JP3428987B2 - デジタル・テレビジョン信号受信装置用の自動利得制御装置 - Google Patents
デジタル・テレビジョン信号受信装置用の自動利得制御装置Info
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- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 16
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 15
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 9
- 101100219315 Arabidopsis thaliana CYP83A1 gene Proteins 0.000 description 8
- 101100269674 Mus musculus Alyref2 gene Proteins 0.000 description 8
- 101100140580 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) REF2 gene Proteins 0.000 description 8
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 7
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 4
- 101000806846 Homo sapiens DNA-(apurinic or apyrimidinic site) endonuclease Proteins 0.000 description 3
- 101000835083 Homo sapiens Tissue factor pathway inhibitor 2 Proteins 0.000 description 3
- 102100026134 Tissue factor pathway inhibitor 2 Human genes 0.000 description 3
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 3
- 230000036961 partial effect Effects 0.000 description 3
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 3
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 101150087426 Gnal gene Proteins 0.000 description 1
- 101000860173 Myxococcus xanthus C-factor Proteins 0.000 description 1
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 238000013144 data compression Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 125000002346 iodo group Chemical group I* 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 1
- 239000003550 marker Substances 0.000 description 1
- 230000001151 other effect Effects 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 238000012549 training Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/52—Automatic gain control
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
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- H—ELECTRICITY
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
- H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
- H04N21/41—Structure of client; Structure of client peripherals
- H04N21/426—Internal components of the client ; Characteristics thereof
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/08—Systems for the simultaneous or sequential transmission of more than one television signal, e.g. additional information signals, the signals occupying wholly or partially the same frequency band, e.g. by time division
- H04N7/081—Systems for the simultaneous or sequential transmission of more than one television signal, e.g. additional information signals, the signals occupying wholly or partially the same frequency band, e.g. by time division the additional information signals being transmitted by means of a subcarrier
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- Multimedia (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、テレビジョン信号受信システムにおいて、
デジタル・イメージ情報を表す受信デジタル信号の大き
さを自動制御するための装置に関する。 標準テレビジョン信号受信システムは、検出器ステー
ジに入力された信号の大きさを、広範な受信信号レベル
にわたってほぼ一定に保つための自動利得制御（automa
tic gain control−AGC）装置を含んでいるのが一般的
である。また、この種のAGC装置は、検出されたベース
バンド・ビデオ信号成分の水平同期成分（horizontal s
ync component）の振幅の関数として、AGC電圧を発生す
るのが一般的である。このAGC電圧は、無線周波（RF）
増幅器や中間周波（IF）増幅器の利得（ゲイン）を、受
信テレビジョン信号の大きさの逆関数として増加または
減少するために使用されている。この種のテレビジョン
信号AGCシステムは、例えば、米国特許第4,761,687号
（Rumreich）に記載されているように周知である。 最近では、テレビジョン情報、例えば、イメージ、オ
ーディオ及び同期情報を、デジタル形式でエンコードお
よびデコードする高品位テレビジョン・システム（high
definition television system）の開発が非常に注目
されている。送信されたデジタル・テレビジョン信号が
標準NTSCアナログ信号と異なっている点は、そのデジタ
ル信号が、振幅が変化するランダムなノイズ信号に類似
したランダムなパルス列のように見え、且つ、そのデジ
タル信号にはRF搬送波（RF carrier）が欠如している点
である。従って、標準AGC手法をデジタル・テレビジョ
ン信号に対して効果的に使用することは、標準NTSCテレ
ビジョンのRF搬送波や水平同期成分などのような、容易
に識別可能なAGC基準成分（reference component）が欠
如しているために、困難または不可能である。 上記要因を認識した上で、本明細書には、デジタル・
テレビジョン信号受信システムで使用するのに適したAG
Cネットワーク（回路網）が開示されている。開示され
たAGCネットワークの利点は、航空機誘起フラッタ（air
craft induced flutter）などの、経時変化干渉現象の
影響を都合よく除去できることと、スペクトル的に整形
された振幅対周波数応答性（spectrally shaped smplit
ude versus frequency response）をもつ高品位QAMデジ
タル・テレビジョン信号システムで都合よく使用できる
ことである。そのような例は、米国特許出願第650,329
（Hugh Edward White）に示されている。そのシステム
において、RF搬送波および容易に識別可能なNTSC型水平
同期成分を欠如した、送信された高品位テレビジョン信
号は、高信頼度で受信されることを目的とした高優先度
情報（high priority information）と低優先度情報（l
ow priority information）に分割されている。この高
優先度情報と低優先度情報は、テレビジョン信号周波数
スペクトルの異なる部分で、分離されたQAM（直交振幅
変調）搬送信号として伝達される。この高優先度情報
は、低優先度情報よりも帯域幅が狭く、振幅が著しく大
きくなっている。 本発明による自動利得制御装置は、高品位イメージ情
報を表すことができるデジタル・テレビジョン信号を受
信する装置に組み込まれている。自動利得制御信号は、
実効値（root−means−square−RMS）検出器によって発
生される。 図示の実施例では、デジタル・テレビジョン信号の変
調スペクトルは、高信頼度で受信されることを目的とし
た高優先度情報を収めた狭帯域成分と、低優先度情報を
収めた広帯域成分とを含んでいる。これらの２成分は、
テレビジョン信号周波数スペクトルの異なる部分内の別
々のQAM搬送信号として伝達される。RMS AGC検出器は、
デジタル・テレビジョン信号の狭帯域QAM成分からAGC信
号を導き出す。 図面の簡単な説明 第１図は、本発明による自動利得制御装置を含むデジ
タル・テレビジョン受信装置の一部を示すブロック図で
ある。 第２図は、第１図の受信装置によって受信され、処理
される両立性同時放送多重（compatible simulcast mul
tiple）QAM高品位テレビジョン信号のベースバンド・ビ
デオ周波数スペクトルを示す図である。 第３図は、第１図に示した入力信号プロセッサの詳細
を示す図である。 第１図は、第２図に示すタイプのHDTV信号を受信し
て、デジタル的に処理するHDTV受信装置の一部を示す図
である。この信号をまず説明してから、第１図に示す受
信装置の構成について説明することにする。 第２図は、標準NTSCテレビジョン信号チャネルの6MHz
帯域幅と両立性があり、且つ、同時放送信号として使用
し得る高品位テレビジョン信号のビデオ周波数スペクト
ルを示している。第２図の周波数目盛上の周波数（−1.
25MHz〜4.5MHz）は、標準NTSCシステムにおけるRF映像
（ピクチャ）搬送波の0.0MHz位置を基準にしている。 HDTVテレビジョン信号は、高優先度情報と低優先度情
報に分割されたデータ圧縮（data compressed）信号で
ある。この例では、高信頼度で受信されつことを目的と
したオーディオ、同期化および低周波数ビデオ情報成分
には、高優先度（high priority）が割り当てられてい
る。例えば、同期化情報は、受信側で信号回復および処
理を容易化するために、固有の署名（signature）やコ
ードを含むトレーニング信号（training signal）の形
態にすることが可能であり、また、図例のように、フィ
ールド・レート走査（field rate scanning）情報（例
えば、フィールド・マーカの開始）を含めることが可能
である。高周波数ビデオ情報のように、重要度の劣る他
の成分には、低優先度（low priority）が割り当てられ
ている。高優先度情報は、低優先度情報に比べて狭帯域
幅になっており、0.96MHz搬送波を狭帯域直交振幅変調
（QAM）する。低優先度情報は3.84MHz搬送波を広帯域直
交振幅変調する。その結果生じる複合信号（composite
signal）は、多重QAM信号、つまり、この例では「ツイ
ン（twin）」QAM信号の形態になっている。この複合ツ
インQAM信号は、送信側で適切な周波数変換によって6MH
z標準テレビジョン帯域に変換され、第２図に示すよう
なスペクトルになる。 狭帯域QAM成分の振幅は広帯域QAM成分の振幅よりも著
しく大きく、この例では、２倍の大きさになっている。
狭帯域QAM成分の−6db帯域幅は0.96MHzであり、広帯域Q
AM成分の−6db帯域幅は3.84MHz、つまり、狭帯域QAM成
分の帯域幅の４倍である。狭帯域QAM成分と広帯域QAM成
分の非線形帯域エッジ遷移領域は、かさ上げ余弦（rais
ed cosine）特性の平方根をもつ有限インパルス応答（f
inite impulse response−FIR）によって整形され、急
峻な遷移領域によって発生する不要な高周波数効果（hi
gh frequency effect）を防止する平滑な遷移領域が得
られる。狭帯域成分は、余剰帯域幅が約17％、つまり、
式1/2×1/T（ただし、Ｔは対象信号のシンボル期間（sy
mbol period）である）によって定義された理論的最小
帯域幅より17％だけ大きい振幅対周波数特性を示してい
る。帯域エッジ遷移領域（縮図されていない）における
広帯域成分の振幅対周波数応答は、より急峻な広帯域成
分の勾配の1/4になっている。 狭帯域と広帯域のQAM成分は、どちらも、同相成分
“I"と直交位相成分“Q"を含んでいる。Ｉ位相成分は抑
圧余弦搬送波（suppressed cosine carrier）を変調
し、Ｑ位相成分は抑圧正弦搬送波（suppressed sine ca
rrier）を変調する。データ「シンボル」は、Ｉ成分と
Ｑ成分の両方によって表される。16QAM信号の場合、Ｉ
成分とＱ成分は各々、４つの別個の振幅レベルを示し、
狭帯域と広帯域QAM信号の各々でとり得る振幅レベルは
総計４×４、つまり、16となり、従って“16"QAMであ
る。各Ｉ成分およびＱ成分の４レベルを指定するには２
ビットが必要である。従って、各データ・シンボルは、
I,Qの組合せで16ビットを指定するには４ビットを必要
とする。かくして、3.84MHz（−6db）広帯域QAM信号の
ビット・レート（bit rate）は15.36Mbps（3.84MHz×４
ビット）であり、0.96MHz（−6db）狭帯域QAM信号のビ
ット・レートは3.84Mbps（0.96MHz×４ビット）であ
る。64QAMシステムでは、狭帯域と広帯域成分のビット
・レートは1.5倍に増加する。32QAM変調方式を使用する
ことも可能であり、この方式が望ましい変調方式とされ
ているのは、固有のピーク電力制限特性を備えているか
らである。上述した多重（ツイン）QAM信号は、標準NTS
Cテレビジョン信号、つまり、ツインQAM信号と同じチャ
ネルで別の場所から送信されるNTSC信号に伴う干渉の影
響を受けない、同一チャネル耐久性（co−channel immu
nity）を示している。また、NTSC信号に入り込んだツイ
ンQAM信号からの同一チャネル干渉も、大幅に低減化さ
れている。 広帯域および狭帯域QAM信号のビット・レートがそれ
ぞれ15.36Mbpsおよび3.84Mbpsであることは、4:1の整数
関係（integer relationship）になるという利点があ
る。この整数関係にあると、導き出された同一データ・
クロックが両方のQAM成分のデータ回復オペレーション
のタイミングをとるために即時に使用できるので、狭帯
域および広帯域QAM情報の回復を、受信側で行うことが
単純化される。受信システム側で要求されるデータ・ク
ロック・レートは、即時に回復された高電力狭帯域QAM
信号から容易に導き出すことができる。 第１図の受信システムは、あとで詳しく説明するよう
に、入力信号プロセッサ112とAGCシステム160の詳細を
除き、前記した米国特許出願（Hugh Edward White）に
記載されているものと基本的に同じである。第１図の受
信システムでは、アンテナ110に受信された放送ツインQ
AM信号は、第３図を参照して説明するように、RFステー
ジとIFステージを含む入力信号プロセッサ112に入力さ
れる。プロセッサ112は、送信信号を発生するために送
信側で使用された基準信号と周波数が一致している基準
信号とREF1とREF2も受信する。プロセッサ112の出力信
号は広帯域QAM成分（WB）と狭帯域QAM成分（NB）を含ん
でおり、これらの成分は、それぞれのアナログ−デジタ
ル・コンバータ117と116を経由して高優先度プロセッサ
119と低優先度プロセッサ150へ伝達される。プロセッサ
112によって処理された信号は、第２図に示す複合変調
周波数スペクトルを示している。 ユニット116からのサンプリングされたデジタル・バ
イナリ出力信号はデモジュレータ（復調器）118に入力
される。このデモジュレータは、エレメント120,122,12
4,126および128と一緒になって狭帯域QAM高優先度信号
プロセッサ119を構成している。狭帯域QAMデモジュレー
タ118は、第２図に示すように、変調された狭帯域QAM成
分の振幅対周波数特性の形状にほぼ一致する振幅対周波
数応答特性をもつ入力フィルタを含んでいる。ユニット
117からの狭帯域出力信号は広帯域QAM低優先度信号ネッ
トワーク（回路網）150に入力される。このネットワー
クは、狭帯域QAM高優先度プロセッサに実装されたもの
と類似のエレメントを含んでいる。広帯域QAM低優先度
プロセッサ150は、第２図に示すように、変調された広
帯域QAM成分の振幅対周波数特性の形状にほぼ一致する
応答特性を持つ入力フィルタを備えたデモジュレータを
含んでいる。以上のように、受信装置は、標準精細テレ
ビジョン信号における高エネルギ情報に関連する周波数
で信号減衰ノッチ（notch）を示している。 従来設計の適応イコライザ（adaptive equalizer）12
0は、復調された直交位相のＩ成分とＱ成分をデモジュ
レータ118から受信する。このイコライザ120は、例え
ば、ゴーストのように、伝送チャネルが原因で起こる振
幅や位相の乱れを補正するためのFIRフィルタを採用し
ている。この例では、適応イコライザ120は部分間隔イ
コライザ（fractionally spaced equalizer）と呼ばれ
るもので、最小限必要なインターバル以上にわたってサ
ンプリングする機能を備えているので、出力のＩ成分と
Ｑ成分の望ましい振幅と位相特性を得るために必要とさ
れる、一切の位相シフトおよび振幅変更を取り入れてい
る。イコライザ120は、イコライザ120のＩおよびＱ出力
成分の望ましい位相および振幅値がプログラムされたRO
Mを装備している。出力のＩおよびＱ成分の値は、それ
ぞれがプログラムされた値と比較され、入力のＩ、Ｑ値
は、比較の結果に基づいてプログラムされた値に近似す
るように調整される。この調整は、イコライザ120に関
連するフィルタのタップ重み（tap weight）を変更する
ことによって行われる。イコライザ120はシンボル期間
内でサブサンプリング（subsampling）して、望ましい
出力振幅と位相特性を得るために必要な位相と振幅の変
更量を出力する機能を備えている。この機能があるため
に、イコライザ120のオペレーションは、位相をほぼ一
定に保つことが好ましいが、印加されたクロック信号の
位相に影響されることがほとんどない。イコライザ120
は、部分間隔イコライザの方が、印加されたクロック信
号の位相特性に対してパフォーマンスがすぐれている
が、同期イコライザにすることも可能である。部分間隔
イコライザおよび同期イコライザは、文献「デジタル通
信」（Digital Communications）Lee and Messerschmit
t（Kluwer Academic Publishers,Boston,MA,USA,1988）
に説明されている。 ユニット120からの等化されたＩおよびＱ出力信号は
推測ネットワーク（estimator network）126に入力さ
れ、このネットワークは、送信されたときのＩおよびＱ
成分の値の最大見込み測定値（most likely estimate）
を表す出力ＩおよびＱ成分を出力する。例えば、推測ネ
ットワーク126の出力に現れたＩおよびＱ成分の値は、
伝送の途中で捕獲されたノイズのひずみ効果を補正する
ために必要に応じて調整されている。基本的に、推測ネ
ットワーク126は、ノイズなどの効果に起因して、16ポ
イント四分象限信号配置（16−point four quadrant si
gnal constellation）における割当てロケーションにそ
っくり収まらないサンプルに値を割り当てる解釈機能
（interpretive function）を備えている。推測ネット
ワーク126からの出力信号はデコーダ122に入力され、こ
のデコーダは、基本的に、送信側のエンコーダが行うマ
ッピング・オペレーションとの逆のことを行う。四分象
限信号配置を、バイナリ・デジタル形式の順序４ビット
（シンボル）セグメントに「アンマップ」（unmap）す
るために、ルックアップ（参照）テーブルが採用されて
おり、これらのセグメントは送信側でエンコードされる
前に送信側に存在していたものである。 誤差検出器124は推測ネットワーク126のI,Q入力信号
と出力信号をモニタして、推測ネットワーク126の入力
と出力Ｉ信号および入力と出力Ｑ信号との間の位相誤差
に比例する大きさをもつ、搬送波位相誤差出力信号を出
力する。位相誤差は、ノイズ効果が原因で起こり、その
場合は、位相誤差は性質上ランダムになっている。ま
た、位相誤差は、狭帯域基準信号REF2（周波数シンセサ
イザ135によって生成される）が送信側で使用された対
応する基準信号の周波数と実質的に一致していないと、
起こることもあり、その場合は、位相誤差は性質上ラン
ダムになっていない。誤差検出器124からの出力ERROR信
号は、所望値、すなわち、送信側の対応する信号REF2の
周波数の値から逸脱している信号REF2の周波数を補正す
るために、最終的に使用される。誤差検出器124は、イ
コライザ120より高速のサンプリング速度で動作して、
シンセサイザ135に起因する周波数偏差、または入力プ
ロセッサ112に関連する局部発振器（local osillator）
の周波数偏差によって起こる位相および周波数オフセッ
トを検出する。 具体的には、ERROR信号は、低減フィルタを含んでい
る電圧制御発信器（VCO）ネットワーク128に入力され
て、直交位相デモジュレータ118に入力された直角位相
正弦波と余弦波基準信号の値が修正される。修正された
正弦波と余弦波基準信号は、信号REF2の周波数が所望値
から逸脱していた場合、その偏差が補正されたことを検
出器124からの誤差を表す出力信号の大きさが示すま
で、デモジュレーション（復調）プロセスを変更する。
ユニット128に関連する低域フィルタは、ERROR信号をフ
ィルタにかけて、VCO128からの基準信号の値が、上述し
た周波数偏差といった、非ランダムな性質をもつ誤差に
応じて修正され、それによってデモジュレータ118のオ
ペレーションが変更され、ノイズなどのランダム効果に
影響されないようにする。広帯域QAM低優先度信号プロ
セッサ150は、上述した狭帯域QAMプロセッサのユニット
118,120,122,126,124および128と同じように動作するエ
レメントを含んでいる。推測ネットワーク126、検出器1
24、VCO128およびデモジュレータ118を含んでいるタイ
プの制御ループのオペレーションに関する詳細情報は前
記した文献「デジタル通信」（Lee and Messerschmit
t）に記載されている。 信号プロセッサ140は、デコーダ122からの復調された
高優先度データ信号とプロセッサ150からの復調された
低優先度データ信号を結合する。このプロセッサ140
に、ハッフマン（Huffman）デコーダや逆量子化器（inv
erse quantizer）などのデータ圧縮ネットワーク、誤差
補正ネットワーク、およびデマルチプレクスと信号結合
ネットワークを含めることにより、オーディオ・テレビ
ジョン信号成分とビデオ・テレビジョン信号成分を別々
に得ることが可能である。オーディオ成分はオーディオ
信号プロセッサ142によって処理されてから、音声再生
デバイス146に入力される。ビデオ成分はユニット144に
よって処理されてイメージを表す信号が得られ、この信
号はイメージ・ディスプレイ・デバイス148に入力され
る。 直接デジタル周波数シンセサイザ129は、システム・
クロック・ジェネレータ130からのマスタ・クロック信
号に応答して15.36MHz信号CLKを発生する。このシステ
ム・クロック・ジェネレータはマスタ・クロック信号を
周波数シンセサイザ135にも送り、基準信号REF1とREF2
を発生する。ジェネレータ130からのマスタ・クロック
信号はシンセサイザ129と135のオペレーションの同期を
とるために使用され、この例では、周波数が10MHzにな
っている。REF1とREF2の周波数は、公称的に、送信側で
使用された対応する信号の周波数と一致している。これ
らの信号の周波数が所望周波数から逸脱していると、そ
の偏差は上述したように補正される。ソース129からの
信号CLKは低優先度プロセッサ150に置かれたデジタル信
号処理回路のためのクロック信号である。高優先度狭帯
域プロセッサは、広帯域信号のそれと1/4の帯域幅をも
つ信号を処理する。従って、高優先度プロセッサのエレ
メントは、周波数分割器（frequency divider）136かた
与えられた信号CLKの周波数の1/4の周波数（3.84MHz）
をもつクロック信号CLK/4に応答して動作する。 受信側のクロック信号CLKの周波数は、送信側で使用
されたクロック信号の周波数に一致している。正しい受
信側クロック周波数を設定することは、第３図に示すよ
うに、より高信頼に受信された高電力狭帯域QAM成分に
含まれる情報から受信側クロック信号を作ることによっ
て行われる。この目的のために、第３図に示すように、
入力プロセッサ112からの別の狭帯域出力信号が、非線
形ジェネレータ131、例えば、入力をその入力倍する乗
算器（multiplier）などの、Ｎ倍率ジェネレータに入力
される。ここで、Ｎは２または４をとる。ユニット131
は狭帯域QAM成分のシンボル・レートで単一の周波数成
分を発生する。この例では、シンボル・レートは0.96MH
zであり、ビット・レートの1/4になっている。また、ユ
ニット131は、低電力広帯域QAM成分のシンボル・レート
で高減衰出力成分も出力するが、この出力成分は後続の
信号処理ユニットによって無視される。 ユニット131からの0.96MHzシンボル・レート出力成分
はフィルタ132によってバンドパス処理されてから、位
相検出器を含む位相制御ユニット137に入力される。フ
ィルタ132は、その中心周波数が0.96MHzシンボル周波数
になっている。フィルタ132の帯域幅は重要ではない
が、十分な信号対雑音比が得られるだけの帯域幅になっ
ている必要がある。位相制御ユニット137は、フィルタ1
32からの0.96MHzシンボル・レート出力成分に応答して
動作し、低減フィルタ138、シンセサイザ129および分割
係数16の周波数分割器（divide−by−16 frequency div
ider）139と一緒になって位相・ロック・ループを構成
している。フィルタ138は、非線形信号ジェネレータ131
のオペレーションによって発生したノイズを含む、スプ
リアス周波数を除去する。周波数分割器139はシンセサ
イザ129から15.36MHz信号を受信し、周波数分割した0.9
6MHz出力信号を位相検出器137の制御入力端へ送る。シ
ンセサイザ129は、ユニット129の制御入力端に入力され
た信号によって決まる位相インクリメント（増分）を、
クロック・ジェネレータ130からの信号の周波数によっ
て決まるレートで累積するレジスタを備えている。累積
された位相値は、ユニット129からの出力信号を合成す
る正弦波値を収めているROMのアドレスを指定してい
る。ユニット129の機能は、Qualcomm Corporation（San
Diego,California）から販売されているQ2334形集積回
路により実現させることが可能である。 本システムにおいて、高優先度成分の利点は、余剰帯
域幅が小さく（17％）、バンド外（out−of−band）の
減衰が急峻である、つまり、勾配が急峻な「スカート」
をもつ狭帯域幅になっていることである。入力QAM信号
に応答して、ユニット131などの、非線形信号ジェネレ
ータ（例えば、乗算器）から出力される出力信号の大き
さは、特にバンド・エッジにおける、入力信号の振幅対
周波数特性の形状の関数になっている。ある通過帯域振
幅特性が与えられているとき、バンド・エッジにおける
急峻な勾配からは、入力信号のシンボル・レートで小さ
な振幅の単一周波数出力成分が得られるのに対し、浅い
バンド・エッジ勾配からは、おおきな振幅の出力成分が
得られる。 エレメント137,138,129および139を含む位相・ロック
・ループは、ユニット131と132から位相制御端137に入
力された0.96MHz入力信号と周波数分割器139から位相制
御端137に入力された0.96MHz入力信号との位相差をほぼ
０゜に保つように共同作用する。後者の信号は、フィル
タ138からの位相誤差を表す制御信号に応答してシンセ
サイザ129によって発生される。 上述したシステムの自動信号利得制御はAGCネットワ
ーク160によって行われる。AGCネットワーク160は、ア
イソレーション抵抗161を介してAGCネットワーク160に
結合された入力信号プロセッサ112の狭帯域出力端に現
れた復調（ベースバンド）アナログ信号を検出する。検
出された信号は、増幅器164の前段と後段に置かれたダ
イオード・ネットワーク162と165によって振幅が制限さ
れ、増幅器164がインパルス・ノイズによって過負荷に
なるのを防止し、増幅器164の出力端に現れたインパル
ス・ノイズをさらに制限する。増幅器164からの出力信
号は真の実効値（RMS）AGC検出器166によって検出さ
れ、ユニット166の検出出力を表すDC電圧を発生するた
めに関連した積分キャパシタ169を備えたコンパレータ1
68によって処理され、ユニット170によって増幅され
る。精度が約0.1％の真のRMS検出器の方が、精度が５−
10％の標準RMS検出器よりも好ましいが、本発明による
システムでは、標準のRMS検出器でも、許容し得る結果
が得られる。コンパレータ168は、ユニット166からの検
出出力信号のレベルと基準電圧RREFとの差を表す出力信
号を発生し、キャパシタ169は、増幅器170に入力された
コンパレータ出力信号を積分する。検出器166には、Ana
log Device Corp.（Norwood,Massachusette,USA）提供
のAD637形デバイスなどの、商用RMS検出デバイスを使用
することが可能である。 増幅器170からのAGC出力信号は、それぞれのAGC通路
を経由して入力信号プロセッサ112のRF AGC入力端とIF
AGC入力端に入力される。RF AGC通路は、増幅器172、し
きい値設定ネットワーク（thresholding network）174.
176、およびRFAGC信号をユニット112のRFACG入力端に伝
達するために図示のように配置されたバッファ178を含
んでいる。増幅器172の利得はチューナAGC遅延とも呼ば
れる、RF/IF AGCクロスオーバ点（crossover point）を
セットするように調整可能である。ネットワーク174,17
6はそれぞれ、RF AGCレンジの上限と下限を決定する。
同様に、IF AGC通路は、IF AGC動作レンジを決定するた
めのしきい値設定ネットワーク180とIF AGC信号をプロ
セッサ112のIF AGC入力端に伝達するためのバッファ182
を含んでいる。 ネットワーク160によって発生したRFおよびIF AGC信
号は、コンバータ116へのアナログ入力信号が大きくな
りすぎて、コンバータ116が付随する信号歪みで過負荷
状態になって、情報が失われるのを防止する。また、AG
C信号は、コンバータ116へのアナログ入力信号が小さく
なりすぎて、コンバータ116のパフォーマンスが低下す
るのを防止する。この目的のために、コンパレータ168
に入力される基準電圧VREFが所望のAGCレベルを決定す
るのに役立つ。 RMS AGC検出器166は、耐ノイズ性、AGCループ帯域
幅、ループ安定性および航空機誘起フラッタ効果などの
経時変化干渉現象の抑圧の点で顕著な利点を有してい
る。RMS検出器166は、RF AGC通路とIF AGC通路に存在す
るノイズ量を大幅に低減し、より幅広いAGCループ帯域
幅の使用が可能になるので、過負荷から即時に回復した
り、航空機フラッタ効果を拒否したりする能力をもたせ
ることができる。その結果、制御ループ位相シフトが減
少し、ループ安定性が向上することになる。 RMS振幅検出器166は、デジタル・テレビジョン情報を
表す変調情報に伴う「パターン・ノイズ」にほとんど影
響されない。このパターン・ノイズは、デジタル情報の
データ・パターンがある程度ランダムであると起こり、
振幅検出時に現れるものでる。RMS検出器166の耐ノイズ
性は幅広いAGC制御ループ帯域幅の使用を可能にするの
で、AGCネットワークは、航空機誘起「フラッタ」のよ
うに、高速に変化する干渉現象を緊密に追跡して、除去
できるという利点がある。この点に関して注目すべきこ
とは、前記した商用AD637形RMS検出器は、大きな信号に
よって駆動されたとき広い帯域幅を示すことである。そ
のため、増幅器164の利得をそれに合わせて調整する必
要がある。 インパルス・ノイズは一部の他の形態のノイズよりも
強く、予測不能であるので、AGC設計時の考慮要因にも
なっている。デジタル・システムでは誤差補正ネットワ
ークの使用によって、インパルス・ノイズが表示イメー
ジに現れるのを防止しているので、デジタル・システム
では、インパルス・ノイズがアナログ・システムに比べ
て問題となることは少ないが、それでもインパルス・ノ
イズは、デジタル処理の前にアナログ増幅器を過負荷に
するので、システム・オペレーションを混乱させるおそ
れがある。 開示されたAGCシステムでは、耐ノイズ性は、ダイオ
ード・リミタ・ネットワーク162がベースバンド増幅器1
64の前段でインパルス・ノイズを制限して、増幅器164
がインパルス・ノイズによって過負荷になるのを防止
し、RMS検出器166がインパルス・ノイズの影響を受ける
のを防止することによって、強化されている。残留イン
パルス・ノイズは、ダイオード・リミタ・ネットワーク
165が検出器166に及ぼすインパルス・ノイズの影響をさ
らに低減することによって減衰される。 AGCネットワーク160はコンバータ116の入力信号をほ
ぼ一定のレベルに保って、コンバータ166が前述したよ
うに正しく動作することを補償する。AGCネットワーク
は、非常に小さな入力信号から始まって、プロセッサ11
2内のRFステージが最良の信号対雑音比を得るために、
可能な限り長い期間の間、高利得に保たれるようにバイ
アスがかけられている。入力信号レベルが大きくなる
と、AGCネットワークは、大きな信号の場合のあらかじ
め決めたレベルにあるとき、IF利得が一定に保たれ、そ
の間に、RF利得が信号レベルの関数として減少するま
で、最初にプロセッサ112内のIFステージの利得を減少
していく。 第３図は、第１図に示した入力信号プロセッサ112と
周波数シンセサイザ135の詳細を示す図である。アンテ
ナ110からの入力信号はチューナ・セクション210に入力
され、このセクションには、公知の信号処理手法に従っ
て中間周波数（IF）出力信号を出力するミキサも置かれ
ている。チューナ210内のRF増幅器は、第１図のAGCネッ
トワーク160からのRF AGC信号に応答して利得制御され
る。チューナ210からのIF出力信号は、帯域幅が約6MHz
で、中心周波数が43.5MHzのSAWフィルタ214と、AGCネッ
トワーク160からのIF AGC信号に応答して利得制御され
るAGC増幅器216とを含むIFプロセッサ212に入力され
る。 プロセッサ212からの出力信号はIF周波数ダウン・コ
ンバータ（down converter）220に入力される。コンバ
ータ220は、信号乗算器（ミキサ）222,224,226、出力ロ
ーパス・フィルタ230,234,236、およびクリスタル制御4
9.92MHz局部発振器228を含み、これらは図示のように配
置されている。乗算器224は局部発振器228からの基準信
号とプロセッサ212からの出力信号に応答する。乗算器2
22と226も、プロセッサ212からの出力信号と基準信号RE
F1とREF2に応答する。後者の信号は、10MHzシステム・
クロック信号に応答して、第１図に示すユニット135の
広帯域シンセサイザ・コンポーネント135Aと狭帯域シン
セサイザ・コンポーネント135Bによって発生される。フ
ィルタ234からの出力信号は第１図に示すユニット131に
入力される。フィルタ230と236からの周波数ダウン変換
された広帯域および狭帯域出力信号はそれぞれ、フィル
タ230と236の出力端から取り出される。
デジタル・イメージ情報を表す受信デジタル信号の大き
さを自動制御するための装置に関する。 標準テレビジョン信号受信システムは、検出器ステー
ジに入力された信号の大きさを、広範な受信信号レベル
にわたってほぼ一定に保つための自動利得制御（automa
tic gain control−AGC）装置を含んでいるのが一般的
である。また、この種のAGC装置は、検出されたベース
バンド・ビデオ信号成分の水平同期成分（horizontal s
ync component）の振幅の関数として、AGC電圧を発生す
るのが一般的である。このAGC電圧は、無線周波（RF）
増幅器や中間周波（IF）増幅器の利得（ゲイン）を、受
信テレビジョン信号の大きさの逆関数として増加または
減少するために使用されている。この種のテレビジョン
信号AGCシステムは、例えば、米国特許第4,761,687号
（Rumreich）に記載されているように周知である。 最近では、テレビジョン情報、例えば、イメージ、オ
ーディオ及び同期情報を、デジタル形式でエンコードお
よびデコードする高品位テレビジョン・システム（high
definition television system）の開発が非常に注目
されている。送信されたデジタル・テレビジョン信号が
標準NTSCアナログ信号と異なっている点は、そのデジタ
ル信号が、振幅が変化するランダムなノイズ信号に類似
したランダムなパルス列のように見え、且つ、そのデジ
タル信号にはRF搬送波（RF carrier）が欠如している点
である。従って、標準AGC手法をデジタル・テレビジョ
ン信号に対して効果的に使用することは、標準NTSCテレ
ビジョンのRF搬送波や水平同期成分などのような、容易
に識別可能なAGC基準成分（reference component）が欠
如しているために、困難または不可能である。 上記要因を認識した上で、本明細書には、デジタル・
テレビジョン信号受信システムで使用するのに適したAG
Cネットワーク（回路網）が開示されている。開示され
たAGCネットワークの利点は、航空機誘起フラッタ（air
craft induced flutter）などの、経時変化干渉現象の
影響を都合よく除去できることと、スペクトル的に整形
された振幅対周波数応答性（spectrally shaped smplit
ude versus frequency response）をもつ高品位QAMデジ
タル・テレビジョン信号システムで都合よく使用できる
ことである。そのような例は、米国特許出願第650,329
（Hugh Edward White）に示されている。そのシステム
において、RF搬送波および容易に識別可能なNTSC型水平
同期成分を欠如した、送信された高品位テレビジョン信
号は、高信頼度で受信されることを目的とした高優先度
情報（high priority information）と低優先度情報（l
ow priority information）に分割されている。この高
優先度情報と低優先度情報は、テレビジョン信号周波数
スペクトルの異なる部分で、分離されたQAM（直交振幅
変調）搬送信号として伝達される。この高優先度情報
は、低優先度情報よりも帯域幅が狭く、振幅が著しく大
きくなっている。 本発明による自動利得制御装置は、高品位イメージ情
報を表すことができるデジタル・テレビジョン信号を受
信する装置に組み込まれている。自動利得制御信号は、
実効値（root−means−square−RMS）検出器によって発
生される。 図示の実施例では、デジタル・テレビジョン信号の変
調スペクトルは、高信頼度で受信されることを目的とし
た高優先度情報を収めた狭帯域成分と、低優先度情報を
収めた広帯域成分とを含んでいる。これらの２成分は、
テレビジョン信号周波数スペクトルの異なる部分内の別
々のQAM搬送信号として伝達される。RMS AGC検出器は、
デジタル・テレビジョン信号の狭帯域QAM成分からAGC信
号を導き出す。 図面の簡単な説明 第１図は、本発明による自動利得制御装置を含むデジ
タル・テレビジョン受信装置の一部を示すブロック図で
ある。 第２図は、第１図の受信装置によって受信され、処理
される両立性同時放送多重（compatible simulcast mul
tiple）QAM高品位テレビジョン信号のベースバンド・ビ
デオ周波数スペクトルを示す図である。 第３図は、第１図に示した入力信号プロセッサの詳細
を示す図である。 第１図は、第２図に示すタイプのHDTV信号を受信し
て、デジタル的に処理するHDTV受信装置の一部を示す図
である。この信号をまず説明してから、第１図に示す受
信装置の構成について説明することにする。 第２図は、標準NTSCテレビジョン信号チャネルの6MHz
帯域幅と両立性があり、且つ、同時放送信号として使用
し得る高品位テレビジョン信号のビデオ周波数スペクト
ルを示している。第２図の周波数目盛上の周波数（−1.
25MHz〜4.5MHz）は、標準NTSCシステムにおけるRF映像
（ピクチャ）搬送波の0.0MHz位置を基準にしている。 HDTVテレビジョン信号は、高優先度情報と低優先度情
報に分割されたデータ圧縮（data compressed）信号で
ある。この例では、高信頼度で受信されつことを目的と
したオーディオ、同期化および低周波数ビデオ情報成分
には、高優先度（high priority）が割り当てられてい
る。例えば、同期化情報は、受信側で信号回復および処
理を容易化するために、固有の署名（signature）やコ
ードを含むトレーニング信号（training signal）の形
態にすることが可能であり、また、図例のように、フィ
ールド・レート走査（field rate scanning）情報（例
えば、フィールド・マーカの開始）を含めることが可能
である。高周波数ビデオ情報のように、重要度の劣る他
の成分には、低優先度（low priority）が割り当てられ
ている。高優先度情報は、低優先度情報に比べて狭帯域
幅になっており、0.96MHz搬送波を狭帯域直交振幅変調
（QAM）する。低優先度情報は3.84MHz搬送波を広帯域直
交振幅変調する。その結果生じる複合信号（composite
signal）は、多重QAM信号、つまり、この例では「ツイ
ン（twin）」QAM信号の形態になっている。この複合ツ
インQAM信号は、送信側で適切な周波数変換によって6MH
z標準テレビジョン帯域に変換され、第２図に示すよう
なスペクトルになる。 狭帯域QAM成分の振幅は広帯域QAM成分の振幅よりも著
しく大きく、この例では、２倍の大きさになっている。
狭帯域QAM成分の−6db帯域幅は0.96MHzであり、広帯域Q
AM成分の−6db帯域幅は3.84MHz、つまり、狭帯域QAM成
分の帯域幅の４倍である。狭帯域QAM成分と広帯域QAM成
分の非線形帯域エッジ遷移領域は、かさ上げ余弦（rais
ed cosine）特性の平方根をもつ有限インパルス応答（f
inite impulse response−FIR）によって整形され、急
峻な遷移領域によって発生する不要な高周波数効果（hi
gh frequency effect）を防止する平滑な遷移領域が得
られる。狭帯域成分は、余剰帯域幅が約17％、つまり、
式1/2×1/T（ただし、Ｔは対象信号のシンボル期間（sy
mbol period）である）によって定義された理論的最小
帯域幅より17％だけ大きい振幅対周波数特性を示してい
る。帯域エッジ遷移領域（縮図されていない）における
広帯域成分の振幅対周波数応答は、より急峻な広帯域成
分の勾配の1/4になっている。 狭帯域と広帯域のQAM成分は、どちらも、同相成分
“I"と直交位相成分“Q"を含んでいる。Ｉ位相成分は抑
圧余弦搬送波（suppressed cosine carrier）を変調
し、Ｑ位相成分は抑圧正弦搬送波（suppressed sine ca
rrier）を変調する。データ「シンボル」は、Ｉ成分と
Ｑ成分の両方によって表される。16QAM信号の場合、Ｉ
成分とＱ成分は各々、４つの別個の振幅レベルを示し、
狭帯域と広帯域QAM信号の各々でとり得る振幅レベルは
総計４×４、つまり、16となり、従って“16"QAMであ
る。各Ｉ成分およびＱ成分の４レベルを指定するには２
ビットが必要である。従って、各データ・シンボルは、
I,Qの組合せで16ビットを指定するには４ビットを必要
とする。かくして、3.84MHz（−6db）広帯域QAM信号の
ビット・レート（bit rate）は15.36Mbps（3.84MHz×４
ビット）であり、0.96MHz（−6db）狭帯域QAM信号のビ
ット・レートは3.84Mbps（0.96MHz×４ビット）であ
る。64QAMシステムでは、狭帯域と広帯域成分のビット
・レートは1.5倍に増加する。32QAM変調方式を使用する
ことも可能であり、この方式が望ましい変調方式とされ
ているのは、固有のピーク電力制限特性を備えているか
らである。上述した多重（ツイン）QAM信号は、標準NTS
Cテレビジョン信号、つまり、ツインQAM信号と同じチャ
ネルで別の場所から送信されるNTSC信号に伴う干渉の影
響を受けない、同一チャネル耐久性（co−channel immu
nity）を示している。また、NTSC信号に入り込んだツイ
ンQAM信号からの同一チャネル干渉も、大幅に低減化さ
れている。 広帯域および狭帯域QAM信号のビット・レートがそれ
ぞれ15.36Mbpsおよび3.84Mbpsであることは、4:1の整数
関係（integer relationship）になるという利点があ
る。この整数関係にあると、導き出された同一データ・
クロックが両方のQAM成分のデータ回復オペレーション
のタイミングをとるために即時に使用できるので、狭帯
域および広帯域QAM情報の回復を、受信側で行うことが
単純化される。受信システム側で要求されるデータ・ク
ロック・レートは、即時に回復された高電力狭帯域QAM
信号から容易に導き出すことができる。 第１図の受信システムは、あとで詳しく説明するよう
に、入力信号プロセッサ112とAGCシステム160の詳細を
除き、前記した米国特許出願（Hugh Edward White）に
記載されているものと基本的に同じである。第１図の受
信システムでは、アンテナ110に受信された放送ツインQ
AM信号は、第３図を参照して説明するように、RFステー
ジとIFステージを含む入力信号プロセッサ112に入力さ
れる。プロセッサ112は、送信信号を発生するために送
信側で使用された基準信号と周波数が一致している基準
信号とREF1とREF2も受信する。プロセッサ112の出力信
号は広帯域QAM成分（WB）と狭帯域QAM成分（NB）を含ん
でおり、これらの成分は、それぞれのアナログ−デジタ
ル・コンバータ117と116を経由して高優先度プロセッサ
119と低優先度プロセッサ150へ伝達される。プロセッサ
112によって処理された信号は、第２図に示す複合変調
周波数スペクトルを示している。 ユニット116からのサンプリングされたデジタル・バ
イナリ出力信号はデモジュレータ（復調器）118に入力
される。このデモジュレータは、エレメント120,122,12
4,126および128と一緒になって狭帯域QAM高優先度信号
プロセッサ119を構成している。狭帯域QAMデモジュレー
タ118は、第２図に示すように、変調された狭帯域QAM成
分の振幅対周波数特性の形状にほぼ一致する振幅対周波
数応答特性をもつ入力フィルタを含んでいる。ユニット
117からの狭帯域出力信号は広帯域QAM低優先度信号ネッ
トワーク（回路網）150に入力される。このネットワー
クは、狭帯域QAM高優先度プロセッサに実装されたもの
と類似のエレメントを含んでいる。広帯域QAM低優先度
プロセッサ150は、第２図に示すように、変調された広
帯域QAM成分の振幅対周波数特性の形状にほぼ一致する
応答特性を持つ入力フィルタを備えたデモジュレータを
含んでいる。以上のように、受信装置は、標準精細テレ
ビジョン信号における高エネルギ情報に関連する周波数
で信号減衰ノッチ（notch）を示している。 従来設計の適応イコライザ（adaptive equalizer）12
0は、復調された直交位相のＩ成分とＱ成分をデモジュ
レータ118から受信する。このイコライザ120は、例え
ば、ゴーストのように、伝送チャネルが原因で起こる振
幅や位相の乱れを補正するためのFIRフィルタを採用し
ている。この例では、適応イコライザ120は部分間隔イ
コライザ（fractionally spaced equalizer）と呼ばれ
るもので、最小限必要なインターバル以上にわたってサ
ンプリングする機能を備えているので、出力のＩ成分と
Ｑ成分の望ましい振幅と位相特性を得るために必要とさ
れる、一切の位相シフトおよび振幅変更を取り入れてい
る。イコライザ120は、イコライザ120のＩおよびＱ出力
成分の望ましい位相および振幅値がプログラムされたRO
Mを装備している。出力のＩおよびＱ成分の値は、それ
ぞれがプログラムされた値と比較され、入力のＩ、Ｑ値
は、比較の結果に基づいてプログラムされた値に近似す
るように調整される。この調整は、イコライザ120に関
連するフィルタのタップ重み（tap weight）を変更する
ことによって行われる。イコライザ120はシンボル期間
内でサブサンプリング（subsampling）して、望ましい
出力振幅と位相特性を得るために必要な位相と振幅の変
更量を出力する機能を備えている。この機能があるため
に、イコライザ120のオペレーションは、位相をほぼ一
定に保つことが好ましいが、印加されたクロック信号の
位相に影響されることがほとんどない。イコライザ120
は、部分間隔イコライザの方が、印加されたクロック信
号の位相特性に対してパフォーマンスがすぐれている
が、同期イコライザにすることも可能である。部分間隔
イコライザおよび同期イコライザは、文献「デジタル通
信」（Digital Communications）Lee and Messerschmit
t（Kluwer Academic Publishers,Boston,MA,USA,1988）
に説明されている。 ユニット120からの等化されたＩおよびＱ出力信号は
推測ネットワーク（estimator network）126に入力さ
れ、このネットワークは、送信されたときのＩおよびＱ
成分の値の最大見込み測定値（most likely estimate）
を表す出力ＩおよびＱ成分を出力する。例えば、推測ネ
ットワーク126の出力に現れたＩおよびＱ成分の値は、
伝送の途中で捕獲されたノイズのひずみ効果を補正する
ために必要に応じて調整されている。基本的に、推測ネ
ットワーク126は、ノイズなどの効果に起因して、16ポ
イント四分象限信号配置（16−point four quadrant si
gnal constellation）における割当てロケーションにそ
っくり収まらないサンプルに値を割り当てる解釈機能
（interpretive function）を備えている。推測ネット
ワーク126からの出力信号はデコーダ122に入力され、こ
のデコーダは、基本的に、送信側のエンコーダが行うマ
ッピング・オペレーションとの逆のことを行う。四分象
限信号配置を、バイナリ・デジタル形式の順序４ビット
（シンボル）セグメントに「アンマップ」（unmap）す
るために、ルックアップ（参照）テーブルが採用されて
おり、これらのセグメントは送信側でエンコードされる
前に送信側に存在していたものである。 誤差検出器124は推測ネットワーク126のI,Q入力信号
と出力信号をモニタして、推測ネットワーク126の入力
と出力Ｉ信号および入力と出力Ｑ信号との間の位相誤差
に比例する大きさをもつ、搬送波位相誤差出力信号を出
力する。位相誤差は、ノイズ効果が原因で起こり、その
場合は、位相誤差は性質上ランダムになっている。ま
た、位相誤差は、狭帯域基準信号REF2（周波数シンセサ
イザ135によって生成される）が送信側で使用された対
応する基準信号の周波数と実質的に一致していないと、
起こることもあり、その場合は、位相誤差は性質上ラン
ダムになっていない。誤差検出器124からの出力ERROR信
号は、所望値、すなわち、送信側の対応する信号REF2の
周波数の値から逸脱している信号REF2の周波数を補正す
るために、最終的に使用される。誤差検出器124は、イ
コライザ120より高速のサンプリング速度で動作して、
シンセサイザ135に起因する周波数偏差、または入力プ
ロセッサ112に関連する局部発振器（local osillator）
の周波数偏差によって起こる位相および周波数オフセッ
トを検出する。 具体的には、ERROR信号は、低減フィルタを含んでい
る電圧制御発信器（VCO）ネットワーク128に入力され
て、直交位相デモジュレータ118に入力された直角位相
正弦波と余弦波基準信号の値が修正される。修正された
正弦波と余弦波基準信号は、信号REF2の周波数が所望値
から逸脱していた場合、その偏差が補正されたことを検
出器124からの誤差を表す出力信号の大きさが示すま
で、デモジュレーション（復調）プロセスを変更する。
ユニット128に関連する低域フィルタは、ERROR信号をフ
ィルタにかけて、VCO128からの基準信号の値が、上述し
た周波数偏差といった、非ランダムな性質をもつ誤差に
応じて修正され、それによってデモジュレータ118のオ
ペレーションが変更され、ノイズなどのランダム効果に
影響されないようにする。広帯域QAM低優先度信号プロ
セッサ150は、上述した狭帯域QAMプロセッサのユニット
118,120,122,126,124および128と同じように動作するエ
レメントを含んでいる。推測ネットワーク126、検出器1
24、VCO128およびデモジュレータ118を含んでいるタイ
プの制御ループのオペレーションに関する詳細情報は前
記した文献「デジタル通信」（Lee and Messerschmit
t）に記載されている。 信号プロセッサ140は、デコーダ122からの復調された
高優先度データ信号とプロセッサ150からの復調された
低優先度データ信号を結合する。このプロセッサ140
に、ハッフマン（Huffman）デコーダや逆量子化器（inv
erse quantizer）などのデータ圧縮ネットワーク、誤差
補正ネットワーク、およびデマルチプレクスと信号結合
ネットワークを含めることにより、オーディオ・テレビ
ジョン信号成分とビデオ・テレビジョン信号成分を別々
に得ることが可能である。オーディオ成分はオーディオ
信号プロセッサ142によって処理されてから、音声再生
デバイス146に入力される。ビデオ成分はユニット144に
よって処理されてイメージを表す信号が得られ、この信
号はイメージ・ディスプレイ・デバイス148に入力され
る。 直接デジタル周波数シンセサイザ129は、システム・
クロック・ジェネレータ130からのマスタ・クロック信
号に応答して15.36MHz信号CLKを発生する。このシステ
ム・クロック・ジェネレータはマスタ・クロック信号を
周波数シンセサイザ135にも送り、基準信号REF1とREF2
を発生する。ジェネレータ130からのマスタ・クロック
信号はシンセサイザ129と135のオペレーションの同期を
とるために使用され、この例では、周波数が10MHzにな
っている。REF1とREF2の周波数は、公称的に、送信側で
使用された対応する信号の周波数と一致している。これ
らの信号の周波数が所望周波数から逸脱していると、そ
の偏差は上述したように補正される。ソース129からの
信号CLKは低優先度プロセッサ150に置かれたデジタル信
号処理回路のためのクロック信号である。高優先度狭帯
域プロセッサは、広帯域信号のそれと1/4の帯域幅をも
つ信号を処理する。従って、高優先度プロセッサのエレ
メントは、周波数分割器（frequency divider）136かた
与えられた信号CLKの周波数の1/4の周波数（3.84MHz）
をもつクロック信号CLK/4に応答して動作する。 受信側のクロック信号CLKの周波数は、送信側で使用
されたクロック信号の周波数に一致している。正しい受
信側クロック周波数を設定することは、第３図に示すよ
うに、より高信頼に受信された高電力狭帯域QAM成分に
含まれる情報から受信側クロック信号を作ることによっ
て行われる。この目的のために、第３図に示すように、
入力プロセッサ112からの別の狭帯域出力信号が、非線
形ジェネレータ131、例えば、入力をその入力倍する乗
算器（multiplier）などの、Ｎ倍率ジェネレータに入力
される。ここで、Ｎは２または４をとる。ユニット131
は狭帯域QAM成分のシンボル・レートで単一の周波数成
分を発生する。この例では、シンボル・レートは0.96MH
zであり、ビット・レートの1/4になっている。また、ユ
ニット131は、低電力広帯域QAM成分のシンボル・レート
で高減衰出力成分も出力するが、この出力成分は後続の
信号処理ユニットによって無視される。 ユニット131からの0.96MHzシンボル・レート出力成分
はフィルタ132によってバンドパス処理されてから、位
相検出器を含む位相制御ユニット137に入力される。フ
ィルタ132は、その中心周波数が0.96MHzシンボル周波数
になっている。フィルタ132の帯域幅は重要ではない
が、十分な信号対雑音比が得られるだけの帯域幅になっ
ている必要がある。位相制御ユニット137は、フィルタ1
32からの0.96MHzシンボル・レート出力成分に応答して
動作し、低減フィルタ138、シンセサイザ129および分割
係数16の周波数分割器（divide−by−16 frequency div
ider）139と一緒になって位相・ロック・ループを構成
している。フィルタ138は、非線形信号ジェネレータ131
のオペレーションによって発生したノイズを含む、スプ
リアス周波数を除去する。周波数分割器139はシンセサ
イザ129から15.36MHz信号を受信し、周波数分割した0.9
6MHz出力信号を位相検出器137の制御入力端へ送る。シ
ンセサイザ129は、ユニット129の制御入力端に入力され
た信号によって決まる位相インクリメント（増分）を、
クロック・ジェネレータ130からの信号の周波数によっ
て決まるレートで累積するレジスタを備えている。累積
された位相値は、ユニット129からの出力信号を合成す
る正弦波値を収めているROMのアドレスを指定してい
る。ユニット129の機能は、Qualcomm Corporation（San
Diego,California）から販売されているQ2334形集積回
路により実現させることが可能である。 本システムにおいて、高優先度成分の利点は、余剰帯
域幅が小さく（17％）、バンド外（out−of−band）の
減衰が急峻である、つまり、勾配が急峻な「スカート」
をもつ狭帯域幅になっていることである。入力QAM信号
に応答して、ユニット131などの、非線形信号ジェネレ
ータ（例えば、乗算器）から出力される出力信号の大き
さは、特にバンド・エッジにおける、入力信号の振幅対
周波数特性の形状の関数になっている。ある通過帯域振
幅特性が与えられているとき、バンド・エッジにおける
急峻な勾配からは、入力信号のシンボル・レートで小さ
な振幅の単一周波数出力成分が得られるのに対し、浅い
バンド・エッジ勾配からは、おおきな振幅の出力成分が
得られる。 エレメント137,138,129および139を含む位相・ロック
・ループは、ユニット131と132から位相制御端137に入
力された0.96MHz入力信号と周波数分割器139から位相制
御端137に入力された0.96MHz入力信号との位相差をほぼ
０゜に保つように共同作用する。後者の信号は、フィル
タ138からの位相誤差を表す制御信号に応答してシンセ
サイザ129によって発生される。 上述したシステムの自動信号利得制御はAGCネットワ
ーク160によって行われる。AGCネットワーク160は、ア
イソレーション抵抗161を介してAGCネットワーク160に
結合された入力信号プロセッサ112の狭帯域出力端に現
れた復調（ベースバンド）アナログ信号を検出する。検
出された信号は、増幅器164の前段と後段に置かれたダ
イオード・ネットワーク162と165によって振幅が制限さ
れ、増幅器164がインパルス・ノイズによって過負荷に
なるのを防止し、増幅器164の出力端に現れたインパル
ス・ノイズをさらに制限する。増幅器164からの出力信
号は真の実効値（RMS）AGC検出器166によって検出さ
れ、ユニット166の検出出力を表すDC電圧を発生するた
めに関連した積分キャパシタ169を備えたコンパレータ1
68によって処理され、ユニット170によって増幅され
る。精度が約0.1％の真のRMS検出器の方が、精度が５−
10％の標準RMS検出器よりも好ましいが、本発明による
システムでは、標準のRMS検出器でも、許容し得る結果
が得られる。コンパレータ168は、ユニット166からの検
出出力信号のレベルと基準電圧RREFとの差を表す出力信
号を発生し、キャパシタ169は、増幅器170に入力された
コンパレータ出力信号を積分する。検出器166には、Ana
log Device Corp.（Norwood,Massachusette,USA）提供
のAD637形デバイスなどの、商用RMS検出デバイスを使用
することが可能である。 増幅器170からのAGC出力信号は、それぞれのAGC通路
を経由して入力信号プロセッサ112のRF AGC入力端とIF
AGC入力端に入力される。RF AGC通路は、増幅器172、し
きい値設定ネットワーク（thresholding network）174.
176、およびRFAGC信号をユニット112のRFACG入力端に伝
達するために図示のように配置されたバッファ178を含
んでいる。増幅器172の利得はチューナAGC遅延とも呼ば
れる、RF/IF AGCクロスオーバ点（crossover point）を
セットするように調整可能である。ネットワーク174,17
6はそれぞれ、RF AGCレンジの上限と下限を決定する。
同様に、IF AGC通路は、IF AGC動作レンジを決定するた
めのしきい値設定ネットワーク180とIF AGC信号をプロ
セッサ112のIF AGC入力端に伝達するためのバッファ182
を含んでいる。 ネットワーク160によって発生したRFおよびIF AGC信
号は、コンバータ116へのアナログ入力信号が大きくな
りすぎて、コンバータ116が付随する信号歪みで過負荷
状態になって、情報が失われるのを防止する。また、AG
C信号は、コンバータ116へのアナログ入力信号が小さく
なりすぎて、コンバータ116のパフォーマンスが低下す
るのを防止する。この目的のために、コンパレータ168
に入力される基準電圧VREFが所望のAGCレベルを決定す
るのに役立つ。 RMS AGC検出器166は、耐ノイズ性、AGCループ帯域
幅、ループ安定性および航空機誘起フラッタ効果などの
経時変化干渉現象の抑圧の点で顕著な利点を有してい
る。RMS検出器166は、RF AGC通路とIF AGC通路に存在す
るノイズ量を大幅に低減し、より幅広いAGCループ帯域
幅の使用が可能になるので、過負荷から即時に回復した
り、航空機フラッタ効果を拒否したりする能力をもたせ
ることができる。その結果、制御ループ位相シフトが減
少し、ループ安定性が向上することになる。 RMS振幅検出器166は、デジタル・テレビジョン情報を
表す変調情報に伴う「パターン・ノイズ」にほとんど影
響されない。このパターン・ノイズは、デジタル情報の
データ・パターンがある程度ランダムであると起こり、
振幅検出時に現れるものでる。RMS検出器166の耐ノイズ
性は幅広いAGC制御ループ帯域幅の使用を可能にするの
で、AGCネットワークは、航空機誘起「フラッタ」のよ
うに、高速に変化する干渉現象を緊密に追跡して、除去
できるという利点がある。この点に関して注目すべきこ
とは、前記した商用AD637形RMS検出器は、大きな信号に
よって駆動されたとき広い帯域幅を示すことである。そ
のため、増幅器164の利得をそれに合わせて調整する必
要がある。 インパルス・ノイズは一部の他の形態のノイズよりも
強く、予測不能であるので、AGC設計時の考慮要因にも
なっている。デジタル・システムでは誤差補正ネットワ
ークの使用によって、インパルス・ノイズが表示イメー
ジに現れるのを防止しているので、デジタル・システム
では、インパルス・ノイズがアナログ・システムに比べ
て問題となることは少ないが、それでもインパルス・ノ
イズは、デジタル処理の前にアナログ増幅器を過負荷に
するので、システム・オペレーションを混乱させるおそ
れがある。 開示されたAGCシステムでは、耐ノイズ性は、ダイオ
ード・リミタ・ネットワーク162がベースバンド増幅器1
64の前段でインパルス・ノイズを制限して、増幅器164
がインパルス・ノイズによって過負荷になるのを防止
し、RMS検出器166がインパルス・ノイズの影響を受ける
のを防止することによって、強化されている。残留イン
パルス・ノイズは、ダイオード・リミタ・ネットワーク
165が検出器166に及ぼすインパルス・ノイズの影響をさ
らに低減することによって減衰される。 AGCネットワーク160はコンバータ116の入力信号をほ
ぼ一定のレベルに保って、コンバータ166が前述したよ
うに正しく動作することを補償する。AGCネットワーク
は、非常に小さな入力信号から始まって、プロセッサ11
2内のRFステージが最良の信号対雑音比を得るために、
可能な限り長い期間の間、高利得に保たれるようにバイ
アスがかけられている。入力信号レベルが大きくなる
と、AGCネットワークは、大きな信号の場合のあらかじ
め決めたレベルにあるとき、IF利得が一定に保たれ、そ
の間に、RF利得が信号レベルの関数として減少するま
で、最初にプロセッサ112内のIFステージの利得を減少
していく。 第３図は、第１図に示した入力信号プロセッサ112と
周波数シンセサイザ135の詳細を示す図である。アンテ
ナ110からの入力信号はチューナ・セクション210に入力
され、このセクションには、公知の信号処理手法に従っ
て中間周波数（IF）出力信号を出力するミキサも置かれ
ている。チューナ210内のRF増幅器は、第１図のAGCネッ
トワーク160からのRF AGC信号に応答して利得制御され
る。チューナ210からのIF出力信号は、帯域幅が約6MHz
で、中心周波数が43.5MHzのSAWフィルタ214と、AGCネッ
トワーク160からのIF AGC信号に応答して利得制御され
るAGC増幅器216とを含むIFプロセッサ212に入力され
る。 プロセッサ212からの出力信号はIF周波数ダウン・コ
ンバータ（down converter）220に入力される。コンバ
ータ220は、信号乗算器（ミキサ）222,224,226、出力ロ
ーパス・フィルタ230,234,236、およびクリスタル制御4
9.92MHz局部発振器228を含み、これらは図示のように配
置されている。乗算器224は局部発振器228からの基準信
号とプロセッサ212からの出力信号に応答する。乗算器2
22と226も、プロセッサ212からの出力信号と基準信号RE
F1とREF2に応答する。後者の信号は、10MHzシステム・
クロック信号に応答して、第１図に示すユニット135の
広帯域シンセサイザ・コンポーネント135Aと狭帯域シン
セサイザ・コンポーネント135Bによって発生される。フ
ィルタ234からの出力信号は第１図に示すユニット131に
入力される。フィルタ230と236からの周波数ダウン変換
された広帯域および狭帯域出力信号はそれぞれ、フィル
タ230と236の出力端から取り出される。
フロントページの続き
(72)発明者 ケリー，ケビン，マイケル
アメリカ合衆国 08505 ニュージャー
ジ州 ボーデンタウン ボニー レーン
12
(56)参考文献 特開 昭60−217767（ＪＰ，Ａ)
Ｔａｖａｒｅｓ，Ｇ．Ｎ．，Ｐｉｅｄ
ａｄｅ，Ｍ．Ｓ．，Ｈｉｇｈ ｐｅｒｆ
ｏｒｍａｎｃｅ ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ
ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａ
ｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ＡＧＣ，Ｉ
ＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ
Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕ
ｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ，1990
年，ｐ．1529−1532
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04N 5/50 - 5/63
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】テレビジョン信号を受信するためのシステ
ムにおいて、 デジタル的にコード化されたテレビジョン情報を表すア
ナログ伝送信号を受信するための入力端と、出力端とを
もつ入力信号処理手段と、 前記入力信号処理手段からの前記出力信号に応答して動
作するデジタル信号処理手段と、 前記デジタル信号処理手段からの出力信号に応答して、
イメージ表現信号を出力するビデオ信号処理手段と、 受信された信号の大きさの関数として制御信号を発生す
る実効値（RMS）振幅検出手段を含み、前記デジタル信
号処理手段へ供給された信号の大きさを自動制御するた
めの自動利得制御手段とを備えた装置を有し、 前記アナログ伝送信号は高精細デジタル・テレビジョン
信号を表しており、既存の標準精細テレビジョン信号チ
ャネルと両立性のある帯域幅をもち、高優先度情報を収
めた狭帯域成分と低優先度情報を収めた広帯域成分とを
有し、 前記制御信号は前記狭帯域成分から導き出され、 前記狭帯域成分は直交振幅変調（QAM）信号であること
を特徴とするシステム。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US832,126 | 1992-02-06 | ||
| US07/832,126 US5235424A (en) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | Automatic gain control system for a high definition television signal receiver |
| PCT/US1993/000070 WO1993016553A1 (en) | 1992-02-06 | 1993-01-13 | Automatic gain control apparatus for a digital television signal receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07503828A JPH07503828A (ja) | 1995-04-20 |
| JP3428987B2 true JP3428987B2 (ja) | 2003-07-22 |
Family
ID=25260761
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51405193A Expired - Lifetime JP3428987B2 (ja) | 1992-02-06 | 1993-01-13 | デジタル・テレビジョン信号受信装置用の自動利得制御装置 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5235424A (ja) |
| EP (1) | EP0625296A1 (ja) |
| JP (1) | JP3428987B2 (ja) |
| KR (1) | KR100257475B1 (ja) |
| CN (1) | CN1073324C (ja) |
| CZ (1) | CZ281828B6 (ja) |
| MY (1) | MY108916A (ja) |
| SG (1) | SG55026A1 (ja) |
| SK (1) | SK280889B6 (ja) |
| TW (1) | TW199255B (ja) |
| WO (1) | WO1993016553A1 (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI90477C (fi) * | 1992-03-23 | 1994-02-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Puhesignaalin laadun parannusmenetelmä lineaarista ennustusta käyttävään koodausjärjestelmään |
| JP3264698B2 (ja) * | 1992-06-30 | 2002-03-11 | キヤノン株式会社 | 撮像装置 |
| FI93068C (fi) * | 1992-07-27 | 1995-02-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Kytkentä häiriöiden haittavaikutusten pienentämiseksi sovitettua suodatinta käyttävissä vastaanottimissa |
| FI91579C (fi) * | 1992-08-20 | 1994-07-11 | Nokia Mobile Phones Ltd | Dekoodaus käyttäen lineaarista metriciä ja häiriön estimointia |
| US5386239A (en) * | 1993-05-03 | 1995-01-31 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Multiple QAM digital television signal decoder |
| JPH0775099A (ja) * | 1993-05-07 | 1995-03-17 | Philips Electron Nv | マルチプレックス直交振幅変調テレビジョン送信用送信方式、送信機及び受信機 |
| US5572264A (en) | 1994-02-14 | 1996-11-05 | Hitachi, Ltd. | High definition TV signal receiver |
| JP3371506B2 (ja) * | 1994-02-14 | 2003-01-27 | 株式会社日立製作所 | 受信装置 |
| US5469115A (en) * | 1994-04-28 | 1995-11-21 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for automatic gain control in a digital receiver |
| US5461427A (en) * | 1994-06-28 | 1995-10-24 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Television receiver having the capability to associate any HDTV and any NTSC channel |
| US5453796A (en) * | 1994-06-28 | 1995-09-26 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Signal swap apparatus for a television receiver having an HDTV main picture signal processor and an NTSC Pix-in-Pix signal processor |
| US5563916A (en) * | 1995-06-05 | 1996-10-08 | Hitachi America, Ltd. | Apparatus and method for varying the slew rate of a digital automatic gain control circuit |
| FI98026C (fi) * | 1995-11-08 | 1997-03-25 | Nokia Technology Gmbh | Menetelmä QAM-vastaanottimen yhteydessä ja QAM-vastaanotin |
| US5692010A (en) * | 1996-01-17 | 1997-11-25 | Zenith Electronics Corporation | Adaptive equalizer with impulse noise protection |
| US5805241A (en) * | 1996-05-21 | 1998-09-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Noise-immune automatic gain control for QAM radio receivers |
| JP3442262B2 (ja) * | 1996-06-07 | 2003-09-02 | シャープ株式会社 | ベースバンド信号歪に応答するａｇｃシステム |
| US6064702A (en) * | 1996-07-19 | 2000-05-16 | Kye Systems Corp. | Four-stage phase demodulation low frequency wireless mouse device |
| KR100442232B1 (ko) * | 1997-08-28 | 2004-09-18 | 엘지전자 주식회사 | 에이치디티브이의 자동이득 조절장치 |
| US6377312B1 (en) * | 1998-08-24 | 2002-04-23 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Adaptive fractionally spaced equalizer for received radio transmissions with digital content, such as DTV signals |
| US6438164B2 (en) | 1998-11-03 | 2002-08-20 | Broadcom Corporation | Technique for minimizing decision feedback equalizer wordlength in the presence of a DC component |
| DE69920737T2 (de) | 1998-11-03 | 2005-10-13 | Broadcom Corp., Irvine | Qam/vsb zweimodenempfänger |
| US6219088B1 (en) | 1998-11-03 | 2001-04-17 | Broadcom Corporation | NTSC interference rejection filter |
| US6775334B1 (en) | 1998-11-03 | 2004-08-10 | Broadcom Corporation | Equalization and decision-directed loops with trellis demodulation in high definition TV |
| US6226323B1 (en) | 1998-11-03 | 2001-05-01 | Broadcom Corporation | Technique for minimizing decision feedback equalizer wordlength in the presence of a DC component |
| US6842495B1 (en) | 1998-11-03 | 2005-01-11 | Broadcom Corporation | Dual mode QAM/VSB receiver |
| US6567118B1 (en) | 2000-10-27 | 2003-05-20 | Scientific-Atlanta, Inc. | Frequency agile adaptive automatic gain control circuit |
| US7133657B2 (en) * | 2002-09-26 | 2006-11-07 | Agere Systems Inc. | Channel calibrator for use with a quadrature mixing receiver and a method of operation thereof |
| US7386074B1 (en) * | 2003-10-06 | 2008-06-10 | Redpine Signals, Inc. | Digital automatic gain control method and apparatus |
| CN100462727C (zh) * | 2004-02-24 | 2009-02-18 | 博计电子股份有限公司 | 适用任意交流信号波形的交流电子负载模拟装置 |
| US7787850B2 (en) * | 2007-09-05 | 2010-08-31 | Broadcom Corporation | Multi-input multi-output transceiver with power consumption management based on receiver parameter and method for use therewith |
| EP2045916B1 (en) * | 2007-10-01 | 2014-12-17 | JDS Uniphase Corporation | Automatic gain control stress measurement for digital carriers |
| CN101600070B (zh) * | 2008-06-05 | 2011-01-19 | 联咏科技股份有限公司 | 视频信号调节电路 |
| CN102638663A (zh) * | 2012-03-30 | 2012-08-15 | 深圳创维－Rgb电子有限公司 | 数字电视重复频道自动跳台设置方法和装置 |
| CN104382596B (zh) * | 2014-12-09 | 2017-03-08 | 北京银河润泰科技有限公司 | 对肌电采集设备进行自检的装置、方法及肌电采集设备 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60145713A (ja) * | 1984-01-10 | 1985-08-01 | Fujitsu Ltd | 自動利得制御方式 |
| US4602374A (en) * | 1984-02-27 | 1986-07-22 | Nippon Telegraph & Telephone Public Corporation | Multi-level decision circuit |
| US4551688A (en) * | 1984-05-23 | 1985-11-05 | Rockwell International Corporation | Delay compensated automatic gain control |
| US4718086A (en) * | 1986-03-27 | 1988-01-05 | Rca Corporation | AGC in sound channel of system for processing a scrambled video signal |
| US4761687A (en) * | 1987-05-06 | 1988-08-02 | Rca Licensing Corporation | Automatic gain control delay circuit for a video signal processor |
| US5043805A (en) * | 1988-04-04 | 1991-08-27 | Zenith Electronics Corporation | TV signal transmission systems and methods |
| US4989074A (en) * | 1988-09-27 | 1991-01-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Digital automatic gain control apparatus |
| US5134464A (en) * | 1990-11-16 | 1992-07-28 | North American Philips Corporation | Method and apparatus for the transmission and reception of a multicarrier digital television signal |
| US5083304A (en) * | 1990-09-28 | 1992-01-21 | Motorola, Inc. | Automatic gain control apparatus and method |
| US5287180A (en) * | 1991-02-04 | 1994-02-15 | General Electric Company | Modulator/demodulater for compatible high definition television system |
-
1992
- 1992-02-06 US US07/832,126 patent/US5235424A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-10-09 TW TW081108030A patent/TW199255B/zh not_active IP Right Cessation
-
1993
- 1993-01-13 JP JP51405193A patent/JP3428987B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1993-01-13 SG SG1996002675A patent/SG55026A1/en unknown
- 1993-01-13 SK SK933-94A patent/SK280889B6/sk not_active IP Right Cessation
- 1993-01-13 KR KR1019940702682A patent/KR100257475B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1993-01-13 CZ CZ941860A patent/CZ281828B6/cs not_active IP Right Cessation
- 1993-01-13 EP EP93902949A patent/EP0625296A1/en not_active Ceased
- 1993-01-13 WO PCT/US1993/000070 patent/WO1993016553A1/en not_active Application Discontinuation
- 1993-01-27 MY MYPI93000122A patent/MY108916A/en unknown
- 1993-02-05 CN CN93101507A patent/CN1073324C/zh not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Ｔａｖａｒｅｓ，Ｇ．Ｎ．，Ｐｉｅｄａｄｅ，Ｍ．Ｓ．，Ｈｉｇｈ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ＡＧＣ，ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ，１９９０年，ｐ．１５２９−１５３２ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1073324C (zh) | 2001-10-17 |
| US5235424A (en) | 1993-08-10 |
| CZ186094A3 (en) | 1994-12-15 |
| CN1075583A (zh) | 1993-08-25 |
| SK93394A3 (en) | 1995-01-12 |
| JPH07503828A (ja) | 1995-04-20 |
| MY108916A (en) | 1996-11-30 |
| KR950700664A (ko) | 1995-01-16 |
| TW199255B (en) | 1993-02-01 |
| SG55026A1 (en) | 1998-12-21 |
| WO1993016553A1 (en) | 1993-08-19 |
| CZ281828B6 (cs) | 1997-02-12 |
| SK280889B6 (sk) | 2000-09-12 |
| EP0625296A1 (en) | 1994-11-23 |
| KR100257475B1 (ko) | 2000-06-01 |
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| Date | Code | Title | Description |
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Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090516 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100516 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110516 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120516 Year of fee payment: 9 |
|
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