CZ281828B6 - Obvod automatického řízení zisku pro přijímače číslicového televizního signálu - Google Patents
Obvod automatického řízení zisku pro přijímače číslicového televizního signálu Download PDFInfo
- Publication number
- CZ281828B6 CZ281828B6 CZ941860A CZ186094A CZ281828B6 CZ 281828 B6 CZ281828 B6 CZ 281828B6 CZ 941860 A CZ941860 A CZ 941860A CZ 186094 A CZ186094 A CZ 186094A CZ 281828 B6 CZ281828 B6 CZ 281828B6
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- signal
- signal processor
- output
- input
- gain control
- Prior art date
Links
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 16
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 11
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 9
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 9
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 claims description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 14
- 230000006870 function Effects 0.000 description 7
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 4
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 230000006837 decompression Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/52—Automatic gain control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
- H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
- H04N21/41—Structure of client; Structure of client peripherals
- H04N21/426—Internal components of the client ; Characteristics thereof
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/08—Systems for the simultaneous or sequential transmission of more than one television signal, e.g. additional information signals, the signals occupying wholly or partially the same frequency band, e.g. by time division
- H04N7/081—Systems for the simultaneous or sequential transmission of more than one television signal, e.g. additional information signals, the signals occupying wholly or partially the same frequency band, e.g. by time division the additional information signals being transmitted by means of a subcarrier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Television Systems (AREA)
Abstract
Zařízení je opařeno procesorem (112) vstupního signálů, jehož první výstup je přes A/D převodník (116) připojen jednak k vysoce prioritnímu procesoru (119) a jednak k obvodu (160) automatického řízení zisku, a druhý výstup procesoru (112) vstupního signálu je přes druhý A/D převodník (117) připojen k nízko prioritnímu procesoru (150).ŕ
Description
Obvod automatického řízeni zisku pro přijímače číslicového televizního signálu
Oblast techniky
Vynález se týká obvodu automatického řízení zisku pro přijímače číslicového televizního signálu obsahujícího procesor vstupního signálu se vstupem pro příjem analogového signálu představujícího číslicovou televizní informaci, výstupem vysoce prioritního signálu a výstupem nízce prioritního signálu, analogově číslicový převodník, spřažený s výstupem procesoru vstupního signálu, k němu připojený procesor vysoce prioritního signálu, k jeho výstupu připojený signálový procesor, k jehož výstupu je připojen procesor obrazového signálu pro zpracování obrazového signálu pro zajištění signálu představujícího obraz v odezvu na výstupní signál z analogově číslicového převodníku. Obecné se vynález týká přístroje v přijímacím systému televizního signálu, určeného pro automatické řízení velikosti přijímaného televizního signálu představujícího číslicovou obrazovou informaci.
Dosavadní stav techniky
Systémy pro příjem standardního televizního signálu typicky zahrnují obvod pro automatické řízeni zisku pro udržování velikosti signálu přiváděného k detekčnímu stupni na v podstatě konstantní hodnotě v širokém rozsahu přijímaných úrovní signálu. Takový obvod automatického řízení zisku typicky generuje napětí automatického řízení zisku jako funkci amplitudy horizontální synchronizační složky detekovaného obrazového signálu v základním pásmu. Napětí automatického řízeni zisku se používá pro zvýšeni nebo snížení zisku vysokofrekvenčních a mezifrekvenčních zesilovačů jako inverzní funkce velikosti přijímaného televizního signálu. Systémy automatického řízení zisku televizního signálu tohoto typu jsou dobře známy a jsou popsány například v Rumreichově US patentu č. 4,761,687.
Velká pozornost byla v poslední době věnována vývoji televizních systémů o vysokém rozlišeni, které kóduji a dekódují televizní informaci, například obrazovou, zvukovou a synchronizační informaci, v číslicové formě. Vysílané číslicové televizní signály se od standardního analogového televizního signálu NTSC liší v tom, že se zdají být náhodným sledem impulsů připomínajícím náhodný šumový signál o měnící se amplitudě a že mohou postrádat vysokofrekvenční nosnou. Takto může být obtížné nebo nemožné používat účinné standardní techniky automatického řízení zisku pro číslicový televizní signál vzhledem k nepřítomnosti snadno identifikovatelné referenční složky automatického řízení zisku jako je vysokofrekvenční nosná nebo horizontální synchronizační složka, podobná té ze standardního televizního signálu NTSC.
Podstata vynálezu
Uvedené nevýhody dosavadního stavu do značné míry odstraňuje obvod automatického řízeni zisku pro přijímače číslicového televizního signálu obsahující procesor vstupního signálu se vstupem pro příjem analogového signálu představujícího číslicovou televizní informaci, výstupem vysoce prioritního signálu a výstupem
-1CZ 281828 B6 nízce prioritního signálu, analogově číslicový převodník, spřažený s výstupem procesoru vstupního signálu, k němu připojený procesor vysoce prioritního signálu, k jeho výstupu připojený signálový procesor, k jehož výstupu je připojen procesor obrazového signálu pro zpracování obrazového signálu pro zajištění signálu představujícího obraz v odezvu na výstupní signál z analogové číslicového převodníku, podle vynálezu, jehož podstatou je, že obvod automatického řízení zisku zahrnuje detektor efektivní hodnoty amplitudy pro vytvoření řídicího signálu jako funkce velikosti přijímaného signálu pro automatické řízení velikosti signálů přiváděných k analogové číslicovému převodníku. Ve výhodném provedení obvodu podle vynálezu je procesor vysoce prioritního signálu vytvořen pro zpracování úzkopásmové složky s vysoceprioritní informací, signálový procesor je vytvořen pro zpracování úplného signálu o šířce pásma kompatibilní se šířkou pásma standardního televizního signálu, skládajícího se z úzkopásmové složky s vysoce prioritní informací a ze širokopásmové složky s nízce prioritní informací, přičemž řídicí vstupy procesoru vstupního signálu jsou spřaženy s výstupem vysoce prioritního signálu procesoru vstupního signálu. Ve zvláště výhodném provedení obvodu podle vynálezu je pak procesor vysoce prioritního signálu vytvořen pro zpracováni kvadraturně aplitudové modulovaného signálu. Obvod podle vynálezu může dále zahrnovat analogově číslicový převodník pro převod analogového signálu na číslicový signál pro zpracování procesorem vysoce prioritního signálu, kde obvod automatického řízení zisku je vytvořen pro řízení velikosti analogových signálů, přivedených k analogové číslicového převodníku. Obvod podle vynálezu může dále zahrnovat obvody pro omezeni impulsního šumu předřazené detektoru efektivní hodnoty amplitudy. Pro dosažení zvláště výhodného účinku obvodu podle vynálezu může být výstup vysoce prioritního signálu procesoru vstupního signálu spřažen se vstupem řízení zisku vysokofrekvenčních signálů a vstupem řízení zisku mezifrekvenčních signálů procesoru vstupního signálu.
Zde popsaný obvod automatického řízeni zisku je vhodný pro použití v přijímacím systému číslicového televizního signálu a je s výhodou schopen potlačit účinky časově proměnných interferenčních jevů, jako je letadly indukované chvění. Může být s výhodou použit v systému kvadraturně amplitudové modulovaného číslicového televizního signálu o vysokém rozlišení majícího spektrálné tvarovanou charakteristiku odezvy amplitudy na kmitočet. Příkladem takového systému je US patentová přihláška č. 650,329 Hugh Edwarda Whitea. V tomto systému vysílaný televizní signál o vysokém rozlišeni, postrádající vysokofrekvenční nosnou a snadno identifikovatelnou horizontální synchronizační složku typu NTSC, je rozdělen na vysoce prioritní informaci, která by měla být přijímána s vysokou spolehlivostí, a nízce prioritní informaci. Vysoce prioritní informace a nízce prioritní informace jsou přenášeny jako oddělené signály kvadraturně amplitudové modulované nosné uvnitř různých části kmitočtového spektra televizního signálu. Vysoce prioritní informace vykazuje užší šířku pásma a značné větší amplitudu než nízce prioritní informace.
Obvod pro automatické řízení zisku podle tohoto vynálezu je obsažen v přistrojí pro příjem číslicového televizního signálu, který může představovat obrazovou informaci o vysokém rozlišení.
-2CZ 281828 B6
Signál automatického řízení zisku je vytvořen prostřednictvím detektoru efektivní hodnoty.
V zobrazeném příkladném provedení zahrnuje modulační spektrum číslicového televizního signálu úzkopásmovou složku, obsahující informaci o vysoké prioritě, která by měla být přijímána s vysokou spolehlivostí, a širokopásmovou složku, obsahující informaci o nízké prioritě. Tyto dvě složky jsou přenášeny jako oddělené signály kvadraturné amplitudově modulované nosné uvnitř různých částí kmitočtového spektra televizního signálu. Detektor efektivní hodnoty automatického řízení zisku odvozuje signál automatického řízení zisku z úzkopásmové kvadraturné amplitudově modulované složky číslicového televizního signálu.
Přehled obrázků na výkresech
Vynález bude dále podrobněji popsán podle přiložených výkresů, kde na obr. 1 je znázorněno blokové schéma části číslicového televizního přijímače zahrnujícího obvod automatického řízení zisku podle vynálezu, na obr. 2 je znázorněno spektrum obrazových kmitočtů základního pásma kompatibilního, současně přenášeného násobného kvadraturné amplitudové modulovaného televizního signálu o vysokém rozlišení, přijímaného a zpracovávaného v přijímači na obr. 1, a obr. 3 znázorňuje podrobnosti procesoru vstupního signálu z obr. 1.
Příklady provedení vynálezu
Obr. 1 znázorňuje část přijímače televizního signálu o vysokém rozlišení pro příjem a číslicové zpracování televizního signálu o vysokém rozlišení typu znázorněného na obr. 2. Tento signál bude popsán dříve než bude pokračováno v diskusi o zapojení přijímače znázorněného na obr. 1.
Obr. 2 znázorňuje spektrum obrazových kmitočtů televizního signálu o vysokém rozlišení, který je kompatibilní s šířkou pásma 6 MHz standardního kanálu televizního signálu NTSC, a který lze použít jako současné vysílaný signál. Kmitočty na kmitočtové stupnici z obr. 2, to jest -1,25 MHz až 4,5 MHz, jsou vztaženy k místu kmitočtu 0,0 MHz vysokofrekvenční obrazové nosné ve standardním systému NTSC.
Televizní signál o vysokém rozlišení je datově stlačený signál rozdělený na složky s informací o vysoké prioritě a složky s informací o nízké prioritě. V tomto příkladu je vysoká priorita přiřčena složkám s informací zvukovou, synchronizační a nízkofrekvenční obrazovou, které by měly být přijímány s vysokou spolehlivostí. Synchronizační informace, například, může mít charakter sekvenčního signálu s jedinečnou stavbou nebo kódem pro usnadnění obnovení signálu a jeho zpracování v přijímači, a příkladné může zahrnovat informaci o četnosti rozmítání snímků, například start identifikátorů pole. Jiným, méně kritickým složkám, jako je vysokofrekvenční obrazová informace, může být přiřčena nižší priorita. Vysoce prioritní informace vykazuje vůči nízce prioritní informaci úzkou šířku pásma, a úzkopásmové kvadraturné amplitudové moduluje nosnou 0,96 MHz. Nízce prioritní informace širokopásmové kvadraturné amplitudově moduluje nosnou 3,84 MHz. Výsledný kompozitní signál je ve tvaru násobného kvadraturné
-3CZ 281828 B6 amplitudové modulovaného signálu, to jest v tomto případě dvojného kvadraturně amplitudově modulovaného signálu. Kompozitní dvojný kvadraturně amplitudově modulovaný signál byl převeden do standardního televizního pásma 6 MHz prostřednictvím vhodného kmitočtového převodu na vysílači, s výsledným spektrem znázorněným na obr. 2.
Amplituda úzkopásmové kvadraturně amplitudově modulované složky je značně větší než amplituda širokopásmové kvadraturně amplitudové modulované složky, v tomto příkladě dvakrát větší. Šířka pásma do poklesu -6 dB úzkopásmové kvadraturně amplitudově modulovaného složky je 0,96 MHz, a šířka pásma do poklesu -6 dB širokopásmové kvadraturně amplitudově modulované složky je 3,84 MHz, čili čtyřnásobek šířky pásma úzkopásmové kvadraturně amplitudově modulované složky. Nelineární přechodové oblasti okrajů pásma úzkopásmových a širokopásmových kvadraturně amplitudové modulovaných složek jsou tvarovány filtry s konečnou odezvou impulzu s charakteristikou druhé odmocniny zvýšeného kosinu pro vytvoření hladkých přechodových oblastí, které zabraňují nechtěným vysokofrekvenčním jevům, vytvářeným ostrými přechodovými oblastmi. Úzkopásmové složky vykazují závislost amplitudy na kmitočtu s přebytkem šířky pásma asi 17 %, to jest s pásmem o 17 % širším než je teoreticky minimální šířka pásma daná výrazem
1, — x — 2 T kde T je symbol periody pro daný signál. Závislost amplitudy na kmitočtu širokopásmové složky v přechodových oblastech okrajů pásma, což není na obrázku znázorněno v měřítku, má čtvrtinovou strmost strmější úzkopásmové složky.
Úzkopásmové a širokopásmové kvadraturně amplitudově modulované složky každá obsahují soufázovou složku I a kvadraturní fázovou složku Q. Fázová složka I moduluje potlačenou kosinovou nosnou a fázová složka Q moduluje potlačenou sinovou nosnou. Datový symbol je představován jak složkou I, tak složkou Q. V případě kvadraturně amplitudově modulovaného signálu 16QAM vykazuje každá složka I a Q čtyři diskrétní amplitudové hladiny, čehož výsledkem je 4x4 neboli 16 možných amplitudových hladin nebo hodnot pro každý z úzkopásmových a širokopásmových kvadraturně amplitudové modulovaných (QAM) signálů, odtud 16QAM. Je třeba dvou bitů pro určení čtyř úrovní každé I a Q složky, takže každý datový symbol vyžaduje čtyři bity pro určení šestnácti úrovní pro kombinaci I, Q. Takto je bitová četnost 3,84 MHz širokopásmového kvadraturně amplitudově modulovaného signálu s hraničním poklesem -6 dB 15,36 megabitú za sekundu, to jest 3,84 MHz x 4 bity, a bitová četnost 0,96 MHz úzkopásmového kvadraturně amplitudově modulovaného signálu s hraničním poklesem -6 dB je 3,84 megabitú za sekundu, to jest 0,96 MHz x 4 bity. V systému 64QAM by bitové četnosti úzkopásmových a širokopásmových složek vzrostly se součinitelem 1,5. Modulační schéma 32QAM lze také použít a může být i výhodným modulačním režimem vzhledem k inherentním charakteristikám omezení špičkového výkonu. Popsaný násobný či dvojný kvadraturné amplitudové modulovaný signál vykazuje značnou odolnost vůči kanálové interferenci ze standardního NTSC televizního signálu, to jest signálu vysílaného z odlišného místa v témže kaná
-4CZ 281828 B6 lu jako dvojný kvadraturné amplitudové modulovaný signál. Kanálová interference z dvojného kvadraturné amplitudově modulovaného signálu do signálu NTSC je rovněž značně snížená.
Bitové četnosti širokopásmových a úzkopásmových kvadraturné amplitudové modulovaných signálů 15,36 megabitů za sekundu, případně 3,84 megabitů za sekundu, s výhodou vykazují celočíselný vztah 4:1. Tento vztah zjednodušuje obnovení úzkopásmové a širokopásmové kvadraturné amplitudově modulované informace na přijímači, poněvadž tytéž odvozené datové hodiny mohou být přímo použity pro časováni operace obnovení dat obou kvadraturné amplitudově modulovaných složek. Požadované četnosti datových hodin pro systém přijímače mohou být snadno odvozeny z přímo obnoveného vysokovýkonového úzkopásmového kvadraturné amplitudově modulovaného signálu.
Systém přijímače z obr. 1 v zásadě odpovídá systému popsanému ve výše zmíněné US patentové přihlášce Hugha Edwarda Whitea, s výjimkou detailů procesoru 112 vstupního signálu a obvodu 160 automatického řízení zisku, které budou následně detailně popsány. V přijímacím systému z obr. 1 vysílaný dvojný kvadraturné amplitudově modulovaný signál přijímaný anténou 110 je přiváděn k procesoru 112 vstupního signálu, zahrnujícímu vysokofrekvenční a mezifrekvenční stupně, jak bude popsáno v souvislosti s obr. 3. Procesor 112 vstupního signálu rovněž přijímá referenční signály REF 1 a REF 2 odpovídající frekvenčně referenčním signálům používaným ve vysílači pro vytvoření vysílaného signálu. Výstupní signály z procesoru 112 vstupního signálu zahrnují širokopásmovou kvadraturné amplitudově modulovanou složku WB a úzkopásmovou kvadraturné amplitudově modulovanou složku NB, které jsou přiváděny přes příslušný analogově číslicový převodník 117 širokopásmové kvadraturné amplitudově modulované složky NB, případně analogově číslicový převodník 116 úzkopásmové kvadraturné amplitudově modulované složky NB k procesoru 119 vysoce prioritního signálu a procesoru 150 nízce prioritního signálu. Signál zpracovávaný procesorem 112 vstupního signálu vykazuje kompozitní modulační frekvenční spektrum znázorněné na obr. 2.
Číslicový vzorkovaný dvojkový výstupní signál z analogově číslicového převodníku 116 úzkopásmové kvadraturné amplitudové modulované složky NB je přiváděn k úzkopásmovému demodulátoru 118 kvadraturné amplitudové modulace, který současně s adaptivním vyrovnávačem 120, dekodérem 122, chybovým detektorem 124, estimátorem 126 a napěťově řízeným oscilátorem 128 s dolní propustí vytváří procesor 119 úzkopásmového kvadraturné amplitudové modulovaného vysoce prioritního signálu. Úzkopásmový demodulátor 118 kvadraturné amplitudové modulace zahrnuje vstupní filtr, mající charakteristiku odezvy amplitudy na kmitočet, která v podstatě souhlasí s tvarem charakteristiky odezvy amplitudy na kmitočet modulované úzkopásmové kvadraturné amplitudově modulované složky, jak je znázorněno na obr. 2. Širokopásmový výstupní signál z analogové číslicového převodníku 117 širokopásmové kvadraturné amplitudové modulované složky NB se přivádí k procesoru 150 širokopásmového kvadraturné amplitudově modulovaného nízce prioritního signálu, který zahrnuje prvky podobné těm, které jsou v procesoru úzkopásmového kvadraturné amplitudové modulovaného vysoce prioritního signálu. Procesor 150 širokopásmového kvadraturné amplitudově modulovaného nízce prioritního signálu zahrnuje demodulá
-5CZ 281828 B6 tor se vstupním filtrem, jehož odezva v podstatě souhlasí s tvarem charakteristiky závislosti amplitudy na kmitočtu modulované širokopásmové kvadratumě amplitudově modulované složky znázorněné na obr. 2. Takto přijímací systém vykazuje oblasti zeslabení signálu na kmitočtech přidružených k vysoce energiové informaci ve standardním televizním signálu.
Adaptivní vyrovnávač 120 běžné konstrukce přijímá demodulované kvadratumě fázované složky I, Q z úzkopásmového demodulátoru 118 kvadratumě amplitudové modulace. Adaptivní vyrovnávač 120 používá adaptivní číslicový filtr s konečnou odezvou impulsu pro kompenzaci amplitudových a fázových nepravidelností, například zahrnujících duchy, způsobených přenosovým kanálem. V tomto příkladě adaptivní vyrovnávač 120 je tak zvaný zlomkové rozložený vyrovnávač, který je schopen vzorkovat na více než minimu požadovaných intervalů a proto zavádí jakékoliv potřebné fázové posuvy a změny aplitudy pro vytvořeni požadovaných amplitudových a fázových charakteristik pro výstupní složky I, Q. Adaptivní vyrovnávač 120 zahrnuje permanentní paměť programovanou požadovanými fázovými amplitudovými hodnotami pro výstupní složky I, Q adaptivního vyrovnávače 120. Hodnoty výstupních složek I, Q jsou příslušné srovnávány s programovanými hodnotami a vstupní hodnoty I, Q jsou nastaveny, aby se přiblížily naprogramovaným hodnotám, založeným na výsledcích tohoto srovnání. Nastavení se dosahuje změnou váhových činitelů odboček filtrů přidružených k adaptivnímu vyrovnávači 120♦ Adaptivní vyrovnávač 120 je schopen subvzorkování uvnitř periody symbolu pro vytvořeni velikosti fázové a amplitudové změny potřebné pro vytvoření požadované výstupní amplitudové a fázové charakteristiky. Jako výsledek této schopnosti je činnost adaptivního vyrovnávače 120 v podstatě necitlivá na fázi přivedeného hodinového signálu, ačkoliv taková fáze by s výhodou měla být v podstatě konstantní. Adaptivní vyrovnávač 120 může být synchronním vyrovnávačem, ačkoliv zlomkově rozložený vyrovnávač vykazuje lepši výkonnost s ohledem na fázové charakteristiky přivedeného hodinového signálu. Zlomkově rozložené a synchronní adaptivní vyrovnávače jsou rozebírány v textu Digital Communications od Lee a Messerschmitta (Kluwer Academie Publishers, Boston, MA, USA, 1988).
Vyrovnané výstupní signály I, Q z adaptivního vyrovnávače 120 jsou přivedeny k estimátoru 126, který dává výstupní složky I, Q představující nejpravděpodobnější odhad hodnot složek I, Q, jak byly vysílány. Například hodnoty složek I, Q na výstupu estimátoru 126 byly nastaveny, jak bylo zapotřebí pro kompenzaci zkreslujícího účinku šumu získaného v průběhu přenosu. Estimátor 126 v zásadě provádí interpretační funkci přiřazení hodnot vzorků, které v důsledku jevů jako je šum nezapadnou přesné do určených míst v šestnáctibodové čtyřkvadrantové signálové konstelaci. Výstupní signály z estimátoru 126 jsou přiváděny k dekodéru 122, který v podstatě vykazuje inverzi mapovací činnosti prováděné kodérem ve vysílači. Pro převedení čtyřkvadrantové signální konstelace do sekvenčních čtyřbitových symbolů či segmentů ve dvojkové číslicové formé, které existovaly na vysílači před tím, než tam byly zakódovány, se používají vyhledávací tabulky.
Chybový detektor 124 monitoruje vstupní a výstupní signály I, Q estimátoru 126 pro vytváření nosného fázového chybového výstupního signálu o velikosti úměrné fázové chybě mezi vstupním
-6CZ 281828 B6 a výstupním signálem I a vstupním a výstupním signálem Q estimátoru 126. Fázová chyba může být způsobena šumovými jevy, kde v případě bude fázová chyba přirozeně náhodná. Fázová chyba také může být způsobena kmitočtem úzkopásmového referenčního signálu REF 2 generovaného kmitočtovým syntetizátorem 135, který není v podstatě roven kmitočtu odpovídajícího referenčního signálu používaného ve vysílači, kde v případě fázová chyba nebude přirozené náhodná. Výstupní chybový signál z chybového detektoru 124 se konečně používá pro kompenzaci kmitočtu signálu REF 2 odchylujícího se od požadované hodnoty, to jest od hodnoty kmitočtu odpovídajícího signálu REF 2 na vysílači. Chybový detektor 124 pracuje na vyšší vzorkovací četnosti než adaptivní vyrovnávač 120 pro snímání fázových a kmitočtových odchylek, které mohou být způsobeny kmitočtovými odchylkami, které lze přičíst kmitočtovému syntetizátoru 135, nebo kmitočtovými odchylkami místního oscilátoru přidruženého ke vstupnímu procesoru 112 vstupního signálu.
Zejména se chybový signál přivádí k obvodu napěťově řízeného oscilátoru 128 s dolní propustí pro modifikaci hodnot kvadraturně fázovaných sinových a kosinových referenčních signálů přivedených k úzkopásmovému demodulátoru 118 kvadraturně amplitudové modulace. Modifikované sinové a kosinové referenční signály mění demodulační proces až do doby, kdy velikost chybu představujícího výstupního signálu z chybového detektoru 124 indikuje, že jakákoli odchylka kmitočtu signálu REF 2 od požadované hodnoty byla kompenzována. Dolní propust přidružená k napěťově řízenému oscilátoru 128 s dolní propustí filtruje chybový signál tak, že hodnoty referenčních signálů z napěťově řízeného oscilátoru 128 s dolní propustí, a tím činnost úzkopásmového demodulátoru 118 kvadraturně amplitudové modulace jsou modifikovány v odezvu na chyby nenáhodného druhu, jako je popsaná kmitočtová odchylka, a jsou neovlivněny náhodnými jevy, jako je šum. Procesor 150 širokopásmového kvadraturně amplitudově modulovaného nízce prioritního signálu obsahuje prvky, které pracují tímtéž způsobem jako úzkopásmový demodulátor 118 kvadraturně amplitudové modulace, adaptivní vyrovnávač 120, dekodér 122, estimátor 126, chybový detektor 124 a napěťově řízený oscilátor 128 s dolní propusti výše probraného procesoru úzkopásmového kvadraturně amplitudové modulovaného signálu. Přídavné informace týkající se činnosti řídicí smyčky typu zahrnujícího estimátor 126, chybový detektor 124, napěťově řízený oscilátor 128 s dolní propustí a úzkopásmový demodulátor 118 kvadraturně amplitudové modulace lze nalézt ve výše zmíněném textu Digital Communication Lee a Messerschmitta.
Signálový procesor 140 signálu kombinuje demodulovaný vysoce prioritní datový signál z dekodéru 122 a demodulovaný nízce prioritní datový signál z procesoru 150 nízce prioritního signálu. Signálový procesor 140 může zahrnovat obvody dekomprese dat jako Huffmanový dekodéry a číslicově analogové převodníky, obvody korekce chyb a obvody demultiplexováni a kombinování signálu pro zajištění oddělených zvukových a obrazových složek televizního signálu. Zvuková složka se zpracovává v procesoru 142 zvukového signálu před tím, než je přivedena k reproduktoru 146 zvuku. Obrazová složka je zpracována v procesoru 144 obrazového signálu pro vytvořeni signálu představujícího obraz, který je přiveden k obrazovce 148.
-7CZ 281828 B6
Přímý číslicový kmitočtový syntetizátor 129 vytváří hodinový signál CLK o kmitočtu 15,36 MHz v odezvu na signál řídicích hodin z hodinového generátoru 130 systému, který rovněž zajišťuje signál řídicích hodin pro kmitočtový syntetizátor 135 pro vytvoření referenčních signálů REF 1 a REF 2. Signál řídicích hodin z hodinového generátoru 130 se používá pro synchronizaci činnosti číslicových kmitočtových syntetizátorů 129 a 135 a vykazuje v tomto příkladu kmitočet 10 MHz. Kmitočty signálů REF 1 a REF 2 nominálně odpovídají odpovídajícím signálům použitým ve vysílači. Jakákoliv odchylka kmitočtů těchto signálů od požadovaných kmitočtů je kompenzována tak, jak bylo popsáno výše. Signál CLK z číslicového kmitočtového syntetizátorů 129 je hodinový signál pro obvody zpracování číslicového signálu v procesoru 150 nízce prioritního signálu. Procesor 119 vysoce prioritního signálu zpracovává signál s šířkou pásma, která je čtvrtinou šířky pásma širokopásmového signálu. Odtud prvky procesoru 119 vysoce prioritního signálu reagují na hodinový signál CLK/4 o kmitočtu 3,84 MHz, což je čtvrtinový kmitočet signálu CLK dodávaného kmitočtovým děličem
136.
Kmitočet hodinového signálu CLK v přijímači odpovídá kmitočtu hodinového signálu používaného ve vysílači. Ustavení správného kmitočtu hodin přijímače je usnadněno vytvořením hodinového signálu přijímače z informace obsažené ve spolehlivěji přijímané vysoce výkonové úzkopásmové kvadraturně amplitudově modulované složce, jak bude zřejmé na obr. 3. Za tímto účelem je další úzkopásmový výstupní signál z procesoru 112 vstupního signálu, jak bude zřejmé na obr. 3, přiveden ke generátoru 131 nelineárního signálu, například generátoru mocninového signálu jako je násobič, který násobí vstup sebou samým, přičemž mocnina může být druhou mocninou nebo čtvrtou mocninou. Generátor 131 nelineárního signálu vytváří jedinou kmitočtovou složku na četnosti symbolů úzkopásmové kvadraturně amplitudově modulované složky. V tomto případě je četnost symbolů 0,96 MHz, jedna čtvrtina bitové četnosti. Generátor 131 nelineárního signálu také vytváří vysoce zeslabenou výstupní složku na četnosti symbolů nízko výkonové širokopásmové kvadraturně amplitudově modulované složky, kde výstupní složka je následnou jednotkou zpracování signálu ignorována .
Výstupní složka o četnosti symbolu 0,95 MHz z generátoru
131 nelineárního signálu je filtrována pásmovou propustí 132, dříve než je přivedena k fázovému detektoru 137. Pásmová propust
132 má středový kmitočet 0,96 MHz kmitočtu symbolů. Šířka pásma pásmové propusti 132 není kritická, ale měla by být dostačující pro zajištěni adekvátního poměru signálu k šumu. Fázový detektor
137, reagující na výstupní složku z pásmové propusti 132 o četnosti symbolů 0,96 MHz, vytváří zpětnovazební smyčku fázového závěsu spolu s dolní propustí 138, číslicovým kmitočtovým syntetizátorem 129 a kmitočtovým děličem 139 dělícím šestnácti. Dolní propust 138 odstraňuje rušivé kmitočty zahrnující šum vytvářený činnosti generátoru 131 nelineárního signálu. Kmitočtový dělič 139 přijímá signál o kmitočtu 15,36 MHz z číslicového kmitočtového syntetizátorů 129 a zajišťuje kmitočtově dělený výstupní signál 0,96 MHz k řídicímu vstupu fázového detektoru 137. číslicový kmitočtový syntetizátor 129 zahrnuje registr, který akumuluje fázové přírůstky určené signálem přivedeným k řídicímu vstupu číslicového kmitočtového syntetizátorů 129 z dolní propusti 138 na četností určené kmitočtem signálu z hodinového generátoru 130♦ Akumulované fázové hodnoty adresují permanentní paměť obsahující sinusoidní hodnoty, které syntetizují výstupní signál z číslicového kmitočtového syntetizátoru 129. Funkce číslicového kmitočtového syntetizátoru 129 může být implementována integrovaným obvodem typu Q 2334, komerčně dostupným od Qualcomm Corporation ze San Diega, Kalifornie.
V tomto systému vysoce prioritní složka s výhodou vykazuje úzkou šířku pásma s malou, sedmnáctiprocentní nadměrnou šířkou pásma a ostrým zeslabením vně pásma, to jest s příkrými sukénkami. Velikost výstupního signálu z generátoru nelineárního signálu, například násobiče, jako je generátor 131 nelineárního signálu, v odezvu na vstupní kvadraturné amplitudově modulovaný signál, je funkci tvaru charakteristiky tvaru amplitudy na kmitočtu vstupního signálu zejména na okrajích pásma. Pro danou charakteristiku amplitudy propustného pásma vytváří strmý náběh na okrajích pásma výstupní složku o jediném kmitočtu a malé amplitudě na četnosti symbolů vstupního signálu, zatím co mírná strmost okraje pásma vytváří výstupní složku o velké amplitudě.
Smyčka fázového závěsu zahrnující fázový detektor 137, dolní propust 138, číslicový kmitočtový syntetizátor 129 a kmitočtový dělič 139 spolupůsobí pro udržení v podstatě 0’ fázového rozdílu mezi vstupním signálem 0,96 MHz, přivedeným k fázovému detektoru 137 z generátoru 131 nelineárního signálu a pásmové propusti 132, a vstupním signálem 0,96 MHz, přivedeným k fázovému detektoru 137 z kmitočtového děliče 139. Tento druhý signál je vytvořen číslicovým kmitočtovým syntetizátorem 129 v odezvu na fázovou chybu představující řídicí signál z dolní propusti 138.
Automatické řízení zisku signálu pro popsaný systém je zajištěno obvodem 160 automatického řízení zisku. Obvod 160 automatického řízení zisku snímá demodulovaný analogový signál v základním pásmu na výstupu úzkého pásma procesoru 112 vstupního signálu, který je připojen k obvodu 160 automatického řízení zisku přes izolační rezistor 161. Snímaný signál je amplitudové omezen prostřednictvím obvodů 162 a 165 pro omezení impulsního šumu, například diodových omezovačů, předcházejících a následujících zesilovač 164 základního pásma pro zabránění přetížení zesilovače 164 základního pásma impulzním šumem a pro další omezení impulzního šumu, který se případně může objevit na výstupu zesilovače 164 základního pásma. Výstupní signál ze zesilovače 164 základního pásma je detekován detektorem 166 efektivní hodnoty amplitudy automatického řízení zisku, zpracován komparátorem 168 s přidruženým integračním kondenzátorem 169 pro vytvoření stejnosměrného napětí představujícího detekovaný výstup detektoru 166 efektivní hodnoty amplitudy a zesílený prvním zesilovačem 170. Detektor skutečné efektivní hodnoty s přesností přibližné 0,1 % je výhodnější než standardní detektor efektivní hodnoty s přesnosti 5-10 %, i když standardní detektor efektivní hodnoty může dávat akceptovatelné výsledky v popsaném systému. Komparátor 168 vytváří výstupní signál představující rozdíl mezi úrovni detekovaného výstupního signálu z detektoru 166 efektivní hodnoty amplitudy a referenčního napětí VREF, a integrační kondenzátor 169 integruje výstupní signál komparátoru přivedený k prvnímu zesilovači
-9CZ 281828 B6
170. Jako detektor 166 efektivní hodnoty amplitudy lze použít komerční detektor efektivní hodnoty.
Výstupní signály automatického řízení zisku z prvního zesilovače 170 jsou přivedeny do vysokofrekvenčních a mezifrekvenčních vstupů automatického řízeni zisku procesoru 112 vstupního signálu přes příslušné dráhy automatického řízení zisku. Vysokofrekvenční dráha automatického řízení zisku zahrnuje druhý zesilovač 172, první prahový obvod 174 a druhý prahový obvod 176 a první vyrovnávací paměť 178, uspořádané tak, jak je znázorněno, pro přenos vysokofrekvenčního signálu automatického řízení zisku k vysokofrekvenčnímu vstupu automatického řízení zisku procesoru 112 vstupního signálu. Zisk druhého zesilovače 172 může být nastaven pro nastaveni křižovatky vysokofrekvenčního a mezifrekvenčního automatického řízení zisku, někdy nazývané zpoždění automatického řízení zisku tuneru. První prahový obvod 174, případné druhý prahový obvod 176, určují vysoké a nízké meze vysokofrekvenčního rozsahu automatického řízení zisku. Dráha automatického řízení zisku mezifrekvence podobné zahrnuje třetí prahový obvod 180 pro určení pracovního rozsahu automatického řízení zisku mezifrekvence a druhou vyrovnávací paměť 182 pro přívod mezifrekvenčního signálu automatického řízení zisku do vstupu automatického řízeni zisku mezifrekvence procesoru 112 vstupního signálu.
Vysokofrekvenční a mezifrekvenčni signály automatického řízení zisku vytvořené obvodem 160 automatického řízení zisku zabraňuji tomu, aby byl vstupní signál převodníku 116 úzkopásmové kvadraturné amplitudové modulované složky NB příliš veliký a aby nepřetížil převodník 116 úzkopásmové kvadraturné amplitudově modulované složky NB se zkreslením signálu obsluhy a ztrátou informace. Signály automatického řízení zisku také zabraňuji tomu, aby se analogový vstupní signál k převodníku 116 úzkopásmové kvadraturné amplitudově modulované složky NB stal tak malým, že by se zhoršila výkonnost převodníku 116 úzkopásmové kvadraturné amplitudové modulované složky NB. Za tímto účelem referenční napětí VREF Přivedené ke komparátoru 168 pomáhá určit požadovanou úroveň automatického řízení zisku.
Detektor 166 efektivní hodnoty amplitudy automatického řízení zisku vykazuje značné výhody vzhledem k odolnosti vůči šumu, šířce pásma smyčky automatického řízení zisku, stability smyčky a potlačení v čase se měnících interferenčních jevů, jako jsou letadly indukované jevy chvění. Detektor 166 efektivní hodnoty amplitudy značně zmenšuje velikost šumu přítomného ve vysokofrekvenčních a mezifrekvenčních drahách automatického řízení zisku, což umožňuje použití širšího pásma smyčky automatického řízení zisku s přidruženou schopnosti rychlé obnovy z přetíženi a potlačeni letadly indukovaných jevů chvění. Výsledkem jsou rovněž snížení fázového posuvu řídicí smyčky a zvýšená stabilita smyčky.
Detektor 166 efektivní hodnoty amplitudy je v podstatě necitlivý na vzorkový šum sdružený s modulační informací představující číslicovou televizní informaci. Takový vzorkový šum je způsoben poněkud náhodným vzorkem dat číslicové informace a je zjevný při amplitudové detekci. Odolnost vůči šumu detektoru 166 efektivní hodnoty amplitudy umožňuje použití širokého pásma řídicí smyčky automatického řízení zisku, což s výhodou umožňuje ob
-10CZ 281828 B6 vodu automatického řízení zisku blízce sledovat a potlačovat rychle se měnící interferenční jevy jako je letadly indukované chvění. V tomto ohledu je třeba poznamenat, že dříve zmíněný komerční detektor efektivní hodnoty typu AD 637 vykazuje velkou šířku pásma, je-li řízen velkým signálem. Proto by zisk zesilovače měl být nastaven odpovídajícím způsobem.
Impulzní šum, který je silnější a nepředvídatelnější než některé jiné druhy šumu, je rovněž faktorem při návrhu automatického řízení zisku. Ačkoliv impulsový šum je menším problémem v číslicovém systému než v analogovém systému vzhledem k tomu, že použití obvodů korekce chyb v číslicových systémech může zabránit tomu, aby impulzový šum byl viditelný na zobrazeném snímku, může impulsový šum rušit činnost systému přetížením analogových zesilovačů před číslicovým zpracováním.
V popsaném systému automatického řízení zisku je zajištěna přídavná odolnost vůči šumu obvodem 162 pro omezení impulsního šumu, například diodovým omezovačem, který omezuje impulzní šum před zesilovačem 164 základního pásma pro zabránění tomu, aby byl zesilovač 164 základního pásma přetížen impulzovým šumem a pro zabránění tomu, aby byl detektor 166 efektivní hodnoty amplitudy ovlivněn impulzovým šumem. Zbytkový impulzový šum je zeslaben prostřednictvím obvodu 165 pro omezení impulsního šumu, například obvodu diodového omezovače, který dále zmenšuje dopad impulzového šumu na detektor 166 efektivní hodnoty amplitudy.
Obvod 160 automatického řízení zisku udržuje vstupní signál převodníku 116 úzkopásmové kvadraturně amplitudově modulované složky NB na v podstatě konstantní úrovni pro zajištění správné činnosti převodníku 116 úzkopásmové kvadraturně amplitudově modulované složky NB, jak bylo zmíněno výše. Obvod automatického řízení zisku je opatřen předpětím tak, že počínaje velmi malým vstupním signálem je vysokofrekvenční stupeň v procesoru 112 vstupního signálu udržován na vysokém zisku tak dlouho, jak je to jen možné pro nej lepší poměr signálu k šumu. Jak se úroveň vstupního signálu zvětšuje, obvod automatického řízeni zisku z počátku zmenšuje zisk mezifrekvenčního stupně v procesoru 112 vstupního signálu až do doby, kdy při předem určené úrovni pro větší signály je mezifrekvenční zisk udržován konstantní, zatím co vysokofrekvenční zisk je snižován jako funkce úrovně signálu.
Obr. 3 znázorňuje detaily procesoru 112 vstupního signálu a kmitočtového syntetizátoru 135 z obr. 1. Vstupní signály z antény 110 jsou přiváděny do tuneru 210, který rovněž zahrnuje směšovač pro vytváření mezifrekvenčního výstupního signálu podle známých technik zpracováni signálu. Zisk vysokofrekvenčního zesilovače v tuneru 210 je řízen v odezvu na vysokofrekvenční signál automatického řízení zisku z obvodu 160 automatického řízení zisku z obr. 1. Mezifrekvenční výstupní signál z tuneru 210 je přiveden k mezifrekvenčnimu procesoru 210 zahrnujícímu filtr 214 SAW, který má šířku pásma přibližně 6 MHz se středem na 43,5 MHz, a zesilovač 216 automatického řízeni zisku, jehož zisk je řízen v odezvu na mezifrekvenční signál automatického řízení zisku z obvodu 160 automatického řízení zisku.
Výstupní signál z mezifrekvenčního procesoru 212 je přiveden k sestupnému měniči .220 mezifrekvenčního kmitočtu. Sestupný měnič
-11CZ 281828 B6
220 mezifrekvenčního kmitočtu zahrnuje první až třetí násobič 222, 224 a 226 signálu, pracující jako směšovače, první až třetí výstupní dolní propust 230, 234 a 236, krystalem řízený místní oscilátor 228 49,92 MHz, všechny uspořádané tak, jak je znázorněno. Násobič 224 reaguje na referenční signál z oscilátoru 228 a na výstupní signál z procesoru 212. Násobiče 222 a 226 rovněž reagují na výstupní signál z procesoru 212 a na referenční signály REF 1 a REF 2. Tyto druhé signály jsou vytvořeny širokopásmovou složkou 135A a úzkopásmovou složkou 135B syntetizátoru z kmitočtového syntetizátoru 135 na obr. 1 v odezvu na hodinový signál systému o kmitočtu 10 MHz. Výstupní signál z druhé výstupní dolní propusti 234 je přiveden ke generátoru 131 nelineárního signálu z obr. 1. Širokopásmové a úzkopásmové výstupní signály se sestupně změněným kmitočtem z první výstupní dolní propusti 230, případné druhé výstupní dolní propusti 236, jsou na výstupech první výstupní dolní propusti 230, případné třetí výstupní dolní propusti 236.
PATENTOVÉ NÁROKY
Claims (6)
1. Obvod automatického řízení zisku pro přijímače číslicového televizního signálu obsahující procesor vstupního signálu se vstupem pro příjem analogového signálu představujícího číslicovou televizní informaci, výstupem vysoce prioritního signálu a výstupem nízce prioritního signálu, analogové číslicový převodník, spřažený s výstupem procesoru vstupního signálu, k němu připojený procesor vysoce prioritního signálu, k jeho výstupu připojený signálový procesor, k jehož výstupu je připojen procesor obrazového signálu pro zpracování obrazového signálu pro zajištění signálu představujícího obraz v odezvu na výstupní signál z analogové číslicového převodníku, vyznačující se tím, že obvod (160) automatického řízení zisku zahrnuje detektor (166) efektivní hodnoty amplitudy pro vytvoření řídicího signálu jako funkce velikosti přijímaného signálu pro automatické řízení velikosti signálů přiváděných k analogové číslicovému převodníku (116) úzkopásmové kvadraturně amplitudové modulované složky (NB)·
2. Obvod podle nároku 1, vyznačující se tím, že procesor (119) vysoce prioritního signálu je vytvořen pro zpracování úzkopásmové složky s vysoceprioritní informací, signálový procesor (140) je vytvořen pro zpracování úplného signálu o šířce pásma kompatibilní se šířkou pásma standardního televizního signálu, skládajícího se z úzkopásmové složky s vysoce prioritní informací a ze širokopásmové složky s nízce prioritní informací, přičemž řídicí vstupy procesoru (112) vstupního signálu jsou spřažený s výstupem vysoce prioritního signálu procesoru (112) vstupního signálu.
3. Obvod podle nároku 1, vyznačující se tím, že procesor (119) vysoce prioritního signálu je vytvořen pro zpracováni kvadraturně amplitudové modulovaného signálu.
-12CZ 281828 B6
4. Obvod podle nároku 1, vyznačující se tím, že dále zahrnuje analogově číslicový převodník (116) úzkopásmové kvadraturné amplitudově modulované složky NB pro převod analogového signálu na číslicový signál pro zpracování procesorem (119) vysoce prioritního signálu, kde obvod (160) automatického řízení zisku je vytvořen pro řízení velikosti analogových signálů, přivedených k analogově číslicovému převodníku (116) úzkopásmové kvadraturné amplitudové modulované složky (NB) .
5. Obvod podle nároku 1, vyznačující se tím, že dále zahrnuje obvody (162, 165) pro omezení impulsního šumu předřazené detektoru (166) efektivní hodnoty amplitudy.
6. Obvod podle nároku 1, vyznačující se tím, že výstup (NB) vysoce prioritního signálu procesoru (112) vstupního signálu je spřažen se vstupem (RF AGC) řízení zisku vysokofrekvenčních signálů a vstupem (IF AGC) řízení zisku mezifrekvenčních signálů procesoru (112) vstupního signálu.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/832,126 US5235424A (en) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | Automatic gain control system for a high definition television signal receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CZ186094A3 CZ186094A3 (en) | 1994-12-15 |
| CZ281828B6 true CZ281828B6 (cs) | 1997-02-12 |
Family
ID=25260761
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CZ941860A CZ281828B6 (cs) | 1992-02-06 | 1993-01-13 | Obvod automatického řízení zisku pro přijímače číslicového televizního signálu |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5235424A (cs) |
| EP (1) | EP0625296A1 (cs) |
| JP (1) | JP3428987B2 (cs) |
| KR (1) | KR100257475B1 (cs) |
| CN (1) | CN1073324C (cs) |
| CZ (1) | CZ281828B6 (cs) |
| MY (1) | MY108916A (cs) |
| SG (1) | SG55026A1 (cs) |
| SK (1) | SK280889B6 (cs) |
| TW (1) | TW199255B (cs) |
| WO (1) | WO1993016553A1 (cs) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI90477C (fi) * | 1992-03-23 | 1994-02-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Puhesignaalin laadun parannusmenetelmä lineaarista ennustusta käyttävään koodausjärjestelmään |
| JP3264698B2 (ja) * | 1992-06-30 | 2002-03-11 | キヤノン株式会社 | 撮像装置 |
| FI93068C (fi) * | 1992-07-27 | 1995-02-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Kytkentä häiriöiden haittavaikutusten pienentämiseksi sovitettua suodatinta käyttävissä vastaanottimissa |
| FI91579C (fi) * | 1992-08-20 | 1994-07-11 | Nokia Mobile Phones Ltd | Dekoodaus käyttäen lineaarista metriciä ja häiriön estimointia |
| US5386239A (en) * | 1993-05-03 | 1995-01-31 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Multiple QAM digital television signal decoder |
| JPH0775099A (ja) * | 1993-05-07 | 1995-03-17 | Philips Electron Nv | マルチプレックス直交振幅変調テレビジョン送信用送信方式、送信機及び受信機 |
| JP3371506B2 (ja) * | 1994-02-14 | 2003-01-27 | 株式会社日立製作所 | 受信装置 |
| US5572264A (en) * | 1994-02-14 | 1996-11-05 | Hitachi, Ltd. | High definition TV signal receiver |
| US5469115A (en) * | 1994-04-28 | 1995-11-21 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for automatic gain control in a digital receiver |
| US5453796A (en) * | 1994-06-28 | 1995-09-26 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Signal swap apparatus for a television receiver having an HDTV main picture signal processor and an NTSC Pix-in-Pix signal processor |
| US5461427A (en) * | 1994-06-28 | 1995-10-24 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Television receiver having the capability to associate any HDTV and any NTSC channel |
| US5563916A (en) * | 1995-06-05 | 1996-10-08 | Hitachi America, Ltd. | Apparatus and method for varying the slew rate of a digital automatic gain control circuit |
| FI98026C (fi) * | 1995-11-08 | 1997-03-25 | Nokia Technology Gmbh | Menetelmä QAM-vastaanottimen yhteydessä ja QAM-vastaanotin |
| US5692010A (en) * | 1996-01-17 | 1997-11-25 | Zenith Electronics Corporation | Adaptive equalizer with impulse noise protection |
| US5805241A (en) * | 1996-05-21 | 1998-09-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Noise-immune automatic gain control for QAM radio receivers |
| US6154503A (en) * | 1996-06-07 | 2000-11-28 | Sharp Kk Corporation | Automatic gain control system that responds to baseband signal distortion |
| US6064702A (en) * | 1996-07-19 | 2000-05-16 | Kye Systems Corp. | Four-stage phase demodulation low frequency wireless mouse device |
| KR100442232B1 (ko) * | 1997-08-28 | 2004-09-18 | 엘지전자 주식회사 | 에이치디티브이의 자동이득 조절장치 |
| US6377312B1 (en) * | 1998-08-24 | 2002-04-23 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Adaptive fractionally spaced equalizer for received radio transmissions with digital content, such as DTV signals |
| US6438164B2 (en) * | 1998-11-03 | 2002-08-20 | Broadcom Corporation | Technique for minimizing decision feedback equalizer wordlength in the presence of a DC component |
| US6226323B1 (en) | 1998-11-03 | 2001-05-01 | Broadcom Corporation | Technique for minimizing decision feedback equalizer wordlength in the presence of a DC component |
| US6842495B1 (en) | 1998-11-03 | 2005-01-11 | Broadcom Corporation | Dual mode QAM/VSB receiver |
| DE69920737T2 (de) | 1998-11-03 | 2005-10-13 | Broadcom Corp., Irvine | Qam/vsb zweimodenempfänger |
| US6219088B1 (en) | 1998-11-03 | 2001-04-17 | Broadcom Corporation | NTSC interference rejection filter |
| US6775334B1 (en) * | 1998-11-03 | 2004-08-10 | Broadcom Corporation | Equalization and decision-directed loops with trellis demodulation in high definition TV |
| US6567118B1 (en) | 2000-10-27 | 2003-05-20 | Scientific-Atlanta, Inc. | Frequency agile adaptive automatic gain control circuit |
| US7133657B2 (en) * | 2002-09-26 | 2006-11-07 | Agere Systems Inc. | Channel calibrator for use with a quadrature mixing receiver and a method of operation thereof |
| US7386074B1 (en) * | 2003-10-06 | 2008-06-10 | Redpine Signals, Inc. | Digital automatic gain control method and apparatus |
| CN100462727C (zh) * | 2004-02-24 | 2009-02-18 | 博计电子股份有限公司 | 适用任意交流信号波形的交流电子负载模拟装置 |
| US7787850B2 (en) * | 2007-09-05 | 2010-08-31 | Broadcom Corporation | Multi-input multi-output transceiver with power consumption management based on receiver parameter and method for use therewith |
| EP2045916B1 (en) * | 2007-10-01 | 2014-12-17 | JDS Uniphase Corporation | Automatic gain control stress measurement for digital carriers |
| CN101600070B (zh) * | 2008-06-05 | 2011-01-19 | 联咏科技股份有限公司 | 视频信号调节电路 |
| CN102638663A (zh) * | 2012-03-30 | 2012-08-15 | 深圳创维－Rgb电子有限公司 | 数字电视重复频道自动跳台设置方法和装置 |
| CN104382596B (zh) * | 2014-12-09 | 2017-03-08 | 北京银河润泰科技有限公司 | 对肌电采集设备进行自检的装置、方法及肌电采集设备 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60145713A (ja) * | 1984-01-10 | 1985-08-01 | Fujitsu Ltd | 自動利得制御方式 |
| US4602374A (en) * | 1984-02-27 | 1986-07-22 | Nippon Telegraph & Telephone Public Corporation | Multi-level decision circuit |
| US4551688A (en) * | 1984-05-23 | 1985-11-05 | Rockwell International Corporation | Delay compensated automatic gain control |
| US4718086A (en) * | 1986-03-27 | 1988-01-05 | Rca Corporation | AGC in sound channel of system for processing a scrambled video signal |
| US4761687A (en) * | 1987-05-06 | 1988-08-02 | Rca Licensing Corporation | Automatic gain control delay circuit for a video signal processor |
| US5043805A (en) * | 1988-04-04 | 1991-08-27 | Zenith Electronics Corporation | TV signal transmission systems and methods |
| US4989074A (en) * | 1988-09-27 | 1991-01-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Digital automatic gain control apparatus |
| US5134464A (en) * | 1990-11-16 | 1992-07-28 | North American Philips Corporation | Method and apparatus for the transmission and reception of a multicarrier digital television signal |
| US5083304A (en) * | 1990-09-28 | 1992-01-21 | Motorola, Inc. | Automatic gain control apparatus and method |
| US5287180A (en) * | 1991-02-04 | 1994-02-15 | General Electric Company | Modulator/demodulater for compatible high definition television system |
-
1992
- 1992-02-06 US US07/832,126 patent/US5235424A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-10-09 TW TW081108030A patent/TW199255B/zh not_active IP Right Cessation
-
1993
- 1993-01-13 KR KR1019940702682A patent/KR100257475B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1993-01-13 SK SK933-94A patent/SK280889B6/sk not_active IP Right Cessation
- 1993-01-13 CZ CZ941860A patent/CZ281828B6/cs not_active IP Right Cessation
- 1993-01-13 JP JP51405193A patent/JP3428987B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1993-01-13 SG SG1996002675A patent/SG55026A1/en unknown
- 1993-01-13 WO PCT/US1993/000070 patent/WO1993016553A1/en not_active Application Discontinuation
- 1993-01-13 EP EP93902949A patent/EP0625296A1/en not_active Ceased
- 1993-01-27 MY MYPI93000122A patent/MY108916A/en unknown
- 1993-02-05 CN CN93101507A patent/CN1073324C/zh not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1073324C (zh) | 2001-10-17 |
| JPH07503828A (ja) | 1995-04-20 |
| WO1993016553A1 (en) | 1993-08-19 |
| JP3428987B2 (ja) | 2003-07-22 |
| US5235424A (en) | 1993-08-10 |
| MY108916A (en) | 1996-11-30 |
| SK280889B6 (sk) | 2000-09-12 |
| CZ186094A3 (en) | 1994-12-15 |
| EP0625296A1 (en) | 1994-11-23 |
| SG55026A1 (en) | 1998-12-21 |
| TW199255B (en) | 1993-02-01 |
| CN1075583A (zh) | 1993-08-25 |
| KR950700664A (ko) | 1995-01-16 |
| SK93394A3 (en) | 1995-01-12 |
| KR100257475B1 (ko) | 2000-06-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CZ281828B6 (cs) | Obvod automatického řízení zisku pro přijímače číslicového televizního signálu | |
| US5268761A (en) | Automatic gain control system for a high definition television signal receiver including an adaptive equalizer | |
| JP3384802B2 (ja) | コンパチブル高精細度テレビジョン信号の受信装置 | |
| US9191613B2 (en) | Phase-adjustment processing for broadcast channel signals | |
| KR0161806B1 (ko) | 고품위 텔레비젼용 대역 통과 위상 트랙커를 구비한 디지탈 잔류 측파대 검출기 | |
| US8902365B2 (en) | Interference avoidance in a television receiver | |
| US6118499A (en) | Digital television signal receiver | |
| JPH11355810A (ja) | 計測用受信器 | |
| KR100296661B1 (ko) | 직각진폭변조(qam)텔레비전신호용반송파복원프로세서 | |
| JP3613520B2 (ja) | Ｈｄｔｖ受信機に利用するためのレーダーフィルタを利用した帯域位相トラッカーを有するディジタルｖｓｂ検出器 | |
| US5175626A (en) | Apparatus providing a clock signal for a digital television receiver in response to a channel change |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| IF00 | In force as of 2000-06-30 in czech republic | ||
| MK4A | Patent expired |
Effective date: 20130113 |