SI21003A - Integrirani pozicijski resolver za hibridne sinhrone električne stroje - Google Patents
Integrirani pozicijski resolver za hibridne sinhrone električne stroje Download PDFInfo
- Publication number
- SI21003A SI21003A SI200100179A SI200100179A SI21003A SI 21003 A SI21003 A SI 21003A SI 200100179 A SI200100179 A SI 200100179A SI 200100179 A SI200100179 A SI 200100179A SI 21003 A SI21003 A SI 21003A
- Authority
- SI
- Slovenia
- Prior art keywords
- phase
- motor
- current
- resolver
- hybrid
- Prior art date
Links
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title claims abstract description 38
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims abstract description 10
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 29
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 6
- 238000005259 measurement Methods 0.000 abstract description 4
- 230000004048 modification Effects 0.000 abstract 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 abstract 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 17
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 7
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 2
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 2
- 230000001953 sensory effect Effects 0.000 description 2
- 230000036962 time dependent Effects 0.000 description 2
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000007620 mathematical function Methods 0.000 description 1
- 238000000691 measurement method Methods 0.000 description 1
- 239000013641 positive control Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
- H02K37/00—Motors with rotor rotating step by step and without interrupter or commutator driven by the rotor, e.g. stepping motors
- H02K37/10—Motors with rotor rotating step by step and without interrupter or commutator driven by the rotor, e.g. stepping motors of permanent magnet type
- H02K37/20—Motors with rotor rotating step by step and without interrupter or commutator driven by the rotor, e.g. stepping motors of permanent magnet type with rotating flux distributors, the armatures and magnets both being stationary
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
- H02K29/00—Motors or generators having non-mechanical commutating devices, e.g. discharge tubes or semiconductor devices
- H02K29/06—Motors or generators having non-mechanical commutating devices, e.g. discharge tubes or semiconductor devices with position sensing devices
- H02K29/12—Motors or generators having non-mechanical commutating devices, e.g. discharge tubes or semiconductor devices with position sensing devices using detecting coils using the machine windings as detecting coil
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
- H02K21/00—Synchronous motors having permanent magnets; Synchronous generators having permanent magnets
- H02K21/38—Synchronous motors having permanent magnets; Synchronous generators having permanent magnets with rotating flux distributors, and armatures and magnets both stationary
- H02K21/44—Synchronous motors having permanent magnets; Synchronous generators having permanent magnets with rotating flux distributors, and armatures and magnets both stationary with armature windings wound upon the magnets
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
Pričujoči izum predstavlja nov zelo izboljšan integrirani pozicijski resolver za hibridne sinhrone električne stroje, pri katerem se kot magnetni resolver uporablja kar magnetni sklop samega elektromotorja. Rešitev je dosežena z dodatno merilno tuljavico (1) v motorju in z majhno spremembo krmilne elektronike. Merilna tuljavica (1) meri spremembe magnetnega fluksa skozi parmanentni magnet (4), krmilna elektronika pa med drugim poskrbi tudi za medsebojni fazni zamik PWM pulzov v zaporednih fazah motorja.ŕ
Description
Andrej Detela in Uroš Platiše
Integrirani pozicijski resolver za hibridne sinhrone električne stroje
Predstavljeni izum opisuje novo metodo pozijske kontrole za sinhrone elektromotorje. Ta nova metoda združuje prednosti metod z resolverji in metod brez senzorjev.
Sodobni elektromotorji so običajno opremljeni z dodatnim sistemom za natančno vodenje položaja. Eden od načinov, da to dosežemo, je uporaba zunanjega pozicijskega senzorja (optični enkoder, magnetni resolver, ipd.). Druga metoda, ki je običajno bolj privlačna, je pozicijska kontrola brez senzorja položaja (t.i. sensorless oz. brez-senzorska metoda).
Številni načini brez-senzorskega opazovanja rotorskega položaja v sinhronih elektromotorjih so že poznani. Taki motorji ne potrebujejo optičnega enkoderja ali resolverja ali drugega senzorja za ugotavljanje položaja rotorja. V takih brez-senzorskih sistemih običijano določimo rotorski položaj iz električne napetosti v navitjih motorja. En del te napetosti je Ohmova napetost, ki je proporcionalna ohmski upornosti tuljave in električnemu toku v tuljavi. Drugi del te napetosti pa je napetost zaradi magnetne indukcije v navitju motorja in je običajno večji od prvega. Ta inducirana napetost je zapletena matematična funkcija večih spremenljivk in med drugim vključuje tudi položaj rotorja. Z uporabo zmogoljivih digitalnih procesorjev za obdelavo signalov (Digital Signal Processor - DSP) je mogoče določiti položaj rotorja iz znanih vrednosti ostalih spremenljivk. Te spremenljivke so električni tokovi v navitjih vseh faz motorja (npr. trije tokovi v trofaznih motorjih) in napetosti v teh navitjih (v trofaznem motorju so to ponovno tri spremenljivke).
Ta metoda pa ima vsaj eno pomankljivost. Položaja rotorja ne moremo določiti, kadar rotor miruje, kajti pri ničelni hitrosti ni inducirane napetosti. Zato je pri znanih brez-senzorskih metodah potrebno rotor na začetku premakniti (za približno ±60 električnih stopinj) in šele nato izvemo njegovo začetno pozicijo. To pa ni v skladu z mehkim štartom, kar je ena od osnovnih zahtev številnih preciznih aplikacij (kot v robotiki, FA, itn).
Na drugi strani poznamo kontrolo položaja s senzorji. Rešitve s tradicionalnimi resolverji k motorju dodajo masivne dele. Pogosto magnetni resolverji tudi magnetno interferirajo z motorji, kar je problem mnogih aplikacij.
Ta patent ponuja rešitev z majhno spremembo konstrukcije hibridnega sinhronskega motorja, tako da sta motor in magnetni resolver združena (integrirana) skupaj. Ta sprememba ne sme v motor uvesti nobenih težkih, dragih ali zapletenih delov. Zanimajo nas predvsem take rešitve, pri katerih ni bistvenih konstrukcijskih sprememb.
Ta izum predstavlja motor, ki ima v primerjavi z motorji z brez-senzorsko kontrolo prav tako majhno maso, poleg tega pa je moč odčitati natančno pozicijo tudi kadar je motor v mirovanju.
Ta problem je bil uspešno rešen z majhnim konstrukcijskim dodatkom v hibridnem sinhronskem motorju. Ostalim navitjem v motorju je dodano še posebno merilno navitje. Drugi del rešitve pa je način generiranja PWM (Pulse Width Modulation) pulzov v polifaznem navitju motorja. V primerjavi s klasičnimi sinhronskimi hibridnimi brez-senzorskimi motorji, ima motor potem patentu dodano merilno navitje, posebne PWM generatorje in dekoder, ki iz inducirane napetosti v merilnem navitju izračunava položaj rotorja. Regulacijo sinhrone faze opravi DSP tako, da za vsak položaj rotorja natančno določi ustrezno širino PWM pulzov v vseh fazah motorja.
Ta nova metoda pozicijske kontrole je predmet predstavljenega izuma. Bistvo metode in delovanje pozicijske kontrole bosta razložena na primeru hibridnega sinhronskega
-3motorja iz patenta št. P-200000004 oz. PC/JP01/00070 (Sinhronski hibridni električni stroj s toroidnim navitjem). Ta metoda se seveda lahko uporabi tudi pri drugih motorjih iz razreda hibridnih sinhronskih električnih strojev. V nadaljnem besedilu se bo motor po patentu PC/JP01/00070 imenoval motor Mukade.
Pozicijska kontrola po pričujočem patentu deluje z nezmanjšano resolucijo tudi pri ničelni hitrosti, toda ohrani vse prednosti brez-senzorskih metod. Edini dodatek v notranjosti motorja je majhna in zelo preprosta merilna tuljava. Poleg tega v motorju ni drugih dodatnih delov.
Izum bo v nadaljnem natančneje razložen s pomočjo slik, ki predstavljajo primere stroja z integriranim pozicijskim resolverjem in elektronske funkcionalne bloke po pričujočem izumu.
• Slika 1 je aksonometrični pogled na trofazni hibridni sinhronski električni stroj z merilno tuljavo integriranega pozicijskega resolverja po izumu, v delnem prerezu.
• Slika 2 predstavlja isto kot slika 1 s pogledom na razstavljene dele, tako da se posebej vidita rotor in stator.
• Slika 3 prikazuje časovne vzorce PWM pulzov v treh fazah (U, V, W) trofaznega sinhronskega motorja z integriranim pozicijskim resolverjem po izumu.
• Slika 4 prikazuje blokovno shemo posebnega PWM generatorja za trofazni sistem po izumu.
• Slika 5 prikazuje blokovno shemo dekoderja položaja rotorja po izumu.
Izum bo predstavljen na primeru trofaznega sinhronskega motorja s toroidnim navitjem (to je motor tipa Mukade), toda ista teorija velja za tudi druge polifazne hibridne sinhronske motorje.
-4Slika 1 prikazuje konstrukcijo trofaznega hibridnega sinhronskega električnega stroja storoidnim navitjem in z merilnim navitjem integriranega pozicijskega resolverja po izumu. Ista konstrukcija je prikazan tudi na sliki 2, s to razliko, da sta na sliki 2 rotor (15) in stator (14) s krogličnim ležajem (8) prikazana posebej. Aktivni deli rotorja so štirje ozobljeni železni obroči (9, 10, 11, 12). Aktivni deli statorja so dva ozobljena železna obroča (2, 3), obročast permanentni magnet (4) vložen med ta železna obroča (2, 3) in toroidna tuljava (6) navita na sklop statorskih obročev (2,3,4). Po izumu je na obročasti permanenti magnet (4) navito preprosto merilno navitje (1) integriranega pozicijskega resolverja, tako da je navitje (1) koaksialno z osjo motorja (7). Merilno navitje (1) je lahko narejeno iz zelo tanke žice, zato ne zavzema veliko prostora in ne spremeni bistveno mer drugih delov motorja. Oba konca (la, lb) merilnega navitja (1) sta speljana iz motorja skozi statorsko ohišje (5) in sta priključena na elektroniko, točneje na dekoder pozicije rotorja.
Zgoraj opisana konstrukcija motorja je že znana, z izjemo merilnega navitja (1) integriranega pozicijskega resolverja. Zato bo tu predstavljen samo opis delovanja merilnega navitja (1), kar je predmet izuma.
Merilno navitje (1) je navito na obročasti permanentni magnet (4), zato meri spremembe magnetnega pretoka skozi obročasti permanetni magnet (4). Med delovanjem motorja se magnetni pretok skozi magnet (4) neprestano spreminja. Te spremembe so majhne toda merljive. Lahko jih merimo npr. z merilnim navitjem (1). Sprememba magnetnega pretoka je praktično nič, če so delovni tokovi v polifaznem navitju (6) motorja dobro sinhronizirani s položajem rotorja. Sprememba pretoka pa se poveča, takoj ko električna faza sinhronizacije uide od idealnega položaja. Po matematični teoriji motorjev tipa Mukade in podobnih hibridnih sinhronskih motorjev je ta sprememba fluksa:
Δφ = KI0 snry (1) kjer je:
• Δφ je majhna sprememba magnetnega pretoka skozi permanentni magnet (4) (gledano relativno na povprečno vrednost) • K je določena multiplikacijska konstanta ki zavzame vrednost približno §.224>m/Iomax • </>m povprečni magnetni pretok skozi permanetni magnet (4), v delovni točki magneta • Io je amplituda električnega toka v vsaki fazi navitja (6) motorja • Iomax je zgornja amplituda tega toka, pri vršnem navoru motorja • 7 je fazni zamik (električni kot) električnega toka v glavnem navitju (6) motorja, glede na tisti fazni zamik, pri katerem je delovni tok najbolje sinhroniziran s položajem rotorja.
Zgornja formula velja za delovni tok v navitjih (6) motorja. Ta tok mora biti sinhroniziran s položajem rotorja, vendar formula velja prav tako, če ima tok kako drugo frekvenco in ni nujno sinhroniziran s položajem rotorja. Edini pogoj je, da je ta tok prav tako trofazni tok kot delovni tok v navitju (6). Če frekvenca električnega toka ne ustreza sinhroni frekvenci motorja, potem je 7 spremenljivka odvisna od časa.
Po izumu generator trofaznega močnostnega toka (elektronski inverter) proizvaja tak signal, da je električni tok v trofaznem sistemu navitja (6) vsota dveh različnih trofaznih tokov:
• Prvi električni tok je delovni tok (glavni tok, ki proizvaja navor motorja), zato ima znatno amplitudo, ki je približno proporcionalna z navorom. Električna faza tega trofaznega toka je sinhronizirana s položajem rotorja, zato frekvenca tega toka ustreza sinhroni frekvenci motorja.
• Drugi tok ima veliko višjo frekvenco toda veliko manjšo amplitudo. Sicer pa je to prav tako trofazni tok: električne nihanje v priležnih fazah U,V,W je medsebojno fazno razmaknjeno za 120 električnih stopinj. Ta drugi tok se imenuje merilni tok.
Ta drugi tok ni sinhroniziran s položajem rotorja, zato se fazni zamik 7 merilnega toka neprestano spreminja. Ta fazni zamik je razlika med sinhrono fazo delovnega toka ωί in fazo merilnega toka ω'ί. Torej velja:
= 70 - (ω' - (2) kjer je:
• ω je sinhrona krožna frekvenca delovnega toka ki je definirana:
_ d
Kr * o. Fm Ot kjer je mehanski kot rotorja in Kr število polov (zobcev) na rotorju.
• ω' je krožna frekvenca merilnega toka • t je čas in • 70 je fazni zamik pri času t = 0.
Ko združimo enačbi (1) in (2) dobimo majhno spremembo magnetnega pretoka, ki je posledica delovanja merilnega toka - zato je Io zdaj amplituda merilnega toka:
Δ,φ = -KIo sin[(u/ — u/)f - 70] (3)
-7To je magnetni pretok skozi permanentni magnet (4), zato gre tudi skozi merilno tuljavo (1). Ta isti pretok gre skozi statorske pole vseh treh faz (U, V, W), torej vsebuje informacijo o vseh fazah. Inducirana napetost U, v merilni tuljavi (1) je po zakonu magnetne indukcije in po enačbah (1), (2) in (3):
o
Ui = Ν'—Δψ = -KN' Io (o/ - ω) · cos[(w' - ω)ί - γ0] (4)
Tu smo uporabili naslednje oznake:
• U, je inducirana napetost v merilni tuljavi • N' je število ovojev v merilni tuljavi • Io je amplituda merilnega toka v vsaki od treh faz • vse ostalo ima isti pomen kot prej
Električno fazo inducirane napetosti Ut v merilni tuljavi označimo φ' in je po enačbi (4):
ψ' = [(ω' - Ji ~ 7ο] (5)
Fazni zamik med merilnim tokom v delovni tuljavi (6) in inducrano napetostjo v merilni tuljavi (1) je:
= ω'ί — [(u/ — ω)ί — 7ο] — [ut + 70] (6)
Seveda je faza merilnega toka odvisna od tega, s katero od treh faz U,V,W jo primerjamo. Torej je fazni zamik 70 prav tako odvisen od tega, s katero od treh faz ga primerjamo. V smislu teoretične argumentacije privzemimo, da imamo neskončno število faz, ali pa vsaj veliko več kot tri ali pet. Potem lahko vedno najdemo tak segment navitja, ki ustreza določeni fazi motorja in v katerem dobimo 70 = 0. Imenujmo ta izbrani segment navitja ničelni segment. To je na primer segment, ki ustreza navitju v fazi U. Torej je fazni zamik med merilnim tokom v tem ničelnem segmentu in inducirano napetostjo v merilni tuljavi:
Δ92 = uit (7)
Splošneje je ω časovno odvisen (ω(ί)), torej moramo produkt (ut) nadomestiti z integralom:
Δφ = /
Če združimo enačbi (5) in (6), dobimo:
Δ92 = ω'ί — φ' (8)
Zdaj se spomnimo, da je ut iz enačbe (7) sinhrona električna faza v idealnem primeru, ko je sinhronizacija popolna. V času, ko se rotor zavrti za en rotorski pol, delovni tok opiše en celotni električni cikel. V tem času sinhrona faza ut naraste točno za polni električni kot 2π. To pa pomeni, da je ut tudi produkt mehanskega kota rotorja in števila rotorskih polov:
Δφ = ut = Kr pm (9) kjer je tpm mehanski kot rotorja. Enačba (9) implicira linearno relacijo med mehansko fazo φη in faznim zamikom Δ</?.
Informacijo o položaju rotorja torej nosi faza Δ</?. Med enim ciklom motorja fazni zamik Δφ linearno naraste od 0 do 2π. To pa je istočasno tudi faza polifaznega delovnega toka, ki prav tako linearno naraste od 0 to 2π in napaja polifazno navitje v zaporedju U, V, W. Enačba (8) podaja algoritem, po katerem elektronika izračuna to fazo.
Matematična analiza motorja tipa Mukade pokaže, da je amplituda inducirane napetosti Ui v naslednjem odnosu z amplitudo tiste napetosti, ki se inducira v delovnem navitju zaradi merilnega toka:
Upo N 8α \ ω' (10) kjer je:
• Uio je amplituda napetosti, ki se inducira v merilni tuljavi • Upo je amplituda napetosti, ki se zaradi merilnega toka inducira v delovni tuljavi • N' je število ovojev v merilni tuljavi • N je število ovojev v enem segmentu motorja tipa Mukade • je koeficient določen z geometrijo rotorskih in statorskih polov ter širino zračne reže; tipična vrednost je 0.033 • ω je krožna frekvenca sinhronega delovnega toka • ω1 je krožna frekvenca merilnega toka
Integralni del patenta je tudi metoda s pomočjo katere en sam inverter istočasno generira polifazni delovni tok (tipično trofazni) in polifazni merilni tok (tipično spet trofazni). Navadno sinusni signal delovnega toka konstruiramo iz PWM pulzov določene pulzne frekvence. Na primer, če je ta frekvenca 17 kHz, potem je ena perioda pulznega vlaka približno 60 mikrosekund. PWM pulzi v navitju, ki pripada fazi U, predstavljajo prvi vlak pulzov. Po izumu so PWM pulzi v navitju, ki pripada fazi V, glede na pulze faze U fazno zamaknjeni za eno tretjino periode, kar je v našem primeru 20 mikrosekund. Podobno velja za fazo W, kjer so pulzi fazno zamaknjeni
-1010 za dve tretjini periode glede na fazo U (v našem primeru je to 40 mikrosekund). Časovne vzorce PWM pulzov v vseh treh navitjih (U, V, W) trofaznega sinhronega motorja po izumu prikazuje slika 3 (PWM phase modulation).
Opisana metoda zamika centrov PWM pulzov, posebej v vsaki fazi, vodi k generiranju novega vrtilnega magnetnega polja v statorskem navitju (6) motorja, s krožno frekvenco ω'.
M vsaki fazi (U, V, W) imamo sinusni delovni tok s sinhrono krožno frekvenco ω. Ta delovni tok je sestavljen iz PWM pulzov, katerih centri so razmaknjeni s krožno frekvenco ω'. V zgornjem primeru je ω' = 2vr · 17 kHz = 1.07 · 105.s _1.
Zgornji opis je bil podan za trofazni sistem. Splošneje definiramo to metodo za katerikoli polifazni sistem. Definirajmo n-fazni sistem z n delovnimi tokovi /j, kjer je j = 0 ... (n — 1). Vsak tok Ij je generiran s pomočjo PWM generatorja, ki lahko fazno zamakne centre PWM pulzov za določeno fazo posebej. Definirajmo fazni zamik centra PWM pulza Cj, ki pripada fazi j, glede na neko referenčno lego, ki je poljubna. Po izumu velja naslednje:
kjer je k = 0 ... (n — 1). Relacija med mehansko fazo in fazo inducirane napetosti v merilni tuljavi je linearna v posebnem primeru, ko velja:
kar smo privzeli v zgoraj opisanem primeru trofaznega motorja.
V zadosti kratkem časovnem intervalu so zaporedni pulzi približno enaki, zato lahko pulzni vlak aproksimiramo s periodično funkcijo, ki ima krožno frekvenco ω'. To periodično funkcijo izrazimo s Fourier-jevim razvojem. Krožna frekvenca ω' potem natanko ustreza krožni frekvenci prve harmonske komponente v tem razvoju. Torej so
-1111 v fazah U,V in W te prve harmonske komponente medsebojno fazno zamaknjene za eno tretjino periode. Glede na prvo harmonsko komponento v fazi U je prva harmosnka komponenta v fazi V fazno zamaknjena za eno tretjino periode (20 mikrosekund v našem primeru) in prva harmonska komponenta v fazi V je fazno zamaknjena za dve tretjini periode (40 mikrosekund). To pa je to natanko tisto, kar je potrebno za trofazni tokovni sistem. Na ta način lahko proizvajamo trofazni merilni tok in trofazni delovni tok z enim samim inverterjem. Trofazni merilni tok je natanko prva harmonska komponenta pulznih vlakov v fazah U, V in W.
Blokovna shema takega inverterja za trofazni sistem je prikazana na sliki 4. Ura proizvaja nosilno krožno frekvenco ω' PWM signala, kar je enako 2π/ρω^. Ta ura krmili tri ločene PWM generatorje skozi vhod dock. Od zunaj so PWM bloki sinhronizirani skozi vhode phase. Spremenljivi parameter value pa določa trenutno širino PWM pulzov vsake faze posebej in tako napravi sinhroni delovni tok.
PWM pulze lahko predstavimo kot vsoto prve harmonske komponente s krožno frekvenco ω' in višjih harmonskih komponent, pa tudi nizke krožne frekvence ω delovnega toka. Relativne vrednosti višjih harmonskih komponent lahko izračunamo s Fourier-jevo analizo. V praksi te višje harmonske komponente vplivajo na natančnost opisane merilne metode.
Pravkar smo videli, da prva harmonska komponenta ustreza pravilom trofaznih tokov. Nadaljna analiza pokaže, da četrta, sedma, ... harmonska komponenta tudi prispeva trofazne tokove, seveda s frekvenco višjih harmonskih komponent. Druga, peta, ... harmonska komponenta prispeva trofazne tokove, toda z obrnjenem zaporedjem faz, namreč W,V,U namesto U,V,W. Tretja, šesta, ... harmonska komponenta sploh ne prispeva trofaznega toka, ampak simultane oscilacije v vseh treh fazah, ki se v priležnih segmentih delovnih tuljav določene faze medsebojno skoraj izničijo.
-1212
Naslednja tabela prikazuje obnašanje višjih harmonskih komponent. Za vsako harmonsko komponento lahko vidimo, kakšno vrsto oscilacij prispeva k trofaznemu sistemu:
| harmonska komponenta | vrsta oscilacij |
| l,4,...(3n + l) | trofazne oscilacije v zaporedju U-V-W-U-V-W-... |
| 2,5,...(3n - 1) | trofazne oscilacije v zaporedju W-V-U-W-V-U... |
| 3,6,...(3n) | simultane oscilacije, ki se magnetno skoraj izničijo |
Primerna metoda, s pomočjo katere lahko zmanjšamo vplive nezaželnih harmonskih komponent, je uporaba ozko-pasovnega filtra s centralno krožno frekvenco približno ω' in s pasovno širino približno 2ω.
Slika 5 prikazuje blokovno shemo dekoderja pozicije. Napetost iz merilne tuljave {Ui) najprej vodimo skozi ozko-pasovni filter (band-pass filter). Ker smo uporabili ozko-pasovni filter, so signali s krožno frekvenco ω in višje harmonske komponente krožne frekvence ω' zadušeni, in v digitalni fazni detektorje prepuščena le prva harmonska komponenta ω'. Detektor primerja fazo prve harmonske komponente z referenčno fazo /j, kjer je j poljuben (za trofazne sisteme lahko ustreza fazi U,V ali W).
Glavna prednost takšnega integriranega sistema je majhna masa motorja s senzorjem in visoka ločljivost položaja rotorja. Pomembna prednost pričujočega izuma je tudi ta, da podaja absolutno pozicijo znotraj ene polove delitve rotorja. To pomeni, da lahko motor deluje s polno močjo in s polno točnostjo takoj po vklopu.
Claims (3)
- Patentni zahtevki1. Integrirani pozicijski resolver za hibridne sinhrone električne stroje, značilen po tem, da je v hibridnem sinhronem motorju poleg delovnega navitja (6) še dodatno merilno navitje (1), ki objema magnetni pretok permanentnega magneta (4), ki hkrati magnetizira magnetne pole vseh faz motorja (v primeru trofaznega motorja so to faze U,V,W).
- 2. Integrirani pozicijski resolver za hibridne sinhrone električne stroje po zahtevku 1, značilen po tem da delovna navitja (6) ustreznih faz hibridnega motorja napajamo z visokofrekvenčnim polifaznim merilnim tokom, kije dodan polifaznem delovnemu toku.
- 3. Integrirani pozicijski resolver za hibridne sinhrone električne stroje po zahtevkih 1 in 2, značilen po tem da z istim inverterjem proizvedemo visokofrekvenčni polifazni merilni tok in polifazni delovni tok, in sicer s pomočjo relativnega faznega zamika PWM pulzov v zaporednih fazah.
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SI200100179A SI21003B (sl) | 2001-07-03 | 2001-07-03 | Integrirani pozicijski resolver za hibridne sinhrone električne stroje |
| AU2002314701A AU2002314701A1 (en) | 2001-07-03 | 2002-07-02 | An integrated position resolver for hybrid synchronous electric motors |
| JP2003511380A JP2004534498A (ja) | 2001-07-03 | 2002-07-02 | 複合型同期電気モータ用の一体型位置レゾルバ |
| DE10297002T DE10297002T5 (de) | 2001-07-03 | 2002-07-02 | Integrierter Positionsresolver für hybride synchrone Elektromotoren |
| PCT/SI2002/000017 WO2003005530A2 (en) | 2001-07-03 | 2002-07-02 | An integrated position resolver for hybrid synchronous electric motors |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SI200100179A SI21003B (sl) | 2001-07-03 | 2001-07-03 | Integrirani pozicijski resolver za hibridne sinhrone električne stroje |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SI21003A true SI21003A (sl) | 2003-02-28 |
| SI21003B SI21003B (sl) | 2010-11-30 |
Family
ID=20432934
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SI200100179A SI21003B (sl) | 2001-07-03 | 2001-07-03 | Integrirani pozicijski resolver za hibridne sinhrone električne stroje |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004534498A (sl) |
| AU (1) | AU2002314701A1 (sl) |
| DE (1) | DE10297002T5 (sl) |
| SI (1) | SI21003B (sl) |
| WO (1) | WO2003005530A2 (sl) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1850461B1 (en) * | 2006-04-27 | 2016-04-27 | Labriola, Donald P. | Integrated resolver for high pole count motors |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4772815A (en) * | 1987-09-15 | 1988-09-20 | Eastern Air Devices, Inc. | Variable refluctance position transducer |
| US5327069A (en) * | 1992-06-19 | 1994-07-05 | General Electric Company | Switched reluctance machine including permanent magnet stator poles |
| DE4434577A1 (de) * | 1994-09-28 | 1996-04-04 | Pm Dm Gmbh | Sensor-Schrittmotor |
-
2001
- 2001-07-03 SI SI200100179A patent/SI21003B/sl not_active IP Right Cessation
-
2002
- 2002-07-02 AU AU2002314701A patent/AU2002314701A1/en not_active Abandoned
- 2002-07-02 JP JP2003511380A patent/JP2004534498A/ja active Pending
- 2002-07-02 WO PCT/SI2002/000017 patent/WO2003005530A2/en active Application Filing
- 2002-07-02 DE DE10297002T patent/DE10297002T5/de not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE10297002T5 (de) | 2004-11-04 |
| JP2004534498A (ja) | 2004-11-11 |
| AU2002314701A1 (en) | 2003-01-21 |
| WO2003005530A3 (en) | 2003-10-23 |
| WO2003005530A2 (en) | 2003-01-16 |
| SI21003B (sl) | 2010-11-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US11876477B2 (en) | Position observer for electrical machines | |
| Juliet et al. | Sensorless acquisition of the rotor position angle for induction motors with arbitrary stator windings | |
| US4481440A (en) | Permanent magnet brushless d-c motor with isolated sensor winding means | |
| CN100370218C (zh) | 可变磁阻型角度检测器 | |
| EP2232695B1 (en) | Control of electrical machines | |
| EP1498699B1 (en) | Rotational angle sensor and rotary electric machine comprising it | |
| US20160056743A1 (en) | Motor drive control apparatus and motor drive control method | |
| EP2853861B1 (en) | Position detection device | |
| CN100370690C (zh) | 无传感器无刷马达 | |
| US5160886A (en) | Permanent magnet resolver for producing a resolver-to-digital converter compatible output | |
| JP4814858B2 (ja) | レゾルバ | |
| JP3256134B2 (ja) | 同期電動機の回転子位置検出装置 | |
| SI21003A (sl) | Integrirani pozicijski resolver za hibridne sinhrone električne stroje | |
| CN111313637A (zh) | 磁阻式旋转变压器极槽配合方法 | |
| JPS5917781B2 (ja) | 多極レゾルバを用いた回転速度検出法 | |
| Farhadi-Beiranvand et al. | Selection of Excitation Signal Waveform for Improved Performance of Wound-Rotor Resolver | |
| JPS60162920A (ja) | 磁気感応素子を用いたレゾルバ−装置 | |
| SU1358047A1 (ru) | Тахогенератор переменного тока в качестве аналогового датчика | |
| RU2778654C1 (ru) | Электродвигатель с постоянными магнитами на роторе | |
| Danko et al. | Resolver interface comparison | |
| Wolbank et al. | Impact of the point of operation on sensorless control of induction motors based on the INFORM method | |
| SU1739446A1 (ru) | Вентильный индукторный двигатель | |
| JP2001147101A (ja) | 誘導型スラスト変位センサ | |
| CN118661375A (zh) | 磁隙长度推测装置、旋转电机的驱动装置、旋转电机系统以及磁隙长度推测方法 | |
| JPH07104178B2 (ja) | 回転角度検出装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| IF | Valid on the event date | ||
| OU02 | Decision according to article 73(2) ipa 1992, publication of decision on partial fulfilment of the invention and change of patent claims |
Effective date: 20101007 |
|
| KO00 | Lapse of patent |
Effective date: 20130213 |