornia.
V tomto systéme zložka s vysokou prioritou má s výhodou úzku šírku pásma s malou, sedemnásťpercentnou, nadmernou šírkou pásma a ostrým zoslabením zvonka pásma, t. zn. so strmými okrajmi (sukničkami). Veľkosť výstupného signálu z generátora nelineárneho signálu, napríklad násobiča, ako je jednotka 131. ako odozva na vstupný kvadratúrne amplitúdovo modulovaný signál, je funkciou tvaru charakteristiky v tvare amplitúdy na frekvencii vstupného signálu najmä na okrajoch pásma. Pre danú charakteristiku amplitúdy priepustného pásma vytvára strmý nábeh na okrajoch pásma výstupnú zložku s jediným kmitočtom a malou amplitúdou na početnosti symbolov vstupného signálu, zatiaľ čo mierna' strmosť okraja pásma vytvára výstupnú zložku s veľkou amplitúdou.
Slučka fázového závesu obsahujúca prvky 137, 138. 129 a
139 spolupôsobí na udržaní v podstate 0° fázového rozdielu medzi vstupným signálom 0,96 MHz, privedeným na jednotku .13 7 riadenia fázy z jednotiek 131 a 132. a vstupným signálom 0,96 MHz, privedeným na jednotku 137 riadenia fázy frekvenčného deliča 139. Tento druhý signál je vytvorený syntetizátorom 129 ako odozva na fázovú chybu predstavujúcu riadiaci signál z filtra 138.
Automatické riadenie zisku signálu opísaného systému je zaistené obvodom 160 automatického riadenia zisku. Obvod 160 automatického riadenia zisku sníma demodulovaný analógový signál v základnom pásme na výstupe úzkeho pásma procesora 112 vstupného signálu, ktorý je pripojený k obvodu 160 automatického riadenia zisku prostredníctvom izolačného rezistora 161. Snímaný signál je amplitúdovo obmedzený prostredníctvom diódových obvodov 162 a .1.6.5, pred a za zosilňovačom 164 na zabránenie preťaženia zosilňovača 164 impulzným šumom a na ďalšie obmedzenie impulzného šumu, ktorý sa pripadne môže objaviť na výstupe zosilňovača 164. Výstupný signál zo zosilňovača 164 je delegovaný detektorom 166 skutočnej efektívnej hodnoty automatického riadenia zisku, spracovaný komparátorom 168 s pridruženým integračným kondenzátorom 169 na vytvorenie jednosmerného napätia, predstavujúceho detegovaný výstup jednotky 166 a zosilnený jednotkou 170. Detektor skutočnej efektívnej hodnoty s presnosťou približne 0,1 % je výhodnejší ako štandardný detektor efektívnej hodnoty s presnosťou 5-10 %, aj keď štandardný detektor efektívnej hodnoty môže poskytovať akceptovateľné výsledky v opísanom systéme. Komparátor 168 vytvára výstupný signál predstavujúci rozdiel medzi, úrovňou detegovaného výstupného signálu z jednotky 166 a referenčného napätia Vref a kondenzátor 169 integruje výstupný signál komparátora privedeného na zosilňovač 170. Detektor 166 môže používať komerčný detektor efektívnej hodnoty, ako je prístroj typu AD 637 od Analog Device Corp. z Nordwoodu, Massachusetts, USA.
Výstupné signály automatického riadenia zisku zo zosilňovača 170 sú privedené na vysokofrekvenčné a medzifrekvenčné vstupy automatického riadenia zisku procesora 112 vstupného signálu prostredníctvom príslušných dŕá'h' automatického riadenia zisku. Vysokofrekvenčná dráha automatického riadenia zisku obsahuje zosilňovač 1.72, prahové obvody 174 a 176 a vyrovnávaciu pamäť 178, usporiadané tak, ako je znázornené, na prenos vysokofrekvenčného signálu automatického riadenia zisku na vysokofrekvenčný vstup automatického riadenia zisku jednotky 112. Zisk zosilňovača 172 môže byť nastavený na nastavenie križovatky vysokofrekvenčného a medzifrekvenčného automatického riadenia zisku, niekedy nazývaného oneskorenie automatického riadenia zisku tunera. Obvody 174, prípadne 176, určujú vysoké a nízke medze vysokofrekvenčného rozsahu automatického riadenia zisku. Dráha automatického riadenia zisku medzifrek vencie podobne zahrnuje prahový obvod 180 na určenie pracovného rozsahu automatického riadenia zisku medzifrekvencie a vyrovnávacia pamäť 182 na prívod medzifrekvenčného signálu automatického riadenia zisku do vstupu automatického riadenia zisku medzifrekvencie procesora 112.
Vysokofrekvenčné a medzifrekvenčné signály automatického riadenia zisku vytvorené obvodom 160 zabraňujú tomu, aby bol vstupný signál prevodníka 116 príliš velký a aby preťažil prevodník 116 so skreslením signálu obsluhy a stratou informácie. Signály automatického riadenia zisku taktiež zabraňujú tomu, aby sa analógový vstupný signál na prevodník 116 stal takým malým, že by došlo k zhoršeniu výkonnosti prevodníka 116. Kvôli tomu referenčné napätie Vref privedené na komparátor 168 pomáha určiť požadovanú úroveň automatického riadenia zisku.
Detektor 166 efektívnej hodnoty automatického riadenia zisku má značné výhody vzhťadom na odolnosť voči šumu, šírke pásma slučky automatického riadenia zisku, stabilite slučky a potlačeniu časom sa meniacich interferenčných javov, ako sú lietadlami indukované javy chvenia. Detektor 166 efektívnej hodnoty značne zmenšuje velkosť šumu prítomného vo vysokofrekvenčných a medzifrekvenčných dráhach automatického riadenia zisku, čo umožňuje použitie širšieho pásma slučky automatického riadenia zisku s pridruženou schopnosťou rýchlej obnovy z preťaženia a potlačenia lietadlami indukovaných javov chvenia. Výsledkom je taktiež zníženie fázového posuvu riadiacej slučky a zvýšená stabilita slučky.
Detektor 166 efektívnej hodnoty amplitúdy je v podstate necitlivý na vzorkový šum združený s modulačnou informáciou predstavujúcou číslicovú televíznu informáciu. Takýto vzorkový šum je spôsobený náhodnou vzorkou dát číslicovej informácie a je zjavný pri amplitúdovej detekcii. Odolnosť voči šumu detektora 166 efektívnej hodnoty umožňuje použitie širokého pásma riadiacej slučky automatického riadenia zisku, čo umožňuje obvodu automatického riadenia zisku s výhodou blízko sledovať a potláčať rýchlo sa meniace interferenčné javy, ako je lietadlami indukované chvenie. V tomto ohl’ade je potrebné poznamenať, že skôr spomenutý komerčný detektor efektívnej hodnoty typu AD 637 má veíkú šírku pásma, ak je riadený vefkým signálom. Preto by zisk zosilňovača mal byť nastavený odpovedajúcim spôsobom.
Impulzný šum, ktorý je silnejší a nepredvidatelnej ši ako niektoré iné druhy šumu, je taktiež faktorom pri návrhu automatického riadenia zisku. Hoci impulzný šum je menším problémom v číslicovom systéme ako v analógovom systéme, vzhladom na to, že použitie obvodov korekcie chýb v číslicových systémoch môže zabrániť tomu, aby impulzný šum bol viditel’ný na zobrazenej snímke, môže impulzný šum rušiť činnosť systému preťažením analógových zosilňovačov pred číslicovým spracovaním.
V opísanom systéme automatického riadenia zisku je zaistená prídavná odolnosť voči šumu obvodom 162 diódového obmedzovača, ktorý obmedzuje impulzný šum pred zosilňovačom
164 základného pásma na zabránenie tomu, aby bol zosilňovač preťažený impulzným šumom a na zabránenie tomu, aby bol detektor 166 efektívnej hodnoty ovplyvnený impulzným šumom. Zostatkový impulzný šum je zoslabený prostredníctvom obvodu
165 diódového obmedzovača, ktorý ďalej zmenšuje dopad impulzného šumu na detektor 166.
Obvod 160 automatického riadenia zisku udržuje vstupný signál prevodníka 116 v podstate na konštantnej úrovni na zaistenie správnej činnosti prevodníka 116. ako bolo spomenuté vyššie. Obvod automatického riadenia zisku je vybavený predpätím tak, že počínajúc ve!mi malým vstupným signálom je vysokofrekvenčný stupeň v procesore 112 udržovaný na vysokom zisku tak dlho, ako je to len možné pre najlepší pomer signálu k šumu. Ako sa úroveň automatického riadenia medzifrekvenčného stupňa vstupného signálu zvyšuje, obvod zisku zo žá'čiätku znižuje zisk v procesore 112 až dovtedy, keď pri vopred určenej úrovni pre väčšie signály je medzifrekvenčný zisk udržiavaný konštantné, žatia! čo vysokofrekvenčný je znižovaný ako funkcia úrovne signálu.
Obr. 3 znázorňuje detaily procesora 112 vstupného signálu a frekvenčného syntetizátora 135 z obr. 1. Vstupné signály z antény 110 sú privádzané do tuner ovej sekcie 210. ktorá taktiež zahrnuje zmiešavač na vytváranie medzifrekvenčného výstupného signálu podlá známych techník spracovania signálu.
Zisk vysokofrekvenčného zosilňovača v tuneri 210 je riadený do odozvy na vysokofrekvenčný signál automatického riadenia zisku z obvodu 160 automatického riadenia zisku z obr. 1. Medzifrekvenčný výstupný signál z tunera 210 je privedený na medzifrekvenčný mikroprocesor 212, obsahujúci filter 214 SAW, ktorý má šírku pásma približne 6 MHz so stredom na 43,5 MHz a zosilňovač 216 automatického riadenia zisku, ktorého zisk je riadený do odozvy na medzifrekvenčný signál automatického riadenia zisku z obvodu 160 automatického riadenia zisku.
Výstupný signál z procesora 212 je privedený do zostupného meniča 220 medzifrekvenčného kmitočtu. Menič 220 zahrnuje násobiče signálu či zmiešavača 222, 224 a 226, výstupné dolné priepuste 230, 234 a 236, kryštálom riadený miestny oscilátor 228 49,92 MHz, všetky usporiadané tak, ako je znázornené. Násobič 224 reaguje na referenčný signál z oscilátora 228 a na výstupný signál z procesora 212. Násobiče 222 a 226 taktiež reagujú na výstupný signál z procesora 212 a na referenčné signály REF 1 a REF 2. Tieto druhé signály sú vytvorené širokopásmovou zložkou 135A syntetizátora z jednotky 135 na obr. 1 ako odozva na hodinový signál systému s kmitočtom 10 MHz. Výstupný signál z filtra 234 je privedený na jednotku 131 z obr. 1. Širokopásmové a úzkopásmové výstupné signály so zostupne zmeneným kmitočtom z filtrov 230. prípadne 236. sú na výstupoch filtrov 230. prípadne 236.
Claims (6)
- PATENTOVÉ NÁROKY1. V systéme na príjem televízneho signálu prístroj obsahujúci prostriedky (110,112) spracovania vstupného signálu, majúci vstup na príjem analógového signálu, predstavujúceho číslicovú televíznu informáciu, a výstup, prostriedky (116) na spracovanie číslicového signálu reagujúce na výstupný signál z prostriedkov (110,112) na spracovanie vstupného signálu, prostriedky (119,140,144) na spracovanie obrazového signálu predstavujúceho obraz ako odozvu na výstupný signál z prostriedkov (116) na spracovanie číslicového signálu a prostriedky (160) automatického riadenia zisku zahrnujúce prostriedky (166) detektora efektívnej hodnoty amplitúdy na vytvorenie riadiaceho signálu ako funkcie veľkosti prijímaného signálu na automatické riadenie veľkosti signálov privádzaných na prostriedky (116) spracovania číslicových signálov.
- 2. Zariadenie podľa nároku 1, vyznačujúce sa tým, že obraz, predstavujúci signál, predstavuje číslicovú televíznu informáciu s vysokým rozlíšením a má šírku pásma kompatibilnú s predtým existujúcim kanálom televízneho signálu so štandardným rozlíšením a obsahuje úzkopásmovú zložku s informáciou s vysokou prioritou a širokopásmovú zložku s informáciou s nízkou prioritou, pričom riadiaci signál je odvodený z úzkopásmovej zložky.
- 3. Zariadenie podľa nároku 2, v y ž n' a č u j ú c e sa tým, že úzkopásmovou zložkou je signál kvadratúrne amplitúdovej modulácie.
- 4. Zariadenie podľa nároku 1, vyznačujúce sa tým, že cfalej obsahuje prostriedky analógovo číslicového prevodníka na prevod analógového signálu na číslicový signál na spracovanie prostriedkami číslicového signálu, kde prostriedky automatického riadenia zisku riadia veľkosť analógových signálov, privedených na analógové číslicové prevodové prostriedky.
- 5, Zariadenie podlá nároku 1, vyznačujúce sa tým, že ďalej obsahuje prostriedky na obmedzenie impulzného šumu, predradené prostriedkom detektora efektívnej hodnoty amplitúdy.
- 6. Zariadenie podlá nároku 1, vyznačujúce sa tým, že riadiaci signál je privedený na vstupy riadení zisku vysokofrekvenčných a nízkofrekvenčných vstupov prostriedkov spracovania vstupného signálu.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/832,126 US5235424A (en) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | Automatic gain control system for a high definition television signal receiver |
| PCT/US1993/000070 WO1993016553A1 (en) | 1992-02-06 | 1993-01-13 | Automatic gain control apparatus for a digital television signal receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SK93394A3 true SK93394A3 (en) | 1995-01-12 |
| SK280889B6 SK280889B6 (sk) | 2000-09-12 |
Family
ID=25260761
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SK933-94A SK280889B6 (sk) | 1992-02-06 | 1993-01-13 | Obvod automatického riadenia zisku na prijímače číslicového televízneho signálu |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5235424A (sk) |
| EP (1) | EP0625296A1 (sk) |
| JP (1) | JP3428987B2 (sk) |
| KR (1) | KR100257475B1 (sk) |
| CN (1) | CN1073324C (sk) |
| CZ (1) | CZ281828B6 (sk) |
| MY (1) | MY108916A (sk) |
| SG (1) | SG55026A1 (sk) |
| SK (1) | SK280889B6 (sk) |
| TW (1) | TW199255B (sk) |
| WO (1) | WO1993016553A1 (sk) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI90477C (fi) * | 1992-03-23 | 1994-02-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Puhesignaalin laadun parannusmenetelmä lineaarista ennustusta käyttävään koodausjärjestelmään |
| JP3264698B2 (ja) * | 1992-06-30 | 2002-03-11 | キヤノン株式会社 | 撮像装置 |
| FI93068C (fi) * | 1992-07-27 | 1995-02-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Kytkentä häiriöiden haittavaikutusten pienentämiseksi sovitettua suodatinta käyttävissä vastaanottimissa |
| FI91579C (fi) * | 1992-08-20 | 1994-07-11 | Nokia Mobile Phones Ltd | Dekoodaus käyttäen lineaarista metriciä ja häiriön estimointia |
| US5386239A (en) * | 1993-05-03 | 1995-01-31 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Multiple QAM digital television signal decoder |
| JPH0775099A (ja) * | 1993-05-07 | 1995-03-17 | Philips Electron Nv | マルチプレックス直交振幅変調テレビジョン送信用送信方式、送信機及び受信機 |
| US5572264A (en) * | 1994-02-14 | 1996-11-05 | Hitachi, Ltd. | High definition TV signal receiver |
| JP3371506B2 (ja) * | 1994-02-14 | 2003-01-27 | 株式会社日立製作所 | 受信装置 |
| US5469115A (en) * | 1994-04-28 | 1995-11-21 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for automatic gain control in a digital receiver |
| US5461427A (en) * | 1994-06-28 | 1995-10-24 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Television receiver having the capability to associate any HDTV and any NTSC channel |
| US5453796A (en) * | 1994-06-28 | 1995-09-26 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Signal swap apparatus for a television receiver having an HDTV main picture signal processor and an NTSC Pix-in-Pix signal processor |
| US5563916A (en) * | 1995-06-05 | 1996-10-08 | Hitachi America, Ltd. | Apparatus and method for varying the slew rate of a digital automatic gain control circuit |
| FI98026C (fi) * | 1995-11-08 | 1997-03-25 | Nokia Technology Gmbh | Menetelmä QAM-vastaanottimen yhteydessä ja QAM-vastaanotin |
| US5692010A (en) * | 1996-01-17 | 1997-11-25 | Zenith Electronics Corporation | Adaptive equalizer with impulse noise protection |
| US5805241A (en) * | 1996-05-21 | 1998-09-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Noise-immune automatic gain control for QAM radio receivers |
| JP3442262B2 (ja) * | 1996-06-07 | 2003-09-02 | シャープ株式会社 | ベースバンド信号歪に応答するａｇｃシステム |
| US6064702A (en) * | 1996-07-19 | 2000-05-16 | Kye Systems Corp. | Four-stage phase demodulation low frequency wireless mouse device |
| KR100442232B1 (ko) * | 1997-08-28 | 2004-09-18 | 엘지전자 주식회사 | 에이치디티브이의 자동이득 조절장치 |
| US6377312B1 (en) * | 1998-08-24 | 2002-04-23 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Adaptive fractionally spaced equalizer for received radio transmissions with digital content, such as DTV signals |
| US6219088B1 (en) | 1998-11-03 | 2001-04-17 | Broadcom Corporation | NTSC interference rejection filter |
| US6842495B1 (en) | 1998-11-03 | 2005-01-11 | Broadcom Corporation | Dual mode QAM/VSB receiver |
| US6226323B1 (en) | 1998-11-03 | 2001-05-01 | Broadcom Corporation | Technique for minimizing decision feedback equalizer wordlength in the presence of a DC component |
| ATE278275T1 (de) | 1998-11-03 | 2004-10-15 | Broadcom Corp | Qam/vsb zweimodenempfänger |
| US6775334B1 (en) | 1998-11-03 | 2004-08-10 | Broadcom Corporation | Equalization and decision-directed loops with trellis demodulation in high definition TV |
| US6438164B2 (en) | 1998-11-03 | 2002-08-20 | Broadcom Corporation | Technique for minimizing decision feedback equalizer wordlength in the presence of a DC component |
| US6567118B1 (en) | 2000-10-27 | 2003-05-20 | Scientific-Atlanta, Inc. | Frequency agile adaptive automatic gain control circuit |
| US7133657B2 (en) * | 2002-09-26 | 2006-11-07 | Agere Systems Inc. | Channel calibrator for use with a quadrature mixing receiver and a method of operation thereof |
| US7386074B1 (en) * | 2003-10-06 | 2008-06-10 | Redpine Signals, Inc. | Digital automatic gain control method and apparatus |
| CN100462727C (zh) * | 2004-02-24 | 2009-02-18 | 博计电子股份有限公司 | 适用任意交流信号波形的交流电子负载模拟装置 |
| US7787850B2 (en) * | 2007-09-05 | 2010-08-31 | Broadcom Corporation | Multi-input multi-output transceiver with power consumption management based on receiver parameter and method for use therewith |
| EP2045916B1 (en) * | 2007-10-01 | 2014-12-17 | JDS Uniphase Corporation | Automatic gain control stress measurement for digital carriers |
| CN101600070B (zh) * | 2008-06-05 | 2011-01-19 | 联咏科技股份有限公司 | 视频信号调节电路 |
| CN102638663A (zh) * | 2012-03-30 | 2012-08-15 | 深圳创维－Rgb电子有限公司 | 数字电视重复频道自动跳台设置方法和装置 |
| CN104382596B (zh) * | 2014-12-09 | 2017-03-08 | 北京银河润泰科技有限公司 | 对肌电采集设备进行自检的装置、方法及肌电采集设备 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60145713A (ja) * | 1984-01-10 | 1985-08-01 | Fujitsu Ltd | 自動利得制御方式 |
| US4602374A (en) * | 1984-02-27 | 1986-07-22 | Nippon Telegraph & Telephone Public Corporation | Multi-level decision circuit |
| US4551688A (en) * | 1984-05-23 | 1985-11-05 | Rockwell International Corporation | Delay compensated automatic gain control |
| US4718086A (en) * | 1986-03-27 | 1988-01-05 | Rca Corporation | AGC in sound channel of system for processing a scrambled video signal |
| US4761687A (en) * | 1987-05-06 | 1988-08-02 | Rca Licensing Corporation | Automatic gain control delay circuit for a video signal processor |
| US5043805A (en) * | 1988-04-04 | 1991-08-27 | Zenith Electronics Corporation | TV signal transmission systems and methods |
| US4989074A (en) * | 1988-09-27 | 1991-01-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Digital automatic gain control apparatus |
| US5134464A (en) * | 1990-11-16 | 1992-07-28 | North American Philips Corporation | Method and apparatus for the transmission and reception of a multicarrier digital television signal |
| US5083304A (en) * | 1990-09-28 | 1992-01-21 | Motorola, Inc. | Automatic gain control apparatus and method |
| US5287180A (en) * | 1991-02-04 | 1994-02-15 | General Electric Company | Modulator/demodulater for compatible high definition television system |
-
1992
- 1992-02-06 US US07/832,126 patent/US5235424A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-10-09 TW TW081108030A patent/TW199255B/zh not_active IP Right Cessation
-
1993
- 1993-01-13 SG SG1996002675A patent/SG55026A1/en unknown
- 1993-01-13 CZ CZ941860A patent/CZ281828B6/cs not_active IP Right Cessation
- 1993-01-13 KR KR1019940702682A patent/KR100257475B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1993-01-13 WO PCT/US1993/000070 patent/WO1993016553A1/en not_active Application Discontinuation
- 1993-01-13 EP EP93902949A patent/EP0625296A1/en not_active Ceased
- 1993-01-13 JP JP51405193A patent/JP3428987B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1993-01-13 SK SK933-94A patent/SK280889B6/sk not_active IP Right Cessation
- 1993-01-27 MY MYPI93000122A patent/MY108916A/en unknown
- 1993-02-05 CN CN93101507A patent/CN1073324C/zh not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100257475B1 (ko) | 2000-06-01 |
| WO1993016553A1 (en) | 1993-08-19 |
| SG55026A1 (en) | 1998-12-21 |
| MY108916A (en) | 1996-11-30 |
| SK280889B6 (sk) | 2000-09-12 |
| CN1075583A (zh) | 1993-08-25 |
| CZ186094A3 (en) | 1994-12-15 |
| CN1073324C (zh) | 2001-10-17 |
| JP3428987B2 (ja) | 2003-07-22 |
| JPH07503828A (ja) | 1995-04-20 |
| CZ281828B6 (cs) | 1997-02-12 |
| KR950700664A (ko) | 1995-01-16 |
| TW199255B (en) | 1993-02-01 |
| EP0625296A1 (en) | 1994-11-23 |
| US5235424A (en) | 1993-08-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| SK93394A3 (en) | Automatic gain control apparatus for a digital television signal receiver | |
| US5268761A (en) | Automatic gain control system for a high definition television signal receiver including an adaptive equalizer | |
| US9191613B2 (en) | Phase-adjustment processing for broadcast channel signals | |
| US8902365B2 (en) | Interference avoidance in a television receiver | |
| JP3384802B2 (ja) | コンパチブル高精細度テレビジョン信号の受信装置 | |
| KR0161806B1 (ko) | 고품위 텔레비젼용 대역 통과 위상 트랙커를 구비한 디지탈 잔류 측파대 검출기 | |
| JP3613520B2 (ja) | Ｈｄｔｖ受信機に利用するためのレーダーフィルタを利用した帯域位相トラッカーを有するディジタルｖｓｂ検出器 | |
| KR100296661B1 (ko) | 직각진폭변조(qam)텔레비전신호용반송파복원프로세서 | |
| KR100234838B1 (ko) | 디지탈 텔레비전 수상기의 클록 신호발생기 | |
| KR19980042197A (ko) | 최종 중간 주파수 신호 포락선의 필드 동기화 코드에 응답하는정합필터를 구비한 디지털 수신기 | |
| JPS60152190A (ja) | Ｆｍ復調器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MK4A | Patent expired |
Expiry date: 20130113 |