JPH07503828A

JPH07503828A - デジタル・テレビジョン信号受信装置用の自動利得制御装置

Info

Publication number: JPH07503828A
Application number: JP5514051A
Authority: JP
Inventors: ワグナー，セオドア，マシアス; ケリー，ケビン，マイケル
Original assignee: アールシーエートムソンライセンシングコーポレイシヨン
Priority date: 1992-02-06
Filing date: 1993-01-13
Publication date: 1995-04-20
Anticipated expiration: 2018-07-22
Also published as: SK93394A3; WO1993016553A1; CN1075583A; CZ281828B6; MY108916A; CZ186094A3; JP3428987B2; EP0625296A1; CN1073324C; US5235424A; SK280889B6; KR100257475B1; SG55026A1; TW199255B; KR950700664A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】とを特徴とする装置。

３、請求の範囲第２項に記載の装置において、前記狭帯域成分は直交振幅変調（ＱＡＭ）信号であることを特徴とする装置。

４、請求の範囲第１項に記載の装置において、前記アナログ信号を、前記デジタル信号処理手段に処理させるためのデジタル信号に変換するためのアナログ−デジタル変換手段をさらに含み、前記自動利得制御手段は、該アナログ−デジタル変換手段に入力されるアナログ信号の大きさを制御することを特徴とする装置。

５、請求の範囲第１項に記１の装置において、前記ＲＭＳ振幅検出手段の前段に置かれたインパルス・ノイズ制限手段をさらに含むことを特徴とする装置。

６、請求の範囲第１項に記載の装置において、前記制御信号は、前記入力信号処理手段のＲＦステージおよびＩＦステージの利得制御入力端に入力されることを特徴とする装置。

テム（ｈｉｇｈ　ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ　ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍ）の開発がデジタル・テｌノビジー３＝７信号受信装置用の自動利得制御Ｉｌｌ装本発明は、テレビジョン信号受信システムにおいて、デジタル・イメージ情報を表す受信デジタル信号の大きさを自動制御するための装置に関する。

標準テレビジョン信号受信システムは、検出器ステージに入力された信号の大きさを、広範な受信信号レベルにわたってほぼ一定に保つための自動利得制御（ａｕｔｏｍａｔｉｃ　ｇａｉｎ　ｃｏｎｔｒｏｌ　−ＡＧＣ）装置を含んでいるのが一般的である。また、この種のＡＧＣ装置は、検出されたベースバンド・ビデオ信号成分の水平同期成分（ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ　５ｙｎｅ　ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）の振幅の関数として、Ａ　Ｇ　Ｃ電圧を発生するのが一般的である。このＡＧＣ電圧は、無線周波（ＲＦ）増幅器や中間周波（ＩＦ）増幅器の利得（ゲフイン）を、受信テレビジョン信号の大きさの逆関数として増加または減少するために使用されている。

この種のテレビジョン信号ＡＧＣシステムは、例えば、米国特許第４，７６１，６８７号（Ｒｕｍｒｅｉｃｈ）に記載されているように周知である。

最近では、テレビジョン情報、例えば、イメージ、オーディオおよび同期情報を、デジタル形式でエン１−ド４ｊよびデコードする高品位テレビジョン・シス非常に注目されている。送信されたデジタル・テレビジョン信号が標準ＮＴＳＣアナログ信号と異なっている点は、そのデジタル信号が、振幅が変化するランダムなノイズ信号に類似したランダムなパルス列のように見え、且つ、そのデジタル信号にはＲＦ搬送波（ＲＦ′ｃａｒｒｉｅｒ）が欠如している点である。従って、標準ＡＧＣ手法をデジタル・テレビジョン信号に対して効果的に使用することは、標ｌ　ＮＴＳＣテレビジョンのＲＦ搬送波や水平同期成分などのような、容易に識別可能なＡＧＣ基準成分（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）が欠如しているために、困難または不可能である。

上記要因を認識したｌで、本明細書には、デジタル・テレビジョン信号受信システムで使用するのに適したＡＧＣネットワーク（回路網）が開示さねている。

開示されたＡＧＣネットワークの利点は、航空機誘起フラッタ（ａｉｒｃｒａｆｔ　１ｎｄｕｃｅｄ　ｆｌｕｔｔｅｒ）などの、経時変化干渉現象の影響を都合よく除去できることと、スペクトル的に整形された振幅対周波数応答性（ｓｐｅｃｔｒａｌ　１ｙｓｈａｐｅｄ　ｓｍｐｌｉｔｕｄｅ　ｖｅｒｓｕｓ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ）をもつ高品位ＱＡＭデジタル・テレビジョン信号システムで都合よ（使用できることである。そのような例は、米国特許出願筒６５０，３２９（Ｈｕｇｈ　Ｅｄｗａｒｄ　Ｗｈｉｔｃ）に示されている。そのシステムにおいて、ＲＦ搬送波および容易に識別可能なＮＴＳＣ型水平同期成分を欠如した、送信された高品位テレビジョン信号は、高信頼度で受信されることを目的とした高優先度情報（ｈｉｇｈ　ｐｒｉｏｒｉｔｙｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）と低優先度情報（ｌｏｗ　ｐｒｉｏｒｉｔｙｉｎｆｏｒ＋＋ａｔｉｏｎ）に分割されている。この高優先度情報と低優先度情報は、テレビジョン信号周波数スペクトルの異なる部分で、分離されたＱＡＭ　（直交振幅変調）搬送信号として伝達される。この高優先度情報は、低優先度情報よりも帯域幅が狭く、振幅が著しく太き（なっている。

本発明による自動利得制御装置は、高品位イメージ情報を表すことができるデジタル・テレビジ目ン信号を受信する装置に組み込まれている。自動利得制御信号は、実効値（ｒｏｏｔ−ｍｅａｎｓ−ｓｑｕａｒｅ　−ＲＭＳ）検出器によって発生される。

図示の実施例では、デジタル・テレビジョン信号の変調スペクトルは、高信頼度で受信されることを目的とした高優先度情報を収めた狭帯域成分と、低優先度情報を収めた広帯域成分とを含んでいる。これらの２成分は、テレビジョン信号周波数スペクトルの異なる部分内の別々のＱＡＭ搬送信号として伝達される。ＲＭＳＡＧＣ検出器は、デジタル・テレビジョン信号の狭帯域ＱＡＭ成分からＡＧＣ信号を導き出す。

第１図は、本発明による自動利得制御装置を含むデジタル・テレビジ目ン受信装置の一部を示すブロック図である。

第２図は、第１図の受信装置によって受信され、処理される両立性同時放送多重（ｃｏｍｐａｔｉｂｌｅ　ｓｉｍｕｌｃａｓｔｍｕｌｔｉｐｌｅ）ＱＡＭ高品位テレビジョン信号のベースバンド・ビデオ周波数スペクトルを示す図である。

第３図は、第１図に示した入力信号プロセッサの詳細を示す図である。

第１図は、第２図に示すタイプのＨＤＴＶ信号を受信して、デジタル的に処理するＨ　ＤＴＶ受信装置の一部を示す図である。この信号をまず説明してから、第１図に示す受信装置の構成について説明することにする。

第２図は、標準ＮＴＳＣテレビジョン信号チャネルの６ＭＨｚ帯域幅と両立性があり、且つ、同時放送信号として使用し得る高品位テレビジョン信号のビデオ周波数スペクトルを示している。第２図の周波数目盛上の周波数（−１，２５ＭＨｚ〜４．５Ｍ）ｌｚ）は、標準ＮＴＳＣシステムにおけるＲＦ映像（ピクチャ）搬送波のＯ，ＯＭＨｚ位置を基準にしている。

ＨＤＴＶテレビジョン信号は、高優先度情報と低優先度情報に分割されたデータ圧縮（ｄａｔａ　ｃｏｍｐｒｅｓｓｅｄ）信号である。この例では、高信頼度で受信されることを目的としたオーディオ、同期化および低周波数ビデオ情報成分には、高優先度（ｈｉｇｈ　ｐｒｉｏｒｉｔｙ）が割り当てられている。例えば、同期化情報は、受信側で信号回復および処理を容易化するために、固有の署名（ｓｉｇｎａｔｕｒｅ）やコードを含むトレーニング信号（ｔｒａｉｎｉｎｇ　ｓｉｇｎａｌ）の形態にすることが可能であり、また、図例のように、フィールド・レート走査（ｆｉｅｌｄ　ｒａｔｅ　ｓｃａｎｎｉｎｇ）情報（例えば、フィールド・マーカの開始）を含めることが可能である。高周波数ビデオ情報のように、重要度の劣る他の成分には、低優先度（ｌｏｗ　ｐｒｉｏｒｉｔｙ）が割り当てられている。高優先度情報は、低優先度情報に比べて狭帯域幅になっており、０．９６ＭＨｚ搬送波を狭帯域直交振幅変調（ＱＡＭ）する。低優先度情報は３．８４ＭＨｚ搬送波を広帯域直交振幅変調する。その結果生じる複合信号（ｃｏｍｐｏｓｉｔｅｓｉｇｎａｌ）は、多重ＱＡＭ信号、つまり、この例では「ツイン（ｔｗｉｎＮ　ＱＡＭ信号の形態になっている。この複合ツインＱＡＭ信号は、送信側で適切な周波数変換によって６ＭＨｚ標準テレビジョン帯域に変換され、第２図に示すようなスペクトルになる。

狭帯域ＱＡＭ成分の振幅は広帯域ＱＡＭ成分の振幅よりも著しく太き（、この例では、２倍の大きさになっている。狭帯域ＱＡＭ成分の一６ｄｂ帯域幅は０．９６ＭＨｚであり、広帯域ＱＡＭ成分の−ｆｉｄｂ帯域幅は３．８４ＭＨｚ　、つまり、狭帯域ＱＡＭ成分の帯域幅の４倍である。狭帯域ＱＡＭ成分と広帯域ＱＡＭ成分の非線形帯域エツジ遷移領域は、かさ上げ余弦（ｒａｉｓｅｄ　ｃｏｓｉｎｅ）特性の平方根をもつ有限インパルス応答（ｆｉｎｉｔｅ　ｉｍｐｕｌｓｅ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ−ＦＩＲ）によって整形され、急峻な遷移領域によって発を防止する平滑な遷移領域が得られる。狭帯域成分は、余剰帯域幅が約１７％、つまり、式１／２　Ｘ　１／Ｔ（ただし、Ｔは対象信号のシンボル期間（ｓｙｏ＋ｂｏｌ　ｐｅｒｉｏｄ）である）によって定義された理論的最小帯域幅より１７％だけ大きい振幅対周波数特性を示している。帯域エツジ遷移領域（縮図されていない）における広帯域成分の振幅対周波数応答は、より急峻な広帯域成分の勾配の１７４になっている。

狭帯域と広帯域のＱＡＭ成分は、どちらも、同相成分”Ｉ“と直交位相成分”Ｑ ”を含んでいる。１位相酸分は抑圧余弦搬送波（ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ　ｃｏｓｉｎｅ　ｃａｒｒｉｅｒ）を変調し、Ｑ位相酸分は抑圧正弦搬送波（ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ　５ｉｎｅｃａｒｒｉｅｒ）を変調する。データ「シンボル」は、■ 成分とＱ成分の両方によって表される。１６ＱＡＭ信号の場合、■成分とＱ成分は各々、４つの別個の振幅レベルを示し、狭帯域と広帯域ＱＡＭ信号の各々でとり得も振幅レベルは総計４×４、つまり、１６となり、従って”１６”ＱＡＭである。各工成分およびＱ成分の４レベルを指定するには２ビツトが必要である。

従って、各データ・シンボルは、Ｉ、Ｑの組合せで１６ビツトを指定するには４ビツトを必要とする。かくして、３．８４Ｍ）ｌｚ（−６ｄｂ）広帯域ＱＡＭ信号のビット・レート（ｂｉｔ　ｒａｔｅ）は１５．３６　Ｍｂｐｓ（３，８４ＭＨｚＸ　４ビツト）であり、０．９６ＭＨｚ（−６ｄｂ）狭帯域ＱＡＭ信号のビット・レートは３゜８４Ｍｂｐｓ（０，９６ＭＨｚＸ　４ビツト）である。６４ＱＡＭシステムでは、狭帯域と広帯域成分のビット・レートは１．５倍に増加する。　３２ＱＡＭ変調方式を使用することも可能であり、この方式が望ましい変調方式とされているのは、固有のピーク電力制限特性を備えているからである。

上述した多重（ツイン）　ＱＡＭ信号は、標準ＮＴＳＣテレビジョン信号、つまり、ツインＱＡＭ信号と同じチャネルで別の場所から送信されるＮＴＳＣ信号に伴う干渉の影響を受けない、同一チャネル耐久性（ｃｏ−ｃｈａｎｎｅｌ　ｆｍｕｎｉｔｙ）を示している。また、ＮＴＳＣ信号に入り込んだツインＱＡＭ信号からの同一チャネル干渉も、大幅に低減化されている。

広帯域および狭帯域ＱＡＭ信号のビット・レートがそれぞれ１５．３６Ｍｂｐｓおよび３．８４Ｍｂｐｓであることは、４：１の整数関係（ｉｎｔｅｇｅｒ　ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ）になるという利点がある。この整数関係にあると、導き出された同−ｆ−夕・クロックが両方のＱＡＭ成分のデータ回復オペレーションのタイミングをとるために即時に使用できるので、狭帯域および広帯域ＱＡＭ情報の回復を、受信側で行うことが単純化される。受信システム側で要求されるデータ・クロック・レートは、即時に回復された高電力狭帯域ＱＡＭ信号から容易に導き出すことができる。

第１図の受信システムは、あとで詳しく説明するように、入力信号プロセッサ１１２とＡＧＣシステム１６０の詳細を除き、前記した米国特許出願（Ｈｕｇｈ　ＥｄｗａｒｄＷｈｉｔｅ）に記載されているものと基本的に同じである。

第１図の受信システムでは、アンテナ１１０に受信された放送ツインＱＡＭ信号は、第３図を参照して説明するように、ＲＦステージとＩＦステージを含む入力信号プロセッサ１１２に入力される。プロセッサ１１２は、送信信号を発生するために送信側で使用された基準信号と周波数が一致している基準信号ＲＥＦＩとＲＥＦ２も受信する。

プロセッサ１１２の出力信号は広帯域ＱＡＭ成分（ＷＢ）と狭帯域ＱＡＭ成分（ＮＢ）を含んでおり、これらの成分は、それぞれのアナログ−デジタル・コンバータ１１７と］、　１６を経由して高優先度プロセッサ１１９と低優先度プロセッサ１５０へ伝達される。プロセッサ１１２によって処理された信号は、第２図に示す複合変調周波数スペクトルを示している。

ユニット１１Ｂからのサンプリングされたデジタル・バイナリ出力信号はデモシュレータ（復調器）１１８に入力される。このデモシュレータは、エレメント１２０゜１２２、１２４．１２６および１２８と一緒になって狭帯域ＱＡＭ高優先度信号プロセッサ１１９を構成している。狭帯域ＱＡＭデモシュレータ１１８は、第２図に示すように、変調された狭帯域ＱＡＭ成分の振幅対周波数特性の形状にほぼ一致する振幅対周波数応答特性をもつ入力フィルタを含んでいる。ユニット１１７からの狭帯域出力信号は広帯域ＱＡＭ低優先度信号処理ネットワーク（回路網）１５０に入力される。このネットワークは、狭帯域ｑＡＭ高優先度プロセッサに実装されたものと類似のエレメントを含んでいる。広帯域ＱＡＭ低優先度プロセッサ１．５０は、第２図に示すように、変調された広帯域ＱＡＭ成分の振幅対周波数特性の形状にほぼ一致する応答特性をもつ大力フィルタを備えたデモシュレータを含んでいる。以トのように、受信装置は、標準精細テレビジョン信号における高エネルギ情報に関連する周波数で信号減衰ノツチ（ｎｏｔｃｈ）を示している。

従来設計の適応イコライザ（ａｄａｐｔｉｖｅ　ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）１２０は、復調された直交位相の工成分とＱ成分をデモシュレータ１１８から受信する。

このイコライザ１２０は、例えば、ゴーストのように、伝送チャネルが原因で起こる振幅や位相の乱れを補正するためのＦＩＲフィルタを採用し２ている。この例では、適応イコライザ１２０は部分間隔イコライザ（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌｌｙ　５ｐａｃｅｄｅｑｕａｌｉｚｅｒ）と呼ばれるもので、最小限必要なインターバル以」二にわたってサンプリングする機能を備えているので、出力の工成分とＱ成分の望ましい振幅と位相特性を得るために必要とされる、−切の位相シフトおよび振幅変更を取り入れている。イコライザ１２０は、イコライザ１２０の１およびＱ出力成分の望ましい位相および振幅値がプログラムされたＲＯＭを装備している。出力のＩおよびＱ成分の値は、それぞれがプログラムされた値と比較され、入力のＩ、Ｑ値は、比較の結果に基づいてプログラムされた値に近似するように調整される。この調整は、イコライザ１２０に関連するフィルタのタップ重み（ｔａｐ　ｗｅｉｇｈｔ）を変更することによって行オ）れる。イコライザ１２０はシンボル期間内でザブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）　Ｌ／て、望ましい出力振幅と位相特性を得るために必要な位相と振幅の変更量を出力する機能を備えている。この機能があるために、イコライザ１２０のオペレーションは、位相をほぼ一定に保つことが好ましいが、印加さ第１たクロック信号の位相に影響されることがほとんどない、イコライザ１２０は、部分間隔イコライザの方が、印加されたクロック信号の位相特性に対してパフォーマンスがすぐれているが、同期イコライザにすることも可能である。部分間隔イコライザおよび同期イコライザは、文献「デジタル通信Ｊ　（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｍ＋ｎｕｎｉｅａｔｉｏｎｓ）Ｌｅｅ　ａｎｄ　Ｍｅｓｓｅｒｓｃｈｍｉｔｔ　（Ｋｌｕｗｅｒ　ＡｃａｄｅｍｉｃＰｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、　Ｂｏｓｔｏｎ、　ＭＡ、ＵＳＡ、１９８８）に説明されている。

ユニット１２０からの等化された工およびＱ出力信号は推測ネットワーク（ｅｓｔｉｍａｔｏｒ　ｎｅｔｗｏｒｋ）　１２６に入力され、このネットワークは、送信されたときの１およびＱ成分の値の最大見込み推定値（ｍｏｓｔ　ｌｉｋｅｌｙｅｓｔｉｍａｔｅ）を表す出力ＩおよびＱ成分を出力する。例＾ば、推測ネットワーク１２６の出力に現れた工およびＱ成分の値は、伝送の途中で捕獲されたノイズのひずみ効果を補正するために必要に応じて調整されている。基本的に、推測ネットワーク１２６は、ノイズなどの効果に起因して、１６ポイント四分象限信号配置（１６−ｐｏｉｎｔ　ｆｏｕｒ　ｑｕａｄｒａｎｔ　ｓｉ、ｇｎａｌ　ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）における割当てロケーションにそっくり収まらないサンプルに値を割り当てる解釈機能（ｉｎｔｅｒｐｒｅｔｉｖｅｆｕｎｃｔｉｏｎ）を備えている。推測ネットワーク１２６からの出力信号はデコーダ１２２に入力され、このデコーダは、基本的に、送信側のエンコーダが行うマツピング・オペレーションと逆のことを行う。四分象限信号配置を、バイナリ・デジタル形式の順次４ビツト（シンボル）セグメントに「アンマツプＪ　（ｕｎｍａｐ）するために、ルックアップ（参照）テーブルが採用されており、これらのセグメントは送信側でエンコードされる前に送信側に存在していたものである。

誤差検出器１２４は推測ネットワーク１２６のＩ、Ｑ入力信号と出力信号をモニタして、推測ネットワーク１２６の入力と出力■信号および入力と出力Ｑ信号との間の位相誤差に比例する大きさをもつ、搬送波位相誤差出力信号を出力する。

位相誤差は、ノイズ効果が原因で起こり、その場合は、位相誤差は性質上ランダムになっている。また、位相誤差は、狭帯域基準信号ＲＥＦ２　（周波数シンセサイザ１３５によって生成される）が送信側で使用された対応する基準信号の周波数と実質的に一致していないと、起こることもあり、その場合は、位相誤差は性質上ランダムになっていない、誤差検出器１２４からの出力ＥＲＲＯＲ信号は、所望値、すなわち、送信側の対応する信号ＲＥＦ２の周波数の値から逸脱している信号ＲＥＦ２の周波数を補正するために、最終的に使用される。誤差検出器１２４は、イコライザ１２゜より高速のサンプリング速度で動作して、シンセサイザ１３５に起因する周波数偏差、または入力プロセッサ１１２に関連する局部発振器（ｌｏｃａｌ　ｏｓｉｌｌａｔｏｒ）の周波数偏差によって起こる位相および周波数オフセットを検出する。

具体的には、ＥＲＲＯＲ信号は、低域フィルタを含んでいる電圧制御発振器（ＶＣＯ）ネットワーク１２８に入力されて、直交位相デモシュレータ１１ｇに入力された直角位相正弦波と余弦波基準信号の値が修正される。修正された正弦波と余弦波基準信号は、信号ＲＥＦ２の周波数が所望値から逸脱していた場合、その偏差が補正されたことを検出器１２４からの誤差を表す出力信号の大きさが示すまで、デモジュレーション（復調）プロセスを変更する。ユニット１２ｇに関連する低域フィルタは、ＥＲＲＯＲ信号をフィルタにかけて、ＶＣ０１２ｇからの基準信号の値が、上述した周波数偏差といった、非ランダムな性質をもつ誤差に応じて修正され、それによってデモシュレータ１１８のオペレーションが変更され、ノイズなどのランダム効果に影響されないようにする。広帯域ＱＡＭ低優先度信号プロセッサ１５０は、上述した狭帯域ＱＡＭプロセッサのユニット１１８．１２０．１２２゜１２６、１２４および１２８と同じように動作するエレメントを含んでいる。推測ネットワーク１２６、検出器１２４、ＶＣＯ１２８およびデモシュレータ１１１１を含んでいるタイプの制御ループのオペレーションに関する詳細情報は前記した文献「デジタル通信Ｊ　（Ｌｅｅ　ａｎｄＭｅｓｓｅｒｓｃｈｍｉｔｔ、）に記載されている。

信号プロセッサ１４０は、デコーダ１２２からの復調された高優先度データ信号とプロセッサ１５０からの復調された低ｆ！先度データ信号を結合する。このプロセッサ１４０に、バッフマン（Ｈｕｆｆｍａｎ）デコーダや逆量子化器（ｉｎｖｅｒｓｅ　ｑｕａｎｔｉｚｅｒ）などのデータ圧縮ネットワーク、誤差補正ネットワーク、およびデマルチプレクスと信号結合ネットワークを含めることにより、オーディオ・テレビジョン信号成分とビデオ・テレビジョン信号成分を別々に得ることが可能である。オーディオ成分はオーディオ信号プロセッサ１４２によって処理されてから、音声再生デバイス１４６に入力される。ビデオ成分はユニット】４４によって処理されてイメージを表す信号が得られ、この信号はイメージ・ディスプレイ・デバイス１４ｇに入力される。

直接デジタル周波数シンセサイザ１２９は、システム・クロック・ジェネレータ１３０からのマスク・クロック信号に応答して１５．３６ＭＨｚ信号ＣＬＫを発生する。

このシステム・クロック・ジェネレータはマスク・クロック信号を周波数シンセサイザ１３５にも送り、基準信号ＲＥＦＩとＲＥＦ２を発生する。ジェネレータ１３０からのマスク・クロック信号はシンセサイザ１２９と１３５のオペレーションの同期をとるために使用され、この例では、周波数が１０ＭＨｚになっている。ＲＥＦＩとＲＥＦ２の周波数は、公称的に、送信側で使用された対応する信号の周波数と一致している。これらの信号の周波数が所望周波数から逸脱していると、その偏差は上述したように補正される。ソース１２９からの信号ＣＬＫは低優先度プロセッサ１５０に置かれたデジタル信号処理回路のためのクロック信号である。高優先度狭帯域プロセッサは、広帯域信号のそれと１／４の帯域幅をもつ信号を処理する。従って、高優先度プロセッサのエレメントは、周波数分割器（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｉｖｉｄｅｒ）１３６から与えられた信号ＣＬＫの周波数の１／４の周波数（３，８４Ｍ）Ｉｚ）をもつクロック信号ＣＬＫ／４に応答して動作する。

受信側のクロック信号ＣＬＫの周波数は、送信側で使用されたクロック信号の周波数に一致している。正しい受信側クロック周波数を設定することは、第３図に示すように、より高信頼に受信された高電力狭帯域ＱＡＭ成分に含まれる情報から受信側クロック信号を作ることによって行われる。この目的のために、第３図に示すように、入力プロセッサ１１２からの別の狭帯域出力信号が、非線形ジェネレータ１３１、例えば、入力をその入力倍する乗算器（ｏ＋ｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）などの、Ｎ倍率ジェネレ−タに入力される。ここで、Ｎは２または４をとる。ユニット１３１は狭帯域ＱＡＭ成分のシンボル・１ｚ−）で単＝−の周波数成分を発生する。この例では、シンボル・Ｌ／−トは０．９６ＭＨｚであり、ビット・レート０月７４になっている。また、ユニット１３１は、低電力広帯域ＱＡＭ成分のシンボル・レー１−で高減衰出力成分も出力するが、この出力成分は後続の信号処理ユニットによって無視される。

ユニット１３１からの０．９６ＭＨｚシンボル・レート出力成分はフィルタ１３２によってバンドパス処理されてから、位相検出器を含む位相制御ユニット１３７に入力さ才する。フィルタ１３２は、その中心周波数が０．９６ＭＨｚシンボル周波数になっている。フィルタ１３２の帯域幅は重要ではないが、十分な信号対雑音比が得られるだけの帯域幅になっている必要がある。位相制御ユニット１３７４；ｌ、フィルタ１３２からの０．９６ＭＨｚシンボル・レート出力成分に応答しで動作し、低域フィルタ１３８、シンセサイザ１２９および分割係数１６の周波数分割器（ｒｌｉｖｉｄｅ−ｂｙ−１６ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｉｖｉｄｅｒ）１３９と一緒になって位相・ロック・ループを構成している。フィルタ１３ｇは、非線形信号ジェネレータ１３１のオペＩ／−ジョンによって発生したノイズを含む、スプリアス周波数を除去する。周波数分割器１３９はシンセサイザ１２９から１５．３６ＭＨｚ信号を受信し、周波数分割した０、　９６ＭＨｚ出力信号出力相検出器１３７の制御入力端へ送る。シンセサイザ１２９は、ユニット１２９の制御入力端に入力された信号によって決まる位相インクリメント（増分）を、クロック・ジェネレータ１３０からの信号の周波数によって決まるレートで累積するｌノジスタを備えている。累積された位相値は、ユニット１２９からの出力信号を合成する正弦波値を収めているＲＯＭのアドレスを指定している。、１ニツト１２９の機能は、Ｑｕａｌｃｏ＋ｏｎＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ（Ｓａｎ　Ｄｉｅｇｏ、　Ｃａ１ｉｆｏｒｎｉａ）から販売されているＱ２３３４形集積回路により実現させることが可能である。

本システムにおいて、高（！先度成分の利点は、余剰帯域幅が小さく（１７％）、バンド外（ｏｕｔ−ｏｆ−ｂａｎｄ）の減衰が急峻である、つまり、勾配が急峻な「スカート」をもつ狭帯域幅になっていることである。入力ＱＡＭ信号に応答して、ユニット１３１などの、非線形信号ジェネレータ（例えば、乗算器）から出力される出力信号の大きさは、特にバンド・エツジにおける、入力信号の振幅対周波数特性の形状の関数になっている。ある通過帯域振幅特性が与えられているとき、バンド・エツジにおける急峻な勾配からは、入力信号のシンボル・レートで小さな振幅の単一周波数出力成分が得らｔするのに対し、浅いバンド・エツジ勾配からは、大きな振幅の出力成分が得られる。

エレメント１３７．１３８．１２９および１３９を含む位相・ロック・ループは、ユニット１３１と１３２から位相制御端１３７に人力された０、９６ＭＩ（ｚ入力信号と周波数分割器１３９から位相制御端１３７に入力された０、　９６ＭＨｚ入力信号との位相差をほぼＯｏに保つように共同作用する。

後者の信号（Ｊ、フィルタ１３８からの位相誤差を表す制御信号に応答してシンセサイザ１２９によって発生される。

十ｊ：ｆｌ　Ｌ、　１ニーシステムの自動信号利得制御はＡＧＣネッ１−ｒワーク１６０によって行われる。ＡＧＣネットワーク１６０は、アイソＬ・−ジョン抵抗１６１を介してＡＧＣネットワーク１６０に結合された入力信号プロセッサ１１２の狭帯域出力端に現れたｉν調（ベースバンド）アナログ信層を検出゛４ ”る。検出された信号（」、増幅器１６４の前段ど後段に置か第１たダイオード・ネット・ワーク１６２と１１）５によって振幅が制限され、増幅器１６４がインパルス・ノイズによって過負荷になるのを防止し、増幅器ｌＧ４の出力端に現れたインパルス・ノイズをさらに制限−４゛る。増幅器１６４からの出力信号は真の実効値（ＲＭＳ）　ＡＧＣ検出器１６Ｂによって検出さね、ユニット１６６の検出出力を表すＤＣ電圧を発生するために関連した積分Ａヤバシタ１６９を備えたコンパレータ１６８によって処理さｔｔ、ユニット１７０によ・って増幅さ、第４．、６゜精度が約０，１％の真のＲＭＳ検出器の方が、精度が５−１０％の標！１　ＲＭＳ検出器よりも好ましいが、本発明によるシステムでは、標準のＲＭＳ検出器でも、許容し得る結果が得られる。コンパレータ１６８は、ユニット１６６からの検出出力信号のレベルと基準電圧Ｒ□、との差を表す出力信号を発生し、キャパシタ１６９け、増幅器１７０に入力されたコンパレータ出力信号を積分する。検出器１６６には、Ａｎａｌｏｇ　Ｉ）ｅｖｉｃｅ　Ｃａｒｐ、　（Ｎｏｒｗｏｏｄ。

Ｍ　ａ　ｓ　ｓ　ａ　ｅ　ｈ　ｕ　Ｓ　ｅ　ｔ　ｔ　ｅ。ｕ　Ｓ　Ａ　）提供のＡＤ６３７形デバイスなどの、商用ＲＭＳ検出デバイスを使用することが可能である。

増幅器１７０かものＡＧＣ出力信弓は、それぞれのへ〇〇通路を経由し７．て入力信号プロセッサ１１２のＲＦ　ＡＧ（：入力端とＩＦ　ＡＧＣ入力端に入力される。１（トΔＧＧ通路は、増幅器１７２　、　ｔ、きい値設定ネットワーク（を市ｒｅｓｈｏｌｄｉｎｇｎｅｔｗｏｒｋ）１．７４．１７６　、およびＲＦＡＧＣ信号をユニッｔｌ１２のＲＦＡＧＣ入力端に伝達するために図示のように４評されたバッファ１７８を含んでいる。増幅器１７２の利得はチューナＡＧＣ遅延とも呼ばれる、ＲＦ”／ＩＦ　ＡＧＣクロスオーバ点（ｅｒｏｓｓｏｖｅｒ　ｐｏｊｎｔ）をセットするように調整可能である。ネットワーク１７４．１７６はそれぞれ、ＲＦ　ＡＧＣＬノンジの上限と下限を決定する。同様に、ＩＦ　ＡＧＣ通路は、ＩＦ　ＡＧＣ動作レンジを決定するための１２きい値設定ネット・ワーク１８０とＩＦ　ＡＧＣ信号をプロセッサ１１２のＩＦ　ＡＧＣ入力端に伝達するためのバッファ１８２を含んでいる。

ネットワーク１６０によって発生したＲＦおよびＩＦ　ＡＧＣ信号は、コンバータ１１６へのアナログ入力信号が大きくなりすぎて、コンバータ１１６が付随する信号歪みで過負荷状態になって、情報が失われるのを防止する。

また、ＡＧＣ信号は、コンバータ１１６へのアナログ入力信号が小さくなりすぎて、コンバータ１１６のパフォーマンスが低下するのを防止する。この目的のために、コンパレータ１６ｇに入力される基準電圧Ｖ。Ｆが所望のＡＧＣレベルを決定するのに役立つ。

ＲＭＳ　ＡＧＣ検出器１６６は、耐ノイズ性、ＡＧＣループ帯域幅、ループ安定性および航空機誘起フラッタ効果などの経時変化干渉現象の抑圧の点で顕著な利点を有している。ＲＭＳ検出器１６６は、ＲＦ　ＡＧＣ通路とＩＦ　ＡＧＣ通路に存在するノイズ量を大幅に低減し、より幅広いＡＧＣループ帯域幅の使用が可能になるので、過負荷から即時に回復したり、航空機フラッタ効果を拒否したりする能力をもたせることができる。その結果、制御ループ位相シフトが減少し、ループ安定性が向」ニすることになる。

ＲＭＳ１６幅検出器１６６は、デジタル・テｌ／ビジョン情報を表す変調情報に伴う「パターン・ノイズ」にほとんど影響さねない。このパターン・ノイズは、デジタル情報のデータ・パターンがある程度ランダムであると起こり、振幅検出時に現れるものである。ＲＭＳ検出器１６６の耐ノイズ性は幅広いＡｃ；ｃＩｌ＠ループ帯域幅の使用を可能にするので、ＡＧＣネットワークは、航空機誘起「フラッタ」のように、高速に変化する干渉現象を緊密に追跡して、除去できるという利点がある。この点に関して注目すべきことは、前記した商用ＡＤ６３７形ＲＭＳ検出器は、大きな信号によって駆動されたとき広い帯域幅を示すことである。そのため、増幅器ｉ６４の利得をそれに合わせて調整する必要がある。

インパルス・ノイズは一部の他の形態のノイズよりも強（、予測不能であるので、ＡＧＣ設計時の考慮要因にもなっている。デジタル・システムでは誤差補正ネットワークの使用によって、インパルス・ノイズが表示イメージに現れるのを防止しているので、デジタル・システムでは、インパルス・ノイズがアナログ・システムに比べて問題となることは少ないが、それでもインパルス・ノイズは、デジタル処理の前にアナログ増幅器を過負荷にするので、システム・オペレーションを混乱させるおそれがある。

開示されたＡＧＣシステムでは、耐ノイズ性は、ダイオード・リミタ・ネットワーク１６２がベースバンド増幅器１６４の前段でインパルス・ノイズを制限して、増幅器１６４がインパルス・ノイズによって過負荷になるのを防止し、ＲＭＳ検出器１６６がインパルス・ノイズの影響を受けるのを防止することによって、強化されている。残留インパルス・ノイズは、ダイオード・リミタ・７、ツトワーク１６５が検出器１６６に及ぼすインパルス・ノイズの影響をさらに低減することによって減衰される。

ＡＧＣネットワーク１６０はコンバータ１１６の入力信号をほぼ一定のレベルに保って、コンバータ１１６が前述しｌ：：ように正し２く動作することを保証する。　ＡＧＣネット′ノーワー、非常に小さな入力信号から始まって、プロセッサ１１２内のＲＦステージが最良の信号対雑音比を得るために、可能な限り長い期間の間、高利得に保たれるようにバイアスがかけられている。入力信号レベルが人きくなると、ＡＧＣネットワークは、大きな信号の場へのあらかじめ決めたレベルにあるとぎ、ＩＦ利得が一定ｉＪ保たれ、その間に、ＲＦ利得が信号！ノベルの関数どして減少するまで、最初にプロセッサ１１２内のＩＦスヂージの利得を減少していく。

第２３図は、第１図に示した入力信号プロセッサ１１２と周波数シンセサイザ１３５の詳細を示す図である。アンテナ１１０からの入力信号はチューナ・セクション２１０に入力され、このセクションには、公知の信号処理手法に従、って中間周波（ＩＦ）出力信号を出力するミキサも置かれている。チューナ２１０内のＲＦ増幅器は、第１図のへ〇Ｃネットワーク１６０からのＲＦ　ＡＧＣ信号に応答して利得側ｉ卸される。チューナ２１０からのＩＦ出力信号は、帯域幅が約６ＭＨｚで、中心周波数が４３゜５ＭＨｚのＳＡＷフィルタ２１４ど、ＡＧＣネットワーク１６０からのＩＦ　ＡＧＣ信号に応答して利得制御されるＡＧＣ増幅器２１６とを含むＩＦプロセッサ２１２に入力される。

プロセッサ２１２からの出力信号はＩＦ周波数ダウン・コンバータ（ｄｏｗｎ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）　２２０に入力さね、る。コンバータ２２０は、信号乗算器（ミキサ）　２２２，２２４，２２６、出力ローパス・フィルタ２３０，２３４，２３６　、およびクリスタル制御４９．９２ＭＨｚ局部発振器２２８を含み、これらは図示のように配置されている。乗算器２２４は局部発振器２２８からの基準信号とプロセッサ２１２からの出力信号に応答する。乗算器２２２と２２６も、プロセッサ２１２からの出力信号と基準信号旺Ｆ１とＲＥＦ２に応答する。後者の信号は、１０　Ｍ）Ｉｚシステム・クロック信号に応答して、第１図に示すユニット１３５の広帯域シンセサイザ・コンポーネント１３５Ａと狭帯域シンセサイザ・コンポーネント１３５Ｂによって発生される。フィルタ２３４からの出力信号は第１図に示すユニット１３１に入力される。フィルタ２３０と２３６からの周波数ダウン変換された広帯域および狭帯域出力信号はそれぞれ、フィルタ２３０と２３６の出力端から取り出される。

ＦＩＧ、　２ＦＩＧ、　３補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の８）平成６年　８月　８日

Claims

【特許請求の範囲】

１．テレビジョン信号を受信するためのシステムにおいて、デジタル・テレビジョン情報を表すアナログ信号を受信するための入力端と、出力端とをもつ入力信号処理手段（１１０，１１２）と、前記入力信号処理手段からの前記出力信号に応答して動作するデジタル信号処理手段（１１６）と、前記デジタル信号処理手段からの出力信号に応答して、イメージ表現信号を出力するビデオ信号処理手段（１１９，１４０，１４４）と、受信された信号の大きさの関数として制御信号を発生する実効値（ＲＭＳ）振幅検出手段（１６６）を含み、前記デジタル信号処理手段へ供給された信号の大きさを自動制御するための自動利得制御手段（１６０）とを備えたことを特徴とする装置。
２．請求の範囲第１項に記載の装置において、前記イメージ表現信号は高精細デジタル・テレビジョン信号を表しており、既存の標準精細テレビジョン信号チャネルと両立性のある帯域幅をもち、高優先度情報を収めた狭帯域成分と低優先度情報を収めた広帯域成分とを有し、前記制御信号は前記狭帯域成分から導き出されることを特徴とする装置。
３．請求の範囲第２項に記載の装置において、前記狭帯域成分は直交振幅変調（ＱＡＭ）信号であることを特徴とする装置。
４．請求の範囲第１項に記載の装置において、前記アナログ信号を、前記デジタル信号処理手段に処理させるためのデジタル信号に変換するためのアナログーデジタル変換手段をきらに含み、前記自動利得制御手段は、該アナログーデジタル変換手段に入力されるアナログ信号の大きさを制御することを特徴とする装置。
５．請求の範囲第１項に記載の装置において、前記ＲＭＳ振幅検出手段の前段に置かれたインパルス・ノイズ制限手段をさらに含むことを特徴とする装置。
６．請求の範囲第１項に記載の装置において、前記制御信号は、前記入力信号処理手段のＲＦステージおよびＩＦステージの利得制御入力端に入力されることを特徴とする装置。