SE521995C2 - System och metod för uppkonvertering av frekvens - Google Patents

Description

521 995 .nu av Den föreliggande uppfinningen hänför sig allmänt till metoder och system för att uppkonvertera en signal från en lägre frekvens till en högre frekvens, och till tillämpningar av dessa. lett utförande använder sig uppfinningen av en stabil signal med låg frekvens för att 5 generera en mer högfrekvent signal med en frekvens och en fas som kan användas som stabila referenser.

I et annat utförande används den föreliggande uppfinningen som en sändare. I detta utförande tar uppfinningen emot en informationssignal vid en basbandsfrekvens och sänder ut en modulerad signal vid en frekvens som är högre än basbandsfrekvensen. 10 Metodema och systemen för sändning varierar något beroende på det moduleringsprotokoll som används. För vissa utföranden som använder sig av frekvensmodulering (FM) eller fasmodulering (PM) används inforrnationssignalen för att modulera en oscillerande signal för att bilda en oscillerande intermediär signal. Vid behov “formas” denna intermediära signal för att tillhandahålla ett i huvudsak optimalt förhållande 15 mellan pulsbredd och period. Denna formade signal används sedan för att styra en omkopplare som öppnas och stängs som en funktion av frekvensen och pulsbredden i den formade signalen. Som ett resultat av denna öppning och stängning bildas en signal som är rik på övertoner, där varje överton av den på övertoner rika signalen moduleras i huvudsak likadant som den modulerade intermediära signalen. Genom korrekt filtrering väljs den 20 önskade övertonen (eller övertonema) ut och sänds.

För vissa utföranden som använder sig av amplitudmodulering (AM) styrs omkopplaren av en icke modulerad oscillerande signal (vilken kan fonnas om så behövs).

När omkopplaren öppnas och stängs ger den en öppningspuls för en referenssignal, vilken är informationssignalen. I ett alternativt genomförande kombineras informationssignalen ¿ 25 med en förspänningssignal för att bilda informationssignalen, vilken sedan förses med en . öppningspuls. Resultatet av grindförfarandet är en signal som är rik på övertoner, med en gmndfrekvens som är i huvudsak proportionell mot den oscillerande signalen, och med en I., : amplitud som äri stort sett proportionell till referenssignalens arnplitud. Var och en av övertonerna till den på övertoner rika signalen har också amplituder som är proportionella 30 mot referenssignalen, och kan därmed anses vara amplitudmodulerade. Precis som för de 10 15 20 25 521 995 utföranden enligt FM/PM som beskrivs ovan, väljs den önskade övertonen (eller övertonema) ut genom korrekt filtrering och sänds.

Ytterligare egenskaper hos och fördelar av uppfinningen, såväl som strukturen handhavandet av olika utföranden av uppfinningen, beskrivs i detalj nedan med hänvisning till de medföljande figurerna. Den siffra eller de siffror som står längst till vänster i ett hänvisningsnummer identifierar typiskt den flgur i vilken hänvisningsnumret först uppträder.

Kortfattad beskrivning av figurerna Fig. 1 illustrerar en krets för en sändare enligt protokollet för frekvensmodulering (FM) Fig. 2a, 2b och 2c illustrerar typiska vågformer som förknippas med FM-kretsen enligt Fi g. 1 för en digital informationssignal.

Fig. 3 illustrerar en krets för en sändare enligt protokollet för fasmodulering (PM) Fig. 4a, 4b och 4c illustrerar typiska vågforrner som förknippas med PM-kretsen enligt Fig. 3 för en digital informationssignal.

Fig. 5 illustrerar en krets för en sändare enligt protokollet för amplitudmodulering (AM).

Fi g. 6a, 6b och 6c illustrerar typiska vågfonrier som förknippas med AM-kretsen enligt Fig. 5 för en digital informationssignal.

Fig. 7 illustrerar en krets för en sändare enligt protokollet fas/kvadraturfas- modulering (”I/Q”).

Fig. Sa, 8b, 8c, 8d och Se illustrerar typiska vågforiner som förknippas med ”I/Q”- kretsen enligt Fig. 7 för en digital informationssignal.

Fig. 9 illustrerar flödesschemat på hög nivå för driften av en sändare enligt ett utförande av den föreliggande uppfinningen.

Fig. 10 illustrerar ett strukturellt blockdiagram på hög nivå över sändaren enligt ett utförande av den föreliggande uppfinningen. 521 995 Fig. 11 illustrerar flödesschemat over driften av ett första utförande (dvs. FM-läge) av den föreliggande uppfinningen.

Fig. 12 illustrerar ett exemplifierande strukturellt blockdiagram av det första utförandet (dvs. FM-läge) av den föreliggande uppfinningen. 5 Fig. 13 illustrerar flödesschemat over driften av ett andra utförande (dvs. PM-läge) av den föreliggande uppfinningen.

Fig. 14 illustrerar ett exemplifierande strukturellt blockdiagram av det andra utförandet (dvs. PM-läge) av den föreliggande uppfinningen.

Fig. 15 illustrerar flödesschemat over driften av ett tredje utförande (dvs. AM-läge) 10 av den föreliggande uppfinningen.

Fig. 16 illustrerar ett exemplifierande strukturellt blockdiagrarn av det tredje utförandet (dvs. AM-läge) av den föreliggande uppfinningen.

Fig. 17 illustrerar flödesschemat over driften av ett fjärde utförande (dvs. ”I/Q”- läge) av den föreliggande uppfinningen. 15 Fig. 18 illustrerar ett exemplifierande strukturellt blockdiagrarn av det fjärde utförandet (dvs. ”I/Q”-läge) av den föreliggande uppfinningen.

Fig. 19a - 19i illustrerar exempel på vågforrner (för ett frekvensmodulationsläge som fungerar i en miljö med frekvensskiftsändning) vid ett flertal punkter i ett exempel på ett kretsdiagrarn på hög nivå. 20 Fig. 20a, 20b och 20c illustrerar typiska vågformer som förknippas med FM-kretsen enligt Fig. 1 för en analog informationssignal.

Fig. 21a, 21b och 2lc illustrerar typiska vågforrner som förknippas med PM-kretsen enligt Fig. 3 för en analog informationssignal.

Fig. 22a, 22b och 22c illustrerar typiska vågforrner som förknippas med AM-kretsen 25 enligt Fig. 5 för en analog inforrnationssignal.

Fi g. 23 illustrerar ett exempel på genomförande av en spänningsstyrd oscillator (VCO); m" Fig. 24 illustrerar ett exempel på genomförande av en lokal oscillator (LO); Fig. 25 illustrerar ett exempel på genomförande av en fasskiftare; : 30 Fig. 26 illustrerar ett exempel på genomförande av en fasmodulator; 521 995 Fig. 27 illustrerar ett exempel på genomförande av en summeringsförstärkare; Fig. 28a - 28c illustrerar ett exempel på genomförande av en omkopplingsmodul för FM-läge och AM-läge; Fig. 29a - 29c illustrerar ett exempel på omkopplingsmodulen i Fig. 28a - 28c i 5 vilken omkopplaren är en GaAs-FET; Fig. 30a - 30c illustrerar ett exempel på en konstruktion för att säkerställa symmetri för ett genomförande med GaAs-FET i FM-läge och PM-läge; Fig. 31a - 31c illustrerar ett exempel på genomförande av en ornkopplingsmodul för AM-läge; 10 Fig. 32a - 32c illustrerar omkopplingsmodulen i Fi g. 31a - 31c i vilken omkopplaren är en GaAs-FET.

Fig. 33a - 33c illustrerar ett exempel på en konstruktion för att säkerställa symmetri för ett genomförande med GaAs-FET i AM-läge; Fig. 34 illustrerar ett exempel på genomförande av en summerare; 15 Fig. 35 illustrerar ett exempel på genomförande av ett filter; Fig. 36 är ett representativt spektrum som demonstrerar beräkningen av ”Q"; Fig. 37a och 37b är representativa exempel på filterkretsar; Fig. 38 illustrerar ett exempel på genomförande av en sändningsmodul; Fig. 39a visar ett första exempel på en pulsformningskrets som använder digitala 20 logikanordningar för en inmatning i form av en fyrkantvåg från en oscillator; Fi g. 39b, 39c och 39d illustrerar vågformer som är förknippade med kretsen i Fi g. 39a; Fig. 40a visar ett andra exempel på en pulsformningskrets som använder digitala logikanordningar för en inmatning i form av en fyrkantvåg från en oscillator; 25 Fig. 40b, 40c och 40d illustrerar vågformer som är förknippade med kretsen i Fi g. 40a; Fig. 41 visar ett tredje exempel på en pulsformningskrets för vilken typ av _, , __ inmatning som helst från en oscillator; Fig. 42a - e illustrerar representativa vågformer som är förknippade med kretsen i so Fig. 41; ;@|-> 521 995 i Fig. 43 visar de inre kretsarna för element i Fig. 41 i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 44a - 44g illustrerar exempel på vågformer (för ett pulsmodulationsläge som fungerar i en miljö med pulsskíftsändning) vid ett flertal punkter i ett exempel på ett 5 kretsdíagram på hög nivå, med tonvikt på egenskapema för de första tre övertonema; Fig. 45a - 45f illustrerar exempel på vågformer (för ett amplitudmodulationsläge som fungerar i en miljö med amplitudskiftsändning) vid ett flertal punkter i ett exempel på ett kretsdiagram på hög nivå, med tonvikt på egenskaperna för de första tre övertonema; Fi g. 46 illustrerar ett exempel på genomförande av en modul för förbättring av 10 övertoner; Fig. 47 illustrerar ett exempel på genomförande av en förstärkarmodul; Fig. 48a och 48b illustrerar exempel på kretsar för en linjär förstärkare; Fig. 49 illustrerar en typisk superheterodyn mottagare; Fig. 50 illustrerar en sändare i enlighet med ett utförande av den föreliggande 15 uppfinningen i en överförarkrets med en typisk superheterodyn mottagare i läge för full duplex; Fig. 51a - d illustrerar en sändare i enlighet med ett utförande av den föreliggande uppfinningen i en överförarkrets med användning av en gemensam oscillator med en typisk superheterodyn mottagare i läge för halv duplex; 20 Fig. 52 illustrerar ett exempel på en mottagare som använde universell teknik för nedkonvertering av frekvenser i enlighet med ett utförande; Fig. 53 illustrerar ett exempel på en sändare enligt den föreliggande uppfinningen; Fig. 54 a - c illustrerar ett exempel på sändare enligt den föreliggande uppfinningen, '[' i en överförarkrets med en universell mottagare av frekvensnedkonverteringstyp som 25 fungerar i ett läge för halv duplex för utförandet med FM- och PM-modulering; Fig. 55 illustrerar ett exempel på sändare enligt den föreliggande uppfinningen, i en överförarkrets med en universell mottagare av frekvensnedkonverteringstyp som fungerar i ett läge för halv duplex för utförandet med AM-modulering; |»»a= »ni-n 521 995 Fig. 56 illustrerar ett exempel på sändare enligt den föreliggande uppfinningen, i en överförarkrets med en universell mottagare av frekvensnedkonverteringstyp som fungerar i ett läge för full duplex; Fig. 57a - c illustrerar ett exempel på en sändare enligt den föreliggande 5 uppfinningen, som används i utföranden med frekvensmodulering, fasmodulering och amplitudmodulering, innefattande en pulsfonnningskrets och en förstärkarmodul; Fig. 58 illustrerar övertonsamplituder för ett förhållande mellan pulsbredd och period av 0,01; Fig. 59 illustrerar övertonsamplituder för ett förhållande mellan pulsbredd och 10 period av 0,0556; Fig. 60 är en tabell som illustrerar de relativa amplitudema av de första 50 övertonerna för sex exempel på förhållanden mellan pulsbredd och period; Fig. 61 är en tabell som illustrerar de relativa arnplituderna av de första 25 övertonerna för sex förhållanden mellan pulsbredd och period, optimerade för den första till 15 och med den tionde övertonen; Fig. 62 illustrerar ett exempel på ett strukturellt blockdiagram för ett altemativt utförande av den föreliggande uppfinningen (dvs. ett läge i vilket AM kombineras med PM); Fig. 63 illustrerar ett exempel på vågform för en infonnationssignal ”A” för 20 utförandet enligt Fig. 62; Fig. 64 illustrerar ett exempel på vågform för en oscillerande signal för utförandet enligt Fig. 62; Fig. 65 illustrerar ett exempel på vågform för en fasmodulerad signal för utförandet enligt Fig. 62; 25 Fig. 66 illustrerar ett exempel på vågforrn för en pulsformad PM-signal för utförandet enligt Fig. 62; Fig. 67 illustrerar ett exempel på vågform för en referenssignal för utförandet enligt _, Fig. 62; Fig. 68 illustrerar ett exempel på vågform för en signal, rik på övertoner, för 30 utförandet enligt Fig. 62; .»»1» I 0 IIO I I ll I Cl OI I ID Û C . . . . . . . . .. . . . .. . - n n . - . . . . . . . . . n. z u. . - - - .. .. -. . - I" I". 2.' Z I . . . . . - - - - . . . . .. u. .. .. .n .- Fig. 69 illustrerar ett exempel på vågforrn för den fundamentala övertonen till signalen i Fig. 68 för utförandet enligt Fig. 62; Fi g. 70 illustrerar ett exempel på vågform för den andra övertonen till signalen i Fi g. 68 för utförandet enligt Fig. 62; 5 Fig. 7la och 71b illustrerar exempel på genomföranden av aliaseringsmoduler; Fig. 71c - g illustrerar exempel på vågfonner vid ett flertal punkter i kretsarna i Fi g. 7 1 a och 7 1 b; Fi g. 72a är ett blockdiagram över en delare i enlighet med ett utförande av uppfinningen; 10 Fig. 72b är ett mer detaljerat diagram över en delare i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 72c och 72d är exempel på vågfonner förknippade med delaren enligt Fig. 72a och 72b; Fi g. 72e är ett blockdiagram över en I/Q-krets med en delare i enlighet med ett 15 utförande av uppfinningen; Fig. 72f - 72j är exempel på vågformer förknippade med diagrammet i Fig. 72a; Fi g. 73 är ett blockdiagrain över en omkopplingsmodul i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 74a är ett exempel på ett genomförande av blockdiagramrnet i Fig. 73; 20 Fig. 74b - 74q är exempel på vågformer förknippade med Fig. 74a; Fig. 75a är ett ytterligare exempel på ett genomförande av blockdiagrammet i Fig. 73; Fig. 75b - 75q är exempel på vågfoniier förknippade med Fig. 75a; Fig. 76a är ett exempel på ett MOSFET utförande av uppfinningen; _' 25 Fig. 76b är ett exempel på ett MOSFET utförande av uppfinningen; Fig. 76c är ett exempel på ett MOSFET utförande av uppfinningen; Fig. 77a är ett ytterligare exempel på ett genomförande av blockdiagrammet i Fig. 73; Fig. 77b - 77q är exempel på vågformer förknippade med Fig. 75a; »iiin o o ooo o o oo oo o o o o o o o o o o o o o oo o o o oo o o o o o o o o o o o o o o :oo o oo o o ooo ooo o o o o o o o o o o o o o o o o o o oo o o o o o o o o o o o o o o oo ooo oo oo ooo oo Fig. 78 illustrerar ett genomförande av den föreliggande uppfinningen, i vilket flera aperturer genereras för varje cykel i en oscillerande signal.

Fi g. 79 illustrerar modulen för generering av multipla aperturer; Fi g. 80 illustrerar exempel på vågformer för band av pulser som innehåller från en 5 puls till och med fem pulser per cykel; Fig. 81 illustrerar utmatade Spektra för en puls per cykel; Fig. 82 illustrerar utmatade spektra för två pulser per cykel; Fi g. 83 illustrerar utmatade spektra för tre pulser per cykel; Fig. 84 illustrerar utmatade spektra för fyra pulser per cykel; 10 Fig. 85 illustrerar utmatade spektra för fem pulser per cykel; Fig. 86 jämför amplituderna av utmatade spektra vid den önskade utmatade fiekvensen; Fig. 87 illustrerar ett kretsdiagrarn för de bipolära pulsema; Fig. 88 illustrerar de spektra som är resultatet av användningen av bipolära pulser; 15 Fig. 89 illustrerar strömmen av bipolära pulser; Fig. 90 illustrerar den ursprungliga strömmen av pulser som används för att generera strömmen av bipolära pulser; Fig. 91a - d illustrerar exempel på genomföranden av en omkopplingsmodul i enlighet med utföranden av uppfinningen; 20 Fig. 92a - d illustrerar exempel på aperturgeneratorer; Fi g. 92e illustrerar en oscillator i enlighet med ett utförande av den föreliggande uppfinningen; Fig. 93 illustrerar ett system för energitransfer med en valfri energitransfersignalmodul i enlighet med ett utförande av uppfinningen; 25 Fig. 94 illustrerar en aliaseringsmodul med matchad inmatnings- och utmatningsimpedans i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 95a illustrerar ett exempel på en pulsgenerator; Fig. 95b och c illustrerar exempel på vågforrner som är relaterade till pulsgeneratorn i Fig. 95a; oo..- »ioou :iriz 10 15 20 25 30 521 995 šfï*f"' 10 Fig. 96 illustrerar ett exempel på en modul för energitransfer med en omkopplingsmodul och en reaktiv lagringsmodul i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 97a - b illustrerar exempel på system för energitransfer i enlighet med utföranden av uppfinningen; Fig. 98a illustrerar ett exempel på energitransfersignalmodul i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fi g. 98b illustrerar ett flödesschema över drift av tillståndsmaskin i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 98c är ett exempel på en energitransfersignalmodul; Fig. 99 är ett schematiskt diagram över en krets för att nedkonvertera en signal på 915 MHz till 5 lVH¶z signal med användning av en 101,1 MHz-klocka i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 100 visar simulerade vågformer för kretsen i Fig. 99 i enlighet med utföranden av uppfinningen; Fig. 101 är ett schematiskt diagram över en krets för att nedkonvertera en signal på 915 MHz till en signal på 5 MHz med användning av en 101 MHz-klocka i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 102 visar simulerade vågformer för kretsen i Fig. 101 i enlighet med utföranden av uppfinningen; Fi g. 103 är ett schematiskt diagram över en krets för att nedkonvertera en signal på 915 MHz till en signal på 5 MHz med användning av en 101,1 MHz-klocka i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 104 visar simulerade vågforrner för kretsen i Fig. 103 i enlighet med ett utförande av den föreliggande uppfinningen; Fig. 105 visar ett schema över kretsen i Fig. 99, kopplade till en FSK-källa som altemerar mellan 913 och 917 MHz vid en Baudhastighet av 500 Kbaud i enlighet med ett utförande av den föreliggande uppfinningen; Fig. 106a illustrerar ett exempel på ett energitransfersystem i enlighet med ett utförande av uppfinningen; |,».a ;»~i| 10 15 20 25 30 521 995 11 Fig. 106b - c illustrerar tidsdiagrarn för det exemplifierande systemet i Fig. 106a; Fig. 107 illustrerar ett exempel på ett nätverk för förbikoppling i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fi g. 108 illustrerar ett exempel på ett nätverk för förbikoppling i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 109 illustrerar ett exempel på ett utförande av uppfinningen; Fi g. 110a illustrerar ett exempel på krets för aperturkontroll i realtid i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 110b illustrerar ett tidsdiagrarn över en exemplifierande klocksignal för realtidskontroll av apertur i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fi g. 110c illustrerar ett tidsdiagram över en exemplifierande valfri frisignal för realtidskontroll av apertur i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 110d illustrerar ett tidsdiagram över en inverterad klocksignal för realtidskontroll av apertur i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. ll0e illustrerar ett tidsdiagrarn över en exemplifierande fördröjd klocksignal för realtidskontroll av apertur i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 110f illustrerar ett tidsdiagram över ett exempel på energitransfer, innefattande pulser med aperturer som kontrollerad i realtid, i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Fig. 111 illustrerar ett exempel på ett utförande av uppfinningen; Fi g. 112 illustrerar ett exempel på ett utförande av uppfinningen; Fi g. 113 illustrerar ett exempel på ett utförande av uppfinningen; Fig. 114 illustrerar ett exempel på ett utförande av uppfinningen; Fi g. l15a är ett tidsdiagrarn för det exemplifierande utförandet enligt Fig. 1 1 1; Fig. 115b är ett tidsdiagrarn för det exemplifierande utförandet enligt Fi g. 112; Fig. 1l6a är ett tidsdiagram för det exemplifierande utförandet enligt Fi g. 113; Fig. l16b är ett tidsdiagram för det exemplifierande utförandet enligt Fig. 114; Fig. ll7a illustrerar ett exempel på ett utförande av uppfinningen; Fig. 117b illustrerar ekvationer för bestämning av laddningsöverföring i enlighet med den föreliggande uppfinningen; 11,1» 10 15 20 25 o o oo o o oo o o oo oo o oo o o o o oo o oo o o lo o oo o o o o o o o oooo o oo o o ooo ooo oo o o o oo oo oo I o o o n o oo o o o o o o o o o o o o o o o oo ooo oo oo ooo oo o 12 Fig. 117c illustrerar förhållanden mellan kondensatorladdning och apertur i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fi g. 117d illustrerar förhållanden mellan kondensatorladdning och apertur i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 117e illustrerar ekvationer för förhållandet mellan laddning och effekt i enlighet med den föreliggande uppfinningen; Fig. 117f illustrerar ekvationer för insättningsförluster i enlighet med den föreliggande uppfinningen.

Detaljerad beskrivning av de utföranden som föredras Innehållsförteckning 1. Terminologi. 2. Överblick över uppfinningen 2.1 Diskussion av modulationstekniker. 2.2 Förklaring av exempel på kretsar och vågformer. 2.2.1 Frekvensmodulering 2.2.2 Fasmodulering 2.2.3 Amplitudmodulering 2.2.4 I fas/ kvadraturfas-modulering. 2.3 Egenskaper hos uppfinningen ;>||a :rim 10 15 20 25 30 521 995 »u :en 13 3. Uppkonvertering av frekvens. 3.1 Beskrivning på hög nivå 3.1. 1 Operationell beskrivning 3.1.2 Strukturell beskrivning 3.2 3.3 Exempel på utföranden. 3.2.1 3.2.2 3.2.3 3.2.4 3.2.5 Första utförande: Frekvensmodulationsläge (FM-läge) 3.2.1 . 1 Operationell beskrivning 3.2.1.2 Stmkturell beskrivning Andra utförande: Fasmodulationsläge (PM-läge) 3.2.2.1 Operationell beskrivning 3.2.2.2 Strukturell beskrivning Tredje utförande: Amplitudmodulationsläge (AM-läge). 3 .2.3.1 Operationell beskrivning 3.2.3.2 Strukturell beskrivning Fjärde utförande: I fas/ kvadraturfas-modulerings (”I/Q) -läge. 3.2.4.1 Operationell beskrivning 3.2.4.2 Strukturell beskrivning Andra utföranden 3.2.5.1 Kombinering av modulationstekniker.

Metoder och system för genomförande av utförandena. 3.3.1 3.3.2 3.3.3 Den spänningsstyrda oscillatom (FM-läge). 3 .3. 1. 1 Operationell beskrivning 3.3.1.2 Strukturell beskrivning Den lokala oscillatom (PM-, AM- och ”I/Q”-läge). 3.3.2.1 Operationell beskrivning 3.3.2.2 Strukturell beskrivning Fasskiftaren (PM-läge). :nu .a :rpm 10 15 20 25 30 4. 3.3.4 3.3.5 3.3.6 3.3.7 3.3.8 3.3.9 3.3.10 3.3.11 521 995 14 3.3.3.1 Operationell beskrivning 3.3.3.2 Strukturell beskrivning Den lokala modulatom (PM-, och ”I/Q”-läge). 3.3.4.1 Operationell beskrivning 3.3.4.2 Strukturell beskrivning Summeringsmodulen (AM-läge). 3.3.5.1 Operationell beskrivning 3.3.5.2 Strukturell beskrivning Omkopplingsmodulen (PM-, AM- och ”I/Q”-1äge). 3.3.6.1 Operationell beskrivning 336.2 Strukturell beskrivning Omkopplingsmodulen (AM-läge). 3.3.7.1 Operationell beskrivning 3.3.7.2 Strukturell beskrivning Summeraren (”I/Q”-läge). 338.1 Operationell beskrivning 3.3.8.2 Strukturell beskrivning Filtret (FM-, PM-, AM- och ”l/Q”-läge). 3.3.9.1 Operationell beskrivning 3.3.9.2 Strukturell beskrivning Sändningsmodulen (FM-, PM-, AM- och ”I/Q”-läge). 3.3.10.1 3.3.10.2 Operationell beskrivning Strukturell beskrivning Andra genomföranden Förbättring av övertoner. 4.1 Beskrivning på hög nivå 4.1.1 4.1.2 Operationell beskrivning Strukturell beskrivning 10 15 20 25 30 521 995 15 4.2 Exempel på utföranden. 4.2.1 Första utförande: När en fyrkantvåg matar modulen för förbättring av övertoner för att skapa en puls per cykel 4.2.1.1 Operationell beskrivning 4.2. 1 .2 Strukturell beskrivning 4.2.2 Andra utförande: När en fyrkantvåg matar modulen för förbättring av övertoner för att skapa två pulser per cykel 4.2.2.1 Operationell beskrivning 4.2.2.2 Strukturell beskrivning 4.2.3 Tredje utförande: När vilken vågform som helst matar modulen för förbättring av övertoner. 4.2.3.1 Operationell beskrivning 4.2.3.2 Strukturell beskrivning 4.2.4 Andra utföranden 4.3 Exempel på genomföranden 4.3.1 Första digital logikkrets. 4.3.2 Andra digital logikkrets. 4.3.3 Analcg krets. 4.3.4 Andra genomföranden 4.3.4.1 Multipla aperturer. 5. Förstärkarmodul. 5.1 Beskrivning på hög nivå 5 . 1 . 1 Operationell beskrivning 5.1.2 Strukturell beskrivning 5.2 Exempel på utförande. anna» |n»~> 10 15 20 25 30 521 995 16 5.2.1 Linjär förstärkare. 5.2. 1. 1 Operationell beskrivning 5.2.1 .2 Strukturell beskrivning 5.2.2 Andra utföranden 5.3 Exempel på genomföranden 5.3.1 Linjär förstärkare. 5.3. 1 . l Operationell beskrivning 5.3.1 .2 Strukturell beskrivning 5.3.2 Andra genomföranden 6. Mottagar/ sändarsystem. 6.1 Beskrivning på hög nivå 6.2 Exempel på utföranden och genomföranden. 6.2.1 Första utförande: Sändaren enligt den föreliggande uppfinningen använd i en krets med en superheterodyn mottagare. 6.2.2 Andra utförande: Sändaren enligt den föreliggande uppfinningen använd med en universell nedkonverterare av frekvens i läge för halv duplex. 6.2.3 Tredje utförande: Sändaren enligt den föreliggande uppfinningen använd med en universell nedkonverterare av frekvens i läge för full duplex. 6.2.4 Andra utföranden och genomföranden. 6.3 Sammanfattande beskrivning av nedkonvertering med användning av en modul för universell frekvenstranslation. 6.3.1 6.3.2 Valfri energitransfersignalmodul Tilljämning av den nedkonverterade signalen u. nl ~|»a» 10 15 20 25 30 521 995 17 6.3.3 Impedansmatchning 6.3.4 Tankar och resonansstrukturer 6.3.5 Laddnings- och effektöverföringsbegrepp 6.3.6 Optimering och justering av den icke försumbara aperturbredden / - varaktigheten 6.3.6.1 Variering av inmatnings- och utmatningsimpedanserna 6.3.6.2 Aperturstyrning i realtid 6.3.7 Tillägg av ett nätverk för förbikoppling 6.3.8 Modifiering av energitransfersignalen med användning av återmatning 6.3.9 Andra genomföranden 6.3.10 Exempel på nedkonverterare av energitransfeityp Konstruering av en sändare enligt ett utförande av den föreliggande uppfinningen. 7.1 7.2 7.3 7.4 7.5 7.6 7.7 7.8 7.9 7.10 Sändningssignalens frekvens.

Kännetecken för sändningssignalen.

Modulationsprotokoll.

Kännetecken för informationssignalen.

Kännetecken för den oscillerande signalen. 7.5.1 Den oscillerande signalens frekvens. 7.5.2 Pulsbredden i bandet av pulser.

Konstruktion av den pulsfonnande kretsen.

Att välja ut omkopplaren. 7.7.1 Optimerade omkopplarstrukturer 7.7.2 Fasad D2D-delare i CMOS Konstruktion av filtret.

Att välja ut en förstärkare.

Utformning av sändningsmodulen. n nu e! ...in 1:11; 10 15 20 25 30 521 995 18 1. Terminologi.

Olika termer som används i denna tillämpning beskrivs allmänt i denna sektion.

Varje beskrivning i denna sektion tillhandahålls enbart av illustrativa och bekvämlighetsskäl, och är inte begränsande. Betydelsen av dessa termer kommer att framstå för personer med kunskaper inom relevanta områden, baserat på helheten av det som lärs ut häri.

Amplitudmodulationsläge (AM-läge): En modulationstekniki vilken amplituden för bärarsignalen skiftas (dvs. varieras) som en funktion av informationssignalen.

Bärarsignalens frekvens förblir typiskt konstant. En underuppsättning av AM hänvisas till som ”amplitudskiftsändning”, vilken används i första hand för digital kommunikation där amplituden av bärarsignalen skiftar mellan diskreta tillstånd, snarare än att variera kontinuerligt så som den gör för analog kommunikation.

Analog signal: En signal i vilken den information som ryms i signalen är kontinuerlig, i motsats till diskret, och representerar en fysisk tilldragelse eller kvantitet som varierar i tiden. Informationsinnehållet överförs genom att variera åtminstone en egenskap hos signalen, såsom (men ej begränsat till) amplitud, frekvens eller fas, eller vilka som helst kombinationer av dessa.

Basbandssignal: Vilken som helst generisk informationssignal som önskas för sändning och / eller mottagning. Som termen används häri hänvisar den både till informationssignalen som genereras vid en källa före någon som helst sändning (även hänvisad till som den modulerande basbandssignalen), och till den signal som skall användas av mottagaren efter sändning (även hänvisad till som den demodulerade basbandssignalen).

Bärarsignal: En signal med förmåga att bära information. Typisk är detta en elektromagnetisk signal som kan varieras genom en process som kallas för modulering. -us-u »:»|| 10 15 20 25 30 521 995 19 Frekvensen för bärarsignalen hänvisas till som bärarfrekvensen. Ett kommunikationssystem kan ha flera bärarsignaler vid olika bärarfrekvenser.

Styra en omkopplare: Att få en omkopplare att öppnas och stängas. Omkopplaren kan, utan begränsning, vara mekanisk, elektrisk, elektronisk, optisk, etc., eller vilken som helst kombination av dessa. Den styrs typiskt av en elektrisk eller elektronisk inmatning.

Om omkopplaren styrs av en elektronisk signal, så är denna typiskt en signal skild från de signaler som är kopplade till någon av omkopplarens terminaler.

Demodulerad basbandssignal: Den basbandssignal som skall användas av mottagaren efter sändning. Denna har typiskt nedkonverterats från en bärarsignal, och demodulerats. Den demodulerade basbandssignalen bör approximera infonnationssignalen (dvs. den modulerande basbandssignalen) väl vad gäller frekvens, amplitud och information.

Demodulering: Processen för att ta bort information från en bärarsignal eller signal med intermediär frekvens.

Digital signal: En signal i vilken den information som finns i signalen har diskreta tillstånd, i motsats till en signal som har en egenskap som kan vara kontinuerligt variabel.

Direkt nedkonvertering: En teknik för nedkonvertering, i vilken en mottagen signal nedkonverteras direkt och demoduleras, om så är tillämpbart, från den ursprungligen sända frekvensen (dvs. en bärarfrekvens) till basband utan att ha en intermediär frekvens.

Nedkonvertering: En process för att utföra frekvenstranslation, i vilken den slutliga frekvensen är lägre än den ursprungliga frekvensen.

Driva en omkopplare: Samma som att styra en omkoppl are. 10 15 20 25 30 -pano- . . u .»-..- . - o .. - .0" n ._. 0 .ann . u »non-o o coo- . o -.nn ~ I ' nu 521 995 20 vilken frekvensen för En Frekvensmodulering (FM): En modulationsteknik i bärarsignalen skiftas (dvs. varieras) som en funktion av infonnationssignalen. underuppsättning av FM hänvisas till som ”frekvensskiftsändning”, vilken används í första hand för digital kommunikation där frekvensen av bärarsignalen skiftar mellan diskreta tillstånd, snarare än att variera kontinuerligt så som den gör för analog kommunikation. Överton: En överton är en frekvens eller ton som, när den jämförs med dess fundamentala eller referensfrekvens eller -ton, är en heltalsmultipel av densamma. Med andra ord, om en periodisk vågform har en fundamental frekvens ”f” (även kallad den första övertonen), så kan dess övertoner vara belägna vid frekvenser av ”n x f”, där ”n” är 2, 3, 4, etc. Den överton som motsvarar n = 2 hänvisas till som den andra övertonen, den överton som motsvarar n = 3 hänvisas till som den tredje övertonen, och så vidare.

I fas (”I”) -signal: Den signal som typiskt genereras av en oscillator. Dess fas har inte skiftats, och den representeras ofta av en sinusvåg för att särskilja den från en ”Q”- signal. ”I”-signalen kan själv bli modulerad med hjälp av vilket medel som helst. När ”I”- signalen kombineras med en ”Q”-signal så hänvisas den uppkomna signalen till som en ”I/Q”-signal.

I fas / kvadraturfas (”I/Q") -signal. Den signal som uppstår när en ”I”-signa1 summeras med en ”Q"-signal. Typiskt har både ”I” och ”Q”-signalen fasmodulerats, även om andra modulationstekniker också kan användas, såsom amplitudmodulering. En ”I/Q”- signal används för att sända separata flöden av information samtidigt på en enda utsänd bärarsignal. Notera att den modulerade ”I”-signalen och den modulerade ”Q”-signalen båda är bärarsignaler som har samma frekvens. När dessa kombineras är den resulterande ”I/Q”-signalen också en bärarsignal med samma frekvens.

Inforrnationssignal: Den signal som innehåller den information som skall sändas.

Så som den används häri hänvisar termen till den ursprungliga basbandssignalen vid källan.

När det avses att infonnationssignalen skall modulera en bärarsignal så hänvisas den även . » ~nu;~o n-ncuø puss; rvun» 10 15 20 25 521 995 21 till som den ”modulerande basbandssignalen”. Den kan vara i form av röst eller data, analog eller digital, eller vilken annan signal som helst eller kombinationer av dessa.

Signal med intennediär frekvens (113): En signal som befinner sig vid en frekvens mellan frekvensen för basbandssignalen och frekvensen för den utsända signalen.

Modulering: Processen att variera en eller flera fysiska egenskaper hos en signal för att representera den information som skall sändas. Tre allmänt använda modulationstekniker är frekvensmodulering, fasmodulering och amplitudmodulering. Det finns dessutom variationer, underuppsättningar och kombinationer av dessa tre tekniker.

Driva en omkopplare: Samma som att styra en omkopplare.

Fasmodulering (PM): En modulationsteknik i vilken fasen för bärarsignalen skiftas (dvs. varieras) som en funktion av inforrnationssignalen. En underuppsättning av PM hänvisas till som ”fasskiftsändning”, vilken används i första hand för digital kommunikation där fasen av bärarsignalen skiftar mellan diskreta tillstånd, snarare än att variera kontinuerligt så som den gör för analog kommunikation.

Kvadraturfas ”Q” -signalz En signal som är ur fas med en i-fas (”I”) -signal Fasförskjutningens storlek är förutbestämd för en specifik tillämpning, men i ett typiskt genomförande är ”Q”-signalen 90° ur fas med ”I”-signalen. Om ”I”-signalen vore en sinusvåg, så skulle ”Q”-signalen typiskt vara en cosinusvåg. När de diskuteras tillsammans har ”I”-signalen och ”Q”-signalen samma frekvens.

Spektrum: Spektrum används för att beteckna ett kontinuerligt intervall av frekvenser, i allmänhet brett, inom vilket elektromagnetiska (EM) vågor har någon specifik gemensam egenskap. Sådana vågor kan bre ut sig i vilket kommunikationsmedium som helst, både naturliga och tillverkade, innefattande men inte begränsade till luft, rymd, tråd, »»..\» lO 15 20 25 30 521 995 å ïfi;“** 22 kabel, vätska, vågledare, mikroremsa, remsa, optisk fiber etc. EM-spektrum innefattar alla frekvenser högre än noll Hertz.

Underton: En underton är en frekvens eller en ton som är en hel delmultipel av en refererad fundamental frekvens eller ton. Det vill säga, frekvensen för en underton är den kvot som erhålls genom att dividera den fundamentala frekvensen med ett heltal. Om en periodisk vågform till exempel har en fundamental frekvens ”f” (även kallad den ”fundamentala frekvensen” eller den första övertonen), så har dess undertoner frekvenser av ”f / n”, där ”n” är 2, 3, 4, etc. Den underton som motsvarar n = 2 hänvisas till som den andra undertonen, den underton som motsvarar n = 3 hänvisas till som den tredje undertonen, och så vidare. En underton har själv möjliga övertoner, och den i: te övertonen till den i: te undertonen kommer att ligga vid den fundamentala frekvensen för den ursprungliga fundamentala vågformen. Den tredje undertonen (vilken har en frekvens på ”f I 3") kan till exempel ha övertoner vid heltalsmultipler av sig själv (dvs. en andra överton vid ”2 x f I 3”. en tredje överton vid ”3 x f / 3”, och så vidare. Den tredje övertonen till den tredje undertonen av den ursprungliga signalen (dvs. ”3 x f/ 3”) befinner sig vid frekvensen för den ursprungliga signalen.

Utlösa en omkopplare: Samma som att styra en omkopplare.

Uppkonvertering: En process för att utföra frekvenstranslation, i vilken den slutliga frekvensen är högre än den ursprungliga frekvensen. 2. Överblick över uppfinningen Den föreliggande uppfinningen hänför sig till system och metoder för uppkonvertering av frekvens, och till tillämpningar av desamma.

I ett utförande används frekvensuppkonverteraren enligt den föreliggande uppfinningen som en stabil referensfrekvenskälla i en faskomparator eller i en frekvenskomparator. Detta utförande av den föreliggande uppfinningen åstadkommer detta »en y. ins-n i-.in 10 15 20 25 30 521 995 23 genom användning av en stabil lokal oscillator med låg frekvens, en omkopplare och ett filter. Eftersom den uppkonverterar frekvens, så kan den föreliggande uppfinningen dra nytta av den relativt låga kostnaden för lågfrekvensoscillatorer för att generera stabila signaler med hög frekvens.

I ett andra utförande används uppkonverteraren av frekvens som ett system och en metod för att överföra en elektromagnetisk (EM) signal.

Med utgångspunkt från den diskussion som finns häri kommer den som har kunskaper inom relevanta områden att förstå att det finns andra alternativa utföranden, i vilka uppkonverteraren av frekvens enligt den föreliggande uppfinningen skulle kunna användas i andra tillämpningar, och att dessa alternativa utföranden ligger inom omfattningen av den föreliggande uppfinningen.

Olika modulationsexempel diskuteras nedan, för illustrativa ändamål. Det skall emellertid förstås att uppfinningen inte är begränsad av dessa exempel. Andra modulationstekniker som skulle kunna användas tillsammans med den föreliggande uppfinningen kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med utgångspunkt från det som lärs ut häri.

Uppkonvertering av frekvens i enlighet med den föreliggande uppfinningen beskrivs nedan i sammanhang för en sändare, även detta för illustrativa ändamål. Men uppfinningen är emellertid inte begränsad till detta utförande. Ekvivalenter, förlängningar, variationer, avvikelser etc., av det följande kommer att framgå för personer med kunskaper inom relevanta områden, baserat på det som lärs ut häri. Sådana ekvivalenter, förlängningar, variationer och avvikelser etc., ligger inom omfattningen av och andemeningen med den föreliggande uppfinningen. 2.1 Diskussion av modulationstekniker.

Tekniker, med hjälp av vilka informationen kan överföras till EM-signaler för att sändas ut kallas för modulering eller modulation. Dessa tekniker är i allmänhet väl kända för personer med kunskaper inom relevanta områden, och innefattar men är inte begränsade till, frekvensmodulering (FM), fasmodulering (PM) amplitudmodulering (AM), »nu nu »v-»I 1111; 10 15 20 25 30 521 995 24 kvadraturfasskiftsändning (QPSK), frekvensskiftsändning (FSK), fasskiftsändning (PSK), arnplitudskiftsändning (ASK), etc., och kombinationer av dessa. Dessa sista tre moduleringstekniker, FSK, PSK, och ASK, är underuppsättningar till FM, PM respektive AM, och hänvisar till kretsar med diskreta inmatade signaler (till exempel digitala inmatade signaler).

Kretsarna och teknikema som, enbart för illustrativa ändamål, beskrivs nedan hänvisar samtliga till det elektromagnetiska sändningsmediet. Uppfinningen är emellertid inte begränsad till detta utförande. Personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att inse att dessa kretsar och tekniker kan användas i alla sändningsmedier (till exempel utsändning genom luft, via kabel, etc.). 2.2 Förklaring av exempel på kretsar och vågformer. 2.2.1 Frekvensmodulering Fig. 1 illustrerar ett exempel på en krets för frekvensmodulering (FM) 100, och Fig. 2a, 2b och 2c illustrerar exempel på vågformer vid flera punkter i FM-kretsen 100. I ett FM-system varieras frekvensen för bärarsignalen, såsom en oscillerande signal 202 (Fig. 2b och Fig. 20b), för att representera den data som skall kommuniceras, såsom informationssignalerna 102 i Fig. 2a och 2002 i Fig. 20a. lFig. 20a är informationssignalen 2002 en kontinuerlig signal (dvs. en analog signal), och i Fig. 2a är infonnationssignalen 102 en diskret signal (dvs. en digital signal). I fallet med en diskret informationssignal 102, så hänvisas FM-kretsen 100 till som ett frekvensskiftsändande (FSK) system, vilket är en underuppsättning till ett FM-system.

Kretsen 100 för frekvensmodulering tar emot en informationssignal 102, 2002 från en källa (visas ej). Infonnationssignalen 102, 2002 kan förstärkas med hjälp av en valfri förstärkare 104, och filtreras av ett valfritt filter 114, och är den inmatade spänning som driver en spänningsstyrd oscillator (VCO) 106. IVCO 106 genereras en oscillerande signal 202 (vilken kan ses i Fig. 2b och 20b). Ändamålet med VCO 106 är att variera frekvensen för den oscillerande signalen 202 som en funktion av den inmatade spänningen, dvs. nu: v. 1».:~ 10 15 20 25 30 521 995 o un »nu 25 informationssignalen 102, 2002. Utmatningen från VCO 106 är en modulerad signal som visas som en modulerad signal 108 (Fig. 2c) när informationssignalen är den digitala informationssignalen 102, och visas som en modulerad signal 2004 (Fig. 20c) när informationssignalen är den analoga signalen 2002. Den modulerade signalen 108, 2004 har en relativt låg frekvens (till exempel mellan 50 MHz och 100 MHz) och dess frekvens kan ökas med hjälp av en valfri frekvensmultiplikator 110 (till exempel till 900 MHz, 1,8 GHz), och dess amplitud kan ökas med hjälp av en valfri förstärkare. Utmatningen från den valfria frekvensmultiplikatorn 110 och/ eller den valfria förstärkaren 116 överförs sedan till en exemplifierande antenn 112. 2.2.2 F asmodulering Fig. 3 illustrerar ett exempel på en krets för fasmodulering (PM) 300, och Fig. 4a 4b och 4c, och Fig. 2la, 21b och 21c illustrerar exempel på vågformer vid flera punkter i PM- kretsen 300. I ett PM-system varieras fasen för bärarsignalen, såsom en utmatning från en lokal oscillator 308 (Fig. 4b och Fig. 21b), för att representera den data som skall kommuniceras, såsom en inforrnationssignal 302 i Fig. 4a och 2102 i Fig. 2la. I Fig. 2la är informationssignalen 2102 en kontinuerlig signal (dvs. en analog signal), och i Fig. 4a är informationssignalen 302 en diskret signal (dvs. en digital signal). I fallet med den diskreta informationssignalen 302, så hänvisas PM-kretsen till som ett fasskiftsändande (PSK) system. Detta är det typiska genomförandet och är en underuppsättning till ett PM-system.

Kretsen 300 för fasmodulering tar emot en informationssignal 302, 2102 från en källa (visas ej). Informationssignalen 302 2102 kan förstärkas med hjälp av en valfri förstärkare 304 och filtreras med hjälp av ett valfritt filter 318 och leds till en fasmodulator 306. Fasmodulatom 306 matas dessutom av LO-utmatningen 308 från en lokal oscillator 310. LO-utmatningen 308 visas i Fig. 4b och i Fig. 21b. Lokala oscillatorer, såsom den lokala oscillatom 310, matar ut en elektromagnetisk våg med en förutbestämd frekvens och amplitud.

Utrnatningen från fasmodulatorn 306 är en modulerad signal som visas som en fasmodulerad signal 312 (Fig. 4c) när informationssignalen är den diskreta isla: 10 15 20 25 30 521 995 26 informationssignalen 302, och visas som en fasmodulerad signal 2104 (Fig. 21c) när informationssignalen är den analoga informationssignalen 2102. Ändamålet med fasmodulatom 306 är att ändra fasen för LO-utmatningen 308 som en funktion av informationssignalens 302, 2102 värde. Det vill till exempel säga att, om LO-utmatningen 308 i ett PSK-läge skulle vara en sinusvåg, och värdet av informationssignalen 302 ändrades från en binär hög till en binär låg, så skulle fasen för LO-utmatningen 308 ändras från en sinusvåg med fas noll till en sinusvåg med en fas på till exempel 180°. Resultatet av denna fasförändring skulle vara den fasmodulerade signalen 312 i Fig. 4c, vilken skulle ha samma frekvens som LO-utmatningen 308, men som skulle vara ur fas med 180° i detta exempel. För ett PSK-system framgår de fasförändringar i den fasmodulerade signal 312 som är representativa för informationen i inforrnationssignalen 302, genom en jämförelse av vågforrnerna 302, 308 och 312 i Fig. 4a, 4b och 4c. I fallet med en analog informationssignal 2102 i Fig. 21a, så ändras fasen för LO-utrnatningen 308 i Fig. 2lb kontinuerligt som en funktion av amplituden av informationssignalen 2102. Det vill till exempel säga att när infonnationssignalen 2102 ökar från ett värde av ”X” till ”X + öX”, så ändras PM-signalen 2104 i Fig. 2lc från en signal som kan representeras genom ekvationen sin (mt) till en signal som kan representeras av ekvationen sin (mt + (b), där <1) är den fasförändring som förknippas med en förändring av ÖX i informationssignalen 2102. För ett analogt PM-system framgår de fasförändringar i den fasmodulerade signal 2104 som är representativa för informationen i inforrnationssignalen 2102, genom en jämförelse av vågforrnerna 2102, 308 och 2104 i Fig. 21a, 2lb och 2lc.

Efter att infonnationssignalen 302, 2102 och LO-utrnatningen 304 har modulerats av fasmodulatom 306 kan den fasmodulerade signalen 312, 2104 ledas till en valfri frekvensmultiplikator 314 och en valfri förstärkare 320. Ändamålet med den valfria frekvensmultiplikatom 314 är att öka frekvensen för den fasmodulerade signalen 312 från en relativt låg frekvens (till exempel 50 MHz till 100 MHz) till en önskad sändningsfrekvens (till exempel 900 MHz, 1,8 GHz). Den valfria förstärkaren 320 ökar styrkan av den fasmodulerade signalen 312, 2104 till en önskad nivå, för att sändas ut av antennen 316. n o un» ao 10 15 20 25 30 521 995 u. an» 27 2.2.3 Amplitudmodulefing Fig. 5 illustrerar ett exempel på en krets för amplitudmodulering (AM) 500, och Fig. 6a, 6b och 6c, och Fig. 22a, 22b och 22c illustrerar exempel på vågforrner vid flera punkter i AM-kretsen 500. I ett AM-system varieras amplituden av bärarsignalen, såsom en signal från en lokal oscillator 508 (Fig. 6b och Fig. 22b), för att representera den data som skall kommuniceras, såsom en informationssignal 502 i Fig. 6a och 2202 i Fig. 22a. IFig. 22a är infonnationssignalen 2202 en kontinuerlig signal (dvs. en analog signal), och i Fig. 6a är informationssignalen 502 en diskret signal (dvs. en digital signal). I fallet med en diskret informationssignal 502, så hänvisas AM-kretsen till som ett amplitudskiftsändande (ASK) system, vilket är en underuppsättning till ett AM-system.

Kretsen 500 för amplitudmodulering tar emot en informationssignal 502 från en källa (visas ej). Informationssignalen 502, 2202 kan förstärkas med hjälp av en valfri förstärkare 504 och filtreras med hjälp av ett valfritt filter 518.

Amplitudmoduleringskretsen 500 innefattar även en lokal oscillator (LO) 506, som har en LO-utmatning 508. lnformationssignalen 502, 2202 och LO-utmatningen multipliceras sedan av en multiplikator 510. Ändamålet med multiplikatom 510 är att få arnplituden av LO-utmatningen 508 som en funktion av informationssignalens 502, 2202 amplitud.

Utmatningen från multiplikatom 510 är en modulerad signal som visas som en amplitudmodulerad signal 512 (Fig. 6c) när informationssignalen är den digitala informationssignalen 502, och visas som en modulerad signal 2204 (Fig. 22c) när infonnationssignalen är den analoga informationssignalen 2202. AM-signalen 512, 2204 kan sedan ledas till en valfri frekvensmultiplikator 514 i vilken frekvensen för AM-signalen 512, 2204 ökas från en relativt låg nivå (till exempel 50 MHz till 100 MHz) till en högre nivå som önskas för utsändning (till exempel 900 MHz, 1,8 GHz) och en valfri förstärkare 520 som ökar styrkan i AM-signalen 512, 2204 till en önskad nivå för utsändning via en exemplifierande antenn 516. 2.2.4 I fas / kvadraturfas-moduleríng. 'ns o: anus; uniso 11.1; 10 15 20 25 521 995 :få 28 Fig. 7 illustrerar ett exempel på en i fas / kvadraturfas (”I/Q”) modulationskrets 700, och Fig. 8a - e illustrerar exempel på vågfornier vid flera punkter i ”I/Q"- modulationskretsen 700. Med denna teknik, vilken ökar bandbreddseffektiviteten, kan separata inforrnationssignaler överföras samtidigt på bärarsignaler som är ur fas med varandra. Det vill säga, en första informationssignal 702 i Fig. Sa kan moduleras på oscillatoms i-fas (”I”)-signal 710 i Fig. 8b, och en andra informationssignal 704 i Fig. 8c kan moduleras på oscillatoms kvadraturfas (”Q”)-signal 712 i Fig. Sd. Den ”I”-modulerade signalen kombineras med den ”Q”-modulerade signalen, och den resulterande ”I/Q”- modulerade signalen sänds sedan ut. Vid typisk användning är båda infonnationssignalema digitala, och båda fasmoduleras på de oscillerande ”I”- och ”Q”-signalema. Den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att inse att ”I/Q”-läget även kan fungera med analoga inforrnationssignaler, med kombinationer av analoga och digitala signaler, med andra modulationstekniker, eller med vilka som helst kombinationer av dessa.

Detta ”I/Q”-modulationssystem använder sig av två PM-kretsar tillsammans för att öka bandbreddseffektiviteten. Som nämns ovan varieras i en PM-krets fasen av en oscillerande signal, såsom 710 (eller 712) (Fig. 8b eller 8d), för att representera den data som skall kommuniceras, såsom en informationssignal såsom 702 (eller 704). För att förenkla förståelse och illustrering kommer diskussionen häri att beskriva det mer typiska användandet av ”l/Q”-läget, det vill säga, med digitala informationssignaler och fasmodulering på båda de oscillerande signalerna. Följaktligen är båda signalflödena fasskiftssändande (PSK), vilket är en underuppsättning av PM. ”l/Q”-modulationskretsen 700 tar emot en informationssignal 702 från en första källa (visas ej) och en informationssignal 704 från en andra källa (visas ej). Exempel på informationssignalerna 702 och 704 visas i Fig. 8a och 8c. Informationssignalerna 702 och 704 kan förstärkas med hjälp av valfria förstärkare 714 och 716, och filtreras med hjälp av valfria filter 734 och 736. Den leds sedan till fasmodulatorerna 718 och 720.

Fasmodulatorema matas dessutom av de oscillerande signalema 710 och 712. Den oscillerande signalen 710 genererades av en lokal oscillator 706, och visas i Fig. 8b, och den oscillerande signalen 712 är den fasskiftade utmatningen från en lokal oscillator 706. \ wrp-o 10 15 20 25 30 521 995 29 Lokala oscillatorer, såsom den lokala oscillatorn 706, matar ut en elektromagnetisk våg med en förutbestämd frekvens och amplitud.

Utmatningen från fasmodulatom 718 är en fasmodulerad signal 722, vilken visas med den prickade linjen som en av vågforrnema i Fig. 8e. På liknande sätt är utmatningen från fasmodulatom 720, vilken fungerar på ett sätt liknande fasmodulatorn 718, en fasmodulerad signal 724 vilken visas av en heldragen linje som den andra vågforrnen i Fig. 8e. Effekten av fasmodulatorema 718 och 720 på de oscillerande signalerna 710 och 712 är att få dem att ändra fas. Som nämns ovan är det system som visas här ett FSK-system, och som ett sådant skíftas fasema för de oscillerande signalerna 710 och 712 med fasmodulatorema 718 och 720, med ett diskret mått som en funktion av inforrnationssignalerna 702 och 704.

För enkelhet i diskussionen och i illustrationerna så visas signalen 710 i Fig. 8b som en sinusvåg, och hänvisas till som ”I”-signalen i ”I/Q"-kretsen 700. Efter att utmatningen från oscillatorn 706 har gått igenom en fasskiftare 708, vilken visas här som skiftande fasen med -1r/2, så är den oscillerande signalen 712 en cosinusvåg, visad i Fig. 8d, och hänvisas till som ”Q”-signalen i ”I/Q”-kretsen. Fasmodulatorema 718 och 720 visas, återigen för enkelhet i illustrationen, som om de skiftade fasema i de respektive oscillerande signalerna 710 och 712 med 180 grader. Detta kan ses i Fig. 8e. Den modulerade signalen 722 summeras med den modulerade signalen 724 av en summerare 726. Utmatningen från summeraren 726 är den aritmetiska summan av de modulerade signalema 722, och är en ”I/Q”-signal 728. (För tydlighet i framställningen av Fig. 8e, så visas inte den kombinerade signalen 728. Emellertid kommer personer med kunskaper inom relevanta områden att inse att den aritmetiska summan av 2 sinusformade vågor med samma frekvens också är en sinusformad våg vid den frekvensen.) ”I/Q”-signalen 728 kan sedan ledas till en valfri frekvensmultiplikator 730 i vilken frekvensen för ”I/Q”-signalen 718 ökas från en relativt låg nivå (till exempel 50 MHz till 100 MHz) till en högre nivå som önskas för utsändning (till exempel 900 MHz, 1,8 GHz) och en valfri förstärkare 738 som ökar styrkan i ”I/Q”-signa1en 728 till en önskad nivå för utsändning via en exemplifierande antenn 732. »nu uu unna: I--fu 10 15 20 25 30 521 995 30 2.3 Överblick över uppfinningen Som framgår från ovanstående är flera frekvenser inblandade i ett kommunikationssystem. Frekvensen för inforrnationssignalen är relativt låg. Frekvensen för den lokala oscillatom (den spänningsstyrda oscillatom, såväl som de andra oscillatorema) är högre än den för inforrnationssignalen, men typiskt inte tillräckligt hög för effektiv överföring. En tredje frekvens som inte nämns specifikt ovan är frekvensen för den sända signalen, vilken är större än eller lika med frekvensen för den oscillerande signalen.

Detta är den frekvens som leds från de valfria frekvensmultiplikatorerna och de valfria förstärkarna till antennema i de tidigare beskrivna kretsarna.

I ett kommunikationssystems undersystem för sändning kräver uppkonvertering av informationssignalen till en sändningsfrekvens typiskt åtminstone filter, förstärkare och frekvensmultiplikatorer. Var och en av dessa komponenter är dyrbar, inte enbart vad beträffar inköpspris, utan även på grund av den effekt som krävs för att driva dem.

Den föreliggande uppfinningen tillhandahåller ett mer effektivt medel för att producera en modulerad bärare för transmission, den använder mindre effekt, och kräver färre komponenter. Dessa och ytterligare fördelar med den föreliggande uppfinningen kommer att framgå från den följ ande beskrivningen. 3. Uppkonveflering av frekvens.

Den föreliggande uppfinningen hänför sig till system och metoder för uppkonvertering av frekvens, och till tillämpningar av desamma. I ett utförande tillåter uppkonverteraren av frekvens enligt den föreliggande uppfinningen användandet av en stabil låg frekvens för att generera en stabil högfrekvent signal, vilken till exempel, och utan begränsning, kan användas som en referenssignal i en faskomparator eller i en frekvenskomparator. I et annat utförande används uppkonverteraren i den föreliggande uppfinningen i en sändare. Uppfinningen riktar sig även mot en sändare. Med utgångspunkt från den diskussion som finns häri kommer den som har kunskaper inom relevanta områden att förstå att det finns andra altemativa utföranden och tillämpningar, i :pins i>,«» 10 15 20 25 521 995 31 vilka uppkonverteraren av frekvens enligt den föreliggande uppfinningen skulle kunna användas, och att dessa alternativa utföranden och tillämpningar ligger inom omfattningen av den föreliggande uppfinningen.

Uppkonvertering av frekvens i enlighet med den föreliggande uppfinningen beskrivs nedan i sammanhang för en sändare, för illustrativa ändamål. Uppfinningen är emellertid inte begränsad till detta utförande, vilket framgår av det föregående stycket.

Följande sektioner beskriver metoder som hänför sig till en sändare och uppkonverterare av frekvens. Exemplifierande strukturella utföranden för att uppnå metodema beskrivs också. Det skall förstås att uppfinningen inte är begränsad till de specifika utföranden som beskrivs nedan. Ekvivalenter, förlängningar, variationer, avvikelser etc., av det följande kommer att framgå för personer med kunskaper inom relevanta områden, baserat på det som lärs ut häri. Sådana ekvivalenter, förlängningar, variationer och avvikelser etc., ligger inom omfattningen av och andemeningen med den föreliggande uppfinningen. 3.1. Beskrivning på hög nivå Denna sektion (inklusive dess undersektioner) tillhandahåller en beskrivning på hög nivå av uppkonvertering och sändning av signaler i enlighet med den föreliggande uppfinningen. I synnerhet beskrivs en operationell process för uppkonvertering av frekvens i sammanhang med att sända signaler, på en hög nivå. Den operationella processen representeras ofta i form av flödesscheman. De flödesscheman som presentera häri är enbart för illustrativa ändamål, och är inte begränsande. I synnerhet bör användandet av flödesscheman inte tolkas såsom begränsande uppfinningen till diskret eller digital funktion. I praktiken kommer personer med kunskaper inom relevanta områden att inse, med ledning av det som lärs ut häri, att uppfinningen kan åstadkommas via diskret funktion, kontinuerlig funktion, eller med vilken kombination som helst av dessa.

Dessutom tillhandahålls det styrflöde som representeras av dessa flödesscheman även det enbart för illustrativa ändamål, och det kommer att inses av personer med kunskaper inom a»r.: 10 15 20 25 30 521 995 š*ïfišäšå@?f= 32 relevanta områden att andra operationella styrflöden ligger inom omfattningen och andemeningen av uppfinningen.

Dessutom beskrivs ett strukturellt genomförande för att uppnå denna process på en hög nivå. Detta strukturella genomförande beskrivs häri för illustrativa ändamål, och är inte begränsande. I synnerhet kan den process som beskrivs i denna sektion åstadkommas med användning av vilket som helst antal strukturella genomföranden, av vilka ett beskrivs i denna sektion. Detaljer i sådana strukturella utföranden kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som lärts ut häri. 3.1.1 Operationell beskrivning Flödesschemat 900 i Fig. 9 demonstrerar den operationella metoden för uppkonvertering av frekvens i sammanhanget att överföra en signal i enlighet med ett utförande av den föreliggande uppfinningen. Uppfinningen riktar sig både mot uppkonvertering av frekvens och mot sändning av signaler, så som representeras i Fig. 9.

Representativa vågfonner för signaler som genereras i flödesschemat 900 avbildas i Fig. 19.

Funktionen på hög nivå av uppfinningen, frekvensmodulering av en digital infonnationssignal, avbildas för illustrativa ändamål. Uppfinningen är inte begränsad till detta exemplifierande utförande. Den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att andra modulationslägen altemativt skulle kunna användas (så som beskrivs i senare sektioner).

I steg 902 genereras en informationssignal 1902 (Fig. 19a) av en källa. Denna informationssignal kan vara analog, digital, eller vilken som helst kombination av dessa, eller vilket som helst annat som man önskar att överföra, och befinner sig vid basbandsfrekvensen. Som beskrivs nedan används informationssignalen 1902 för att modulera en interrnediär signal 1904. Följaktligen kallas informationssignalen 1902 häri även för en modulerande basbandsinformationssignal. I exemplet i Fig. 19a illustreras inforrnationssignalen 1902 som en digital signal. Men uppfinningen är emellertid inte begränsad till detta utförande. Som noteras ovan kan informationssignalen 1902 vara analog, digital och/ eller vilken kombination som helst av dessa. runs» huva» 10 15 20 25 30 521 995 33 En oscillerande signal 1904 (Fig. 19b) genereras i steg 904. I steg 906 moduleras den oscillerande signalen 1904, där moduleringen är ett resultat av, och en funktion av, informationssignalen 1902. Steg 906 producerar en modulerad oscillerande signal 1906 (Fig. 19c), även kallad en modulerad intermediär signal. Som noteras ovan beskrivs flödesschemat i Fig. 9 i sammanhanget för ett exempel där inforrnationssignalen 1902 är en digital signal. Emellertid kan informationssignalen 1902 alternativt vara analog, digital eller vilken kombination som helst av analog och digital. Dessutom används i det exempel som visas i Fig. 19 frekvensskiftsändning (FSK) som modulationsteknik. Altemativt kan vilken modulationsteknik som helst (till exempel FM, AM, PM, ASK, PSK, etc., eller vilken som helst kombination av dessa) användas. De återstående stegen 908 - 912 i flödesschemat i Fig. 9 fungerar på samma sätt, antingen informationssignalen 1902 är digital, analog, etc., eller vilken kombination som helst av dessa, och oavsett vilken modulationsteknik som används.

En signal 1908, rik på övertoner (Fig. 19d), genereras från den modulerade signalen 1906 i steg 908. Signalen 1908 har en i stort sett kontinuerlig och periodiskt upprepad vågform. I ett utförande är signalens 1908 vågform i stort sett rektangulär, så som ses o den expanderade vågformen 19010 i Fig. 19e. Den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att känna igen de fysiska begränsningarna av, och de matematiska hindren för, att åstadkomma en exakt eller perfekt rektangulär vågforrn, och det är inte avsikten med eller ett krav av den föreliggande uppfinningen att en perfekt rektangulär vågforrn genereras eller krävs. Emellertid kommer för enkelhet i diskussionen termen ”rektangulär vågform” att användas häri, och kommer att hänvisa till vågformer som är i stort sett rektangulära, och kommer att innefatta men kommer inte att vara begränsade till de vågformer som i allmänhet hänvisas till som fyrkantiga vågor eller pulser. Det bör noteras att om en situation uppstår, i vilken en perfekt rektangulär vågform visas vara både tekniskt och matematiskt genomförbar, så kommer även denna situation att falla inom omfattningen och andemeningen av denna uppfinning.

En kontinuerlig periodisk vågform (såsom vågforrnen 1908) är uppbyggd av en serie av sinusformade vågor med specifika arnplituder och faser, vilkas frekvenser är heltalsmultipler av vågformens repetitionsfrekvens. (Repetitionsfrekvensen för en vågfonn sugit Juli; 10 15 20 25 30 a n nu o s n u 521 995 34 är antalet gånger per sekund som den periodiska vågforrnen upprepas.) En del av vågformen 1908 visas på en expanderad skala som vågformen 1910 i Fig. l9e. De första tre sinusformade komponenterna av vågformen 1910 (Fig. 19e) avbildas som vågformema 1912a, b och c i Fig. 19f och vågformema 1914a, b och c i Fig. 19g. (I exemplen enligt Fig. 19f och g visas de tre sinusforinade komponenterna separat.) Dessa vågformer, tillsammans med alla de andra sinusformade komponentema som inte visas, äger i verkligheten rum samtidigt, så som ses i Fig. 19h. Notera att i Fig. 19h visas vâgforrnema samtidigt, men de visas inte summerade. Om vågformema 1912 och 1914 skulle ha visats summerade, så skulle de vid gränsvärdet, dvs. med ett oändligt antal sinusfonnade komponenter, vara identiska med den periodiska vågformen 1910 i Fig. l9e. (För enkelhet i illustrationen visas endast de tre första av det oändliga antalet sinusformade komponenter.) Dessa sinusformade vågor kallas för övertoner, och deras förekomst kan demonstreras både grafiskt och matematiskt. Varje överton (vågfonnerna 1912a, b, och c, och 1914a, b, och c) har samma informationsinnehåll som vågforinen 1910 (vilken innehåller samma information som den motsvarande delen av vågformen 1908).

Följaktligen kan informationsinnehållet i vågfonnen 1908 erhållas från vilken som helst av dess övertoner. Eftersom övertonema har frekvenser som är heltalsmultipler av signalens 1908 repetitionsfrekvens, och eftersom de har samma informationsinnehåll som signalen 1908 (vilket just uttryckts), så representerar var och en av övertonema en uppkonverterad representation av signalen 1908. Vissa av övertonema befinner sig vid önskade frekvenser (såsom de frekvenser man önskar sända). Dessa övertoner kallas för de ”önskade övertonema” eller ”de önskvärda övertonema”. I enlighet med uppfinningen har önskade övertoner tillräcklig amplitud för att uppnå den önskade behandlingen (dvs. att sändas ut).

Andra övertoner befinner sig inte vid de önskade frekvensema. Dessa övertoner kallas för de ”oönskade övertonema” eller ”de icke önskvärda övertonema”.

I steg 910 filtreras eventuella oönskade övertoner till den kontinuerliga periodiska vågformen i signalen 1908 bort (till exempel eventuella övertoner som inte befinner sig vid frekvenser som man önskar sända). I exemplet i Fig. 19 är den första och den andra övertonen (dvs. de som avbildas av vågformema 1912a och b i Fig. 19f, och 1914a och b i Fig. 19g) de oönskade övertonema. I steg 1912 överförs den återstående övertonen, i moon:- »>;s| 10 15 20 25 30 521 995 35 exemplet i Fig. 19 den tredje övertonen (dvs. de som avbildas av vågforrnerna 1912c i Fig. 19f och 1914c i Fig. 19g). Detta avbildas av vågformen 1918 i Fig. 19i. I exemplet i Fig. 19 visas endast tre övertoner, och de två lägsta filtreras bort för att lämna den tredje övertonen som den önskade övertonen. I praktiken finns det ett oändligt antal övertoner, och filtreringen kan fås att ta bort oönskade övertoner som har lägre frekvens än den önskade övertonen, såväl som de med högre frekvens än den önskade övertonen. 3.1.2 Strukturell beskrivning Fig. 10 är ett blockdiagram över ett system för uppkonvertering i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Detta utförande av systemet för uppkonvertering visas i form av en sändare 1000. Sändaren 1000 innefattar en acceptansmodul 1004, en modul 1006 för generering och extrahering av övertoner, och en sändningsmodul 1008 som tar emot en informationssignal 1002 och matar ut en överförd signal 1014.

Företrädesvis behandlar acceptansmodulen 1004, modulen 1006 för generering och extrahering av övertoner, och sändningsmodulen 1008 informationssignalen på det sätt som visas i det operationella flödesschemat 900. Med andra ord är sändare 1000 det strukturella utförandet för att utföra de operationella stegen i flödesschemat 900. Det skall emellertid förstås att omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen innefattar andra strukturella utföranden för att utföra stegen i flödesschemat 900. Detaljer i dessa andra strukturella utföranden kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av den diskussion som förs häri.

Funktionen av sändaren 1000 kommer nu att beskrivas i detalj med hänvisning till flödesschemat 900. I steg 902 leds en informationssignal 1002 (för ett exempel, se Fig. 19a) från en källa (visas ej) till acceptansmodulen 1004. I steg 904 genereras en oscillerande signal (för ett exempel, se Fig. 19b), och den moduleras i steg 906, vilket ger upphov till en modulerad signal 1010 (för ett exempel på FM, se Fig. l9c). Den oscillerande signalen kan moduleras med användning av vilken som helst moduleringsteknik, på vilken exempel ges nedan. I steg 908 genererar modulen för generering och extrahering av övertoner (HGEM) en signal, rik på övertoner, med en oouunu 0 nunnan 10 15 20 25 0 0 0 9 i... = : n.'o : 1... ," I u u | n 0 I I 0 a n exe Ino 1-n n 0 Q I 0 o o n 1 u u a 0 n c 0 0 0 0 o I 0 n 4 un f. ., 36 kontinuerlig och periodisk vågform (ett exempel på FM kan ses i Fig. 19d). Denna vågform är företrädesvis en rektangulär våg, såsom en fyrkantvåg eller puls (även om uppfinningen inte är begränsad till detta utförande), och innefattas av ett flertal sinusforrnade vågor vars frekvenser är heltalsmultipler av vågformens fundamentala frekvens. Dessa sinusforrnade vågor hänvisas till som övertonerna till den underliggande vågfonnen. En seriell Fourieranalys kan användas för att bestämma arnplituden för var och en av övertonema (för ett exempel, se Fig. 19f och 19g). I steg 910 filtrerar ett filter (visas ej) inom HGEM 1006 bort de oönskade frekvensema (övertonema), och matar ut en elektromagnetisk (EM) signal 1012 vid den önskade frekvensen (se Fig. 19i för ett exempel). I steg 912 leds EM-signalen till sändningsmodulen 1008 (valfri), där den förbereds för sändning. Sändningsmodulen 1008 matar sedan ut en sänd signal 1014. 3.2 Exempel på utföranden.

Olika utföranden som hänför sig till metoderna och strukturema vilka beskrivs ovan presenteras i denna sektion (och i dess undersektioner). Dessa utföranden beskrivs häri för illustrationsändamål och inte för begränsning. Uppfinningen är inte begränsad till dessa utföranden. Alternativa utföranden (innefattande ekvivalenter, förlängningar, variationer, avvikelser etc., av de utföranden som beskrivs häri) kommer att framgå för personer med kunskaper inom relevanta områden, baserat på det som lärs ut häri. Uppfinningen är avsedd och anpassad för att innefatta sådana alternativa utföranden. 3.2.1 Första utförande: Frekvensmodulationsläge (FM-läge) I detta utförande accepteras en informationssignal, vilket resulterar i en modulerad signal, vars frekvens varierar som en funktion av infonnationssignalen. 3.2.1.1 Operationell beskrivning . . .vunna 1 0- n Q _ . non-ou honan 10 15 20 25 30 521 995 37 Flödesschemat i Fig. 11 demonstrerar funktionsmetoden för sändaren i läget för frekvensmodulering (FM) i enlighet med ett utförande av den föreliggande uppñnningen.

Som uttrycks ovan avbildar de representativa vågforiner som visas i Fig. 19 uppfinningen i funktion som en sändare i FM-läge.

I steg 1102 genereras en informationssignal 1902 (Fig. 19a) av en källa med vilket som helst medel och / eller process. (Informationssignalen 1902 är en basbandssignal och kan, eftersom den används för att modulera en signal, dessutom hänvisas till som en modulerande basbandssignal 1902.) Informationssignalen 1902 kan till exempel vara analog, digital, eller vilken som helst kombination av dessa. De signaler som visas i Fig. 19 avbildar en digital informationssignal i vilken informationen representeras av diskreta tillstånd för signalen. Det kommer att vara uppenbart för personer med kunskaper inom relevanta områden att uppfinningen dessutom är anpassad för att arbeta tillsammans med en analog inforrnationssignal i vilken informationen representeras av en kontinuerligt varierande signal. I steg 1104 modulerar infonnationssignalen 1902 en oscillerande signal 1904 (Fig. 19b). Resultatet av denna modulation är den modulerade signalen 1906 (Fig. l9c) så som indikeras i block 1106. Den modulerade signalen 1906 har en frekvens som varierar som en funktion av informationssignalen 1902, och hänvisas till som en FM-signal.

I steg 1108 genereras en signal, rik på övertoner, med en kontinuerlig periodisk vågforrn, visad i Fig. 19d som den rektangulära vågforrnen 1908. Den rektangulära vågformen 1908 genereras med hjälp av den modulerade signalen 1906. Den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att känna igen de fysiska begränsningarna av, och de matematiska hindren för, att åstadkomma en exakt eller perfekt rektangulär vågform, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt rektangulär vågforrn genereras eller krävs. Återigen för enkelhet i diskussionen, kommer termen ”rektangulär vågforin", som utuyckts ovan, att användas för att hänvisa till vågforrner som är i stort sett rektangulära. På ett liknande sätt kommer termen ”fyrkantig våg” att hänvisa till de vågformer som är i stort sett fyrkantiga, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt fyrkantig våg skall genereras eller behövas. En del av den rektangulära vågformen 1908 visas på en expanderad skala, som den periodiska vågforrnen 1910 i Fig. 19e. Den första delen av vågforrnen 1910 tilldelas beteckningen ”A” uran; »apan 10 15 20 25 30 521 995 v: geo 38 och representerar infonnationssignalen 1902 när denna är ”hög”, och den andra delen av vågforrnen 1910 tilldelas beteckningen ”B” och representerar när informationssignalen 1902 är ”låg”. Det bör noteras att denna konvention används enbart för illustrativa ändamål, och att andra konventioner skulle kunna användas.

Som tidigare uttryckts har en kontinuerlig och periodisk vågform, såsom en rektangulär våg 1908 som indikeras i block 1110 i flödesschemat 1100, sinusformade komponenter (övertoner) vid frekvenser som är heltalsmultipler av den fundamentala frekvensen för den underliggande vågforrnen (dvs. vid Fourierkomponentemas frekvenser).

Tre övertoner av den periodiska vågformen 1910 visas separat, på expanderade skalor, i Fig. 19f och 19g. Eftersom vågformen 1910 (och även vågformen 1908) visas i form av fyrkantvågor i detta exemplifierande utförande, så kommer endast de udda övertonema att vara närvarande, dvs. den första, tredje, femte, sjunde etc. Som visas i Fig. 19 gäller att om den rektangulära vågformen 1908 har en fundamental frekvens fl (även känd som den första övertonen), så kommer den tredje övertonen att ha en frekvens på 3 x fl, den femte övertonen kommer att ha en frekvens på 5 x fl, och så vidare. De första, tredje och femte övertonema till signalen A visas som vågformema l9l2a, 19l2b och 1912c i Fig. 19f, och de första, tredje och femte övertonema till signalen B visas som vågfonnema 19l4a, 1914b och l914c i Fig. 19g. I verkligheten inträffar dessa övertoner (såväl som samtliga av de högre övertonerna) samtidigt, så som visas av vågformen 1916 i Fig. 19h. Lägg märke till att om samtliga övertonskomponenterna i Fig. 19h skulle visas summerade tillsammans med samtliga av de högre övertonema (dvs. den sjunde, den nionde etc.) så skulle den resulterande vågformen vid gränsvärdet vara identisk med vågformen 1910.

I steg 1112 tas de oönskade frekvensema i vågformen 1916 bort. I exemplet i Fig. 19 visas att de första och tredje övertonema tas bort, och som indikeras i block 1114 befinner sig den återstående vågformen 1918 (dvs. vågformerna 1912c och l914c) vid den önskade EM-frekvensen. De högre övertonema (till exempel den sjunde, nionde etc.) tas också bort, även om detta inte visas.

EM-signalen, som här visas som den återstående vågformen 1918, förbereds för sändning i steg 1116, och i steg 1118 sänds EM-signalen. 521 995 . . . ' . I J I . II 39 3.2.1 .2 Strukturell beskrivning Fig. 12 är ett blockdiagram över en sändare i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Detta utförande av sändaren visas som en FM-sändare 1200. FM-sändaren 5 1200 innefattar en spänningsstyrd oscillator (VCO) 1204, en omkopplingsmodul 1214, ett filter 1218 och en sändningsmodul 1222 som tar emot en informationssignal 1202 och matar ut en sänd signal 1224. Funktionen för och strukturen av exemplifierande utföranden beskrivs nedan. En exemplifierande VCO beskrivs nedan vid sektionerna 3.3.1 - 3.3.1.2; en exemplifierande omkopplingsmodul beskrivs nedan vid sektionerna 3.3.6 - 3.3.6.2; ett 10 exemplifierande filter beskrivs nedan vid sektionerna 3.3.9 - 3.3.9.2; och en exemplifierande sändningsmodul beskrivs nedan vid sektionerna 3.3.10 - 3.3.10.2.

Företrädesvis behandlar den spänningsstyrda oscillatorn 1204, omkopplingsmodulen 1214, filtret 1218, och sändníngsmodulen 1222 informationssignalen på det sätt som visas i det operationella flödesschemat 1100. Med andra ord är FM- 15 sändaren 1200 det strukturella utförandet för att utföra de operationella stegen i flödesschemat 1100. Det skall emellertid förstås att omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen innefattar andra strukturella utföranden för att utföra stegen i flödesschemat 1100. Detaljer i dessa andra strukturella utföranden kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av den 20 diskussion som förs häri.

Funktionen av sändaren 1200 kommer nu att beskrivas i detalj med hänvisning till flödesschemat 1100. I steg 1102 leds en inforrnationssignal 1202 (för ett exempel, se Fig. 19a) från en källa (visas ej) till VCO 1204. I steg 1104 genereras en oscillerande signal (för ett exempel, se Fig. 19b), och den moduleras i steg 906, vilket ger upphov till en 25 frekvensmodulerad signal 1210 (för ett exempel, se Fig. 19c). I steg 1108 genererar omkopplingsmodul 1214 en signal 1216, rik på övertoner, med en kontinuerlig och periodisk vågforrn (för ett exempel, se Fig. 19d). Denna vågforrn är företrädesvis en rektangulär våg, såsom en fyrkantvåg eller puls (även om uppfinningen inte är begränsad till detta utförande), och innefattas av ett flertal sinusformade vågor vars frekvenser är 30 heltalsmultipler av vågformens fundamentala frekvens. Dessa sinusforrnade vågor hänvisas |n.1| 521 995 40 till som övertonema till den underliggande vågformen, och en Fourieranalys kommer att bestämma amplituden för varje överton (för exempel, se Fig. 19f och 19g). I steg 1112 filtrerar ett filter 1218 bort de oönskade frekvensema (övertonema), och matar ut en elektromagnetisk (EM) signal 1220 vid den önskade övertonsfrekvensen (se Fig. 19i för ett 5 exempel). I steg 1116 leds EM-signalen till sändningsmodulen 1222 (valfri), där den förbereds för sändning. I steg 1118 matar sändningsmodulen 1222 en sänd signal 1224. 3.2.2 Andra utförande: F asmodulationsläge (PM-läge) 10 I detta utförande accepteras en inforrnationssignal, och en modulerad signal, vars fas varierar som en funktion av inforrnationssignalen sänds. 3.2.2.1 Operationell beskrivning 15 Flödesschemat i Fig. 13 demonstrerar sändarens funktionssätt i läget för fasmodulation (PM). De representativa vågforrner som visas i Fig. 44 avbildar uppfinningen i funktion som en sändare i PM-läge.

I steg 1302 genereras en inforrnationssignal 4402 (Fig. 44a) av en källa.

Infonnationssignalen 4402 kan till exempel vara analog, digital, eller vilken som helst 20 kombination av dessa. De signaler som visas i Fig. 44 avbildar en digital informationssignal i vilken informationen representeras av diskreta tillstånd för signalen.

Det kommer att vara uppenbart för personer med kunskaper inom relevanta områden att uppfinningen dessutom är anpassad för att arbeta tillsammans med en analog inforrnationssignal i vilken informationen representeras av en kontinuerligt varierande 25 signal. I steg 1304 genereras en oscillerande signal 4404, och i steg 1306 moduleras den oscillerande signalen 4404 (Fig. 44b) av infonnationssignalen 4402, vilket ger upphov till den modulerande signalen 4406 (Fig. 44c) så som indikeras i block 1308. Fasen för denna i.. modulerade signal 4406 varieras som en funktion av informationssignalen 4402.

' '¿ En signal 4408, rik på övertoner, (Fig. 44d) med en kontinuerlig periodisk vågform . 30 genereras i steg 1310 med användning av den modulerade signalen 4406. Signalen 4408, rik 521 995 so. nu 41 på övertoner, är en i stort sett rektangulär vågforrn. Den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att känna igen de fysiska begränsningarna av, och de matematiska hindren för, att åstadkomma en exakt eller perfekt rektangulär vågform, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt rektangulär vågforin genereras 5 eller krävs. Återigen för enkelhet i diskussionen, kommer termen ”rektangulär vågform”, som uttryckts ovan, att användas för att hänvisa till vågformer som är i stort sett rektangulära. På ett liknande sätt kommer termen ”fyrkantig våg” att hänvisa till de vågfonner som är i stort sett fyrkantiga, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt fyrkantig våg skall genereras eller behövas. Som tidigare 10 uttryckts har en kontinuerlig och periodisk vågforrn, såsom signalen 4408, rik på övertoner, som indikeras i block 1312, sinusforrnade komponenter (övertoner) vid frekvenser som är heltalsmultipler av den fundamentala frekvensen för den underliggande vågformen (Fourierkomponentemas frekvenser). Vågforrnema för de första tre övertonema visas i Fig. 44e, 44f och 44g. I verkligheten finns det ett oändligt antal övertoner. I steg 1314 tas de 15 oönskade frekvensema bort, och den återstående frekvensen befinner sig, som indikeras i block 1316, vid den önskade EM-utmatningen. Som ett exempel kan den första (fundamentala) övertonen 4410 och den andra övertonen 4412, tillsammans med den fjärde, femte etc. övertonen (visas ej) filtreras bort, vilket lärnnar den tredje övertonen 4414 som den önskade EM-signalen så som indikeras i block 1316. 20 EM-signalen förbereds för sändning i steg 1318, och i steg 1320 sänds EM-signalen. 3.2.2.2 Strukturell beskrivning Fig. 14 är ett blockdiagram över en sändare i enlighet med ett utförande av 25 uppfinningen; Detta utförande av sändaren visas som en PM-sändare 1400. PM-sändaren 1400 innefattar en lokal oscillator 1406, en fasmodulator 1404, en omkopplingsmodul 1410, ett filter 1414 och en sändningsmodul 1418 som tar emot en informationssignal 1402 ...._: och matar ut en sänd signal 1420. Funktionen för och strukturen av exemplifierande utföranden beskrivs nedan. En exemplifierande fasmodulator beskrivs nedan vid 30 sektionema 3.3.4 - 334.2; en exemplifierande lokaloscillator beskrivs nedan vid 521 995 a Ole o: 42 sektionerna 3.3.2. - 3.3.2.2; en exemplifierande omkopplingsmodul beskrivs nedan vid sektionerna 3.3.6 - 3.3.6.2; ett exemplifierande filter beskrivs nedan vid sektionerna 3.3.9 - 3.3.9.2; och en exemplifierande sändningsmodul beskrivs nedan vid sektionerna 3.3.10 - 3.3.10.2. 5 Företrädesvis behandlar den lokala oscillatom 1406, fasmodulatom 1404, ornkopplingsmodulen 1410, filtret 1414, och sändningsmodulen 1418 inforrnationssignalen på det sätt som visas i det operationella flödesschemat 1300. Med andra ord är PM- sändaren 1400 det strukturella utförandet för att utföra de operationella stegen i flödesschemat 1300. Det skall emellertid förstås att omfattningen och andemeningen av 10 den föreliggande uppfinningen innefattar andra strukturella utföranden för att utföra stegen i flödesschemat 1300. Detaljer i dessa andra strukturella utföranden kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av den diskussion som förs häri.

Funktionen av sändaren 1400 kommer nu att beskrivas i detalj med hänvisning till 15 flödesschemat 1300. I steg 1302 leds en informationssignal 1402 (för ett exempel, se Fig. 44a) från en källa (visas ej) till fasmodulatorn 1404. I steg 1304 genereras och moduleras en oscillerande signal från en lokal oscillator (för ett exempel, se Fig. 44b), vilket ger upphov till en modulerad signal 1408 (för ett exempel, se Fig. 44c). I steg 1310 genererar omkopplingsmodul 1410 en signal 1412, rik på övertoner, med en kontinuerlig och 20 periodisk vågfonn (för ett exempel, se Fig. 44d). Denna vågforrn är företrädesvis en rektangulär våg, såsom en fyrkantvåg eller puls (även om uppfinningen inte är begränsad till detta utförande), och innefattas av ett flertal sinusfonnade vågor vars frekvenser är heltalsmultipler av vågformens fundamentala frekvens. Dessa sinusformade vågor hänvisas till som övertonema till den underliggande vågformen, och en Fourieranalys kommer att 25 bestämma arnplituden för varje överton (för ett exempel på de första tre övertonema, se Fig. 44e, 44f och 44g). I steg 1314 filtrerar ett filter 1414 bort de oönskade övertonsfrekvenserna (till exempel den första övertonen 4410, den andra övertonen 4412, och den fjärde, femte etc. övertonen, visas ej), och matar ut en elektromagnetisk (EM) signal 1416 vid den önskade övertonsfrekvensen (till exempel den tredje övertonen, se Fig. lur»- v ø n» v n wo 0 en o ' 'I en v en o v I' v 1.. I : '1 ' vu u s . u .z e . . .s o ~ n . '« .. n . . . 0 o I . o: nu' a.. 2,' ° ' :en ou 43 44g). I steg 1318 leds EM-signalen 1416 till sändningsmodulen 1418 (valfri), där den förbereds för sändning. I steg 1320 matar sändningsmodulen 1418 ut en sänd signal 1420. 3.2.3 Tredje utförande: Amplitudmodulatíonsläge (AM-läge). 5 I detta utförande accepteras en informationssignal, och en modulerad signal, vars amplitud varierar som en funktion av informationssignalen sänds. 3.2.3.1 Operationell beskrivning 10 Flödesschemat i Fig. 15 demonstrerar sändarens funktionssätt i läget för amplitudmodulation (AM). De representativa vågformer som visas i Fig. 45 avbildar uppfinningen i funktion som en sändare i AM-läge.

I steg 1502 genereras en informationssignal 4502 (Fig. 45a) av en källa. 15 lnfonnationssignalen 4502 kan till exempel vara analog, digital, eller vilken som helst kombination av dessa. De signaler som visas i Fig. 45 avbildar en digital inforrnationssignal i vilken infonnationen representeras av diskreta tillstånd för signalen.

Det kommer att vara uppenbart för personer med kunskaper inom relevanta områden att uppfinningen dessutom är anpassad för att arbeta tillsammans med en analog 20 inforrnationssignal i vilken informationen representeras av en kontinuerligt varierande signal. I steg 1504 skapas en ”referenssignal” vilken, som indikeras i block 1506, har en amplitud som är en funktion av infonnationssignalen 4502. I ett utförande av uppfinningen skapas referenssignalen genom att kombinera informationssignalen 4502 med en förspänningssignal. I ett annat utförande av uppfinningen innefattas referenssignal av 25 enbart informationssignalen 4502. Den som har kunskaper inom relevanta områden __ kommer att inse att vilket som helst antal utföranden finns i vilka referenssignalen kommer wifi' att variera som en funktion av informationssignalen. up; , p-v..\ ie En oscillerande signal 4504 (Fig. 45b) genereras vid steg 1508, clçliuvidmstegpgljllmg ptïlisx-stvopš referenssignalen (informationssignalen 4502) vid en frekvens som en funktion 30 av den oscillerande signalen 4504. Den pul stårda referenssignalen är en signal 4506, rik . , - Q ' 'l 521 995 n ' ' ' ' ' u o n nu 44 på övertoner (Fig. 45c), med en kontinuerlig periodisk vågform, och genereras vid steg 1512. Denna signal 4506, rik på övertoner, är som indikeras i block 1514 en rektangulär våg som har en fundamental frekvens som är lika med den frekvens vid vilken referenssignalen (informationssignalen 4502) pulsstyrs. Dessutom har den rektangulära 5 vågen pulsamplituder som är en funktion av amplituden av referenssignalen (informationssignalen 4502). Den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att känna igen de fysiska begränsningarna av, och de matematiska hindren för, att åstadkomma en exakt eller perfekt rektangulär vågform, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt rektangulär vågform genereras eller krävs. Återigen för 10 enkelhet i diskussionen, kommer termen ”rektangulär vågform”, som uttryckts ovan, att användas för att hänvisa till vågformer som är i stort sett rektangulära. På ett liknande sätt kommer termen ”fyrkantig våg” att hänvisa till de vågformer som är i stort sett fyrkantiga, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt fyrkantig våg skall genereras eller behövas. 15 Som tidigare uttryckts har en signal 4506, rik på övertoner, såsom den rektangulära våg såsom indikeras i block 1514, sinusformade komponenter (övertoner) vid frekvenser som är heltalsmultipler av den fundamentala frekvensen för den underliggande vågformen (Fourierkomponentemas frekvenser). Vågforinema för de första tre övertonerna visas i Fig. 45d, 45e och 45f. Faktum är att det finns ett oändligt antal övertoner. I steg 1516 tas de 20 oönskade frekvensema bort, och den återstående frekvensen befinner sig, som indikeras i block 1518, vid den önskade EM-utmatningen Som ett exempel kan den första (fundamentala) övertonen 4510 och den andra övertonen 4512, tillsammans med den fjärde, femte etc. övertonen (visas ej) filtreras bort, vilket lämnar den tredje övertonen 4514 som den önskade EM-signalen så som indikeras i block 1518. 25 EM-signalen förbereds för sändning i steg 1520, och i steg 1522 sänds EM-signalen. , ', 3.2.3.2 Strukturell beskrivning Fig. 16 är ett blockdiagram över en sändare i enlighet med ett utförande av -;--§ 30 uppfinningen; Detta utförande av sändaren visas som en AM-sändare 1600. AM-sändaren 521 995 un. g. 45 1600 innefattar en lokal oscillator 1610, en summeringsmodul 1606, en omkopplingsmodul 1614, ett filter 1618 och en sändningsmodul 1622 som tar emot en informationssignal 1602 och matar ut en sänd signal 1624. Funktionen för och strukturen av exemplifierande utföranden beskrivs nedan. En exemplifierande VCO beskrivs nedan vid sektionema 3.3.2 5 - 3.3.2.2; en exemplifierande omkopplingsmodul beskrivs nedan vid sektionerna 3.3.7 - 3.3.7.2; ett exemplifierande filter beskrivs nedan vid sektionema 3.3.9 - 3.3.9.2; och en exemplifierande sändningsmodul beskrivs nedan vid sektionema 3.3. 10 - 3.3.10.2.

Företrädesvis behandlar den lokala oscillatom 1610, summeringsmodulen 1606, omkopplingsmodulen 1614, filtret 1618, och sändningsmodulen 1622 en informationssignal 10 1602 på det sätt som visas i det operationella flödesschemat 1500. Med andra ord är AM- sändaren 1600 det strukturella utförandet för att utföra de operationella stegen i flödesschemat 1500. Det skall emellertid förstås att omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen innefattar andra strukturella utföranden för att utföra stegen i flödesschemat 1500. Detaljer i dessa andra strukturella utföranden kommer att vara 15 uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av den diskussion som förs häri.

Funktionen av sändaren 1600 kommer nu att beskrivas i detalj med hänvisning till flödesschemat 1500. I steg 1502 leds inforrnationssignalen 1602 (för ett exempel, se Fig. 45a) som kommer från en källa (visas ej) till summeringsmodulen 1606 (om så erfordras), 20 och därigenom produceras en referenssignal 1608. I steg 1508 generera en oscillerande signal 1612 av den lokala oscillatom 1610 (för exempel, se Fig. 45b) och i steg 1510 pulsstyr omkopplingsmodulen 1614 referensspänningen 1608 vid en hastighet som är en funktion av den oscillerande signalen 1612. Resultatet av pulsstyrningen är en signal 1616, rik på övertoner, (för ett exempel, se Fig. 45c) med en kontinuerlig och periodisk vågforni. 25 Denna vågforrn är företrädesvis en rektangulär våg, såsom en fyrkantvåg eller puls (även om uppfinningen inte är begränsad till detta utförande), och innefattas av ett flertal sinusforniade vågor vars frekvenser är heltalsmultipler av vågfonnens fundamentala 5 frekvens. Dessa sinusformade vågor hänvisas till som övertonema till den underliggande vågformen, och en Fourieranalys kommer att bestämma den relativa amplituden för varje 30 överton (för ett exempel på de första tre övertonema, se Fig. 45d, 45e och 45f). När »»>>: ø>wln 10 15 20 25 30 521 995 46 amplitudmodulering används, så varierar amplituderna av pulsema i den rektangulära vågfonnen 1616 som en funktion av referenssignalen 1608. Som en följd har denna förändring av pulsemas amplitud en proportionell effekt på den absoluta amplituden av samtliga övertoner. Med andra ord är AM inbäddad ovanpå var och en av övertonema. I steg 1516 filtrerar ett filter 1618 bort de oönskade övertonsfrekvensema (till exempel den första övertonen 4510, den andra övertonen 4512, och den fjärde, femte etc. övertonen, visas ej), och matar ut en elektromagnetisk (EM) signa] 1620 vid den önskade övertonsfrekvensen (till exempel den tredje övertonen, se Fig. 45f). I steg 1520 leds EM- signalen 1620 till sändningsmodulen 1622 (valfri), där den förbereds för sändning. I steg 1522 matar sändningsmodulen 1622 ut en sänd signal 1624.

Lägg märke till att det AM-utförande som ges häri visar infonnationssignalen när den pulsstyrs, och sålunda påför amplitudmodulationen på signalen som är rik på övertoner.

Emellertid bör det vara uppenbart med ledning av det som lärs ut häri att informationssignalen kan moduleras på signalen som är rik på övertoner eller på en filtrerad överton vid vilken punkt som helst i kretsen. 3.2.4 Fjärde utförande: I fas / kvadraturfas-modulerings (”I/Q) -läge.

I fas / kvadraturfas-modulering (”I/Q”) är en specifik underuppsättning av ett utförande av fasmodulations (PM) -typ. Eftersom ”I/Q” är så genomgripande beskrivs det häri som ett separat utförande. Det skall emellertid kommas ihåg att eftersom det är en specifik underuppsättning till PM, så gäller egenskapema för PM även för ”I/Q”.

I detta utförande tas två informationssignaler emot. En signal i fas (”I”) moduleras på ett sådant sätt att dess fas varierar som en funktion av en av infonnationssignalerna, och en kvadraturfassignal (”Q”) moduleras på ett sådant sätt att dess fas varierar som en funktion av den andra informationssignalen. De två modulerade signalerna kombineras under bildning av en ”I/Q”-modulerad signal och sänds. 3.2.4.1 Operationell beskrivning rim: Iain: 10 15 20 25 30 521 995 47 Flödesschemat i Fig. 17 demonstrerar sändarens funktionssätt i läget för i fas / kvadraturfas-modulation ”I/Q”. I steget 1702 genereras en första informationssignal av en första källa. Denna infonnationssignal kan vara analog, digital, eller vilken som helst kombination av dessa. I steg 1710 genereras en oscillerande signal i fas (hänvisad till som ”I”-signalen), och i steg 1704 moduleras den av den första informationssignalen. Detta ger upphov till den ”Pïmodulerade signalen så som indikeras i block 1706, i vilket fasen för den ”F-modulerade signalen varierar som en funktion av den första infonnationssignalen.

I steg 1714 genereras en andra informationssignal. Återigen kan denna signal vara analog, digital, eller vilken som helst kombination av dessa, och kan vara annorlunda än den första informationssignalen. I steg 1712 skiftas fasen för den oscillerande ”I” signalen som genererades i steg 1710, vilket skapar en oscillerande signal i kvadraturfas (hänvisad till som ”Q”-signalen). I steg 1716 moduleras ”Q”-signalen av den andra infonnationssignalen. Detta ger upphov till den ”Q”-modulerade signalen så som indikeras i block 1718, i vilket fasen för den ”Q”-modulerade signalen varierar som en funktion av den andra infonnationssignalen.

En ”I”-signal med en kontinuerlig periodisk vågform genereras vid steg 1708 med användning av den ”F-modulerade signalen, och en ”Q”-signal med en kontinuerlig periodisk vågform genereras vid steg 1720 med användning av den ”Q”-modu1erade signalen. I steg 1722 kombineras den periodiska ”F-vågfonnen och den periodiska ”Q”- vågformen under bildning av vad som hänvisas till som den periodiska ”I/Q”-vågforrnen så som indikeras i block 1724. Som tidigare uttryckts har en kontinuerlig och periodisk vågform, såsom en ”I/Q” rektangulär våg som indikeras i block 1724, sinusforrnade komponenter (övertoner) vid frekvenser som är heltalsmultipler av den fundamentala frekvensen för den underliggande vågformen (Fourierkomponenternas frekvenser). I steg 1726 tas de oönskade frekvensema bort, och den återstående frekvensen befinner sig, som indikeras i block 1728, vid den önskade EM-utmatningen ”I/Q” EM-signalen förbereds för sändning i steg 1730, och i steg 1732 sänds ”I/Q” EM-signalen. 3.2.4.2 Strukturell beskrivning »||in ~|»»| 10 15 20 25 521 995 48 Fig. 18 är ett blockdiagram över en sändare i enlighet med ett utförande av uppfinningen; Detta utförande av sändaren visas som en ”I/Q”-sändare 1800. ”I/Q”- sändaren 1800 innefattar en lokal oscillator 1806, en fasskiftare 1810, två fasmodulatorer 1804 och 1816, två omkopplingsmoduler 1822 och 1806, en fasskiftare 1832, ett filter 1836 och en sändningsmodul 1840. ”I/Q”-sändaren tar emot två infonnationssignaler 1802 och 1814 och matar ut en sänd signal 1420. Funktionen för och strukturen av exemplifierande utföranden beskrivs nedan. En exemplifierande fasmodulator beskrivs nedan vid sektionerna 3.3.4 - 3.3.4.2; en exemplifierande lokal oscillator beskrivs nedan vid sektionerna 3.3.2 - 3.3.2.2; en exemplifierande fasskiftare beskrivs nedan vid sektionema 3.3.3 - 3.3.3.2; en exemplifierande omkopplingsmodul beskrivs nedan vid sektionerna 3.3.6 - 3.3.6.2; en exemplifierande summerare beskrivs nedan vid sektionema 3.3.8 - 338.2, ett exemplifierande filter beskrivs nedan vid sektionema 3.3.9 - 3.3.9.2; och en exemplifierande sändningsmodul beskrivs nedan vid sektionema 3.3.10 - 3.3.10.2.

Företrädesvis behandlar den lokala oscillatorn 1806, fasskiftaren 1810, fasmodulatorema 1804 och 18016, omkopplingsmodulema1822 och 1828, summeraren 1832, filtret 1836, och sändningsmodulen 1840 informationssignalen på det sätt som visas i det operationella flödesschemat 1700. Med andra ord är ”I/Q”-sändaren 1800 det strukturella utförandet för att utföra de operationella stegen i flödesschemat 1700. Det skall emellertid förstås att omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen innefattar andra strukturella utföranden för att utföra stegen i flödesschemat 1700. Detaljer i dessa andra strukturella utföranden kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av den diskussion som förs häri.

Funktionssättet för sändaren 1800 kommer nu att beskrivas i detalj med hänvisning till flödesschemat 1700. I steg 1702 leds en informationssignal 1802 från en källa (visas ej) till den första fasmodulatorn 1804. I steg 1710 genereras en oscillerande ”I”-signal 1808 från den lokala oscillatorn 1806 och i steg 1704 moduleras den oscillerande ”I”-signalen 1808 av den första informationssignalen 1802 i den första fasmodulatom 1804, och därigenom produceras en modulerad ”I”-signal 1820. I steg 1708 genererar den första 10 15 20 25 49 omkopplingsmodulen 1822 en ”I”-signal 1824, rik på övertoner, med en kontinuerlig och periodisk vågform.

I steg 1714 leds en andra infonnationssignal 1814 från en källa (visas ej) till den andra fasmodulatom 1816. I steg 1712 skiftas fasen för den oscillerande signalen 1808 av fasskiftaren 1810 för att skapa den oscillerande ”Q”-signalen 1812. I steg 1716 moduleras den oscillerande ”Q”-signalen 1812 av den andra informationssignalen 1814 i den andra fasmodulatom 1816, och därigenom produceras den modulerade ”Q”-signalen 1826. I steg 1720 genererar den andra omkopplingsmodulen 1828 en ”Q”-signal 1830, rik på övertoner, med en kontinuerlig och periodisk vågform. ”I”-signalen 1824, rit på övertoner, och ”Q”- signalen 1830, rik på övertoner, är företrädesvis rektangulära vågor eller pulser (även om uppfinningen inte är begränsad till detta utförande), och består av flertal av sinusformade vågor vars frekvenser är heltalsmultipler av vågformemas fundamentala frekvens. Dessa sinusfonnade vågor hänvisas till som övertonema till de underliggande vågforrnerna, och en Fourieranalys kommer att bestämma amplituden för varje överton.

I steg 1722 kombineras ”I”-signa1en 1824 och ”Q”-signalen 1830, rika på övertoner, av summeraren 1832 för att skapa ”I/Q”-signalen 1834, rik på övertoner. I steg 1726 filtrerar ett filter 1836 bort de oönskade övertonsfrekvenserna, och matar ut en elektromagnetisk ”I/Q”-signal 1838 vid den önskade övertonsfrekvensen. I steg 1730 leds ”I/Q”-signalen till sändningsmodulen 1840 (valfri), där den förbereds för sändning. I steg 1732 matar sändningsmodulen 1840 ut en sänd signal 1842.

Det kommer att vara uppenbar för personer med kunskaper inom relevanta områden att ett altematívt utförande finns, i vilket ”I”-signalen 1824 och ”Q”-signalen 1830, rika på övertoner, kan filtreras före de summeras, och dessutom att ett andra altematívt utförande finns, i vilket den modulerade ”I”-signalen 1820 och den modulerade ”Q”-signalen 1826 kan summeras under bildning av en modulerad ”I/Q”-signal före ledning till en _ g omkopplingsmodul. 3.2.5 Andra utföranden :cupen o nun-on rsanø furu; 10 15 20 25 30 nu an-evo 1 0 Q nu unna- - n'° ~,.. 4 ~ 0 0 - » o oo- -.anno n 521 995 S0 Andra utföranden av uppkonverteraren enligt den föreliggande uppfinningen, använd som en sändare (eller i andra tillämpningar), kan utnyttja underuppsättningar och kombinationer av modulationstekniker, och kan innefatta modulering av en eller flera inforrnationssignaler som en del av uppkonverteringsprocessen. 3.2.5.1 Kombinering av modulationstekniker.

Kombinationer av modulationstekniker som bör vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta ornråden med ledning av det som lärs ut häri innefattar, men är inte begränsade till, kvadraturamplitudmodulering (QAM), och inbäddning av två former av modulering i en signal för uppkonvertering.

Ett exemplifierande kretsdiagram som illustrerar kombinationen av två moduleringar återfinns i Fig. 62. Detta exempel använder sig av AM kombinerat med PM.

De vågfonner som visas i Fig. 63 - 70 illustrerar fasmodulering av en digital inforrnationssignal ”A” 6202 kombinerad med arnplitudmodulering av en analog informationssignal ”B” 6204. En oscillerande signal 6216 (Fig. 64) och informationssignalen ”A” 6202 (Fig. 63) tas emot av fasmodulatom 1404, och därigenom skapas en fasmodulerad signal 6208 (Fig. 65). Lägg märke till att för illustrativa ändamål, och inte för begränsning, så visas informationssignalen som en digital signal, och fasmoduleringen genom att skifta fasen för den oscillerande signalen med 180°. Personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att inse att inforrnationssignalen skulle kunna vara analog (även om den typiskt är digital), och att fasmoduleringar som skiljer sig från 180° också kan användas. Fig. 62 visar en pulsformare 6216 som tar emot den fasmodulerade signalen 6208 och matar ut en pulsforrnad PM-signal 6210 (Fig. 66).

Pulsforrnaren är valfri, beroende på valet och konstruktionen av fasmodulatom 1404.

Inforrnationssignalen ”B” 6304 och förspänningssignalen 1604 (om denna krävs) kombineras av summeringsmodulen 1606 (valfri) för att bilda referenssignalen 6206 (Fig. 67). Den pulsformade PM-signalen 6210 leds till omkopplingsmodulen 1410, 1614 där den pulsstyr referenssignalen 6206, och därmed producerar en signal 6212 som är rik på övertoner (Fig. 68). Det framgår att amplituden av signalen 6212, rik på övertoner, anus. :nnøn 10 15 20 25 30 521 995 51 varierar som en funktion av referenssignalen 6206, och perioden och pulsbredden av signalen 6212, rik på övertoner, är i stort sett samma som för den pulsforrnade PM-signalen 6210. Fig. 69 och 70 illustrerar endast den fundamentala och den andra övertonen av signalen 6212 som är iik på övertoner, Faktum är att det kan finnas ett oändligt antal övertoner, men för illustrativa ändamål (och inte för begränsning) är de två första övertonema tillräckliga för att illustrera att både den fasmodulering och den amplitudmodulering som är närvarande i signalen 6212, rik på övertoner, dessutom är närvarande i var och en av övertonerna. Filtret 1414, 1418 kommer att ta bort de oönskade övertonema, och en önskad överton 6214 kommer att ledas till sändningsmodulen 1418, 1622 (valfri) där den förbereds för sändning. Sändningsmodulen 1418, 1622 matar sedan ut en sänd signal 1420, 1624. Personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att dessa exempel tillhandahålls enbart för illustrativa ändamål, och att de inte är begränsande.

De utföranden som beskrivs ovan tillhandahålls för illustrativa ändamål. Dessa utförande är inte avsedda att begränsa uppfinningen. Alternativa utföranden, vilka skiljer sig något eller avsevärt från dem som beskrivs häri, kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som lärs ut häri.

Sådana alternativa utföranden innefattar, men är inte begränsade till, kombinationer av modulationstekniker i ett ”I/Q”-läge. Sådana altemativa utföranden faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. 3.3 Metoder och system för genomförande av utfórandena.

Exemplifierande operationella och / eller strukturella genomföranden, vilka hänför sig till metod(ema), struktur(erna) och/ eller utförande(na) som beskrivs ovan presenteras i denna sektion och dess undersektioner. Dessa komponenter och metoder presenteras häri för illustrationsändarnål och inte för begränsning. Uppfinningen är inte begränsad till de specifika exempel på komponenter och metoder som beskrivs häri. Alternativ (innefattande ekvivalenter, förlängningar, variationer, avvikelser etc., av dem som beskrivs häri) kommer att framgå för personer med kunskaper inom relevanta områden, baserat på det som lärs ut sno oo anna» |»||» 10 15 20 25 30 521 995 52 häri. Sådana alternativ faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. 3.3.1 Den spänningsstyrda oscillatorn ( F M-läge ).

Som diskuteras ovan använder sig uppfinningens utförande i frekvensmodulerings (FM) -läge av en spänningsstyrd oscillator (VCO). För ett exempel, se VCO 1204 i Fig. 12. Uppfinningen stödjer många utföranden av denna VCO. Exemplifierande utföranden av VCO 2304 (Fig. 23) beskrivs nedan. Det skall emellertid förstås att dessa exempel tillhandahålls enbart för illustrativa ändamål. Uppfinningen är inte begränsad till dessa utföranden. 3.3.1. 1 Operationell beskrivning Informationssignalen 2302 tas emot och en oscillerande signal 2306 vars frekvens varierar som en funktion av inforrnationssignalen 2302 skapas. Den oscillerande signalen 2306 hänvisas även till som en frekvensmodulerad interrnediär signal 2306.

Informationssignalen 2302 kan vara analog eller digital eller en kombination av dessa, och kan vara konditionerad för att säkerställa att den befinner sig inom det önskade området.

I fallet när informationssignalen 2302 är digital kan den oscillerande signalen 2306 variera mellan diskreta frekvenser. I ett binärt system motsvarar till exempel en första 0 17 frekvens en digital ”hög”, och en andra frekvens motsvarar en digital ”lag . Var och en av frekvensema kan motsvara ”hög” eller ”låg”, beroende på hur konventionen används.

Denna operation hänvisas till som frekvensskiftsändning (FSK), vilket är en underuppsättning till FM. Om informationssignalen 2302 är analog så kommer frekvensen för den oscillerande signalen 2306 att variera som en funktion av denna analoga signal, och är inte begränsad till underuppsättningen FSK som beskrivs ovan.

Den oscillerande signalen 2306 är en frekvensmodulerad signal som kan vara en sinusliknande våg, en rektangulär våg, en triangulär våg, en puls eller vilken annan kontinuerlig och periodisk vågfonn som helst. Som uttrycks ovan kommer den som har 521 995 53 kunskaper inom relevanta områden kommer att känna igen de fysiska begränsningarna av, och de matematiska hindren för, att åstadkomma exakta eller perfekta vågformer, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt vågform genereras eller krävs. Som återigen uttrycks ovan, samt för enkelhet i diskussionen, så kommer tennen 5 ”rektangulär vågform” att användas för att hänvisa till vågforrner som är i stort sett rektangulära, termen ”fyrkantvåg” kommer att hänvisa till de vågfomier som är i stort sett fyrkantiga, och termen ”puls” kommer att hänvisa till de vågforrner som i stort sett är en puls, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt fyrkantvåg, trekantvåg eller puls skall genereras eller behövas. 10 3.3.1 .2 Strukturell beskrivning Konstruktionen och användningen av en spänningsstyrd oscillator 2304 är väl känd för personer med kunskaper inom relevanta områden. VCO 2304 kan konstrueras och 15 tillverkas av diskreta komponenter, eller den kan köpas ”från hyllan”. VCO 2304 tar emot en informationssignal 2302 från en källa. Infonnationssignalen 3202 befinner sig vid basband och är i allmänhet en elektrisk signal inom ett föreskrivet spänningsintervall. Om informationen är digital kommer spänningen att befinna sig på diskreta nivåer. Om informationen är analog kommer spänningen att vara kontinuerligt variabel mellan en övre 20 och en lägre nivå. VCO 3204 använder spänningen i inforrnationssignalen 2302 för att få en modulerad oscillerande signal 2306 att bli utmatning. Informationssignalen 2302 är en basbandssignal och kan, eftersom den används för att modulera den oscillerande signalen, dessutom hänvisas till som den modulerande basbandssignalen 2302.) Frekvensen för den oscillerande signalen 2306 varierar som en funktion av g 25 spänningen i den modulerande basbandssignalen 2302. Om den modulerande m basbandssignalen 2302 representerar digital information, så kommer frekvensen för den V- g oscillerande signalen 2306 att befinna sig på diskreta nivåer. Om den modulerande - ;~: basbandssignalen 2302 å andra sidan representerar analog information, så kommer frekvensen för den oscillerande signalen 2306 att vara kontinuerligt variabel mellan sin ' 2 ' 'i 30 högre och lägre frekvensgräns. Den oscillerande signalen 2306 kan vara en sinusliknande 10 15 20 25 30 521 995 u. eos 54 våg, en rektangulär våg, en triangulär våg, en puls eller vilken annan kontinuerlig och periodisk vågforrn som helst.

Den frekvensmodulerade oscillerande signalen 2306 kan sedan användas för att driva en omkopplingsmodul 2802. 3.3.2 Den lokala oscillatom ( PM-, AM- och ”I/Q”-läge).

Som diskuteras ovan använder sig utföranden av uppfinningen i lägena för fasmoduleiing (PM) och amplitudmodulering (AM), av en lokal oscillator. Detta gäller i i-fas / kvadraturfas (”I/Q”) -läge. oscillatom 1406 i Fig. 14, den lokala oscillatom 1610 i Fig. 16, och den lokala oscillatom 1806 i Fig. 18.

Exemplifierande utföranden av den lokala oscillatom 2402 (Fig. 24) beskrivs nedan. Det även för utförandet Se till exempel den lokala Uppfinningen stödjer många utföranden av den lokala oscillatom. skall emellertid förstås att dessa exempel tillhandahålls enbart för illustrativa ändamål.

Uppñnningen är inte begränsad till dessa utföranden. 3.3.2.1 Operationell beskrivning En oscillerande signal 2404 genereras. Frekvensen för signalen 2404 kan vara valbar, men anses i allmänhet inte vara ”variabel”. Det vill säga, frekvensen kan väljas till att vara ett specifikt värde för ett specifikt genomförande, men den varierar i allmänhet inte som en funktion av infonnationssignalen 2302 (dvs. den modulerande basbandssignalen).

Den oscillerande signalen 2404 är i allmänhet en sinusliknande våg, men den kan även vara en rektangulär våg, en triangulär våg, en puls eller vilken annan kontinuerlig och periodisk vågforrn som helst. Som uttrycks ovan kommer den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att känna igen de fysiska begränsningarna av, och de matematiska hindren för, att åstadkomma exakta eller perfekta vågformer, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt vågform genereras eller krävs.

Som återigen uttrycks ovan, samt för enkelhet i diskussionen, så kommer termen ”rektangulär vågform” att användas för att hänvisa till vågforrner som är i stort sett n s en. no »man 10 15 20 25 30 521 995 55 rektangulära, termen ”fyrkantvåg” kommer att hänvisa till de vågformer som är i stort sett fyrkantiga, och termen ”puls” kommer att hänvisa till de vågformer som i stort sett är en puls, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt fyrkantvåg, trekantvåg eller puls skall genereras eller behövas. 3.3.2.2 Strukturell beskrivning Konstruktionen och användningen av en lokal oscillator 2402 är väl känd för personer med kunskaper inom relevanta områden. En lokal oscillator 2402 kan konstrueras och tillverkas av diskreta komponenter, eller den kan köpas ”från hyllan”. En lokal oscillator 2402 ställs i allmänhet in för att mata ut en specifik frekvens. Utmatningen kan vara ”fixerad” eller den kan vara ”valbar”, beroende på kretsens konstruktion. Om den är ”fixerad” anses utmatningen att vara en i stort sett fixerad frekvens som inte kan ändras.

Om den utmatade frekvensen är valbar, så tillåter kretsens konstruktion att en styrsignal appliceras på den lokala oscillatom 2402 för att ändra frekvensen för olika tillämpningar.

Emellertid anses frekvensen för en lokal oscillator 2402 inte vara ”variabel” som en funktion av informationssignalen 2302, såsom den modulerande basbandssignalen 2302.

(Om det vore önskvärt att den utmatade frekvensen från en oscillator skulle vara variabel som en funktion av en informationssignal, så skulle en VCO företrädesvis användas.) Den oscillerande signalen 2404 är i allmänhet en sinusliknande våg, men den kan även vara en rektangulär våg, en triangulär våg, en puls eller vilken annan kontinuerlig och periodisk vågforrn som helst.

Utmatningen från den lokala oscillatom 2402 kan vara en inmatning till andra komponenter i kretsen, såsom en fasmodulator 2606, en krets för fasskiftning 2504, en omkopplingsmodul 3102 etc. 3.3.3 Fasskiflaren (”I/Q”-läge).

Som diskuteras ovan använder sig uppfinníngens utförande med i fas / kvadraturfas (”I/Q”) -modulation av en fasskiftare. För ett exempel, se fasskiftaren 1810 i Fig. 18.

Uppfinningen stödjer många utföranden av denna fasskiftare. Exemplifierande utföranden annan 1:11; 10 15 20 25 30 521 995 n ø-ø nu 56 av fasskiftaren 2504 (Fig. 25) beskrivs nedan. Uppfinningen är inte begränsad till dessa utföranden. Beskrivningen som finns häri gäller för en 90° fasskiftare 90° fasskíftaren används för enkelhet i beskrivningen, och personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att andra fasskift kan användas utan att avvika från avsiktema med den föreliggande uppfinningen. 3.3.3.1 Operationell beskrivning En oscillerande signal 2502 ”i fas” tas emot och en ”kvadraturfas” oscillerande signal 2506 matas ut. Om i-fas (”I”)-signalen 2502 hänvisas till som en sinusvåg, så kan kvadraturfas (”Q”) -signalen hänvisas till som en cosinusvåg (dvs. ”Q”-signalen 2506 är 90° ur fas med ”I”-signalen 2502). De kan emellertid även vara rektangulära vågor, triangulära vågor, pulser, eller vilka som helst andra kontinuerliga och periodiska vågforrner. Som uttrycks ovan kommer den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att känna igen de fysiska begränsningarna av, och de matematiska hindren för, att åstadkomma exakta eller perfekta vågforrner, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt vågform genereras eller krävs. Som återigen uttrycks ovan, samt för enkelhet i diskussionen, så kommer termen ”rektangulär vågforrn” att användas för att hänvisa till vågformer som är i stort sett rektangulära, termen ”fyrkantvåg” kommer att hänvisa till de vågforrner som är i stort sett fyrkantiga, och termen ”puls” kommer att hänvisa till de vågformer som i stort sett är en puls, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt fyrkantvåg, trekantvåg eller puls skall genereras eller behövas. Oavsett formerna av vågfonnerna, så är ”Q”-signalen 2506 ur fas med ”I”- signalen 2506 med en fjärdedel av vågformens period. Frekvenserna för ”I”-signa1en 2502 och ”Q”-signalen 2506 är i stort sett lika.

Den diskussion som finns häri kommer att vara begränsad till det mer allmänt förekommande utförandet i vilket det finns två intermediära signaler separerade med 90°.

Detta är inte begränsande för uppfinningen. Det kommer att vara uppenbart för personer med kunskaper inom relevanta områden, att de tekniker som lärs ut häri och tillämpas på ”I/Q”-utförandet av den föreliggande uppfinningen även gäller för med exotiska utföranden, masa; v--vu 10 15 20 25 30 521 995 - . ; - u u v . . - u ; n. 57 i vilka de intermediära signalerna skiftas med något mått som skiljer sig från 90°, och i vilka det även kan finnas mer än två intermediära frekvenser. 3.3.3.2 Strukturell beskrivning Konstruktionen och användningen av en fasskiftare 2504 är väl känd för personer med kunskaper inom relevanta områden. En fasskiftare 2504 kan konstrueras och tillverkas av diskreta komponenter, eller den kan köpas ”från hyllan”. En fasskiftare tar emot en oscillerande signal ”i fas” (”l”) 2502 från vilken som helst av ett antal källor, såsom en VCO 2304 eller en lokal oscillator 2402, och matar ut en ”kvadraturfas” (”Q”) oscillerande signal 2506 som har i stort sett samma frekvens och i huvudsak samma form som den inkommande ”I”-signalen 2502, men med fasen skiftad 90°. Både ”Pïsignalen 2502 och ”Q"-signalen 2506 är i allmänhet sinusforrnade vågor, men de kan även vara rektangulära vågor, triangulära vågor, pulser eller vilka som helst andra kontinuerliga och periodiska vågforrner. Oavsett formema av vågforrnerna, så är ”Q”-signalen 2506 ur fas med ”I”- signalen 2502 med en fjärdedel av vågforrnens period. Både ”I”-signalen 2502 och ”Q”- signalen 2506 kan vara modulerade.

Utrnatningen från fasskiftaren 2504 kan användas som en inmatning till fasmodulatom 2606. 3.3.4 Den lokala modulatorn (PM-, och ”I/Q”-läge).

Som diskuteras ovan använder sig utförandet för fasmoduleringsläge (PM), innefattande utförandet för i fas / kvadraturfas (”I/Q”) modulationsläget, av en fasmodulator. Se till exempel fasmodulatom 1404 i Fig. 14 och fasmodulatorerna 1804 och 1816 i Fig. 18.

Exemplifierande utföranden av fasmodulatorn 2606 (Fig. 26) beskrivs nedan. Det skall Uppfinningen stödjer många utföranden av denna fasmodulator. emellertid förstås att dessa exempel tillhandahålls enbart för illustrativa ändamål.

Uppfinningen är inte begränsad till dessa utföranden. |»||| ...11 10 15 20 25 30 521 995 .aa n 58 3.3.4.1 Operationell beskrivning En inforrnationssignal 2602 och en oscillerande signal 2604 tas emot, och en fasmodulerad oscillerande signal 2608, vars fas varierar som en funktion av infonnationssignalen 2602 matas ut. Informationssignalen 2602 kan vara analog eller digital, och kan vara konditionerad för att säkerställa att den befinner sig inom det önskade området. Den oscillerande signalen 2604 kan vara en sinusliknande våg, en rektangulär våg, en triangulär våg, en puls eller vilken annan kontinuerlig och periodisk vågform som helst. Som uttrycks ovan kommer den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att känna igen de fysiska begränsningarna av, och de matematiska hindren för, att åstadkomma exakta eller perfekta vågformer, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt vågforrn genereras eller krävs. Som återigen uttrycks ovan, samt för enkelhet i diskussionen, så kommer termen ”rektangulär vågforin” att användas för att hänvisa till vågformer som är i stort sett rektangulära, termen ”fyrkantvåg” kommer att hänvisa till de vågformer som är i stort sett fyrkantiga, och terrnen ”puls” kommer att hänvisa till de vågforrner som i stort sett är en puls, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt fyrkantvåg, trekantvåg eller puls skall genereras eller behövas. Den modulerade oscillerande signalen 2608 hänvisas även till som den modulerade intermediära signalen 2608.

I fallet när informationssignalen 2602 är digital kommer den modulerade intermediära signalen 2608 att skifta fas mellan diskreta värden, där den första fasen (till exempel för en signal som representeras av sin (mt + 60)) motsvarar en digital ”hög”, och den andra fasen (till exempel för en signal som representeras av sin (out + 60 + ö), där Ö 0 J? representerar det mått med vilket fasen har skiftats) motsvarar en digital ”lag . Var och en av fasema kan motsvara ”hög” eller ”låg”, beroende på hur konventionen används. Denna operation hänvisas till som fasskiftssändning (PSK), vilket är en underuppsättning av PM.

Om informationssignalen 2602 är analog, så kommer fasen för den modulerade intermediära signalen 2608 att variera som en funktion av infonnationssignalen 2602 och är inte begränsad till den underuppsättning av PSK som beskrivs ovan.

Den modulerade intermediära signalen 2608 är en fasmodulerad signal som kan vara en sinusformad våg, en rektangulär våg, en triangulär våg, en puls eller vilken som helst :ispn fl>>no 10 15 20 25 30 521 995 59 annan kontinuerlig och periodisk vågform, och som har i stort sett samma period som den oscillerande signalen 2604. 3.3.4.2 Strukturell beskrivning Konstruktionen och användningen av en fasmodulator 2606 är väl känd för personer med kunskaper inom relevanta områden. En fasmodulator 2606 kan konstrueras och tillverkas av diskreta komponenter, eller den kan köpas ”från hyllan”. En fasmodulator 2606 tar emot en informationssignal 2602 från en källa och en oscillerande signal 2604 från en lokal oscillator 2402 eller från en fasskiftare 2504. lnformationssignalen 2602 befinner sig vid basband och är i allmänhet en elektrisk signal inom ett föreskrivet spänningsintervall. Om informationen är digital kommer spänningen att befinna sig på diskreta nivåer. Om informationen är analog kommer spänningen att vara kontinuerligt variabel mellan en övre och en lägre nivå som en funktion av informationssignalen 2602.

Fasmodulatom 2606 använder spänningen i informationssignalen 2602 för att modulera den oscillerande signalen 2604, och får en modulerad intermediär signal 2608 att matas ut.

Inforrnationssignalen 2602 är en basbandssignal och kan, eftersom den används för att modulera den oscillerande signalen, dessutom hänvisas till som den modulerande basbandssignalen 2604.) Den modulerade intermediära signalen 2608 är en oscillerande signal vars fas varierar som en funktion av spänningen i den modulerande basbandssignalen 2602. Om den modulerande basbandssignalen 2602 representerar digital information, så kommer fasen för den modulerade intermediära signalen 2608 att skiftas med ett diskret mått (till exempel kommer den intermediära signalen 2608 att skiftas med ett mått ö mellan sin (mt + 00) och sin (tot + 00 + 5). Om å andra sidan den modulerande basbandssignalen 2602 representerar analog information, så kommer fasen för den modulerade intermediära signalen 2608 att skiftas kontinuerligt mellan sitt högre och sitt lägre värde som en funktion av informationssignalen 2602. I ett exemplifierande utförande kan de övre och lägre gränserna för den modulerade intermediära signalen 2608 representeras som sin (mt + 00) och sin (mt + 00 +1t). I andra utföranden kan intervallet för fasskiftet vara mindre än n. Den aisi» :nina 10 15 20 25 30 521 995 en. .. 60 modulerade intermediära signalen 2608 kan vara en sinusformad våg, en rektangulär våg, en triangulär våg, en puls eller vilken som helst annan kontinuerlig och periodisk vågform.

Den fasmodulerade oscillerande signalen 2608 kan sedan användas för att driva en omkopplingsmodul 2802. 3.3.5 Summeringsmodulen (AM-läge).

Som diskuteras ovan använder utförandet av uppfinningen i amplitudmodulations (AM) -läge sig av en summeringsmodul. Se till exempel summeringsmodulen 1606 i Fig. 16. Uppfinningen stödjer många utföranden av denna summeringsmodul. Exemplifierande utföranden av summeringsmodulen 2706 (Fig. 27) beskrivs nedan. Det skall emellertid förstås att dessa exempel tillhandahålls enbart för illustrativa ändamål. Uppfinningen är inte begränsad till dessa utföranden. Den kan även användas i utförandet i ”I/Q”-läge när rnodulationen är AM. Summeringsmodulen 2706 behöver inte användas i alla AM- utföranden. 3.3.5.1 Operationell beskrivning En informationssignal 2702 och en förspänningssignal 2702 tas emot, och en referenssignal matas ut. Infonnationssignalen 2702 kan vara analog eller digital och kan vara konditionerad för att säkerställa att den befinner sig inom det korrekta intervallet, så att den inte skadar någon av kretsens komponenter. Förspänníngssignalen 2704 äri allmänhet en likströmssignal.

I fallet när informationssignalen 2702 är digital, så skiftar referenssignalen 2706 mellan diskreta värden där det första värdet motsvarar en digital ”hög” och det andra värdet 0 71 motsvarar en digital ”låg”. Vart och ett av värdena kan motsvara ”hög” eller ”lag , beroende på hur konventionen används. Denna operation hänvisas till som amplitudskiftssändning (ASK), vilket är en undemppsättning av AM.

Om informationssignalen 2702 är analog kommer värdet av referenssignalen 2708 att variera linjärt mellan övre och undre extremer, vilka motsvarar de övre och undre gränserna för informationssignalen 2702. Återigen kan vilken som helst av extremerna för »nn-A »oaøo 10 15 20 25 30 o o ono o o o; oo oo u on o o I o o oo o oo o vo r o o o o o o ono- u.. ooo nu u a a oo n. o o u o ao o n o a o o o o o o u o. so: oo n 61 referenssignalens 2708 intervall motsvara den övre eller undre gränsen för informationssignalen 2702, beroende på den konvention som används.

Referenssignalen 2708 är en digital eller analog signal och är i stort sett proportionell mot infonnationssignalen 2702. 3.3.5.2 Strukturell beskrivning Konstruktionen och användningen av en summeringsmodul 2706 är väl känd för personer med kunskaper inom relevanta områden. En summeringsmodul 2706 kan konstrueras och tillverkas av diskreta komponenter, eller den kan köpas ”från hyllan”. En summeringsmodul 2706 tar emot en informationssignal 2702 från en källa.

Inforrnationssignalen 2702 befinner sig vid basband och är i allmänhet en elektrisk signal inom ett föreskrivet spänningsintervall. Om informationssignalen är digital, så befinner sig informationssignalen 2702 vid den ena av två diskreta nivåer. Om informationen är analog kommer informationssignalen 2702 att vara kontinuerligt variabel mellan en övre och en lägre nivå. Summeringsmodulen 2706 använder spänningen i informationssignalen 2702 och kombinerar den med Utmatningen från 2708. Syftet med en förspänningssignal 2704. summeringsmodulen 2706 kallas för referenssignalen summeringsmodulen 2706 är att få referenssignalen 2708 att ligga inom ett önskat signalintervall. Den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att inforrnationssignalen 2702 kan användas direkt, utan att summeras med en förspänningssignal 2704, om den redan befinner sig inom det önskade intervallet.

Informationssignalen 2702 är en basbandssignal, men i en AM-miljö används den inte typiskt för att direkt modulera en oscillerande signal. Amplituden av referenssignalen 2708 befinner sig vid diskreta nivåer om informationssignalen 2702 representerar digital information. Å andra sidan är amplituden av referenssignal 2708 kontinuerligt variabel mellan sin högre och lägre gräns om informationssignalen 2702 representerar analog information. Referenssignalens 2708 amplitud är i stort sett proportionell mot informationssignalen 2702, men en positiv referenssignal 2708 behöver emellertid inte representera en positiv informationssignal 2702 uzfinu ligan 10 15 20 25 30 521 995 šëïfijïfiißïï 62 Referenssignalen 2708 leds till den första inmatningen 3108 i en omkopplingsmodul 3102. I ett exemplifierande utförande är en resistor 2824 kopplad mellan utmatningen i summeringsmodulen 2706 (eller källan till informationssignalen 2702 i det utförande i vilket den summerande förstärkaren 2706 inte används) och omkopplaren 3116 i omkopplingsmodulen 3102. 3.3.6 Omkopplingsmodulen (PM-, AM- och ”I/Q”-läge).

Som diskuteras ovan använder sig utförandena av uppfinningen i lägena för frekvensmodulering (FM), fasmodulering (PM) och i fas / kvadraturfas (”I/Q”) - modulering, av en omkopplingsanordning som hänvisas till som en ornkopplingsmodul 2802 (Fig. 28a - c). Som ett exempel är omkopplingsmodulen 2802 en komponent i omkopplingsmodulen 1214 i Fig. 12, omkopplingsmodulen 1410 i Fig. 14, och i omkopplingsmodulema 1822 och 1828 i Fig. 18. Uppfinningen stödjer många utföranden av denna omkopplingsmodul. Exempel på utföranden av omkopplingsmodulen 2802 beskrivs nedan. Det skall emellertid förstås att dessa exempel tillhandahålls enbart för illustrativa ändamål. dessa utföranden.

Omkopplingsmodulen 2802 och dess funktionssätt i utföranden för FM- PM- och ”HQ”- Uppfinningen är inte begränsad till läge är i stort sett som dess funktionssätt i utförandet i AM-läge, vilket beskrivs i sektionerna 3.3.7 - 3.3.7.2 nedan. 3.3.6.1 Operationell beskrivning En förspänningssignal 2806 pulsstyrs som en följd av appliceringen av en modulerad oscillerande signal 2804, och en signal med en vågforrn rik på övertoner 2814 skapas. Förspänningssignalen 2806 är i allmänhet en fast spänning. Den modulerade oscillerande signalen 2804 kan vara frekvensmodulerad, fasmodulerad eller vilket annat modulationsprotokoll som helst, eller kombinationer av dessa. I vissa utföranden, såsom i vissa amplitudskiftsändande lägen, kan den modulerade oscillerande signalen 2804 även vara arnplitudmodulerad. Den modulerade oscillerande signalen 2804 kan vara en sinusliknande våg, en rektangulär våg, en triangulär våg, en puls eller vilken annan . | : » n 1 10 15 20 25 30 n n nnn n n nn n nn nn n n n n v nn nn a n n nn n nn nn n n n n n nn o n n n n n n nun n n v n .nn nnn nn n n n nn nn nn n n n n n n n nn n n n n nn n n n n n n nn nu nn nn 63 kontinuerlig och periodisk vågfonn som helst. I ett föredraget utförande skulle den modulerade oscillerande signalen 2804 vara en rektangulär våg. Som uttrycks ovan kommer den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att känna igen de fysiska begränsningarna av, och de matematiska hindren för, att åstadkomma exakta eller perfekta vågformer, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt vågforrn genereras eller krävs. Som återigen uttrycks ovan, samt för enkelhet i diskussionen, så kommer termen ”rektangulär vågform” att användas för att hänvisa till vågfonner som är i stort sett rektangulära, termen ”fyrkantvåg” kommer att hänvisa till de vågformer som är i stort sett fyrkantiga, och termen ”puls” kommer att hänvisa till de vågformer som i stort sett är en puls, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt fyrkantvåg, trekantvåg eller puls skall genereras eller behövas.

Signalen med en vågform rik på övertoner 2814, vilken hädanefter hänvisas till som signalen 2814, rik på övertoner, är en kontinuerlig och periodisk vågform som moduleras på i stort sett samma sätt som den modulerade oscillerande signalen 2804. Det vill säga, om den modulerade oscillerande signalen 2804 är frekvensmodulerad, så kommer signalen 2814, rik på övertoner, också att vara frekvensmodulerad, och om den modulerade oscillerande signalen 2804 är fasmodulerad, så kommer signalen 2814, rik på övertoner, också att vara fasmodulerad. (I ett utförande är signalen 2814, rik på övertoner, en i stort sett rektangulär vågforrn.) Som tidigare uttryckts har en kontinuerlig och periodisk vågform, såsom en rektangulär våg, sinusformade komponenter (övertoner) vid frekvenser som är heltalsmultipler av den fundamentala frekvensen för den underliggande vågforrnen (Fourierkomponentemas frekvenser). Följaktligen är signalen 2814, rik på övertoner, uppbyggd av sinusformade signaler vid frekvenser som är heltalsmultipler av själva den fundamentala frekvensen. 3.3. 6.2 Strukturell beskrivning Omkopplingsmodulen 2802 i ett utförande av den föreliggande uppfinningen innefattas av en andra inmatning 2808, en andra inmatning 2810, en styrinmatning 2820, en utmatning 2822, och en omkopplare 2816. En förspänningssignal 2806 appliceras på den första inmatningen 2808 i omkopplingsmodulen 2802. I allmänhet är förspänningssignalen 10 15 20 25 30 - noen: un u « p a .- 521 995 64 2806 en fast spänning, och i ett utförande av uppfinningen är en resistor 2824 belägen mellan förspänningssignalen 2806 och omkopplaren 2816. Den andra inrnatningen 2810 i omkopplingsmodulen 2802 befinner sig i allmänhet vid den elektriska jorden 2812.

Emellertid kommer personer med kunskaper inom relevanta områden att inse att altemativa utföranden finns, i vilka den andra inmatningen 2810 kanske inte befinner sig vid den elektriska jorden 2812, utan snarare en andra signal 2818, under förutsättning att den andra signalen 2818 skiljer sig från förspänningssignalen 2806.

En modulerad oscillerande signal 2804 kopplas till styrinmatningen 2820 i omkopplingsmodulen 2802. Den modulerade oscillerande signalen 2804 kan vara frekvensmodulerad eller fasmodulerad. (Under vissa omständigheter och i vissa utföranden kan den vara amplitudmodulerad, såsom i av/på-sändning, men detta är inte det allmänna fallet, och kommer inte att beskrivas häri. Den modulerade oscillerande signalen 2804 kan vara en sinusliknande våg, en rektangulär våg, en triangulär våg, en puls eller vilken annan kontinuerlig och periodisk vågfonn som helst. I ett föredraget utförande skulle den vara en rektangulär våg. Den modulerade oscillerande signalen 2804 får omkopplaren 2816 att stängas och öppnas.

Signalen 2814, rik på övertoner, som beskrivs i sektion 3.3.6.1 ovan, återfinns vid utmatningen 2822 i omkopplingsmodulen 2802. Signalen 2814, rik på övertoner, är en kontinuerlig och periodisk vågfonn som moduleras på i stort sett samma sätt som den modulerade oscillerande signalen 2804. Det vill säga, om den modulerade oscillerande signalen 2804 är frekvensmodulerad, så kommer signalen 2814, rik på övertoner, också att vara frekvensmodulerad, och om den modulerade oscillerande signalen 2804 är fasmodulerad, så kommer signalen 2814, rik på övertoner, också att vara fasmodulerad. (I ett utförande har signalen 2814, rik på övertoner, en i stort sett rektangulär vågforrn.) Som tidigare uttryckts har en kontinuerlig och periodisk vågforrn, såsom en rektangulär våg, sinusformade komponenter (övertoner) vid frekvenser sorn är heltalsmultipler av den fundamentala frekvensen för den underliggande vågformen (Fourierkomponentemas frekvenser). Följaktligen är signalen 2814, rik på övertoner, uppbyggd av sinusformade signaler vid frekvenser som är heltalsmultipler av sj älva den fundamentala frekvensen. Var och en av dessa sinusformade signalen moduleras på i stort sett samma sätt som den vun.«o . »rann ||.|1 10 15 20 25 30 521 995 en. av 65 kontinuerliga och periodiska vågformen (dvs. den modulerade oscillerande signalen 2804) i vilken de har sitt ursprung.

Omkopplingsmodulen 2802 fungerar enligt följande. När omkopplaren 2816 är ”öppen” befinner sig utmatningen 2822 i omkopplingsmodulen 2802 vid i stort sett samma spänningsnivå som förspänningssignalen 2806. Detta betyder att arnplituden av signalen 2814, rik på övertoner, är lika med amplituden av förspänningssignalen 2806, eftersom signalen 2814, rik på övertoner, är kopplad direkt till utmatningen 2822 i omkopplingsmodulen 2802. När den modulerade oscillerande signalen 2804 får omkopplaren att ”stängas”, så blir utmatningen 2822 från omkopplingsmodulen 2802 elektrisk kopplad till den andra utmatningen 2810 i omkopplingsmodulen 2802 (till exempel jorden 2812 i ett utförande av uppfinningen), och amplituden av signalen 2814, rik på övertoner, blir lika med den potential som är närvarande vid den andra utmatningen 2810 (till exempel noll volt för det utförande i vilket den andra utmatningen 2810 är kopplad till den elektriska jorden 2812). När den modulerade oscillerande signalen 2804 får omkopplaren 2816 att återigen ”öppnas”, så blir amplituden av signalen 2814, rik på övertoner, återigen lika med förspänningssignalen 2806. Detta betyder att amplituden av signalen 2814, rik på övertoner, befinner sig vid en av två signalnivåer, dvs. förspänningssignalen 2806 eller jorden 2812, och att den har en frekvens som är i stort sett lika med frekvensen för den modulerade oscillerande signalen 2804 som för omkopplaren 2816 att öppnas och stängas. Signalen 2814, rik på övertoner, moduleras på i stort sett samma sätt som den modulerade oscillerande signalen 2804. Personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att vilken som helst av ett antal konstruktioner av omkopplare kommer att uppfylla omfattningen och andemeningen av uppfinningen.

I ett utförande av uppfinningen är omkopplaren 2816 en halvledaranordning, såsom en diodring. I ett annat utförande är omkopplaren en transistor, såsom en fálteffekttransistor (FET). I ett utförande, i vilket denna FET är galliumarsenid (GaAs) kan omkopplingsmodulen 2802 utformas så som framgår av Fig. 29a - c, där den modulerade oscillerande signalen 2804 är kopplad till grinden 2902 i GaAs-FET 2901, förspänningssignalen 2806 är kopplad genom en förspänningsresistor 2824 till källan 2904 i GaAs-FET 2901, och den elektriska jorden 2812 är kopplad till avloppet 2906 i GaAs-FET :anna nyu|a 10 15 20 25 30 521 995 66 2901. (I ett alternativt utförande som visas i Fig. 29c kan en andra signal 2818 kopplas till avloppet 2906 i GaAs-FET 2901.) Eftersom avloppet och källan i GaAs-FET är utbytbara kan förspänningssignalen 2806 appliceras på antingen källan 2904 eller avloppet 2906. Om det finns oro för att det skulle kunna föreligga någon asymmetri mellan källa och avlopp i GaAs-FET, så kan omkopplingsmodulen konstrueras på det sätt som visas i Fig. 30a - c, i vilka två GaAs-FET 3002 och 3004 kopplas ihop, med källan 3010 av den första 3002 kopplad till avloppet 3012 i den andra 3004, och avloppet 3006 i den första kopplad till källan 3008 i den andra 3004. Detta utformande av konstruktionen kommer att balansera i stort sett alla assymertrier.

Ett alternativt genomförande av konstruktionen innefattar en ”uppehållskondensator” i vilken en sida av en kondensator är kopplad till den första inmatningen i omkopplaren, och den andra sidan av kondensatom är kopplad till omkopplarens andra inmatning. Ändamålet med denna konstruktion är att öka den skenbara aperturen i pulsen, utan att faktiskt öka dess vidd. Andra konstruktioner och genomföranden av omkopplare kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden.

Utmatningen 2822 i omkopplingsmodulen 2802, dvs. signalen 2814, rik på övertoner, kan ledas till ett filter 3504 i lägena för FM och PM, eller till en summerare 3402 i läget för ”I/Q”. 3.3.7 Omkopplingsmodulen (AM-läge).

Som diskuteras ovan används i utförandet av uppfinningen i läget för amplitudmodulering (AM) en omkopplingsanordning som hänvisas till som en omkopplingsmodul 3102 (Fig. 31a - c). Till exempel är omkopplingsmodulen 3102 en komponent i omkopplingsmodulen 1614 i Fig. 16. Uppfinningen stödjer många utföranden av denna omkopplingsmodul. Exempel på utföranden av omkopplingsmodulen 3102 beskrivs nedan. Det skall emellertid förstås att dessa exempel tillhandahålls enbart för illustrativa ändamål. dessa utföranden.

Uppfinningen är inte begränsad till Omkopplingsmodulen 3102 och dess funktionssätt i utföranden för AM-läge är i stort sett av. nu arna» uraan 10 15 20 25 30 521 995 67 som dess funktionssätt i utförandet i FM- PM- och ”l/Q”-läge, vilket beskrivs i sektionema 3.3.6 - 336.2 ovan. 3.3. 7.1 Operationell beskrivning En referenssignal 3106 pulsstyrs som en följd av appliceringen av en oscillerande signal 3104, och en signal med en vågform rik på övertoner 3114 skapas. Referenssignalen 3106 är en funktion av informationssignalen 2702, och kan till exempel vara antingen summeringen av infonnationssignalen 2702 med en förspänningssignal 2704, eller så kan den vara infonnationssignalen 2702 ensam. I AM-läget är den oscillerande signalen 3104 i allmänhet inte modulerad, men den kan vara det.

Den oscillerande signalen 3104 kan vara en sinusliknande våg, en rektangulär våg, en triangulär våg, en puls eller vilken annan kontinuerlig och periodisk vågforrn som helst.

I ett föredraget utförande skulle den vara en rektangulär våg. Som uttrycks ovan kommer den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att känna igen de fysiska begränsningarna av, och de matematiska hindren för, att åstadkomma exakta eller perfekta vågformer, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt vågforrn genereras eller krävs. Som återigen uttrycks ovan, sarnt för enkelhet i diskussionen, så kommer termen ”rektangulär vågform” att användas för att hänvisa till vågformer som är i stort sett rektangulära, termen ”fyrkantvåg” kommer att hänvisa till de vågformer som är i stort sett fyrkantiga, och termen ”puls” kommer att hänvisa till de vågformer som i stort sett är en puls, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt fyrkantvåg, trekantvåg eller puls skall genereras eller behövas.

Signalen med en vågform som är rik på övertoner 3114, hädanefter hänvisad till som signalen 3114, rik på övertoner, är en kontinuerlig och periodisk vågform, var amplitud är en funktion av referenssignalen. Det vill säga, den är en AM-signal. (I ett utförande har signalen 3114, rik på övertoner, en i stort sett rektangulär vågforrn.) Som tidigare uttryckts kommer en kontinuerlig och periodisk vågform, såsom en rektangulär våg, att ha sinusforrnade komponenter (övertoner) vid frekvenser som är heltalsmultipler av den fundamentala frekvensen för den underliggande vågformen (Fourierkomponentemas ni.,- 1,-a» 10 15 20 25 30 521 995 68 frekvenser). Följaktligen är signalen 3114, rik på övertoner, uppbyggd av sinusformade signaler vid frekvenser som är heltalsmultipler av själva den fundamentala frekvensen.

Personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att altemativa utföranden finns, i vilka kombinationer av moduleringar (till exempel PM och ASK, FM och AM, etc.) kan användas samtidigt. I dessa alternativa utföranden kan den oscillerande signalen 3104 vara modulerad. Dessa alternativa utföranden kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, och kommer därför inte att beskrivas häri. 3.3. 7.2 Strukturell beskrivning Onikopplingsmodulen 3102 i den föreliggande uppfinningen innefattas av en andra inmatning 3108, en andra inmatning 3110, en styrinmatning 3120, en utmatning 3122, och en omkopplare 3116. En referenssignal 3106 appliceras på den första inmatningen 3108 i omkopplingsmodulen 3102. I allmänhet är referenssignalen 3106 en funktion av informationssignalen 2702, och kan vara antingen summer-ingen av informationssignalen 2702 med en förspänningssignal, eller så kan den vara informationssignalen 2702 ensam. I ett utförande av uppfinningen är en resistor 3124 belägen mellan referenssignalen 3106 och omkopplaren 3116. Den andra inmatningen 3110 i onikopplingsmodulen 3102 befinner sig i allmänhet vid den elektriska jorden 3112, men personer med kunskaper inom relevanta områden kommer emellertid att inse att altemativa utföranden finns, i vilka den andra inmatningen 2110 kanske inte befinner sig vid den elektriska jorden 3112, utan snarare är kopplad till en andra signal 3118. I ett alternativt utförande är det inverterade värdet av referenssignalen 3106 kopplat till den andra inmatningen 3110 i omkopplingsmodulen 3102.

En oscillerande signal 3104 kopplas till styrinmatriingen 3120 i omkopplingsmodulen 3102. I AM-läge är den oscillerande signalen 3104 i allmänhet inte moclulerad, men en person med kunskaper inom relevanta områden kommer att inse att det finns utföranden, i vilka den oscillerande signalen 3104 kan vara frekvensmodulerad eller fasmodulerad, men dessa kommer inte att beskrivas häri. Den oscillerande signalen 3104 usa-n up-r» 10 15 20 25 30 521 995 69 kan vara en sinusliknande våg, en rektangulär våg, en triangulär våg, en puls eller vilken annan kontinuerlig och periodisk vågforrn som helst. I ett föredraget utförande skulle den vara en rektangulär våg. Den oscillerande signalen 3104 får omkopplaren 3116 att stängas och öppnas.

Signalen 3114, rik på övertoner, som beskrivs i sektion 3.3.7.l ovan, återfinns vid utmatningen 3122 i omkopplingsmodulen 3102. Signalen 3114, rik på övertoner, är en kontinuerlig och periodisk vågfonn, vars arnplitud är en funktion av referenssignalens amplitud. (I ett utförande har signalen 3114, rik på övertoner, en i stort sett rektangulär vågform.) Som tidigare uttryckts har en kontinuerlig och periodisk vågform, såsom en rektangulär våg, sinusformade komponenter (övertoner) vid frekvenser som är heltalsmultipler av den fundamentala frekvensen för den underliggande vågfornien (Fourierkomponentemas frekvenser). Följaktligen är signalen 3114, rik på övertoner, uppbyggd av sinusformade signaler vid frekvenser som är heltalsmultipler av själva den fundamentala frekvensen. Som tidigare beskrivits är den relativa amplituden av övertonerna till en kontinuerlig periodisk vågforrn i allmänhet en funktion av förhållandet mellan pulsbredden av den rektangulära vågen och perioden av den fundamentala frekvensen, och den kan bestämmas genom att utföra en Fourieranalys av den periodiska vågfonnen. När arnplituden av den periodiska vågforrnen varierar, såsom i AM-läget av uppfinningen, så har förändringen i amplituden av den periodiska vågforrnen en proportionell effekt på den absoluta amplituden av övertonerna. Med andra ord är AM inbäddad ovanpå var och en av övertonema.

Beskrivningen av omkopplingsmodulen 3102 är i stort sett så som följer. När omkopplaren 3116 är ”öppen”, så är amplituden av signalen 3114, rik på övertoner, i stort sett lika med referenssignalen 3106. När den oscillerande signalen 3104 får omkopplaren 3116 att ”stängas”, så blir utmatningen 3122 från omkopplingsmodulen 3102 elektriskt kopplad till den andra utmatningen 3110 i omkopplingsmodulen 3102 (till exempel jorden 3112 i ett utförande), och arnplituden av signalen 3114, rik på övertoner, blir lika med värdet av den andra utmatningen 3110 (till exempel noll volt för det utförande i vilket den andra utmatningen 3110 är kopplad till den elektriska jorden 3112). När den oscillerande signalen 3104 får ornkopplaren 3116 att återigen ”öppnas”, så blir amplituden av signalen ans.. ø»|»» 10 15 20 25 30 Ü I III O b L, ,, t. . .flv- .: 'nn-ca f! U OI n. H, ._ : z v n un. u . . t. s , 1 'z ~| n. ' “ ° ~ u; n.. ,,",,° 70 3114, rik på övertoner, återigen i stort sett lika med referenssignalen 3106. Detta betyder att amplituden av signalen 3114, rik på övertoner, befinner sig vid en av två signalnivåer, dvs. referenssignalen 3106 eller jorden 3112, och att den har en frekvens som är i stort sett lika med frekvensen för den oscillerande signalen 3104 som för omkopplaren 3116 att öppnas och stängas. I ett alternativt utförande, i vilket den andra inmatningen 3110 är kopplad till den andra signalen 3118, så varierar signalen 3114, rik på övertoner, mellan referenssignalen 3106 och den andra signalen 3118. Personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att vilken som helst av ett antal konstruktioner av omkopplingsmoduler kommer att uppfylla omfattningen och andemeningen av uppfinningen så som den beskrivs häri.

I ett utförande av uppfinningen är onikopplaren 3116 en halvledaranordning, såsom en diodring. I ett annat utförande är orrikopplaren en transistor såsom, men inte begränsat till, en fälteffekttransistor (FET). I ett utförande, i vilket FET är galliumarsenid (GaAs) kan modulen konstrueras så som framgår av Fig. 32a - c, där den oscillerande signalen 3104 är kopplad till grinden 3202 i GaAs-FET 3201, referenssignalen 3106 är kopplad till källan 3204, och den elektriska jorden 3112 är kopplad till avloppet 3206 (i det utförande i vilket jorden 3112 väljs som värdet av den andra inmatningen 3110 i omkopplingsmodulen 3102).

Eftersom avloppet och källan i GaAs-FET är utbytbara kan referenssignalen 3106 appliceras på antingen källan 3204 eller avloppet 3206. Om det finns oro för att det skulle kunna föreligga någon asymmetri mellan källa och avlopp i GaAs-FET 3201, så kan omkopplaren 3116 konstrueras på det sätt som visas i Fig. 33a - c, i vilka två GaAs-FET 3302 och 3304 kopplas ihop, med källan 3310 av den första 3302 kopplad till avloppet 3312 i den andra 3304, och avloppet 3306 i den första kopplad till källan 3302 i den andra 3304. Detta utforrnande av konstruktionen kommer att i stort sett balansera alla assymertiier.

Ett alternativt genomförande av konstruktionen innefattar en ”uppehållskondensator” i vilken en sida av en kondensator är kopplad till den första inmatningen i omkopplaren, och den andra sidan av kondensatom är kopplad till omkopplarens andra inmatning. Ändamålet med denna konstruktion är att öka den skenbara aperturen i pulsen, utan att faktiskt öka dess vidd. Andra konstruktioner och nu g. :i-»n 10 15 20 25 30 u u - i .nn ' ' ' . ' ' ' I 'HI o 1 . .", 1,; g : o -. .« 0- . . . . , ø - r- . . . - n .n n n .u . 71 genomföranden av omkopplare kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden.

Utmatningen 3122 från omkopplingsmodulen 3102, dvs. signalen 3114, rik på övertoner, kan ledas till ett filter 3504 i AM-läget. 3.3.8 Summeraren (”I/Q”-läge).

Som diskuteras ovan använder sig uppfinningens utförande med i fas / kvadraturfas (”I/Q”) -modulation av en summerare. För ett exempel, se summeraren 1832 i Fig. 18.

Uppfinningen stödjer många utföranden av denna summerare. Exemplifierande utföranden av summeraren 3402 (Fig. 34) beskrivs nedan. Det skall emellertid förstås att dessa exempel tillhandahålls enbart för illustrativa ändamål. Uppfinningen är inte begränsad till dessa utföranden. 3.3.8.1 Operationell beskrivning En ”I”-modulerad signal 3404 och en ”Q”-modulerad signal 3406 kombineras, och en ”I/Q”-rnodulerad signal 3408 genereras. I allmänhet är både den ”F-modulerade och den ”Q”-modulerade signalen 3404 och 3406 vågformer som är rika på övertoner, och vilka hänvisas till som ”I”-signalen 3404, rik på övertoner och ”Q”-signalen 3406, rik på övertoner. På samma sätt är den "I/Q”-modulerade signalen 3408 rik på övertoner och hänvisas till som ”I/Q”-signalen, rik på övertoner. I ett utförande har dessa signaler, rika på övertoner, i stort sett rektangulära vågformer. Som uttrycks ovan kommer den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att känna igen de fysiska begränsningarna av, och de matematiska hindren för, att åstadkomma exakta eller perfekta vågforrner, och det är inte avsikten med den föreliggande uppfinningen att en perfekt vågfonn genereras eller krävs.

I ett typiskt utförande är ”I”-signalen 3404, rik på övertoner, och ”Q”-signa1en 3406, rik på övertoner, fasmodulerade, precis som ”I/Q”-signalen 3408, rik på övertoner. En person med kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att andra »s-.u 11,1» 10 15 20 25 30 72 modulationstekniker, såsom amplitudmodulering av ”I/Q”-signalen också kan användas i ”I/Q”-läget utan att avvika från omfattningen och andemeningen av uppfinningen.

Som tidigare uttryckts har en kontinuerlig och periodisk vågform, såsom ”I/Q” - signalen 3408, rik på övertoner sinusformade komponenter (övertoner) vid frekvenser som är heltalsmultipler av den fundamentala frekvensen för den underliggande vågformen (Fourierkomponentemas frekvenser). Följaktligen är ”I/Q”-signalen 3408, rik på övertoner, uppbyggd av sinusforrnade signaler vid frekvenser som är heltalsmultipler av själva den fundamentala frekvensen. Dessa sinusformade signaler är också modulerade på i stort sett samma sätt som den kontinuerlig och periodiska vågforrn i vilken de har sitt ursprung. Det vill säga, i detta utförande är de sinusforrnade signalerna fasmodulerade och innefattar informationen både från den modulerade ”F-signalen och från den modulerade ”Q”- signalen. 3.3.8.2 Strukturell beskrivning Konstruktionen och användningen av en summerare 3402 är väl känd för personer med kunskaper inom relevanta områden. En summerare 3402 kan konstrueras och tillverkas av diskreta komponenter, eller den kan köpas ”från hyllan”. En summerare 3402 tar emot en ”I”-signal 3404, rik på övertoner, och en ”Q”-signal 3406, rik på övertoner, och kombinerar dessa för att skapa en ”l/Q”-signal 3408, rik på övertoner. I ett föredraget utförande av uppfinningen är ”I”-signalen 3404, rik på övertoner, och ”Q”-signalen 3406, rik på övertoner, båda fasmodulerade. När ”I”-signalen 3404, rik på övertoner, och ”Q”- signalen 3406, rik på övertoner, båda är fasmodulerade, så är ”I/Q”-signalen 3408, rik på övertoner, också fasmodulerad.

Som tidigare uttryckts har en kontinuerlig och periodisk vågform, såsom ”I/Q” - signalen 3408, rik på övertoner sinusformade komponenter (övertoner) vid frekvenser som är heltalsmultipler av den fundamentala frekvensen för den underliggande vågformen (Fourierkomponentemas frekvenser). Följaktligen är ”I/Q”-signalen 3408, rik på övertoner, uppbyggd av sinusformade ”I/Q”-signaler vid frekvenser som är heltalsmultipler av själva den fundamentala frekvensen. Dessa sinusformade ”I/Q”-signaler är också fasmodulerade -ß-»s 10 15 20 25 30 521 995 73 på i stort sett samma sätt som den kontinuerliga och periodiska vågformen i vilken de har sitt ursprung (dvs. ”I/Q”-signalen 3408, rik på övertoner).

Utmatningen från summeraren 3402 leds sedan till ett filter 3504. 3.3.9 Filtret (FM-, PM-, AM- och ”I/Q”-Iäge).

Som diskuteras ovan använder sig alla utföranden av uppfinningen i modulationsläge av ett filter. Se till exempel filtret 1218 i Fig. 12, filtret 1414 i Fig. 14, filtret 1618 i Fig. 16 och filtret 1836 i Fig. 18. Uppfinningen stödjer många utföranden av detta filter. Exempliñerande utföranden av filtret 3504 (Fig. 35) beskrivs nedan. Det skall emellertid förstås att dessa exempel tillhandahålls enbart för illustrativa ändamål.

Uppfinningen är inte begränsad till dessa utföranden. 3.3. 9.1 Operationell beskrivning En modulerad signal med en vågforrn som är rikt på övertoner tas emot. Denna hänvisas till som signalen 3502, rik på övertoner. Som uttrycks ovan är en kontinuerlig och periodisk vågfonn, såsom signalen 3502, rik på övertoner, uppbyggd av sinusforrnade komponenter (övertoner) vid frekvenser som är heltalsmultipler av den fundamentala frekvensen för den underliggande vågform i vilken de har sitt ursprung. Dessa kallas för Fourierkomponentfrekvensema. l ett utförande av uppfinningen tas de oönskade övertonsfrekvensema bort, och den önskade frekvensen 3506 matas ut. I ett alternativt utförande matas ett flertal frekvenser ut. Övertonskomponentema av signalen 3502, rik på övertoner, moduleras på samma sätt som signalen 3502, rik på övertoner, själv. Det vill säga om signalen 3502, rik på övertoner, är frekvensmodulerad så är alla övertonerna till den signalen också frekvensmodulerade. Samma sak gäller för fasmodulering, amplitudrnodulering och ”I/Q”- modulering. 3.3.9.2 Strukturell beskrivning arsa» ;»-i» 10 15 20 25 521 995 š*?ñš{}3@3§,*~*~* una av 74 Konstruktionen och användningen av ett filter 3504 är väl känd för personer med kunskaper inom relevanta områden. Ett filter 3504 kan konstrueras och tillverkas av diskreta komponenter, eller den kan köpas ”från hyllan”. Filtret 3505 tar emot signalen 3502, rik på övertoner, från omkopplingsmodul 2802 eller 3102 i läget för FM, PM eller AM, och från summeraren 3402 i ”I/Q”-läget. Signalen 3502, rik på övertoner, är en kontinuerlig och periodisk vågforrn. Som sådan är den uppbyggd av sinusfoimade komponenter (övertoner) som befinner sig vid frekvenser som är heltalsmultipler av den fundamentala frekvensen för den underliggande signalen 3502, rik på övertoner. Filtret 3504 tar bort de sinusforinade signaler som har oönskade frekvenser. Signalen 3506 som kvar står befinner sig vid den önskade frekvensen, och kallas för den önskade utmatade signalen 3506.

För att uppnå detta resultat krävs i enlighet med ett utförande av uppfinningen att ett filter 3504 filtrerar bort de oönskade övertonema i signalen 3502, rik på övertoner.

Termen ”Q” används för att representera förhållandet mellan den centrala frekvensen i den önskade utmatade signalen 3506 och halva bandbredden. Vid observation av Fig. 36 ser vi en önskad frekvens 3602 på 900 Ml-Iz. Filtret 3504 används för att säkerställa att endast energin vid denna frekvens 3602 sänds. Detta betyder att bandbredden 3604 vid halv effekt (den så kallade ”3 dB ner”-punkten) bör vara så smal som möjligt.

Förhållandet mellan frekvens 3602 och bandbredd 3604 definieras som ”Q”. Som visas i Fig. 36 gäller att om ”3 dB ner”-punkten befinner sig vid plus eller minus 15 MHz, så kommer värdet på Q att bli 900 / (15 + 15), eller 30. Med lämpligt val av element för vilken som helst specifik frekvens, så kan Q-värden i storleksordningen 20 eller 30 uppnås.

För rena utsändningsfrekvenser är det önskvärt att Q är så högt som är möjligt och praktiskt, med utgångspunkt från den givna tillämpningen och miljön. Ändamålet med filtret 3504 är att filtrera bort de oönskade övertonema i signalen som är rik på övertoner.

Kretsarna är avståmda för att eliminera alla andra övertoner utom den önskade frekvensen 3506 (till exempel övertonen 3602 på 900 MHz). Om vi nu vänder oss till Fig. 37a - b ser vi exempel på filterkretsar. Den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att lila; vispa 10 15 20 25 30 521 995 ä? 75 inse att ett antal filterkonstruktioner kommer att åstadkomma det önskade målet att släppa igenom den önskade frekvensen, samtidigt som de oönskade frekvensema filtreras bort.

Fig. 37 a illustrerar en krets med en kondensator kopplad parallellt med en induktor, och shuntad till jord. I Fig. 37b befinner sig en kondensator i serie med en induktor, och en parallell krets liknande den i Fig. 37a kopplas mellan kondensatorn och induktorn som är shuntad till jord.

Den modulerade signalen vid den önskade frekvensen 3506 kan sedan ledas till sändningsmodulen 3804. 3.3.10 Sändningsmodulen (FM-, PM-, AM- och ”I/Q”-läge).

Som diskuteras ovan använder sig utförandena av uppfinningen i modulationsläge företrädesvis av en sändningsmodul. Se till exempel sändningsmodulen 1222 i Fig. 12, sändningsmodulen 1418 i Fig. 14, sändningsmodulen 1622 i Fig. 16 och sändningsmodulen 1840 i Fig. 18. Sändningsmodulen är valfri, och andra utföranden behöver inte innefatta en sändningsmodul. Uppfinningen stödjer många utföranden av denna sändningsmodul.

Exemplifierande utföranden av sändningsmodulen 3804 (Fig. 38) beskrivs nedan. Det skall emellertid förstås att dessa exempel tillhandahålls enbart för illustrativa ändamål.

Uppfinningen är inte begränsad till dessa utföranden. 3.3.10.1 Operationell beskrivning En modulerad signal vid den önskade frekvensen 3802 tas emot och sänds över det önskade mediet såsom, men inte begränsat till, utsändning i luft eller från punkt till punkt i kabel. 3.3.10.2 Strukturell beskrivning Sändningsmodulen 3804 ta emot signalen vid den önskade EM-frekvensen 3802.

Om det är avsikten att den skall sändas ut genom luften kan signalen ledas genom ett 10 15 20 25 30 nu .u u s. 521 995 š*?fišäší@ßä«* 76 valfritt antenngränssnitt, och sedan till antennen för utsändning. Om det är avsikten att signalen skall sändas via en kabel från en punkt till en annan, så kan signalen ledas till en valfn' lindrivare och ut genom kabeln. Den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att andra sändningsmedier kan användas. 3.3.1] Andra genomföranden De genomföranden som beskrivs ovan tillhandahålls för illustrativa ändamål. Dessa genomföranden är inte avsedda att begränsa uppfinningen. Andra utföranden av genomföranden är möjliga och täcks av uppfinningen såsom, men inte begränsat till mjukvaru- mjukvaru- / hårdvaru- och fastvarugenomföranden av systemen och komponenterna i uppfinningen. Alternativa genomföranden och utföranden, vilka skiljer sig något eller avsevärt från dem som beskrivs häri, kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som lärs ut häri.

Sådana altemativa genomföranden faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. 4. Förbättring av övertoner. 4.1 Beskrivning på hög nivå Denna sektion (inklusive dess undersektioner) tillhandahåller en beskrivning på hög nivå av förbättring av övertoner i enlighet med den föreliggande uppfinningen. I synnerhet beskrivs pulsfonnning på en hög nivå. Dessutom beskrivs ett strukturellt genomförande för att uppnå denna process på en hög nivå. Detta strukturella genomförande beskrivs häri för illustrativa ändamål, och är inte begränsande. I synnerhet kan den process som beskrivs i denna sektion åstadkommas med användning av vilket som helst antal strukturella genomföranden, av vilka ett beskrivs i denna sektion. Detaljer i sådana strukturella utföranden kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som läns ut häri. 10 15 20 25 30 521 995 ïfiš 3' 77 Det noteras att vissa utföranden av uppfinningen innefattar förbättring av övertoner, medan andra utföranden inte gör det. 4.1.1 Operatíonell beskrivning För en bättre förståelse av genereringen och extraheringen av övertoner, och av ändamålet med att forma vågformerna för att förbättra övertonerna, så erbjuds den följande diskussionen av Fourieranalys så som den hänför sig till den föreliggande uppfinningen.

En upptäckt som gjordes av baron Jean B. J. Fourier (1760 - 1830) visade att kontinuerliga och periodiska vågformer är uppbyggda av ett flertal sinusfonnade komponenter vilka kallas för övertoner. Vad som är viktigare är att frekvensen för dessa komponenter är heltalsmultipler av frekvensen för den ursprungliga vågformen (vilken kallas för den fundamentala frekvensen). Amplituden av var och en av dessa komponentvågformer är beroende av formen på den ursprungliga vågforrnen.

Härledningama av och bevisen för baron Fouriers analys är väl kända för personer med kunskaper inom relevanta områden.

Den mest basala vågformen som är kontinuerlig och periodisk är en sinusvåg. Den har enbart en överton som befinner sig vid den fundamentala frekvensen. Denna kallas även för den första övertonen. Eftersom det endast finns en komponent är amplituden av övertonskornponenten lika med amplitud av den ursprungliga vågforrnen, dvs. sinusvågen själv. Sinusvågen anses inte vara ”rik på övertoner”.

Ett impulståg är det andra extremfallet av en periodisk vågform. Matematiskt anses det ha bredden noll. Den matematiska analysen visar i detta fall att det finns övertoner vid samtliga multipler av impulsens frekvens. Det vill säga, om impulsen har en frekvens av Fi så är övertonema sinusformade vågor vid 1 x Fi, 2 x Fi, 3 x Fi, 4 x Fi etc. Som analysen av detta specialfall dessutom visar är amplituderna av samtliga övertoner lika. Detta är verkligen en vågform ”rik på övertoner", men den är i verkligheten opraktisk med nuvarande teknologi.

En mer typisk vågfonn är en rektangulär våg, vilken är en serie av pulser. Varje puls kommer att ha en bredd (som kallas en pulsbredd, eller ”1”), och serien av pulser i \-,=t 10 15 20 25 521 995 78 vågformen kommer att ha en period (”T”, vilken är inversen av frekvensen, dvs. T = l / Fr, där ”Fr” är den fundamentala frekvensen för den rektangulära vågen). En form av rektangulär våg är fyrkantvågen, i vilken signalen befinner sig i ett första tillstånd (till exempel hög) under samma tidsrymd som den befinner sig i det andra tillståndet (till exempel låg). Det vill säga, förhållandet mellan pulsbredden och perioden (1: / T) är 0,5.

Andra former av rektangulära vågor, förutom fyrkantvågor, hänvisas typiskt till helt enkelt som ”pulser” och har 't / T < 0,5 (dvs. signalen kommer att vara ”hög” under en kortare tid än den är ”låg”). Den matematiska analysen visar att det finns övertoner vid samtliga multipler av signalens fundamentala frekvens. Detta betyder att om frekvensen för den rektangulära vågformen är Fr, så är frekvensen för den första övertonen 1 x Fr, frekvensen för den andra övertonen är 2 x Fr, frekvensen för den tredje övertonen är 3 x Fr, och så vidare. Det finns vissa övertoner för vilka amplituden är noll. När det gäller en fyrkantvåg, till exempel, så är ”nollpunkterna” de jämna övertonerna. För andra värden av 'c / T kan ”nollpunktema” bestämmas ur de matematiska ekvationerna. Den allmänna ekvationen för amplituden av övertonemai en rektangulär våg, med en amplitud av Apuls, är som följer Amplitud för den n: te övertonen = An = {[Apuls][(2 / n) / n] sin[n x 1: x (1/ T)]} Eq-l Tabell 6000 i Fig. 60 visar amplitudema för de första femtio övertonema för rektangulära vågor med sex olika förhållanden av 't / T. 'r / T-förhållandena är 0,5 (fyrkantvåg), 0,25, 0,10, 0,05, 0,01 och 0,005. (Den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att inse att Apuls sätts till 1 för matematisk jämförelse.) Från detta begränsade exempel framgår det att förhållandet mellan pulsbredd och period är en viktig faktor vid bestämning av övertonemas relativa amplituder. Notera även att i fallet då 13/ T = 0,5 (dvs. en fyrkantig våg), så gäller det förhållande som uttrycks ovan (dvs. endast udda övertoner är närvarande). Lägg märke till att när 'r / T blir litet (dvs. när pulsen närmar sig en impuls), så blir amplituderna av övertonerna i stort sett ”platta”. Det vill säga, det förekommer mycket liten minskning av de relativa amplitudema. En person med kunskaper inom relevanta 10 15 20 25 30 521 995 79 områden kommer att förstå hur den önskade pulsbredden skall välj as för en given tillämpning med ledning av det som lärs ut häri. Det kan dessutom visas matematiskt och experimentellt att om en signal med en kontinuerlig och periodisk vågform moduleras, så är denna modulation även närvarande på varje överton till den ursprungliga vågformen.

Från det föregående framgår det på vilket sätt pulsbredden är en viktig faktor vid säkerställning av att övertonens vågfonn vid den önskade utmatade frekvensen har tillräcklig arnplitud för att vara användbar utan att kräva komplicerad filtrering eller onödig förstärkning En annan faktor vid säkerställning av att den önskade övertonen har tillräcklig arnplitud är hur omkopplama 2816 och 3116 (Fig. 28a och 3la) i omkopplingsmodulema 2802 och 3102 svarar på styrsignalen som får omkopplaren att stänga och öppna (dvs. den modulerade oscillerande signalen 2804 i Fig. 28 och den oscillerande signalen 3104 i Fig. 31). I allmänhet har omkopplare två trösklar. När det gäller en omkopplare som vanligtvis är öppen är den första tröskeln den spänning som krävs för att få omkopplaren att stänga.

Den andra tröskeln är den spänning vid vilken omkopplaren åter kommer att öppnas. Den konvention som används häri för enkelhet i diskussion och illustration (och som inte är avsedd att vara begränsande) gäller för fallet i vilket omkopplaren är stängd när styrsignalen är hög, och öppen när styrsignalen är låg. Det skulle vara uppenbart för personer med kunskaper inom relevanta områden att det omvända också skulle kunna användas. Typiskt är dessa spänningar inte identiska, men de skulle kunna vara det. En annan faktor är hur snabbt omkopplaren svarar på styrinmatningen när tröskelspänningen väl har applicerats. Ändamålet är att omkopplaren skall öppna och stänga på ett sådant sätt att förspännings- / referenssignalen pulsstyrs "rent". Det vill säga, impedansen genom omkopplaren skall företrädesvis förändras från en hög impedans (en öppen omkopplare) till en låg impedans (en stängd omkopplare), och tillbaka igen på en mycket kort tid på ett sådant sätt att den utmatade signalen är i stort sett rektangulär.

Det är ett ändamål med denna uppfinning i des utförande som sändare att informationen i informationssignalen skall sändas. Det vill säga, infonnationen moduleras på den sända signalen. För att åstadkomma detta ändamål i lägena för FM och PM används informationssignalen för att modulera den oscillerande signalen 2804. Den oscillerande rusa: brun» 10 15 20 25 30 521 995 šïïí 80 signalen 2804 får sedan omkopplaren 2816 att stängas och öppnas. Den information som moduleras på den oscillerande signalen 2804 måste troget reproduceras på den signal som matas ut från omkopplarkretsen (dvs. signalen 2814, rik på övertoner). För att detta skall ske effektivt stänger och öppnar omkopplaren 2816 företrädesvis skarpt i utföranden av uppfinningen, så att signalen 2814, rik på övertoner, växlar snabbt från förspännings- / referenssignalen 2806 (eller 3106) till jorden 2812 (eller den andra signalnivån 2818 i det altemativa utförandet). Denna snabba stig- och falltid är önskvärd, så att signalen 2814, rik på övertoner, kommer att vara ”rik på övertoner”. (När det gäller AM är den oscillerande signalen 3104 inte modulerad, men kravet på ”skarphet” gäller fortfarande.) För att omkopplaren 2816 skall öppna och stänga skarpt måste den oscillerande signalen 2804 också vara skarp. Om den oscillerande signalen 2804 är sinusforrnad så kommer ornkopplaren 2816 att öppna och stänga när tröskelspänningarna nås, men pulsbredden av signalen 2814, rik på övertoner, kan vara för stor för att säkerställa att amplituden av den önskade övertonen till signalen 2814, rik på övertoner, är tillräckligt hög för att tillåta sändning utan komplicerad filtrering eller onödig förstärkning. Dessutom gäller, i det utförande i vilket omkopplaren 2816 är en GaAs-FET 2901, att om den oscillerande signalen 2804 som är kopplad till grinden 2902 i GaAs-FET 2901 (dvs. den signal som får omkopplaren 2816 att stänga och öppna) är en sinusformad våg, så kommer GaAs-FET 2901 inte att stänga och öppna skarpt, utan kommer att fungera mer som en förstärkare än en omkopplare. (Det vill säga, den kommer att leda under den tid som den oscillerande signalen stiger och faller under tröskelvärdena, men kommer inte att vara en ”kortslutning”.) För att dra nytta av fördelarna med fönnågan hos en GaAs-FET att stänga och öppna vid höga frekvenser, så har den oscillerande signalen 2804 som är kopplad till grinden 2902 företrädesvis en kort stig- och falltid. Det vill säga, den är företrädesvis en rektangulär vågform och har företrädesvis ett förhållande mellan pulsbredd och period som är samma som förhållandet mellan pulsbredd och period för signalen 2814, rik på övertoner.

Som slås fast ovan gäller att om en signal med en kontinuerlig och periodisk ' vågform moduleras så inträffar denna modulering på varje överton till den ursprungliga vågforrnen. Detta betyder att i lägena för PM och FM, när informationen moduleras på den rann: 'vøno 10 15 20 25 521 995 81 oscillerande signalen 2804 och den oscillerande signalen 2804 används för att få ornkopplaren 2816 att stäng och att öppna, så kommer signalen 2814, rik på övertoner, som matas ut från omkopplingsmodulen 2802 också att vara modulerad. Om den oscillerande signalen 2804 är skarp kommer omkopplaren 2816 att öppna och stänga skarpt, signalen 2814, rik på övertoner, kommer att vara rik på övertoner, och var och en av dessa övertoner till signalen 2814, rik på övertoner, kommer att ha informationen modulerad på sig.

Eftersom det är önskvärt att den oscillerande signalen 2804 är skarp kan förbättring av övertoner behövas i vissa utföranden. Förbättring av övertoner kan även kallas för ”pulsfonnning”, eftersom ändamålet är att forma den oscillerande signalen 2804 till ett band av pulser med en önskad pulsbredd. Om den oscillerande signalen är sinusfonnad kommer förbättring av övertoner att forma den sinusformade signalen till en rektangulär (eller i stort sett rektangulär) vågform med det önskade förhållandet mellan pulsbredd och period. Om den oscillerande signalen 2804 redan är en fyrkantig våg eller puls kommer förbättring av övertoner att forma den för att uppnå det önskade förhållandet mellan pulsbredd och period. Detta kommer att säkerställa en effektiv överföring av den modulerade infonnationen genom ornkopplaren.

Tre exemplifierande utföranden av förbättring av övertoner beskrivs nedan för illustrativa ändamål. Emellertid är uppfinningen inte begränsad till dessa utföranden.

Andra utföranden kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som lärts ut häri. 4.1.2 Strukturell beskrivning Formen av den oscillerande signalen 2804 får omkopplaren 2816 att stängas och öppnas. Formen av den oscillerande signalen 2804 och valet av omkopplaren 2816 kommer att bestämma hur snabbt omkopplaren 2816 stänger och öppnar, och hur länge den förblir stängd jämfört med hur länge den förblir öppen. Detta kommer sedan att bestämma ”skärpan” i signalen 2814, rik på övertoner. (Det vill säga, huruvida signalen 2814, rik på övertoner, är i stort sett rektangulär, trapetsoid, triangulär etc.) Som visas ovan bör formen nnnpx 10 15 20 25 30 521 995 82 av den oscillerande signalen 2804 i stort sett optimeras för att säkerställa att den önskade övertonen har den önskade amplituden.

Modulen för förbättring av övertoner (HEM) 4602 (Fig. 46) hänvisas även till som en ”pulsforrnare”. Den ”formar” de oscillerande signalerna 2804 och 3104 som driver omkopplingsmodulerna 2802 och 3102 som beskrivs i sektionema 3.3.6 - 3.3.6.2 och 3.3.7 - 3.3.7.2. Modulen 4602 för förbättring av övertoner transfonnerar företrädesvis en kontinuerlig och periodisk vågforrn till ett band av pulser 4606. Bandet av pulser 4606 kommer att ha en period ”T”, som bestäms av både frekvensen för den kontinuerliga och periodiska vågforrnen 4604 och konstruktionen av pulsfonnningskretsen i modulen för förbättring av övertoner 4602. Dessutom kommer varje puls att ha en pulsbredd ”I” som bestäms av konstruktionen av den pulsfonnande kretsen. Perioden för pulsflödet, ”T”, bestämmer frekvensen för omkopplarens stängning (där frekvensen är inversen av perioden), och pulsemas pulsbredd, ”t” avgör hur länge omkopplaren förblir öppen.

I det utförande som beskrivs ovan i sektionema 3.3.6 - 3.3.6.2 (och 3.3.7 - 3.3.7.2), kommer signalen 2814 (eller 3114), rik på övertoner, när omkopplaren 2816 (eller 3116) är öppen, att ha en arnplitud som är i stort sett lika med förspänningssignalen 2806 (eller referenssignalen 3106). När omkopplaren 2816 (eller 3116) är stängd kommer signalen 2814 (eller 3114), rik på övertoner, att ha en arnplitud som är i stort sett lika med potentialen för signalen 2812 (eller 3112 eller 3118) vid den andra inmatningen 2810 (eller 3110) i omkopplingsmodulen 2802 (eller 3102). Detta betyder att för det fall i vilket den oscillerande signalen 2804 (eller 3104) som driver omkopplingsmodulen 2802 (eller 3102) är i stort sett rektangulär, så kommer signalen 2814 (eller 3114), rik på övertoner, att ha i stort sett samma frekvens och pulsbredd som den fonnade oscillerande signalen 2804 (eller 3104) som driver omkopplingsmodulen 2802 (eller 3102). Detta gäller för de fall i vilka den oscillerande signalen 2804 (eller 3104) är en rektangulär våg. Personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att tennen ”rektangulär våg” kan hänvisa till alla vågforrner som är i stort sett rektangulära, inklusive fyrkantvågor och pulser. Ändamålet med att forma signalen är att styra den tid som omkopplaren 2816 (eller 3116) är stängd. Som nämns ovan har signalen 2814 (eller 3114), rik på övertoner, en i stort sett rektangulär vågfonn. Styrning av förhållandet mellan pulsbredden för signalen -nins 10 15 20 25 30 Ü i Ill I I Il I OI g; g g. g o n, u. n . . u Q o; n n . u u u - f ~ n - n . | u n u. o u u . n n- ..- -. . . u .u u. -. o s . u v . . t. n . t u s. . n s . s n o v ø u u. n n i n 83 2814 (eller 3114), rik på övertoner, och dess period, kommer att leda till att formen av signalen 2814 (eller 3114), rik på övertoner, i stort sett optimeras, så att de relativa arnplituderna är sådana att den önskade övertonen kan extraheras utan onödig och komplicerad förstärkning och filtrering. 4.2 Exempel på utföranden.

Olika utföranden som hänför sig till metoderna och strukturema vilka beskrivs ovan presenteras i denna sektion (och i dess undersektioner). Dessa utföranden beskrivs häri för illustrationsändarnål och inte för begränsning. Uppfinningen är inte begränsad till dessa utföranden. Alternativa utföranden (innefattande ekvivalenter, förlängningar, variationer, avvikelser etc., av de utföranden som beskrivs häri) kommer att framgå för personer med kunskaper inom relevanta områden, baserat på det som lärs ut häri. Uppfinningen är avsedd och anpassad för att innefatta sådana alternativa utföranden. 4.2.1 Första utförande: När en fyrkantvåg matar modulen för förbättring av övertonerjör att skapa en puls per cykel 4.2.1.1 Operationell beskrivning I enlighet med detta utförande tas en kontinuerlig periodisk vågforrn 4604 emot och ett band av pulser matas ut. Den kontinuerliga periodiska vågforrnen 4604 kan vara en fyrkantvåg eller vilken annan kontinuerlig periodisk vågforrn som helst, som varierar från ett värde som identifieras som en ”digital låg” till ett värde som identifieras som en ”digital hög”. En puls genereras per cykel av den kontinuerliga och periodiska vågformen 4604.

Den beskrivning som ges häri kommer att vara för den kontinuerliga och periodiska vågformen 4604, vilken är en fyrkantvåg, med personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att inse att andra vågformer också kan ”fonnas” till vågforrnen 4606 enligt detta utförande. mus: »isua 10 15 20 25 30 c u nu u uu u nu uu u, u u u» uu n u u nu u uu c v u uu nu u u. u u u u u u o :nu I u. u u u »uu .H uu u u u uu uu uu u u u u a u u u nu u u u a u u u 0 n u u u u a u x .u uu nu uu el: uu u c 84 4.2.1.2 Strukturell beskrivning I detta första utförande av en modul för förbättring av övertoner 4602, i det följande kallad för en pulsfornmingskrets 4602, tas en kontinuerlig periodisk vågform 4604, vilken är en fyrkantvåg, emot av pulsforrnningskretsen 4602. Pulsformningskretsen 4602 är företrädesvis uppbyggd av digitala logiska anordningar som ger upphov till att ett band av pulser 4606 matas ut, vilket har en puls för varje puls i den kontinuerliga periodiska vågformen 4604, och företrädesvis har ett förhållande ”I / T” som är mindre än 0,5. 4.2.2 Andra utförande: När en fyrkantvåg matar modulen för förbättring av övertonerför att skapa två pulser per cykel 4.2.2.1 Operationell beskrivning I detta utförande tas en kontinuerlig periodisk vågforrn 4604 emot och ett band av pulser 4606 matas ut. I detta utförande matas två pulser ut för varje period av den kontinuerliga periodiska vågforrnen 4604. Den kontinuerliga periodiska vâgformen 4604 kan vara en fyrkantvåg eller vilken annan kontinuerlig periodisk vågform som helst, som varierar från ett värde som identifieras som en ”digital låg” till ett värde som identifieras som en ”digital hög”. Den beskrivning som ges häri kommer att vara för en kontinuerlig och periodisk vågform 4604, vilken är en fyrkantvåg, med personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att inse att andra vågformer också kan ”formas” till vågforrnen 4606 enligt detta utförande. 4.2.2.2 Strukturell beskrivning I detta andra utförande av en pulsformningskrets 4602 tas en kontinuerlig periodisk vågfonn 4604, vilken är en fyrkantvåg, emot av pulsformningskretsen 4602.

Pulsformningskretsen 4602 är företrädesvis uppbyggd av digitala logiska anordningar som ger upphov till att ett band av pulser 4606 matas ut, vilket har två pulser för varje puls i den onani 'In-i 10 15 20 25 o n nu s n en q en ao n I i n s c s a a | n a - s . i v u s n i. u s» o s - . n o nu. o U s s OI' IIC IO I I I II ll IJ I I I I I Û 1 I kl 0 I I O Q I Q I I i I G I I I h (I bl! I Il Oil Il I 85 kontinuerliga periodiska vågfonnen 4604, och företrädesvis har ett förhållande ”r/ T” som är mindre än 0,5. 4.2.3 Tredje utförande: När vilken våg/orm som helst matar modulen. 4.2.3.1 Operationell beskrivning I detta utförande tas en kontinuerlig periodisk vågform 4604 med vilken form som helst emot och ett band av pulser 4606 matas ut. 4.2.3.2 Strukturell beskrivning I detta tredje utförande av en pulsformningskrets 4602 tas en kontinuerlig periodisk vågform 4604, av vilken form som helst, emot av pulsformningskretsen 4602.

Pulsfonnningskretsen 4602 är företrädesvis uppbyggd av en serie av steg, där varje steg formar vågfonnen till dess att den i stort sett är ett band av pulser 4606, företrädesvis med ett förhållande för ”t / T” som är mindre än 0,5. 4.2.4 Andra utföranden De utföranden som beskrivs ovan tillhandahålls för illustrativa ändaniål. Dessa utförande är inte avsedda att begränsa uppfinningen. Altemativa utföranden, vilka skiljer sig något eller avsevärt från dem som beskrivs häri, kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som lärs ut häri.

Sådana altemativa utföranden faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. 4.3 Exempel på genomfiiranden Iv,:| 10 15 20 25 30 an» v v 0 av u n nano nu p . _ 0 - - , vu 0 son- Q 521 995 86 Exemplifierande operationella och / eller strukturella genomföranden, vilka hänför sig till metod(ema), struktur(erna) och/ eller utförande(na) som beskrivs ovan presenteras i denna sektion och dess undersektioner. Dessa komponenter och metoder presenteras häri för illustrationsändarnål och inte för begränsning. Uppñnningen är inte begränsad till de specifika exempel på komponenter och metoder som beskrivs häri. Altemativ (innefattande ekvivalenter, förlängningar, variationer, avvikelser etc., av dem som beskrivs häri) kommer att framgå för personer med kunskaper inom relevanta områden, baserat på det som lärs ut häri. Sådana altemativ faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. 4.3.1 Första digital logikkrets.

Ett exemplifierande genomförande av det första utförandet som beskrivs i sektionerna 4.2.1 - 4.2.l.2 illustreras i Fig. 39. I synnerhet är kretsen som visas i Fig. 39a en typisk kretskonstruktion för en pulsfonnningskrets 4602 med användning av digitala logiska anordningar. I Fig. 39b - d visas även representativa vågforrner vid tre noder i kretsen. I detta utförande använder sig pulsformaren 3900 av en inverterare 2910 och en AND-grind 3912 för att producera ett band av pulser. En inverterare, såsom inverteraren 3910, ändrar tecken på inmatningen, och en AND-grind, såsom AND-grinden 3912, matar ut en digital ”hög” när alla inmatade signaler är en digital ”hög”. Inmatning till pulsforrnaren 3900 är vågformen 3902, och den visas här för illustrativa ändamål i form av en fyrkantvåg. Utmatningen från inverteraren 3901 är vågformen 3904, vilken också är en fyrkantvåg. På gmnd av kretsarna i inverteraren 3910 föreligger emellertid en försening mellan appliceringen av inmatningen och den motsvarande teckenförändringen i utmatningen. Om vågforrnen 2902 starta som ”låg” kommer vågformen 3904 att vara ”hög”, eftersom den har inverterats av inverteraren 3910. När vågformen 3902 byter till ”hög” kommer AND-grinden 3912 under ett ögonblick att se två ”hög”-signaler, och detta får dess utmatade vågforrn 3906 att bli ”hög”. När inverteraren 3910 har inverterat sin inmatning (vågformen 3902) och fått vågformen 3904 att bli ”låg”, så kommer AND- grinden 3912 endast att se en ”hög”-signal, och den utmatade vågformen 3906 kommer att 521 995 n ~ o u u u u o a » ~ o o uv 87 bli "låg". Detta betyder att den utrnatade vågformen 2906 endast kommer att vara ”hög” under den tidsperiod under vilken båda vågfonnema 2902 och 2904 är ”höga”, vilket är tidsfördröjningen i inverteraren 3910. Följaktligen tar pulsformaren 3900, vilket framgår från Fig. 39b - d, emot en fyrkantvåg och genererar ett band av pulser, där en puls genereras 5 för varje cykel i fyrkantvågen. 4.3.2 Andra digital logikkrets.

Ett exemplifierande genomförande av det andra utförandet som beskrivs i 10 sektionerna 4.2.2 - 4.2.2.2 illustreras i Fig. 40. I synnerhet är kretsen i Fig. 40a en typisk kretskonstruktion för en pulsforrrmingskrets 4602 med användning av digitala logiska anordningar. I Fig. 40b - d visas även representativa vågforrner vid tre noder i kretsen. I detta utförande använder sig pulsfonnningskretsen 4000 av en inverterare 4010 och en exklusiv NOR (XNOR) -grind 4012. En XNOR, såsom XNOR 4012, matar ut en digital 15 ”hög” när båda inmatningarna är digitala ”hög” och när båda inmatningarna är digitala ”låg”. Vågformen 4002, vilken visas här i form av en fyrkantvåg identisk med den som visas ovan som vågformen 3902, börjar i tillståndet "låg". Därför kommer utmatningen från inverteraren att börja i tillståndet ”hög”. Detta betyder att XNOR-grinden 4012 kommer att se en ”hög” inmatning och en ”låg” inmatning, och dess utmatning 4006 o 20 kommer att bli ”lag”. När vågformen 4002 ändras till ”hög” kommer XNOR-grinden 4012 att ha två ”höga” inmatningar till dess att vågformen 4004 byter till ”låg”. Eftersom den ser två ”höga” imnatningar kommer dess utmatade vågform 4006 att vara ”hög”. När a vågformen 4004 blir ”låg” kommer XNOR-grinden 4012 återigen att se en ”hög” inmatning i (vågformen 4002) och en ”låg” inmatning (vågformen 4004). När vågformen 4002 ändras 25 tillbaka till ”låg” kommer XNOR-grinden att se två ”låga” inmatningar, och dess utmatning kommer att bli ”hög”. Efter tidsfördröjningen i inverteraren 4010 kommer vågformen 4004 att ändras till ”hög”, och XNOR-grinden 4012 kommer återigen att se en ”hög” :¿..: inmatning (vågformen 4004) och en ”låg” inmatning (vågformen 4002). Alltså kommer vågforrnen 4005 återigen att ändras till ”låg”. Följaktligen tar pulsfonnaren 4000, vilket Iflim 10 15 20 25 30 521 995 88 framgår från Fig. 40b - d, emot en fyrkantvåg och genererar ett band av pulser, där två pulser genereras för varje cykel i fyrkantvågen. 4.3.3 Analog krets.

Ett exemplifierande genomförande av det tredje utförandet som beskrivs i sektionerna 4.2.3 - 4.2.3.2 illustreras i Fig. 41. l synnerhet är kretsen som visas i Fig. 41 en typisk pulsforrnande krets 4602, i vilken en imnatad signal 4102 visas som en sinusvåg.

Den inmatade signalen 4102 matar det första elementet 4104 i kretsen, vilket i sin tur matar det andra, och så vidare. Typiskt producerar tre kretselement 4104 de stegvis formade vågformema 4120, 4122 och 4124 innan de matar en kondensator 4106. Utmatningen från kondensatom 4106 shuntas till jorden 4110 genom en resistor 4108, och matar dessutom ett fjärde kretselement 4104. En utrnatad signal 4126 är en pulsad utmatning med en frekvens som är en funktion av frekvensen för den imnatade signalen 4102.

En exemplifierande krets för kretselementen 4104 visas i Fig. 43. Kretsen 4104 är uppbyggd av en inmatning 4310, en utmatning 4312, fyra FET 4302, två dioder 4304 och en resistor 4306. Personer med kunskaper inom relevanta områden skulle förstå att andra konstruktioner av pulsforrnande kretsar också skulle kunna användas utan att avvika från omfattningen och andemeningen av uppfinningen. 4.3.4 Andra genomföranden De genomföranden som beskrivs ovan tillhandahålls för illustrativa ändamål. Dessa genomföranden är inte avsedda att begränsa uppfinningen. Altemativa genomföranden, vilka skiljer sig något eller avsevärt från dem som beskrivs häri, kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som lärs ut häri.

Sådana alternativa genomföranden faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. 4.3.4.1 Multipla aperturer 521 995 n .nu n. 89 I ett alternativt utförande av uppfinningen används ett flertal pulser för att skapa flera aperturer från omkopplingsmodulen. Genereringen av flertalet pulser kan ske med hjälp av ett antal tekniker. Ändamålet med att använda multipla aperturer är på grund av 5 den optimerande effekt detta har på amplituden av övertonsinnehållet i den utmatade vågformen.

Om man observerar Fig. 78 så syns det att en lokal oscillator 7802 genererar en oscillerande signal 7810. För enkelhet i diskussionen, och inte avsett att vara begränsande, så leds den oscillerande signalen 7810 genom en pulsformare 7812 för att skapa ett band av 10 pulser. Bandet av pulser 7804 leds till en modul för generering av multipla aperturer 7806.

Utmatningen från modulen för generering av multipla aperturer 7806 är ett band av multipla pulser 7808.

I Fig. 79 syns att bandet av pulser 7804 tas emot av modulen för generering av multipla aperturer 7806. Bandet av pulser 7804 leds sedan till en eller flera fördröjningar 15 7904(i). Fig. 79 illustrerar en första fördröjning 7904(a) som matar ut ett första fördröjt band av pulser 7906(a). Det första fördröjda bandet av pulser 7906(a) är i stort sett likadant som bandet av pulser 7804, förutom att det är fördröjt i tiden med en önskad period.

Bandet av pulser 7804 och det första fördröjda bandet av pulser 7906(a) leds sedan till en ”NOR”-grind som matar ut ett band av multipla pulser 7808, vilket har en puls vid varje 20 punkt i tiden som bandet av pulser 7804 har en puls Q vid varje punkt i tiden som det första fördröjda bandet av pulser 7906(a) har en puls. På liknande sätt fördröjer andra fördröjningar, såsom en fördröjning 7904(n), också bandet av pulser 7804 med önskade perioder för att skapa det n: te fördröjda bandet av pulser 7906(n). När bandet av pulser 7804 och de första till och med n: te fördröjda banden av pulser 7906(a) - 7906(n) 25 kombineras av ”NOR”-grinden 7904 så skapas bandet av multipla pulser 7808 med n + l pulser för varje cykel i bandet av pulser 7804.

Fig. 80 illustrerar ett pulståg 8002 som har en puls per cykel i pulsbandet 7 804. På ,, _, _ liknande sätt illustrerar ett pulståg 8004 två pulser per cykel i bandet av pulser 7804; ett pulståg 8006 illustrerar tre pulser per cykel i bandet av pulser 7804, ett pulståg 8008 30 illustrerar fyra pulser per cykel i bandet av pulser 7804, och ett pulståg 8010 illustrerar fem unfun Int»- 10 15 20 25 30 521 995 90 pulser per cykel i bandet av pulser 7804. I detta exempel är den önskade utmatade frekvensen 900 MHz och frekvensen för bandet av pulser är 180 MHz. Alltså är den femte övertonen den önskade övertonen, och den optimala pulsbredden för pulsema i bandet av pulser 7804 är en femtedel av perioden för bandet av pulser 7804. I detta exempel är var och en av pulserna separerade från den ledande pulsen av en period i tiden som är lika med pulsbredden, och dessutom har de, var och en, en pulsbredd som är i stort sett lika med pulsbredden av pulserna i bandet av pulser 7804.

Fig. 81 till och med 85 illustrerar fördelarna med att använda multipla aperturer per cykel. IFig. 81 visas övertonen vid 900 MHz som uppstår från användande av en enda puls per cykel (dvs. pulståget 8002) i form av ett spektrum 8102. i Fig. 82 visas övertonen vid 900 MHz som uppstår från användande av två pulser per cykel (dvs. pulståget 8004) i forrn av ett spektrum 8202. i Fig. 83 visas övertonen vid 900 MHz som uppstår från användande av tre pulser per cykel (dvs. pulståget 8006) i form av ett spektrum 8302. i Fig. 84 visas övertonen vid 900 MHz som uppstår från användande av fyra pulser per cykel (dvs. pulståget 8008) i form av ett spektrum 8402. i Fig. 85 visas övertonen vid 900 MHz som uppstår från användande av fem pulser per cykel (dvs. pulståget 8010) i fonn av ett spektrum 8502. Fig. 86 illustrerar den relativa arnplituden av dessa fem spektra 8102, 8202, 8303, 8402 och 8502. Som framgår, så ökar amplituden av den önskade övertonen och de oönskade övertonema minskar som en funktion av antalet pulser per cykel. Denna ökning av amplitud kommer att utgöra ett andra övervägande vid konstruktionen av en sändare.

Ett alternativt utförande för att förbättra innehållet av övertoner i den utmatade signalen visas i kretsen 8702 i Fig. 87. Ett band av pulser så som visas i Fig. 90 fasskiftas och inverteras, och de två banden av pulser kombineras för att skapa det bipolära band av pulser som visas i Fig. 89. Effekten av det bipolära bandet av pulser är att undertrycka de jämna övertonema och öka amplituden av de udda övertonema. Denna utrnatning visas i Fig. 88. 5. F örstärkarmodul. anus: naiv» 10 15 20 25 521 995 91 5.1 Beskrivning på hög nivå Denna sektion (inklusive dess undersektioner) tillhandahåller en beskrivning på hög nivå av förstärkarmodulen i enlighet med den föreliggande uppfinningen. I synnerhet beskrivs förstärkning på en hög nivå. Dessutom beskrivs ett strukturellt genomförande för att uppnå signalförstärkning på en hög nivå. Detta strukturella genomförande beskrivs häri för illustrativa ändamål, och är inte begränsande. I synnerhet kan den process som beskrivs i denna sektion åstadkommas med användning av vilket som helst antal strukturella genomföranden, av vilka ett beskrivs i denna sektion. Detaljer i sådana strukturella utföranden kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta ornråden, med ledning av det som lärts ut häri. 5.1.1 Operationell beskrivning Även om den föreliggande uppfinningen är avsedd att användas utan krav på förstärkning, så kan det finnas omständigheter under vilka det, i det utförande av den föreliggande uppfinningen i vilket den används som en sändare, kan visa sig vara önskvärt att förstärka den modulerade signalen innan den sänds. I ett annat utförande av uppfinningen, i vilket den används som en stabil signalkälla för en frekvens- eller faskomparator, så kan det också vara önskvärt att förstärka den resulterande signalen vid den önskade frekvensen.

Detta krav kan uppstå av ett antal skäl. Ett första skäl kan vara att förspännings- / referenssignalen är för låg för att stödja den önskade användningen. Ett andra skäl kan vara att den önskade utrnatade frekvensen är mycket hög i förhållande till frekvensen för den oscillerande signalen som styr ornkopplaren. Ett tredje skäl kan vara att formen av signalen, rik på övertoner, är sådan att amplituden av den önskade övertonen är låg.

Kom i det första fallet ihåg att amplituden av förspännings- / referenssignalen avgör arnplituden av signalen, rik på övertoner, vilken är närvarande vid utmatningen från omkopplarkretsen. (Se sektionema 3.3.6 - 336.2 och 3.3.7 - 337.2.) Kom dessutom :nina lura» 10 15 20 25 30 u u u u uu n n uuu u u uu u nu uu u uu u u u u u u v u u c uu u o u uu u u uu nu u u u u u u u u u u u nu u uu o u u u , u u u u u u u u u u u u u u u u u u. o u u n u u u o u u u u u u u u uu uuu uu uu uuu uu u u 92 ihåg att amplituden av signalen, rik på övertoner, direkt påverkar amplitud av var och en av övertonema. (Se ekvationeni sektion 4.1 ovan.) I det andra fallet, om frekvensen för den oscillerande signalen är relativt låg jämfört med den önskade utmatningsfrekvensen i uppkonverteraren, så kommer en hög överton att behövas. Som ett exempel kommer, om den oscillerande signalen är 60 MHz och den önskade frekvensen är 900 MHz, den 15: e övertonen att behövas. I fallet när 1: / T är 0,1 framgår det från tabell 6000 i Fig. 60 att amplituden av den 15: e övertonen (A15) är 0,0424, vilket är 21,5 % av amplituden av den första övertonen (A1 = 0,197). Det kan finnas fall i vilka detta inte är tillräckligt för det önskande ändarnålet, och följaktligen måste förstärkas.

Det tredje fallet i vilket amplituden av utmaningen kan behöva förstärkas är när formen i signalen, rik på övertoner, inte är ”skarp” nog att tillhandahålla övertoner med tillräcklig amplitud för det önskade ändamålet. Om signalen, rik på övertoner, till exempel är i stort sett triangulär, och med exemplet ovan givet där den oscillerande signalen är 60 MHz och den önskade utmatade signalen är 900 MHz, så blir den 15: e övertonen till den triangulära vågen 0,00180. Detta är avsevärt lägre än amplitud av den 15: e övertonen av den rektangulära vågen ”0,l” (som ovan visas vara 0,0424), och kan matematiskt visas att vara 0,4 % av amplituden av den första övertonen till den triangulära vågen (vilken är 0,405). Därför har i detta exempel den första övertonen till den triangulära vågen en amplitud som är större än amplituden av den första övertonen till den rektangulära vågen ”0,1”, men vid den 15: e övertonen är den triangulära vågen avsevärt lägre än den rektangulära vågen ”0,1”.

Ett annat skäl till att den önskade övertonen kan komma att behöva förstärkas är att kretselement, såsom filtret, kan orsaka förtunning av den inmatade signalen, vilken förtunning en konstruktör kan vilja kompensera.

Den önskade utmatade signalen kan förstärkas på ett antal sätt. Ett sätt är att förstärka förspännings- / referenssignalen för att säkerställa att amplituden av signalen, rik på övertoner, är hög. Ett andra sätt är att förstärka själva signalen, rik på övertoner. Ett tredje sätt är att förstärka enbart den önskade övertonen. De exempel som ges häri är enbart för illustrativa ändamål och är inte avsedda att vara begränsande för den föreliggande 10 15 20 25 30 o ~ nu. n q no o aa .u g n u no n v a n o v: n oo -n o n p nu n n . o u s o u nu o u - » - n a» s. n n n . s I. n. n . a u u 4 a. n 1 n v u o q o n » . u a . se en n n. un. .u 93 uppfinningen. Andra tekniker för att åstadkomma förstärkning av den önskade utmatade signalen borde vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden. 5.1.2 Strukturell beskrivning I ett utförande används en linjär förstärkare för att förstärka förspännings- / referenssignalen. I ett annat utförande används en linjär förstärkare för att förstärka signalen, rik på övertoner. I ytterligare ett annat utförande används en linjär förstärkare för att förstärka den önskade utrnatade signalen. Andra utföranden, inklusive användandet av icke linjära förstärkare, kommer att framgå tydligt för personer med kunskaper inom relevanta områden. 5.2 Exempel på utförande.

Ett utförande som hänför sig till metodema och strukturerna vilka beskrivs ovan presenteras i denna sektion (och i dess undersektioner). Detta utförande beskrivs hän' för illustrationsändarnål och inte för begränsning. Uppfinningen är inte begränsad till detta utförande. Alternativa utföranden (innefattande ekvivalenter, förlängningar, variationer, avvikelser etc., av det utförande som beskrivs häri) kommer att framgå för personer med kunskaper inom relevanta områden, baserat på det som lärs ut häri. Uppfinningen är avsedd och anpassad för att innefatta sådana alternativa utföranden. 5.2. 1 Linjär förstärkare.

Den exemplifierande linjära förstärkaren som beskrivs häri kommer att vara riktad mot en förstärkare sammansatt av solid state-komponenter, som sätts in i kretsen vid en eller flera punkter. Andra förstärkare som är lämpliga för att användas tillsammans med uppfinningen kommer att framgå tydligt för personer med kunskaper inom relevanta områden. Som visas i Fig. 47 tar en förstärkarmodul 4702 emot en signa] 4704 som kräver förstärkning, och matar ut en förstärkt signal 4706. Det bör vara uppenbart för personer -vun 10 15 20 25 30 u n .n - . - | a. 521 995 ' " 94 med kunskaper inom relevanta områden att ett flertal utföranden kan användas utan att avvika från omfattningen och andemeningen av uppfinningen, så som den beskrivs häri. 5.2.1.1 Ûperationell beskrivning Den önskade utmatade signalen kan förstärkas på ett antal sätt. Sådan förstärkning .u som beskrivs i sektionen kan förekomma som tillägg till de tekniker som beskrivs ovan, för- att förbättra formen av signalen, rik på övertoner, genom pulsning av den oscillerande signalen som får omkopplaren att stänga och öppna. 5.2.1 .2 Strukturell beskrivning I ett utförande placeras en linjär förstärkare mellan förspännings- / referenssignalen och omkopplingsmodulen. Detta kommer att öka amplituden av förspännings- / referenssignalen, och som en följd även arnplituden av signalen, rik på övertoner, vilken är utrnatningen från omkopplingsmodulen. Detta kommer att få effekten inte enbart av att höja amplituden av signalen, rik på övertoner, utan kommer även att höja amplituden av samtliga övertoner. Några potentiella begränsningar i detta utförande är: den förstärkta förspännings- / referenssignalen kan komma att överskrida konstruktionens spänningsgräns för omkopplaren i omkopplarkretsen; signalen, rik på övertoner, som kommer ut från omkopplarkretsen kan ha en arnplitud som överstiger konstruktionens spänningsbegränsningar för filtret; och / eller oönskad distorsion kan inträffa på grund av behovet att förstärka en signal med stor bandbredd.

Ett andra utförande använder sig av en linjär förstärkare mellan omkopplingsmodulen och filtret. Detta kommer att höja amplituden av signalen, rik på övertoner. Det kommer även att höja amplituden av samtliga övertoner till denna signal. I ett altemativt genomförande av detta utförande är förstärkaren avstärnd på ett sådant sätt att den endast förstärker de önskade frekvensema. Därigenom fungerar den både som en förstärkare och som ett filter. En potentiell begränsning av detta utförande är att när signalen, rik på övertoner, förstärks för att höja en specifik överton till den önskade nivån, .ni-n 10 15 20 25 30 521 9951 95 så kommer samtidigt arnplituden av hela vågfornien att förstärkas. I fallet när arnplituden av pulsen Apuls till exempel är lika med 1,0, så kommer, för att höja den 15: e övertonen från 0,0424 V till 0,5 V, arnplituden av varje puls i signalen, rik på övertoner, Apuls, att öka från 1,0 till 11,8 V. Detta kan mycket väl överskrida konstruktionens spänningsgräns för filtret.

Ett tredje utförande av en förstärkarmodul kommer att placera en linjär förstärkare mellan filtret och sändningsmodulen. Detta kommer att höja arnplituden enbart för den önskade övertonen, snarare än hela signalen, rik på övertoner.

Andra utföranden, såsom användandet av icke linjära förstärkare, kommer att frarngå tydligt för personer med kunskaper inom relevanta områden, och kommer inte att beskrivas häri. 5.2.2 Andra utföranden De utföranden som beskrivs ovan tillhandahålls för illustrativa ändamål. Dessa utförande är inte avsedda att begränsa uppfinningen. Alternativa utföranden, vilka skiljer sig något eller avsevärt från dem som beskrivs häri, kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som lärs ut häri.

Sådana altemativa utföranden faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. 5.3 Exempel på genomföranden Exemplifierande operationella och / eller strukturella genomföranden, vilka hänför sig till metod(ema), stmktur(ema) och / eller utförande(na) som beskrivs ovan presenteras i denna sektion och dess undersektioner. Dessa komponenter och metoder presenteras häri för illustrationsändainål och inte för begränsning. Uppfinningen är inte begränsad till de specifika exempel på komponenter och metoder som beskrivs häri. Alternativ (innefattande ekvivalenter, förlängningar, variationer, avvikelser etc., av dem som beskrivs häri) kommer att framgå för personer med kunskaper inom relevanta områden, baserat på det som lärs ut »Iiav 10 15 20 25 30 521 995 96 häIi. Sådana alternativ faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. 5.3. 1 Linjär förstärkare. Även om den beskrivs nedan som om den vore placerad efter filtret, så kan förstärkaren även vara placerad före filtret utan att avvika från avsikten med uppfinningen. 5.3.1.1 Operatíonell beskrivning I enlighet med utföranden av uppfinningen tar en linjär förstärkare emot en första signal med en första arnplitud, och matar ut en andra signal med en andra amplitud, där den andra signalen är proportionell till den första signalen. Det är ett ändamål med en förstärkare att den information som är inbäddad i den första signalens vågform även kommer att vara inbäddad i den andra signalen. Typiskt önskas det att det skall förekomma så lite distorsion som möjligt av informationen.

I ett föredraget utförande har den andra signalen en högre arnplitud än den första signalen, men det kan emellertid förekomma genomföranden i vilka det önskas att den andra signalen skall vara lägre än den första signalen (dvs. den första signalen skall späs ut). 5.3.1.2 Strukturell beskrivning Konstruktionen och användningen av en linjär förstärkare är väl känd för personer med kunskaper inom relevanta områden. En linjär förstärkare kan konstrueras och tillverkas av diskreta komponenter, eller den kan köpas ”från hyllan”.

Exempel på förstärkare kan ses i Fig. 48. I det exemplifierande kretsdiagrammet i Fig. 48a används 6 transistorer i en bredbandsförstärkare. Iden mer basala exemplifierande kretsen i Fig. 48b består förstärkaren av en transistor, fyra resistorer och en kondensator.

Den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att många alternativa konstruktioner kan användas. 10 15 20 25 30 521 995 97 5.3.2 Andra genomföranden De genomföranden som beskrivs ovan tillhandahålls för illustrativa ändainål. Dessa genomföranden är inte avsedda att begränsa uppfinningen. Alternativa genomföranden, vilka skiljer sig något eller avsevärt från dem som beskrivs häri, kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som lärs ut häri.

Sådana alternativa genomföranden faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. 6. Mottagar / sändarsystem.

Den föreliggande uppfinningen gäller ett system för uppkonvertering av elektromagnetiska signaler. I ett utförande är uppfinningen en källa till en stabil referenssignal med hög frekvens. I ett andra utförande är uppfinningen en sändare.

Denna sektion beskriver ett tredje utförande. I det tredje utförandet skall sändaren enligt den föreliggande uppfinningen användas i ett kommunikationssystem med sändare och mottagare. Detta tredje utförande kan även hänvisas till som utförandet i form av ett kommunikationssystem, och den kombinerade mottagaren / sändaren hänvisas till som en ”överförare”. Det finns flera alternativa förbättringar av utförandet i form av ett kommunikationssystem.

De följande sektionema beskriver system och metoder som hänför sig till exemplifierande utföranden för ett system med sändare / mottagare. Det skall förstås att uppfinningen inte är begränsad till de specifika utföranden som beskrivs nedan.

Ekvivalenter, förlängningar, variationer, avvikelser etc., av det följande kommer att framgå för personer med kunskaper inom relevanta områden, baserat på det som lärs ut häri. variationer och avvikelser etc., Sådana ekvivalenter, förlängningar, ligger inom omfattningen av och andemeningen med den föreliggande uppfinningen. 6.1 Beskrivning på hög nivå once»- v 10 15 20 25 30 n n nun n n nu n va nn .n o n n nu n. n a n n n n: n n on n n In n u n o n n n nun o e; n n nu nu u, n n n on nn nn n . I n n n n nn n s n n u: a o v n I n n o = u; nu en on nu u; 0 98 Denna sektion tillhandahåller en beskrivning på hög nivå av ett system med sändare / mottagare i enlighet med den föreliggande uppfinningen. De genomföranden som beskrivs häri är enbart för illustrativa ändamål, och är inte begränsande. I synnerhet kan vilket som helst antal funktionella och strukturella genomföranden användas, av vilka flera beskrivs i denna sektion. Detaljer i sådana funktionella och strukturella utföranden kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som lärts ut häri.

I enlighet med ett första utförande av sändaren i den föreliggande uppfinningen, så används den tillsammans med en superheterodyn mottagare. I detta utförande kan sändaren och mottagaren fungera antingen i ett läge för full duplex eller i ett läge för halv duplex. I läget för full duplex kan överföraren sända och ta emot samtidigt. I läget för halv duplex kan överföraren antingen sända eller ta emot, men den kan inte göra båda sakema samtidigt.

Lägena för halv duplex och full duplex kommer att diskuteras samtidigt för detta utförande.

Ett andra utförande av överföraren är för användning av sändaren enligt den föreliggande uppfinningen tillsammans med en universell krets för nedkonvertering av frekvens, vilken används som mottagare. I detta utförande används överföraren i läget för halv duplex.

Ett tredje utförande av överföraren är för användning av sändaren enligt den föreliggande uppfinningen tillsammans med en universell krets för nedkonvertering av frekvens, i vilken överföraren används i läget för full duplex.

Dessa utföranden av överföraren diskuteras nedan. 6.2 Exempel på utföranden och genomfiiranden.

Olika utföranden, vilka hänför sig till metod(ema) och struktur(ema) som beskrivs ovan, och exempel på operationella och / eller strukturella genomföranden relaterade till dessa utföranden presenteras i denna sektion (och i dess undersektioner). Dessa utföranden, komponenter och metoder beskrivs häri för illustrationsändarnål, och inte för begränsning.

Uppfinningen är inte begränsad till dessa utföranden, eller till de specifika exempel på komponenter och metoder som beskrivs häri. Altemativ (innefattande ekvivalenter, 10 15 20 25 30 n n o n n n n av nn I n n n o nn n n; I n en n to n n n n n n n nnnn n v» n n nn nn- n. n n n nn nn n. I n v I n n n nn n n n n en n n n n n n n n nn nnn nn nn cnn n I 99 förlängningar, variationer, avvikelser etc., av dem som beskrivs häri) kommer att framgå för personer med kunskaper inom relevanta områden, baserat på det som lärs ut häri.

Sådana altemativ faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen, och uppfinningen är avsedd och anpassad för att innefatta sådana altemativ. 6.2.1 Första utförande: Sändaren enligt den föreliggande uppfinningen använd i en krets med en superheterodyn mottagare.

En typisk superheterodyn mottagare visas i Fig. 49. En antenn 4904 tar emot en signal 4902. Typiskt är signalen 4902 en radiofrekvens (RF) -signal vilken leds till ett filter 4910 och en förstärkare 4908. Filtret 4910 tar bort allt utom ett frekvensområde som innefattar den önskade frekvensen, och förstärkaren 4908 ser till att signalstyrkan är tillräcklig för ytterligare behandling. 4911.

Utmatningen från förstärkaren 4908 är en signal En lokal oscillator 4914 genererar en oscillerande signal 4916 som kombineras med signalen 4911 i blandaren 4912. Utmatningen från blandaren 4912 är en signal 4934 som är förstärkt av en förstärkare 4918 och filtrerad av ett filter 4920. Ändamålet med förstärkaren 4918 är att se till att signalens 4934 styrka är tillräcklig för ytterligare behandling, och syftet med filtret 4920 är att ta bort de oönskade frekvenserna.

En andra lokal oscillator 4924 genererar en andra oscillator signal 4926, vilken kombineras med den förstärkta / filtrerade signalen 4934 i en blandare 4922. Utmatningen från blandaren 4922 är en signal 4936. Återigen ser en förstärkare 4928 och ett filter 4930 till att signalen 4936 befinner sig vid den önskade amplituden och frekvensen. Den resulterande signalen leds sedan till en avkodare 4932, där informationen extraheras för att erhålla basbandssignalen 4938.

Signalen 4934 hänvisas till som den första signalen med intermediär frekvens (IF), och signalen 4936 hänvisas till som den andra IF-signalen. Sålunda kan kombinationen av den lokala oscillatom 4914 och blandaren 4912 hänvisas till som det första IF-steget, och kombinationen av den lokala oscillatom 4924 och blandaren 4922 kan hänvisas till som det andra IF-steget. 10 15 20 25 521 995 100 Exemplifierande frekvenser för kretsen i Fig. 49 är som följer. Signalen 4902 kan vara 900 MHz. Signalen 4916 från oscillatom kan ligga på 830 MHz, vilket kommer att få frekvensen för den första IF-signalen 4934 att vara 70 MHz. Om den andra oscillerandesignalen 4926 befinner sig vid 59 MHz så skulle den andra IF-signalen, signal 4936, befinna sig vid 11 MHz. Denna frekvens är typisk för en andra IF-frekvens.

Andra konfigurationer av en superheterodyn mottagare är väl kända, och dessa kan användas i utföranden av överförare enligt uppfinningen. Dessutom tillhandahålls de exemplifierande frekvenserna ovan enbart för illustrativa ändamål, och de är inte begränsande.

Fig. 50 visar en sändare enligt den föreliggande uppfinningen, i en överförarkrets med en typisk superheterodyn mottagare. Följaktligen illustrerar Fig. 50 ett exempel på en överförarkrets enligt uppfinningen. Överföraren innefattar en mottagarmodul 5001, vilken är genomförd med användning av vilken konfiguration som helst av en superheterodyn mottagare, och som beskrivs ovan. Överföraren innefattar dessutom en sändarmodul 5003 som beskrivs nedan.

I lägena för FM och PM modulerar en inforrnationssignal 5004 en intermediär signal för att producera den oscillerande signalen 5002. Den oscillerande signal 5002 formas av signalformaren 5010 för att producera ett band av pulser 5008 (se diskussionen ovan, gällande fördelarna med förbättring av övertoner). Bandet av pulser 5008 driver omkopplingsmodulen 5012. I lägena för FM och PM tas en förspännings- / referenssignal 5006 också emot av omkopplingsmodulen 5012. Utmatriingen från omkopplingsmodulen 5012 är en signal 5022, rik på övertoner. Signalen 5022, rik på övertoner, är uppbyggd av ett flertal sinusformade komponenter, och leds till ett ”hög-Q”-f1lter som kommer att ta bort alla frekvenser utom den önskade utmatade frekvensen eller frekvenserna. Den önskade utmatade frekvensen 5024 förstärks av en förstärkare 5016 och leds till en sändningsmodul 5018, vilken matar ut en sändningssignal 5026 som leds till en duplexenhet 5020. Syftet med duplexenheten 5020 är att tillåta att en enda antenn används samtidigt, både för att ta Kombinationen av den mottagna signalen 4902 och emot och för att sända signaler. sändningssignalen 5026 är en duplexerad signal 5028. -.o- 521 995 ä ïfišäëißšå šfiëf* 101 I AM-läget gäller samma krets i Fig. 50, förutom att: (1) en informationssignal 5030 ersätter informationssignalen 5004; (2) förspännings- / referenssignalen 5006 är en funktion av informationssignalen 5030; och (3) den oscillerande signalen 5002 är inte modulerad.

Denna beskrivning gäller för läget full duplex för överföraren, i vilken den sändande 5 delen av kommunikationssystemet är en krets som är separerad från mottagardelen. Ett möjligt utförande för ett läge i halv duplex beskrivs nedan.

Alternativa utföranden av överföraren är möjliga. Fig. 51a - d illustrerar till exempel ett utförande av överföraren, i vilket det kan vara önskvärt, av kostnadsskäll eller andra skäl, att en oscillator delas av både sändardelen och mottagardelen i kretsen. För att 10 göra detta måste en kompromiss göras vid valet av frekvens för oscillatom. I Fig. 51a genererar en lokal oscillator en oscillerande signal 5106 som blandas med signalen 4911 för att generera en första IF-signal 5108. En lokal oscillator 5110 genererar en andra oscillerande signal 5112 som blandas med den första [F-signalen 5108 för att generera en andra IF-signal 5114. För exemplet häri kommer frekvensema för de oscillerande 15 signalerna 5106 och 5112 att vara lägre än frekvensema för signalen 4911 respektive den första IF-signalen 5108. (Personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att inse att eftersom blandarna 4912 och 4922 skapar både summan av och differensen mellan signalerna de tar emot, så skulle oscillatorfrekvenserna kunna vara högre än signalemas frekvenser.) 20 Som den beskrivs i exemplet ovan är en typisk andra lF-frekvens 11 MHz. Valet av denna IF-frekvens är mindre flexibelt än valet av den första IF-frekvensen eftersom den andra IF-frekvensen leds till en avkodare, i vilken signalen demoduleras och avkodas.

Typiskt är demodulatorer och avkodare utformade för att ta emot signaler vid en förutbestämd fast frekvens, till exempel 11 MHz. Om detta är fallet måste kombinationen 25 av den första IF-signalen 5108 och den andra oscillerande signalen 5112 generera en andra IF-signal med en andra lF-frekvens på 11 MHz. Kom ihåg att den mottagna signalen 4902 var på 900 MHz i exemplet ovan. För att åstadkomma den andra IF-signalfrekvensen på 11 , MHz sattes frekvensema för de oscillerande signalema 4916 och 4926 till 830 MHz och 59 pH: MHz. Innan frekvensema för de oscillerande signalema 5106 och 5112 sätts måste den .¿,.§ 30 önskade frekvensen för den sända signalen bestämmas. Om denna också är 900 MHz, så :niin »uns- 10 15 20 25 30 102 måste frekvensen för den oscillerande signal som får omkopplaren i den föreliggande uppfinningen att öppna och stänga vara en ”underton” till 900 MHz. Det vill säga, den måste vara kvoten av 900 MHz delat med ett heltal. (Med andra ord måste 900 MHz vara en överton till den oscillerande signalen som driver omkopplaren.) Tabellen nedan är en lista över några av undertonema till 900 MHz. underton 1: a 900 MHz 2: a 450 3: e 300 4: e 225 5: e 180 10: e 90 15: e 60 Kom ihåg att frekvensen för den andra oscillerande signalen 4926 i Fig. 49 och 50 var 59 MHz. Lägg märke till att frekvensen för den 15: e övertonen är 60 lVfHz. Om frekvensen för den oscillerande signalen 5112 i Fig. 51 sattes till 60 MHz skulle den även kunna användas som den oscillerande signalen för att driva omkopplama i omkopplingsmodulen 5126 i Fig. 51b och omkopplingsmodulen 5136 i Fig. 51c. Om detta gjordes skulle frekvensen för den första IF-signalen vara 71 MHz (snarare än 70 MHz i det föregående exemplet av en ensam mottagare), så som indikeras nedan.

Första IF-frekvensen = Andra IF-frekvensen + Andra oscillerande frekvensen = 11 MHz + 60 MHz = 71 MHz Frekvensen för den första oscillerande signalen 5106 kan bestämmas från värdena för den första IF-frekvensen för den mottagna signalen 4902. I detta exempel är den frekvensen för den mottagna signalen 900 MHz och frekvensen för den första lF-signalen är 71 MHz.

Därför måste frekvensen för den första oscillerande signalen 5106 vara 829 MHz, så som indikeras nedan: »ns-u 10 15 20 25 521 995 103 Första oscillerande frekvensen = Frekvensen för den mottagna signalen - Första IF- frekvensen = 900 MHz -71 MHz = 829 MHz Alltså är frekvensema för frekvensema för de oscillerande signalerna 5106 och 5112, 829 MHz respektive 60 MI-Iz.

I Fig, 51b visas utförandet i PM. Den andra oscillerande signalen 5112 leds till en fasmodulator 5122, i vilken den moduleras av informationssignalen 5120 för att generera en PM-signal 5132. PM-signalen 5132 leds till en modul för förbättring av övertoner 5124 för att skapa ett band av pulser 5133. Bandet av pulser 5133 är även en fasmodulerad signal, och används för att få omkopplaren i omkopplingsmodulen 5126 att öppna och stänga. En förspänningssignal 5128 tränger också in i omkopplingsmodulen 5126. Utmatningen från omkopplingsmodulen 5126 är en signal 5134, rik på övertoner.

I Fig. 51c visas utförandet i AM. Den andra oscillerande signalen 5112 tränger direkt in i modulen 5124 för förbättring av övertoner för att skapa ett band av pulser 5138.

Bandet av pulser 5138 (vilket inte är modulerat i detta utförande) tränger sedan in i omkopplingsmodulen 5136 där det får en omkopplare att öppna och stänga. En referenssignal 5136 tränger också in i omkopplingsmodulen 5140. Referenssignalen skapas av summeringsmodulen 5130 genom att kombinera signalen 5120 med förspänningssignalen 5128. Det är väl känt av personer med kunskaper inom relevanta områden att infonnationssignalen 5120 kan användas som referenssignal utan att vara kombinerad med förspänningssignalen 5128. Utmatningen från omkopplingsmodulen 5136 är en signal 5134, rik på övertoner.

Omfattningen av uppfinningen innefattar ett FM-utförande i vilket oscillatom 5110 i mottagarkretsen används som källa till en oscillerande signal för sändarkretsen. I de utföranden som diskuteras ovan kräver FM-utförandet en spänningsstyrd oscillator (VCO) snarare än en enkel lokal oscillator. Det finns kretsutformningar som skulle vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med utgångspunkt från det som diskuteras häri, i vilka en VCO används i stället för en lokal oscillator i mottagarkretsen. 521 995 'få ÉåšÉÉš 104 IFig. 51d filtreras signalen 5134, rik på övertoner, av ett filter 5142 som tar bort alla utom den önskade frekvensen 5148. Den önskade utmatade frekvensen 5148 förstärks av en förstärkarmodul 5146 och leds till sändningsmodulen 5150. Utmatningen från sändningsmodulen 5150 är en sändningssignal 5144. Sändningssignalen 5144 leds sedan 5 till antennen 4904 för sändning.

Personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att det finns många kombinationer av oscillatorfrekvenser, steg och kretsar som kommer att ligga inom omfattningen och andemeningen av denna uppfinning. Alltså är den beskrivning som innefattas häri endast för illustrativa ändamål, och är inte avsedd att vara begränsande. 10 6.2.2 Andra utförande: Sändaren enligt den föreliggande uppfinningen använd med en universell nedkonverterare av frekvens i läge för halv duplex. 15 Ett exempel på mottagare som använder tekniker för universell nedkonvertering av frekvens visas i Fig. 52, och beskrivs i sektion 6.3 nedan. En antenn 5202 tar emot en elektromagnetisk (EM) signal 5220. EM-signalen 5220 leds genom en kondensator 5204 till en första terminal i en omkopplare 5210. Den andra terminalen i omkopplaren 5210 är 20 kopplad till jorden 5212 i detta exempel på utförande. En lokal oscillator 5206 genererar en oscillerande signal 5228, vilken leds genom en pulsformare 5208. Resultatet är ett band av pulser 5230. Valet av oscillatorn 5206 och utformningen av pulsfonnaren 5208 styr frekvens- och pulsbredden för bandet av pulser 5230. Bandet av pulser 5230 styr öppningen och stängningen av omkopplaren 5210. Som ett resultat av öppningen och _ _ 25 stängningen av omkopplaren 5210 uppstår en nedkonverterad signal 5222. Den nedkonverterade signalen 5222 leds genom en förstärkare 5214 och ett filter 5216, och en filtrerad signal 5224 blir följden. I ett föredraget utförande befinner sig den filtrerade 'z--É signalen vid basband, och en avkodare 5218 kan behövas endast för att konvertera digital till analog, eller för att ta bort kryptering för utmatning av basbandsinformationssignalen. 30 Detta är då en universell frekvensnedkonverteringsmottagare som fungerar i ett läger för insun 10 15 20 25 30 »en - n u u 521 995 105 direkt nedkonverteiing i så motto att den tar emot EM-signalen 5220 och nedkonverterar densamma till basbandssignalen 5226 utan att kräva en IF eller en demodulator. I ett alternativt utförande kan den filtrerade signalen 5224 befinna sig vid en ”förskjuten” frekvens. Det vill säga, den befinner sig vid en interrnediär frekvens, liknande den som beskrivs ovan för den andra lF-signalen i en typisk superheterodyn mottagare. I detta fall skulle avkodaren 5218 användas för att demodulera den filtrerade signalen så att den skulle kunna mata ut en basbandssignal 5226.

Ett exempel på en sändare som använder sig av den föreliggande uppfinningen visas i Fig. 53. Iutförandena för FM och PM modulerar en infonnationssignal 5302 en oscillerande signal 5306, vilken leds till en pulsformningskrets 5310 som matar ut ett band av pulser 5311. Bandet av pulser 5311 styr öppningen och stängningen av oinkopplaren 5312. En terminal i omkopplaren 5312 är kopplad till jorden 5314, och den andra terininalen i omkopplaren 5312 är kopplad genom en resistor 5330 till en förspännings- / referenssignal 5308. llägena för FM och PM är förspännings- / referenssignalen 5308 företrädesvis en icke varierande signal, vilken ofta hänvisas till helt enkelt som förspänningssignalen. I AM-läge är den oscillerande signalen 5306 inte modulerad, och förspännings- / referenssignalen är en funktion av informationssignalen 5304. I ett utförande kombineras infonnationssignalen 5304 med en förspänning för att generera referenssignalen 5308. I ett alternativt utförande används informationssignalen 5304 utan att vara kombinerad med en förspänning. I AM-läget hänvisas förspännings- / referenssignalen typiskt till som referenssignalen för att skilja den från den förspänningssignal som används i lägena för FM och PM. Utmatningen från omkopplaren 5312 är en signal 5316, rik på övertoner, vilken leds genom ett ”hög-Q”-filter som tar bort de oönskade frekvenserna som existerar som övertonskomponenter till signalen 5316, rik på övertoner. Den önskade frekvensen 5320 förstärks av förstärkarmodulen 5322 och leds till sändningsmodulen 5324, vilken matar ut en sändningssignal 5326. Sändningssignalen matas ut via antennen 5328 i detta utförande.

För modulationslägena FM och PM visar Fig. 54a - c kombinationen av den föreliggande uppfinningen av sändaren och den universella n a s u - u u - 4 . u o: z _ u, v .- q ~ . i! . ~ - - . . . v . - 1 5 u. n. v . z i z ~; t; j' 1 1 . u 0 Il I I . . . u u. u u .u -- 106 frekvensnedkonverteringsmottagaren i läget för halv duplex i enlighet med ett utförande av uppfinningen. Det vill säga, överföraren kan sända och ta emot, men den kan inte göra båda sakerna samtidigt. Den använder sig av en enda antenn 5402, en enda oscillator 5444 / 5454 (beroende på om sändaren befinner sig i läget för FM eller för PM), en enda 5 pulsforrnare 5438, och en enda omkopplare 5420 för att sända och ta emot. I mottagarfunktionen skulle samtliga ”Sändar / mottagar” (R/T) -omkopplare 5406, 5408 och 5446/5452 (FM eller PM) befinna sig i läget för mottagning, betecknat med (R). Antennen 5402 tar emot en EM-signal 5404 och leder den genom en kondensator 5407. I rnodulationsläget FM genereras den oscillerande signalen 5436 av en spänningsstyrd 10 oscillator (VCO) 5444. Eftersom överföraren utför mottagningsfunktionen, så kopplar ornkopplaren 5446 inmatningen till VCO 5444 till jorden 5448. Alltså kommer VCO 5444 att fungera som om den vore en enkel oscillator. I modulationsläget för PM genereras den oscillerande signalen 5436 av den lokala oscillatom 5454, vilken leds genom fasmodulatom 5456. Eftersom överföraren utför mottagningsfunktionen är omkopplaren 5452 kopplad till 15 jorden 5448, och det finns ingen modulerande inrnatning till fasmodulatorn. Alltså fungerar den lokala oscillatom 5454 och fasmodulatom 5456 som om de vore en enkel oscillator.

Den som har kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå, med ledning av det som diskuteras häri, att det finns många utföranden i vilka en oscillerande signal 5436 kan genereras för att styra omkopplaren 5420. 20 Den oscillerande signalen 5436 formas av pulsformaren 5438 under bildning av ett band av pulser 5440. Bandet av pulser 5440 får omkopplaren 5420 att stängas och att öppnas. Som ett resultat av öppningen och stängningen av omkopplaren 5409 genereras en nedkonverterad signal. Den nedkonverterade signalen 5409 förstärks och filtreras för att skapa en filtrerad signal 5413. I ett utförande befinner sig den filtrerade signalen 5413 vid _ _ 25 basband och demoduleras som en följd av nedkonverteringen. Det behöver alltså inte uppstå krav på en omkodare 5414, utom för att konvertera digital till analog eller för att f' . '¿ dekryptera den filtrerade signalen 5413. Iett altemativt utförande befinner sig den i; filtrerade signalen 5413 vid en ”förskjuten” frekvens, så att avkodaren 5414 behövs för att demodulera den filtrerade signalen och skapa en demodulerad basbandssignal. 11,1; 1-11; :1.|n 10 15 20 25 30 . . ... - - ~ '° *' .". I. -ï . - n 1 . . . .. . v :_- .a . . - q a» u en n . q n I. ,. I o o u u ... ... .. . . . .. -_ , . - . . .

- - - =- - - .:. . ... .. I I l n OI . 107 När överföraren utför sändningsfunktionen befinner sig R/T-omkopplama 5406, 5408 och 5446/5452 (FM eller PM) i (T)-positionen. I modulationsläget FM kopplas en informationssignal 5450 av omkopplaren 5446 till VCO 5444 för att skapa en frekvensmodulerad oscillerande signal 5436. I modulationsläget PM kopplar omkopplaren 5452 ihop infonnationssignalen 5450 med fasmodulatorn 5456 för att skapa en fasmodulerad oscillerande signal 5436. Den oscillerande signalen 5436 leds genom pulsformaren 5438 för att skapa ett band av pulser 5440, vilket i sin tur får omkopplaren 5420 att öppna och stänga. En terminal i omkopplaren 5420 är kopplad till jorden 5442 och den andra är kopplad genom omkopplaren R/T 5408 och resistorn 5423 till en förspänningssignal 5422. Resultatet är en signal 5424, rik på övertoner, vilken leds genom ett ”hög-Q”-filter 5426 som tar bort de oönskade frekvensema som existerar som övertonskomponenter till signalen 5424, rik på övertoner. Den önskade frekvensen 5428 förstärks av förstärkarmodulen 5430 och leds till sändningsmodulen 5432, vilken matar ut en sändningssignal 5434. Återigen, eftersom överföraren utför sändningsfunktionen, så kopplar R/T-omkopplaren 5406 sändningssignalen till antennen 5402. lmodulationsläget AM fungerar överföraren i läget för halv duplex så som visas i Fig. 55. Den enda skillnaden mellan detta modulationsläge och modulationslägena FM och PM som beskrivs ovan, är att den oscillerande signalen 5436 genereras av en lokal oscillator 5502, och att omkopplaren 5420 är kopplad genom KIT-omkopplaren 5408 och resistorn 5423 till en referenssignal 5506. Referenssignalen 5506 genereras när informationssignalen 5450 och förspänningssignalen 5422 kombineras av en summeringsmodul 5504. Det är väl känt för personer med kunskaper inom relevanta områden att informationssignalen 5450 kan användas som referenssignalen 5506 utan att kombineras med förspänningssignalen 5422, och att den kan kopplas direkt (genom resistom 5423 och R/T-omkopplaren 5408) till omkopplaren 5420. 6.2.3 Tredje utförande: Sändaren enligt den föreliggande uppfinníngen använd med en universell nedkonverterare av frekvens i läge för full duplex. 10 15 20 25 30 u il I | n nu o o I' ' ", ,' . . l no . v v 0 n .c : z *: z ' n. , ,, . . - . - . , , . . n. ... .. z z g 'g 1; 2' . . . . 2 1 I ',' .. .n u n n. H 108 Läget för full duplex skiljer sig från läget för halv duplex genom att överföraren kan sända och ta emot samtidigt. Med hänvisning till Fig. 56, så använder överföraren sig för att åstadkomma detta företrädesvis en separat krets för varje funktion. En duplexenhet 5604 används i överföraren för att tillåta delning av en antenn 6502 för både sändnings- och mottagningsfunktionen.

Mottagningsfunktionen utförs så som följer. Antennen 5602 tar emot en EM-signal 5606 och leder den genom en kondensator 5607 till en terminal i ornkopplaren 5626. Den andra terininalen i omkopplaren 5626 är kopplad till jorden 5628, och omkopplaren drivs som resultat av detta av ett band av pulser 5624, skapade av den lokala oscillatorn 5620 och pulsforrnaren 5622. Öppningen och stängningen av omkopplaren 5626 genererar en nedkonverterad signal 5614. Den nedkonverterade signalen 5614 leds genom en förstärkare 5608 och ett filter 5610 för att generera en filtrerad signal 5616. Den filtrerade signalen 5616 kan befinna sig vid basband och vara demodulerad, eller så kan den befinna sig vid en ”förskjuten” frekvens. Om den filtrerade signalen 5616 befinner sig vid en förskjuten frekvens kommer avkodaren 5612 att demodulera den för att skapa den demodulerade basbandssignalen 5618. I ett föredraget utförande kommer emellertid den filtrerade signalen 5616 att vara en demodulerad basbandssignal, och avkodaren 5612 kan komma att behövas enbart för att konvertera digital till analog, eller för att dekryptera signalen 5616.

Denna mottagardel av överföraren kan fungera oberoende av sändardelen av överföraren.

Sändningsfunktionen utförs så som följer. I modulationslägena för FM och PM modulerar en informationssignal5648 en oscillerande signal 5630. I modulationsläget för AM moduleras den oscillerande signalen 5630 inte. Den oscillerande signalen formas av pulsformaren 5632 och ett band av pulser skapas. Detta band av pulser 5634 får omkopplaren 5636 att stängas och att öppnas. En tenninal i omkopplaren 5636 är kopplad till jorden 5638, och den andra terrninalen är kopplad genom en resistor 5647 till en förspännings- / referenssignal 5646. I modulationslägena för FM och PM hänvisas förspännings- / referenssignalen 5646 till som en förspänningssignal 5646, och den varierar i stort sett inte. I modulationsläget för AM kan en informationssignal 5650 vara kombinerad med förspänningssignalen för att skapa vad som hänvisas till som referenssignalen 5646. Referenssignalen 5646 är en funktion av infonnationssignalen n n~nnuo »||»» »sl-o 10 15 20 25 30 521 995 109 5650. Det är väl känt av personer med kunskaper inom relevanta områden att informationssignalen 5650 kan användas som förspännings- / referenssignalen 5646 direkt, utan att vara summerad med en förspänningssignal. En signal 5652, rik på övertoner, genereras och filtreras genom att ”hög-Q"-filter 5640, och därigenom produceras en önskad signal 5654. Den önskade signalen 5654 förstärks av förstärkaren 5642 och leds till sändningsmodulen 5644. Utmatningen från sändningsmodulen 5644 är sändningssignalen 5656. Sändningssignalen 5656 leds till duplexenheten 5604 och sänds sedan av antennen 5602. Denna sändardel av överföraren kan fungera oberoende av överförarens mottagardel.

Alltså kan, vilket beskrivs ovan, utförandet av den föreliggande uppfinningen i form av en överförare, så som visas i Fig. 56, utföra kommunikationer i full duplex i alla modulationslägen. 6.2.4 Andra utföranden och genomföranden.

Andra utföranden och genomföranden av mottagaren / sändaren enligt den föreliggande uppfinningen bör vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av den diskussion som återfinns häri.

De utföranden och genomföranden som beskrivs ovan tillhandahålls för illustrativa ändamål. Dessa utföranden och genomföranden är inte avsedda att begränsa uppfinningen.

Alternativa, vilka skiljer sig något eller avsevärt från dem som beskrivs häri, kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som lärs ut häri. Sådana alternativa utföranden och genomföranden faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. 6.3 Sammanfattande beskrivning av nedkonvertering med användning av en modul för universell frekvenstranslation.

Den följande diskussionen beskriver nedkonvertering med användning av en modul för universell frekvenstranslation. Fig. 71a illustrerar en aliaseringsmodul 6400 för nedkonvertering med användning av en modul 6402 för universell frekvenstranslation muun 10 15 20 25 30 521 995 å ïüšäš ßštv 110 (UFT), vilken nedkonverterar en inmatad EM-signal 6404. I specifika utföranden innefattar aliaseringsmodulen 6400 en omkopplare 6408 och en kondensator 6410. Den elektroniska inrättningen av kretsens komponenter är flexibel. Det vill säga, i ett genomförande är omkopplaren 6408 i serie med den inmatade signalen 6404 och kondensatorn 6410 shuntas till jord (även om det kan vara annat än jord i konfigurationer såsom differentiellt läge). I ett andra genomförande (se Fig. 71b) är kondensatom 6410 i serie med den inmatade signalen 6404 och omkopplaren 6408 shuntas till jord (även om det kan vara annat än jord i konfigurationer såsom differentiellt läge). Aliaseringsmodulen 6400 med UPT-modulen 6402 kan enkelt skräddarsys för att nedkonvertera ett brett urval av elektromagnetiska signaler med användning av aliaserande frekvenser som ligger gott och väl under frekvenserna för den inmatade EM-signalen 6404.

I ett genomförande nedkonverterar aliaseringsmodulen 6400 den inmatade signalen 6404 till en signal med intermediär frekvens (IF). I ett annat genomförande nedkonverterar aliaseringsmodulen 6400 den inmatade signalen 6404 till en demodulerad basbandssignal. I ytterligare ett annat utförande är den inmatade signalen 6404 en frekvensmodulerad (FM) signal, och aliaseringsmodulen nedkonverterar den till en icke-FM-signal, såsom en fasmodulerad (PM) signal eller en amplitudmodulerad (AM) signal. Vart och ett av ovanstående genomföranden beskrivs nedan.

I ett utförande innefattar styrsignalen 6406 ett tåg av pulser som upprepas vid en aliaserande hastighet som är lika med eller mindre än två gånger frekvensen för den inmatade signalen 6404. I detta utförande hänvisas styrsignalen 6406 häri till som en aliaserande signal, eftersom den är under Nyquisthastigheten för frekvensen av den inmatade signalen 6404. Företrädesvis är frekvensen för styrsignalen 6406 mycket mindre än den inmatade signalen 6404.

Tåget av pulser 6418 styr, såsom visas i Fig. 7le, omkopplaren 6408 för att aliasera den inmatade signalen 6404 med styrsignalen 6406 för att generera en nedkonverterad utmatad signal 6412. Mer specifikt stänger omkopplaren 6408 i ett utförande på en första kant av varje puls 6420 i Fig. 7le, och öppnar på en andra kant i varje puls. När omkopplaren 6408 är stängd, så är den inmatade signalen 6404 kopplad till kondensatorn 6410, och laddning överförs från den inmatade signalen till kondensatorn 6410. Den 10 15 20 25 30 521 995 lll laddning som lagras under på varandra följande pulser bildar den nedkonverterade utmatade signalen 6412.

Exempel på vågformer visas i Fig. 71c - g.

Fig. 71c illustrerar en analog arnplitudmodulerad (AM) bärarsignal 6414 som är ett exempel på den inmatade signalen 6404. För illustrativa ändamål illustrerar i Fig. 71d en del av den analoga AM-bärarsignalen 6416 en del av den analoga AM-bärarsignalen 6414 på en expanderad tidsskala. Den analoga AM-bärarsignaldelen 6416 illustrerar den analoga AM-bärarsignalen 6414 från tiden t0 till tiden tl.

Fig. 7 le illustrerar ett exempel på en aliaserande signal 6418 som är ett exempel på styrsignalen 6406. Den aliaserande signalen 6418 befinner sig på ungefär samma tidsskala som den analoga AM-bärarsignaldelen 6416. I det exempel som visas i Fig. 71e innefattar den aliaserande signalen ett tåg av pulser 6420 ned försumbara aperturer som går mot noll (uppfinningen är inte begränsad till detta utförande, som diskuteras nedan). Pulsaperturen kan även hänvisas till som pulsbredden, vilket kommer att förstås av personer med kunskaper inom relevanta områden. Pulsema 6420 upprepas med en aliaserande hasighet, eller en pulsrepetitionstakt för den aliaserande signalen 6418. Den aliaserande hastigheten bestäms på det sätt som beskrivs nedan.

Som noterat ovan styr tåget av pulser 6420 (dvs. styrsignalen 6406) omkopplaren 6408 till att aliasera den analoga AM-bärarsignalen 6416 (dvs. den inmatade signalen 6404) vid den aliaserande hastigheten för aliaseringssignalen 6418. Specifikt stänger omkopplaren 6408 i detta utförande på en första kant av varje puls, och öppnar på en andra kant i varje puls. När omkopplaren 6408 är stängd, så är den imnatade signalen 6404 kopplad till kondensatorn 6410, och laddning överförs från den inmatade signalen 6404 till kondensatom 6410. Den laddning som överförs under en puls betecknas häri som en undersarnple. Exempel på undersamples 6422 bildar den nedkonverterade signaldelen 6424 (Fig. 71f) som motsvarar den analoga AM-bärarsignaldelen 6416 (Fig. 71d) och tåget av pulser 6420 (Fig. 71e). Den laddning som lagras under på varandra följande undersamples av AM-bärarsignalen 6414, bildar den nedkonverterade signalen 6424 (Fig. 71f), vilken är ett exempel på den nedkonverterade utmatade signalen 6412 (Fig. 71a och b). I Fig. 71 g representerar en demodulerad basbandssignal 6426 den demodulerade basbandssignalen 10 15 20 25 30 521 995 112 6424 efter filtrering, på en komprimerad tidsskala. Som illustreras har den nedkonverterade signalen 6426 i stort sett samma ”amplitudhölje” som AM-bärarsignalen 6414. Därför illustrerar Fig. 71c - g nedkonverteringen av AM-bärarsignalen 6414.

De vågformer som visas i Fig. 71c - g diskuteras häri enbart för illustrativa ändamål, och är inte begränsande.

Den aliaserande hastigheten för styrsignalen 6406 bestämmer om den inmatade signalen 6404 nedkonverteras till en IF-signal, nedkonverteras till en demodulerad basbandssignal, eller nedkonverteras från en FM-signal till en PM- eller AM-signal.

Förhållanden mellan den inmatade signalen 6404, den aliaserande hastigheten för styrsignalen 6406, och den nedkonverterade utmatade signalen 6412 illustreras allmänt nedan.

(Frekvens för den inmatade signalen 6404) = n x (Frekvens för styrsignalen 6406) i (Frekvens för den nedkonverterade utmatade signalen 6412) För de exempel som återfinns häri kommer endast ”+”-betingelsen att diskuteras. Värdet på n representerar en överton eller en underton till den inmatade signalen 6404 (till exempel n =0,5, 1,2, 3, . . . ).

När den aliaserande hastigheten för styrsignalen 6406 är förskjuten från frekvensen för den inmatade signalen 6404, eller förskj uten från en överton eller underton av densamma, så nedkonverteras den inmatade signalen 6404 till en IF-signal. Detta beror på att undersamplingspulsema inträffar vid olika faser av efterföljande cykler i den inmatade signalen 6404. Som en följd bildar undersamplingspulserna ett oscillerande mönster med lägre frekvens. Om den inmatade signalen 6404 innefattar lägre frekvensförändringar, såsom amplitud, frekvens, fas etc., eller vilken som helst kombination av dessa, så återspeglar den laddning som lagrats under förknippade undertoner de lägre frekvensförändringarna, vilket leder till liknande förändringar i den nedkonverterade IF- signalen. För att till exempel nedkonvertera en inmatad signal på 901 MHz till en IF-signal på 1 MI-Iz, skulle frekvensen för styrsignalen 6406 beräknas på följande sätt: (Frekinmatning - Frek.IF) / n = Frekstyr 1111» 10 15 20 25 30 521 995 113 (901 MHz-1MHz)/n=900/n För n = 0,5, 1, 2, 3, 4 etc., skulle frekvensen för styrsignalen 6406 vara i stort sett lika med 1,8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 IVHIZ etc.

Alternativt skulle, när den aliaserande hastigheten för styrsignalen 6406 är i stort sett lika med frekvensen för den inmatade signalen 6404, eller i stort sett lika med en överton eller underton av densamma, den inmatade signalen 6404 direkt nedkonverteras till en demodulerad basbandssignal. Detta beror på att utan modulering inträffar undersamplingspulsema vid samma punkt i efterföljande cykler i den inmatade signalen 6404. Som en följd bildar undersamplingspulsema en konstant utmatad basbandssignal.

Om den inmatade signalen 6404 innefattar lägre frekvensförändringar, såsom arnplitud, frekvens, fas etc., eller vilken som helst kombination av dessa, så återspeglar den laddning som lagrats under förknippade undertoner de lägre frekvensförändringama, vilket leder till liknande förändringar i den demodulerade basbandssignalen. För att till exempel direkt nedkonvertera en inmatad signal på 900 MHz till en demodulerad basbandssignal (dvs. noll IF), skulle frekvensen för styrsignalen 6406 beräknas på följande sätt: (Frek.inmatning - Frek.IF) / n = Frek.styr (900lVHIz0MHz)/n=900MHz/n För n = 0,5, 1, 2, 3, 4 etc., bör frekvensen för styrsignalen 6406 vara i stort sett lika med 1,8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz etc.

För att alternativt nedkonvertera en inmatad FM-signal till en icke-FM-signal måste en frekvens inom bandbredden för FM nedkonverteras till basband (dvs. noll IF). För att till exempel nedkonvertera en frekvensskiftsändande (FSK) signal (en underuppsättning till FM) till en fasskiftsändande (PSK) signal (en underuppsättning till PM), så nedkonverteras mittpunkten mellan en lägre frekvens F1 och en högre frekvens F2 (det vill säga [(F1 + F2) / 2)] i FSK signalen till noll IF. För att till exempel nedkonvertera en FSK-signal med Fl lika med 899 MHz och F2 lika med 901 MHz till en PSK-signal, så skulle aliaseringshastigheten för styrsignalen 6406 beräknas enligt följande: un» man; 10 15 20 25 30 521 995 114 = (Fi +1=2) / 2 = (899 MHz +9o1 1v1Hz)/ 2 = 900 MHz Frekvensen för inmatníngen Frekvensen för den nedkonverterade signalen = 0 (dvs. basband) (Frekinmatníng - Frek.IF) / n = Frek.styr (900MHz0MHz)/n=900MHz/n För n = 0,5, 1, 2, 3, etc., bör frekvensen för styrsignalen 6406 vara i stort sett lika med 1,8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz, etc. Frekvensen för den nedkonverterade PSK-signalen är i stort sett lika med hälften av skillnaden mellan den undre frekvensen Fl och den övre frekvensen F2.

För att som ett annat exempel nedkonvertera en FSK-signal till en amplitudskiftsändande (ASK)-signal (en underuppsättning av AM), så nedkonverteras antingen den undre frekvensen Fl eller den övre frekvensen F2 för FSK-signalen till noll IF. För att till exempel nedkonvertera en FSK-signal med Fl lika med 900 MHz och F2 lika med 901 MHz till en ASK-signal, så skulle aliaseringshastigheten för styrsignalen 6406 vara i stort sett lika med: (900 MHz-0MHz/ n=900 MHz/ n, eller (901MHz-0lVlI-Iz/n=901lVlHz/n.

För det förra fallet med 900 MHz / n, och för n = 0,5, 1, 2, 3, 4, etc., bör styrsignalens 6406 frekvens varai stort sett lika med 1,8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz, etc.

För det senare fallet med 901 MHz / n, och för n = 0,5, 1, 2, 3, 4, etc., bör frekvensen för styrsignalen 6406 vara i stort sett lika med 1,802 GHz, 901 MHz, 450,5 MHz, 300,333 MHz, 225,25 MHz, etc. Frekvensen för den nedkonverterade AM-signalen är i stort sett lika med skillnaden mellan den undre frekvensen Fl och den övre frekvensen F2 (dvs. 1 MHz). »|.|; 10 15 20 25 30 521 995 115 Iett utförande har pulsema i styrsignalen 6406 försumbara aperturer som går mot noll. Detta gör UFT-modulen 6402 till en anordning med hög inmatningsimpedans. Denna konfiguration är användbar för situationer i vilka minimala stömingar av den inmatade signalen kan vara önskvärda. lett annat utförande har pulsema i styrsignalen 6406 icke försumbara aperturer som går från noll. Detta gör UFF-modulen 6402 till en anordning med lägre inmatningsimpedans. Detta tillåter att den lägre inmatningsimpedansen i UFT-modulen 6402 i stort sett matchas med en källimpedans i den inmatade signalen 6404. Detta förbättrar dessutom överföringen av energi från den inmatade signalen 6404 till den nedkonverterade utrnatade signalen 6412, och därmed effektiviteten och signalbrusförhållandet (s/n) för UPT-modulen 6402.

När pulserna i styrsignalen 6406 har icke försumbara aperturer betecknas aliaseringsmodulen 6400 häri växelvis som en energitransfennodul eller en pulsstyrd transfermodul, och styrsignalen 6406 betecknas som en energitransfersignal. Exempel på system och metoder för att generera och optimera styrsignalen 6406, och för att på annat sätt förbättra energitransfer och / eller signalbrusförhållande i en energitransfermodul, beskrivs nedan. 6.3.1 Valfii energitransfersignalmodul Fi g. 93 illustrerar ett energitransfersystem 9301 som innefattar en valfri energitransfersignalmodul 9302, vilken kan utföra vilken som helst av ett flertal funktioner eller kombinationer av funktioner, innefattande men inte begränsade till att generera en energitransfersignal 9309.

I ett utförande innefattar den valfria energitransfersignalmodulen 9302 en aperturgenerator, på vilken ett exempel illustreras i Fig. 92c i form av en aperturgenerator 9220. Aperturgeneratom 9220 genererar icke försumbara aperturpulser 9226 från en inmatad signal 9224. Den inmatade signalen 9224 kan vara vilken typ som helst av signal, innefattande men inte begränsad till en sinusoid, en fyrkantvåg, en sågtandsvåg etc. System för att generera den inmatade signalen 9224 beskrivs nedan. |v|a| ~»|a> 10 15 20 25 30 ...Q-I n gu-Q- , . nu nu ,o - en pa.- 521 995 116 Bredden eller aperturen av pulsema 9226 bestäms av fördröjningen genom grenen 9222 i aperturgeneratom 9220. I allmänhet minskar svårigheten i att uppfylla kraven från aperturgeneratom 9220 allteftersom den önskade pulsbredden ökar. För att generera icke försumbara aperturpulser för en given inmatad EM-frekvens, kräver de komponenter som används i exemplet på aperturgenerator 9220 med andra ord lika snabba reaktionstider som de som krävs i ett undersamplingssystem som drivs med samma inmatade EM-frekvens.

Exemplet på logik och genomförande som visas i aperturgeneratom 9220 tillhandahålls endast för illustrativa ändamål och är inte begränsande. Den faktiska logiken kan anta många former. Exemplet på aperturgenerator 9220 innefattar en optisk inverterare 9228, vilken visas för polaritetskonsekvens med andra exempel som tillhandahålls häri.

Ett exempel på genomförande av aperturgeneratom 9220 illustreras i Fig. 92d.

Ytterligare exempel på logik för aperturgenerering tillhandahålls i Fig. 92a och 92b Fi g. 92a illustrerar en pulsgenerator för stigande kant 9240, vilken genererar pulserna 9226 på stigande kanter av den inmatade signalen 9224. Fig. 92b illustrerar en pulsgenerator för stigande kant 9250, vilken genererar pulserna 9226 på fallande kanter av den inmatade signalen 9224.

I ett utförande genereras den inmatade signalen 9224 utanför den valfria energitransfersignalmodulen 9302, så som illustreras i Fig. 93. Altemativt genereras den inmatade signalen 9324 internt av den valfria energitransfersignalmodulen 9302. Den inmatade signalen 9224 kan genereras av en oscillator, så som illustreras i Fig. 92e i form av en oscillator 9230. Oscillatom 9230 kan vara intern till den valfria energitransfersignalmodulen 9302 eller extern till den valfria energitransfersignalmodulen 9302. Oscillatom 9230 kan vara extem till energitransfersystemet 9301. Utmatningen från oscillatom 9230 kan vara i form av vilken periodisk vågform som helst.

Den typ av nedkonvertering som utförs av energitransfersystemet 9301 är beroende på den aliaserande hastigheten för energitransfersignalen 9309, vilken bestäms av frekvensen för pulsema 9226. Frekvensen för pulsema 9226 bestäms av frekvensen för den . “inmatade signalen 9224.

När frekvensen för den inmatade signalen 9224 till exempel är i stort sett lika med en överton eller en underton till EM-signalen 9303, så nedkonverteras EM-signalen 9303 :rv-u ||;»u 10 15 20 25 30 521 995 117 direkt till basband (till exempel när EM-signalen är en AM-signa] eller en PM-signal), eller konverteras från FM till en icke-FM-signal. När frekvensen för den inmatades signalen 9224 är i stort sett lika med en överton eller med en underton av en differensfrekvens, så nedkonverteras EM-signalen 9303 till en intermediär signal.

Den valfria energitransfersignalmodulen 9302 kan genomföras i hårdvara, mjukvara, fastvara, eller i vilken som helst kombination av dessa. 6.3.2 Tilljämning av den nedkonverterade signalen Med hänvisning till Fig. 7la kan den nedkonverterade utmatade signalen 6412 jämnas till genom filtrering efter önskemål. 6.3.3 Impedansmatchning Med hänvisning till Fig. 7 la och b, så har energitransfermodulen 6400 inmatnings- och utmatningsimpedanser som allmänt definieras av (1) pulskvoten för omkopplingsmodulen (dvs. UFT-modulen 6402), och (2) impedansen i lagringsmodulen (till exempel kondensatorn 6410), vid frekvensema av intresse (till exempel vid EM- inmatningens frekvens och vid intermediära / basbandsfrekvenser).

Med början vid en aperturbredd av omkring hälften av perioden för den EM-signal som nedkonverteras som ett föredraget utförande, så kan denna aperturbredd (till exempel den ”stängda tiden”) minskas. När aperturbredden minskas kommer den karaktäristiska impedansen vid inmatningen och utmatningen i energitransferrnodulen att öka. Alternativt kommer, när aperturbredden ökar från hälften av perioden för den EM-signal som nedkonverteras, impedansen i energitransferrnodulen att minska.

Ett av stegen för att bestämma den karaktäristiska inmatningsimpedansen för energitransfennodulen skulle kunna vara att mäta dess värde. I ett utförande är energitransfermodulens karaktäristiska inmatningsimpedans 300 Ohm. En krets för impedansmatchning kan användas för att effektivt koppla en inmatad EM-signal som har en källimpedans på till exempel 50 Ohm, till energitransfermodulens impedans på till exempel :vann »u-rn 10 15 20 25 30 521 995 šf?fišä}i@¥ä~šÅ륔 118 300 Ohm. Matchning av dessa impedanser kan åstadkommas på olika sätt, innefattande att direkt tillhandahålla den nödvändiga impedansen eller användandet av en krets för impedansmatchning så som beskrivs nedan.

Med hänvisning till Fig. 94 visas en impedansmatchad aliaseringsmodul 9402, som innefattar en modul 9406 för matchning av inmatad impedans, en aliaseringsmodul 9402, och en modul 9408 för matchning av utmatad impedans. Som exempel, och inte i avsikt att vara begränsande, illustrerar Fig. 94 ett specifikt utförande som använder sig av en RF- signal 9414 som en imnatning. Under antagande att en impedans 9412 till exempel är en relativt låg impedans på omkring 50 Ohm, och att en inrnatad impedans 9416 till exempel är omkring 300 Ohm, så kan en initial konfigurering av modulen 9406 för matchning av inmatad impedans utföras så som visas i Fig. 96, och innefatta en induktor 9606 och en kondensator 9608. Konñgureringen av induktorn 9606 och kondensatorn 9608 är en möjlig konfigurering när man går från en låg impedans till en hög impedans. Induktom 9606 och kondensatorn 9608 utgör ett ”L-nätverks”-matchat filter. Beräkningen av värdena för induktom 9606 och för kondensatorn 9608 är väl känd för personer med kunskaper inom relevanta områden.

Den karaktäristiska utmatningsimpedansen kan vara impedansmatchad för övervägande av de önskade utmatningsfrekvenserna. Ett av stegen för att bestämma den karaktäristiska utmatningsimpedansen för energitransferrnodulen skulle kunna vara att mäta dess värde. Eftersom den balanserar den mycket låga impedansen i lagringsmodulen vid den inmatade EM-frekvensen, så bör lagringsmodulen ha en impedans vid de önskade utmatningsfrekvensema, vilken företrädesvis är större än eller lika med den belastning som avses att drivas (till exempel är i ett utförande lagringsmodulens impedans vid en önskad utmatningsfrekvens på 1 MHz 2 Kohm, och den önskade belastningen som skall drivas är 50 Ohm. En ytterligare fördel med impedansmatchning är att filtrering av oönskade signaler dessutom kan åstadkommas med hjälp av samma komponenter.

I ett utförande är energitransferrnodulens karaktäristiska utmatningsimpedans till exempel 2 KOhm. En krets för impedansmatchning kan användas för att effektivt koppla den nedkonverterade signalen med en utmatningsimpedans av till exempel 2 Kohm, till en belastning på till exempel 50 Ohm. Matchning av dessa impedanser kan åstadkommas på Ü ßnfi» 10 15 20 25 30 \, .ø-u - v un; ou 119 olika sätt, innefattande att direkt tillhandahålla den nödvändiga belastningsimpedansen eller användandet av en krets för impedansmatchning så som beskrivs nedan.

Vid matchning från en hög impedans till en låg impedans kan en kondensator 9614 och en induktor 9616 vara konfigurerade på det sätt som visas i Fig. 96. Kondensatom 9614 och induktom 9616 utgör ett ”L-nätverks”-matchat filter. Beräkningen av värdena för induktom 9614 och för kondensatorn 9616 är väl känd för personer med kunskaper inom relevanta områden.

Konfigureringen av modulen 9406 för matchning av inmatningsimpedans och modulen 9408 för matchning av utrnatningsimpedans anses vara initiala startpunkter för impedansmatchning, i enlighet med den föreliggande uppfinningen. I vissa situationer kan de initiala konstruktionerna vara lärnpliga utan vidare optimering. I andra situationer kan de initiala konstruktionema optimeras i enlighet med andra olika konstruktionskriterier och överväganden.

Allteftersom andra valfria optimeringsstrukturer och / eller komponenter används bör deras effekt på den karaktäristiska impedansen i energitransfermodulen tas under övervägande i samband med matchningen, tillsammans med sina egna ursprungliga kriterier. 6.3.4 Tankar och resonansstrukturer Resonanstankar och andra resonansstrukturer kan användas för att ytterligare optimera energitransferegenskapema hos uppfinningen. Resonansstrukturer som resonerar kring inmatningsfrekvensen kan till exempel användas för att lagra energi från den inmatade signalen när omkopplaren är öppen, en period under vilken man kan dra slutsatsen att arkitekturen annars skulle vara begränsad beträffande sin maximala möjliga effektivitet.

Resonanstank och andra resonansstrukturer kan innefatta, men är inte begränsade till, akustiska ytvågsfilter (SAW), dielektriska resonatorer, diplexorer, kondensatorer, induktorer etc.

Ett exempel på utförande visas i Fig. 106a. Två ytterligare utföranden visas i Fi g. 101 och i Fig. 109. Alternativa utföranden kommer att vara uppenbara för personer med »niin n-nnn 10 15 20 25 30 n n nnn n n nn n nn nn n nn n n n nn n n n n n nn n nn nn n n nn nn n n n n n n n n n n nnnn n nn n n n nnn nnn nn n n n nu nn nn v n n n n n n n nn n n n n n n n n n n n n n n n nn nnn nn nn nnn nn n 120 kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som läits ut häri. Alternativa genomföranden faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. Dessa genomföranden drar nytta av egenskaperna hos seriella och parallella (tank)resonanskretsar.

Fig. 106a illustrerar parallella tankkretsar i ett differentiellt genomförande. En första parallell resonans- eller tankkrets (tank 1) består av en kondensator 10638 och en induktor 10620. En andra tankkrets (tank 2) består av en kondensator 10634 och en induktor 10636.

Som framgår för en person med kunskaper inom relevanta områden tillhandahåller de parallella tankkretsarna: låg impedans för frekvenser under resonans; låg impedans för frekvenser över resonans; och hög impedans för frekvenser vid eller nära resonans. l det illustrerade exemplet i Fig. 106a resonerar den första och den andra tankkretsen vid cirka 920 MHz. Vid och nära resonans är impedansen i dessa kretsar relativt hög. Iden kretskonfiguration som visas i Fig. 106a frarnstår därför båda tankkretsarna som om de var av relativt hög impedans för inmatningsfrekvensen på 950 MHz, medan de samtidigt framstår som om de var av relativt låg impedans för frekvenser i det önskade utmatningsintervallet av 50 MHz.

En energitransfersignal 10642 styr en omkopplare 10614. När energitransfersignalen 10642 styr öppning och stängning av omkopplaren 10614, så kommer signalkomponenter med hög frekvens inte att passera genom tank 1 eller tank 2.

Emellertid kommer de lägre signalkomponentema (50 MHz i detta utförande), vilka genereras av systemet, att passera genom tank 1 och tank 2 med endast liten förtunning.

Effekten av tank 1 och tank 2 är att ytterligare separera inmatnings- och utmatningssignalen från samma nod, och därigenom åstadkomma en mer stabil inmatnings- och utrnatningsimpedans. Kondensatorerna 10618 och 10640 fungerar genom att lagra energin i utmatningssignalen på 50 MHz mellan energitransferpulserna.

Ytterligare optimering av energitransfer tillhandahålls genom att placera en induktor 10610 i serie med en lagringskondensator 10612 på det sätt som visas. I det illustrerade 11111 10 15 20 25 30 n n u.. n e n u oo e. a n» c u u .n 1 o u u a 1: Q f. n; n u u. o» . 1 1 o u u n n v u .nu 11 .- .1- .u ~. 11 u v vu e. oo u 1 u v n 1 1 .- e v n n 1 n u u 1 u a . 1 n u n .nu u. u. va; -e 121 exemplet är den seriella resonansfrekvensen i detta kretsarrangemang omkring 1 GHz.

Denna krets ökar systemets energitransferkaraktär. Förhållandet mellan impedansen i induktom 10610 och impedansen i lagringskondensatom 10612 hålls företrädesvis relativt litet, så att den övervägande delen av den energi som är tillgänglig kommer att överföras till lagringskondensatom 10612 under drift. Exempel på utmatade signaler A och B illustreras iFig. l06b respektive 106c.

IFig. 106a bildar kretskomponentema 10604 och 10606 en matchning för inmatningsimpedans. Kretskomponenterna 10632 och 10630 bildar en match för utmatningsimpedans till en resistor 10628 på 50 Ohm. Kretskomponentema 10622 och 10624 bildar en andra match för utmatningsimpedans till en resistor 10626 på 50 Ohm.

Kondensatorerna 10608 och 10612 fungerar som lagringskondensatorer i utförandet. En spänningskälla 10646 och en resistor 10602 genererar en signal på 950 MHz med en utmatningsimpedans på 50 Ohm, vilken används som inmatning till kretsen. Ett kretselement 10616 innefattar en oscillator på 150 MHz och en pulsgenerator, vilka används för att generera energitransfersignalen 10642.

Fig. 101 illustrerar en shunttankkrets 10110 i ett enkeländat till enkeländat system 10112. På sarmna sätt illustrerar Fig. 109 en shunttankkrets 10910 i ett system 10912.

Tankkretsama 10110 och 10910 sänker drivkällans impedans, vilket förbättrar transientsvaret. Tankkretsama 10110 och 10910 har förmåga att lagra energi från den inmatade signalen och att tillhandahålla en låg impedans i drivkällan för att överföra denna energi genom den stängda omkopplarens hela apertur. Den övergående beskaffenheten hos omkopplarens apertur kan betraktas som om den hade en respons som förutom att innefatta den inmatade frekvensen, har stora komponentfrekvenser ovanför den inmatade frekvensen, (dvs. högre frekvenser än den inmatade frekvensen kan också effektivt passera igenom aperturen). Resonanskretsar eller strukturer, till exempel shunttankkretsarna 10110 eller 10910, kan dra fördel av detta genom att kunna överföra energi genom omkopplarens hela övergående frekvenssvar (dvs. kondensatorn i resonanstanken uppträder som en låg drivkälleimpedans under aperturens övergående period).

Exemplen på tank- och resonansstrukturer som beskrivs ovan är enbart för illustrativa ändamål, och är inte begränsande. Altemativa konfigurationer kan användas. »unna nnunn 10 15 20 25 30 n u nnu n u nn n nu nn u nn n n n n u n n n n u un n n u nu u u nn nn n . n u n u u n u u n nun u nn n u n nn. n.. n u u u n n u u n n n u n - I I , n u u nn u u n n n u n u n a n n - u n n nu enn nn n. nun nu A I 122 De olika resonanstankarna och -strukturema som diskuteras kan kombineras eller användas oberoende, på ett sätt som nu är uppenbart. 6.3.5 Laddnings- och effektöverjöringsbegrepp Begrepp förknippade med laddningstransfer beskrivs nu med hänvisning till Fig. l17a - f. Fig. l17a illustrerar en krets 11702 som innefattar en omkopplare S och en kondensator 11706 med en kapacitans C. Omkopplaren S styrs av en styrsignal 11708, vilken innefattar pulserna 19010 med aperturer med varaktigheten T.

I Fig. 1l7b illustrerar ekvation 13a att laddningen q på en kondensator med en kapacitans C, såsom kondensatorn 11706, är proportionell mot spänningen V över kondensatorn, där: q = laddning i Coulomb C = kapacitans i Farad V = spänning i Volt Där spänningen V representeras av ekvation 13b och där A = den inmatade signalens amplitud Ekvation 13a kan skrivas om som ekvation l3e. Förändringen i laddning över tiden illustreras som Aq(t) i ekvation 14a, vilken kan skrivas om som ekvation 14b. Med användning av den trigonometriska likheten i ekvation 15, så blir ekvation 14b ekvation 16, vilken skrivas om som ekvation 17.

Lägg märke till att sinustennen i ekvation 17 är en funktion enbart av apertur T.

Detta betyder att Aq(t) befinner sig i ett maximum när T är lika med en udda multipel av 1: (dvs. n, 3 x n, 5 x n, . . . ). Därför upplever kondensatorn 11706 den största förändringen i laddning när apertur T har ett värde av 1: eller ett tidsintervall som är representativt för 180 grader av den inmatade sinusoiden. Å andra sidan, när T är lika med 211, 411, 61t, . . ., så överförs minimal laddning.

Ekvationerna 18, 19 och 20 löses för q(t) genom att integrera ekvation 13a, vilket tillåter laddningen på kondensatom 11706 med avseende på tiden att framställas grafiskt på samma axel som den inmatade sinusoiden sin(t), på det sätt som illustreras i grafen i Fig. 10 15 20 25 521 995 in .- 123 117c. Allteftersom aperturen T minskar i värde eller går mot en impuls, så går fasen mellan laddningen på kondensatom C eller q(t) och sin(t) mot noll. Detta illustreras i grafen i Fig. 117d, vilken antyder att impulsens maximala laddningstransfer äger rum nära den inmatade spänningens maxima. Som denna graf antyder överförs avsevärt mindre laddning när värdet på T minskar.

Förhållanden mellan laddning och effekt illustreras i ekvationerna 21 - 26 i Fig. l17e, där det visas att effekten är proportionell mot laddningen, och den överförda laddningen är omvänt proportionell mot inlänkningsdämpningen.

Begrepp förknippade med inlänkning illustreras i Fig. 117f. I allmänhet är brustalet för en förlustbenägen passiv anordning numeriskt lika med inlänkningsdärnpningen för anordningen. Alternativt kan brustalet för vilken anordning som helst inte vara mindre än dess inlänkningsdämpning. Inlänkningsdämpning kan uttryckas av ekvation 27 eller 28.

Från ovanstående diskussion kan det observeras att allteftersom aperturen T ökar så överförs mer laddning från inmatningen till kondensatom 11706, vilket ökar effektöverföringen från inmatningen till utmatningen. Det har observerats att det inte är nödvändigt att exakt reproducera den inmatade spänningen vid utrnatningen, eftersom relativ modulerad arnplitud och fasinforrnation bibehålls i den överförda effekten. 6.3.6 Optimering och justering av den icke fórsumbara aperturbredden / -varaktigheten 6.3.6.1 Variering av inmatnings- och utmatningsimpedanserna I ett utförande av uppfinningen används energitransfersignalen (dvs. styrsignalen 6406 i Fig. 71a) för att variera den inmatade impedansen som ses av EM-signalen 6404, och för att variera den utmatade impedansen som driver en belastning. Ett exempel på detta utförande är beskrivet nedan med användning av en pulsstyrd transfermodul 9701 som visas i Fig. 97a. Den metod som beskrivs nedan är inte begränsad till den pulsstyrda transferrnodulen 9701. 10 15 20 25 30 521 995 124 IFig. 97a, när omkopplaren 9706 är stängd, så är den impedans som ser in i kretsen 9702 i stort sett impedansen för lagringsmodulen, här illustrerad i form av lagringskapacitansen 9708, parallellt med impedansen för en belastning 9712. När omkopplaren 9706 är öppen går impedansen vid punkten 9714 mot oändligheten. Av detta följer att den genomsnittliga impedansen vid punkt 9714 kan varieras från lagringsmodulens impedans, illustrerad parallellt med belastningen 9712, till den högsta impedans som kan erhållas när omkopplaren 9706 är öppen, genom att variera förhållandet mellan tiden då omkopplaren 9706 är öppen och tiden då omkopplaren 9706 är stängd.

Omkopplaren 9706 styrs av en energitransfersignal 9710. Alltså kan impedans vid punkten 9714 varieras genom att styra aperturbredden för energitransfersignalen tillsammans med aliaseringshastigheten.

Ett exempel på en metod för att ändra energitransfersignalen 9710 i Fig. 97a beskrivs nu med hänvisning till Fig. 95a, i vilken kretsen 9502 tar emot den inmatade oscillerande signalen 9506 och matar ut ett tåg av pulser som visas i form av en utmatningssignal från dubblaren 9504. Kretsen 9502 kan användas för att generera energitransfersignalen 9706. Exempel på vågformer från 9504 visas i Fig. 95c.

Det kan visas att genom att variera fördröjningen av den signal som fortplantas av inverteraren 9508, så kan bredden av pulsema i dubblarens utsignal 9504 varieras. En ökning av signalen som fortplantas av inverteraren 9508 ökar bredden av pulsema. Den signal som fortplantas av inverteraren 9508 kan fördröjas genom att införa ett R/C lågpassnätverk i utmatningen från inverteraren 9508. Andra sätt att förändra fördröjningen av signalen som fortplantas av inverteraren 9508 kommer att vara väl kända för personer med kunskaper inom området. 6.3. 6.2 Aperturstyrning i realtid I ett utförande justeras aperturbredden /varaktigheten i realtid. En klocksignal 11014 (Fig. ll0b) utnyttjas till exempel, med hänvisning till tidsdiagrammen i Fig. 110b - f, för att alstra en energitransfersignal 11016 (Fig. 110f), vilken innefattar energitransferpulsema 11018, med de variabla aperturema 11020. I ett utförande inverteras nu: -v-a- . 1 10 15 20 25 30 É':É":".:' 2": §"::ÉI_ 'i : 125 klocksignalen 11014 så som illustreras av den inverterade klocksignalen 11022 (Fig. 110d).

Klocksignalen 11014 är även fördröjd så som illustreras av den fördröjda klocksignalen 11024 (Fig. 110e). Den inverterade klocksignalen 11022 och den fördröjda klocksignalen 11024 kombineras sedan av en AND-grind 11008, vilket genererar energitransfersignalen 1106 som är ”hög” - energitransferpulsema 11018 - när den fördröjda klocksignalen 11024 och den inverterade klocksignalen 11022 båda är ”höga” Storleken på den fördröjning som läggs på den fördröjda klocksignalen 11024 bestämmer i stort sett bredden eller varaktigheten av de variabla aperturema 11020. Genom att variera fördröjningen i realtid så justeras aperturema i realtid.

I ett altemativt utförande är den inverterade klocksignalen 11022 fördröjd i förhållande till klocksignalen 11014, och kombineras sedan med klocksignalen 11014 av AND-grinden 11008. Alternativt fördröjs klocksignalen 11014, och inverteras sedan.

Resultatet kombineras sedan med klocksignalen 11014 av AND-grinden 11008.

Fig. 110a illustrerar ett exempel på ett system 11002 för aperturstyrning i realtid som kan användas för att justera aperturer i realtid. Systemet 11002 för aperturstyming i realtid innefattar en RC-krets 11004, vilken innefattar en kondensator 11012 med variabel spänning och en resistor 11026. Systemet 11002 för aperturstyming i realtid innefattar dessutom en inverterare 11006 och en AND grind 11008. AND-grinden 11008 innefattar valfritt en valfri inmatning för fxisignal 11010 för att slå av/på AND-grinden. Systemet 11002 för aperturstyrning i realtid innefattar valfritt en förstärkare 11028.

Funktionen av systemet 11002 för aperturstyrning i realtid beskrivs med hänvisning till tidsdiagrammen i Fig. 110b - f. Systemet 11002 för aperturstyming i realtid tar emot klocksignalen 11014, vilken tillhandahålls både till inverteraren 11006 och till RC-kretsen 11004. Inverteraren 11006 matar ut den inverterade klocksignalen 11022, och presenterar den för AND-grinden 11008. RC-kretsen 11004 fördröjer klocksignalen 11014 och matar ut den fördröjda klocksignalen 11024. Fördröjningen bestäms främst av kapacitansen för kondensatom 11012 med variabel spänning. I allmänhet rninskar fördröjningen när kapacitansen minskar.

Den fördröjda klocksignalen 11024 förstärks om så önskas med den valfria förstärkaren 11028, före den presenteras vid AND-grinden 11008. Förstärkning är till 114)» 10 15 20 25 30 521 995 126 exempel önskvärd när RC-konstanten i RC-kretsen 11004 förtunnar signalen nedanför tröskeln för AND-grinden 11008.

AND-grinden 11008 kombinerar den fördröjda klocksignalen 11024, den inverterade klocksignalen 11022, och den valfria frisignalen 11010, under bildning av energitransfersignalen 11016. Aperturema 11020 justeras i realtid genom att variera spänningen till kondensatom med variabel spänning 11012. lett utförande styrs aperturerna 11020 för att optimera överföring av effekt. Iett utförande styrs aperturerna 11020 till exempel för att maximera överföring av effekt.

Alternativt styrs aperturema 11020 för variabel förstärkningskontroll (till exempel automatisk förstärkningskontroll - AGC). l detta utförande minskas överföring av effekt genom att reducera aperturema 11020.

Som nu framgår tydligt ur detta tillkännagivande kan många av de aperturkretsar som presenteras häri, och andra, modifieras så som i de kretsar som illustreras i Fig. 92a - d. Modifiering eller val av aperturen kan göras på konstruktionsnivån för att förbli ett fast värde i kretsen, eller kan i ett alternativt utförande justeras dynamiskt för att kompensera för, eller adressera, olika målsättningar med konstruktionen, såsom att ta emot RF-signaler med förbättrad effektivitet, vilka ligger i distinkta funktionsband, till exempel RF -signal vid 900 MHz och 1,8 GHz. 6.3. 7 Tillägg av ett nätverk för förbikoppling I ett utförande av uppfinningen adderas ett nätverk för förbikoppling för att förbättra effektiviteten i energitransfermodulen. Ett sådant nätverk för förbikopplin g kan ses som ett medel för syntetisk breddning av aperturer. Komponenter för ett nätverk för förbikoppling väljs på ett sådant sätt att nätverket för förbikoppling uppträder som om det hade avsevärt lägre impedans för transienter i omkopplingsmodulen (dvs. frekvenser större än den mottagna EM-signalen, och framstår som om det hade en moderat till hög impedans för den inmatade EM-signalen (till exempel större än 100 Ohm vid RF-frekvensen).

Den tid som den inmatade signalen nu är kopplad till den motsatta sidan av omkopplingsmodulen förlängs på grund av den formning som orsakas av detta nätverk, na-ø; 1|»n| 10 15 20 25 30 521 995 127 vilket i enkla utföranden kan vara en kondensator eller resonerande induktor och kondensator i serie. Ett nätverk som resonerar i serie ovanför den inmatade frekvensen skulle vara ett typiskt genomförande. Denna fonnning förbättrar omvandlingens effektivitet för en imnatad signal som annars, om man enbart beaktade aperturen för energitransfersignalen, skulle vara av relativt låg frekvens för att vara optimal.

Med hänvisning till Fig. 107 visas som exempel ett nätverk för förbikoppling 10702 (vilket i detta fall visas som en kondensator 10712) som kopplar förbi omkopplingsmodulen 10704. I detta utförande ökar nätverket 10702 för förbikoppling effektiviteten för energitransfermodulen, till exempel när aperturbredder mindre än de optimala valdes för en given inmatad frekvens på energitransfersignalen 10706. Nätverket för förbikoppling 10702 skulle kunna vara av annan konfigurering än vad som visas i Fig. 107. Ett sådant altemativ illustreras i Fig. 103. På liknande sätt illustrerar Fig. 108 ett annat exempel på ett nätverk för förbikoppling 10802, vilket innefattar en kondensator 10804.

Den följ ande diskussionen kommer att demonstrera effektema av en minimerad apertur, och fördelen som tillhandahålls av ett nätverk för förbikoppling. Med början vid en initial krets med en apertur på 550 ps i Fig. 111, så framgår att utmatningen från topp till topp (Vpp) är 2,8 mVpp applicerat på en belastning på 50 Ohm i Fig. 115a. Ändring av aperturen till 270 ps på det sätt som visas i Fig. 112 ger upphov till en minskad utmatning av 2,5 Vpp applicerat på en belastning på 50 Ohm så som visas i Fig. 115b. För att kompensera denna förlust kan ett nätverk för förbikoppling läggas till; ett specifikt genomförande tillhandahålls i Fig. 113. Följden av detta tillägg är att 3,2 Vpp nu kan appliceras på belastningen på 50 Ohm på det sätt som visas i Fig. 116a. I kretsen med nätverket för förbikoppling i Fig. 113 justerades dessutom tre värden i den omgivande kretsen för att kompensera för förändringarna i impedans som infördes av nätverket för förbikoppling och den minskade aperturen. Fig. 114 verifierat att dessa förändringar, tillagda till kretsen men utan nätverket för förbikoppling, inte på egen hand orsakade den ökade effektivitet som demonstrerades av utförandet i Fig. 113 med nätverket för förbikoppling. Fig. 116b visar resultatet av att använda kretsen i Fig. 114, i vilken endast 1,8 Vpp kunde appliceras på en belastning på 50 Ohm. >>»»| 1,11. 10 15 20 25 30 n n »nn n n n nn nn 0 I n n n n n nn n n v In v v flv v v u o n n n n n n n v nu 0 in 0 I 0 nn. nnn nn n n n nn n , n n u n n n n n n un n n n 0 n n n I n n I n n n n nn nnn nn nn ann nn 128 6.3.8 Modifiering av energitransfersignalen med användning av återmatning Fig. 93 visar ett utförande av ett system 9301, i vilket den nedkonverterade signalen 9307 används som en återmatning 9306 för att styra olika egenskaper hos energitransfermodulen 9305 för att modifiera den nedkonverterade signalen 9307.

I allmänhet varierar arnplituden av den nedkonverterade signalen 9307 som en funktion av frekvensen, och fasskillnader mellan EM-signalen 9303 och energitransfersignalen 9309. I ett utförande används den nedkonverterade signalen 9307 som återmatningen 9306 för att styra frekvens- och fasförhållandet mellan EM-signalen 9303 och energitransfersignalen 9309. Detta kan åstadkommas genom att använda den exemplifierande logiken i Fig. 98a. Den exemplifierande kretsen i Fig. 98a kan innefattas i den valfria energitransfersignalmodulen 9302. Altemativa utföranden kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som lärts ut häri. Altemativa genomföranden faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. I detta utförande används en tillståndsmaskin som ett exempel.

I exemplet i Fig. 98a läser en tillståndsmaskin av en analog till digital-omvandlare, A/D 9802, och styr en digital till analog-omvandlare, DAC 9806. I ett utförande innefattar tillståndsmaskinen 9804 2 minnespositioner, föregående och nuvarande, för att lagra och återkalla resultatet av avläsningen A/D 9802. I ett utförande använder tillståndsmaskinen 9804 åtminstone en minnesflagga.

DAC 9806 styr en inmatning till en spänningsstyrd oscillator, VCO 9808. VCO 9808 styr en frekvensinmatning till en pulsgenerator 9810, vilken i ett utförande är i stort sett samma som den pulsgenerator som visas i Fig. 92c. Pulsgeneratom 9810 genererar energitransfersignalen 9309.

I ett utförande fungerar tillståndsmaskinen 9804 i enlighet med flödesschemat 9819 för en tillståndsmaskin i Fig. 98b. Resultatet av denna operation är att modifiera frekvens- och fasförhållandet mellan energitransferssignalen 9309 och EM-signalen 9303 till att i lura: l>lna 10 15 20 25 30 521 995 à ?af:fii@3§~'"“*“ 129 stort sett vidmakthålla amplituden av den nedkonverterade signalen 9307 på en optimal nivå.

Amplituden av den nedkonverterade signalen 9307 kan fås att variera med arnplituden av energitransfersignalen 9309. I ett utförande, i vilket en omkopplingsmodul 9111 är en FET, så som visas i Fig. 9la, i vilken grinden 9104 tar emot energitransfersignalen 9113, så kan amplituden av energitransfersignalen 9113 avgöra ”på”- resistansen för denna FET, vilket påverkar amplituden av den nedkonverterade signalen 9115. Den valfria energitransfersignalmodulen 9302, så som den visas i Fig. 98c, kan vara en analog krets som möjliggör en funktion för automatisk förstärkingskontroll. Alternativa utföranden kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som lärts ut häri. Alternativa genomföranden faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. 6.3.9 Andra genomföranden De genomföranden som beskrivs ovan tillhandahålls för illustrativa ändamål. Dessa genomföranden är inte avsedda att begränsa uppfinningen. Alternativa genomföranden, vilka skiljer sig något eller avsevärt från dem som beskrivs häri, kommer att vara uppenbara för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av det som lärs ut häri.

Sådana alternativa genomföranden faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen. 6.3.10 Exempel på nedkonverterare av energitransfertyp Exempel på genomföranden beskrivs nedan för illustrativa ändamål. Uppfinningen är inte begränsad till dessa exempel.

Fig. 99 är ett schematiskt diagram över ett exempel på en krets för att nedkonvertera en signal på 915 MHz till en signal på 5 MHz med hjälp av en klocka på 101,1 MHz.

Fig. 100 visar exempel på simulerade vågforrner för kretsen i Fig. 99. Vågforrnen 9902 är inmatningen till kretsen och visar de distorsioner som orsakas av omkopplarens .».-» :lira 10 15 20 25 30 -coon n 521 99 5 130 stängning. Vågformen 9904 är den ofiltrerade utmatningen vid lagringsenheten.

Vågforrnen 9906 är den impedansmatchade utmatningen från nedkonverteraren på en annan tidsskala.

Fig. 101 är ett schematiskt diagram över ett exempel på en krets för att nedkonvertera en signal på 915 MHz till en signal på 5 MHz med hjälp av en klocka på 101,1 MHz. Kretsen har ytterligare tankkretsar för att förbättra effektiviteten i omvandlingen.

Fi g. 102 visar exempel på simulerade vågformer för kretsen i Fig. 101. Vågfonnen 10102 är imnatningen till kretsen och visar de distorsioner som orsakas av omkopplarens stängning. Vågfonnen 10104 är den ofiltrerade utmatningen vid lagringsenheten.

Vågformen 10106 är utmatningen från nedkonverteraren efter impedansmatchningskretsen.

Fig. 103 är ett schematiskt diagram över ett exempel på en krets för att nedkonvertera en signal på 915 MHz till en signal på 5 MHz med hjälp av en klocka på 101,1 MHz. Kretsen har kretsar för förbikoppling av omkopplare för att förbättra effektiviteten i omvandlingen.

Fig. 104 visar exempel på simulerade vågforrner för kretsen i Fig. 103. Vågforrnen 10302 är inmatningen till kretsen och visar de distorsioner som orsakas av omkopplarens stängning. Vågforrnen 10304 är den ofiltrerade utmatningen vid lagringsenheten.

Vågformen 10306 är utmatningen från nedkonverteraren efter impedansmatchningskretsen.

Fig. 105 visar ett schema över kretsen i Fig. 99, kopplade till en FSK-källa som altemerar mellan 913 och 917 MHz vid en Baudhastighet av 500 Kbaud. 7. Konstruering av en sändare enligt ett utförande av den föreliggande uppfinningen.

Denna sektion (inklusive dess undersektioner) tillhandahåller en beskrivning på hög nivå av ett exempel på process för användning vid konstruktion av en sändare i enlighet med ett utförande av den föreliggande uppfinningen. De tekniker som beskrivs häri kan även tillämpas på konstruktion av en uppkonverterare av frekvens för vilken tillämpning som helst, och för att utforma tillämpningarna själva. De beskrivningar som finns häri är 10 15 20 25 30 521 995 ;_j=§jj¿'-._.= nu; o. o ou.- . - .- e n o en n 131 enbart för illustrativa ändamål, och är inte begränsande. Alternativ (innefattande ekvivalenter, förlängningar, variationer, avvikelser etc., av dem som beskrivs häri) kommer att framgå för personer med kunskaper inom relevanta områden, baserat på det som lärs ut häri. Sådana altemativ faller inom omfattningen och andemeningen av den föreliggande uppfinningen, och uppfinningen är avsedd och anpassad för att innefatta sådana alternativ.

Diskussionen häri beskriver ett exempel på en process för användning vid konstruktion av en sändare i enlighet med ett utförande av den föreliggande uppfinningen.

Ett exempel på en krets för en sändare enligt den föreliggande uppfinningen, fungerande i FM-utförandet, visas i Fig. 57a. På liknande sätt illustrerar Fig. 57b sändaren enligt den föreliggande uppfinningen under funktion i PM-utförandet, och Fig. 57c visar sändaren enligt den föreliggande uppfinningen under funktion i AM-utförandet. Dessa kretsar har visats i föregående figurer, men presenteras här för att underlätta diskussion av kretsen.

Eftersom ”I/Q”-utförandet enligt den föreliggande uppfinningen är en underuppsättning till PM-utförandet, så kommer det inte att visas i en separat figur här, eftersom konstruktionsstrategin kommer att vara mycket lik den för PM-utförandet.

Beroende på tillämpningen och genomförandet kan det vara så att vissa av ställningstagandena i konstruktionen inte gäller. Till exempel, och utan begränsning, kan det i vissa fall vara nödvändigt att optimera pulsbredden, eller att innefatta en förstärkare. 7.1 Sändningssignalens frekvens.

Det första steget i en konstruktionsprocess är att bestämma frekvensen för den önskade sändningssignalen 5714. Detta bestäms typiskt av den tillämpning i vilken sändaren skall användas. Den föreliggande uppfinningen är ämnad för en sändare som kan användas för samtliga frekvensen inom det elektromagnetiska spektrat. För exemplen häri kommer förklaringen att fokuseras på användningen av en sändare i intervallet mellan 900 MHz och 950 MHz. Personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att den analys som återfinns häri kan användas för vilken frekvens eller vilket frekvensornråde som helst. ana-co n . ~ svenne axin» firat 10 15 20 25 30 521 un. n n. e.. 132 7.2 Kännetecken för sändningssignalen.

När frekvensen för den önskade sändningssignalen 5714 väl är känd måste egenskapema hos signalen bestämmas. Dessa egenskaper innefattar, men är inte begränsade till, huruvida sändaren kommer att fungera vid en fast frekvens eller över ett intervall av frekvenser, samt, om den skall fungera över ett intervall av frekvenser, huruvida dessa frekvenser är kontinuerliga eller uppdelade i diskreta "kanaler". Om intervallet av frekvenser är uppdelat i diskreta kanaler, så måste mellanrummet mellan kanalema fastslås.

Som ett exempel kan sladdlösa telefoner som fungerar i detta frekvensområde fungera på diskreta kanaler som befinner sig 50 KHz från varandra. Det vill säga, om de sladdlösa telefonema fungerar i intervallet från och med 905 MHz till och med 915 MHz, så kan dessa kanaler hittas vid 905,000, 905,050, 905,100, , 9l4,900, 9l4,950, och 915,000. 7.3 Modulationsprotokoll.

En annan egenskap som måste slås fast är det önskade modulationsprotokoll som skall användas. Som beskrivs ovan i sektionema 2.1 - 2.2.4, innefattar dessa modulationsprotokoll FM, PM, AM etc., och vilken kombination som helst av dessa, specifikt innefattande den allmänt använda ”I/Q”-underuppsättningen av PM.

Modulationsprotokollet bestäms typiskt av den avsedda tillämpningen, precis som frekvensen för den önskade sändningssignalen 5714. 7.4 Kännetecken för informationssignalen.

Egenskapema hos en infonnationssignal 5702 är också faktorer att ta hänsyn till vid konstruktionen av sändarkretsen. Specifikt definierar bandbredden av informationssignalen 5702 den minsta frekvensen för en oscillerande signal 5704 (för lägena FM, PM respektive AM). 7.5 Kännetecken för den oscillerande signalen.

O o JU! I O li I Il II Û 'Ü . o »s nu n o n .n n on fl: I I :'_' u u; s a a v e v z lfl- ' 'I-l .

, I. u. a a a u a. v u" t '. n u o .i . n v n I O I I b! s: 1! »»|n; 10 15 20 25 30 n oooo o u coon » 0 u ~ < 1 .- _ uouq-a 133 Den önskade frekvensen för den oscillerande signalen 5704, 5738, 5744 är också en funktion av frekvensen och egenskaperna hos den önskade sändningssignalen 5714.

Dessutom är frekvensen för, och egenskaperna hos, den önskade sändningssignalen 5714 faktorer vid bestämning av pulsbredden av pulserna i ett band av pulser 5706. Lägg märke till att frekvensen för den oscillerande signalen 5704, 5738, 5744 är i stort sett den samma som frekvensen för bandet av pulser 5706. (Ett undantag som diskuteras nedan är när en pulsformningskrets 5722 ökare frekvensen för den oscillerande signalen 5704, 5738, 5744 på ett sätt som liknar det som beskrivs ovan i sektion 4.3.2.) Lägg även märke till att frekvensen och pulsbredden i bandet av pulser 5706 är i stort sett det samma som frekvensen för, och pulsbredden av, en signal 5708, rik på övertoner. 7.5.1 Den oscillerande signalens flekvens.

Den önskade frekvensen för den oscillerande signalen 5704, 5738, 5744 måste vara en underton till frekvensen för den önskade sändningssignalen 5714. En underton är den kvot som erhålls genom att dividera den fundamentala frekvensen, i detta fall frekvensen för den önskade sändningssignalen 5714, med ett heltal. Vid beskrivning av frekvensen för vissa signaler hänvisas häri ofta till ett specifikt värde. Det förstås av personer med kunskaper inom relevanta områden att denna hänvisning är till den norninella mittfrekvensen i signalen, och att den faktiska signalen kan variera i frekvens över och under denna norninella mittfrekvens, med utgångspunkt från den modulationsteknik som används i kretsen. Om frekvensen för den önskade sändningssignalen, som ett exempel för 1- “användning häri, är 910 MHz, och den skall användas i ett FM-läge i vilket frekvensområdet för moduleringen till exempel är 40 KHz, så kommer den faktiska frekvensen att variera med i 20 KHz runt den nominella mittfrekvensen som en funktion av den information som sänds. Det vill säga, frekvensen för den önskade sändningssignalen kommer i praktiken att sträcka sig mellan 909,980 MHz och 910,020 MHz.

De första tio undertonema till en signal på 910,000 MHz ges nedan. :nano- 521 995 -f _, ';;::__ -s 134 underton 1: a 910,000 MHz 2: a 455,000 3: e 303,333... 5 4: e 227,500 5: e 182,000 6: e 151,666... 7: e 130,000 8: e 113,750 10 9: e 101,111... 10: e 91,000 Den oscillerande signalen 5704, 5738, 5744 kan befinna sig vid vilken som helst av dessa frekvensen eller, om så önskas, vid en lägre underton. För diskussion häri kommer den 9: e 15 undertonen att väljas. Personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå att analysen häri gäller oavsett vilken överton som väljs. Således kommer den nominella mittfrekvensen för den oscillerande signalen 5704, 5738, 5744 att vara 101,1ll1 MHz.

Med hänvisning till att frekvensen för den önskade sändningssignalen 5714 i FM-läget faktiskt är 910,000 MHz i 0,020 MHz, så kan det visas att frekvensen för den oscillerande 20 signalen 5704 kommer att variera i 0,00222 MHz (dvs. från 10l,l0889 MHz till l01,1l333 MHz). Den oscillerande signalens 5704 känslighet för frekvens och spänning kommer att driva selektionen eller konstruktionen av den spänningsstyrda oscillatom (VCO) 5720.

Ett annat övervägande vad gäller frekvens är det övergripande frekvensomfånget för den önskade sändningssignalen. Det vill säga, om sändaren skall användas i den sladdlösa , 25 telefonen i ovanstående exempel, och kommer att sända på samtliga kanaler mellan 905 MHz och 915 MHz, så kommer det att krävas att VCO 5720 (för FM-läget) eller den lokala oscillatorn (LO) 5734 (För PM- och AM-lägena) generera oscillerande frekvenser 5704, ' - 5738, 5744, vilka sträcker sig från 100,5556 MHz till 101,6667 MHz. (Det vill säga, den 9: g ~ », e undertonen till 910 MHz i 5 MHz.) I vissa tillämpningar, såsom den mobila telefonen, 30 kommer frekvenserna att ändra automatiskt med utgångspunkt från protokollen o det 521 995 a :nu ., 135 övergripande mobila systemet (till exempel vid förflyttning från en cell till en intilliggande cell). I andra tillämpningar, såsom en polisradio, kommer frekvenserna att förändras med utgångspunkt från att användaren byter kanaler.

I vissa tillämpningar kommer olika modeller av samma sändare att sända signaler 5 vid olika frekvenser, men varje modell kommer sj älv endast att sända en enda frekvens. Ett möjligt exempel på detta skulle kunna vara fjäirstyrda leksaksbilar, där varje leksaksbil fungerar på sin egen frekvens, men där det, för att flera leksaksbilar skall kunna fungera i samma område, finns flera frekvenser vid vilka de skulle kunna fungera. Detta betyder att utformningen av VCO 5720 eller LO 5734 kommer att vara sådan att det är möjligt att 10 ställa in den på en fast frekvens när kretsen tillverkas, men att användaren typiskt inte kommer att kunna justera frekvensen.

Det är väl känt för personer med kunskaper inom relevanta områden att flera av de kriterier som skall övervägas vid konstruktion av en oscillator (VCO 5720 eller LO 5734) innefattar, men inte är begränsade till, den nominella rnittfrekvensen för den önskade 15 sändningssignalen 5714, frekvenskänsligheten som orsakas av det önskade modulationsprotokollet, intervallet av samtliga möjliga frekvenser för den önskade sändningssignalen 5714, och inställningskraven för varje specifik tillämpning. Ett annat viktigt kriterium är bestämningen av de undertoner som skall användas, men till skillnad från de kriterier som listas ovan, vilka är beroende av den önskade tillämpningen, så finns 20 det en viss flexibilitet vid valet av underton. 7.5.2 Pulsbredden i bandet av pulser.

När frekvensen för den oscillerande signalen 5704, 5738, 5744 väl har valts måste 25 pulsbredden för pulsema i bandet av pulser 5706 bestämmas. (Se sektionerna 4 - 4.3.4 w ovan för en diskussion av förbättring av övertoner, och effekten som förhållandet mellan i '-',-'; pulsbredd och period har på de övertonemas relativa arnplituder i en signal 5708, rik på ';^'É övertoner.) I det exempel som används ovan valdes den 9: e undertonen som frekvens för den oscillerande signalen 5704, 5738, 5744. Med andra ord kommer frekvensen för den 'Wi 30 önskade sändningssignalen att vara den 9: e övertonen för den oscillerande signalen 5704, 521 995 u »lo u. 136 5738, 5744. Ett tillvägagångssätt vid val av pulsbredd skulle kunna vara att fokusera helt och hållet på frekvensen för den oscillerande signal 5704, 5738, 5744, och välja ut en pulsbredd och observera dess funktion i kretsen. I fallet när signalen 5708, rik på övertoner, har en enhetsarnplitud och förhållandet mellan pulsbredd och -period är 0,1, så 5 kommer amplituden av den 9: e övertonen att vara 0,0219. Om man återigen ser på tabell 6000 och Fig. 58, så framgår det att amplituden av den 9: e övertonen är högre än den av den 10: e övertonen (vilken är noll), men mindre än halva amplituden av den 8: e övertonen. Eftersom den 9: e övertonen faktiskt har en arnplitud skulle detta förhållande mellan pulsbredd och -period kunna användas med lärnplig filtrering. Typiskt skulle ett 10 annat förhållande kunna väljas för att försöka hitta ett förhållande som skulle tillhandahålla en högre amplitud.

Om man ser på Eq. 1 i sektion 4.1.1 framgår det att den relativa amplituden för vilken överton som' helst är en funktion av antalet övertoner, och av förhållandet mellan pulsbredd och -period för den underliggande vågfonnen. Vid tillämpning av 15 variationskalkyl på ekvationen kan det förhållande mellan pulsbredd och -period som ger övertonen med den högsta arnplituden bestämmas för vilken given överton som helst.

Från Eq. 1, i vilken An är den n: te amplituden av den n: te övertonen: An = [Apuls] [2 / n) / n] sin[n x 'n x (I / T)] Eg. 2 20 Om amplituden för pulsen, Apuls, sätts till ett (dvs. lika med 1) förvandlas ekvationen till An= [2/(nx1t)] sin[nx1tx(I/T)] Eg. 3 25 Ur denna ekvation framgår det att för vilket värde på n som helst (övertonen) är amplituden nina» av den övertonen, An, en funktion av förhållandet mellan pulsbredd och -period, 'c / T. För att bestämma det högsta värdet på An för ett givet värde på n tas förstaderivatan av An med unfun 30 avseende på 'c / T. Detta ger följande ekvationer. |;na| 10 15 20 25 521 995 137 5(An)/5('c/T)=ö{[2/nx1t 9] sin[nx1tx('r/T)]}/ö(^c/T) Eg. 4 =[2/(nx1t)]8[sin[nx1tx('r/T)/ö(t/T) Eg. 5 An=[2/(nx1t)] cos[nx1tx(17/T)] Eg. 6 Från variationskalkyl är det känt att när förstaderivatan sätts lika med noll kommer det värde på variabeln som ger ett relativt maximum (eller minimum) att kunna bestämmas. ö(An) / ö('c / T) = 0 Qq.__7 An=[2/(nx1t)]cos[nx1tx(17/T)] §g.__§ cos[nx1tx(*c/T)]=0 figi Från trigonometrin är det känt att för att Eq. 9 skall vara sann, nxnxü/T) =1t/2(eller31t/2,51t/2etc.) Qql 't/T =(1t/2)/(nx1t) åq._1l 'c/T =1/(2xn)(eller3/(2xn),5/(2xn)etc.) §q¿1_2 Ovanstående härledning är väl känd för personer med kunskaper inom relevanta områden.

Från Eq. 12 framgår det att om förhållandet mellan pulsbredd och -period är lika med 1 / (2 x n), så bör övertonens amplitud vara i stort sett optimal. I fallet med den 9: e övertonen kommer Eq. 12 att ge ett förhållande mellan pulsbredd och -period på 1 / (2 x 9) eller 0,0556. För amplituden av denna 9: e överton visar tabell 6100 i Fig. 61 att den är 0,0796.

Detta är en förbättring jämfört med den tidigare amplituden för ett förhållande mellan pulsbredd och -period av 0,1. Tabell 6100 visar dessutom att den 9: e övertonen för detta förhållande mellan pulsbredd och -period har den högsta arnplituden av någon 9: e överton, vilket bekräftar härledningen ovan. Frekvensspektrum för ett förhållande mellan pulsbredd och -period på 0,0556 visas i Fig. 59. (Lägg märke till att andra förhållanden mellan 521 995 . som ., 138 pulsbredd och -period på 3 / (2 x n), 5 / (2 x n) etc., kommer att ha arnplituder som är lika med men inte större än denna.) Detta är ett tillvägagångssätt för att bestämma det önskade förhållandet mellan pulsbredd och -period. Personer med kunskaper inom relevanta områden kommer att förstå 5 att andra tekniker också kan användas för att välja ett förhållande mellan pulsbredd och - period. 7.6 Konstruktion av den pulsformande kretsen. 10 När bestämningen av den önskade frekvensen för den oscillerande signalen 5704, 5738, 5744, och av pulsbredden, väl har gjorts kan den pulsformande kretsen 5722 konstrueras. Vid en återblick på sektionema 4 - 4.3.4 framgår det att pulsformningskretsen 5722 inte bara kan producera en puls med önskad pulsbredd, utan den kan även få frekvensen för bandet av pulser 5706 att vara högre än frekvensen för den oscillerande 15 signalen 5704, 5738, 5744. Kom ihåg att förhållandet mellan pulsbredd och -period gäller för förhållandet mellan pulsbredd och -period i signalen 5708, rik på övertoner, och inte för förhållandet mellan pulsbredd och -peiiod i den oscillerande signalen 5704, 5738, 5744, och att frekvensen och pulsbredden för signalen 5708, rik på övertoner, avspeglar frekvensen och pulsbredden i bandet av pulser 5706. Detta betyder att om det i valet av 20 VCO 5720 eller LO 5734 önskades att välja en oscillator som är lägre än den som krävs för den valda öveitonen, så kan den pulsfonnande kretsen 5733 användas för att öka frekvensen. Vid ett återvändande till föregående exempel skulle frekvensen för den oscillerande signalen 5704, 5738, 5744 kunna vara 50,5556 MHz, snarare än 101,1 ll MHz, om den pulsfonnande kretsen 5722 konstruerades på det sätt som diskuteras i sektionema 25 4.2.2 - 4.2.2.2 (visas i Fig. 40a - d), inte enbart för att forma pulsen, utan även för att dubblera frekvensen. Även om den diskussionen specifikt gällde en inmatning i fonn av en ' V: fyrkantvåg kommer personer med kunskaper inom relevanta områden att förstå att liknande ':": tekniker kommer att gälla för icke rektangulära vågformer (till exempel en sinusformad våg). Denna användning av den pulsformande kretsen för att dubblera frekvensen har en na.»: suuu» »»»>» 10 15 20 25 30 139 möjlig fördel i att den tillåter utformning och val av en oscillator (VCO 5720 eller LO 5734) med en lägre frekvens, om detta är ett övervägande.

Det bör även förstås att den pulsfonnande kretsen 5722 inte alltid behövs. Om konstruktionen eller valet av VCO 5720 eller LO 5734 var sådana att den oscillerande signalen 5704, 5738, 5744 var en i stort sett rektangulär våg, och denna i stort sett rektangulära våg hade ett förhållande mellan pulsbredd och -period som var adekvat, så skulle den pulsformande kretsen 5722 kunna elimineras. 7.7 Att välja ut omkopplaren.

Valet av en omkopplare 5724 kan nu göras. Omkopplaren 5724 visas i exemplen i Fig. 57a - c i form av en GaAs-FET. Den kan emellertid vara vilken som helst omkopplingsanordning med vilken teknik som helst som kan öppna och stänga tillräckligt ”skarpt” för att rymma frekvensen och pulsbredden för bandet av pulser 5706. 7. 7.1 Ûptimerade omkopplarstrukturer Omkopglare i olika storlekar I ett utförande kan de omkopplingsmoduler som diskuteras häri vara genomförda som en serie av omkopplare, vilka fungerar parallellt som en enda omkopplare. Serien av omkopplare kan vara transistorer, såsom till exempel fälteffekttransistorer (FET), bipolära transistorer, eller vilka andra lämpliga kretsomkopplande anordningar som helst. Serien av omkopplare kan innefattas en typ av ornkopplingsanordning, eller av en kombination av olika omkopplingsanordningar.

Fig. 73 illustrerar till exempel en omkopplingsmodul 7300. I Fig. 73 illustreras omkopplingsmodulen som en serie av FET 7302a - n. FET 7302a - n kan vara vilken typ som helst av FET, innefattande men inte begränsad till en MOSFET, en JFET, en GaAs- FET etc. Var och en av FET 7302a - n innefattar en grind 7304a - n, en källa 7306a - n och ett avlopp 7308a - n. Serien av FET 7302a - n fungerar parallellt. Grindarna 7304a - n är n-v... . . :anna »rain 10 15 20 25 521 995 .- 140 sammankopplade, källorna 7306a - n är samrnankopplade och avloppen 7308a - n är sammankopplade. Var och en av grindarna 7304a - n tar emot styrsignalen 2804, 3104 för att styra ornkopplarfunktionen mellan motsvarande källor 7306a - n och avloppen 7308a - n. I allmänhet är de motsvarande källorna 7306a - n och avloppen 7308a - n i var och en av FET 7302a - n utbytbara. Det finns ingen numerisk begränsning av antalet FET. En eventuell begränsning skulle vara beroende av den specifika tillämpningen, och ”a - n”- beteckningen är inte avsedd att på något sätt antyda en begränsning.

I ett annat utförande har FET 7302a - n liknande kännetecken. I ett annat utförande har en eller flera av FET 7302a - n olika kännetecken än de andra FET. FET 7302a - n kan till exempel vara av olika storlek. I CMOS gäller allmänt att ju större storlek en omkopplare har (vilket betyder att ju större ytan under grinden mellan regionerna för källan och avloppet är), desto längre tid tar det för omkopplaren att slås på. Den längre påslagningstiden beror delvis på att en högre kapacitans från grind till kanal föreligger i större omkopplare. Mindre omkopplare av CMOS-typ slås på på kortare tid, men de har en högre kanalresistans. Större CMOS-ornkopplare har lägre kanalresistans jämfört med mindre omkopplare av CMOS-typ. Olika känneteckning för påslagning av omkopplare med olika storlek tillhandahåller flexibilitet vid utformning av den övergripande strukturen i en omkopplingsmodul. Genom att kombinera mindre omkopplare med större omkopplare kan kanalresistansen i den övergripande omkopplarstrukturen skräddarsys för att uppfylla givna krav.

I ett utförande är FET 7302a - n omkopplare av CMOS-typ av olika inbördes storlek. FET 7302a kan till exempel vara en omkopplare av en mindre storlek jämfört med FET 7302b - n. FET 7302b kan vara en omkopplare med en större storlek i jämförelse med FET 7302a, men mindre i storlek jämfört med FET 7302c - n. Storlekama för FET 7302c - n kan även de varieras med avseende på varandra. Större och större omkopplare kan till exempel användas. Genom att variera storlekarna för FET 7302a - n i förhållande till varandra, så kan kurvan över egenskaperna för påslagning av omkopplingsmodulen varieras Egenskaperna för påslagning av omkopplingsmodulen kan till exempel motsvarande. skräddarsys på ett sådant sätt att de på ett bättre sätt liknar de för en ideal omkopplare. 521 995 vo- n. 141 Alternativt kan ornkopplingsmodulen skräddarsys för att producera en fonnad konduktivitetskurva.

Genom att konfigurera FET 7302a - n på ett sådant sätt att en eller flera av dem är av en förhållandevis mindre storlek, så kan deras snabbare påslagning förbättra modulens 5 övergripande kurva över egenskaper vid påslagning. Eftersom mindre omkopplare har en lägre kapacitans från grind till kanal, så kan de slås på snabbare än större omkopplare.

Genom att konfigurera FET 7302a - n på ett sådant sätt att en eller flera av dem är av en förhållandevis större storlek, så kan deras lägre kanalresistans också förbättra modulens övergripande egenskaper vid påslagning. Eftersom större omkopplare har en 10 lägre kanalresistans kan de förse den övergripande onrkopplarstrukturen med en lägre kanalresistans, även när de kombineras med mindre omkopplare. Detta förbättrar fönnågan hos omkopplarens övergripande struktur att driva ett bredare intervall av belastningar.

Följaktligen tillåter förmågan att skräddarsy omkopplarstorlekar i förhållande till varandra i omkopplarens övergripande struktur att funktionen hos omkopplarens övergripande struktur 15 bättre närmar sig den ideala, eller att uppnå specifika krav för en tillämpning, eller att balansera kompromisser för att uppnå specifika mål, så som kommer att förstås av en person med kunskaper inom relevanta områden, med utgångspunkt från det som lärs ut häri.

Det skall förstås att illustrationen av omkopplingsmodulen som en serie av FET 7302a - n i Fig. 73 enbart är för exemplifierande ändanrål. Vilken som helst anordning med 20 omkopplingseffekt skulle kunna användas för att genomföra omkopplingsmodulen, så som kommer att vara uppenbart för personer med kunskaper inom relevanta områden, med utgångspunkt från diskussionen häri. f Minskning av total omkopplaryta 25 (DG Kretsprestanda kan även förbättras genom att minska den totala ytan i omkopplaren. i Som diskuteras ovan har mindre omkopplare (dvs. mindre yta under grinden mellan 'i regionerna för källan och avloppet) en lägre kapacitans från grind till kanal i förhållande till större omkopplare. Den lägre kapacitansen från grind till kanal tillåter lägre känslighet för =a»»| 30 brustoppar i kretsen. Fig. 74a illustrerar ett utförande av en omkopplingsmodul med en stor 10 15 20 25 30 521 995 .en o. 142 total omkopplaryta. Omkopplingsmodulen i Fig. 74a innefattar tjugo FET 7402 -7440.

Som visas är FET 7402 -7440 av samma storlek (parametrarna ”Wd” och ”lng” är lika).

Inmatningskällan 7446 producerar den inmatade EM-signalen. Pulsgeneratom 7448 producerar energitransfersignalen för FET 7402 -7440. Kondensatom Cl är lagringsenheten för den inmatade signalen som sarnplas av FET 7402 -7440. Fig. 74b - 74q illustrerar exempel på vågforrner som hänför sig till omkopplingsmodulen i Fig. 74a.

Fig. 74b visar en mottagen EM-signal på 1,01 GHz som skall samplas och nedkonverteras till en signal med interrnediär frekvens på 10 MHz. Fig. 74c visar en energitransfersignal som har en aliaseringshastighet av 200 MHz, vilken läggs på på grinden i var och en av de tjugo FET 7402 -7440. Denna energitransfersignal innefattar ett tåg av energitransferpulser med icke försumbara aperturer som går från tiden noll i varaktighet. Energitransferpulsema upprepas vid den aliaserande hastigheten. Fig. 74d illustrerar den påverkade mottagna EM- signalen, uppvisande effekter av överföring av energi vid den aliaserande hastigheten, vid punkten 7442 i Fig. 74a. Fig. 74e illustrerar en nedkonverterad signal 7444 enligt Fig. 74a, vilken genereras av nedkonverteringsprocessen.

Fig. 74f illustrerar frekvensspektrum av den mottagna EM-signalen på 1,01 GHz.

Fig. 74g illustrerar frekvensspektrum av den mottagna energitransfersignalen. Fig. 74h illustrerar frekvensspektrum av den påverkade mottagna EM-signalen vid punkten 7442 i Fig. 74a. punkten 7444 i Fig. 74a.

Fig. 74i illustrerar frekvensspektrum av den nedkonverterade signalen vid Fig. 74j - 74m illustrerar ytterligare frekvensspektrum av den mottagna EM- signalen på 1,01 GHz, den mottagna energitransfersignalen, den påverkade mottagna EM- signalen vid punkten 7442 i Fig. 74a, respektive den nedkonverterade signalen vid punkten 7444 i Fig. 74a, med fokus på ett smalare frekvensområde centrerat kring 1,00 GHz. Som visas i Fig. 741, så förekommer det en brustopp ungefär vid 1,0 GHz på den påverkade mottagna EM-signalen vid punkt 7442 i Fig. 74a. Denna brustopp kan radieras av kretsen, vilket orsakar störning vid 1,0 GHz av närliggande mottagare.

Fig. 74n - 74q illustrerar ytterligare frekvensspektrum av den mottagna EM- signalen på 10,0 GHz, den mottagna energitransfersignalen, den påverkade mottagna EM- signalen vid punkten 7442 i Fig. 74a, respektive den nedkonverterade signalen vid punkten 10 15 20 25 30 521 995 143 7444 i Fig. 74a, med fokus på ett smalt frekvensområde centrerat nära 10,0 MHz. I synnerhet visar Fig. 74q att en signal på omkring 5 mV nedkonverterades vid ungefär 10 MHz.

Fig. 75a illustrerar ett alternativt utförande av omkopplingsmodulen, denna gång med fjorton FET 7502 -7528 som visas, snarare än med tjugo FET 7402 -7440 så som visas i Fig. 74a. Dessutom är FET av olika storlek (vissa ”Wd” och ”Ing” -parametrar skiljer sig mellan olika FET).

Fig. 75b - 75q, kopplingsmodulen 75a, motsvarar de på liknande sätt utformade figurerna Fig. 74b - 74q. vilka är exempel på vågformer som hänför sig till Som visas i Fig. 751 förekommer en brustopp på lägre nivå vid 1,0 GHz, än vid samma frekvens i Fig. 741. Detta korrelerar med lägre nivåer av radiering i kretsen. Dessutom åstadkoms brustoppen på lägre nivå, vilket visas i Fig. 75q, utan förluster i konverteringens effektivitet. Detta representeras i Fig. 75q av signalen på ungefär 5 mV som nedkonverteras vid cirka 10 MHz. Denna spänning är i stort sett lika med den nivå som nedkonverteras av kretsen i Fig. 74a. Genom att minska antalet omkopplare vilket minskar den totala omkopplarytan, och genom att minska omkopplarytan omkopplare för omkopplare, så kan parasitkapacitans i kretsen minskas, på ett sätt som skulle förstås av personer med kunskaper inom relevanta områden. I synnerhet kan detta minska den övergripande kapacitansen från grind till kanal, vilket leder till brustoppar med lägre amplitud och till reducerad oönskad radiering från kretsen.

Det skall förstås att illustrationen av omkopplarna ovan som FET i Fig. 74a - q och 75a - q enbart är för exemplifierande ändamål. Vilken som helst anordning med omkopplingseffekt skulle kunna användas för att genomföra omkopplingsmodulen, så som kommer att vara uppenbart för personer med kunskaper inom relevanta områden, med utgångspunkt från diskussionen häri.

Utelämnande av laddningsinjektion I utföranden i vilka omkopplingsmodulema som diskuteras häri innefattas av en serie av parallella omkopplare kan det i vissa fall vara önskvärt att minimera effekterna av unna; *vann 10 15 20 25 521 9 9 s :Iïg 144 laddningsinjektion. Minimering av laddningsinjektion är i allmänhet önskvärt för att minska den oönskade radieringen från kretsen, vilken orsakas därav. I ett utförande kan oönskade effekter av laddningsinjektion minskas genom användning av komplementära MOSFET av n-kanaltyp och p-kanaltyp. MOSFET av n-kanaltyp och p-kanaltyp har båda problem med laddningsinjektion. Eftersom signaler av motsatt polaritet läggs på vid sina respektive grindar för att slå av och på omkopplama är emellertid den resulterande laddningsinjektionen av motsatt polaritet. Som en följd av detta kan MOSFET av n- kanaltyp och p-kanaltyp paras för att ta ut varandras motsvarande laddningsinjektion. Detta betyder att omkopplingsmodulen i ett utförande kan innefattas av n-kanal MOSFET och p- kanal MOSFET, i vilka medlemmarna i var och en kan vara avpassade i storlek för att minimera de oönskade effekterna av laddningsinjektion.

Fig. 77a illustrerar ett alternativt utförande av omkopplingsmodulen, denna gång med fjorton FET 7702 -7728 av n-kanaltyp och med tolv FET av p-kanaltyp 7730 -7752 som visas, snarare än med tjugo FET 7402 -7440 så som visas i Fig. 74a. FET av n- kanaltyp och av p-kanaltyp ordnas i en komplementär konfiguration. Dessutom är FET av olika storlek (vissa ”Wd” och ”lng” -parametrar skiljer sig mellan olika FET).

Fig. 77b - 77q, vilka är exempel på vågforrner som hänför sig till kopplingsmodulen 77a, motsvarar de på liknande sätt utformade figurerna Fig. 74b - 74q.

Som visas i Fig. 771 förekommer en brustopp på lägre nivå vid 1,0 GHz, än vid samma frekvens i Fig. 741. Detta korrelerar med lägre nivåer av radiering i kretsen. Dessutom åstadkoms brustoppen på lägre nivå, vilket visas i Fig. 77q, utan förluster i konverteringens effektivitet. Detta representeras i Fig. 77q av signalen på ungefär 5 mV som nedkonverteras vid cirka 10 MHz. Denna spänning är i stort sett lika med den nivå som nedkonverteras av kretsen i Fig. 74a. Genom att ordna omkopplama i en komplementär konfiguration, vilket hjälper till att minska laddningsinjektion, och genom att skräddarsy omkopplarytan omkopplare för omkopplare, så kan i praktiken effektema av laddningsinjektion minskas, på ett sätt som skulle förstås av personer med kunskaper inom relevanta områden. I synnerhet leder detta till brustoppar med lägre amplitud och minskad oönskad radiering från kretsen. . 'vinos 521 995 ;::; f -- »c- u. 145 Det bör förstås att användningen av FET i Fig. 77a - q i ovanstående beskrivning endas är för exemplifierande ändamål. Med utgångspunkt från det som lärs ut häri bör det vara uppenbart för personer med kunskaper inom relevanta områden hur man tar hand om laddningsinjektion i olika transistorteknologier genom att använda par av transistorer.

Overlapgad kagacitans De processer som är inblandade vid fabricering av halvledarkretsar, såsom MOSFET, har sina begränsningar. Vid vissa tillfällen kan dessa begränsningar i 10 processerna leda till kretsar som inte fungerar så idealt som önskas. En icke-idealt tillverkad MOSFET kan till exempel lida av parasitkapacitanser, vilka i vissa fall kan leda till att den omgivande kretsen radierar brus. Genom att fabricera kretsar med strukturell utformning så nära idealet som möjligt kan problemen med icke-ideal kretsfunktion minimeras. 15 Fig. 76a illustrerar ett tvärsnitt genom ett exempel på MOSFET 7600 av n-kanaltyp i anrikningsläge, med idealt formade n+ -regionen MOSFET 7600 innefattar en grind 7602, en kanalregion 7604, en källkontakt 7606, en källregion 7608, en avloppskontakt 7610, en avloppsregion 7612 och en isolator 7614. Källregionen 7608 och avloppsregionen 7612 är åtskilda av material av p-typ i kanalregionen 7604. Källregionen 7608 och 20 avloppsregionen 7612 visas att vara n+ -material. Detta n+ -material är typiskt implanterat i materialet av p-typ i kanalregionen 7604 med hjälp av en process för jonimplantering / diffusion. Processer för jonimplantering / diffusion är väl kända av personer med kunskaper inom relevanta områden. Isolatorn 7614 isolerar grinden 7602, vilken överbryggar materialet av p-typ. Isolatom 7614 innefattar i allmänhet en isolator av 25 metalloxid. Kanalströmmen mellan källregionen 7608 och avloppsregionen 7612 för ü MOSFET 7600 styrs av en spänning vid grinden 7602.

E' . '¿ Funktionen av MOSFET 7600 skall nu beskrivas. När en positiv spänning läggs på -¿..§ vid grinden 7602 attraheras elektroner i materialet av p-typ i kanalregionen 7604 till ytan under isolatorn 7614, under bildning av en kopplande ytnära region av material av n-typ *g--f 30 mellan källan och avloppet, vilken region kallas för en kanal. Ju större eller mer positiv anna» ø-.ra w U N ß N .. ... . , _, I Il I Ü II Il Inc en. 0 n can; u - " I 0 l .v n s f °" °'° - .. . . . . . . ... “°¿ ¿ . ....: ' en u e . 1% spänningen mellan grindkontakten 7606 och källregionen 7608 är, desto större är resistansen över regionen däremellan.

I Fig. 76a illustreras källregionen 7608 och avloppsregionen 7612 som havande n+ - regioner vilka forrnades till idealiserade rektangulära regioner genom jonimplantationsprocessen. Fig. 76b illustrerar ett tvärsnitt genom ett exempel på en MOSFET 7616 av n-kanaltyp i anrikningsläge med icke-idealt formade n+ -regioner.

Källregionen 7620 och avloppsregionen 7622 illustreras som formade till oregelbundet formade regioner med hjälp av jonimplantationsprocessen. På grund av osäkerheter i processen för jonimplantation / diffusion bildar källregionen 7620 och avloppsregionen 7622 i praktiska tillämpningar inte rektangulära regioner på det sätt som visas i Fig. 76a.

Fig. 76b visar källregionen 7620 och avloppsregionen 7622 under bildning av exemplifierande oregelbundna regioner. På grund av dessa osäkerheter i processen kan n+ - regionema i källregionen 7620 och avloppsregionen 7622 dessutom diffundera längre in i regionen av p-typ i kanalregionen 7618 än vad som önskas, och sträcka sig under grinden 7602. Utsträckningen av källregionen 7620 och avloppsregionen 7622 under grinden 7602 visas som en källöverlappning 7624 och en avloppsöverlappning 7626. Källöverlappningen 7624 och avloppsöverlappningen 7626 illustreras ytterligare i Fig. 76c. Fig. 76c illustrerar en vy från översta nivån av ett exempel på utformning av MOSFET 7616.

Källöverlappningen 7624 och avloppsöverlappningen 7626 kan leda till oönskade parasitkapacitanser mellan källregionen 7620 och grinden 7602, och mellan avloppsregionen 7622 och grinden 7602. Dessa oönskade parasitkapacitanser kan störa kretsens funktion. De resulterande parasitkapacitanserna kan till exempel ge upphov till brustoppar som radieras av kretsen, vilket i sin tur ger upphov till oönskade elektromagnetiska störningar.

Som visas i Fig. 76c kan ett exempel på en MOSFET 7616 innefatta en grindplatta 7628. Grinden 7602 kan innefatta en grindförlängning 7630 och en förlängning av grindplattan 7632. Grindförlängningen 7630 är en oanvänd del av grinden 7602 som krävs på grund av toleransbegränsningar i metallimplanteringsprocessen. Förlängningen av grindplattan 7632 är en del av grinden 7602 som används för att koppla grinden 7602 till grindplattan 7628. Den kontakt som krävs för grindplattan 7628 kräver att grindplattans »annu A~|»i 10 15 20 25 30 u v u. e n o alu p' ,". I: II en . H e a o o u a , O o un .e . , :n :n o. v a : v: 1:", I ..

I a 1 2' ' ' ' .I I v ' Ä I ' *I nu II nu 147 förlängning 7632 är av en längd som är skild från noll för att separera den resulterande kontakten från området mellan källregionen 7620 och avloppsregionen 7622. Detta förhindrar att grinden 7602 kortsluts till kanalen mellan källregionen 7620 och avloppsregionen 7622 (isolatom 7614 i Fig. 76b är mycket tunn i denna region). Oönskade parasitresistanser kan bildas mellan grindförlängningen 7630 och substratet (FET 7616 är tillverkad på ett substrat), och mellan grindplattans utsträckning 7632 och substratet.

Genom att reducera respektive ytor av grindförlängningen 7630 och grindplattans förlängning 7632, så kan parasitkapacitansema som orsakas av dessa minskas. Följaktligen ägnar sig utföranden åt frågorna om osäkerhet i processen för jonimplantation I diffusion.

Det kommer att vara uppenbart för personer med kunskaper inom relevanta områden hur man gör för att minska ytorna av grindförlängningen 7630 och grindplattans förlängning 7632, för att reducera de resulterande parasitkapacitanserna.

Det bör förstås att illustreringen av MOSFET av n-kanaltyp i anrikningsläge endast är till för exemplifierande ändamål. Den föreliggande uppfinningen är tillärnpbar på MOSFET av utarmningstyp, och på andra transistortyper, så som kommer att vara uppenbart för personer med kunskaper inom relevanta områden. 7.7.2 Fasad D2D-delare i CMOS Fig. 72a illustrerar ett utförande av en delarkrets 7200, genomförd i CMOS. Detta utförande tillhandahålls för illustrativa ändamål, och är inte begränsande. I ett utförande används delarkretsen 7200 för att dela en lokal oscillator (LO signal i två oscillerande signaler, vilka är omkring 90° ur fas. Den första oscillerande signalen kallas för den oscillerande I-kanalsignalen. Den andra oscillerande signalen kallas för den oscillerande Q- kanalsignalen. Den oscillerande Q-kanalsignalen eftersläpar fasen i I-kanalsignalen med omkring 90°. Delarkretsen 7200 innefattar en första I-kanalinverterare 7202, en andra I- kanalinverterare 7204, en tredje I-kanalinverterare 7206, en första Q-kanalinverterare 7208, en andra Q-kanalinverterare 7210, en I-kanal flip flop 7212 och en Q-kanal flip flop 7214.

Fig. 72f - j är exempel på vågformer som används för att illustrera signalförhållanden i delarlu-etsen 7200. De vågformer som visas i Fig. 72f - j återspeglar 10 15 20 25 521 995 -..-;. u u. anv' _» I. 0 v van: n . ~ nov-a u e c 148 ideala fördröjningstider genom komponenter i delarkretsen 7200. LO-signalen 7216 visas i Fig. 72f. Den första, andra och tredje inverteraren 7202, 7204 och 7206 inverterar LO- signalen 7216 tre gånger, med utmatning av den inverterade LO-signalen 7218, så som visas i Fig. 72g. Den första och andra Q-kanalinverteraren 7208 och 7210 inverterar LO- signalen 7216 två gånger, med utmatning av den icke inverterade LO-signalen 7220, så som visas i Fig. 72h. Fördröjningen genom den första, andra och tredje I-kanalinverteraren 7202, 7204 och 7206 är i stort sett lika med den genom den första och den andra Q- kanalinverteraren 7208 och 7210, på ett sådant sätt att den inverterade LO-signalen 7218 och den icke inverterade LO-signalen 7220 är omkring 180° ur fas. Funktionskaraktäristika för inverterama kan skräddarsys för att uppnå rätt storlek på fördröjningen, på ett sätt som skulle förstås väl av en person med kunskap inom relevanta områden.

I-kanal flip flop 7212 matar in den inverterade LO-signalen 7218. Q-kanal flip flop 7214 matar in den icke inverterade LO-signalen 7220. I det föreliggande utförandet är I- kanal flip flop 7212 och Q-kanal flip flop 7214 kantutlösta flip flops. När någon av dessa flip flops tar emot en stigande kant som sin inmatning, så ändrar flip flop-utmatningen tillstånd. Därigenom matar I-kanal flip flop 7212 och Q-kanal flip flop 7214 var och en ut signaler som har omkring hälften av den inmatade signalens frekvens. Dessutom är, på grund av att inmatningarna till I-kanal flip flop 7212 och till Q-kanal flip flop 7214 är omkring 180° ur fas, deras resulterande utmatningar signaler vilka är omkring 90° ur fas, vilket skulle inses av personer med kunskaper inom relevanta områden. I kanal flip flop 7212 matar ut den oscillerande I-kanalsignalen 7222, så som visas i Fig. 72i. Q kanal flip flop 7214 matar ut den oscillerande Q-kanalsignalen 7224, så som visas i Fig. 72j. Den oscillerande Q-kanalsignalen 7224 eftersläpar fasen för den oscillerande I-kanalsignalen 7222 med 90°, vilket även visas vid en jämförelse mellan Fig. 72i och 72j.

Fig. 72b illustrerar ett utförande i form av en mer detaljerad delarkrets 7200 enligt Fig. 72. Kretsblocken i Fig. 72b som är liknande de i Fig. 72a indikeras med motsvarande referensnummer. Fig. 72c - d visar exempel på utmatade vågformer som hänför sig till delarkretsen 7200 i Fig. 72b. Fig. 72c visar den oscillerande I-kanalsignalen 7222. Fig. 72d visar den oscillerande Q-kanalsignalen 7224. Som antyds vid en jämförelse av Fig. 72c -»ann 10 15 20 25 30 -nerna n 1 .-o 0 q I o .ven o 4 . n o ~ - campa; o 149 och 72d, så släpar vågforrnen i den oscillerande Q-kanalsignalen 7224 i Fig. 72d efter vågformen i I-kanalsignalen 7222 i Fig. 72c med omkring 90°.

Det bör förstås att illustreringen av delarkretsen 7200 i Fig. 72a och 72b endast är till för exemplifierande ändamål. Delarkretsen 7200 kan innefattas av ett urval av logiska och halvledaranordningar av ett antal olika typer, så som kommer att vara uppenbart för personer med kunskaper inom relevanta områden, med ledning av den diskussion som förs häri. 7.8 Konstruktion av filtret.

Konstruktionen av filtret 5726 bestäms av frekvensen och frekvensområdet för den önskade sändningssignalen 5714. Som diskuteras ovan i sektionerna 3.3.9 - 33.92 används termen ”Q” för att beskriva förhållandet mellan mittfrekvensen i filtrets utmatning och bandbredden för punkten ”3 dB ner”. De kompromisser som gjordes vid valet av den underton som skall användas är en faktor vid utformning av filtret. Det vill säga, om, som en utvikning till exemplet ovan, frekvensen för den önskade sändningssignalen återigen vore 910 MHz, men den önskade undertonen vore den 50: e undertonen, så skulle frekvensen för denna 50: e underton vara 18,2000 MHz. Detta betyder att de frekvenser som filtret upplever kommer att vara 18,200 MHz från varandra. Därför kommer ”Q” att behöva vara tillräckligt högt för att undvika att information från de intilliggande frekvensema tillåts att passera igenom. Det andra övervägandet för filtrets ”Q” är att det inte får vara så snävt att det inte tillåter användning av hela intervallet av önskade frekvenser. 7.9 Att välja ut en förstärkare.

En förstärkarmodul 5728 kommer att behövas om inte signalen är stark nog för att sändas, eller om den behövs för någon nedströms tillämpning. Detta kan inträffa på grund av att amplituden av den resulterande övertonen är för liten. Det kan även inträffa om filtret 5726 har förtunnat signalen. nn - a . . u 1 . en 0 p-sv.. 521 995 .co u. 150 7.10 Utformning av sändningsmodulen.

En sändningsmodul 5730, vilken är valfri, säkerställer att utmatningen från filtret 5 5726 och förstärkarmodulen 5728 kan sändas. I det genomförande i vilket sändaren används för att sända ut EM-signaler i luften matchar sändningsmodulen impedansen i utmatningen från förstärkarmodulen 5728 och inmatningen till en antenn 5732. Dessa tekniker är väl kända för personer med kunskaper inom relevanta områden. Om signalen skall sändas över en kabel från punk till punkt, såsom en telefontråd (eller en fiberoptisk 10 kabel), kan sändningsmodulen 5730 vara en lindrivare (eller en elektro-optisk omvandlare för ett ñberoptiskt genomförande). »ipxø :vita

Claims (1)

1. >»|»| |».|n 10 15 20 25 521 995 u . n ø ø - n , , , .. 151 Patentkrav 1) 2) Metod (1100, 1300, 1700) för uppkonvertering, innefattande: (1) pulsstyming av en första referenssignal (2806, 5308) under styrning av en första modulerad inforrnationssignal (5306, 2804, 1210, 1408) för att generera en första pulsstyrd signal (1216, 1412, 2814, 5316); och (2) isolering (112, 1314, 1726) av åtminstone en överton av den första pulsstyrda signalen (1216, 1412, 2814, 5316) för att generera en första uppkonverterad inforrnationssignal (1220, 1416, 5320). Metod enligt krav 1, i vilken steg (2) innefattar: a) pulsstyming (1720) av en andra referenssignal (2806) under kontroll av en andra modulerad infonnationssignal (1826, 2804) för att generera en andra pulsstyrd signal (1830, 3406), där frekvensen av den andra modulerade inforrnationssignalen (1826, 2804) är i stort sett lika med frekvensen för den första modulerade inforrnationssignalen (1820) och den andra modulerade inforrnationssignalen (1826, 2804) är i stort sett 90 grader ur fas med den första modulerade inforrnationssignalen (1820); b) kombinering (1722) av den första pulsstyrda signalen (1824, 3404) och den andra pulsstyrda signalen (1830, 3406) för att skapa en kombinerad pulsstyrd signal (1834, 3404); och c) isolering (1726) av åtminstone en överton av den kombinerade pulsstyrde signalen (1834, 3408, 3502) för att generera en i fas/ kvadraturfas (I/Q) uppkonverterad Anse» :uns- 10 15 20 25 30 3) 4) 5) 521 995 u n nu nn- 152 signal (1838, 3506). Metod enligt krav 1 eller 2, i vilken steg (1) innefattar: a) formning av den första modulerade informationssignalen (4604, 5306) för att skapa ett första band av modulerade pulser (4606, 5311); och b) pulsstyming av den första referenssignalen (5308) under kontroll av det första bandet av modulerade pulser (4606, 5311) för att generera nämnda första pulsstyrda signal (5316). Metod enligt krav 2, i vilken steg (1) innefattar: a) forrnning av den första modulerade informationssignalen (4604, 5306) för att skapa ett första band av modulerade pulser (4606, 5311); och b) pulsstyming av den första referenssignalen (5308) under kontroll av det första bandet av modulerade pulser (4606, 5311) för att generera nämnda första pulsstyrda signal (5316); och där steg 2a innefattar: a) formning av den andra modulerade inforrnationssignalen (1826, 4604) för att skapa ett andra band av modulerade pulser (4606); och b) pulsstyming av den andra referenssignalen (2806) under kontroll av det andra bandet av modulerade pulser (4606) för att generera nämnda andra pulsstyrda signal (1830). Metod enligt krav 3 eller 4, i vilken nämnda forrnande steg (1)(a) dessutom innefattar: reglerring av en styrpulsbredd för nämnda första band av modulerade pulser (4606, »no .. 10 15 20 25 30 6) 7) 3) 9) 521 995 153 5311) på ett sådant sätt att ett första fonnningsförhållande därav är i stort sett lika med hälften av m, där m är ett heltal, där det första formningsförhållandet är förhållandet mellan den bredden av den första styrpulsen och perioden av den första uppkonverterade informationssignalen (1220, 1416, 5320). Metod enligt krav 4, i vilken det forrnande steget (1)(a) dessutom innefattar: reglering av styrpulsens bredd i nämnda första band av modulerade pulser (4606, 5311) på ett sådant sätt att det första formningsförhållandet därav är i stort sett lika med hälften av m, där m är ett heltal, och i vilken det formande steget (2a)(a) dessutom innefattar: reglering av styrpulsens bredd i nämnda andra band av modulerade pulser (4606) på ett sådant sätt att det andra formningsförhållandet därav är undersampling lika med hälften av m, där m är ett heltal, där det första formningsförhållandet är förhållandet mellan bredden för den första styrpulsen och perioden för den uppkonverterade I/Q-signalen (1838, 3506), och det andra formningsförhållandet är förhållandet mellan bredden av den andra styrpulsen och perioden av den uppkonverterade IlQ-signalen (1828, 3506). Metod enligt krav 5 eller 6, i vilken forrnningsförhållandet eller varje formningsförhållande är i stort sett lika med 0,5. Metod enligt vilket som helst av krav 2, 4, eller 6, i vilken en inforrnationssignal (1802) från vilken den första modulerade informationssignalen (1820) genererades och en informationssignal (1814) från vilken den andra modulerade informationssignalen (1826) genererades är analoga signaler. Metod enligt vilket som helst av krav 2, 4, eller 6, i vilken en informationssignal (1802) från vilken den första modulerade informationssignalen (1820) genererades och en informationssignal (1814) från vilken den andra modulerade informationssignalen . con .n »||»| »lass 10 15 20 25 30 521 995 154 (1826) genererades är digitala signaler (4402, 4502). 10) Metod enligt vilket som helst av krav 2, 4, eller 6, i vilken en informationssignal (1202) från vilken den första modulerade informationssignalen (1210) genererades och en infonnationssignal från vilken den andra modulerade informationssignalen är frekvensmodulerade. 11) Metod enligt vilket som helst av krav 2, 4, eller 6, i vilken en informationssignal (1402) från vilken den första modulerade informationssignalen (1408) genererades och en informationssignal från vilken den andra modulerade inforrnationssignalen är fasmodulerade. 12) Metod enligt krav 1, i vilken nämnda första referenssignal (5308, 6206) är ytterligare en inforrnationssignal (6204), och nämnda första uppkonverterade signal (5316, 6212) har en amplitud som är en funktion av nämnda ytterligare inforrnationssignal (6204). 13) Metod enligt krav 2, i vilken nämnda andra referenssignal (2806, 6206) är en ytterligare inforrnationssignal (6204), och nämnda andra uppkonverterade signal (1830, 6212) har en amplitud som är en funktion av nämnda ytterligare informationssignal. 14) Metod enligt krav 12, i vilken nämnda ytterligare informationssignal (6204) är en digital informationssignal som har ett flertal tillstånd. 15) Metod enligt krav 13, i vilken nämnda ytterligare inforrnationssignal (6204) är en digital informationssignal som har ett flertal tillstånd. 16) Anordning (1006) för uppkonvertering, innefattande: första medel för pulsstyrning (1214, 1410, 5312) för pulsstyming av en första referenssignal (2806, 5308) under kontroll av en första modulerad informationssignal (1210, 1408, 2804, 5306) för att generera en första pulsstyrd signal (1216, 1412, 2814, 521 995 155 5316); och medel för isolering (1218, 1412, 5316) för att isolera åtminstone en överton av den första pulsstyrda signalen (1216, 1412, 2814, 5316) för att generera en första uppkonverterad informationssignal (1220, 1416, 5320). 5 17) Anordning enligt krav 16, dessutom innefattande: andra medel för pulsstyrning (1828) för pulsstyrning av en andra referenssignal (2806) under kontroll av en andra modulerad informationssignal (1826, 2804) för att generera en andra pulsstyrd signal (1830), i vilken frekvensen för den andra modulerade 10 informationssignalen (1826, 2804) är i stort sett lika med frekvensen för den första modulerade inforrnationssignalen (1820) och den andra modulerade informationssignalen (1826, 2804) är i stort sett 90 grader ur fas med den första modulerade informationssignalen (1820); kombinering av medlen (1832, 3402) för att kombinera den första pulsstyrda signalen 15 (1824, 3404) och den andra pulsstyrda signalen (1830, 3406) för att skapa en kombinerad pulsstyrd signal (1834, 3408); och medel för isolering (1836, 3504) för att isolera åtminstone en överton till den kombinerade pulsstyrda signalen (1834, 3408, 3502) för att generera en i fas/ kvadraturfas (I/Q) uppkonverterad signal (1838, 3506). 20 18) Anordning enligt krav 16 eller 17, i vilken nämnda första medel för pulsstyming innefattar: första forrnningsmedel (4602, 5310) för att forma den första modulerade inforrnationssignalen (4604, 5306) för att skapa ett första band av modulerade pulser ,- , _E 25 (4606, 5311); och första formade medel för pulsstyming (5312) för pulsstyrning av den första ¿ referenssignalen (5308) under kontroll av det första bandet av modulerade pulser (4606, -_-- - 2 5311) för att generera nämnda första pulsstyrda signal (5316). la|ßi 521 995 f: 'f :_ n- e. 156 19) Anordning enligt krav 17, i vilken nämnda första medel för pulsstyrning innefattar: första formningsmedel (4602, 5310) för att forma den första modulerade informationssignalen (4604, 5306) för att skapa ett första band av modulerade pulser (4606, 5311); och 5 första formade medel för pulsstyming (5312) för pulsstyming av den första referenssignalen (5308) under kontroll av det första bandet av modulerade pulser (5311) för att generera nämnda första pulsstyrda signal (5316); och i vilken nämnda andra medel för pulsstyrning innefattar: andra formningsmedel (4602) för att forma den andra modulerade informationssignalen 10 (1826, 4604) för att skapa ett andra band av modulerade pulser (4606); och formade andra medel för pulsstyrning (1828) för pulsstyrning av den andra referenssignalen (2806) under kontroll av det andra bandet av modulerade pulser (1826, 4606) för att generera nämnda andra pulsstyrda signal (1830). 15 20) Anordning enligt krav 18 eller 19, i vilken nämnda första forrnningsmedel dessutom innefattar: reglerande medel för att reglera bredden av den första styrpulsen i det första bandet av modulerade pulser på ett sådant sätt att det första formningsförhållandet för denna är i stort sett lika med hälften av m där m är ett heltal, 20 i vilken det första forrnningsförhållandet är förhållandet mellan den kontrollerade pulsbredden och perioden av den första uppkonverterade signalen (1220, 1416, 5320). 21) Anordning enligt krav 10, i vilken nämnda första formningsmedel dessutom innefattar: första reglerande medel för att reglera pulsbredden av nämnda förstaband av 25 modulerade pulser (5311) på ett sådant sätt att ett första formningsförhållande för dessa fi) än sten sen lika med häften av m, där m är eu heual; een 2' . '¿ andrareglerande medel för att reglera bredden av styrpulsen för nämnda andra band av 13-; modulerade pulser (4606) på ett sådant sätt att det andra formingsförhållandet är i stort sett lika med häften av n, där n är ett heltal, ~; ~ -f 30 i vilken det första formníngsförhållandet är förhållandet mellan styrpulsen bredd i det aina» 10 15 20 25 30 521 995 157 första bandet av modulerade pulser och perioden av den uppkonverterade I/Q-signalen (1836, 3506), och det andra fornmingsförhållandet är förhållandet mellan styrpulsens bredd i det andra bandet av modulerade pulser och perioden av den uppkonverterade I/Q-signalen (1836, 3506). 22) Anordning enligt krav 20 eller 21, i vilken formningsförhållandet eller varje formningsförhållande är i stort sett lika med 0,5. 23) Anordning enligt vilket som helst av krav 17, 19 eller 21, i vilken en inforrnationssignal (1802) från vilken den första modulerade informationssignalen (1820) genererades och en infonnationssignal (1814) från vilken den andra modulerade inforrnationssignalen (1826) genererades är analoga signaler. 24) Anordning enligt vilket som helst av krav 17, 19 eller 21, i vilken en informationssignal (1802) från vilken den första modulerade informationssignalen (1820) genererades och en infonnationssignal (1814) från vilken den andra modulerade informationssignalen (1826) genererades är digitala signaler (4402, 4502). 25) Anordning enligt vilket som helst av krav 17, 19 eller 21, i vilken en inforrnationssignal (1202) från vilken den första modulerade informationssignalen (1210) genererades och en informationssignal från vilken den andra modulerade inforrnationssignalen genererades är frekvensmodulerade. 26) Anordning enligt vilket som helst av krav 17, 19 eller 21, i vilken en informationssignal (1402) från vilken den första modulerade informationssignalen (1408) genererades och en informationssignal från vilken den andra modulerade infonnationssignalen genererades är fasmodulerade. 27) Anordning enligt krav 16 i vilken nämnda första uppkonverterade signal (5308, 6206) är en ytterligare informationssignal (6204), och nämnda första uppkonverterade signal :anar n>inn 10 15 20 25 30 521 995 158 (5316, 6212) har en amplitud som är en funktion av nämnda ytterligare informationssignal (6204). 28) Anordning enligt krav 17, i vilken nämnda andra referenssignal (2806, 6206) är en ytterligare informationssignal (6204), och nämnda andra uppkonverterade signal (1830, 6212) har en amplitud som är en funktion av nämnda ytterligare infonnationssignal (6204). 29) Anordning enligt krav 27, i vilken nämnda ytterligare informationssignal (6204) är en digital informationssignal med ett flertal tillstånd. 30) Anordning enligt krav 28, i vilken nämnda ytterligare infonnationssignal (6204) är en digital informationssignal med ett flertal tillstånd. 31) Metod (1500) för modulering och uppkonvertering, innefattande: (1) pulsstyrning av en första infonnationssignal (1602, 1608, 5304, 5308) under kontroll av en första oscillerande signal (5306, 1612) för att generera en första pulsstyrd informationssignal (1616, 5316); och (2) isolering (1516) av en eller flera övertoner till den första pulsstyrda informationssignalen (1616, 5316) för att generera en första uppkonverterad och modulerad signal (1620, 5320). 32) Metod enligt krav 31, i vilken steg (2) dessutom innefattar: (2A) pulsstyming av en andra informationssignal (1608, 1814) under kontroll av en andra oscillerande ör att generera en andra pulsstyrd informationssignal (1830, 3406), i vilken frekvensen för den andra oscillerande signalen (2506, 3104) är i stort sett lika med frekvensen för den första oscillerande signalen (1612, 5306) och den andra 521 995 va en 159 oscillerande signalen (2506, 3104 är i stort sett 90 grader ur fas med den första oscillerande signalen (1612, 5306); (2B) kombinering (1722) av den första pulsstyrda andra pulsstyrda signalen (1830, 5 3406) för att skapa en kombinerad pulsstyrd informationssignal (1834, 3408); och (2C) isolering (1726) av åtminstone en överton av den kombinerade pulsstyrda informationssignalen (1834, 3502) för att generera en i fas / kvadraturfas (I/Q) uppkonverterad och modulerad signal (1838, 3506). 10 33) Metod enligt krav 31 eller 32, i vilken steg (1) innefattar: a) Formning av nämnda första oscillerande signal (4604, 5306) för att skapa ett första band av pulser (4606, 5311); och 15 b) Pulsstyming av den första informationssignalen (1602, 1608, 5308) under kontroll av det första bandet av pulser (4606, 5311) för att generera nämnda första pulsstyrda informationssignal (5316). 20 34) Metod enligt krav 32, i vilken steg (1) innefattar: a) formning av nämnda första oscillerande signal (4604, 5306) för att skapa ett första band av pulser (4606, 5311); och 25 b) pulsstyming av den första informationssignalen ( 1602, 1608, 5302, 5308) under kontroll av det första bandet av pulser (4606, 5311) för att generera nämnda första pulsstyrda inforrnationssignal (5316); och i vilken steg (2A) innefattar: innan »as-t 521 995 oc: nu 160 a) formning av nämnda andra oscillerande signal (4604) för att skapa ett andra band av pulser (4606); och b) pulsstyming (1716) av den första infonnationssignalen (1608, 1814) under kontroll 5 av det andra bandet av pulser (4606) för att generera nämnda andra pulsstyrda informationssignal (1830, 3406) 35) Metod enligt krav 33 eller 34 i vilken forrnningssteget (1)(a) dessutom innefattar: 10 reglering av bredden av styrpulsen i nämnda första band av pulser (4606, 5311) på ett sådant sätt att det första forrnningsförhållandet för denna är i stort sett lika med hälften av m, där m är ett heltal, där det första formningsförhållandet är förhållandet mellan bredden av styrpulsen i nämnda första band av pulser och perioden av den första uppkonverterade signalen 15 (1620, 5320). 36) Metod enligt krav 34, i vilken formingssteget (1)(a) dessutom innefattar: reglering av bredden av styrpulsen för det första bandet av pulser (4606, 5311) på ett 20 sådant sätt att det första formningsförhållandet för denna är i stort sett lika med hälften av m, där m är ett heltal; och i vilken forrnningssteget (A)(a) dessutom innefattar: reglering av bredden av styrpulsen i det andra bandet av pulser (4606) på ett sådant sätt att det andra formningsförhållandet för denna är i stort sett lika med hälften av m, där m 25 är ett heltal, i vilken det första fonnningsförhållandet är förhållandet mellan bredden av styrpulsen i det första bandet av pulser (4606, 5311) och perioden av den I/Q-uppkonverterade och modulerade signalen (1836, 3506) och det andra forrnningsförhållandet är förhållandet ansa; mellan bredden av styrpulsen i det andra bandet av pulser (4606) och perioden av den vøsv» .a||» 10 15 20 25 30 521 995 161 I/Q-uppkonverterade och modulerade signalen (1836, 3506) 37) Metod enligt krav 35 eller 36, i vilken formningsförhållandet eller varje formningsförhållande är i stort sett lika med 0,5. 38) Metod enligt vilket som helst av krav 32, 34 eller 36, i vilken den första informationssignalen (1602, 1608, 5308) och den andra informationssignalen (1608, 1814) är analoga signaler. 39) Metod enligt vilket som helst av krav 32, 34 eller 36, i vilken den första informationssignalen (1602, 1608, 5308) och den andra informationssignalen (1608, 1814) är digitala signaler. 40) Metod enligt krav 39, i vilken den första infonnationssignalen (1602, 1608, 5302, 5308) och den andra informationssignalen (1608, 1814) är digitala signaler med mer än två tillstånd. 41) Anordning för modulering och uppkonvertering, innefattande: första medel för pulsstyrning (1614, 5312) för pulsstyming av en första inforrnationssignal (1602, 1608, 5302, 5308) under kontroll av en första oscillerande signal (1612, 5306) för att generera en första pulsstyrd inforrnationssignal (1616, 5316); och första medel för isolering (1618, 5318) för att isolera en eller flera övertoner till den första pulsstyrda informationssignalen (1616, 5316) för att generera en första uppkonverterad och modulerad signal (1620, 5320). 42) Anordning enligt krav 41, dessutom innefattande: andra medel för pulsstyming (1614, 1828) för pulsstyming av en andra infonnationssignal (1608, 1814) under kontroll av en andra oscillerande signal (2506, 521 995 :av co 162 3104) för att generera en andra pulsstyrd informationssignal (1830, 3406), i vilken frekvensen för den andra oscillerande signalen (2506, 3104) äri stort sett lika med frekvensen för den första oscillerande signalen (1612, 5306) och den andra oscillerande signalen (2506, 3104) är i stort sett 90 grader ur fas med den första oscillerande signalen 5 (1612, 5306); medel för kombination (1832, 3402) för att kombinera den första pulsstyrda informationssignalen (1824, 3404) och den andra pulsstyrda informationssignalen (1830, 3406) för att skapa en kombinerad pulsstyrd inforrnationssignal (1834, 3408); och 10 medel för isolering (1836, 3504) för att isolera åtminstone en överton till den kombinerade pulsstyrda infonnationssignalen (1834, 3502) för att generera en i fas/ kvadraturfas (I/Q) uppkonverterad och modulerad signal (1838, 3506). 43) Anordning enligt krav 41 eller 42, i vilken nämnda första medel för pulsstyming 15 dessutom innefattar: första fornmingsmedel (4602, 5310) för att forma nämnda första oscillerande signal (1612, 5306) förr att skapa ett första band av pulser (4606, 5311); och första medel för formad pulsstyming (1614, 3512) för pulsstyming av den första informationssignalen (1602, 1608, 5302, 5308) under kontroll av det första bandet av 20 pulser (4606, 5311) för att generera nämnda första pulsstyrda informationssignal (1616, 5 3 16). 44) Anordning enligt krav 42, i vilken nämnda första medel för pulsstyming dessutom innefattar: 25 första fornmingsmedel (4602, 5310) för att forma nämnda första oscillerande signal (1612, 5306) förr att skapa ett första band av pulser (4606, 5311); och . första medel för fonnad pulsstyming (1614, 3512) för pulsstyming av den första __ inforrnationssignalen (1602, 1608, 5302, 5308) under kontroll av det första bandet av pulser (4606, 531 1) för att generera nämnda första pulsstyrda informationssignal (1616, 30 5316); och .varv -,n|- ø-an» 10 15 20 25 30 521 995 163 i vilken nämnda andra medel för pulsstyrning dessutom innefattar: andra formningsmedel för att forma nämnda andra oscillerande signal (2506, 3104) förr att skapa ett andra band av pulser (4606); och andra medel för formad pulsstyrning för pulsstyrning av den andra inforrnationssignalen (1608, 1814) under kontroll av det andra bandet av pulser (4606) för att generera nämnda andra pulsstyrda informationssignal (1830, 3406). 45) Anordning enligt krav 43 eller 44 i vilket nämnda första formningsmedel (4602, 5310) dessutom innefattar: första reglerande medel för reglering av bredden av styrpulsen i det första bandet av pulser (4606, 5311) på ett sådant sätt att det första formningsförhållandet för denna är i huvudsak lika med hälften av m, där m är ett heltal, i vilken det första formningsförhållandet är förhållandet mellan bredden av styrpulsen i det första bandet av pulser (4606, 5311) och perioden av den uppkonverterade och modulerade signalen (1620, 5320). 46) Anordning enligt krav 44, i vilken nämnda första formningsmedel dessutom innefattar: första reglerande medel för reglering av bredden av styrpulsen i det första bandet av pulser (4606, 5311) på ett sådant sätt att det första forrnningsförhållandet för denna är i huvudsak lika med hälften av m, där m är ett heltal; och andra reglerande medel för reglering av bredden av styrpulsen i det andra bandet av pulser (4606) på ett sådant sätt att det andra forrnningsförhållandet för denna är i huvudsak lika med hälften av m, där m är ett heltal, i vilken det första formningsförhållandet är förhållandet mellan bredden av styrpulsen i det första bandet av pulser (4606, 5311) och perioden av den uppkonverterade och modulerade I/Q-signalen (1836, 3506) och det andra fonnningsförhållandet är förhållandet mellan bredden av styrpulsen i det andra bandet av pulser (4606) och perioden av den uppkonverterade och modulerade I/Q-signalen (1836, 3506). »anno *Ivan 10 15 o o ooo o o eo o oo oo o o o o I nu oo o o I co o oo an n o o I o on n o o o o o o nu: o o n o I una nu o; o o o oo lo oo n u o n n o u: o o o o oo o c o o o o a o n n en oo oo o o; 164 47) Metod enligt krav 45 eller 46, i vilken formningsförhållandet eller varje formningsförhållande är i stort sett lika med 0,5. 48) Anordning enligt vilket som helst av krav 42, 44 eller 46, i vilken den första informationssignalen (1602, 1608, 5302, 5308) och den andra informationssignalen (1608, 1814) är analoga signaler. 49) Anordning enligt vilket som helst av krav 42, 44 eller 46, i vilken den första informationssignalen (1602, 1608, 5302, 5308) och den andra informationssignalen (1608, 1814) är digitala signaler. 50) Metod enligt krav 49, i vilken den första informationssignalen (1602, 1608, 5302, 5308) och den andra inforrnationssignalen (1608, 1814) är digitala signaler med mer än två tillstånd.