JP2002528939A - 周波数アップコンバーションのためのシステムと方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 より低い周波数を伴う信号がより高い周波数にアップコンバートされる方法とシステムが説明される。一実施形態では、より高い周波数信号が、安定した周波数と位相基準として使用される。別の実施形態では、本発明は送信機として使用される。アップコンバーションは振動信号でスイッチを制御することによって達成され、振動信号の周波数は所望の出力周波数の分数調波として選択される。本発明が周波数または位相基準として使用される時、振動信号は変調されず、バイアス信号に接続されたスイッチを制御する。本発明が周波数変調（ＦＭ）または位相変調（ＰＭ）の実施内で使用される時、振動信号は情報信号によって変調されてから、スイッチにバイアス信号をゲート制御させる。振幅変調の実施（ＡＭ）では、振動信号は変調されず、むしろ情報信号に実質的に等しいまたは比例する基準信号をスイッチにゲート制御させる。ＦＭとＰＭの実施では、スイッチから出力される信号は、変調振動信号と実質的に同じように変調される。ＡＭの実施では、スイッチから出力される信号は、情報信号の関数である振幅を有する。どちらの実施形態でも、スイッチの出力は濾波され、所望の高調波が出力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 （発明の背景） （発明の分野） 本発明は一般に、電磁（ＥＭ）信号の周波数アップコンバーション（up-conve
rsion）に関する。

【０００２】 （関連技術） 現在、通信システムは送信機と受信機などの構成要素を使用して、情報を発信
元から宛先へ送信する。この送信を達成するために、情報は搬送波信号上に伝え
られ、次に搬送波信号が送信される。典型的には、搬送波信号は、情報信号のベ
ースバンド周波数よりも高い周波数にある。情報が搬送波信号上に伝えられる典
型的な方法は、変調と呼ばれる。

【０００３】 広く使用されている変調スキーム（scheme）は、次の３つである。周波数変調
（ＦＭ）。ここでは、搬送波の周波数が変化し、その信号上で変調された情報を
表わす。位相変調（ＰＭ）。ここでは、搬送波信号の位相が変化し、その上で伝
えられる情報を表わす。振幅変調（ＡＭ）。ここでは、搬送波信号の振幅が変化
し、情報を表わす。また、これらの変調スキームはたがいに組み合わせて使用さ
れる（たとえば、ＦＭと組み合わされたＡＭ、ＰＭと組み合わされたＡＭ）。

【０００４】 （発明の概要） 本発明は、より低い周波数からより高い周波数へ信号をアップコンバート（up
-convert）するための方法とシステム、およびその応用に関する。

【０００５】 一実施形態では、本発明は安定した低い周波数信号を使用して、安定した基準
として使用できる周波数と位相を伴うより高い周波数信号を生成する。

【０００６】 別の実施形態では、本発明は送信機として使用される。この実施形態では、本
発明はベースバンド周波数で情報信号を受け取り、変調信号をベースバンド周波
数より高い周波数で送信する。

【０００７】 送信の方法とシステムは、使用されている変調スキームに若干、依存する。周
波数変調（ＦＭ）または位相変調（ＰＭ）を使用するいくつかの実施形態に対し
ては、情報信号は振動信号を変調し、変調中間信号を作成するために使用される
。必要であれば、この変調中間信号は「整形され」、実質的に最適なパルス幅対
周期比を提供する。この整形信号は次に、周波数と整形済み信号のパルス幅の関
数として開閉するスイッチを制御するために使用される。この開閉の結果、調波
の多い信号が生成され、調波の多い信号の各高調波は変調中間信号と実質的に同
じように変調されている。所望の高調波（または複数の高調波）は、適切に濾波
することで選択され、送信される。

【０００８】 振幅変調（ＡＭ）を使用したいくつかの実施形態に対しては、スイッチは変調
されない振幅信号（これは必要であれば整形される場合もある）によって制御さ
れる。スイッチが開閉すると、スイッチは情報信号である基準信号をゲート制御
する。代替の実施では、情報信号はバイアス信号と組み合わされて基準信号を作
成し、この基準信号は次にゲート制御される。ゲート制御の結果は、振動信号と
実質的に比例している基本周波数と、基準信号の振幅と実質的に比例している振
幅を有する調波の多い信号である。調波の多い信号の各高調波はまた、基準信号
と比例している振幅を有し、したがって振幅変調されているとみなされる。上記
のＦＭ／ＰＭ実施形態とちょうど同じように、所望の高調波（または複数の高調
波）は適切に濾波することで選択され、送信される。

【０００９】 本発明の種々の実施形態の構造と動作のみならず、本発明のさらなる特徴と利
点が付随する図面を参照しながら、以下に詳細に説明される。参照番号の一番左
の桁（複数可）は通常、参照番号が初めに現れた図を識別する。

【００１０】 （好ましい実施形態の詳細な説明） 目次 １．用語 ２．本発明の概観 ２．１ 変調技術の解説 ２．２ 例としての回路と波形の説明 ２．２．１ 周波数変調 ２．２．２ 位相変調 ２．２．３ 振幅変調 ２．２．４ 同相／直交位相変調 ２．３ 本発明の特徴 ３．周波数アップコンバーション ３．１ ハイレベルの説明 ３．１．１ 動作の説明 ３．１．２ 構造の説明 ３．２ 例としての実施形態 ３．２．１ 第１の実施形態：周波数変調（ＦＭ）モード ３．２．１．１ 動作の説明 ３．２．１．２ 構造の説明 ３．２．２ 第２の実施形態：位相変調（ＰＭ）モード ３．２．２．１ 動作の説明 ３．２．２．２ 構造の説明 ３．２．３ 第３の実施形態：振幅変調（ＡＭ）モード ３．２．３．１ 動作の説明 ３．２．３．２ 構造の説明 ３．２．４ 第４の実施形態：同相／直交位相（「Ｉ／Ｑ」）変調モード ３．２．４．１ 動作の説明 ３．２．４．２ 構造の説明 ３．２．５ 他の実施形態 ３．２．５．１ 変調技術の組合せ ３．３ 実施形態を実施するための方法とシステム ３．３．１ 電圧制御発振器（ＦＭモード） ３．３．１．１ 動作の説明 ３．３．１．２ 構造の説明 ３．３．２ 局部発振器（ＰＭ、ＡＭ、および「Ｉ／Ｑ」モード） ３．３．２．１ 動作の説明 ３．３．２．２ 構造の説明 ３．３．３ 移相器（ＰＭモード） ３．３．３．１ 動作の説明 ３．３．３．２ 構造の説明 ３．３．４ 位相変調器（ＰＭおよび「Ｉ／Ｑ」モード） ３．３．４．１ 動作の説明 ３．３．４．２ 構造の説明 ３．３．５ 加算モジュール（ＡＭモード） ３．３．５．１ 動作の説明 ３．３．５．２ 構造の説明 ３．３．６ スイッチモジュール（ＦＭ、ＰＭ、および「Ｉ／Ｑ」モード） ３．３．６．１ 動作の説明 ３．３．６．２ 構造の説明 ３．３．７ スイッチモジュール（ＡＭモード） ３．３．７．１ 動作の説明 ３．３．７．２ 構造の説明 ３．３．８ 加算器（「Ｉ／Ｑ」モード） ３．３．８．１ 動作の説明 ３．３．８．２ 構造の説明 ３．３．９ フィルタ（ＦＭ、ＰＭ、ＡＭ、および「Ｉ／Ｑ」モード） ３．３．９．１ 動作の説明 ３．３．９．２ 構造の説明 ３．３．１０ 送信モジュール（ＦＭ、ＰＭ、ＡＭ、および「Ｉ／Ｑ」モード
） ３．３．１０．１ 動作の説明 ３．３．１０．２ 構造の説明 ３．３．１１ 他の実施 ４．高調波の強化 ４．１ ハイレベルの説明 ４．１．１ 動作の説明 ４．１．２ 構造の説明 ４．２ 例としての実施形態 ４．２．１ 第１の実施形態：矩形波が高調波強化モジュールに供給され１サ
イクルにつき１パルスを作成する場合 ４．２．１．１ 動作の説明 ４．２．１．２ 構造の説明 ４．２．２ 第２の実施形態：矩形波が高調波強化モジュールに供給され１サ
イクルにつき２パルスを作成する場合 ４．２．２．１ 動作の説明 ４．２．２．２ 構造の説明 ４．２．３ 第３の実施形態：任意の波形が高調波強化モジュールに供給され
る場合 ４．２．３．１ 動作の説明 ４．２．３．２ 構造の説明 ４．２．４ 他の実施形態 ４．３ 実施の例 ４．３．１ 第１のディジタル論理回路 ４．３．２ 第２のディジタル論理回路 ４．３．３ アナログ回路 ４．３．４ 他の実施 ４．３．４．１ 多重の開口 ５．増幅器モジュール ５．１ ハイレベルの説明 ５．１．１ 動作の説明 ５．１．２ 構造の説明 ５．２ 例としての実施形態 ５．２．１ 線形増幅器 ５．２．１．１ 動作の説明 ５．２．１．２ 構造の説明 ５．２．２ 他の実施形態 ５．３ 実施の例 ５．３．１ 線形増幅器 ５．３．１．１ 動作の説明 ５．３．１．２ 構造の説明 ５．３．２ 他の実装 ６．受信機／送信機システム ６．１ ハイレベルの説明 ６．２ 例としての実施形態と実施の例 ６．２．１ 第１の実施形態：スーパーヘテロダイン受信機を伴う回路内で使
用されている本発明の送信機 ６．２．２ 第２の実施形態：半二重モードの汎用周波数ダウンコンバータと
共に使用されている本発明の送信機 ６．２．３ 第３の実施形態：全二重モードの汎用周波数ダウンコンバータと
共に使用されている本発明の送信機 ６．２．４ 他の実施形態と実施 ６．３ 汎用周波数変換モジュールを使用したダウンコンバーション（Down-c
onversion）の要約説明 ６．３．１ オプションのエネルギー転送信号モジュール ６．３．２ ダウンコンバート（Down-Convert）された信号の平滑化 ６．３．３ インピーダンスの一致 ６．３．４ タンク（Tank）と共振構造 ６．３．５ 充電と電力転送の概念 ６．３．６ 無視できない開口の幅／期間の最適化と調整 ６．３．６．１ 入力と出力インピーダンスを変える ６．３．６．２ リアルタイムの開口制御 ６．３．７ バイパスネットワークの追加 ６．３．８ フィードバックを使用したエネルギー転送信号の修正 ６．３．９ 他の実施 ６．３．１０ 例としてのエネルギー転送ダウンコンバータ ７．本発明の実施形態による送信機の設計 ７．１ 送信信号の周波数 ７．２ 送信信号の特性 ７．３ 変調スキーム ７．４ 情報信号の特性 ７．５ 振動信号の特性 ７．５．１ 振動信号の周波数 ７．５．２ パルス列のパルス幅 ７．６ パルス整形回路の設計 ７．７ スイッチの選択 ７．７．１ 最適化されたスイッチ構造 ７．７．２ フェーズドＤ２Ｄ−ＣＭＯＳ内のスプリッタ ７．８ フィルタの設計 ７．９ 増幅器の選択 ７．１０ 送信モジュールの設計

【００１１】 １．用語 このセクションでは、本出願に使用されている種々の用語を一般的に説明する
。このセクションの各説明は例示と利便の目的のみであって、限定的なものでは
ない。当業者であれば、これらの用語の意味は、ここに提供された全教示に基づ
いて明らかであろう。

【００１２】 振幅変調（ＡＭ）：搬送波信号の振幅が情報信号の関数としてシフトされる（
つまり変化させられる）変調技術。搬送波信号の周波数は、典型的には一定のま
まである。ＡＭのサブセットは「振幅シフトキーイング」と呼ばれ、搬送波信号
の振幅がアナログ情報に対してするように連続的に変化するのではなく、離散状
態の間をシフトするディジタル通信に主に使用される。

【００１３】 アナログ信号：中に含まれる情報が、離散とは対照的に連続的であり、物理的
なイベントまたは量を変える時間を表す信号。情報の内容は、振幅、周波数、位
相、あるいはその任意の組合せなど、信号の少なくとも１つの特性を変えること
によって搬送されるが、信号の特性はこれに限定されるものではない。

【００１４】 ベースバンド信号：送信および／または受信に望ましい一般的な情報信号。こ
こに使用されているように、これは、任意の送信の前に発信元で生成される情報
信号（変調ベースバンド信号とも呼ばれる）と、送信の後に受信者によって使用
される信号（これは復調済みベースバンド信号とも呼ばれる）の両方を指す。

【００１５】 搬送波信号：情報を運ぶことができる信号。典型的には、これは変調と呼ばれ
るプロセスを介して変えられることができる電磁信号である。搬送波信号の周波
数は搬送波周波数と呼ばれる。通信システムは異なる搬送波周波数で多数の搬送
波信号を有する場合がある。

【００１６】 スイッチを制御する：スイッチを開かせたり閉じさせたりすること。スイッチ
は機械的、電気的、電子的、光学的等、あるいこの任意の組合せの場合があるが
、これに限定されるものではない。典型的には、これは電気的または電子的な入
力によって制御される。スイッチが電子的な信号によって制御される場合、信号
は典型的にはスイッチのどちらの端子に接続された信号とも異なる信号である。

【００１７】 復調ベースバンド信号：送信の後、受信者によって使用されるベースバンド信
号。典型的には、これは搬送波信号からダウンコンバートされ、復調されている
。復調済みベースバンド信号は、周波数、振幅、情報内の情報信号（つまり変調
ベースバンド信号）に非常に近似であるはずである。

【００１８】 復調：情報を搬送波信号または中間周波数信号から除去するプロセス。

【００１９】 ディジタル信号：連続的に可変な特性を有する信号とは対照的に、中に含まれ
る情報が離散状態を有する信号。

【００２０】 直接ダウンコンバーション：適用できるのであれば元の送信周波数（つまり搬
送波周波数）から中間周波数を有しないベースバンドに、受信された信号が直接
ダウンコンバートされ、復調されるダウンコンバーション技術。

【００２１】 ダウンコンバーション：最終的な周波数が最初の周波数より低い周波数変換を
実行するためのプロセス。

【００２２】 スイッチを駆動する：スイッチを制御すると同じ。

【００２３】 周波数変調（ＦＭ）。搬送波信号の周波数が情報信号の関数としてシフトされ
る（つまり変更される）変調技術。ＦＭのサブセットは「周波数シフトキーイン
グ」と呼ばれ、搬送波信号の周波数が、アナログ情報に対するように連続的に変
化するのではなく、離散状態の間をシフトする、ディジタル通信に主に使用され
る。

【００２４】 高調波：高調波とは、基本または基準周波数またはトーンと比べた時に、その
整数倍である周波数またはトーン。言い換えれば、周期的な波形が基本周波数「
ｆ」を有する場合（第１の高調波とも呼ばれる）、それの高調波は「ｎ・ｆ」の
周波数に位置し、上式でｎは２、３、４などである。ｎ＝２に対応する高調波は
第２の高調波と呼ばれ、ｎ＝３に対応する高調波は第３の高調波と呼ばれ、以下
同様である。

【００２５】 同相（「Ｉ」）信号：発振器で典型的に生成される信号。これは移相を有して
いなく、「Ｑ」信号と区別するために正弦波として表されることが多い。「Ｉ」
信号自体は、任意の手段によって変調できる。「Ｉ」信号が「Ｑ」信号と組み合
わされた時、結果として生じる信号は「Ｉ／Ｑ」信号と呼ばれる。

【００２６】 同相／直交位相（「Ｉ／Ｑ」）信号：「Ｉ」信号が「Ｑ」信号と加算された結
果生じる信号。典型的には、振幅変調など他の変調技術も使用できるが「Ｉ」信
号も「Ｑ」信号も位相変調されている。「Ｉ／Ｑ」信号は単一の送信搬送波上で
同時に、別の情報ストリームを送信するために使用される。変調「Ｉ」信号と変
調「Ｑ」信号は両方とも、同じ周波数を有する搬送波信号であることに注意され
たい。組み合わされると結果として生じる「Ｉ／Ｑ」信号もまた、同じ周波数の
搬送波信号である。

【００２７】 情報信号：送信されるべき情報を含む信号。ここに使用されているように、こ
れは発信元における元のベースバンド信号を参照する。情報信号が搬送波信号を
変調することが意図されている場合、これはまた「変調ベースバンド信号」とも
呼ばれる。情報信号は音声またはデータ、アナログまたはディジタル、または任
意の他の信号またはその組合せの場合がある。

【００２８】 中間周波数（ＩＦ）信号：ベースバンド信号の周波数と送信信号の周波数の間
の周波数にある信号。

【００２９】 変調：信号の１つまたは複数の物理的な特性を変え、送信されるべき情報を表
すプロセス。３つの一般に使用される変調技術は、周波数変調、位相変調、振幅
変調である。またこれらの３つの技術の変形例、サブセット、組合せもある。

【００３０】 スイッチを動作する：スイッチを制御するに同じ。

【００３１】 位相変調（ＰＭ）：搬送波信号の位相が、情報信号の関数としてシフトされる
（つまり変更される）変調技術。ＰＭのサブセットは「位相シフトキーイング」
と呼ばれ、搬送波信号の位相がアナログ情報に対するように連続的に変化するの
ではなく、離散状態の間をシフトする、ディジタル通信に主に使用される。

【００３２】 直交位相（「Ｑ」）信号：同相（「Ｉ」）信号とは位相が外れている信号。移
相の量は、特定の用途について前もって決められているが、典型的な実施では、
「Ｑ」信号は「Ｉ」信号とは９０°位相が外れている。したがって、「Ｉ」信号
が正弦波の場合、「Ｑ」信号は余弦波になる。共に論じる場合、「Ｉ」信号と「
Ｑ」信号は同じ周波数を有する。

【００３３】 スペクトル：スペクトルは、電磁（ＥＭ）波がいくつかの特定の共通な特性を
有する、周波数の通常は広い連続した範囲を表すのに使用される。このような波
は、自然のおよび人工の通信媒体の任意の媒体中で広がり、このような通信媒体
は空気、空間、ワイヤ、ケーブル、液体、導波管、マイクロストリップ、ストリ
ップ線路、光ファイバなどを含むがこれらに限定されるものではない。ＥＭスペ
クトルはゼロヘルツより大きな、すべての周波数を含む。

【００３４】 低調波：低調波は、基準とされた基本周波数またはトーンの整数の約数である
周波数またはトーンである。すなわち、低調波周波数は、基本周波数を整数で割
ることによって得られる商である。たとえば、周期的な波形が「ｆ」という周波
数を有するとすると（これは「基本周波数」または第１の低調波とも呼ばれる）
、その低調波は「ｆ／ｎ」の周波数を有し、上式でｎは２、３、４などである。
ｎ＝２に対応する低調波は第２の低調波と呼ばれ、ｎ＝３に対応する低調波は第
３の低調波と呼ばれ、以下同様である。低調波それ自体が多分に高調波を有する
場合もあり、第ｉの低調波の第ｉの高調波は、元の周期的な波形の基本周波数で
ある。たとえば、第３の低調波（「ｆ／３」の周波数を有する）は、それ自体の
整数倍の高調波を有する（つまり、「２・ｆ／３」の第２の高調波、「３・ｆ／
３」の第３の高調波、など）。元の信号の第３の低調波の第３の高調波（つまり
「３・ｆ／３」）は、もとの信号の周波数である。

【００３５】 スイッチをトリガする：スイッチを制御するに同じ。

【００３６】 アップコンバーション：最終的な周波数が最初の周波数より高い周波数変換を
実行するためのプロセス。

【００３７】 ２．本発明の概観 本発明は周波数アップコンバーションのためのシステムと方法、およびその応
用に関する。

【００３８】 一実施形態では、本発明の周波数アップコンバータは、位相比較器または周波
数比較器内の安定した基準周波数発信元として使用される。本発明のこの実施形
態はこれを、安定した、低周波数局部発振器、スイッチ、およびフィルタの使用
を介して達成する。周波数アップコンバータは周波数をアップコンバートするの
で、本発明は比較的安い低周波数発振器をうまく利用して、安定した高周波数信
号を生成することができる。

【００３９】 第２の実施形態では、周波数アップコンバータは、電磁（ＥＭ）信号を送信す
るためのシステムと方法として使用される。

【００４０】 当業者であれば、本明細書に含まれる解説に基づいて、本発明の周波数アップ
コンバータが他の用途に使用できる他の代替の実施形態があり、これらの代替実
施形態も本発明の範囲内であることを認識するであろう。

【００４１】 例示の目的で、種々の変調の例が以下で論じられる。しかし本発明がこれらの
例に限定されないことは理解されるはずである。当業者であれば、ここに含まれ
る教示に基づいて、本発明と共に使用される他の変調技術も明らかであろう。

【００４２】 また例示の目的で、本発明による周波数アップコンバーションが以下に送信機
の場面で述べられる。しかし本発明はこの実施形態に限定されない。当業者であ
れば、ここに含まれる教示に基づいて、以下の同等例、拡張例、変形例、逸脱例
なども明らかであろう。これらの同等例、拡張例、変形例、逸脱例なども本発明
の範囲と趣旨の範囲内にある。

【００４３】 ２．１ 変調技術の解説 情報が送信されるべきＥＭ信号へ伝えられる技術が変調と呼ばれる。これらの
技術は一般に当業者にはよく知られており、周波数変調（ＦＭ）、位相変調（Ｐ
Ｍ）、振幅変調（ＡＭ）、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）、周波数シフ
トキーイング（ＦＳＫ）、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）、振幅シフトーキー
イング（ＡＳＫ）、およびこれらの組合せを含むが、これらに限定されるもので
はない。これらのうち最後の３つの変調技術、ＦＳＫ、ＰＳＫ、およびＡＳＫは
、それぞれＦＭ、ＰＭ、およびＡＭのサブセットであり、離散入力信号（たとえ
ばディジタル入力信号）を有する回路に関する。

【００４４】 例示の目的のためだけに、以下に説明する回路と技術はすべてＥＭ放送媒体に
関する。しかし本発明はこの実施形態に限定されない。当業者であれば、これら
の同じ回路と技術はすべての送信媒体で使用できることを認識するであろう（た
とえば空中放送、ポイントツーポイントケーブルなど）。

【００４５】 ２．２ 例としての回路と波形の説明 ２．２．１ 周波数変調 図１は周波数変調（ＦＭ）回路１００の例を示し、図２Ａ、図２Ｂ、および図
２Ｃ、および図２０Ａ、図２０Ｂ、および図２０ＣはＦＭ回路１００内のいくつ
かの点における波形の例を表す。ＦＭシステムでは、振動信号２０２（図２Ｂお
よび図２０Ｂ）のような搬送波信号の周波数は変更され、図２Ａの情報信号１０
２と、図２０Ａの情報信号２００２のような通信されるべきデータを表す。図２
０Ａでは、情報信号２００２は、連続信号（つまりアナログ信号）であり、図２
Ａでは、情報信号１０２は離散信号（つまりディジタル信号）である。離散情報
信号１０２の場合、ＦＭ回路１００は周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）システ
ムと呼ばれ、これはＦＭシステムのサブセットである。

【００４６】 周波数変調回路１００は、発信元（図示せず）から情報信号１０２、２００２
を受信する。情報信号１０２、２００２は、オプションの増幅器１０４によって
増幅され、オプションのフィルタ１１４によって濾波される、電圧制御発振器（
ＶＣＯ）１０６を駆動する電圧入力である。ＶＣＯ１０６内では、振動信号２０
２（図２Ｂおよび図２０Ｂ上に見られる）が生成される。ＶＣＯ１０６の目的は
、振動信号２０２の周波数を入力電圧つまり情報信号１０２、２００２の関数と
して変化させることである。ＶＣＯ１０６の出力は、情報信号がディジタル情報
信号１０２である時には変調信号１０８（図２Ｃ）として示され、情報信号がア
ナログ信号２００２である時には変調信号２００４（図２０Ｃ）として示される
変調信号である。変調信号１０８、２００４は、比較的低い周波数（例えば一般
には５０ＭＨｚと１００ＭＨｚの間）であり、オプションの周波数逓倍器１１０
（例えば９００ＭＨｚ、１．８ＧＨｚへ）によって増加される周波数を有する場
合があり、オプションの増幅器１１６によって増加される振幅を有する場合があ
る。オプションの周波数逓倍器１１０および／またはオプションの増幅器１１６
の出力はそれから、例としてのアンテナ１１２によって送信される。

【００４７】 ２．２．２ 位相変調 図３は位相変調（ＰＭ）回路３００の例を示し、図４Ａ、図４Ｂ、および図４
Ｃ、および図２１Ａ、図２１Ｂ、および図２１ＣはＰＭ回路３００内のいくつか
の点における波形の例を表す。ＰＭシステムでは、局部発振器（ＬＯ）出力３０
８（図４Ｂおよび図２１Ｂ）のような搬送波信号の位相は変更され、図４Ａの情
報信号３０２と、図２１Ａの情報信号２１０２のような通信されるべきデータを
表す。図２１Ａでは、情報信号２１０２は、連続信号（つまりアナログ信号）で
あり、図４Ａでは、情報信号３０２は離散信号（つまりディジタル信号）である
。離散情報信号３０２の場合、ＰＭ回路は位相シフトキーイング（ＰＳＫ）シス
テムと呼ばれる。これは典型的な実施であり、ＰＭシステムのサブセットである
。

【００４８】 位相変調回路３００は、発信元（図示せず）から情報信号３０２、２１０２を
受信する。情報信号３０２、２１０２は、オプションの増幅器３０４によって増
幅され、オプションのフィルタ３１８によって濾波され、位相変調器３０６へル
ーティングされる。また、給電位相変調器３０６は局部発振器３１０のＬＯ出力
３０８である。ＬＯ出力３０８は図４Ｂおよび図２１Ｂ上に示されている。局部
発振器３１０のような局部発振器は、所定の周波数と振幅で電磁波を出力する。

【００４９】 位相変調器３０６の出力は、情報信号が離散情報信号３０２である時には位相
変調信号３１２（図４Ｃ）として示され、情報信号がアナログ情報信号２１０２
である時には位相変調信号２１０４（図２１Ｃ）として示される変調信号である
。位相変調器３０６の目的は、ＬＯ出力３０８の位相を、情報信号３０２、２１
０２の値の関数として変えることである。つまり、たとえばＰＳＫモードでは、
ＬＯ出力３０８が正弦波であり、情報信号３０２の値がバイナリ高からバイナリ
低に変化する場合、ＬＯ出力３０８の位相は、ゼロ位相を伴う正弦波から、たと
えば１８０°の位相を伴う正弦波へ変化する。この位相変化の結果は、ＬＯ出力
３０８と同じ周波数を有する図４Ｃの位相変調信号３１２になるが、この例では
１８０°位相が外れている。ＰＳＫシステムに対しては、情報信号３０２の情報
を表す位相変調信号３１２内の位相変化は、図４Ａ、図４Ｂ、および図４Ｃ上の
波形３０２、３０８、および３１２を比較することによって見ることができる。
図２１Ａのアナログ情報信号２１０２の場合、図２１ＢのＬＯ出力３０８の位相
は、情報信号２１０２の振幅の関数として連続的に変化する。つまり、たとえば
、情報信号２１０２が値「Ｘ」から「Ｘ＋δｘ」へ増加すると、図２１ＣのＰＭ
信号２１０４は、等式ｓｉｎ（ωｔ）によって表される信号から、等式（ωｔ＋
φ）によって表される信号に変わり、上式でφは、情報信号２１０２内のδｘの
変化に関する位相変化である。アナログＰＭシステムに対しては、情報信号２１
０２内の情報を表す位相変調信号２１０４内の位相変化は、図２１Ａ、図２１Ｂ
、および図２１Ｃ上の波形２１０２、３０８、および２１０４を比較することに
よって見ることができる。

【００５０】 情報信号３０２、２１０２、およびＬＯ出力３０８が位相変調器３０６によっ
て変調された後、位相被変調信号３１２、２１０４は、オプションの周波数逓倍
器３１４とオプションの増幅器３２０へルーティングされる。オプションの周波
数逓倍器３１４の目的は、位相変調信号３１２の周波数を比較的低い周波数（た
とえば５０ＭＨｚから１００ＭＨｚ）から、所望の放送周波数（たとえば９００
ＭＨｚ、１．８ＧＨｚ）まで増加させることである。オプションの増幅器３２０
は、位相変調信号３１２、２１０４の信号強度を、例としてのアンテナ３１６に
よって送信されるべき所望のレベルまで上げる。

【００５１】 ２．２．３ 振幅変調 図５は振幅変調（ＡＭ）回路５００の例を示し、図６Ａ、図６Ｂ、および図６
Ｃおよび図２２Ａ、図２２Ｂ、および図２２ＣはＡＭ回路５００内のいくつかの
点における波形の例を示す。ＡＭシステムでは、局部発振器（ＬＯ）信号５０８
（図６Ｂおよび図２２Ｂ）のような搬送波信号の振幅は変更され、図６Ａの情報
信号５０２と、図２２Ａの情報信号２２０２のような、通信されるべきデータを
表す。図２２Ａでは、情報信号２２０２は連続信号（つまりアナログ信号）であ
り、図６Ａでは、情報信号５０２は離散信号（つまりディジタル信号）である。
離散情報信号５０２の場合、ＡＭ回路は振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）システ
ムと呼ばれ、これはＡＭシステムのサブセットである。

【００５２】 振幅変調回路５００は、発信元（図示せず）から情報信号５０２を受信する。
情報信号５０２、２２０２は、オプションの増幅器５０４によって増幅され、オ
プションのフィルタ５１８によって濾波される。振幅変調回路５００はまた、Ｌ
Ｏ出力５０８を有する局部発振器（ＬＯ）５０６を含む。情報信号５０２、２２
０２とＬＯ出力５０８はそれから、乗算器５１０によって乗算される。乗算器５
１０の目的は、ＬＯ出力５０８の振幅を情報信号５０２、２２０２の振幅の関数
として変えさせることである。乗算器５１０の出力は、情報信号がディジタル情
報信号５０２である時には振幅変調信号５１２（図６Ｃ）として示され、情報信
号がアナログ情報信号２２０２である時には変調信号２２０４（図２２Ｃ）とし
て示される変調信号である。それからＡＭ信号５１２、２２０４はオプションの
周波数逓倍器５１４にルーティングされ、ここでＡＭ信号５１２、２２０４の周
波数は比較的低いレベル（たとえば５０ＭＨｚから１００ＭＨｚ）から、放送（
たとえば９００ＭＨｚ、１．８ＧＨｚ）とオプションの増幅器５２０に望ましい
より高いレベルへ増大され、これはＡＭ信号５１２、２２０４の信号強度を、例
としてのアンテナ５１６によって放送されるために望ましいレベルへ増大する。

【００５３】 ２．２．４ 同相／直交位相変調 図７は同相／直交位相（「Ｉ／Ｑ」）変調回路７００の例を示し、図８Ａ、図
８Ｂ、図８Ｃ、図８Ｄ、および図８Ｅは、「Ｉ／Ｑ」変調回路７００内のいくつ
かの点における波形の例を示す。帯域幅効率を増大させるこの技術では、互いに
位相が外れている搬送波信号上で別の情報信号が同時に送信できる。すなわち、
図８Ａの第１の情報信号７０２は図８Ｂの同相（「Ｉ」）発振器信号７１０上に
変調され、図８Ｃの第２の情報信号７０４は、図８Ｄの直交位相（「Ｑ」）発振
器信号７１２上に変調されることができる。「Ｉ」変調信号は「Ｑ」被変調信号
と組み合わされ、それから、その結果生じた「Ｉ／Ｑ」被変調信号が送信される
。典型的な使用では、両方の情報信号がディジタルであり、両方とも「Ｉ」と「
Ｑ」発振信号上に変調された位相である。当業者であれば、「Ｉ／Ｑ」モードは
アナログ情報信号、アナログとディジタル信号の組合せ、他の変調技術、あるい
はこれらの任意の組合せでも機能できることを認識するであろう。

【００５４】 この「Ｉ／Ｑ」変調システムは帯域幅効率を増大させるために、２つのＰＭ回
路を共に使用する。上述のように、ＰＭ回路では、７１０（または７１２）（図
８Ｂまたは８Ｄ）のような発振信号の位相は変更され、７０２（または７０４）
のような情報信号のような通信されるべきデータを表す。理解と表示を簡単にす
るために、ここでの解説では、「Ｉ／Ｑ」モードのさらに典型的な使用、すなわ
ち、ディジタル情報信号と両方の振動信号上の位相変調を説明する。したがって
、両方の信号ストリームは位相シフトキーイング（ＰＳＫ）であり、これはＰＭ
のサブセットである。

【００５５】 「Ｉ／Ｑ」変調回路７００は、第１の発信元（図示せず）から情報信号７０２
を受信し、第２の発信元（図示せず）から情報信号７０４を受信する。情報信号
７０２と７０４の例は、図８Ａおよび図８Ｃに示されている。情報信号７０２と
７０４は、オプションの増幅器７１４と７１６によって増幅でき、オプションの
フィルタ７３４と７３６によって濾波される。これはその後位相変調器７１８と
７２０にルーティングされる。また給電位相変調器７１８と７２０は、振動信号
７１０と７１２である。振動信号７１０は局部発振器７０６によって生成され、
図８Ｂに示されており、振動信号７１２は局部発振器７０６の位相シフト済み出
力である。局部発振器７０６のような局部発振器は、所定の周波数と振幅で電磁
波を出力する。

【００５６】 位相変調器７１８の出力は、図８Ｅの波形の１つとして、点線を使用して示さ
れた位相変調信号７２２である。同様に、位相変調器７１８に似た方法で動作す
る位相変調器７２０の出力は、図８Ｅの他の波形として実線を使用して示された
位相変調信号７２４である。位相変調器７１８と７２０の、振動信号７１０と７
１２についての効果は、これらに位相を変えさせることである。上述のように、
ここに示されたシステムはＰＳＫシステムであり、したがって、振動信号７１０
と７１２の位相は、情報信号７０２と７０４の関数として離散した量だけ、位相
変調器７１８と７２０によってシフトされる。

【００５７】 解説の単純化と表示を簡単にするために、振動信号７１０は図８Ｂでは正弦波
として示され、「Ｉ／Ｑ」回路７００内の「Ｉ」信号と呼ばれる。発振器７０６
の出力が、ここでは位相を−π／２だけシフトするように示される移相器７０８
を通過した後、振動信号７１２は図８Ｄに示されたような余弦波になり、「Ｉ／
Ｑ」回路内で「Ｑ」信号と呼ばれる。ここでまた表示を簡単にするために、位相
変調器７１８と７２０は、各振動信号７１０と７１２の位相を１８０°シフトす
るものとして示される。これは図８Ｅに示されている。変調信号７２２は、加算
器７２６によって変調信号７２４と加算される。加算器７２６の出力は変調信号
７２２と７２４の算術的な合計であり、「Ｉ／Ｑ」信号７２８である。（図８Ｅ
で表示を明確にするために、組み合わされた信号７２８は図示されていない。し
かし、当業者であれば同じ周波数を有する２つの正弦波の算術的な合計はまた、
その周波数の正弦波であることを認識するであろう）。

【００５８】 「Ｉ／Ｑ」信号７２８はその後、「Ｉ／Ｑ」信号７１８の周波数を比較的低い
レベル（たとえば５０ＭＨｚから１００ＭＨｚ）から、放送に望ましいより高い
レベル（たとえば９００ＭＨｚ、１．８ＧＨｚ）へ増大するオプションの周波数
逓倍器７３０へルーティングされ、また、「Ｉ／Ｑ」信号７２８の信号強度を例
としてのアンテナ７３２によって放送されるために望ましいレベルへ増大するオ
プションの増幅器７３８へルーティングされることができる。

【００５９】 ２．３ 本発明の特徴 上記から明らかなように、いくつかの周波数が通信システムに関連する。情報
信号の周波数は比較的低い。局所発振器（電圧制御発振器と他の発振器の両方）
の周波数は情報信号の周波数より高いが、典型的には効率的な送信に十分なほど
高くはない。特に上述されていないが、第３の周波数は、振動信号の周波数より
大きいまたはそれに等しい送信信号の周波数である。これは、オプションの周波
数逓倍器とオプションの増幅器から、以前に説明した回路内のアンテナにルーテ
ィングされた周波数である。

【００６０】 典型的には、通信システムの送信機サブシステムでは、情報信号を放送周波数
へアップコンバートすることは、少なくとも、フィルタ、増幅器、周波数逓倍器
を必要とする。これらの構成要素の各々は、構成要素の購入価格の点だけではな
く、これらを動作させるために要求される電力のため、高価である。

【００６１】 本発明は、送信するための変調搬送波を生成するための、より効率的な手段を
提供し、電力の使用を減らし、必要な構成要素を減らす。。本発明のこれらの利
点と追加の利点は、次の説明から明らかになろう。

【００６２】 ３．周波数アップコンバーション 本発明は、周波数アップコンバーションのためのシステムと方法、またその応
用に関する。一実施形態では、本発明の周波数アップコンバータは安定した、低
い周波数発振器を使用して、位相比較器または周波数比較器内で基準信号として
使用できる安定した高周波数信号を生成することを可能にするが、これは使用の
例であって限定するものではない。他の実施形態では、本発明のアップコンバー
タは送信機内で使用される。本発明は送信機にも関する。当業者であれば、本明
細書に含まれる解説に基づいて、本発明の周波数アップコンバータが使用できる
他の代替実施形態と応用があり、これらの代替実施形態と応用が本発明の範囲内
であることを認識するであろう。

【００６３】 例示の目的で、本発明による周波数アップコンバーションは、送信機の場面で
以下に説明される。しかし前のパラグラフから明らかなように、本発明はこの実
施形態に限定されるものではない。

【００６４】 次のセクションは、送信機と周波数アップコンバータに関する方法を説明する
。これらの方法を達成するための構造の例としての実施形態も説明される。本発
明は以下に説明する特定の実施形態に限定されるものではないことを理解された
い。当業者であれば、ここに含まれる教示に基づいて、以下の同等例、拡張例、
変形例、逸脱例なども明らかであろう。そのような同等例、拡張例、変形例、逸
脱例なども本発明の範囲と趣旨の範囲内にある。

【００６５】 ３．１ ハイレベルの説明 このセクション（サブセクションも含む）は、本発明によるアップコンバーテ
ィング信号と送信信号のハイレベルの説明を提供する。特に、送信信号の場面で
の周波数アップコンバーションの動作プロセスが、高いレベルで説明される。動
作プロセスはしばしば、フローチャートで表される。フローチャートは本明細書
内では例示の目的のためにだけ示されるものであり、限定的なものではない。特
に、フローチャートの使用は、本発明を離散的なまたはディジタル的な動作に限
定するものとして解釈されるべきではない。実際には当業者であれば、本明細書
に含まれる教示に基づいて、本発明は離散動作、連続動作、あるいはこれらの任
意の組合せを介して達成できることが理解されるであろう。さらに、フローチャ
ートによって表される制御の流れも例示の目的のためにだけ提供されているもの
であり、当業者であれば他の動作制御フローも本発明の範囲と趣旨内にあること
が理解されるであろう。

【００６６】 また、このプロセスを達成するための構造の実施も高いレベルで説明される。
この構造の実施はここでは例としての目的のために説明されており、限定的なも
のではない。特にこのセクション内で説明するプロセスは、任意の数の構造の実
施を使用して達成することができ、これらのうち１つがこのセクション内で説明
される。当業者であれば、ここに含まれる教示に基づいて、このような構造の実
施の詳細は明らかであろう。

【００６７】 ３．１．１ 動作の説明 図９のフローチャート９００は、本発明の実施形態によって信号を送信する場
面における、周波数アップコンバーションの動作の方法を示す。本発明は図９に
表されたように、周波数アップコンバーションと信号の送信の両方に関する。フ
ローチャート９００内で生成される信号に対する、代表的な波形が図１９に描か
れている。本発明のハイレベルの動作を例示する目的で、ディジタル情報信号の
周波数変調が描かれている。本発明はこの、この例としての実施形態に限定され
ない。当業者であれば他の変調モードも代替として使用されることが分かるであ
ろう（後のセクションで説明されるように）。

【００６８】 ステップ９０２では、情報信号１９０２（図１９Ａ）が発信元によって生成さ
れる。この情報信号はアナログ、ディジタル、またはそれらの任意の組合せ、あ
るいは送信されるように望まれる他の何かであり、ベースバンド周波数にある。
以下に説明するように、情報信号１９０２は中間信号１９０４を変調するために
使用される。したがって情報信号１９０２はここではまた、変調ベースバンド情
報信号とも呼ばれる。図１９Ａの例では、情報信号１９０２はディジタル信号と
して例示される。しかし本発明はこの実施形態に限定されない。上記のように、
情報信号１９０２はアナログ、ディジタル、および／またはこれらの任意の組合
せである場合もある。

【００６９】 振動信号１９０４（図１９Ｂ）はステップ９０４で生成される。ステップ９０
６では振動信号１９０４は変調され、ここで変調は情報信号１９０２の結果であ
り関数である。ステップ９０６は変調振動信号１９０６（図１９Ｃ）を生成し、
これはまた変調中間信号とも呼ばれる。上記のように図９のフローチャートは、
情報信号１９０２がディジタル信号である例の場面で説明されている。しかし代
替として情報信号１９０２はアナログまたはアナログとディジタルの任意の組合
せである場合もある。また、図１９に示された例は、周波数シフトキーイング（
ＦＳＫ）を変調技術として使用している。代替として、任意の変調技術（たとえ
ばＦＭ、ＡＭ、ＰＭ、ＡＳＫ、ＰＳＫ等およびこれらの任意の組合せ）を使用す
ることもできる。図９のフローチャートの残りのステップ９０８から９１２は、
情報信号１９０２がディジタル、アナログ等またはこれらの任意の組合せであっ
ても、またどの変調技術が使用されていても同じように動作する。

【００７０】 調波の多い信号１９０８（図１９Ｄ）は、ステップ９０８で変調信号１９０６
から生成される。信号１９０８は実質的に連続的で周期的に繰り返される波形を
有する。実施形態では、信号１９０８の波形は、図１９Ｅの拡大された波形１９
１０内で見られるように実質的に矩形である。当業者であれば正確なまたは完全
な矩形の波形の達成を妨げる物理的な制限と数学的な障害を分かるであろうし、
完全な矩形の波形が生成されるまたは必要とされることが本発明の意図または要
件ではない。しかし、解説を簡単にするために、ここでは「矩形の波形」という
言葉を使用し、それは実質的に矩形である波形を指す。これは、一般に方形波ま
たはパルスと呼ばれる波形を含むが、これに限定されるものではない。完全な矩
形の波形が技術的にも数学的にも可能であることが分かった場合、その状況も本
発明の範囲と意図の範囲内にあることを注意されたい。

【００７１】 連続的な周期波形（波形１９０８のような）は、特定の振幅と位相の、一連の
正弦波から成り、その振動数は波形の繰返し周波数の整数倍である。（波形の繰
返し頻度は、１秒あたりで周期波形が繰り返す回数である。）信号１９０８の波
形の一部が、図１９Ｅの波形１９１０のように拡大された図の中に示されている
。波形１９１０（図１９Ｅ）の最初の３つの正弦波成分は、図１９Ｆの波形１９
１２ａ、１９１２ｂ、および１９１２ｃ、図１９Ｇの波形１９１４ａ、１９１４
ｂ、および１９１４ｃとして描かれている。（図１９Ｆおよび図１９Ｇの例では
、３つの正弦波成分は別に示されている。実際には、これらの波形は、図示され
ていない他の正弦波成分と共に、図１９Ｈに見られるように同時に発生する。図
１９Ｈでは、波形は同時に示されるが、合計されて示されてはいないことに注意
されたい。波形１９１２と１９１４が合計されて示されるならば、これらは極限
においては、すなわち無限の数の正弦波成分に関して図１９Ｅの周期波形１９１
０に等しいということである。説明を簡単にするために、無限の数の正弦波成分
のうち最初の３つだけが図示されている。）これらの正弦波は高調波と呼ばれ、
これらの存在は図示しても数学的にも表すことができる。各高調波（波形１９１
２ａ、１９１２ｂ、および１９１２ｃと、波形１９１４ａ、１９１４ｂ、および
１９１４ｃ）は、波形１９１０と（これは波形１９０８の対応する部分と同じ情
報を有する）同じ情報内容を有する。したがって、波形１９０８の情報内容は、
その任意の高調波から得ることができる。高調波は信号１９０８の反復周波数の
整数倍である周波数を有し、また信号１９０８と同じ情報内容を有するので（前
記のように）、各高調波は、信号１９０８のアップコンバーションされた表現を
表す。高調波のうち一部は所望の周波数である（送信されるべき望ましい周波数
のような）。これらの高調波は「所望の高調波」または「望ましい高調波」と呼
ばれる。本発明によれば、所望の高調波は所望の処理（つまり送信されること）
を達成するために十分な振幅を有する。他の高調波は所望の周波数ではない。こ
れらの高調波は「所望ではない高調波」または「望ましくない高調波」と呼ばれ
る。

【００７２】 ステップ９１０では、信号１９０８の連続的な周期波形の望ましくない高調波
はどれも濾波されて除かれる（たとえば、送信されるのが望ましくない周波数の
任意の高調波）。図１９の例では、第１と第２の高調波（つまり図１９Ｆの波形
１９１２ａと１９１２ｂ、図１９Ｇの波形１９１４ａと１９１４ｂによって描か
れている）は望ましくない高調波である。ステップ９１２では、図１９の例の中
の残りの高調波、つまり第３の高調波（つまり図１９Ｆの波形１９１２ｃと図１
９Ｇの波形１９１４ｃによって描かれている）が送信される。これは図１９Ｉの
波形１９１８によって描かれている。図１９の例では、３つの高調波だけが図示
され、もっとも低い２つは濾波されて除かれ、第３の高調波が望ましい高調波と
して残されている。実際には、無限の数の高調波があり、濾波することは所望の
高調波より低い周波数についても、所望の高調波より高い周波数の調波について
も望ましくない高調波を除去することができる。

【００７３】 ３．１．２ 構造の説明 図１０は、本発明の実施形態によるアップコンバーションシステムのブロック
図である。このアップコンバーションシステムの実施形態は、送信機１０００と
して示されている。送信機１０００は受取モジュール１００４、高調波発生およ
び抽出モジュール１００６、および情報信号１００２を受け取り、送信信号１０
１４を出力する送信モジュール１００８を含む。

【００７４】 好ましくは、受取モジュール１００４、高調波発生および抽出モジュール１０
０６、および送信モジュール１００８は情報信号を、動作のフローチャート９０
０に示された方法で処理する。言い換えれば、送信機１０００はフローチャート
９００の動作ステップを実行するための構造の実施形態である。しかし、本発明
の範囲と趣旨はフローチャート９００のステップを実行するために他の構造の実
施形態を含むことを理解されたい。当業者であれば、本明細書に含まれる解説に
基づいて、これらの他の構造の実施形態の詳細も明らかであろう。

【００７５】 次に、フローチャート９００を参照しながら送信機１０００の動作が詳細に説
明される。ステップ９０２では、発信元（図示せず）からの情報信号１００２（
たとえば図１９Ａを参照のこと）は、受取モジュール１００４にルーティングさ
れる。ステップ９０４では振動信号（たとえば図１９Ｂを参照のこと）が生成さ
れ、ステップ９０６ではこれが変調され、これによって変調信号１０１０を生成
する（ＦＭの例については、図１９Ｃを参照のこと）。振動信号は任意の変調技
術を使用して変調でき、その例が以下に説明される。ステップ９０８では、高調
波発生および抽出モジュール（ＨＧＥＭ）が、連続的な周期波形を伴う調波の多
い信号を生成する（ＦＭの例は図１９Ｄに見られる）。この波形は好ましくは、
方形波またはパルスなどのように矩形の波であり（しかし本発明はこの実施形態
に限定されない）、周波数が波形の基本周波数の整数倍である複数の正弦波から
成り立つ。これらの正弦波は、元の波形の高調波と呼ばれる。フーリエ級数解析
を使用して、各高調波の振幅を決定することができる（たとえば、図１９Ｆおよ
び図１９Ｇを参照のこと）。ステップ９１０では、ＨＧＥＭ１００６内のフィル
タ（図示せず）が望ましくない周波数（高調波）を濾波して除去し、所望の周波
数で電磁（ＥＭ）信号１０１２を出力する（たとえば、図１９Ｉを参照のこと）
。ステップ９１２では、ＥＭ信号１０１２は送信モジュール１００８（オプショ
ン）へルーティングされ、ここで送信の準備をされる。送信モジュール１００８
はそれから送信信号１０１４を出力する。

【００７６】 ３．２ 例としての実施形態 上述の方法（複数可）と構造（複数可）に関して種々の実施形態がこのセクシ
ョン（とサブセクション）で示される。これらの実施形態は例示の目的ためにこ
こで説明するものであって、限定的なものではない。本発明はこれらの実施形態
に限定されない。当業者であれば、本明細書に含まれる教示に基づいて代替の実
施形態（本明細書に説明した実施形態の同等例、拡張例、変形例、逸脱例などを
含む）は明らかであろう。本発明は、このような代替実施形態を含むように意図
され、適合される。

【００７７】 ３．２．１ 第１の実施形態：周波数変調（ＦＭ）モード この実施形態では、情報信号は受け取られて、その周波数が情報信号の結果の
関数として変化する変調信号である。

【００７８】 ３．２．１．１ 動作の説明 図１１のフローチャートは、本発明の実施形態による周波数変調（ＦＭ）モー
ドの送信機の動作の方法を示す。上述のように、図１９に示された代表的な波形
は、ＦＭモードの送信機として動作する本発明を示す。

【００７９】 ステップ１１０２では、情報信号１９０２（図１９Ａ）は任意の手段および／
またはプロセスによって発信元によって生成される。（情報信号１９０２はベー
スバンド信号であり、これは信号を変調するために使用されるため、また変調ベ
ースバンド信号１９０２とも呼ばれる。）情報信号１９０２は、たとえば、アナ
ログ、ディジタル、またはこれらの任意の組合せである。図１９に示された信号
は、情報が信号の離散状態によって表されるディジタル情報信号を示す。当業者
であれば、本発明は情報が連続的に変化する信号によって表されるアナログ情報
信号でも機能するように適合されることが明らかであろう。ステップ１１０４で
は、情報信号１９０２は振動信号１９０４（図１９Ｂ）を変調する。この変調の
結果は、ブロック１１０６に示されるように、変調信号１９０６（図１９Ｃ）で
ある。変調信号１９０６は、情報信号１９０２の関数として変化する周波数を有
し、ＦＭ信号と呼ばれる。

【００８０】 ステップ１１０８では、図１９Ｄでは矩形の波形１９０８として示される連続
的な周期波形を伴う調波の多い信号が生成される。矩形の波形１９０８は、変調
信号１９０６を使用して生成される。当業者であれば正確なまたは完全な矩形の
波形の達成を妨げる物理的な制限と数学的な障害を理解するであろうし、完全な
矩形の波形が生成されるまたは必要とされることが本発明の意図ではない。ここ
でも上述のように、解説を簡単にするために、実質的に矩形である波形を指すた
めに「矩形の波形」という言葉を使用する。同様に、「方形波」という言葉も、
波形が実質的に正方形である波形を指し、完全な方形の波形が生成されるまたは
必要とされることが本発明の意図ではない。矩形の波形１９０８の一部が、図１
９Ｅの周期的な波形１９１０のように拡大された図の中に示されている。波形１
９１０の第１の部分は「信号Ａ」と示され情報信号１９０２が「ハイ」であるこ
とを示し、波形１９１０の第２の部分は「信号Ｂ」と示され情報信号１９０２が
「ロー」であることを示す。この慣例は例示の目的のためだけのものであり、代
替として別の慣例を使用することも可能であることに注意されたい。

【００８１】 前述のように、フローチャート１１００のブロック１１１０に示されるような
矩形の波１９０８のような連続的な周期波形は、元の波形の基本周波数（つまり
、フーリエ成分周波数での）の整数倍である周波数での正弦波成分（高調波）を
有する。周期波形１９１０の３つの高調波は、図１９Ｆおよび図１９Ｇに拡大図
で別に示される。波形１９１０（および波形１９０８もまた）は、この例として
の実施形態では方形波として示されており、奇数高調波、つまり第１、第３、第
５、第７などの高調波だけが存在する。図１９に示されるように、矩形の波形１
９０８がｆ₁の基本周波数を有する場合（これは第１の高調波とも呼ばれる）、
第３の高調波は、３・ｆ₁の周波数を有し、第５の高調波は５・ｆ₁の周波数を有
することになり、以下同様である。信号Ａの第１、第３、第５の高調波は、図１
９Ｆで波形１９１２ａ、１９１２ｂ、および１９１２ｃとして示されており、信
号Ｂの第１、第３、第５の調波は、図１９Ｇで波形１９１４ａ、１９１４ｂ、お
よび１９１４ｃとして示されている。実際には、これらの高調波（またすべての
これより高い順位の高調波）は、図１９Ｈの波形１９１６によって示されるよう
に同時に発生する。図１９Ｈの高調波成分のすべてがすべてのより高い高調波（
つまり第７、第９など）と共に合計されて示されるのであれば、その結果の波形
は、結局は波形１９１０と同じになる。

【００８２】 ステップ１１１２では、波形１９１６の望ましくない周波数が除かれる。図１
９の例では、第１と第３の高調波が除かれるべきものとして示され、ブロック１
１１４に示されているように、残りの波形１９１８（つまり波形１９１２ｃと１
９１４ｃ）が所望のＥＭ周波数にある。図示されてはいないが、より高い高調波
（たとえば第７、第９など）もまた除かれる。

【００８３】 ここでは残りの波形１９１８として示されているＥＭ信号は、ステップ１１１
６では送信のために準備され、ステップ１１１８でＥＭ信号は送信される。

【００８４】 ３．２．１．２ 構造の説明 図１２は、本発明の実施形態による送信機のブロック図である。この送信機の
実施形態はＦＭ送信機１２００として示される。ＦＭ送信機１２００は、電圧制
御発振器（ＶＣＯ）１２０４、スイッチモジュール１２１４、フィルタ１２１８
および、情報信号１２０２を受け取り、送信済み信号１２２４を出力する送信モ
ジュール１２２２を含む。例としての構成要素の動作と構造は以下に説明する。
例としてのＶＣＯは、セクション３．３．１〜３．３．１．２で以下説明され、
例としてのスイッチモジュールはセクション３．３．６〜３．３．６．２で以下
説明され、例としてのフィルタはセクション３．３．９〜３．３．９．２で以下
説明され、例としての送信モジュールはセクション３．３．１０〜３．３．１０
．２で以下説明される。

【００８５】 好ましくは、電圧制御発振器１２０４、スイッチモジュール１２１４、フィル
タ１２１８、および送信モジュール１２２２は、動作のフローチャート１１００
に示された方法で情報信号を処理する。言い換えれば、ＦＭ送信機１２００は、
フローチャート１１００の動作のステップを実行するための構造の実施形態であ
る。しかし、本発明の範囲と趣旨は、フローチャート１１００のステップを実行
するための他の構造の実施形態も含むことを理解されたい。当業者であれば、こ
こに含まれる解説に基づいて、これらの他の構造の実施形態の詳細も明らかであ
ろう。

【００８６】 次に送信機１２００の動作を、フローチャート１１００を参照して詳細に説明
する。ステップ１１０２では、発信元（図示せず）からの情報信号１２０２（た
とえば図１９Ａを参照のこと）は、ＶＣＯ１２０４にルーティングされる。ステ
ップ１１０４では、振動信号（たとえば、図１９Ｂを参照のこと）が生成され変
調され、これによって、周波数被変調信号１２１０が作成される（たとえば、図
１９Ｃを参照のこと）。ステップ１１０８では、スイッチモジュール１２１４は
、連続的な周期波形を伴う調波の多い信号１２１６を生成する（たとえば、図１
９Ｄを参照のこと）。この波形は好ましくは、方形波またはパルスのような矩形
の波であり（しかし本発明はこの実施形態に限定されない）、周波数が波形の基
本周波数の整数倍である複数の正弦波を含む。これらの正弦波は元の波形の高調
波と呼ばれ、フーリエ解析が各高調波の振幅を決定する（たとえば、図１９Ｆお
よび図１９Ｇを参照のこと）。ステップ１１１２では、フィルタ１２１８は望ま
しくない周波数（高調波）を濾波して除去し、望ましい高調波周波数での電磁（
ＥＭ）信号１２２０を出力する（たとえば、図１９Ｉを参照のこと）。ステップ
１１１６では、ＥＭ信号１２２０は送信モジュール１２２２（オプション）へル
ーティングされ、ここで送信のための準備をされる。ステップ１１１８では、送
信モジュール１２２２は送信信号１２２４を出力する。

【００８７】 ３．２．２ 第２の実施形態：位相変調（ＰＭ）モード この実施形態では、情報信号が受け取られ、位相が情報信号の関数として変化
する変調信号が送信される。

【００８８】 ３．２．２．１ 動作の説明 図１３のフローチャートは、位相変調（ＰＭ）モードにおける送信機の動作の
方法を示す。図４４に示された代表的な波形は、ＰＭモードの送信機として動作
する本発明を示す。

【００８９】 ステップ１３０２では、情報信号４４０２（図４４Ａ）が発信元によって生成
される。情報信号４４０２は、たとえば、アナログ、ディジタル、またはこれら
の任意の組合せである。図４４に示された信号は、情報が信号の離散状態によっ
て表されるディジタル情報信号を示す。当業者であれば、本発明は情報が連続的
に変化する信号によって表されるアナログ情報信号でも機能するように適合され
ることは明らかであろう。ステップ１３０４では、振動信号４４０４が生成され
、ステップ１３０６では、振動信号４４０４（図４４Ｂ）は情報信号４４０２に
よって変調され、その結果、ブロック１３０８に示されるような変調信号４４０
６（図４４Ｃ）が生じる。この変調信号４４０６の位相は、情報信号４４０２の
関数として変えられる。

【００９０】 連続的な周期波形を伴う調波の多い信号４４０８（図４４Ｄ）は、ステップ１
３１０で変調信号４４０６を使用して生成される。調波の多い信号４４０８は、
実質的に矩形の波形である。当業者であれば正確なまたは完全な矩形の波形の達
成を妨げる物理的な制限と数学的な障害を認識するであろうし、完全な矩形の波
形が生成されるまたは必要とされることが本発明の意図ではない。しかしここで
も上述のように、解説を簡単にするために、「矩形の波形」という言葉を、実質
的に矩形である波形を指すために使用する。同様に、「方形波」という言葉も、
波形が実質的に正方形である波形を指すが、完全な矩形の波形が生成されるまた
は必要とされることが本発明の意図ではない。前述のように、ブロック１３１２
に示されるような調波の多い信号４４０８のような連続的な周期波形は、元の波
形の基本周波数（フーリエ成分周波数）の整数倍である周波数での正弦波成分（
高調波）を有する。図４４Ｅ、図４４Ｆ、および図４４Ｇには、最初の３つの高
調波波形が示されている。実際には、無限の数の高調波がある。ステップ１３１
４では、望ましくない周波数は除かれ、ブロック１３１６に示されているように
、残りの周波数は所望のＥＭ出力にある。例として、第４、第５などの高調波（
図示せず）と同調して第１の（基本）高調波４４１０と第２の高調波４４１２は
濾波されて除かれ、ブロック１３１６に示されるように第３の高調波４４１４が
所望のＥＭ信号として残る。

【００９１】 ステップ１３１８でＥＭ信号は送信のために準備され、ステップ１３２０では
、ＥＭ信号は送信される。

【００９２】 ３．２．２．２ 構造の説明 図１４は、本発明の実施形態による送信機のブロック図である。この送信機の
実施形態は、ＰＭ送信機１４００として示される。ＰＭ送信機１４００は、局部
発振器１４０６、位相変調器１４０４、スイッチモジュール１４１０、フィルタ
１４１４、および情報信号１４０２を受け取り、送信信号１４２０を出力する送
信モジュール１４１８を含む。例としての構成要素の動作と構造は以下に説明さ
れる。例としての位相変調器はセクション３．３．４〜３．３．４．２で以下に
説明され、例としての局部発振器はセクション３．３．２〜３．３．２．２で以
下に説明され、例としてのスイッチモジュールはセクション３．３．６〜３．３
．６．２で以下に説明され、例としてのフィルタはセクション３．３．９〜３．
３．９．２で以下に説明され、例としての送信モジュールはセクション３．３．
１０〜３．３．１０．２で以下に説明される。

【００９３】 好ましくは、局部発振器１４０６、位相変調器１４０４、スイッチモジュール
１４１０、フィルタ１４１４、および送信モジュール１４１８は動作のフローチ
ャート１３００に示された方法で情報信号を処理する。言い換えれば、ＰＭ送信
機１４００は、フローチャート１３００の動作のステップを実行するための構造
の実施形態である。しかし、本発明の範囲と趣旨は、フローチャート１３００の
ステップを実行する他の構造の実施形態を含むことを理解されたい。当業者であ
れば、ここに含まれる解説に基づいて、これらの他の構造の実施形態の詳細は明
らかであろう。

【００９４】 次に、フローチャート１３００を参照して、送信機１４００の動作を詳細に説
明する。ステップ１３０２では、発信元（図示せず）からの情報信号１４０２（
たとえば図４４Ａを参照のこと）は位相変調器１４０４にルーティングされる。
ステップ１３０４では、局部発振器１４０６（たとえば、図４４Ｂを参照のこと
）からの振動信号は生成され変調され、これによって変調信号１４０８を作成す
る（たとえば、図４４Ｃを参照のこと）。ステップ１３１０では、スイッチモジ
ュール１４１０は、連続的な周期波形を伴う調波の多い信号１４１２を生成する
（たとえば、図４４Ｄを参照のこと）。この波形は好ましくは方形波またはパル
スのような矩形の波であり（しかし、本発明はこの実施形態に限定されるもので
はない）、周波数が波形の基本周波数の整数倍である複数の正弦波を含む。これ
らの正弦波は元の波形の高調波と呼ばれ、フーリエ解析が各高調波の振幅を決定
する（最初の３つの高調波の例に対しては、図４４Ｅ、図４４Ｆ、および図４４
Ｇを参照のこと）。ステップ１３１４では、フィルタ１４１４は望ましくない高
調波周波数を濾波して除去し、（たとえば、第１の高調波４４１０、第２の高調
波４４１２、および図示されていない第４、第５などの高調波）、所望の高調波
周波数の電磁（ＥＭ）信号１４１６を出力する（たとえば第３の高調波などであ
り、図４４Ｇを参照のこと）。ステップ１３１８では、ＥＭ信号１４１６は送信
モジュール１４１８（オプション）にルーティングされ、ここで送信のために準
備される。ステップ１３２０では、送信モジュール１４１８は送信信号１４２０
を出力する。

【００９５】 ３．２．３ 第３の実施形態：振幅変調（ＡＭ）モード この実施形態では、情報信号が受け取られ、振幅が情報信号の関数として変化
する変調信号が送信される。

【００９６】 ３．２．３．１ 動作の説明 図１５のフローチャートは、振幅変調（ＡＭ）モードにおける送信機の動作の
方法を示す。図４５に示された代表的な波形は、ＡＭモードにおける送信機とし
て動作する本発明を示す。

【００９７】 ステップ１５０２では、情報信号４５０２（図４５Ａ）は発信元によって生成
される。情報信号４５０２は、たとえば、アナログ、ディジタル、またはこれら
の任意の組合せである。図４５に示された信号は、情報が信号の離散状態によっ
て表されるディジタル情報信号を示す。当業者であれば、本発明は、情報が連続
的に変化する信号によって表されるアナログ情報信号でも機能するように適合す
ることは明らかであろう。ステップ１５０４では「基準信号」が作成され、これ
はブロック１５０６に示されるように、情報信号４５０２の関数である振幅を有
する。本発明の一実施形態では、基準信号は、情報信号４５０２をバイアス信号
と組み合わせることによって作成される。本発明の別の実施形態では、基準信号
は情報信号４５０２だけを含む。当業者であれば、基準信号が情報信号の関数と
して変化する任意の数の実施形態が存在することを認識するであろう。

【００９８】 振動信号４５０４（図４５Ｂ）はステップ１５０８で生成され、ステップ１５
１０では、基準信号（情報信号４５０２）は振動信号４５０４の関数である周波
数でゲート制御される。ゲート制御された基準信号は、連続的な周期波形を伴う
調波の多い信号４５０６（図４５Ｃ）であり、ステップ１５１２で生成される。
ブロック１５１４で示されるようなこの調波の多い信号４５０６は実質的に、基
準信号（情報信号４５０２）がゲート制御された周波数に等しい基準周波数を有
する矩形の波である。さらに、矩形の波は、基準信号（情報信号４５０２）の振
幅の関数であるパルス振幅を有する。当業者であれば正確なまたは完全な矩形の
波形の達成を妨げる物理的な制限と数学的な障害を認識するであろうし、完全な
矩形の波形が生成されるまたは必要とされることが本発明の意図ではない。ここ
でも上述のように、解説を簡単にするために、実質的に矩形である波形を指すた
めに「矩形の波形」という言葉を使用する。同様に、「方形波」という言葉も、
波形が実質的に正方形である波形を指すが、完全な方形波が生成されるまたは必
要とされることが本発明の意図ではない。

【００９９】 前述のように、ブロック１５１４に示される矩形の波のような調波の多い信号
４５０６は、元の波形の基本周波数（フーリエ成分周波数）の整数倍である周波
数の正弦波成分（高調波）を有する。図４５Ｄ、図４５Ｅ、および図４５Ｆには
、最初の３つの高調波波形が示されている。実際には、無限の数の高調波がある
。ステップ１５１６では、望ましくない周波数は除かれ、ブロック１５１８に示
されているように、残りの周波数は所望のＥＭ出力にある。例として、第４、第
５などの高調波（図示せず）と同調して第１の（基本）高調波４５１０と第２の
高調波４５１２が濾波されて除かれ、ブロック１５１８に示されるように第３の
高調波４５１４が所望のＥＭ信号として残る。

【０１００】 ステップ１５２０でＥＭ信号は送信のために準備され、ステップ１５２２では
、ＥＭ信号は送信される。

【０１０１】 ３．２．３．２ 構造の説明 図１６は、本発明の実施形態による送信機のブロック図である。この送信機の
実施形態は、ＡＭ送信機１６００として示される。ＡＭ送信機１６００は、局部
発振器１６１０、加算モジュール１６０６、スイッチモジュール１６１４、フィ
ルタ１６１８、および情報信号１６０２を受け取り、送信信号１６２４を出力す
る送信モジュール１６２２を含む。例としての構成要素の動作と構造は以下に説
明される。例としての局部発振器はセクション３．３．２〜３．３．２．２で以
下に説明され、例としてのスイッチモジュールはセクション３．３．７〜３．３
．７．２で以下に説明され、例としてのフィルタはセクション３．３．９〜３．
３．９．２で以下に説明され、例としての送信モジュールはセクション３．３．
１０〜３．３．１０．２で説明される。

【０１０２】 好ましくは、局部発振器１６１０、加算モジュール１６０６、スイッチモジュ
ール１６１４、フィルタ１６１８、および送信モジュール１６２２は、動作のフ
ローチャート１５００に示された方法で情報信号１６０２を処理する。言い換え
れば、ＡＭ送信機１６００は、フローチャート１５００の動作のステップを実行
するための構造の実施形態である。しかし、本発明の範囲と趣旨はフローチャー
ト１５００のステップを実行するための他の構造の実施形態を含むことを理解さ
れたい。当業者であれば、ここに含まれる解説に基づいて、これらの他の構造の
実施形態の詳細は明らかであろう。

【０１０３】 次に、フローチャート１５００を参照して、送信機１６００の動作を詳細に説
明する。ステップ１５０２では、発信元（図示せず）からの情報信号１６０２（
たとえば図４５Ａを参照のこと）は、加算モジュール１６０６にルーティングさ
れ（要求された場合）、これによって基準信号１６０８を生成する。ステップ１
５０８では、振動信号１６１２は局部発振器１６１０によって生成され（たとえ
ば図４５Ｂを参照のこと）、ステップ１５１０では、スイッチモジュール１６１
４は振動信号１６１２の関数であるレートで基準電圧１６０８をゲート制御する
。ゲート制御の結果は、連続的な周期波形を伴う調波の多い信号１６１６である
（たとえば、図４５Ｃを参照のこと）。この波形は好ましくは方形波またはパル
スのような矩形の波であり（しかし、本発明はこの実施形態に限定されるもので
はない）、周波数が波形の基本周波数の整数倍である複数の正弦波を含む。これ
らの正弦波は元の波形の高調波と呼ばれ、フーリエ解析が各高調波の相対的な振
幅を決定する（最初の３つの高調波の例に対しては、図４５Ｄ、図４５Ｅ、およ
び図４５Ｆを参照のこと）。振幅変調が適用された場合、矩形の波形１６１６内
のパルスの振幅は、基準信号１６０８の関数として変化する。その結果、パルス
の振幅のこの変化は、すべての高調波の絶対振幅に比例した効果を有する。言い
換えれば、ＡＭは高調波の各々の一番上に埋め込まれる。ステップ１５１６では
、フィルタ１６１８は、望ましくない高調波周波数を濾波して除去し（たとえば
、第１の高調波４５１０、第２の高調波４５１２、および図示されないが第４、
第５などの高調波）、所望の高調波周波数での電磁（ＥＭ）信号１６２０を出力
する（たとえば、第３の高調波であり、図４５Ｆを参照のこと）。ステップ１５
２０では、ＥＭ信号１６２０は送信モジュール１６２２（オプション）にルーテ
ィングされ、ここで送信のために準備される。ステップ１５２２では、送信モジ
ュール１６２２は送信信号１６２４を出力する。

【０１０４】 ここに与えられたＡＭの実施形態の説明は、情報信号がゲート制御され、この
ように振幅変調を調波の多い信号に適用することを示すことに注意されたい。し
かし、本明細書に含まれる教示に基づいて、情報信号は調波の多い信号上、また
は回路内の任意の地点で濾波済みの高調波上に変調できることが明らかであろう
。

【０１０５】 ３．２．４ 第４の実施形態：同相／直交位相変調（「Ｉ／Ｑ」）モード 同相／直交位相変調（「Ｉ／Ｑ」）は、位相変調（ＰＭ）の実施形態の特定の
サブセットである。「Ｉ／Ｑ」は非常に普及しているので、ここでは別の実施形
態として説明する。しかし、これはＰＭの特定のサブセットであるので、ＰＭの
特性は「Ｉ／Ｑ」にも適用されることを思い出されたい。

【０１０６】 この実施形態では、２つの情報信号が受け取られる。同相信号（「Ｉ」）は、
その位相が情報信号のうちの１つの関数として変化するように変調され、直交位
相信号（「Ｑ」）は、その位相が他の情報信号の関数として変化するように変調
される。２つの変調信号は組み合わされて「Ｉ／Ｑ」変調信号を形成し、送信さ
れる。

【０１０７】 ３．２．４．１：動作の説明 図１７のフローチャートは、同相／直交位相変調（「Ｉ／Ｑ」）モードの送信
機の動作の方法を示す。ステップ１７０２では、第１の情報信号は第１の発信元
によって生成される。この情報信号はアナログ、ディジタル、またはこれらの任
意の組合せである。ステップ１７１０では、同相振動信号（「Ｉ」信号と呼ばれ
る）が生成され、ステップ１７０４では、これは第１の情報信号によって変調さ
れる。この結果、ブロック１７０６に示されるような「Ｉ」変調信号が生じ、「
Ｉ」被変調信号の位相は、第１の情報信号の関数として変えられる。

【０１０８】 ステップ１７１４では、第２の情報信号が生成される。ここでも、この信号は
アナログ、ディジタル、またはこれらの任意の組合せであり、第１の情報信号と
は異なる場合がある。ステップ１７１２では、ステップ１７１０で生成された「
Ｉ」振動信号の位相がシフトされ、直交位相振動信号を生成する（「Ｑ」信号と
呼ばれる）。ステップ１７１６では、「Ｑ」信号は第２の情報信号によって変調
される。この結果、ブロック１７１８に示されたように「Ｑ」変調信号が生じ、
ここで「Ｑ」変調信号の位相は、第２の情報信号の関数として変えられる。

【０１０９】 ステップ１７０８では連続的な周期波形を伴う「Ｉ」信号が「Ｉ」変調信号を
使用して生成され、ステップ１７２０では連続的な周期波形を伴う「Ｑ」信号が
「Ｑ」変調信号を使用して生成される。ステップ１７２２では、「Ｉ」周期波形
と「Ｑ」周期波形が組み合わされ、ブロック１７２４に示されるような「Ｉ／Ｑ
」周期波形と呼ばれるものを形成する。前述のように、ブロック１７２４に示さ
れたような「Ｉ／Ｑ」矩形の波のように連続的な周期波形は、元の波形の基本周
波数（フーリエ成分周波数）の整数倍である周波数での正弦波成分（高調波）を
有する。ステップ１７２６では、望ましくない周波数が除かれ、ブロック１７２
８で示されるように、残りの周波数は所望のＥＭ出力にある。

【０１１０】 ステップ１７３０では「Ｉ／Ｑ」ＥＭ信号は送信のために準備され、ステップ
１７３２では、「Ｉ／Ｑ」ＥＭ信号は送信される。

【０１１１】 ３．２．４．２ 構造の説明 図１８は、本発明の実施形態による送信機のブロック図である。この送信機の
実施形態は、「Ｉ／Ｑ」送信機１８００として示される。「Ｉ／Ｑ」送信機１８
００は、局部発振器１８０６、移相器１８１０、２つの位相変調器１８０４と１
８１６、２つのスイッチモジュール１８２２と１８２８、加算器１８３２、フィ
ルタ１８３６、および送信モジュール１８４０を含む。「Ｉ／Ｑ」送信機は２つ
の情報信号１８０２と１８１４を受け取り、送信信号１４２０を出力する。例と
しての構成要素の動作と構造は以下に説明される。例としての位相変調器はセク
ション３．３．４〜３．３．４．２で以下に説明され、例としての局部発振器は
セクション３．３．２〜３．３．２．２で以下に説明され、例としての移相器は
セクション３．３．３〜３．３．３．２で以下に説明され、例としてのスイッチ
モジュールはセクション３．３．６〜３．３．６．２で以下に説明され、例とし
ての加算器はセクション３．３．８〜３．３．８．２で以下に説明され、例とし
てのフィルタはセクション３．３．９〜３．３．９．２で以下に説明され、そし
て例としての送信モジュールはセクション３．３．１０〜３．３．１０．２で以
下に説明する。

【０１１２】 好ましくは、局部発振器１８０６、移相器１８１０、位相変調器１８０４と１
８１６、スイッチモジュール１８２２と１８２８、加算器１８３２、フィルタ１
８３６、および送信モジュール１８４０は、動作のフローチャート１７００に示
された方法で情報信号を処理する。言い換えれば、「Ｉ／Ｑ」送信機１８００は
フローチャート１７００の動作ステップを実行するための構造の実施形態である
。しかし、本発明の範囲と趣旨はフローチャート１７００のステップを実行する
ための他の構造の実施形態を含むことを理解されたい。当業者であれば、ここに
含まれる解説に基づいて、これらの他の構造の実施形態の詳細は明らかであろう
。

【０１１３】 次に、フローチャート１７００を参照して、送信機１８００の動作を詳細に説
明する。ステップ１７０２では、発信元（図示せず）からの第１の情報信号１８
０２は、第１の位相変調器１８０４にルーティングされる。ステップ１７１０で
は、局部発振器１８０６からの「Ｉ」振動信号１８０８が生成され、ステップ１
７０４では、「Ｉ」振動信号１８０８は、第１の位相変調器１８０４内で第１の
情報信号１８０２によって変調され、これによって「Ｉ」変調信号１８２０を生
成する。ステップ１７０８では、第１のスイッチモジュール１８２２は、連続的
な周期波形を伴う調波の多い「Ｉ」信号１８２４を生成する。

【０１１４】 ステップ１７１４では、発信元（図示せず）からの第２の情報信号１８１４は
、第２の位相変調器１８１６にルーティングされる。ステップ１７１２では、振
動信号１８０８の位相は移相器１８１０によってシフトされ、「Ｑ」振動信号１
８１２を作成する。ステップ１７１６では、「Ｑ」振動信号１８１２は第２の位
相変調器１８１６内の第２の情報信号１８１４によって変調され、これによって
「Ｑ」変調信号１８２６を生成する。ステップ１７２０では、第２のスイッチモ
ジュール１８２８は、連続的な周期波形を伴う調波の多い「Ｑ」信号１８３０を
生成する。調波の多い「Ｉ」信号１８２４と調波の多い「Ｑ」信号１８３０は、
好ましくは、方形波またはパルスのような矩形の波であり（しかし本発明はこの
実施形態に限定されるものではない）、周波数が波形の基本周波数の整数倍であ
る複数の正弦波を含む。これらの正弦波は元の波形の高調波と呼ばれ、フーリエ
解析が各高調波の振幅を決定する。

【０１１５】 ステップ１７２２では、調波の多い「Ｉ」信号１８２４と調波の多い「Ｑ」信
号１８３０は、加算器１８３２によって組み合わされ、調波の多い「Ｉ／Ｑ」信
号１８３４を作成する。ステップ１７２６では、フィルタ１８３６は望ましくな
い高調波周波数を濾波して除去し、所望の高調波周波数での「Ｉ／Ｑ」電磁（Ｅ
Ｍ）信号１８３８を出力する。ステップ１７３０では、「Ｉ／Ｑ」ＥＭ信号１８
３８は、送信モジュール１８４０（オプション）にルーティングされ、ここで信
号は送信のために準備される。ステップ１７３２では、送信モジュール１８４０
は送信済み信号１８４２を出力する。

【０１１６】 当業者であれば、調波の多い「Ｉ」信号１８２４と調波の多い「Ｑ」信号１８
３０が濾波されてから加算される代替実施形態が存在し、さらに、「Ｉ」変調信
号１８２０と「Ｑ」変調信号１８２６が加算されて「Ｉ／Ｑ」変調信号を生成し
てからスイッチモジュールにルーティングされる別の代替実施形態も存在するこ
とが明らかであろう。

【０１１７】 ３．２．５ 他の実施形態 送信機として（または他の用途内で）使用された本発明のアップコンバータの
他の実施形態は、変調技術のサブセットと組合せを使用し、アップコンバーショ
ンプロセスの一部として１つまたは複数の情報信号を変調することを含む。

【０１１８】 ３．２．５．１ 変調技術の組合せ 本明細書に開示された教示に基づいて当業者には明らかな変調技術の組合せは
、直交振幅変調（ＱＡＭ）と、アップコンバーションのために変調の２つの形態
を信号上に埋め込むことを含むが、これに限定されるものではない。

【０１１９】 ２つの変調の組合せを例示する、例としての回路図が図６２に見いだされる。
この例は、ＰＭと組み合わされたＡＭを使用している。図６３〜図７０に示され
た波形は、アナログ情報信号「Ｂ」６２０４の振幅変調と組み合わされた、ディ
ジタル情報信号「Ａ」６２０２の位相変調を示す。振動信号６２１６（図６４）
と、情報信号「Ａ」６２０２（図６３）は位相変調器１４０４によって受信され
、これによって位相変調信号６２０８を作成する（図６５）。限定的ではなく例
示の目的ために、情報信号はディジタル信号として示され、位相変調は振動信号
の位相を１８０°シフトするように示されていることに注意されたい。当業者で
あれば、情報信号はアナログ（典型的にはディジタルであるが）である場合もあ
り、１８０°以外の位相変調も使用される場合があることを理解されるであろう
。図６２は、位相被変調信号６２０８を受信し、パルス整形済みＰＭ信号６２１
０を出力するパルス整形器６２１６を示す（図６６）。パルス整形器はオプショ
ンであり、位相変調器１４０４の選択と設計に依存する。情報信号「Ｂ」６３０
４とバイアス信号１６０４（要求された場合）は、加算モジュール１６０６（オ
プション）によって組み合わされ、基準信号６２０６を生成する（図６７）。パ
ルス整形済みＰＭ信号６２１０は、スイッチモジュール１４１０、１６１４にル
ーティングされ、ここでこれは基準信号６２０６をゲート制御し、これによって
、調波の多い信号６２１２を生成する（図６８）。調波の多い信号６２１２の振
幅は基準信号６２０６の関数として変化し、調波の多い信号６２１２の周期とパ
ルス幅は、パルス整形済みＰＭ信号６２１０と実質的に同じであることが分かる
。図６９および図７０は、調波の多い信号６２１２の基本調波と第２の高調波だ
けを示す。実際には、無限の数の高調波があるが、例示の目的のために（限定的
ではなく）、調波の多い信号６２１２上に存在し、また高調波の各々上にも存在
する位相変調と振幅変調の両方を説明するためには、最初の２つの高調波で十分
である。フィルタ１４１４と１６１８は、望ましくない高調波を除去し、所望の
高調波６２１４は、送信モジュール１４１８、１６２２（オプション）にルーテ
ィングされ、ここで送信のために準備される。送信モジュール１４１８、１６２
２はそれから、送信信号１４２０、１６２４を出力する。当業者であれば、これ
らの例は、説明の目的のためだけに提供されているのであって、限定的なもので
はないことが理解されるであろう。

【０１２０】 上記の実施形態は、例示の目的ために提供だれたものである。これらの実施形
態は本発明を制限するように意図されてはいない。当業者であれば、ここに含ま
れる教示に基づいて、ここに説明したものとはわずかにまたは大幅に異なる代替
の実施形態も明らかであろう。そのような代替の実施形態は、「Ｉ／Ｑ」モード
での変調技術の組合せを含むが、これに限定されるものではない。そのような代
替実施形態は、本発明の範囲と趣旨の範囲内に入る。

【０１２１】 ３．３ 実施形態を実施するための方法とシステム 上述の方法（複数可）、構造（複数可）、および／または実施形態に関する、
例としての動作のおよび／または構造の実施形態がこのセクション（とそのサブ
セクション）に示される。これらの構成要素と方法は、例示の目的のためにここ
に示されるものであって、限定的なものではない。本発明は、ここに説明した構
成要素と方法の特定の例に限定されるものではない。当業者であれば、ここに含
まれる教示に基づいて代替実施形態（ここに説明したものの同等例、拡張例、変
形例、逸脱例などを含む）も明らかであろう。そのような代替実施形態も、本発
明の範囲と趣旨の範囲内にある。

【０１２２】 ３．３．１ 電圧制御発振器（ＦＭモード） 上述のように、本発明の周波数変調（ＦＭ）モードの実施形態は、電圧制御発
振器（ＶＣＯ）を使用する。例として、図１２のＶＣＯ１２０４を参照のこと。
本発明はＶＣＯの多くの実施形態をサポートする。ＶＣＯ２３０４の例としての
実施形態（図２３）が、以下に説明される。しかしこれらの例は、例示の目的の
ためにだけ提供されるものであることを理解されたい。本発明はこれらの実施形
態に限定されるものではない。

【０１２３】 ３．３．１．１ 動作の説明 情報信号２３０２が受け取られ、周波数が情報信号２３０２の関数として変化
する振動信号２３０６が生成される。振動信号２３０６はまた、周波数変調中間
信号２３０６とも呼ばれる。情報信号２３０２は、アナログまたはディジタルま
たはこれらの組合せであり、所望の範囲内で保証するように条件付けられている
。

【０１２４】 情報信号２３０２がディジタルである場合は、振動信号２３０６は、離散周波
数の間を変化する。たとえば、バイナリシステムでは、第１の周波数はディジタ
ル的に「ハイ」に対応し、第２の周波数はディジタル的に「ロー」に対応する。
どちらの周波数も「ハイ」または「ロー」に対応し、これは使用されている慣例
に依存する。この動作は、ＦＭのサブセットである周波数シフトキーイング（Ｆ
ＳＫ）と呼ばれる。情報信号２３０２がアナログの場合、振動信号２３０６の周
波数はそのアナログ信号の関数として変化し、上述のＦＳＫのサブセットに限定
されない。

【０１２５】 振動信号２３０６は、正弦波、矩形の波、三角形の波、パルス、または他の任
意の連続的な周期波形である場合もある、周波数変調信号である。上述のように
、当業者であれば正確または完全な波形の達成を妨げる物理的な制限と数学的な
障害を認識するであろうし、完全な波形が生成されるまたは必要とされることが
本発明の意図ではない。ここでもまた上述のように、解説を簡単にするために、
「矩形の波形」という言葉は実質的に矩形である波形を指すために使用され、「
方形波」という言葉は実質的に正方形である波形を指し、「三角形の波」という
言葉は実質的に三角である波形を指し、「パルス」という言葉は実質的にパルス
である波形を指し、完全な方形波、三角波またはパルスが生成されるまたは必要
とされることが本発明の意図ではない。

【０１２６】 ３．３．１．２ 構造の説明 電圧制御発振器２３０４の設計と使用は、当業者にはよく知られている。ＶＣ
Ｏ２３０４は、個々の構成要素から設計され製造されるか、または「規格品」で
購入される。ＶＣＯ２３０４は、発信元から情報信号２３０２を受け取る。情報
信号２３０２は、ベースバンドにあり、一般には、既定の電圧範囲内にある電気
信号である。情報がディジタルであるとすると、電圧は離散レベルにある。情報
がアナログであるとすると、電圧はより高いレベルとより低いレベルの間を連続
的に変化することができる。ＶＣＯ２３０４は、情報信号２３０２の電圧を使用
して、変調振動信号２３０６を出力させる。情報信号２３０２は、ベースバンド
信号であり振動信号を変調するために使用されるため、変調ベースバンド信号２
３０２と呼ばれる。

【０１２７】 振動信号２３０６の周波数は、変調ベースバンド信号２３０２の電圧の関数と
して変化する。変調ベースバンド信号２３０２がディジタル情報を表すならば、
振動信号２３０６の周波数は離散レベルにある。他方、変調ベースバンド信号２
３０２がアナログ情報を表すとすると、振動信号２３０６の周波数はより高い周
波数限界とより低い周波数限界の間を連続して変化することができる。振動信号
２３０６は、正弦波、矩形波、三角波、パルス、または他の任意の連続的な周期
波形である場合がある。

【０１２８】 周波数変調振動信号２３０６はその後、スイッチモジュール２８０２を駆動す
るために使用される。

【０１２９】 ３．３．２ 局部発振器（ＰＭ、ＡＭ、および「Ｉ／Ｑ」モード） 上述のように、本発明の位相変調（ＰＭ）と振幅変調（ＡＭ）モードの実施形
態は、局部発振器を使用している。そこで、同相／直交位相変調（「Ｉ／Ｑ」）
モードの実施形態も局部発振器を使用する。例として、図１４の局部発振器１４
０６、図１６の局部発振器１６１０、図１８の局部発振器１８０６を参照のこと
。本発明は局部発振器の多くの実施形態をサポートする。局部発振器２４０２（
図２４）の例としての実施形態は以下に説明される。しかし、これらの例は説明
の目的のためにだけ提供されることを理解されたい。本発明はこれらの実施形態
に限定されない。

【０１３０】 ３．３．２．１ 動作の説明 振動信号２４０４が生成される。信号２４０４の周波数は選択できるが、一般
には「可変的」とは見なされない。つまり、周波数は特定の実施に対して特定の
値になるように選択されるが、一般には、これは情報信号２３０２（つまり変調
ベースバンド信号）の関数としては変化しない。

【０１３１】 振動信号２４０４は一般に正弦波であるが、矩形波、三角波、パルス、または
他の任意の連続的な周期波形である場合もある。上述のように、当業者であれば
正確または完全な波形の達成を妨げる物理的な制限と数学的な障害を認識するで
あろうし、完全な波形が生成されるまたは必要とされることが本発明の意図では
ない。ここでもまた上述のように、解説を簡単にするために、「矩形の波形」と
いう言葉は実質的に矩形である波形を指すために使用され、「方形波」という言
葉は実質的に正方形である波形を指し、「三角波」という言葉は実質的に三角で
ある波形を指し、「パルス」という言葉は実質的にパルスである波形を指し、そ
して完全な方形波、三角波またはパルスが生成されるまたは必要とされることが
本発明の意図ではない。

【０１３２】 ３．３．２．２ 構造の説明 局部発振器２４０２の設計と使用は、当業者にはよく知られている。局部発振
器２４０２は、個々に構成要素から設計され製造されるか、「規格品」で購入さ
れる。局部発振器２４０２は一般には、特定の周波数を出力するように設定され
る。出力は「固定」である場合もあり、回路の設計に基づいて「選択可能」であ
る場合もある。固定されているとすると、出力は実質的に変えられない固定周波
数と考えられる。出力周波数が選択可能であるとすると、回路の設計は、制御信
号を局部発振器２４０２に印加し、異なる用途に対して周波数を変えることを可
能にする。しかし、局部発振器２４０２の出力周波数は、変調ベースバンド信号
２３０２のような情報信号２３０２の関数として「可変的」であるとは考えられ
ない。（発振器の出力周波数が情報信号の関数として可変的であることが望まし
いならば、好ましくはＶＣＯが使用されるであろう。）振動信号２４０４は一般
に正弦波であるが、矩形波、三角波、パルス、または他の任意の連続的な周期波
形である場合もある。

【０１３３】 局部発振器２４０２の出力は、位相変調器２６０６、移相回路２５０４、スイ
ッチモジュール３１０２のような他の回路構成要素への入力である。

【０１３４】 ３．３．３ 移相器（「Ｉ／Ｑ」モード） 上述のように、本発明の同相／直交位相変調（「Ｉ／Ｑ」）モードの実施形態
は、移相器を使用している。例として、図１８の移相器１８１０を参照のこと。
本発明は、移相器の多くの実施形態をサポートしている。移相器２５０４（図２
５）の例としての実施形態が以下に説明される。本発明はこれらの実施形態に限
定されない。ここに含まれる説明は、「９０°移相器」に関する説明である。９
０°移相器は、説明を簡単にするために使用されており、当業者であれば本発明
の意図から離れることなく、他の移相も使用できることを理解されるであろう。

【０１３５】 ３．３．３．１ 動作の説明 「同相」振動信号２５０２が受信され、「直交位相」振動信号２５０６が出力
される。同相（「Ｉ」）信号２５０６が正弦波と呼ばれるとすると、直交位相（
「Ｑ」）信号２５０６は、余弦波と呼ぶことができる（つまり「Ｑ」信号２５０
６は、「Ｉ」信号２５０２とは９０°位相が外れている）。しかし、これらは矩
形の波、三角波、パルス、または他の任意の連続的な周期波形である場合もある
。上述のように、当業者であれば正確または完全な波形の達成を妨げる物理的な
制限と数学的な障害を認識するであろうし、完全な波形が生成されるまたは必要
とされることが本発明の意図ではない。ここでもまた上述のように、解説を簡単
にするために、「矩形の波形」という言葉は実質的に矩形である波形を指すため
に使用され、「方形波」という言葉は実質的に正方形である波形を指し、「三角
波」という言葉は実質的に三角である波形を指し、「パルス」という言葉は実質
的にパルスである波形を指し、そして完全な方形波、三角波またはパルスが生成
されるまたは必要とされることが本発明の意図ではない。波形の形にかかわらず
、「Ｑ」信号２５０６は、波形の４分の１周期分「Ｉ」信号２５０６とは位相が
外れている。「Ｉ」信号２５０２と「Ｑ」信号２５０６の周波数は実質的に等し
い。

【０１３６】 本明細書に含まれる解説は、９０°ずつずれた２つの中間信号がある、さらに
一般的な実施形態に限定される。これは本発明を限定するものではない。当業者
であれば、ここでは難しく本発明の「Ｉ／Ｑ」実施形態に適用される技術はまた
、中間信号が９０°以外の量によってシフトされ、また２つ以上の中間周波数が
ある、珍しい実施形態にもまた適用できることが明らかであろう。

【０１３７】 ３．３．３．２ 構造の説明 移相器２５０４の設計と使用は、当業者にはよく知られている。移相器２５０
４は、個々の構成要素から設計され製造されるか、または「規格品」で購入され
る。移相器は、ＶＣＯ２３０４または局部発振器２４０２のような多くの発信元
のうち任意の発信元から「同相の」（「Ｉ」）振動信号２５０２を受け取り、着
信「Ｉ」信号２５０２と実質的に同じ周波数で実質的に同じ形であるが、９０°
移相されている「直交位相」（「Ｑ」）振動信号２５０６を出力する。「Ｉ」信
号２５０２も「Ｑ」信号２５０６も一般には正弦波であるが、これらは矩形波、
三角波、パルス、または別の任意の連続的な周期波形である場合もある。波形の
形にかかわらず、「Ｑ」信号２５０６は「Ｉ」信号２５０２から波形の４分の１
周期だけ位相が外れている。「Ｉ」信号２５０２も「Ｑ」信号２５０６も変調さ
れる。

【０１３８】 移相器２５０４の出力は、位相変調器２６０６への入力として使用できる。

【０１３９】 ３．３．４ 位相変調器（ＰＭおよび「Ｉ／Ｑ」モード） 上述のように、本発明の、同相／直交位相変調（「Ｉ／Ｑ」）モードの実施形
態を含む位相変調（ＰＭ）モードの実施形態は、位相変調器を使用している。例
として、図１４の位相変調器１４０４と図１８の位相変調器１８０４と１８１６
を参照のこと。本発明は位相変調器の多くの実施形態をサポートする。位相変調
器２６０６（図２６）の例としての実施形態が以下に説明される。しかし、これ
らの例は例示の目的のためにだけ提供されていることを理解されたい。本発明は
これらの実施形態に限定されるものではない。

【０１４０】 ３．３．４．１ 動作の説明 情報信号２６０２と振動信号２６０４が受け取られ、位相が情報信号２６０２
の関数として変化する位相変調振動信号２６０８が出力される。情報信号２６０
２はアナログまたはディジタルであり、所望の範囲内であることを保証するよう
に条件づけられている。振動信号２６０４は、正弦波、矩形波、三角波、パルス
、または他の任意の連続的な周期波形である場合がある。上述のように、当業者
であれば正確または完全な波形の達成を妨げる物理的な制限と数学的な障害を認
識するであろうし、完全な波形が生成されるまたは必要とされることが本発明の
意図ではない。ここでもまた上述のように、解説を簡単にするために、「矩形の
波形」という言葉は実質的に矩形である波形を指すために使用され、「方形波」
という言葉は実質的に正方形である波形を指し、「三角波」という言葉は実質的
に三角である波形を指し、「パルス」という言葉は実質的にパルスである波形を
指し、そして完全な方形波、三角波またはパルスが生成されるまたは必要とされ
ることが本発明の意図ではない。変調振動信号２６０８はまた、変調中間信号２
６０８とも呼ばれる。

【０１４１】 情報信号２６０２がディジタルの場合、変調中間信号２６０８は、離散値の間
で移相し、第１の位相（たとえばｓｉｎ（ωｔ＋θ₀）によって表される信号）
は、ディジタルの「ハイ」に対応し、第２の位相（たとえば（ｓｉｎωｔ＋θ₀
＋δ）によって表される信号で、上式でδは位相がシフトされた量を表す）はデ
ィジタルの「ロー」に対応する。どちらの位相も使用されている慣例次第で「ハ
イ」または「ロー」に対応する場合がある。この動作は、ＰＭのサブセットであ
る位相シフトキーイング（ＰＳＫ）と呼ばれる。

【０１４２】 情報信号２６０２がアナログであるとすると、変調中間信号２６０８は情報信
号２６０２の関数として変化し、上述のＰＳＫのサブセットに限定されない。

【０１４３】 変調中間信号２６０８は、正弦波、矩形波、三角波、パルス、または他の任意
の連続的な周期波形であり、実質的に振動信号２６０４と同じ周期を有する位相
変調信号である。

【０１４４】 ３．３．４．２ 構造の説明 位相変調器２６０６の設計と使用は、当業者にはよく知られている。位相変調
器２６０６は個別構成要素から設計され製造されるか、「規格品」で購入される
。位相変調器２６０６は、発信元から情報信号２６０２を受け取り、局部発振器
２４０２または移相器２５０４から振動信号２６０４を受け取る。情報信号２６
０２はベースバンドにあり、一般には、既定の電圧範囲内の電気信号である。情
報がディジタルであるならば、電圧は離散レベルにある。情報がアナログである
ならば、電圧は情報信号２６０２の関数としてより高いレベルとより低いレベル
の間を連続的に変化する。位相変調器２６０６は、情報信号２６０２の電圧を使
用して振動信号２６０４を変調し、変調中間信号２６０８を出力させる。情報信
号２６０２は、ベースバンド信号であり振動信号を変調するために使用されてい
るため、変調ベースバンド信号２６０４と呼ばれる。

【０１４５】 変調中間信号２６０８は、位相が変調ベースバンド信号２６０２の電圧の関数
として変化する振動信号である。変調ベースバンド信号２６０２がディジタル情
報を表すならば、変調中間信号２６０８の位相は、離散した量だけシフトする（
たとえば、変調中間信号２６０８は、ｓｉｎ（ωｔ＋θ₀）と、ｓｉｎ（ωｔ＋
θ₀＋δ）の間の、δの量だけシフトする）。他方、変調ベースバンド信号２６
０２がアナログ情報を表す場合、変調中間信号２６０８の位相は、情報信号２６
０２の関数としてより高い位相限度とより低い位相限度の間を連続的にシフトす
る。１つの例としての実施形態では、変調中間信号２６０８のより高い限度とよ
り低い限度は、ｓｉｎ（ωｔ＋θ₀）と、ｓｉｎ（ωｔ＋θ₀＋π）として表され
る。他の実施形態では、移相の範囲はπよりも小さい場合がある。変調中間信号
２６０８は、正弦波、矩形波、三角波、パルス、または他の任意の連続的な周期
波形である場合がある。

【０１４６】 位相変調中間信号２６０８は、その後、スイッチモジュール２８０２を駆動す
るために使用される。

【０１４７】 ３．３．５ 加算モジュール（ＡＭモード） 上述のように、本発明の振幅変調（ＡＭ）モードの実施形態は、加算モジュー
ルを使用する。例として、図１６の加算モジュール１６０６を参照のこと。この
発明は加算モジュールの多くの実施形態をサポートしている。加算モジュール２
７０６（図２７）の例としての実施形態が以下に説明される。しかし、これらの
例は例示の目的のためにだけ提供されていることを理解されたい。本発明はこれ
らの実施形態に限定されない。これは、変調がＡＭの時、「Ｉ／Ｑ」モードの実
施形態でも使用される。加算モジュール２７０６は、すべてのＡＭ実施形態で使
用される必要はない。

【０１４８】 ３．３．５．１ 動作の説明 情報信号２７０２とバイアス信号２７０２が受け取られ、基準信号が出力され
る。情報信号２７０２は、アナログまたはディジタルであり、任意の回路構成要
素を破損しないように正しい範囲内であることを保証するように条件づけられて
いる。バイアス信号２７０４は通常は、直流（ＤＣ）信号である。

【０１４９】 情報信号２７０２がディジタルの場合、基準信号２７０６は離散値の間をシフ
トし、第１の値はディジタル的な「ハイ」に対応し、第２の値はディジタル的な
「ロー」に対応する。どちらの値も使用されている慣例次第で「ハイ」または「
ロー」に対応する場合がある。この動作は、ＡＭのサブセットである振幅シフト
キーイング（ＡＳＫ）と呼ばれる。

【０１５０】 情報信号２７０２がアナログであるならば、基準信号２７０８の値は、情報信
号２７０２のより高い限界とより低い限界に対応するより高い極値とより低い極
値の間を直線的に変化する。ここでも基準信号２７０８のどちらの極値も、使用
されている慣例次第で、情報信号２７０２のより高い限界またはより低い限界に
対応する。

【０１５１】 基準信号２７０８は、ディジタルまたはアナログ信号であり、実質的に情報信
号２７０２に比例している。

【０１５２】 ３．３．５．２ 構造の説明 加算モジュール２７０６の設計と使用は、当業者にはよく知られている。加算
モジュール２７０６は、個別構成要素から設計され製造されるか、「規格品」で
購入される。加算モジュール２７０６は、発信元から情報信号２７０２を受け取
る。情報信号２７０２はベースバンドであり、一般には既定の電圧範囲内の電気
信号である。情報がディジタルであるとすると、情報信号２７０２は、２つの離
散レベルのどちらかの側にある。情報がアナログであるとすると、情報信号２７
０２はより高いレベルとより低いレベルの間を連続的に変化する。加算モジュー
ル２７０６は情報信号２７０２の電圧を使用し、これをバイアス信号２７０４と
組み合わせる。加算モジュール２７０６の出力は、基準信号２７０８と呼ばれる
。加算モジュール２７０６の目的は、基準信号２７０８を所望の信号範囲内にす
ることである。当業者であれば、情報信号２７０２が、すでに所望の範囲内にあ
るならば、バイアス信号２７０４と合計されなくても直接使用できることが分か
るであろう。情報信号２７０２はベースバンド信号であるが、典型的には、ＡＭ
実施形態では、振動信号を直接変調するためには使用されない。基準信号２７０
８の振幅は、情報信号２７０２がディジタル情報を表すならば、離散レベルにあ
る。他方、情報信号２７０２がアナログ情報を表すならば、基準信号２７０８の
振幅はより高い限度とより低い限度の間を連続的に変化する。基準信号２７０８
の振幅は実質的に情報信号２７０２に比例しているが、正基準信号２７０８が正
情報信号２７０２を表す必要はない。

【０１５３】 基準信号２７０８は、スイッチモジュール３１０２の第１の入力３１０８へル
ーティングされる。１つの例としての実施形態では、抵抗器２８２４が、加算モ
ジュール２７０６の出力（または、加算増幅器２７０６が使用されていない実施
形態では、情報信号２７０２の発信元）とスイッチモジュール３１０２のスイッ
チ３１１６の間で接続されている。

【０１５４】 ３．３．６ スイッチモジュール（ＦＭ、ＰＭ、および「Ｉ／Ｑ」モード） 上述のように、本発明の周波数変調（ＦＭ）モードの実施形態、位相変調（Ｐ
Ｍ）モードの実施形態、同相／直交位相変調（「Ｉ／Ｑ」）モードの実施形態は
、スイッチモジュール２８０２と呼ばれるスイッチアセンブリを使用している（
図２８Ａ〜図２８Ｃ）。例として、スイッチモジュール２８０２は、図１２のス
イッチモジュール１２１４、図１４のスイッチモジュール１４１０、図１８のス
イッチモジュール１８２２と１８２８内の構成要素である。本発明はスイッチモ
ジュールの多くの実施形態をサポートする。スイッチモジュール２８０２の例と
しての実施形態が次に説明する。しかしこれらの例は説明のためにだけ提供され
ていることを理解されたい。本発明はこれらの実施形態に限定されるものではな
い。スイッチモジュール２８０２とその、ＦＭモードの実施形態、ＰＭモードの
実施形態、「Ｉ／Ｑ」モードの実施形態における動作は、実質的には、以下のセ
クション３．３．７〜３．３．７．２に説明するＡＭモードの実施形態の動作と
同じである。

【０１５５】 ３．３．６．１ 動作の説明 バイアス信号２８０６は被変調振動信号２８０４の印加の結果としてゲート制
御され、調波の多い波形を伴う信号２８１４が作成される。バイアス信号２８０
６は、一般には、固定電圧である。変調振動信号２８０４は、周波数変調されて
いるか、位相変調されているか、または他の任意の変調スキームか、これらの組
合せである場合がある。ある振幅シフトキーイングモードにおけるようなある実
施形態では、変調振動信号２８０４はまた振幅変調されている場合もある。変調
振動信号２８０４は、正弦波、矩形波、三角波、パルス、または他の任意の連続
的な周期波形である場合がある。好適実施形態では、変調振動信号２８０４は矩
形波である。上述のように当業者であれば正確または完全な波形の達成を妨げる
物理的な制限と数学的な障害を認識するであろうし、完全な波形が生成されるま
たは必要とされることが本発明の意図ではない。ここでもまた上述のように、解
説を簡単にするために、「矩形の波形」という言葉は実質的に矩形である波形を
指すために使用され、「方形波」という言葉は実質的に正方形である波形を指し
、「三角波」という言葉は実質的に三角である波形を指し、そして「パルス」と
いう言葉は実質的にパルスである波形を指し、そして完全な方形波、三角波また
はパルスが生成されるまたは必要とされることが本発明の意図ではない。

【０１５６】 今後、調波の多い信号２８１４と呼ばれる調波の多い波形を伴う信号２８１４
は、変調振動信号２８０４と実質的に同じように変調された、連続的な周期波形
である。すなわち、変調振動信号２８０４が周波数変調されているならば、調波
の多い信号２８１４も周波数変調されており、変調振動信号２８０４が位相変調
されているならば、調波の多い信号２８１４も位相変調されている。（一実施形
態では、調波の多い信号２８１４は、実質的に矩形の波形である。）前述のよう
に、矩形波のような連続的な周期波形は、元の波形の基本周波数（フーリエ成分
周波数）の整数倍である周波数での正弦波成分（高調波）を有する。したがって
調波の多い信号２８１４はそれ自体の基本周波数の整数倍である周波数での正弦
信号から成り立つ。

【０１５７】 ３．３．６．２ 構造の説明 本発明の実施形態のスイッチモジュール２８０２は、第１の入力２８０８、第
２の入力２８１０、制御入力２８２０、出力２８２２、およびスイッチ２８１６
を含む。バイアス信号２８０６は、スイッチモジュール２８０２の第１の入力２
８０８に印加される。一般にはバイアス信号２８０６は固定電圧であり、本発明
の一実施形態では、抵抗器２８２４はバイアス信号２８０６とスイッチ２８１６
の間に位置する。スイッチモジュール２８０２の第２の入力２８１０は一般には
、電気アース２８１２にある。しかし当業者であれば、第２の信号２８１８がバ
イアス信号２８０６と異なる場合、第２の入力２８１０が電気アース２８１２に
なく第２の信号２８１８にある、代替の実施形態が存在することが分かるであろ
う。

【０１５８】 変調振動信号２８０４は、スイッチモジュール２８０２の制御入力２８２０に
接続されている。変調振動信号２８０４は、周波数変調されているか位相変調さ
れている。（状況と実施形態によっては、オン／オフキーイングにおけるように
振幅変調されている場合もあるが、これは一般的ではないのでここでは説明され
ない。）変調振動信号２８０４は正弦波、矩形波、三角波、パルス、または他の
連続的な周期波形である場合がある。好ましい実施形態では、これは矩形波であ
る。変調振動信号２８０４は、スイッチ２８１６を開閉させる。

【０１５９】 上記のセクション３．３．６．１に説明した調波の多い信号２８１４は、スイ
ッチモジュール２８０２の出力２８２２において見いだされる。調波の多い信号
２８１４は、変調振動信号２８０４と実質的に同じように変調されている連続的
な周期波形である。すなわち、変調振動信号２８０４が周波数変調されている場
合、調波の多い信号２８１４もまた周波数変調されており、変調振動信号２８０
４が位相変調されているならば、調波の多い信号２８１４も位相変調されている
。一実施形態では、調波の多い信号２８１４は、実質的に矩形の波形を有する。
前述のように、矩形波のような連続的な周期波形は、元の波形の基本周波数（フ
ーリエ成分周波数）の整数倍である周波数で正弦波成分（高調波）を有する。し
たがって、調波の多い信号２８１４は、それ自身の基本周波数の整数倍である周
波数での正弦信号から成り立つ。これらの正弦信号の各々はまた、これが導出さ
れた連続的な周期波形（つまり変調振動信号２８０４）と実質的に同じように変
調されている。

【０１６０】 スイッチモジュール２８０２は次のように動作する。スイッチ２８１６が「開
いて」いる時、スイッチモジュール２８０２の出力２８２２は、バイアス信号２
８０６と実質的に同じ電圧レベルにある。したがって調波の多い信号２８１４が
スイッチモジュール２８０２の出力２８２２に直接接続されているので、調波の
多い信号２８１４の振幅はバイアス信号２８０６の振幅と等しい。被変調振動信
号２８０４がスイッチ２８１６を「閉じる」状態にする時、スイッチモジュール
２８０２の出力２８２２は、スイッチモジュール２８０２の第２の入力２８１０
（たとえば本発明の一実施形態におけるアース２８１２）に電気的に接続され、
調波の多い信号２８１４の振幅は、第２の入力２８１０に存在する電位と同じに
なる（たとえば、第２の入力２８１０が電気アース２８１２に接続されている実
施形態については、ゼロボルト）。変調振動信号２８０４がスイッチ２８１６を
再び「開く」状態にする時、調波の多い信号２８１４の振幅は、再びバイアス信
号２８０６と等しくなる。したがって、調波の多い信号２８１４の振幅は、２つ
の信号レベルすなわちバイアス信号２８０６またはアース２８１２のどちらかで
あり、スイッチ２８１６を開閉させる変調振動信号２８０４の周波数に実質的に
等しい周波数を有する。調波の多い信号２８１４は、変調振動信号２８０４と実
質的に同じように変調されている。当業者であれば、いくつかのスイッチ設計の
うち任意のスイッチ設計が、ここに説明されるように本発明の範囲と趣旨を満た
すことが分かるであろう。

【０１６１】 本発明の実施形態では、スイッチ２８１６は、ダイオードリングのような半導
体装置である。別の実施形態では、スイッチは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）
のようなトランジスタである。ＦＥＴがガリウムヒ素（ＧａＡｓ）である実施形
態では、スイッチモジュール２８０２は、図２９Ａ〜図２９Ｃに見られるように
設計することができ、ここで変調振動信号２８０４はＧａＡｓＦＥＴ２９０１の
ゲート２９０２に接続され、バイアス信号２８０６はバイアス抵抗器２８２４を
介してＧａＡｓＦＥＴ２９０１のソース２９０４に接続され、電気アース２８１
２はＧａＡｓＦＥＴ２９０１のドレイン２９０６に接続されている。（図２９Ｃ
に示された代替実施形態では、第２の信号２８１８はＧａＡｓＦＥＴ２９０１の
ドレイン２９０６に接続されている。）ＧａＡｓＦＥＴのドレインとソースは交
換可能なので、バイアス信号２８０６はソース２９０４またはドレイン２９０６
のどちらかに印加されることができる。ＧａＡｓＦＥＴ内でソースとドレインが
対称ではないかも知れないという懸念があるならば、スイッチモジュールを図３
０Ａ〜図３０Ｃに示されたように設計することができ、ここで２つのＧａＡｓＦ
ＥＴ３００２と３００４は互いに接続され、第１の３００２のソース３０１０は
第２の３００４のドレイン３０１２に接続され、第１の３００２のドレイン３０
０６は、第２の３００４のソース３００８に接続されている。この設計配置で、
実質的にすべての非対称性が解消される。

【０１６２】 設計の代替の実施は、コンデンサの一方がスイッチの第１の入力に接続され、
コンデンサの他方がスイッチの第２の入力に接続される「ドウェルコンデンサ」
を含む。この設計の目的は、パルス幅を実際に広げずに、パルスの見かけの開口
を拡大することである。当業者であれば、他のスイッチ設計と実装は明らかであ
ろう。

【０１６３】 スイッチモジュール２８０２の出力２８２２、つまり調波の多い信号２８１４
は、ＦＭとＰＭモードではフィルタ３５０４にルーティングでき、或いは「Ｉ／
Ｑ」モードでは加算器３４０２にルーティングできる。

【０１６４】 ３．３．７ スイッチモジュール（ＡＭモード） 上述のように、本発明の振幅変調（ＡＭ）モードの実施形態は、スイッチモジ
ュール３１０２（図３１Ａ〜図３１Ｃ）と呼ばれるスイッチングアセンブリを使
用する。例としては、スイッチモジュール３１０２は、図１６のスイッチモジュ
ール１６１４内の構成要素である。本発明はスイッチモジュールの多くの実施形
態をサポートする。スイッチモジュール３１０２の例としての実施形態が以下に
説明される。しかし、これらの例は例示の目的のためにだけ提供されていること
を理解されたい。本発明はこれらの実施形態に限定されない。ＡＭモードでの実
施形態でのスイッチモジュール３１０２とその動作は、上記のセクション３．３
．６〜３．３．６．２に説明したＦＭ、ＰＭ、および「Ｉ／Ｑ」モードの実施形
態での動作と実質的に同じである。

【０１６５】 ３．３．７．１ 動作の説明 基準信号３１０６は、振動信号３１０４の印加の結果としてゲート制御され、
調波の多い波形を伴う信号３１１４が生成される。基準信号３１０６は、情報信
号２７０２の関数であり、たとえば、情報信号２７０２とバイアス信号２７０４
の合計であるか、情報信号２７０２自体のどちらかである。ＡＭモードでは、振
動信号３１０４は一般に変調されないが、変調される場合もある。

【０１６６】 振動信号３１０４は、正弦波、矩形波、三角波、パルス、または他の任意の連
続的な周期波形である。好ましい実施形態では、これは矩形波である。上述のよ
うに当業者であれば正確または完全な波形の達成を妨げる物理的な制限と数学的
な障害を認識するであろうし、完全な波形が生成されるまたは必要とされること
が本発明の意図ではない。ここでもまた上述のように、解説を簡単にするために
、「矩形の波形」という言葉は実質的に矩形である波形を指すために使用され、
「方形波」という言葉は実質的に正方形である波形を指し、「三角波」という言
葉は実質的に三角である波形を指し、そして「パルス」という言葉は実質的にパ
ルスである波形を指し、そして完全な方形波、三角波またはパルスが生成される
または必要とされることが本発明の意図ではない。

【０１６７】 今後、調波の多い信号３１１４と呼ばれる調波の多い波形を伴う信号３１１４
は、振幅が基準信号の関数である連続的な周期波形である。すなわち、これはＡ
Ｍ信号である。一実施形態では、調波の多い信号３１１４は実質的に矩形の波形
を有する。上述のように、矩形波のような連続的な周期波形は、元の波形の基本
周波数（フーリエ成分周波数）の整数倍である周波数での正弦波成分（高調波）
を有する。したがって、調波の多い信号３１１４はそれ自体の基本周波数の整数
倍である周波数での正弦信号から成り立つ。

【０１６８】 当業者であれば、変調の組合せ（たとえばＰＭとＡＳＫ、ＦＭとＡＭなど）が
同時に使用される代替実施形態が存在することを分かるであろう。これらの代替
実施形態では、振動信号３１０４は変調される場合がある。これらの代替実施形
態は当業者には明らかであり、したがってここでは説明されない。

【０１６９】 ３．３．７．２ 構造の説明 本発明のスイッチモジュール３１０２は、第１の入力３１０８、第２の入力３
１１０、制御入力３１２０、出力３１２２、およびスイッチ３１１６を含む。基
準信号３１０６は、スイッチモジュール３１０２の第１の入力３１０８に印加さ
れる。一般に、基準信号３１０６は情報信号２７０２の関数であり、情報信号２
７０２とバイアス信号の合計か、情報信号２７０２自体のどちらかである。本発
明の一実施形態では、抵抗器３１２４は基準信号３１０６とスイッチ３１１６の
間に位置する。スイッチモジュール３１０２の第２の入力３１１０は一般には電
気アース３１１２にあるが、当業者であれば第２の入力３１１０が電気アース３
１１２になく、第２の信号３１１８に接続されている代替実施形態が存在するこ
とを分かるであろう。代替実施形態では、基準信号３１０６の反転した値がスイ
ッチモジュール３１０２の第２の入力３１１０に接続されている。

【０１７０】 振動信号３１０４は、スイッチモジュール３１０２の制御入力３１２０に接続
されている。一般にＡＭモードでは振動信号３１０４は変調されないが、当業者
であれば、振動信号３１０４が周波数変調されるか位相変調される実施形態があ
ることを分かるであろうが、これらの実施形態は本明細書では説明されない。振
動信号３１０４は、正弦波、矩形波、三角波、パルス、または他の任意の連続的
な周期波形である場合がある。好ましい実施形態では、これは矩形波である。振
動信号３１０４は、スイッチ３１１６を開閉させる。

【０１７１】 上記のセクション３．３．７．１で説明した調波の多い信号３１１４は、スイ
ッチモジュール３１０２の出力３１２２において見いだされる。調波の多い信号
３１１４は連続的な周期波形で、その振幅は基準信号の振幅の関数である。一実
施形態では、調波の多い信号３１１４は実質的に矩形の波形を有する。前述のよ
うに、矩形波のような連続的な周期波形は、元の波形の基本周波数（フーリエ成
分周波数）の整数倍である周波数の正弦波成分（高調波）を有する。したがって
、調波の多い信号３１１４は、それ自体基本周波数の整数倍である周波数での正
弦信号から成り立つ。前述のように、連続的な周期波形の高調波の相対的な振幅
は、一般には、矩形波のパルス幅と基本周波数の周期の比の関数であり、周期波
形のフーリエ解析を行うことにより決定できる。本発明のＡＭモードのように、
周期波形の振幅が変化すると、周期波形の振幅における変化は、高調波の絶対振
幅に比例的な効果を有する。言い換えれば、ＡＭが高調波の各々の一番上に埋め
込まれる。

【０１７２】 スイッチモジュール３１０２の説明は、実質的には次の通りである。スイッチ
３１１６が「開いて」いる時、調波の多い信号３１１４の振幅は実質的に基準信
号３１０６に等しい。振動信号３１０４がスイッチ３１１６を「閉じる」状態に
する時、スイッチモジュール３１０２（たとえば一実施形態のアース３１１２）
の出力３１２２は、スイッチモジュール３１０２の第２の入力３１１０に電気的
に接続され、調波の多い信号３１１４の振幅は、第２の入力３１１０の値（たと
えば、第２の入力３１１０が電気アース３１１２に接続されている実施形態につ
いてはゼロボルト）に等しくなる。振動信号３１０４がスイッチ３１１６を再び
「開く」状態にする時、調波の多い信号３１１４の振幅は再び実質的に基準信号
３１０６に等しくなる。したがって、調波の多い信号３１１４の振幅は、２つの
信号レベルすなわち基準信号３１０６またはアース３１１２のどちらかにあり、
スイッチ３１１６を開閉させる振動信号３１０４の周波数に実質的に等しい周波
数を有する。第２の入力３１１０が第２の信号３１１８に接続されている代替実
施形態では、調波の多い信号３１１４は基準信号３１０６と第２の信号３１１８
の間を変化する。当業者であれば、いくつかのスイッチモジュールの設計のうち
任意の設計が、本発明の範囲と趣旨を満たすことが分かるであろう。

【０１７３】 本発明の一実施形態では、スイッチ３１１６は、ダイオードリングのような半
導体装置である。別の実施形態では、スイッチは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ
）のようなトランジスタであるが、これに限定されるものではない。ＦＥＴがガ
リウムヒ素（ＧａＡｓ）である実施形態では、モジュールは図３２Ａ〜図３２Ｃ
に見られるように設計することができ、ここで振動信号３１０４はＧａＡｓＦＥ
Ｔ３２０１のゲート３２０２に接続され、基準信号３１０６はソース３２０４に
接続され、電気アース３１１２はドレイン３２０６に接続されている（アース３
１１２がスイッチモジュール３１０２の第２の入力３１１０の値として選択され
ている実施形態において）。ＧａＡｓＦＥＴのドレインとソースは交換可能なの
で、基準信号３１０６は、ソース３２０４またはドレイン３２０６のどちらかに
印加することができる。ＧａＡｓＦＥＴ３２０１内でソースとドレインは対称で
はないかも知れないという懸念があるならば、スイッチ３１１６は図３３Ａ〜図
３３Ｃに示されたように設計することができ、ここで２つのＧａＡｓＦＥＴ３３
０２と３３０４は互いに接続され、第１の３３０２のソース３３１０は第２の３
３０４のドレイン３３１２に接続され、第１の３３０２のドレイン３３０６は、
第２の３３０４のソース３３０８に接続されている。この設計配置で、実質的に
すべての非対称性が解消される。

【０１７４】 設計の代替の実施は、コンデンサの一方がスイッチの第１の入力に接続され、
コンデンサの他方がスイッチの第２の入力に接続される「ドウェルコンデンサ」
を含む。この設計の目的は、パルス幅を実際に広げずに、パルスの見かけの開口
を拡大することである。当業者であれば、他のスイッチ設計と実施は明らかであ
ろう。

【０１７５】 スイッチモジュール３１０２の出力３１２２、つまり調波の多い信号３１１４
は、ＡＭモードのフィルタ３５０４にルーティングできる。

【０１７６】 ３．３．８ 加算器（「Ｉ／Ｑ」モード） 上述のように、本発明の同相／直交位相変調（「Ｉ／Ｑ」）モードの実施形態
は、加算器を使用する。例として、図１８の加算器１８３２を参照のこと。本発
明は、加算器の多くの実施形態をサポートする。加算器３４０２（図３４）の例
としての実施形態が以下に説明される。しかし、これらの例は例示の目的のため
にだけ提供されていることを理解されたい。本発明はこれらの実施形態に限定さ
れない。

【０１７７】 ３．３．８．１ 動作の説明 「Ｉ」変調信号３４０４と「Ｑ」変調信号３４０６が組み合わされ、「Ｉ／Ｑ
」変調信号３４０８が生成される。一般に、「Ｉ」変調信号３４０４と「Ｑ」変
調信号３４０６はともに調波の多い波形で、調波の多い「Ｉ」信号３４０４と、
調波の多い「Ｑ」信号３４０６と呼ばれる。同様に、「Ｉ／Ｑ」変調信号３４０
８は調波が多く、調波の多い「Ｉ／Ｑ」信号と呼ばれる。一実施形態では、これ
らの調波の多い信号は実質的に矩形の波形を有する。上述のように当業者であれ
ば正確または完全な波形の達成を妨げる物理的な制限と数学的な障害を認識する
であろうし、完全な波形が生成されるまたは必要とされることが本発明の意図で
はない。

【０１７８】 典型的な実施形態では、調波の多い「Ｉ」信号３４０４と、調波の多い「Ｑ」
信号３４０６は、調波の多い「Ｉ／Ｑ」信号３４０８と同じように位相変調され
ている。当業者であれば、本発明の範囲と趣旨から逸脱することなく、「Ｉ／Ｑ
」信号を振幅変調するのような別の変調技術も「Ｉ／Ｑ」モードにおいて使用で
きることを分かるであろう。

【０１７９】 前述のように、調波の多い「Ｉ／Ｑ」信号３４０８のような連続的な周期波形
は、元の波形の基本周波数（フーリエ成分周波数）の整数倍である周波数での正
弦波成分（高調波）を有する。したがって、調波の多い「Ｉ／Ｑ」信号３４０８
は、それ自体の基本周波数の整数倍である周波数の正弦信号から成り立つ。これ
らの正弦信号はまた、これらが導出された連続的な周期波形と実質的に同じよう
に変調されている。すなわちこの実施形態では、正弦信号は位相変調され、「Ｉ
」変調信号と「Ｑ」変調信号の両方からの情報を含む。

【０１８０】 ３．３．８．２ 構造の説明 加算器３４０２の設計と使用は、当業者にはよく知られている。加算器３４０
２は、個々の構成要素から設計され製造されるか、「規格品」で購入される。加
算器３４０２は調波の多い「Ｉ」信号３４０４と、調波の多い「Ｑ」信号３４０
６を受け取り、これらを組み合わせて調波の多い「Ｉ／Ｑ」信号３４０８を生成
する。本発明の好適実施形態では、調波の多い「Ｉ」信号３４０４と調波の多い
「Ｑ」信号３４０６は両方とも位相変調されている。調波の多い「Ｉ」信号３４
０４と調波の多い「Ｑ」信号３４０６が両方とも位相変調されている時、調波の
多い「Ｉ／Ｑ」信号３４０８も位相変調されている。

【０１８１】 前述のように、調波の多い「Ｉ／Ｑ」信号３４０８のような連続的な周期波形
は元の波形の基本周波数（フーリエ成分周波数）の整数倍である周波数で正弦波
成分（高調波）を有する。したがって、調波の多い「Ｉ／Ｑ」信号３４０８は、
それ自体基本周波数の整数倍である周波数での「Ｉ／Ｑ」正弦信号から成り立つ
。これらの「Ｉ／Ｑ」正弦信号はまた、これらが導出された連続的な周期波形（
つまり調波の多い「Ｉ／Ｑ」信号３４０８）と実質的に同じように位相変調され
ている。

【０１８２】 加算器３４０２の出力はその後、フィルタ３５０４にルーティングされる。

【０１８３】 ３．３．９ フィルタ（ＦＭ、ＰＭ、ＡＭ、および「Ｉ／Ｑ」モード） 上述のように、本発明のすべての変調モード実施形態はフィルタを使用する。
例として、図１２のフィルタ１２１８、図１４のフィルタ１４１４、図１６のフ
ィルタ１６１８、および図１８のフィルタ１８３６を参照のこと。本発明はフィ
ルタの多くの実施形態をサポートする。フィルタ３５０４（図３５）の例として
の実施形態が以下に説明される。しかし、これらの例は説明の目的のためにだけ
提供されていることを理解されたい。本発明はこれらの実施形態に限定されない
。

【０１８４】 ３．３．９．１ 動作の説明 調波の多い波形を伴う被変調信号３５０２が受け取られる。これは調波の多い
信号３５０２と呼ばれる。上述のように、調波の多い信号３５０２のような連続
的な周期波形は、これらが導出された元の波形の基本周波数の整数倍である周波
数での正弦波成分（高調波）を含む。これらはフーリエ成分周波数と呼ばれる。
本発明の一実施形態では、望ましくない高調波周波数が除かれ、所望の周波数３
５０６が出力される。代替の実施形態では、複数の高調波周波数が出力される。

【０１８５】 調波の多い信号３５０２の高調波成分は、調波の多い信号３５０２自体と同じ
方法で変調される。すなわち、調波の多い信号３５０２が周波数変調されている
ならば、その信号の高調波の構成要素もすべて周波数変調される。同じ事が位相
変調、振幅変調、および「Ｉ／Ｑ」変調の場合にも当てはまる。

【０１８６】 ３．３．９．２ 構造の説明 フィルタ３５０４の設計と使用は、当業者にはよく知られている。フィルタ３
５０４は、個々の構成要素から設計され製造されるか、または「規格品」で購入
される。フィルタ３５０４は、ＦＭ、ＰＭ、およびＡＭモードではスイッチモジ
ュール２８０２または３１０２から、「Ｉ／Ｑ」モードでは加算器３４０２から
調波の多い信号３５０２を受け取る。調波の多い信号３５０２は、連続的な周期
波形である。したがって、それは元になる調波の多い信号３５０２の基本周波数
の整数倍である周波数にある正弦波成分（高調波）からなる。フィルタ３５０４
は、望ましくない周波数を有するこれらの正弦信号を除去する。残った信号３５
０６は所望の周波数であり、所望の出力信号３５０６と呼ばれる。

【０１８７】 この結果を達成するために、本発明の実施形態によればフィルタ３５０４は、
調波の多い信号３５０２の望ましくない高調波を濾波して除去するために要求さ
れる。

【０１８８】 「Ｑ」という言葉は、所望の出力信号３５０６の中心周波数の、半出力帯域幅
に対する比を表すために使用される。図３６を見ると、９００ＭＨｚの所望の周
波数３６０２がある。フィルタ３５０４は、その周波数３６０２でのエネルギー
だけが送信されることを保証するために使用される。したがって半出力での帯域
幅３６０４（いわゆる「３ｄＢダウン」ポイント）はできるだけ狭くあるべきで
ある。周波数３６０２の帯域幅３６０４に対する比は「Ｑ」と定義される。図３
６に示されるように「３ｄＢダウン」ポイントがプラスマイナス１５ＭＨｚにあ
る場合、Ｑの値は９００÷（１５＋１５）すなわち３０になる。任意の特定の周
波数に対して要素を適切に選択すると、２０または３０のオーダー上のＱが達成
できる。

【０１８９】 明瞭な（crisp）放送周波数のために、所定の用途と環境に基づいて、Ｑはで
きる限り高く実際的であることが望ましい。フィルタ３５０４の目的は、調波の
多い信号の望ましくない高調波を濾波して除去することである。その回路は、望
ましい周波数３５０６（たとえば９００ＭＨｚの高調波３６０２）を除くすべて
の他の高調波を除去するように同調される。次に図３７Ａ、図３８Ｂを見ると、
フィルタ回路の例がある。当業者であれば、いくつかのフィルタ設計が、望まし
くない周波数を濾波しながら所望の周波数を通過させるという所望の目的を達成
することが分かるであろう。

【０１９０】 図３７Ａは、インダクタンスコイルと並列で、アースに分路されているコンデ
ンサを有する回路を示す。図３７Ｂでは、コンデンサはインダクタンスコイルと
直列であり、図３７Ａ内のそれと同様な並列回路がコンデンサとインダクタンス
コイルの間に接続され、アースに分路されている。

【０１９１】 それから、所望の周波数の変調信号３５０６が、送信モジュール３８０４にル
ーティングされる。

【０１９２】 ３．３．１０ 送信モジュール（ＦＭ、ＰＭ、ＡＭ、および「Ｉ／Ｑ」モード
） 上述のように、本発明の変調モードの実施形態は好ましくは送信モジュールを
使用している。例として、図１２の送信モジュール１２２２、図１４の送信モジ
ュール１４１８、図１６の送信モジュール１６２２、および図１８の送信モジュ
ール１８４０を参照のこと。送信モジュールはオプションで、他の実施形態は送
信モジュールを含まない場合もある。本発明は、送信モジュールの多くの実施形
態をサポートする。送信モジュール３８０４（図３８）の例としての実施形態が
以下に説明される。しかし、これらの例は説明の目的のためにだけ提供されてい
ることを理解されたい。本発明はこれらの実施形態に限定されない。

【０１９３】 ３．３．１０．１ 動作の説明 所望の周波数の変調信号３８０２は受け取られ、空中放送またはポイントツー
ポイントケーブルのような所望の媒体を介して送信されるが、媒体はこれらに限
定されない。

【０１９４】 ３．３．１０．２ 構造の説明 送信モジュール３８０４は、所望のＥＭ周波数３８０２での信号を受信する。
それが放送で同報通信されることを意図されているならば、信号はオプションの
アンテナインタフェースを介して、放送のためにアンテナへルーティングされる
。信号が１つのポイントから別のポイントへケーブルを介して送信されることが
意図されるならば、信号はオプションの回線ドライバへルーティングされ、ケー
ブルを介して出力される。当業者であれば、他の送信媒体も使用できることを理
解するであろう。

【０１９５】 ３．３．１１ 他の実施 上記の実施は、説明の目的のために提供されたものである。これらの実施は本
発明を限定する意図ではない。本発明のシステムと構成要素のソフトウェア、ソ
フトウェア／ハードウェア、およびファームウェアの実施のような、他の実施の
実施形態が可能であり、本発明の範囲内であるが、実施はこれらに限定されない
。当業者であれば、ここに含まれる教示に基づいて、ここに説明したものからわ
ずかに、または大幅に異なる代替の実施と実施形態も明らかであろう。そのよう
な代替の実施も本発明の範囲と趣旨の範囲内にある。

【０１９６】 ４．高調波の強化 ４．１ ハイレベルの説明 このセクション（サブセクションを含む）は、本発明による高調波の強化の、
レベルの高い説明を提供する。特に、パルス整形がハイレベルで説明される。ま
た、このプロセスを達成するための構造の実施もハイレベルで説明される。この
構造の実施は例示の目的でここに説明されており、限定的なものではない。特に
、このセクションに説明されるプロセスは、任意の数の構造の実施を使用して達
成でき、そのうちの１つがこのセクションで説明される。当業者であれば、ここ
に含まれる教示に基づいて、これらの構造の実施の詳細は明らかであろう。

【０１９７】 本発明のいくつかの実施形態は高調波の強化を含むが、他の実施形態はそうで
はないことに注意されたい。

【０１９８】 ４．１．１ 動作の説明 高調波の生成と抽出、また、波形を整形して高調波を強化することの背後にあ
る目的をよりよく理解するために、本発明に適用されるようなフーリエ解析につ
いて以下の説明が提供される。

【０１９９】 Ｂａｒｏｎ Ｊｅａｎ Ｂ．Ｊ．Ｆｏｕｒｉｅｒ（１７６８〜１８３０）によ
る発見は、連続的な周期波形は、高調波と呼ばれる複数の正弦波成分からなるこ
とを示した。さらに重要なことに、これらの構成要素の周波数は元の波形の周波
数（基本周波数と呼ばれる）の整数倍である。これらの構成要素波形の各々の振
幅は、元の波形の形に依存する。Ｂａｒｏｎ Ｆｏｕｒｉｅｒの解析の導出と証
明は、当業者にはよく知られている。

【０２００】 連続的で周期的なもっとも基本の波形は、正弦波である。これは１つだけの調
波しかもたず、それは基本周波数にある。これはまた第１の調波とも呼ばれる。
これが１つの構成要素しか有しないため、その調波成分の振幅は元の波形、つま
り正弦波自体の振幅と等しい。正弦波は、「調波が多い」とは考えられない。

【０２０１】 インパルス列は周期波形の別の極端な場合である。数学的には、これはゼロ幅
を有すると考えられる。この場合における数学的な解析は、インパルスの周波数
のすべての倍数において高調波があることを示す。すなわち、インパルスがＦ_i
の周波数を有するならば、その時高調波は１・Ｆ_i、２・Ｆ_i、３・Ｆ_i、４・Ｆ_i などにおける正弦波である。また、この特別の場合において解析が示すように、
すべての高調波の振幅が等しい。これは実際、「調波の多い」波形であるが、現
在の技術では現実的に実現不可である。

【０２０２】 さらに典型的な波形は矩形波で、これは一連のパルスである。各パルスは幅を
有し（パルス幅または「τ」と呼ばれる）、波形内のパルス列は周期を有する（
周波数の逆数である「Ｔ」、すなわち、Ｔ＝１／Ｆ_rであり、「Ｆ_r」は矩形波の
基本周波数である）。矩形波の１つの形は方形波であり、ここで信号は第２の状
態（たとえばロー状態）にある時間と同じ時間の間、第１の状態（たとえばハイ
状態）にある。すなわち、パルス幅と周期の比（τ／Ｔ）は０．５である。方形
波以外の矩形波の他の形は、典型的にただ「パルス」と呼ばれ、τ／Ｔ＜０．５
である（つまり、信号は「ロー」時よりも短い時間「ハイ」である）。数学的な
解析は、信号の基本周波数のすべての倍数において高調波があることを示す。す
なわち、矩形の波形の周波数がＦ_rであるならば、その時第１の調波の周波数は
１・Ｆ_rであり、第２の高調波の周波数は２・Ｆ_rであり、第３の高調波の周波数
は３・Ｆ_r、以下同様である。振幅がゼロであるいくつかの高調波がある。たと
えば方形波の場合、「ゼロポイント」は偶数の高調波である。τ／Ｔの他の値に
ついては、「ゼロポイント」は数学的な等式から決定できる。Ａ_pulseの振幅を
有する矩形波内の高調波の振幅に対する一般的な等式は、次の通りである。

【０２０３】

【数１】 振幅（第ｎの高調波）＝Ａ_n＝｛［Ａ_pulse］［（２／π）／ｎ］ｓｉｎ［ｎ・π
・（τ／Ｔ）］｝ 等式１

【０２０４】 図６０の表６０００は、６つの異なるτ／Ｔ比を有する矩形波について、最初
の５０の高調波の振幅を示す。τ／Ｔ比は０．５（方形波）、０．２５、０．１
０、０．０５、０．０１、および０．００５である。（当業者であれば、数学的
な比較のために、Ａ_pulseは単位元に設定されていることを分かるであろう。）
この限定された例から、パルス幅と周期の比は、高調波の相対的な振幅を決定す
る際に重要な要因であることが分かる。また、τ／Ｔ＝０．５の場合（つまり、
方形波の場合）、上述の関係（つまり、奇数の高調波だけが存在する場合）があ
てはまることに注意されたい。またτ／Ｔが小さくなる場合（つまりパルスがイ
ンパルスに近づいた場合）、高調波の振幅は実質的に「平ら」になることにも注
意されたい。すなわち、高調波の相対的な振幅にはほとんど減少がない。当業者
であれば、ここに含まれる教示に基づいて、任意の所定の用途に対して所望のパ
ルス幅を選択する方法を理解するであろう。また、連続的な周期波形を伴う信号
が変調されるならば、その変調はまた元の波形の各高調波上にも存在することと
いうことが数学的にも実験的にも示されることができる。

【０２０５】 前述より、精巧な濾波または不必要な増幅を要求せずに、所望の出力周波数に
おける高調波波形が十分に使用できる振幅を有することを保証する際に、いかに
パルス幅が重要な要因であるかが分かるであろう。

【０２０６】 所望の高調波が十分な振幅を有することを保証する際の別の要因は、スイッチ
モジュール２８０２と３１０２内のスイッチ２８１６と３１１６（図２８Ａおよ
び図３１Ａ）が、スイッチを開閉させる制御信号（つまり、図２８の変調振動信
号２８０４と、図３１の振動信号３１０４）にどのように応答するか、というこ
とである。一般に、スイッチは２つの閾値を有する。通常は開いているスイッチ
の場合、第１の閾値はスイッチを閉じるために要求される電圧である。第２の閾
値は、スイッチが再び開く電圧レベルである。例示と解説を簡単にするためにこ
こで使用される慣例は（限定的な意味ではない）、制御信号がハイである時にス
イッチが閉じ、制御信号がローである時にスイッチが開く場合に対するものであ
る。当業者であれば逆も使用できることが明らかであろう。典型的には、これら
の電圧は同じではないが、同じ場合もある。別の要因は、閾値電圧が加えられる
やいなや、スイッチが制御入力にどれくらい速く応答するかということである。
スイッチが開閉する目的は、バイアス／基準信号が「きびきびと（crisply）」
ゲート制御されることである。すなわち、好ましくは、出力信号が実質的に矩形
になるように、スイッチを介したインピーダンスは、非常に短い時間で高いイン
ピーダンス（開いたスイッチ）から低いインピーダンス（閉じたスイッチ）へ変
化し、また戻らなければならない。

【０２０７】 本発明の送信機実施形態の目的は、情報信号内の情報が送信されることである
。すなわち、情報は送信済み信号の上に変調される。ＦＭとＰＭモードではこの
目的を達成するために、情報信号は振動信号２８０４を変調するために使用され
る。その後振動信号２８０４は、スイッチ２８１６を開閉させる。振動信号２８
０４上に変調される情報は、スイッチ回路から出力される信号（つまり調波の多
い信号２８１４）上に忠実に再生されなければならない。これを効率よく発生さ
せるために、本発明の実施形態では、調波の多い信号２８１４がバイアス／基準
信号２８０６（または３１０６）からアース２８１２（または代替実施形態での
第２の信号レベル２８１８）へ急速に変化するように、スイッチ２８１６は好ま
しくはきびきびと開閉する。調波の多い信号２８１４が「調波が多く」になるよ
うに、この急速な立上り時間と立下り時間が望ましい。（ＡＭの場合、振動信号
３１０４は変調されないが、「きびきびとしていること」の要件はなお適用され
る）。

【０２０８】 スイッチ２８１６がきびきびと開閉するために、振動信号２８０４も明瞭でな
ければならない。振動信号２８０４が正弦波であるならば、スイッチ２８１６は
閾値電圧に達した時に開閉するが、調波の多い信号２８１４のパルス幅が十分に
小さくなく、調波の多い信号２８１４の所望の高調波の振幅が十分に高く、精巧
な濾波または不必要な増幅なしに送信が可能であることを保証できない場合があ
る。また、スイッチ２８１６がＧａＡｓＦＥＴ２９０１である実施形態では、Ｇ
ａＡｓＦＥＴ２９０１のゲート２９０２に接続されている振動信号２８０４（つ
まり、スイッチ２８１６を開閉させる信号）が正弦波であるならば、ＧａＡｓＦ
ＥＴ２９０１はきびきびと開閉せず、スイッチというより増幅器として作用する
。（すなわち、振動信号が閾値電圧より立ち上がったり立ち下がったりする間伝
導するが、「ショート」ではない。）高い周波数で開閉するＧａＡｓＦＥＴの能
力の利点を使用するためには、ゲート２９０２に接続された振動信号２８０４は
、好ましくは急速な立上り時間と立下り時間を有する。すなわち、これは好まし
くは矩形の波形で、好ましくは、調波の多い信号２８１４のパルス幅対周期の比
と同じ、パルス幅対周期の比を有する。

【０２０９】 上述のように、連続的な周期波形を伴う信号が変調されるならば、変調は元の
波形の各高調波において起きる。したがって、ＦＭとＰＭモードでは、情報が振
動信号２８０４上で変調され振動信号２８０４がスイッチ２８１６を開閉させる
ために使用されている場合、結果として生じるスイッチモジュール２８０２から
出力される調波の多い信号２８１４も変調される。振動信号２８０４が明瞭であ
るならば、スイッチ２８１６もきびきびと開閉し、調波の多い信号２８１４は調
波が多くなり、調波の多い信号２８１４の各高調波は、その上に変調された情報
を有するようになる。

【０２１０】 振動信号２８０４が明瞭なことが望ましいので、高調波の強化はいくつかの実
施形態では必要とされる。高調波の強化はまた、その目的が振動信号２８０４を
所望のパルス幅のパルス列に整形することであるため、「パルス整形」とも呼ば
れる。振動信号が正弦波であるならば、高調波の強化は正弦信号を、所望のパル
ス幅対周期比を伴う矩形の波形（または実質的に矩形の波形）に整形する。振動
信号２８０４がすでに方形波またはパルスであるならば、高調波の強化はこれを
整形し、所望のパルス幅対周期の比を達成する。これは変調情報のスイッチを介
した効率的な転送を保証する。

【０２１１】 高調波の強化の３つの例としての実施形態が、以下に説明の目的のために説明
される。しかし、本発明はこれらの実施形態に限定されない。当業者であれば、
ここに含まれる教示に基づいて他の実施形態も明らかであろう。

【０２１２】 ４．１．２ 構造の説明 振動信号２８０４の形は、スイッチ２８１６を開閉させる。振動信号２８０４
の形とスイッチ２８１６の選択は、スイッチ２８１６がどれくらい速く開閉する
か、またスイッチがどれくらい長く開いたままかに比べてどれくらい長く閉じた
状態でいるかを決定する。それからこれは、調波の多い信号２８１４の「明瞭さ
」を決定する。（すなわち、調波の多い信号２８１４が実質的に矩形、台形、三
角形などであるかどうか。）上に示されたように、所望の高調波が所望の振幅を
有することを保証するために、振動信号２８０４の形は実質的に最適化されるべ
きである。

【０２１３】 高調波強化モジュール（ＨＥＭ）４６０２（図４６）はまた、「パルス整形器
」とも呼ばれる。これは、セクション３．３．６〜３．３．６．２と、３．３．
７〜３．３．７．２に説明されているスイッチモジュール２８０２と３１０２を
駆動する振動信号２８０４と３１０４を「整形」する。高調波強化モジュール４
６０２は好ましくは、連続的な周期波形４６０４を、パルス列４６０６に変形す
る。パルス列４６０６は、連続的な周期波形４６０４の周波数と高調波強化モジ
ュール４６０２内のパルス整形回路の設計の両方によって決定された周期「Ｔ」
を有する。また各パルスは、パルス整形回路の設計によって決定されたパルス幅
「τ」を有する。パルスストリームの周期「Ｔ」はスイッチを閉じる頻度を決定
し（周波数は周期の逆数である）、パルスのパルス幅「τ」は、どれくらい長く
スイッチが閉じたままであるかを決定する。

【０２１４】 上のセクション３．３．６〜３．３．６．２（および３．３．７〜３．３．７
．２）に説明されている実施形態では、スイッチ２８１６（または３１１６）が
開いている時、調波の多い信号２８１４（または３１１４）はバイアス信号２８
０６（または基準信号３１０６）と実質的に等しい振幅を有する。スイッチ２８
１６（または３１１６）が閉じている時、調波の多い信号２８１４（または３１
１４）は、スイッチモジュール２８０２（または３１０２）の第２の入力２８１
０（または３１１０）の信号２８１２または２８１８（あるいは３１１２または
３１１８）の電位と実質的に等しい振幅を有する。したがって、スイッチモジュ
ール２８０２（または３１０２）を駆動する振動信号２８０４（または３１０４
）が実質的に矩形である場合に対して、調波の多い信号２８１４（または３１１
４）は、スイッチモジュール２８０２（または３１０２）を駆動する整形済み振
動信号２８０４（または３１０４）と実質的に同じ周波数とパルス幅を有する。
これは振動信号２８０４（または３１０４）が矩形波である場合にも当てはまる
。当業者であれば、「矩形波」という用語は、方形波とパルスを含む、実質的に
矩形のすべての波形を指すことを理解されるであろう。

【０２１５】 信号を整形する目的は、スイッチ２８１６（または３１１６）が閉じられてい
る時間量を制御することである。上述のように、調波の多い信号２８１４（また
は３１１４）は実質的に矩形の波形を有する。調波の多い信号２８１４（または
３１１４）のパルス幅対周期の比を制御する結果、不必要で精巧な増幅と濾波な
しに、高調波の相対的な振幅が所望の高調波を抽出できるように、調波の多い信
号２８１４（または３１１４）の形が実質的に最適化されることになる。

【０２１６】 ４．２ 例としての実施形態 上述の方法（複数可）と構造（複数可）に関する種々の実施形態がこのセクシ
ョン（およびサブセクション）に示される。これらの実施形態は、限定のためで
はなく、例示の目的でここに説明される。本発明はこれらの実施形態に限定され
ない。当業者であれば、ここに含まれる教示に基づいて、代替実施形態（ここに
説明した実施形態の同等例、拡張例、変形例、逸脱例などを含む）は明らかであ
ろう。本発明はこのような代替の実施形態を含むように意図され、適合される。

【０２１７】 ４．２．１ 第１の実施形態：矩形波が高調波強化モジュールに供給され、１
サイクルにつき１パルスを生成する場合 ４．２．１．１ 動作の説明 この実施形態によれば、連続的な周期波形４６０４が受信され、パルス列４６
０６が出力される。連続的な周期波形４６０４は、「ディジタル的にローである
」と認識される値から、「ディジタル的にハイである」と認識される値まで変化
する方形波や他の任意の連続的な周期波形であってもよい。１つのパルスは、連
続的な周期波形４６０４のサイクルごとに生成される。ここに与えられる説明は
、方形波である連続的な周期波形４６０４に対するものであるが、当業者であれ
ば、この実施形態によって他の波形も波形４６０６に「整形」されることが分か
るであろう。

【０２１８】 ４．２．１．２ 構造の説明 今後パルス整形回路４６０２と呼ばれる高調波強化モジュール４６０２の第１
の実施形態では、方形波である連続的な周期波形４６０４がパルス整形回路４６
０２によって受信される。パルス整形回路４６０２は、好ましくは、連続的な周
期波形４６０４内で各パルスに対して１つのパルスを有し、好ましくは０．５未
満のτ／Ｔ比を有するパルス列４６０６が出力される結果となるディジタル論理
装置からなる。

【０２１９】 ４．２．２ 第２の実施形態：方形波が高調波強化モジュールに供給され、１
サイクルにつき２パルスを生成する場合 ４．２．２．１ 動作の説明 この実施形態では、連続的な周期波形４６０４が受信され、パルス列４６０６
が出力される。この実施形態では、連続的な周期波形４６０４の各周期について
２つのパルス出力がある。連続的な周期波形４６０４は、「ディジタル的にロー
である」と認識される値から、「ディジタル的にハイである」と認識される値ま
で変化する方形波や任意の他の連続的な周期波形であってもよい。ここに与えら
れる説明は、方形波である連続的な周期波形４６０４に対するものであるが、当
業者であれば、この実施形態によって他の波形も波形４６０６に「整形」される
ことが分かるであろう。

【０２２０】 ４．２．２．２ 構造の説明 パルス整形回路４６０２の第２の実施形態では、方形波である連続的な周期波
形４６０４がパルス整形回路４６０２によって受信される。パルス整形回路４６
０２は好ましくは、連続的な周期波形４６０４内で各パルスに対する２つのパル
スを有し、好ましくは０．５未満のτ／Ｔ比を有するパルス列４６０６が出力さ
れる結果となるディジタル論理装置からなる。

【０２２１】 ４．２．３ 第３の実施形態：任意の波形がモジュールに供給される場合 ４．２．３．１ 動作の説明 この実施形態では、任意の形の連続的な周期波形４６０４が受信され、パルス
列４６０６が出力される。

【０２２２】 ４．２．３．２ 構造の説明 パルス整形回路４６０２のこの第３の実施形態では、任意の形の連続的な周期
波形４６０４がパルス整形回路４６０２によって受信される。パルス整形回路４
６０２は好ましくは一連の段階からなり、各段階は、波形が０．５未満のτ／Ｔ
比を伴うパルス列４６０６に実質的になるまで波形を整形する。

【０２２３】 ４．２．４ 他の実施形態 上述の実施形態は例示のために提供されるものである。これらの実施形態は本
発明を限定する意図ではない。当業者であれば、ここに含まれる教示に基づいて
、ここに説明したものからわずかにまたは大幅に異なる代替の実施形態も明らか
であろう。このような代替の実施形態も本発明の範囲と趣旨の範囲内にある。

【０２２４】 ４．３ 実施の例 上述の方法（複数可）、構造（複数可）および／または実施形態に関する例と
しての動作および／または構造の実施がこのセクション（およびサブセクション
）に示される。これらの構成要素と方法は限定のためではなく、説明の目的のた
めにここに示される。本発明はここに説明した構成要素と方法の特定の例に限定
されない。当業者であれば、ここに含まれた教示に基づいて、代替実施形態（こ
こに説明したものの同等例、拡張例、変形例、逸脱例などを含む）も明らかであ
ろう。そのような代替実施形態も本発明の範囲と趣旨の範囲内に含まれる。

【０２２５】 ４．３．１ 第１のディジタル論理回路 セクション４．２．１〜４．２．１．２に説明された、第１の実施形態の例と
しての実施は、図３９に例示されている。特に図３９Ａに示された回路は、ディ
ジタル論理装置を使用したパルス整形回路４６０２に対する典型的な回路設計で
ある。また図３９Ｂ〜図３９Ｄに示されているのは、回路内の３つのノードにお
ける代表的な波形である。この実施形態では、パルス整形器３９００は、インバ
ータ３９１０とＡＮＤゲート３９１２を使用してパルス列を作成する。インバー
タ３９１０のようなインバータは入力の符号を変更し、ＡＮＤゲート３９１２の
ようなＡＮＤゲートはすべての入力信号がディジタル的な「ハイ」である時、デ
ィジタル的な「ハイ」を出力する。パルス整形器３９００への入力は、波形３９
０２であり、例示の目的でここでは方形波として示されている。インバータ３９
１０の出力は波形３９０４であり、これもまた方形波である。しかし、インバー
タ３９１０の回路構成があるため、入力の適用と対応する出力の符号変化の間に
遅延がある。波形３９０２が「ロー」で開始するとすると、波形３９０４はイン
バータ３９１０によって反転されるため、「ハイ」になる。波形３９０２が「ハ
イ」に切り替わると、ＡＮＤゲート３９１２は瞬間的に２つの「ハイ」信号を見
ることになり、したがって、その出力波形３９０６を「ハイ」にする。インバー
タ３９１０が入力（波形３９０２）を反転し、波形３９０４を「ロー」にした時
、その後ＡＮＤゲート３９１２は１つの「ハイ」信号だけを見ることになり、出
力波形３９０６は「ロー」になる。したがって出力波形３９０６は波形３９０２
と３９０４の両方がハイである時の期間だけの間「ハイ」になり、これがインバ
ータ３９１０の時間遅延である。したがって、図３９Ｂ〜図３９Ｄから明らかな
ように、パルス整形器３９００は方形波を受信し、方形波の１サイクルにつき１
つのパルスが生成されるパルス列を生成する。

【０２２６】 ４．３．２ 第２のディジタル論理回路 セクション４．２．２〜４．２．２．２に説明した第２の実施形態の例として
の実施は、図４０に示されている。特に図４０Ａの回路は、ディジタル論理装置
を使用したパルス整形回路４６０２に対する典型的な回路設計である。また図４
０Ｂ〜図４０Ｄに示されているのは、回路内の３つのノードにおける代表的な波
形である。この実施形態では、パルス整形回路４０００はインバータ４０１０と
排他的ＮＯＲ（ＸＮＯＲ）ゲート４０１２を使用する。ＸＮＯＲ４０１２のよう
なＸＮＯＲは、両方の入力がディジタル的な「ハイ」で、両方の信号がディジタ
ル的な「ロー」である時、ディジタル的な「ハイ」を出力する。上記に波形３９
０２として示されたものと同じ方形波としてここに示されている波形４００２は
、「ロー」状態で始まる。したがって、インバータ４０１０の出力は「ハイ」状
態で始まる。したがってＸＮＯＲゲート４０１２は、１つの「ハイ」入力と１つ
の「ロー」入力を見、その出力波形４００６は「ロー」になる。波形４００２が
「ハイ」に変化すると、ＸＮＯＲゲート４０１２は波形４００４が「ロー」に切
り替わるまで、２つの「ハイ」入力を有することになる。それは２つの「ハイ」
入力を見るので、その出力波形４００６は「ハイ」になる。波形４００４が「ロ
ー」になる時、ＸＮＯＲゲート４０１２は再び１つの「ハイ」入力（波形４００
２）と、１つの「ロー」入力（波形４００４）を見ることになる。波形４００２
が「ロー」に切り替わって戻る時、ＸＮＯＲゲート４０１２は、２つの「ロー」
入力を見、その出力は「ハイ」になる。インバータ４０１０の時間遅延の後、波
形４００４は「ハイ」に変化し、ＸＮＯＲゲート４０１２は再び１つの「ハイ」
入力（波形４００４）と１つの「ロー」入力（波形４００２）を見ることになる
。したがって、波形４００６は再び「ロー」に切り替わる。したがって図４０Ｂ
〜図４０Ｄから明らかなように、パルス整形器４０００は方形波を受信し、方形
波の１サイクルにつき２つのパルスが生成されるパルス列を生成する。

【０２２７】 ４．３．３ アナログ回路 セクション４．２．３〜４．２．３．２に説明された第３の実施形態の例とし
ての実施が図４１に示されている。特に、図４１に示された回路は、入力信号４
１０２が正弦波として示されている典型的なパルス整形回路４６０２である。入
力信号４１０２は第１の回路要素４１０４に供給され、第１の回路要素４１０４
は順に、第２の回路要素に供給し、以下同様である。典型的には、３つの回路要
素４１０４は増加的に整形された波形４１２０、４１２２、および４１２４を生
成してから、コンデンサ４１０６に供給する。コンデンサ４１０６の出力は抵抗
器４１０８を介してアース４１１０に分路され、また、第４の回路要素４１０４
に供給される。出力信号４１２６はパルス済み出力であり、入力信号４１０２の
周波数の関数である周波数を伴う。

【０２２８】 回路要素４１０４に対する例としての回路が図４３に示されている。回路４１
０４は入力４３１０、出力４３１２、４つのＦＥＴ４３０２、２つのダイオード
４３０４、および抵抗器４３０６からなる。当業者であれば、本発明の範囲と趣
旨から逸脱することなく、他のパルス整形回路設計も使用できることを理解する
であろう。

【０２２９】 ４．３．４ 他の実施 上述の実施は説明の目的のために提供されたものである。これらの実施は本発
明を限定する意図ではない。当業者であれば、ここに含まれる教示に基づいて、
ここに説明したものからわずかにまたは大幅に異なる代替の実施も明らかであろ
う。そのような代替の実施は本発明の範囲と趣旨の範囲内にある。

【０２３０】 ４．３．４．１ 多重開口 本発明の代替実施形態では、複数のパルスを使用してスイッチモジュールから
多数の開口を生成する。複数のパルスの生成は、いくつかの技術を介したもので
ある。多重の開口を使用する目的は、それが出力波形の高調波内容の振幅に与え
る効果が最適化されるためである。

【０２３１】 図７８を見ると、局部発振器７８０２が振動信号７８１０を生成することが分
かる。限定するためではなく、解説を簡単にするために、振動信号７８１０はパ
ルス整形器７８１２を介してルーティングされ、パルス列７８０４を生成する。
パルス列７８０４は、多重開口生成モジュール７８０６にルーティングされる。
多重の開口生成モジュール７８０６の出力は、多重パルス７８０８の列である。

【０２３２】 図７９では、パルス列７８０４は多重開口生成モジュール７８０６によって受
け取られていることが分かる。パルス列７８０４はそれから、１つまたは複数の
遅延７９０４（ｉ）にルーティングされる。図７９はパルス７９０６（ａ）の第
１の遅延列を出力する第１の遅延７９０４（ａ）を示す。第１のパルスの遅延列
７９０６（ａ）は、実質的にパルス列７８０４と同様であるが、所望の期間だけ
時間的に遅延されている点だけが異なる。パルス列７８０４と第１のパルスの遅
延列７９０６（ａ）はその後、パルス列７８０４がパルスを有する各時間ポイン
ト、および、第１のパルスの遅延列７９０６（ａ）がパルスを有する各時間ポイ
ントにおいてパルスを有する、多重パルス列７８０８を出力する「ＮＯＲ」ゲー
トへルーティングされる。同様に、遅延７９０４（ｎ）のような他の遅延もまた
、所望の期間だけパルス列７８０４を遅延し、第ｎの遅延されたパルス列７９０
６（ｎ）を生成する。パルス列７８０４と第１から第ｎの遅延されたパルス列７
９０６（ａ）〜７９０６（ｎ）が「ＮＯＲ」ゲート７９０４によって組み合わさ
れる時、パルス列７８０４の各サイクルに対するｎ＋１のパルスを有する多重パ
ルス列７８０８が生成される。

【０２３３】 図８０は、パルス列７８０４の１サイクルについて１パルスであるパルス列８
００２を示す。同様に、パルス列８００４は、パルス列７８０４の１サイクルに
ついて２パルスを示し、パルス列８００６は、パルス列７８０４の１サイクルに
ついて３パルスを示し、パルス列８００８は、パルス列７８０４の１サイクルに
ついて４パルスを示し、およびパルス列８００６は、パルス列７８０４の１サイ
クルについて５パルスを示す。この例では、所望の出力周波数は９００ＭＨｚで
あり、パルス列の周波数は１８０ＭＨｚである。したがって、第５の高調波が所
望の高調波であり、パルス列７８０４内のパルスの最適なパルス幅はパルス列７
８０４の周期の５分の１である。この例では、追加パルスの各々は、パルス幅に
等しい時間の期間だけ、先行のパルスとは離れており、さらに、これらは各々、
パルス列７８０４内のパルスのパルス幅と実質的に等しいパルス幅を有する。

【０２３４】 図８１〜図８５は、１つのサイクルについて多重開口を使用する利点を示す。
図８１では、１つのサイクル（つまりパルス列８００２）について単一のパルス
を使用した結果生じる、９００ＭＨｚの高調波がスペクトル８１０２によって示
されている。図８２では、１サイクル（つまりパルス列８００４）について２パ
ルスを使用した結果生じる、９００ＭＨｚの高調波がスペクトル８２０２によっ
て示されている。図８３では、１サイクル（つまりパルス列８００６）について
３パルスを使用した結果生じる、９００ＭＨｚの高調波がスペクトル８３０２に
よって示されている。図８４では、１サイクル（つまりパルス列８００８）につ
いて４パルスを使用した結果生じる、９００ＭＨｚの高調波がスペクトル８４０
２によって示されている。図８５では、１サイクル（つまりパルス列８０１０）
について５パルスを使用した結果生じる、９００ＭＨｚの高調波がスペクトル８
５０２によって示されている。図８６は、８１０２、８２０２、８３０２、８４
０２、および８５０２のこれらの５つのスペクトルの相対的な振幅を示す。ここ
から分かるように、１サイクルについてのパルスの数の関数として、所望の高調
波振幅は増大され、望ましくない高調波は減少されている。この振幅の増大は、
送信機の設計の間、別の考慮すべき点となる。

【０２３５】 出力信号の高調波内容を向上する代替実施形態は、図８７の回路８７０２に示
されている。図９０に示されるようなパルス列は、移相され、反転され、パルス
の２つの列は組み合わされて、図８９に示されるパルスのバイポーラ列を生成す
る。パルスのバイポーラ列の効果は、偶数の高調波を抑制し、奇数の高調波の振
幅を増大することである。この出力は図８８に示されている。

【０２３６】 ５．増幅器モジュール ５．１ ハイレベルの説明 このセクション（サブセクションを含む）は、本発明による増幅器モジュール
のハイレベルの説明を提供する。特に、増幅がハイレベルで説明される。また、
信号増幅を達成するための構造の実施がハイレベルで説明される。この構造の実
施は、限定的な意味ではなく説明の目的のためにここに説明される。特に、この
セクションに説明されるプロセスは、任意の数の構造の実施を使用して達成でき
、そのうちの１つがこのセクション内で説明される。当業者であれば、ここに含
まれる教示に基づいて、そのような構造の実施の詳細は明らかであろう。

【０２３７】 ５．１．１ 動作の説明 本発明は、増幅を必要とすることなしに使用されることを意図しているが、本
発明の実施形態が送信機として使用される場合、被変調信号を増幅してから送信
することが望ましいことが分かる状況がある。本発明が周波数または位相の比較
器のための安定した信号源として使用される別の実施形態において、結果として
生じる信号を所望の周波数に増幅することがまた望ましい場合がある。

【０２３８】 その必要性は、いくつかの理由のために起きる。第１の理由は、バイアス／基
準信号が低すぎて所望の使用をサポートできないことである。第２の理由は、所
望の出力周波数がスイッチを制御する振動信号の周波数に関連して、非常に高い
ためである。第３の理由は、調波の多い信号の形状が所望の高調波の振幅が低い
ようにあることである。

【０２３９】 第１の場合、バイアス／基準信号の振幅が、スイッチ回路の出力に存在する調
波の多い信号の振幅を決定することを思い出されたい。（セクション３．３．６
〜３．３．６．２と３．３．７〜３．３．７．２を参照のこと。）さらに、調波
の多い信号の振幅は直接、各高調波の振幅に影響を与えることを思い出されたい
。（上記のセクション４．１の等式を参照のこと。）

【０２４０】 第２の例では、振動信号の周波数がアップコンバータの所望の出力周波数に比
べて相対的に低いならば、高い高調波が必要となる。例として、振動信号が６０
ＭＨｚであり、所望の出力周波数が９００ＭＨｚである場合、第１５の高調波が
必要となる。τ／Ｔが０．１の場合、図６０の表６０００から、第１５の高調波
（Ａ₁₅）の振幅は０．０４２４であり、これは第１の高調波（Ａ₁＝０．１９７
）の振幅の２１．５％である。これが所望の使用には不十分であり、その結果、
増幅しなければならない例もあるだろう。

【０２４１】 出力の振幅が増幅される必要がある第３の状況は、調波の多い信号の形状が十
分に「明瞭」でなく、所望の目的について十分な振幅を伴う高調波を提供できな
い場合である。たとえば、調波の多い信号が実質的に三角形であるならば、上記
の例で振動信号が６０ＭＨｚであり所望の出力信号が９００ＭＨｚであるとする
と、三角形の波の第１５の高調波は０．００１８０になる。これは「０．１」矩
形波の第１５の高調波の振幅より大幅に低く（上記のように０．０４２４である
）、数学的には、三角波の第１の高調波の振幅（０．４０５）の０．４％である
と示されている。したがってこの例では、三角波の第１の高調波は、「０．１」
矩形波の第１の高調波の振幅より大きな振幅を有するが、第１５の高調波では、
三角波は「０．１」矩形波より大幅に低い。

【０２４２】 所望の高調波が増幅される必要がある別の理由は、フィルタのような回路要素
が、設計者が補償したいと思う出力信号における減衰を引き起こすことである。

【０２４３】 所望の出力信号はいくつかの方法で増幅されることができる。１つの方法は、
バイアス／基準信号を増幅し、調波の多い波形の振幅が高いことを保証すること
である。第２の方法は、調波の多い波形自体を増幅することである。第３の方法
は、所望の高調波だけを増幅することである。ここに与えられた例は例示の目的
のためだけであり、本発明を限定する意味ではない。当業者であれば、所望の出
力信号の増幅を達成する他の技術も明らかであろう。

【０２４４】 ５．１．２ 構造の説明 一実施形態では、線形増幅器を使用してバイアス／基準信号を増幅する。別の
実施形態では、線形増幅器を使用して調波の多い信号を増幅する。さらに別の実
施形態では、線形増幅器を使用して所望の出力信号を増幅する。非線形増幅器の
使用を含めた他の実施形態は、当業者であれば明らかであろう。

【０２４５】 ５．２ 例としての実施形態 上記の方法（複数可）と構造（複数可）に関連した実施形態がこのセクション
（およびサブセクション）に示される。この実施形態は限定ではなく例示の目的
でここに説明される。本発明はこの実施形態に限定されない。当業者であれば、
ここに含まれる教示に基づいて代替実施形態（ここに説明した実施形態の同等例
、拡張例、変形例、逸脱例など）も明らかであろう。本発明はそのような代替の
実施形態も含むように意図され、適合される。

【０２４６】 ５．２．１ 線形増幅器 ここに説明する例としての線形増幅器は、１つまたは複数のポイントで回路に
挿入されるべきソリッドステート電子装置からなる増幅器に関する。当業者であ
れば、本発明に使用するのに適した他の増幅器も明らかであろう。図４７に示さ
れるように、増幅器モジュール４７０２は増幅を必要とする信号４７０４を受信
し、増幅済み信号４７０６を出力する。当業者であれば、本明細書に記載した本
発明の範囲と意図から逸脱することなく、複数の実施形態を使用できることが明
らかであろう。

【０２４７】 ５．２．１．１ 動作の説明 所望の出力信号はいくつかの方法で増幅できる。このセクションで説明される
ような増幅は上記に説明した技術に追加され、スイッチを開閉させる振動信号の
パルスを整形することによって、調波の多い信号の形を強化する。

【０２４８】 ５．２．１．２ 構造の説明 一実施形態では、線形増幅器は、バイアス／基準信号とスイッチモジュールの
間に置かれる。これはバイアス／基準信号の振幅を増大し、その結果、スイッチ
モジュールの出力である調波の多い信号の振幅を上げる。これは調波の多い信号
の振幅を上げるだけではなく、すべての高調波の振幅を上げるという効果を有す
る。この実施形態について可能性のある限界は、増幅されたバイアス／基準信号
がスイッチ回路内のスイッチに対して電圧設計限界を超える場合があること、ス
イッチ回路から出る調波の多い信号がフィルタの電圧設計限界を超える振幅を有
する場合があること、および／または、広い帯域幅の信号を増幅しなければなら
ないことから、望ましくないひずみが生じる場合があることである。

【０２４９】 第２の実施形態は、スイッチモジュールとフィルタの間で線形増幅器を使用す
る。これは調波の多い信号の振幅を上げる。また、その信号のすべての高調波の
振幅も上げる。この実施形態の代替の実施では、増幅器は所望の周波数だけを増
幅するように同調される。したがって、これは増幅器と同時にフィルタとしても
作用する。この実施形態の可能性のある限界は、調波の多い信号が増幅されて特
定の高調波を望ましいレベルに上げる時に、全体の波形の振幅も増幅されるとい
うことである。たとえば、パルスＡ_pulseの振幅が１．０に等しく、第１５の高
調波を０．０４２４ボルトから０．５ボルトに上げる場合、調波の多い信号Ａ_{pu lse} の各パルスの振幅は、１．０から１１．８ボルトに増大する。これはフィル
タの電圧設計限界を超える可能性がある。

【０２５０】 増幅器モジュールの第３の実施形態は、線形増幅器をフィルタと送信モジュー
ルの間に置く。これは調波の多い信号全体というよりはむしろ、所望の高調波の
振幅を上げるだけである。

【０２５１】 当業者であれば非線形増幅器の使用のような他の実施形態も明らかであろうが
、ここでは説明されない。

【０２５２】 ５．２．２ 他の実施形態 上述の実施形態は説明の目的のために提供されたものである。これらの実施形
態は本発明を限定する意図ではない。当業者であれば、ここに含まれる教示に基
づいて、ここに説明したものからわずかに、または大幅に異なる代替の実施形態
も明らかであろう。そのような代替実施形態は本発明の範囲と趣旨の範囲内にあ
る。

【０２５３】 ５．３ 実施の例 上述の方法（複数可）、構造（複数可）および／または実施形態に関連する例
としての動作および／または構造の実施がこのセクション（およびサブセクショ
ン）に示される。これらの構成要素と方法は限定のためではなく、説明の目的の
ためにここに示される。本発明はここに説明された構成要素と方法の特定の例に
限定されない。当業者であればここに含まれる教示に基づいて、代替実施形態（
ここに説明したものの同等例、拡張例、変形例、逸脱例などを含む）は明らかで
あろう。そのような代替実施形態も本発明の範囲と趣旨の範囲内に含まれる。

【０２５４】 ５．３．１ 線形増幅器 以下では、まるで増幅器はフィルタの後に置かれているように説明されている
が、増幅器はまた、本発明の意図から逸脱することなく、フィルタの前に置かれ
てもよい。

【０２５５】 ５．３．１．１ 動作の説明 本発明の実施形態によれば、線形増幅器は第１の振幅での第１の信号を受信し
、第２の振幅での第２の信号を出力し、第２の信号は第１の信号に比例する。第
１の信号波形の上に埋め込まれた情報が、また第２の信号の上にも埋め込まれる
ことが増幅器の目的である。典型的には、情報内の歪みをできる限り小さくする
ことが望ましい。

【０２５６】 好適実施形態では、第２の信号は第１の信号より振幅においてより高いが、し
かし、第２の信号が第１の信号より低いことが望ましい実装もある（つまり、第
１の信号が減衰されている）。

【０２５７】 ５．３．１．２ 構造の説明 線形増幅器の設計と使用は、当業者にはよく知られている。線形増幅器は、個
々の構成要素から設計され製造されるか、「規格品」で購入される場合がある。

【０２５８】 例としての増幅器は図４８に見られる。図４８Ａの例としての回路図では、６
つのトランジスタが広帯域増幅器内で使用されている。図４８Ｂのさらに基本的
な例としての回路では、増幅器は１つのトランジスタ、４つの抵抗器、１つのコ
ンデンサからなる。当業者であれば、多くの代替設計が使用できることが認識さ
れるであろう。

【０２５９】 ５．３．２ 他の実施 上述の実施は説明の目的のために提供されたものである。これらの実施は本発
明を限定する意図ではない。当業者であれば、ここに含まれる教示に基づいて、
ここに説明されたものからわずかに、または大幅に異なる代替の実施も明らかで
あろう。そのような代替の実施も本発明の範囲と趣旨の範囲内にある。

【０２６０】 ６．受信機／送信機システム 本発明は、電磁信号のアップコンバーションのための方法とシステムに関する
。一実施形態では、本発明は安定した、高い周波数基準信号の発信元である。第
２の実施形態では、本発明は送信機である。

【０２６１】 このセクションでは、第３の実施形態を説明する。第３の実施形態では、本発
明の送信機は受信機／送信機通信システムに使用される。この第３の実施形態は
また通信システム実施形態とも呼ばれ、組み合わされた受信機／送信機回路は「
トランシーバ」と呼ばれる。通信システムの実施形態には、いくつかの代替の強
化がある。

【０２６２】 次のセクションでは、受信機／送信機システムのための、例としての実施形態
に関するシステムと方法を説明する。本発明は、以下に説明する特定の実施形態
に限定されないことを理解されたい。当業者であればここに含まれる教示に基づ
いて、下記のものの等価例、拡大例、変形例、逸脱例などが明らかであろう。そ
のような等価例、拡大例、変形例、逸脱例などは本発明の範囲と趣旨の範囲内に
含まれる。

【０２６３】 ６．１ ハイレベルの説明 このセクションでは、本発明による受信機／送信機システムのハイレベルの説
明を提供する。その実施はここでは例示の目的で説明され、限定的なものではな
い。特に、任意の数の機能の実装と構造の実施が使用される可能性があるが、こ
のうちのいくつかはこのセクションで説明される。当業者であればここに含まれ
る教示に基づいて、をのような機能と構造の実施の詳細は明らかであろう。

【０２６４】 第１の実施形態によれば、本発明の送信機は従来のスーパーヘテロダイン受信
機と共に使用される。この実施形態では、送信機と受信機は全二重モードまたは
半二重モードのどちらでも動作できる。全二重モードでは、トランシーバは同時
に送信と受信ができる。半二重モードでは、トランシーバは送信か受信のどちら
かができ、両方を同時にすることはできない。この実施形態では、全二重モード
と半二重モードが共に論じられる。

【０２６５】 トランシーバの第２の実施形態は、受信機として使用されている汎用周波数ダ
ウンコンバーション回路と共に使用されるべき本発明の送信機に関する。この実
施形態では、トランシーバは半二重モードで使用される。

【０２６６】 トランシーバの第３の実施形態は、汎用周波数ダウンコンバーション回路と共
に使用されるべき本発明の送信機に関し、ここでトランシーバは全二重モードで
使用される。

【０２６７】 トランシーバのこれらの実施形態を次に説明する。

【０２６８】 ６．２ 例としての実施形態と実施の例 上記の方法（複数可）と構造（複数可）に関する種々の実施形態と、これらの
実施形態に関する、例としての動作および／または構造の実施がこのセクション
（およびサブセクション）で示される。これらの実施形態、構成要素、および方
法は限定の意味ではなく、例示の目的のためにここに説明される。本発明はこれ
らの実施形態、またはここに説明される構成要素や方法の特定の例に限定されな
い。当業者であればここに含まれる教示に基づいて、代替実施形態（ここに説明
される実施形態の等価例、拡大例、変形例、逸脱例などを含む）が明らかであろ
う。それらの代替実施形態は本発明の範囲と趣旨の範囲内にあり、本発明はそれ
らの代替実施形態も含むように意図され適合される。

【０２６９】 ６．２．１ 第１の実施形態：スーパーヘテロダイン受信機を伴う回路内で使
用されている本発明の送信機 典型的なスーパーヘテロダイン受信機が図４９に示されている。アンテナ４９
０４は信号４９０２を受信する。典型的には、信号４９０２はフィルタ４９１０
と増幅器４９０８にルーティングされる無線周波数（ＲＦ）信号である。フィル
タ４９１０は所望の周波数を含む周波数範囲以外のすべての周波数を除去し、増
幅器４９０８は信号強度がさらなる処理のために十分であることを保証する。増
幅器４９０８の出力は信号４９１１である。

【０２７０】 局部発振器４９１４は振動信号４９１６を生成し、それはミキサ４９１２によ
って信号４９１１と組み合わせられる。ミクサ４９１２の出力は信号４９３４で
あり、それは増幅器４９１８によって増幅され、フィルタ４９２０によって濾波
される。増幅器４９１８の目的は、信号４９３４の強度が十分でさらに処理でき
ることを保証することであり、フィルタ４９２０の目的は望ましくない周波数を
除去することである。

【０２７１】 第２の局部発振器４９２４は第２の振動信号４９２６を生成し、第２の振動信
号４９２６はミキサ４９２２によって増幅済み／濾波済み信号４９３４と組み合
わせられる。ミキサ４９２２の出力は信号４９３６である。ここでもまた、増幅
器４９２８とフィルタ４９３０は、信号４９３６が所望の振幅と周波数にあるこ
とを保証する。その後、その結果生じる信号は復号器４９３２にルーティングさ
れ、ここで情報が抽出され、ベースバンド信号４９３８が得られる。

【０２７２】 信号４９３４は第１の中間周波数（ＩＦ）信号と呼ばれ、信号４９３６は第２
のＩＦ信号と呼ばれる。したがって、局部発振器４９１４とミキサ４９１２の組
合せは、第１のＩＦ段階と呼ぶことができ、局部発振器４９２４とミキサ４９２
２の組合せは第２のＩＦ段階と呼ぶことができる。

【０２７３】 図４９の回路に関して、例としての周波数は次の通りである。信号４９０２は
９００ＭＨｚでよい。振動信号４９１６は８３０ＭＨｚであってよく、この結果
、第１のＩＦ信号である信号４９３４の周波数は７０ＭＨｚになる。第２の振動
信号４９２６が５９ＭＨｚであるとすると、第２のＩＦ信号である信号４９３６
は１１ＭＨｚにあるであろう。この周波数は第２のＩＦ周波数の典型である。

【０２７４】 他のスーパーヘテロダイン受信機の構成はよく知られており、これらは本発明
のトランシーバの実施形態で使用できる。また上述の、例としての周波数は限定
的なものではなく、例示の目的のみのために提供されている。

【０２７５】 図５０は、典型的なスーパーヘテロダイン受信機を伴うトランシーバ回路にお
ける本発明の送信機を示す。したがって図５０は、本発明の例としてのトランシ
ーバ回路を示す。トランシーバは受信機モジュール５００１を含み、それは任意
のスーパーヘテロダイン受信機構成を使用して実施され、上記に説明されている
。トランシーバはまた送信機モジュール５００３を含み、以下に説明される。

【０２７６】 ＦＭとＰＭモードでは、情報信号５００４は中間信号を変調して振動信号５０
０２を生成する。振動信号５００２は信号整形器５０１０によって整形され、パ
ルス列５００８を作成する（高調波の強化の利点に関しては、上記の解説を参照
されたい）。パルス列５００８はスイッチモジュール５０１２を駆動する。ＦＭ
／ＰＭモードでは、バイアス／基準信号５００６はまた、スイッチモジュール５
０１２によって受信される。スイッチモジュール５０１２の出力は調波の多い信
号５０２２である。調波の多い信号５０２２は複数の正弦成分からなり、「高い
Ｑ」フィルタへルーティングされ、それは所望の出力周波数（複数可）以外のす
べてを除去する。所望の出力周波数５０２４は増幅器５０１６によって増幅され
、送信モジュール５０１８にルーティングされ、そこで送信信号５０２６を出力
し、その信号は送受切換器５０２０にルーティングされる。送受切換器５０２０
の目的は、単一のアンテナを使用して信号の送受の両方を同時に行えるようにす
ることである。受信済み信号４９０２と送信信号５０２６の組合せは、二重信号
５０２８である。

【０２７７】 ＡＭモードでは図５０の同じ回路が適用されるが、（１）情報信号５０３０が
情報信号５００４と置き代わり、（２）バイアス／基準信号５００６は情報信号
５０３０の関数であり、そして（３）振動信号５００２は変調されていない点を
除く。

【０２７８】 この説明はトランシーバの全二重モードに関する説明であり、通信システムの
送信部分は受信機部分とは別の回路である。半二重モードの、可能性のある実施
形態が以下に説明される。

【０２７９】 トランシーバの代替実施形態が可能である。たとえば、図５１Ａ〜図５１Ｄは
トランシーバの実施形態を示し、ここではコストや他の点のために、回路の送信
機部分と受信機部分の両方によって発振器が共有されることが望ましいかもしれ
ない。これを行うために、発振器の周波数を選択する際に妥協を図らなければな
らない。図５１Ａでは、局部発振器５１０４は振動信号５１０６を生成し、それ
は信号４９１１と混合され、第１のＩＦ信号５１０８を生成する。局部発振器５
１１０は第２の振動信号５１１２を生成し、それは第１のＩＦ信号５１０８と混
合されて第２のＩＦ信号５１１４を生成する。ここの例については、振動信号５
１０６と５１１２の周波数はそれぞれ、信号４９１１と第１のＩＦ信号５１０８
の周波数よりも低いものとする。（当業者であれば、ミキサ４９１２と４９２２
は受信する信号の合計と差の両方を生成するので、発振器周波数は信号周波数よ
り高い可能性もあることを分かるであろう。）

【０２８０】 上の例で説明しているように、典型的な第２のＩＦ周波数は１１ＭＨｚである
。第２のＩＦ周波数は、信号が復調され復号される復号器にルーティングされる
ため、このＩＦ周波数の選択は第１のＩＦ周波数より選択肢が狭い。典型的には
、復調器と復号器は、たとえば１１ＭＨｚなどの所定の固定周波数で信号を受信
するように設計されている。この場合であるとすると、第１のＩＦ信号５１０８
と第２の振動信号５１１２の組合せは、１１ＭＨｚの第２のＩＦ周波数を伴う第
２のＩＦ信号を生成しなければならない。受信済み信号４９０２は上の例では９
００ＭＨｚであったことを思い出されたい。１１ＭＨｚの第２のＩＦ信号周波数
を達成するために、振動信号４９１６と４９２６の周波数は８３０ＭＨｚと５９
ＭＨｚに設定されている。振動信号５１０６と５１１２の周波数を設定する前に
、送信済み信号の所望の周波数が決定されなければならない。これもまた９００
ＭＨｚであるとすると、その時本発明のスイッチを開閉させる振動信号の周波数
は、９００ＭＨｚの「分数調波」でなければならない。すなわち、これは整数で
除算された９００ＭＨｚの商である。（言い換えれば、９００ＭＨｚはスイッチ
を駆動する振動信号の高調波でなければならない）。以下の表は、９００ＭＨｚ
の分数調波のいくつかのリストである。

【０２８１】 分数調波 周波数 第１ ９００ＭＨｚ 第２ ４５０ 第３ ３００ 第４ ２２５ 第５ １８０ 第１０ ９０ 第１５ ６０

【０２８２】 図４９および５０の第２の振動信号４９２６の周波数が５９ＭＨｚであったこ
とを思い出されたい。第１５の分数調波の周波数が６０ＭＨｚであることに注意
されたい。図５１の振動信号５１１２の周波数が６０ＭＨｚに設定されていると
すると、これはまた図５１Ｂのスイッチモジュール５１２６と、図５１Ｃのスイ
ッチモジュール５１３６内のスイッチを動作させる振動信号としても使用できる
であろう。これが行われるとすると、以下に示すように第１のＩＦ信号の周波数
は７１ＭＨｚとなるであろう（独立型受信機に関する前の例では７０ＭＨｚであ
ったが、この場合は７０ＭＨｚではない）。

【０２８３】 第１のＩＦ周波数＝第２のＩＦ周波数＋第２の振動周波数 ＝１１ＭＨｚ＋６０ＭＨｚ ＝７１ＭＨｚ

【０２８４】 第１の振動信号５１０６の周波数は第１のＩＦ周波数の値と、受信信号４９０
２の周波数の値から決定できる。この例では、受信信号の周波数は９００ＭＨｚ
であり、第１のＩＦ信号の周波数が７１ＭＨｚである。したがって、第１の振動
信号５１０６の周波数は以下に示すように８２９ＭＨｚでなければならない。

【０２８５】 第１の振動周波数＝受信信号の周波数−第１のＩＦ周波数 ＝９００ＭＨｚ−７１ＭＨｚ ＝８２９ＭＨｚ したがって振動信号５１０６と５１１２の周波数はそれぞれ、８２９ＭＨｚと
６０ＭＨｚである。

【０２８６】 図５１Ｂには、ＰＭの実施形態が示されている。第２の振動信号５１１２は位
相変調器５１２２にルーティングされ、第２の振動信号５１１２はここで情報信
号５１２０によって変調され、ＰＭ信号５１３２を生成する。ＰＭ信号５１３２
は高調波強化モジュール５１２４へルーティングされ、パルス列５１３３を生成
する。パルス列５１３３はまた位相被変調信号でもあり、スイッチモジュール５
１２６内のスイッチを開閉させるために使用される。また、スイッチモジュール
５１２６にはバイアス信号５１２８も入力する。スイッチモジュール５１２６の
出力は、調波の多い信号５１３４である。

【０２８７】 図５１Ｃでは、ＡＭ実施形態が示されている。第２の振動信号５１１２は直接
高調波強化モジュール５１２４に入り、パルス列５１３８を生成する。次いでパ
ルス列５１３８は（この実施形態では変調されない）スイッチモジュール５１３
６に入り、ここでスイッチを開閉させる。また、スイッチモジュール５１３６に
は基準信号５１４０も入力する。基準信号は、加算モジュール５１３０によって
情報信号５１２０とバイアス信号５１２８を組み合わせることによって生成され
る。当業者であれば、情報信号５１２０はバイアス信号５１２８と組み合わされ
なくても、基準信号として使用できる可能性があることはよく知られている。ス
イッチモジュール５１３６の出力は、調波の多い信号５１３４である。

【０２８８】 本発明の範囲はＦＭの実施形態を含み、そこでは受信機回路の発振器５１１０
は、送信機回路用の振動信号のための発信元として使用される。上述の実施形態
では、ＦＭの実施形態は簡単な局部発振器というよりはむしろ、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）を必要とする。当業者であればここに含まれる解説に基づいて、ＶＣ
Ｏが受信機回路での局部発振器の代わりに使用される回路設計があることは明ら
かであろう。

【０２８９】 図５１Ｄでは、調波の多い信号５１３４はフィルタ５１４２によって濾波され
、それは所望の出力周波数５１４８以外のすべてを取り除く。所望の出力周波数
５１４８は増幅器モジュール５１４６によって増幅され、送信モジュール５１５
０にルーティングされる。送信モジュール５１５０の出力は送信信号５１４４で
ある。その後、送信信号５１４４は送信のためにアンテナ４９０４にルーティン
グされる。

【０２９０】 当業者であれば、本発明の範囲と意図を満たす発振器周波数、段階、回路の多
くの組合せがあることを理解するであろう。したがって、ここに含まれる説明は
限定的なものではなく、例示の目的だけのためである。

【０２９１】 ６．２．２ 第２の実施形態：半二重モードでの汎用周波数ダウンコンバータ
と共に使用されている本発明の送信機 汎用周波数ダウンコンバーション技術を使用した例としての受信機が図５２に
示されており、以下のセクション６．３で説明している。アンテナ５２０２は電
磁（ＥＭ）信号５２２０を受信する。ＥＭ信号５２２０は、コンデンサ５２０４
を介してスイッチ５２１０の第１の端子にルーティングされる。この例としての
実施形態では、スイッチ５２１０の他の端子はアース５２１２に接続されている
。局部発振器５２０６は振動信号５２２８を生成し、それはパルス整形器５２０
８を介してルーティングされる。その結果、パルス列５２３０が生じる。発振器
５２０６の選択とパルス整形器５２０８の設計は、パルス列５２３０の周波数と
パルス幅を制御する。パルス列５２３０はスイッチ５２１０の開閉を制御する。
スイッチ５２１０の開閉の結果として、ダウンコンバートされた信号５２２２が
生じる。ダウンコンバートされた信号５２２２は増幅器５２１４とフィルタ５２
１６を介してルーティングされ、その結果、濾波済み信号５２２４が生じる。好
適実施形態では、濾波済み信号５２２４はベースバンドにあり、復号器５２１８
は、ベースバンド情報信号を出力する前に、ディジタルからアナログへ変換する
かまたは暗号化を除去するためにだけ必要とされる。これはその時、ＥＭ信号５
２２０を受信し、ＩＦまたは復調器を必要とせずにＥＭ信号５２２０をベースバ
ンド信号５２２６へダウンコンバートするという点で、直接ダウンコンバーショ
ンモードで動作する汎用周波数ダウンコンバーション受信機である。代替実施形
態では、濾波済み信号５２２４は、「オフセット」周波数である可能性がある。
すなわち、それは、典型的なスーパーヘテロダイン受信機での第２のＩＦ信号に
ついて上記に説明されたのと同様、中間周波数である。この場合、復号器５２１
８はベースバンド信号５２２６を出力できるように濾波済み信号を復調するため
に使用される。

【０２９２】 本発明を使用した例としての送信機は図５３に示されている。ＦＭとＰＭの実
施形態では、情報信号５３０２は振動信号５３０６を変調し、振動信号５３０６
はパルス整形回路５３１０へルーティングされ、パルス整形回路５３１０はパル
ス列５３１１を出力する。パルス列５３１１はスイッチ５３１２の開閉を制御す
る。スイッチ５３１２の１つの端子はアース５３１４に接続され、スイッチ５３
１２の第２の端子は抵抗器５３３０を介してバイアス／基準信号５３０８に接続
されている。ＦＭとＰＭモードでは、バイアス／基準信号５３０８は好ましくは
変化しない信号であり、しばしばただのバイアス信号と呼ばれる。ＡＭモードで
は、振動信号５３０６は変調されず、バイアス／基準信号は情報信号５３０４の
関数である。一実施形態では、情報信号５３０４はバイアス電圧と組み合わされ
、基準信号５３０８を生成する。代替実施形態では、情報信号５３０４はバイア
ス電圧と組み合わされずに使用される。典型的にはＡＭモードではこのバイアス
／基準信号は基準信号と呼ばれ、ＦＭとＰＭモードで使用されるバイアス信号と
区別される。スイッチ５３１２の出力は調波の多い信号５３１６であり、それは
「高いＱ」フィルタにルーティングされ、「高いＱ」フィルタは調波の多い信号
５３１６の高調波成分として存在する望ましくない周波数を除去する。所望の周
波数５３２０は増幅器モジュール５３２２によって増幅され、送信モジュール５
３２４へルーティングされ、送信モジュール５３２４は送信信号５３２６を出力
する。この実施形態では、送信信号はアンテナ５３２８によって出力される。

【０２９３】 ＦＭとＰＭ変調モードについては、図５４Ａ、図５４Ｂ、および図５４Ｃで本
発明の送信機と、本発明の実施形態による半二重モードでの汎用周波数ダウンコ
ンバーション受信機の組合せを示す。すなわち、トランシーバは送信と受信がで
きるが、両方を同時に行うことはできない。それは単一のアンテナ５４０２、単
一の発振器５４４４／５４５４（送信機がＦＭかＰＭ変調モードにあるかどうか
による）、単一のパルス整形器５４３８、および単一のスイッチ５４２０を使用
して送信し、受信する。受信機能においては、「受信機／送信機」（Ｒ／Ｔ）ス
イッチ５４０６、５４０８、および５４４６／５４５２（ＦＭまたはＰＭ）はす
べて（Ｒ）によって示された受信位置にある。アンテナ５４０２はＥＭ信号５４
０４を受信し、コンデンサ５４０７を介してこれをルーティングする。ＦＭ変調
モードでは、振動信号５４３６は電圧制御発振器（ＶＣＯ）５４４４によって生
成される。トランシーバは受信機能を実行しているため、スイッチ５４４６はＶ
ＣＯ５４４４への入力をアース５４４８へ接続する。したがってＶＣＯ５４４４
はまるで簡単な発振器のように動作する。ＰＭ変調モードでは、振動信号５４３
６は局部発振器５４５４によって生成され、これは位相変調器５４５６を介して
ルーティングされる。トランシーバが受信機能を実行するため、スイッチ５４５
２はアース５４４８に接続され、位相変調器には変調入力はない。したがって局
部発振器５４５４と位相変調器５４５６は、まるで単一の発振器のように動作す
る。当業者であれば、ここに含まれる解説に基づいて、振動信号５４３６が生成
されスイッチ５４２０を制御できる多くの実施形態を分かるであろう。

【０２９４】 振動信号５４３６はパルス整形器５４３８によって整形され、パルス列５４４
０を作成する。パルス列５４４０は、スイッチ５４２０を開閉させる。スイッチ
の開閉の結果、ダウンコンバートされた信号５４０９が生成される。ダウンコン
バートされた信号５４０９は増幅され濾波されて、濾波済み信号５４１３を生成
する。一実施形態では、濾波済み信号５４１３はベースバンドにあり、ダウンコ
ンバーションの結果として、復調される。したがって復号器５４１４は、濾波済
み信号５４１３をディジタルからアナログに変換するか、解読するのでなければ
必要でない可能性がある。代替実施形態では、濾波済み信号５４１３は「オフセ
ット」周波数にあるため、濾波済み信号を復調し復調済みベースバンド信号を生
成するために、復号器５４１４が必要となる。

【０２９５】 トランシーバが送信機能を実行する時、Ｒ／Ｔスイッチ５４０６、５４０８、
および５４４６／５４５２（ＦＭまたはＰＭ）は（Ｔ）位置にある。ＦＭ変調モ
ードでは、情報信号５４５０はスイッチ５４４６によってＶＣＯ５４４４に接続
され、周波数変調振動信号５４３６を生成する。ＰＭ変調モードでは、スイッチ
５４５２は情報信号５４５０を位相変調器５４５６に接続し、位相変調振動信号
５４３６を生成する。振動信号５４３６はパルス整形器５４３８を介してルーテ
ィングされ、パルス列５４４０を作成し、それはスイッチ５４２０を開閉させる
。スイッチ５４２０の１つの端子はアース５４４２に接続され、別の端子はスイ
ッチＲ／Ｔ５４０８と抵抗器５４２３を介してバイアス信号５４２２に接続され
る。その結果、調波の多い信号５４２４が生じ、それは「高いＱ」フィルタ５４
２６へルーティングされ、「高いＱ」フィルタ５４２６は高調波の多い信号５４
２４の調波成分として存在する望ましくない周波数を除去する。所望の周波数５
４２８は増幅器モジュール５４３０によって増幅され、送信モジュール５４３２
へルーティングされ、送信モジュール５４３２は送信信号５４３４を出力する。
ここでもまた、トランシーバが送信機能を実行するので、Ｒ／Ｔスイッチ５４０
６は送信信号をアンテナ５４０２に接続する。

【０２９６】 ＡＭ変調モードでは、トランシーバは図５５に示されたように半二重モードで
動作する。この変調モードと上記のＦＭ、およびＰＭ変調モードとの唯一の相違
点は、振動信号５４３６が局部発振器５５０２によって生成され、スイッチ５４
２０がＲ／Ｔスイッチ５４０８と抵抗器５４２３を介して基準信号５５０６に接
続されていることである。基準信号５５０６は、情報信号５４５０とバイアス信
号５４２２が加算モジュール５５０４によって組み合わされた時に生成される。
当業者には、情報信号５４５０はバイアス信号５４２２と組み合わされなくても
基準信号５５０６として使用でき、スイッチ５４２０に直接接続できる（抵抗器
５４２３とＲ／Ｔスイッチ５４０８を介して）ことはよく知られている。

【０２９７】 ６．２．３ 第３の実施形態：全二重モードの汎用周波数ダウンコンバータと
ともに使用されている本発明の送信機 全二重モードは、トランシーバが送信と受信を同時に行うことができるという
点で、半二重モードとは異なる。図５６を参照するとこれを達成するために、ト
ランシーバは好ましくは各機能について別の回路を使用する。送受切換器５６０
４がトランシーバの中で使用され、送信と受信機能の両方についてアンテナ５６
０２を共有できるようにしている。

【０２９８】 受信機機能は次のように実行する。アンテナ５６０２はＥＭ信号５６０６を受
信し、それをコンデンサ５６０７を介してスイッチ５６２６の１つの端子へルー
ティングする。スイッチ５６２６の他の端子はアース５６２８に接続され、スイ
ッチは局部発振器５６２０とパルス整形器５６２２によって生成されたパルス列
５６２４の結果として駆動される。スイッチ５６２６の開閉はダウンコンバート
された信号５６１４を生成する。ダウンコンバートされた信号５６１４は、増幅
器５６０８とフィルタ５６１０を介してルーティングされ、濾波済み信号５６１
６を生成する。濾波済み信号５６１６はベースバンドにあり復調されるか、「オ
フセット」周波数にある可能性がある。濾波済み信号５６１６がオフセット周波
数にある場合、復号器５６１２はそれを復調して復調済みベースバンド信号５６
１８を生成する。しかし好適実施形態では、濾波済み信号５６１６は復調済みベ
ースバンド信号であり、復号器５６１２は、濾波済み信号５６１６をディジタル
からアナログに変換するか解読するのでない限り、必要ではない可能性がある。
トランシーバのこの受信機部分は、トランシーバの送信機部分とは独立して動作
することができる。

【０２９９】 送信機機能は次のように実行される。ＦＭとＰＭ変調モードでは、情報信号５
６４８が振動信号５６３０を変調する。ＡＭ変調モードでは、振動信号５６３０
は変調されない。振動信号はパルス整形器５６３２によって整形され、パルス列
５６３４が生成される。このパルス列５６３４はスイッチ５６３６を開閉させる
。スイッチ５６３６の１つの端子はアース５６３８に接続され、別の端子は抵抗
器５６４７を介してバイアス／基準信号５６４６に接続される。ＦＭとＰＭ変調
モードでは、バイアス／基準信号５６４６はバイアス信号５６４６と呼ばれ、本
質的に変化しない。ＡＭ変調モードでは、情報信号５６５０はバイアス信号と組
み合わされて、基準信号５６４６と呼ばれるものを生成する可能性がある。基準
信号５６４６は情報信号５６５０の関数である。当業者には、情報信号５６５０
がバイアス信号と合計されずに直接バイアス／基準信号５６４６として使用され
る可能性があることはよく知られている。調波の多い信号５６５２が生成され、
「高いＱ」フィルタ５６４０によって濾波され、これによって所望の信号５６５
４が作成される。所望の信号５６５４は増幅器５６４２によって増幅され、送信
モジュール５６４４にルーティングされる。送信モジュール５６４４の出力は送
信信号５６５６である。送信信号５６５６は送受切換器５６０４にルーティング
され、それからアンテナ５６０２によって送信される。トランシーバのこの送信
機部分は、トランシーバの受信機部分から独立して動作できる。

【０３００】 したがって上記のように、図５６に示されたような本発明のトランシーバの実
施形態はすべての変調モードで全二重通信を実行できる。

【０３０１】 ６．２．４ 他の実施形態と実施 本発明の受信機／送信機の他の実施形態と実施は、当業者であればここでの解
説に基づいて明らかであろう。

【０３０２】 上記の実施形態と実施は例示の目的のために提供されたものである。これらの
実施形態と実施は本発明を限定する意図ではない。当業者であればここに含まれ
る教示に基づいて、ここに説明した実施形態とはわずかにまたは大幅に異なる代
替実施形態が明らかであろう。そのような代替実施形態と実施も本発明の範囲と
趣旨の範囲内にある。

【０３０３】 ６．３ 汎用周波数変換モジュールを使用したダウンコンバーションの要約説
明 以下の解説は、汎用周波数変換モジュールを使用したダウンコンバーティング
を説明する。図７１Ａは、ＥＭ入力信号６４０４をダウンコンバートする汎用周
波数変換（ＵＦＴ）モジュール６４０２を使用したダウンコンバーションのため
のエイリアシングモジュール６４００を示す。特定の実施形態では、エイリアシ
ングモジュール６４００はスイッチ６４０８とコンデンサ６４１０を含む。回路
構成要素の電子的な配列は融通性がある。すなわち、一つの実施では、スイッチ
６４０８は入力信号６４０４と直列であり、コンデンサ６４１０はアースに分路
されている（差動モードのような構成ではアース以外の可能性もあるが）。第２
の実施では（図７１Ｂを参照のこと）、コンデンサ６４１０は入力信号６４０４
と直列であり、スイッチ６４０８はアースに分路されている（差動モードのよう
な構成ではアース以外の可能性もあるが）。ＵＦＴモジュール６４０２を伴うエ
イリアシングモジュール６４００は、ＥＭ入力信号６４０４の周波数より十分に
低いエイリアシング周波数を使用して、幅広い種類の電磁信号をダウンコンバー
トするように簡単に調整される。

【０３０４】 一実施では、エイリアシングモジュール６４００は入力信号６４０４を中間周
波数（ＩＦ）信号にダウンコンバートする。他の実施では、エイリアシングモジ
ュール６４００は入力信号６４０４を復調ベースバンド信号にダウンコンバート
する。さらに別の実施では、入力信号６４０４は周波数被変調（ＦＭ）信号であ
り、エイリアシングモジュール６４００はそれを位相変調（ＰＭ）信号または振
幅変調（ＡＭ）信号のような非ＦＭ信号にダウンコンバートする。上記の実施の
各々は以下に説明される。

【０３０５】 一実施形態では、制御信号６４０６は入力信号６４０４の周波数の２倍に等し
いまたはそれ未満のエイリアシングレートで反復するパルス列を含む。この実施
形態では、入力信号６４０４の周波数に対するナイキスト比率以下なので、制御
信号６４０６はここではエイリアシング信号と呼ばれる。好ましくは、制御信号
６４０６の周波数は入力信号６４０４よりはるかに小さい。

【０３０６】 図７１Ｅに示されているように、パルス列６４１８はスイッチ６４０８を制御
し、制御信号６４０６を伴う入力信号６４０４をエイリアスしてダウンコンバー
トされたの出力信号６４１２を生成する。さらに具体的には一実施形態では、ス
イッチ６４０８は図７１Ｅの各パルス６４２０の第１のエッジで閉じ、各パルス
の第２のエッジで開く。スイッチ６４０８が閉じられた時、入力信号６４０４は
コンデンサ６４１０に結合され、電荷は入力信号からコンデンサ６４１０へ転送
される。連続したパルスの間に蓄積された電荷はダウンコンバートされた出力信
号６４１２を形成する。

【０３０７】 例としての波形が図７１Ｃ〜図７１Ｇに示されている。

【０３０８】 図７１Ｃは、入力信号６４０４の例であるアナログの振幅変調（ＡＭ）搬送波
信号６４１４を示す。図７１Ｄでは例示の目的のために、アナログＡＭ搬送波信
号の一部６４１６は、アナログＡＭ搬送波信号６４１４の一部を拡大された時間
スケールで示す。アナログＡＭ搬送波信号の一部６４１６は、時間ｔ₀から時間
ｔ₁のアナログＡＭ搬送波信号６４１４を示す。

【０３０９】 図７１Ｅは制御信号６４０６の一例である、例としてのエイリアシング信号６
４１８を示す。エイリアシング信号６４１８はアナログＡＭ搬送波信号の一部６
４１６とほぼ同じ時間スケールにある。図７１Ｅに示されている例では、エイリ
アシング信号６４１８は、ゼロになる傾向のある無視できる開口を有するパルス
列６４２０を含む（以下に説明するように本発明はこの実施形態に限定されるも
のではない）。当業者であれば、パルス開口はまたパルス幅とも呼ばれることを
理解されるであろう。パルス６４２０はエイリアシング比率で反復するか、エイ
リアシング信号６４１８のパルス反復レートで反復する。エイリアシングレート
は次に説明するように決定される。

【０３１０】 上記のように、パルス列６４２０（つまり制御信号６４０６）はスイッチ６４
０８を制御し、エイリアシング信号６４１８のエイリアシングレートでアナログ
ＡＭ搬送波信号６４１６（つまり入力信号６４０４）をエイリアスする。特にこ
の実施形態では、スイッチ６４０８は各パルスの第１のエッジで閉じ、各パルス
の第２のエッジで開く。スイッチ６４０８が閉じている時、入力信号６４０４は
コンデンサ６４１０に結合され、電荷は入力信号６４０４からコンデンサ６４１
０へ転送される。パルスの間に転送される電荷はここではアンダーサンプルと呼
ばれる。例としてのアンダーサンプル６４２２は、アナログＡＭ搬送波信号の一
部６４１６（図７１Ｄ）とパルス列６４２０（図７１Ｅ）に対応するダウンコン
バートされた信号の一部６４２４（図７１Ｆ）を形成する。ＡＭ搬送波信号６４
１４の連続するアンダーサンプルの間に蓄積された電荷は、ダウンコンバートさ
れた出力信号６４１２（図７１Ａおよび図７１Ｂ）の例であるダウンコンバート
された信号６４２４（図７１Ｆ）を形成する。図７１Ｇでは、復調ベースバンド
信号６４２６は、圧縮されたタイムスケール上で濾波した後の、復調ベースバン
ド信号６４２４を表す。図示されているように、ダウンコンバートされた信号６
４２６はＡＭ搬送波信号６４１４と実質的に同じ「振幅包絡線」を有する。した
がって、図７１Ｃ〜７１Ｇは、ＡＭ搬送波信号６４１４のダウンコンバーション
を示す。

【０３１１】 図７１Ｃ〜７１Ｇに示された波形は例示の目的のためだけに論じられているも
のであり、限定的なものではない。

【０３１２】 制御信号６４０６のエイリアシング比率は、入力信号６４０４がＩＦ信号へダ
ウンコンバートされるか、復調ベースバンド信号へダウンコンバートされるか、
ＦＭ信号からＰＭまたはＡＭ信号へダウンコンバートされるかどうかを決定する
。一般には、入力信号６４０４、制御信号６４０６のエイリアシング比率、ダウ
ンコンバートされた出力信号６４１２の関係は以下のように示される。

【０３１３】 （入力信号６４０４の周波数）＝ｎ・（制御信号６４０６の周波数）± （ダウンコンバート済み出力信号６４１２の周波数） ここに含まれる例については、「＋」状態だけが解説される。ｎの値は、入力
信号６４０４の高調波または分数調波を示す（たとえばｎ＝０．５、１、２、３
、．．．）。

【０３１４】 制御信号６４０６のエイリアシング比率が入力信号６４０４の周波数からオフ
セットされている時、または入力信号６４０４の高調波または分数調波からオフ
セットされている時は、入力信号６４０４はＩＦ信号にダウンコンバートされる
。これは、アンダーサンプリングパルスは入力信号６４０４の結果生じるサイク
ルの異なる位相で起きるためである。結果として、アンダーサンプルはより低い
周波数振動パターンを形成する。入力信号６４０４が振幅、周波数、位相など、
またはこれらの任意の組合せのようなより低い周波数変化を含むならば、関連す
るアンダーサンプルの間に蓄積される電荷はより低い周波数変化を反映し、その
結果、ダウンコンバートされたＩＦ信号上に同様の変化が生じる。たとえば、９
０１ＭＨｚの入力信号を１ＭＨｚのＩＦ信号へダウンコンバートするためには、
制御信号６４０６の周波数は次のように計算される。

【０３１５】 （周波数_入力−周波数_IF）／ｎ＝周波数_制御 （９０１ＭＨｚ−１ＭＨｚ）／ｎ＝９００／ｎ ｎ＝０．５、１、２、３、４などについては、制御信号６４０６の周波数は実
質的に１．８ＧＨｚ、９００ＭＨｚ、４５０ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、２２５ＭＨ
ｚなどと等しいであろう。

【０３１６】 あるいは、制御信号６４０６のエイリアシング比率が実質的に入力信号６４０
４の周波数と等しい時、または、入力信号６４０４の高調波または分数調波と実
質的に等しい時、入力信号６４０４は復調ベースバンド信号へ直接ダウンコンバ
ートされる。これは、変調なしに、入力信号６４０４の結果生じるサイクルの同
じポイントで、アンダーサンプリングパルスが発生するためである。結果として
、アンダーサンプルは一定の出力ベースバンド信号を形成する。入力信号６４０
４が振幅、周波数、位相など、またはこれらの任意の組合せのようなより低い周
波数変化を含むとき、関連するアンダーサンプルの間に蓄積された電荷はより低
い周波数の変化を反映し、その結果、復調ベースバンド信号上に同様の変化が生
じる。たとえば、９００ＭＨｚの入力信号を復調ベースバンド信号へ直接ダウン
コンバートするためには、制御信号６４０６の周波数は次のように計算される。

【０３１７】 （周波数_入力−周波数_IF）／ｎ＝周波数_制御 （９００ＭＨｚ−０ＭＨｚ）／ｎ＝９００ＭＨｚ／ｎ ｎ＝０．５、１、２、３、４などについては、制御信号６４０６の周波数は実
質的に１．８ＧＨｚ、９００ＭＨｚ、４５０ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、２２５ＭＨ
ｚなどと等しいはずである。

【０３１８】 あるいは、入力ＦＭ信号を非ＦＭ信号にダウンコンバートするためには、ＦＭ
帯域幅内の周波数がベースバンド（つまりゼロＩＦ）にダウンコンバートされな
ければならない。例として、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）信号（ＦＭのサ
ブセット）を位相シフトキーイング（ＰＳＫ）信号（ＰＭのサブセット）へダウ
ンコンバートするためには、ＦＳＫ信号のより低い周波数Ｆ₁とより高い周波数
Ｆ₂の間の中間点（すなわち、［（Ｆ₁＋Ｆ₂）÷２］）がゼロＩＦへダウンコン
バートされる。たとえば、８９９ＭＨｚに等しいＦ₁と９０１ＭＨｚに等しいＦ₂ とを有するＦＳＫ信号をＰＳＫ信号にダウンコンバートするには、制御信号６４
０６のエイリアシング比率は次のように計算されるであろう。

【０３１９】 入力の周波数＝（Ｆ₁＋Ｆ₂）÷２ ＝（８９９ＭＨｚ＋９０１ＭＨｚ）÷２ ＝９００ＭＨｚ

【０３２０】 ダウンコンバート済み信号の周波数＝０（つまりベースバンド） （周波数_入力−周波数_IF）／ｎ＝周波数_制御 （９００ＭＨｚ−０ＭＨｚ）／ｎ＝９００ＭＨｚ／ｎ ｎ＝０．５、１、２、３などについては、制御信号６４０６の周波数は実質的
に１．８ＧＨｚ、９００ＭＨｚ、４５０ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、２２５ＭＨｚな
どと等しいはずである。ダウンコンバートされたＰＳＫ信号の周波数は、より低
い周波数Ｆ₁とより高い周波数Ｆ₂の間の差の半分に実質的に等しい。

【０３２１】 別の例として、ＦＳＫ信号を振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）信号（ＡＭのサ
ブセット）にダウンコンバートするためには、ＦＳＫ信号のより低い周波数Ｆ₁
またはより高い周波数Ｆ₂がゼロＩＦにダウンコンバートされる。たとえば、９
００ＭＨｚに等しいＦ₁と９０１ＭＨｚに等しいＦ₂とを有するＦＳＫ信号をＡＳ
Ｋ信号にダウンコンバートするには、制御信号６４０６のエイリアシング比率は
実質的には次と等しくなるべきである。

【０３２２】 （９００ＭＨｚ−０ＭＨｚ）／ｎ＝９００ＭＨｚ／ｎ または （９０１ＭＨｚ−０ＭＨｚ）／ｎ＝９０１ＭＨｚ／ｎ

【０３２３】 前者の９００ＭＨｚ／ｎの場合に対して、およびｎ＝０．５、１、２、３、４
などに対しては、制御信号６４０６の周波数は実質的に１．８ＧＨｚ、９００Ｍ
Ｈｚ、４５０ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、２２５ＭＨｚなどと等しくなるべきである
。後者の９０１ＭＨｚ／ｎの場合に対して、およびｎ＝０．５、１、２、３、４
などに対しては、制御信号６４０６の周波数は１．８０２ＧＨｚ、９０１ＭＨｚ
、４５０．５ＭＨｚ、３００．３３３ＭＨｚ、２２５．２５ＭＨｚなどと実質的
に等しくなるべきである。ダウンコンバートされたＡＭ信号の周波数は、より低
い周波数Ｆ₁とより高い周波数Ｆ₂の間の差に実質的に等しい（つまり１ＭＨｚ）
。

【０３２４】 一実施形態では、制御信号６４０６のパルスは、ゼロになる傾向のある無視で
きる開口を有する。このためＵＦＴモジュール６４０２は、高入力インピーダン
ス装置となる。この構成は、入力信号の妨害を最小にしたい状況には有用である
。

【０３２５】 別の実施形態では、制御信号６４０６のパルスはゼロから離れる傾向のある無
視できない開口を有する。このためＵＦＴモジュール６４０２は、より低い入力
インピーダンス装置となる。これによって、ＵＦＴモジュール６４０２のより低
い入力インピーダンスは、入力信号６４０４の発信元インピーダンスに実質的に
一致することが可能になる。またこれは、入力信号６４０４からダウンコンバー
トされた出力信号６４１２へのエネルギー転送を向上し、これによって、ＵＦＴ
モジュール６４０２の効率と信号対ノイズ（ｓ／ｎ）比も向上する。

【０３２６】 制御信号６４０６のパルスが無視できない開口を有する時、エイリアシングモ
ジュール６４００はここではエネルギー転送モジュールまたはゲート制御された
転送モジュールと呼ばれ、制御信号６４０６はエネルギー転送信号と呼ばれる。
制御信号６４０６を生成し最適化するための、さもなければ、エネルギー転送モ
ジュール内のエネルギー転送および／または信号対ノイズ比を向上させるための
例としてのシステムと方法が以下に説明される。

【０３２７】 ６．３．１ オプションのエネルギー転送信号モジュール 図９３はオプションとしてのエネルギー転送信号モジュール９３０２を含むエ
ネルギー転送システム９３０１を示し、これは、エネルギー転送信号９３０９の
生成を含む種々の任意の機能または機能の組合せを実施できるが、実施できる機
能はこれに限定されるものではない。

【０３２８】 一実施形態では、オプションのエネルギー転送信号モジュール９３０２は開口
生成装置を含み、その例は、図９２Ｃに開口生成装置９２２０として図示されて
いる。開口生成装置９２２０は無視できない開口パルス９２２６を入力信号９２
２４から生成する。入力信号９２２４は、任意の型の周期信号である可能性があ
り、これは正弦波、方形波、のこぎり波などを含むが、これに限定されるもので
はない。入力信号９２２４を生成するためのシステムが以下に説明される。

【０３２９】 パルス９２２６の幅または開口は、開口生成装置９２２０の分岐９２２２を介
した遅延によって決定される。一般には、所望のパルス幅が増大すると、開口生
成装置９２２０の要件はより簡単に満たされるようになる。言い換えれば、所定
のＥＭ入力周波数に対して無視できない開口パルスを生成するには、例としての
開口生成装置９２２０に使用されている構成要素は、同じＥＭ入力周波数で動作
するアンダーサンプリングシステムで必要とされるのと同じくらい高速な反応時
間を必要としない。

【０３３０】 開口生成装置９２２０に示された例としてのロジックと実施は例示の目的のた
めだけに提供されているものであり、限定的なものではない。実際に使用される
ロジックは多くの形態をとることができる。例としての開口生成装置９２２０は
、オプションのインバータ９２２８を含み、これは、ここに提供された他の例と
極性の一致のために示されている。

【０３３１】 開口生成装置９２２０の例としての実施が図９２Ｄに示されている。開口生成
ロジックの追加例は、図９２Ａおよび図９２Ｂに提供されている。図９２Ａは、
立上りエッジパルス生成装置９２４０を示し、それは入力信号９２２４の立上り
エッジ上でパルス９２２６を生成する。図９２Ｂは立下りエッジパルス生成装置
９２５０を示し、これは入力信号９２２４の立下りエッジ上でパルス９２２６を
生成する。

【０３３２】 図９３に示されているように一実施形態では、入力信号９２２４はオプション
のエネルギー転送信号モジュール９３０２の外部に生成される。あるいは、入力
信号９２２４はオプションのエネルギー転送信号モジュール９３０２によって内
部的に生成される。入力信号９２２４は、図９２Ｅで発振器９２３０によって示
されているように、発振器によって生成される。発振器９２３０はオプションの
エネルギー転送信号モジュール９３０２の内部であるか、オプションのエネルギ
ー転送信号モジュール９３０２の外部である。発振器９２３０はエネルギー転送
システム９３０１の外部である可能性もある。発振器９２３０の出力は任意の周
期波形である。

【０３３３】 エネルギー転送システム９３０１によって実行されるダウンコンバーションの
型はエネルギー転送信号９３０９のエイリアシング比率に依存し、エネルギー転
送信号９３０９のエイリアシング比率はパルス９２２６の周波数によって決定さ
れる。パルス９２２６の周波数は入力信号９２２４の周波数によって決定される
。

【０３３４】 たとえば、入力信号９２２４の周波数がＥＭ信号９３０３の高調波または分数
調波と実質的に等しい時、ＥＭ信号９３０３はベースバンドに直接ダウンコンバ
ートされるか（たとえばＥＭ信号がＡＭ信号またはＰＭ信号である時）、または
、ＦＭから非ＦＭ信号へコンバートされる。入力信号９２２４の周波数が差周波
数の高調波または分数調波と実質的に等しい時、ＥＭ信号９３０３は中間信号に
ダウンコンバートされる。

【０３３５】 オプションのエネルギー転送信号モジュール９３０２は、ハードウェア、ソフ
トウェア、ファームウェア、あるいはこれらの任意の組合せで実施できる。

【０３３６】 ６．３．２ ダウンコンバートされた信号の平滑化 図７１Ａを参照すると、ダウンコンバートされた出力信号６４１２は、必要で
あれば濾波によって平滑化されてもよい。

【０３３７】 ６．３．３ インピーダンスの一致 図７１Ａおよび７１Ｂを参照すると、エネルギー転送モジュール６４００は、
目的の周波数（たとえばＥＭ入力周波数および中間／ベースバンド周波数）での
、一般に（１）スイッチモジュール（つまりＵＦＴモジュール６４０２）のデュ
ーティサイクルと（２）蓄積モジュール（つまりコンデンサ６４１０）のインピ
ーダンスによって定義される入力と出力インピーダンスを有する。

【０３３８】 好適実施形態のように、ダウンコンバートされているＥＭ信号の周期の約半分
の開口幅から開始して、この開口幅（たとえば「閉じた時間」）は減少する可能
性がある。開口幅が減少すると、エネルギー転送モジュールの入力と出力におけ
る特性インピーダンスは増大する。あるいは、ダウンコンバートされているＥＭ
信号の周期の半分から開口幅が増大すると、エネルギー転送モジュールのインピ
ーダンスは減少する。

【０３３９】 エネルギー転送モジュールの特性入力インピーダンスを決定するステップの１
つは、その値を測定することである。一実施形態では、エネルギー転送モジュー
ルの特性入力インピーダンスは３００オームである。インピーダンス一致回路を
使用して、たとえば５０オームの信号源インピーダンスを有する入力ＥＭ信号と
、たとえば３００オームのエネルギー転送モジュールのインピーダンスを効率的
に結合することができる。これらのインピーダンスの一致は種々の方法で達成で
き、その中には必要なインピーダンスを直接提供する方法や、以下に説明するよ
うに、インピーダンス一致回路を使用する方法が含まれる。

【０３４０】 図９４を参照すると、入力インピーダンス一致モジュール９４０６、エイリア
シングモジュール９４０４、および出力インピーダンス一致モジュール９４０８
を備えるインピーダンス一致エイリアシングモジュール９４０２が示されている
。限定的ではなく例示として、図９４は、ＲＦ信号９４１４を入力として使用し
た特定の実施形態を示す。インピーダンス９４１２がたとえば、約５０オームの
比較的低いインピーダンスであり、入力インピーダンス９４１６がたとえば約３
００オームであると仮定すると、入力インピーダンス一致モジュール９４０６に
対する最初の構成は、図９６に示されたように構成することができ、インダクタ
ンスコイル９６０６とコンデンサ９６０８を含む。インダクタンスコイル９６０
６とコンデンサ９６０８の構成は、低いインピーダンスから高いインピーダンス
に移行する時に可能性のある構成である。インダクタンスコイル９６０６とコン
デンサ９６０８は、「Ｌネットワーク」一致フィルタを構成する。インダクタン
スコイル９６０６とコンデンサ９６０８の値の計算は、当業者にはよく知られて
いる。

【０３４１】 出力特性インピーダンスは、所望の出力周波数を考慮するように一致されたイ
ンピーダンスである可能性がある。エネルギー転送モジュールの特性出力インピ
ーダンスを決定するステップの１つは、その値を測定することである。蓄積モジ
ュールの非常に低いインピーダンスを入力ＥＭ周波数でバランスをとるために、
蓄積モジュールは、駆動されるように意図されている負荷より好ましくは大きい
または等しい所望の出力周波数のインピーダンスを有するべきである（たとえば
一実施形態では、所望の１ＭＨｚ出力周波数での蓄積モジュールインピーダンス
は２Ｋオームであり、駆動されるべき所望の負荷は５０オームである）。インピ
ーダンス一致のさらなる利点は、望ましくない信号の濾波も同じ構成要素で達成
できることである。

【０３４２】 一実施形態では、エネルギー転送モジュールの特性出力インピーダンスはたと
えば２Ｋオームである。インピーダンス一致回路を使用して、たとえば２Ｋオー
ムの出力インピーダンスを伴うダウンコンバートされた信号と、たとえば５０オ
ームの負荷を効率的に結合することができる。これらのインピーダンスの一致は
種々の方法で達成でき、その中には必要な負荷インピーダンスを直接提供する方
法や、以下に説明するように、インピーダンス一致回路を使用する方法が含まれ
る。

【０３４３】 高いインピーダンスから低いインピーダンスに一致させる時、コンデンサ９６
１４とインダクタンスコイル９６１６は図９６に示されるように構成できる。コ
ンデンサ９６１４とインダクタンスコイル９６１６は、「Ｌネットワーク」一致
フィルタを構成する。コンデンサ９６１４とインダクタンスコイル９６１６の値
の計算は当業者にはよく知られている。

【０３４４】 本発明によれば、入力インピーダンス一致モジュール９４０６と出力インピー
ダンス一致モジュール９４０８の構成は、インピーダンス一致のための最初の開
始ポイントと見なされる。状況によっては、それ以上の最適化がなくても最初の
設計が適切である場合がある。他の状況では、最初の設計は他の種々の設計基準
や考慮に従って最適化することができる。

【０３４５】 他のオプションの最適化構造および／または構成要素を使用するとき、それら
の元々の基準とともに一致に関して、それらがエネルギー転送モジュールの特性
インピーダンスに及ぼす影響が考慮されるべきである。

【０３４６】 ６．３．４ タンクと共振構造 共振タンクと他の共振構造を使用して、さらに本発明のエネルギー転送特性を
最適化することができる。たとえば、入力周波数について共振する共振構造を使
用して、スイッチが開いている時に入力信号からのエネルギーを蓄積することが
できる。スイッチが開いている間共振構造がないと、アーキテクチャは最大可能
効率において限定されることが分かるであろう。共振タンクと他の共振構造は、
表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ、誘導体共振器、ダイプレクサ、コンデンサ、イ
ンダクタンスコイルなどを含むが、これに限定されない。

【０３４７】 例としての実施形態が図１０６Ａに示されている。２つの追加の実施形態が図
１０１および図１０９に示されている。当業者であれば、ここに含まれる教示に
基づいて代替の実施は明らかであろう。代替の実施も本発明の範囲と趣旨の範囲
内にある。これらの実施は、直列と並列の（タンク）共振回路の特性を利用した
ものである。

【０３４８】 図１０６Ａは、特異な実施における並列タンク回路を示す。第１の並列共振ま
たはタンク回路（タンク１）は、コンデンサ１０６３８とインダクタンスコイル
１０６２０からなる。第２のタンク回路（タンク２）はコンデンサ１０６３４と
インダクタンスコイル１０６３６からなる。

【０３４９】 当業者であれば理解できるように、並列タンク回路は次のものを提供する。 共振より下の周波数には低いインピーダンス 共振より上の周波数には低いインピーダンス 共振または共振付近の周波数には高いインピーダンス

【０３５０】 図１０６Ａの図示された例では、第１と第２のタンク回路は約９２０ＭＨｚで
共振する。共振において、また共振付近では、これらの回路のインピーダンスは
比較的高い。したがって図１０６Ａに示されたような回路構成では、両方のタン
ク回路は、９５０ＭＨｚの入力周波数には比較的高いインピーダンスとして現れ
、一方、所望の出力範囲の５０ＭＨｚの周波数には比較的低いインピーダンスと
して同時に現れる。

【０３５１】 エネルギー転送信号１０６４２は、スイッチ１０６１４を制御する。エネルギ
ー転送信号１０６４２がスイッチ１０６１４を制御して開閉する時、高い周波数
信号成分はタンク１またはタンク２を通過しない。しかし、システムによって生
成されるより低い信号成分（この実施形態では５０ＭＨｚ）は、ほとんど減衰な
くタンク１とタンク２を通過する。タンク１とタンク２の効果は、同じノードか
らの入力と出力信号をさらに分離することであり、これによってさらに安定した
入力と出力インピーダンスを生成することである。コンデンサ１０６１８と１０
６４０は、エネルギー転送パルスの間で５０ＭＨｚの出力信号エネルギーを蓄積
するように作用する。

【０３５２】 示されたように、インダクタンスコイル１０６１０を蓄積コンデンサ１０６１
２に直列に置くことによってエネルギー転送はさらに最適化される。図示された
例では、この回路配置の直列共振周波数は、約１ＧＨｚである。この回路はシス
テムのエネルギー転送特性を増大する。好ましくは、インダクタンスコイル１０
６１０のインピーダンスと蓄積コンデンサ１０６１２のインピーダンスの比は、
使用可能なエネルギーの大部分が動作の間に蓄積コンデンサ１０６１２へ転送さ
れるように比較的小さく保たれる。例としての出力信号ＡとＢはそれぞれ、図１
０６Ｂおよび１０６Ｃに図示されている。

【０３５３】 図１０６Ａでは、回路構成要素１０６０４と１０６０６は、入力インピーダン
スの一致を形成する。回路構成要素１０６３２と１０６３０は、５０オームの抵
抗器１０６２８に一致する出力インピーダンスを形成する。回路構成要素１０６
２２と１０６２４は、５０オームの抵抗器１０６２６に一致する第２の出力イン
ピーダンスを形成する。コンデンサ１０６０８と１０６１２は、この実施形態に
ついて蓄積コンデンサとして作用する。電圧源１０６４６と抵抗器１０６０２は
、５０オームの出力インピーダンスを伴う９５０ＭＨｚの信号を生成し、この信
号は回路への入力として使用される。回路要素１０６１６は１５０ＭＨｚの発振
器とパルス生成器を含み、発振器とパルス生成器はエネルギー転送信号１０６４
２を生成するために使用される。

【０３５４】 図１０１はシングルエンドトゥシングルエンドシステム１０１１２内の分路タ
ンク回路１０１１０を示す。同様に図１０９は、システム１０９１２内の分路タ
ンク回路１０９１０を示す。分路タンク回路１０１１０と１０９１０は、駆動源
インピーダンスを低くし、これによって過渡応答を向上させる。分路タンク回路
１０１１０と１０９１０は入力信号からのエネルギーを蓄積し、低い駆動源イン
ピーダンスを提供することができるので、そのエネルギーを閉じたスイッチの開
口を通じて転送することができる。スイッチ開口の過渡的な性質は、入力周波数
を含むことに加えて、入力周波数以上の大きな周波数成分を有する応答を有する
と見ることができる（つまり、入力周波数より高い周波数も効率的に開口を通過
することができる）。たとえば分路タンク回路１０１１０または１０９１０など
の共振回路または構造は、スイッチの過渡周波数応答を通じてエネルギーを転送
することが可能であるため、これを利用することができる（つまり、共振タンク
内のコンデンサは開口の過渡期間の間、低い駆動源インピーダンスとして現れる
）。

【０３５５】 上述の例としてのタンクと共振構造は、例示の目的のためのものであり限定的
なものではない。代替の構成が使用できる。解説された種々の共振タンクと構造
は、次に明らかなように組み合わせることもできるし、独立して使用することも
できる。

【０３５６】 ６．３．５ 電荷と電力転送の概念 電荷転送の概念を次に、図１１７Ａ〜Ｆを参照して説明する。図１１７Ａは、
スイッチＳとコンデンサ１１７０６を含み、静電容量「Ｃ」を有する回路１１７
０２を示す。スイッチＳは制御信号１１７０８によって制御され、それは長さ「
Ｔ」の開口を有するパルス１１７１０を含む。

【０３５７】 図１１７Ｂでは、等式１３ａはコンデンサ１１７０６のような、静電容量「Ｃ
」を有するコンデンサ上の電荷「ｑ」がコンデンサ全体で電圧「Ｖ」に比例する
ことを示す。ここで、 ｑ＝クーロンで表された電荷 Ｃ＝ファラドで表された静電容量 Ｖ＝ボルトで表された電圧 ここで上式で電圧「Ｖ」は、等式１３ｂによって表され、ここで、 Ａ＝入力信号の振幅 等式１３ａは等式１３ｃのように書き換えられる。時間の経過に伴う電荷の変化
は、等式１４ａの「Δｑ（ｔ）」として示され、これは等式１４ｂのように書き
換えられる。等式１５の三角法の恒等式を使用して、等式１４ｂは等式１６にな
り、等式１６は等式１７のように書き換えられる。

【０３５８】 等式１７の正弦項は開口「Ｔ」だけの関数であることに注意されたい。したが
って「Δｑ（ｔ）」は、「Ｔ」がπの奇数倍に等しい時に最大にある（つまり、
π、３π、５π、．．．）。したがって、コンデンサ１１７０６は開口「Ｔ」が
πという値、または、入力正弦の１８０°を表す時間間隔を有する時に電荷がも
っとも大きく変化することになる。逆に、「Ｔ」が２π、４π、６π、．．．に
等しい時、最小の電荷が転送される。

【０３５９】 等式１８、１９、および２０は、等式１３ａを統合することによって「ｑ（ｔ
）」について解き、これによって、時間に関してコンデンサ１１７０６上の電荷
を入力正弦「ｓｉｎ（ｔ）」と同じ軸上でグラフ化することを可能にし、そのグ
ラフは図１１７Ｃのグラフに図示されているようなものである。開口「Ｔ」が値
を減少させる、またはインパルスに近づくに従って、コンデンサ「Ｃ」上の電荷
（または「ｑ（ｔ）」）と「ｓｉｎ（ｔ）」間の位相はゼロに近づく傾向がある
。これは図１１７Ｄのグラフに図示されており、このグラフは、入力電圧の最大
値近くで、最大のインパルス電荷転送が起きることを示している。このグラフが
示すように、「Ｔ」の値が減少すると、転送される電荷はかなり少なくなる。

【０３６０】 電力／電荷の関係は図１１７Ｅの等式２１〜２６に示されており、ここでは、
電力は電荷に比例し、転送済み電荷は挿入損に反比例することが示されている。

【０３６１】 挿入損の概念は図１１７Ｆに示されている。一般に、高減衰受動装置の雑音指
数は、装置の挿入損と数字的に等しい。あるいは、任意の装置の雑音指数は、そ
の挿入損より低くなることはできない。挿入損は等式２７または２８によって表
すことができる。

【０３６２】 上記の解説から、開口「Ｔ」が増大すると、入力からコンデンサ１１７０６へ
転送される電荷はより多くなり、これは入力から出力への電力転送を増大させる
。相対的な変調振幅と位相情報が転送された電力内で保持されるので、出力にお
いて入力電圧を正確に再生することは必要ではないことが観察されている。

【０３６３】 ６．３．６ 無視できない開口の幅／期間の最適化と調節 ６．３．６．１ 入力と出力インピーダンスを変える 本発明の実施形態では、エネルギー転送信号（つまり図７１Ａの制御信号６４
０６）は、ＥＭ信号６４０４によって見られた入力インピーダンスを変え、負荷
を駆動する出力インピーダンスを変えるために使用されている。この実施形態の
例は、図９７Ａに示されたゲート制御転送モジュール９７０１を使用して以下に
説明される。以下に説明される方法は、ゲート制御転送モジュール９７０１に限
定されるものではない。

【０３６４】 図９７Ａでは、スイッチ９７０６が閉じている時、回路９７０２を見るインピ
ーダンスは実質的には、ここでは蓄積静電容量９７０８として示されている蓄積
モジュールのインピーダンスであり、負荷９７１２のインピーダンスと並列であ
る。スイッチ９７０６が開いている時、ポイント９７１４におけるインピーダン
スは無限大に近づく。その後、スイッチ９７０６が開いている時間とスイッチ９
７０６が閉じている時間の比を変化させることによって、ポイント９７１４にお
ける平均インピーダンスは、負荷９７１２と並列に示されている蓄積モジュール
のインピーダンスから、スイッチ９７０６が開いている時に得られる可能性のあ
るなかでもっとも高いインピーダンスへ変えられる。スイッチ９７０６はエネル
ギー転送信号９７１０によって制御される。したがってポイント９７１４におけ
るインピーダンスは、エネルギー転送信号の開口幅をエイリアシングレートに関
連して制御することによって変えることができる。

【０３６５】 図９７Ａの、エネルギー転送信号９７１０を変える例としての方法が次に、図
９５Ａを参照して説明され、図９５Ａでは、回路９５０２は入力振動信号９５０
６を受信し、ダブラ出力信号９５０４として示されるパルス列を出力する。回路
９５０２を使用してエネルギー転送信号９７１０を生成することができる。例と
しての波形９５０４は、図９５Ｃに示されている。

【０３６６】 インバータ９５０８によって伝達された信号の遅延を変化させることにより、
ダブラ出力信号９５０４におけるパルス幅が変えられることが分かる。インバー
タ９５０８によって伝達された信号の遅延を増加させると、パルスの幅が増大す
る。インバータ９５０８によって伝達された信号は、インバータ９５０８の出力
内にＲ／Ｃ低域通過ネットワークを導入することによって遅延できる。インバー
タ９５０８によって伝達された信号の遅延を変える他の手段は、当業者にはよく
知られている。

【０３６７】 ６．３．６．２ リアルタイムの開口制御 一実施形態では、開口の幅／長さはリアルタイムで調節される。たとえば、図
１１０Ｂ〜Ｆのタイミング図を参照すると、クロック信号１１０１４（図１１０
Ｂ）はエネルギー転送信号１１０１６（図１１０Ｆ）を生成するために使用され
、エネルギー転送信号１１０１６は、可変開口１１０２０を有するエネルギー転
送パルス１１０１８を含む。一実施形態では、クロック信号１１０１４は反転ク
ロック信号１１０２２によって示されるように反転される（図１１０Ｄ）。クロ
ック信号１１０１４も、遅延クロック信号１１０２４（図１１０Ｅ）によって示
されたように遅延されている。反転クロック信号１１０２２と遅延クロック信号
１１０２４は、それからＡＮＤゲート１１００８によって組み合わされ、エネル
ギー転送信号１１０１６を生成し、それは、遅延クロック信号１１０２４と反転
クロック信号１１０２２が両方とも「高い」である時に、「高い」エネルギー転
送パルス１１０１８である。遅延クロック信号１１０２４に伝送される遅延の量
は、実質的に可変開口１１０２０の幅または長さを決定する。リアルタイムで遅
延を変えることにより、開口はリアルタイムで調整される。

【０３６８】 代替の実施では、反転クロック信号１１０２２はクロック信号１１０１４に関
して遅延され、その時、ＡＮＤゲート１１００８によってクロック信号１１０１
４と組み合わされる。あるいは、クロック信号１１０１４が遅延され、その時反
転される。その結果はその後ＡＮＤゲート１１００８によってクロック信号１１
０１４と組み合わされる。

【０３６９】 図１１０Ａは、リアルタイムで開口を調整するために使用される、例としての
リアルタイム開口制御システム１１００２を示す。リアルタイム開口制御システ
ム１１００２はＲＣ回路１１００４を含み、それは、電圧可変コンデンサ１１０
１２と抵抗器１１０２６を含む。リアルタイム開口制御システム１１００２はま
た、インバータ１１００６とＡＮＤゲート１１００８を含む。オプションとして
、ＡＮＤゲート１１００８はＡＮＤゲート１１００８を使用可能にする／使用不
能にするためのオプションの、イネーブル入力１１０１０を含む。リアルタイム
開口制御システム１１００２はオプションで増幅器１１０２８を含む。

【０３７０】 リアルタイム開口制御システム１１００２の動作を、図１１０Ｂ〜Ｆのタイミ
ング図を参照して説明する。リアルタイム開口制御システム１１００２は、イン
バータ１１００６とＲＣ回路１１００４の両方に提供されているクロック信号１
１０１４を受信する。インバータ１１００６は反転クロック信号１１０２２を出
力し、これをＡＮＤゲート１１００８に提供する。ＲＣ回路１１００４はクロッ
ク信号１１０１４を遅延させ、遅延クロック信号１１０２４を出力する。遅延は
まず、電圧可変コンデンサ１１０１２の静電容量によって決定される。一般には
、静電容量が減少すると、遅延も減少する。

【０３７１】 遅延クロック信号１１０２４はオプションで、オプションの増幅器１１０２８
によって増幅されてから、ＡＮＤゲート１１００８に提供される。たとえば、Ｒ
Ｃ回路１１００４のＲＣ定数によってＡＮＤゲート１１００８の閾値より下に信
号が減衰した場合、増幅することが望ましい。

【０３７２】 ＡＮＤゲート１１００８は遅延クロック信号１１０２４、反転クロック信号１
１０２２、およびオプションのイネーブル信号１１０１０を組み合わせ、エネル
ギー転送信号１１０１６を生成する。開口１１０２０は、電圧を電圧可変コンデ
ンサ１１０１２に変化させることによって、リアルタイムで調整される。

【０３７３】 一実施形態では開口１１０２０が制御され、電力の転送を最適化する。たとえ
ば、一実施形態では、開口１１０２０は電力転送を最大化するために制御される
。あるいは、開口１１０２０は可変ゲイン制御（たとえば自動ゲイン制御−ＡＧ
Ｃ）のために制御される。この実施形態では、電力転送は開口１１０２０を減少
することによって減少させられる。

【０３７４】 次に、この開示からすぐに分かるように、多くの開口回路が提供され、他は図
９２Ａ〜Ｄに図示された回路にあるように修正できる。開口の修正あるいは選択
は回路内の固定値を維持するために、設計レベルで行われ、、または代替実施形
態では、たとえば９００ＭＨｚおよび１．８ＧＨｚでのＲＦ信号など、際だって
異なった動作帯域にある、強化された効率を伴うＲＦ信号を受信するような種々
の設計目的を補償するまたは対処するためにダイナミックに調整される。

【０３７５】 ６．３．７ バイパスネットワークの追加 本発明の実施形態では、エネルギー転送モジュールの効率を向上させるために
バイパスネットワークが追加される。そのようなバイパスネットワークは開口を
広げる代用の手段と見ることができる。バイパスネットワークのための構成要素
は、バイパスネットワークが実質的に、スイッチモジュールの過渡電流に対する
より低いインピーダンスとして現れ（つまり、受信されたＥＭ信号より大きな周
波数）、入力ＥＭ信号に対する中間インピーダンスから高インピーダンスとして
（たとえばＲＦ周波数で１００オームより大きい）現れるように選択される。

【０３７６】 次に入力信号がスイッチモジュールの反対側へ接続される時間は、このネット
ワークに起因する整形のために長くなり、これは簡単な実現では、コンデンサま
たは一連の共振インダクタ−コンデンサである。入力周波数より高い一連の共振
であるネットワークは典型的な実施である。入力信号の変換効率は、整形せずに
エネルギー転送信号の開口だけを考えたならば、最適であるべき周波数において
比較的低くなるが、このように整形すれば入力信号の変換効率は向上する。

【０３７７】 たとえば図１０７を参照すると、バイパスネットワーク１０７０２（この例で
はコンデンサ１０７１２として示されている）は、スイッチモジュール１０７０
４をバイパスするものとして示されている。この実施形態では、たとえば、エネ
ルギー転送信号１０７０６上で所定の入力周波数に対して最適開口幅より小さい
幅が選ばれた時、バイパスネットワーク１０７０２はエネルギー転送モジュール
の効率を高める。バイパスネットワーク１０７０２は、図１０７に示された構成
とは異なる構成の場合もある。そのような代替例は図１０３に示されている。同
様に、図１０８は、コンデンサ１０８０４を含む、別の例としてのバイパスネッ
トワーク１０８０２を示す。

【０３７８】 以下の解説は、最小化された開口の効果と、バイパスネットワークによって提
供される利点を示す。図１１１で、５５０ｐｓ開口を有する最初の回路から始め
て、ピークツーピーク出力（Ｖｐｐ）は図１１５Ａで５０オームの負荷に印加さ
れた２．８ｍＶｐｐであることがわかる。図１１２に示されたように開口を２７
０ｐｓに変更すると、図１１５Ｂに示されたように、５０オームの負荷に適用さ
れる出力が２．５Ｖｐｐに弱められる。この損失を補償するために、バイパスネ
ットワークが追加され、特定の実施が図１１３に提供されている。この追加の結
果、図１１６Ａに示されているように、５０オームの負荷に３．２Ｖｐｐが適用
される。図１１３のバイパスネットワークを伴う回路はまた、バイパスネットワ
ークと狭くされた開口によって導入されたインピーダンスの変化を補償するため
に、周囲の回路で調整された３つの値を有していた。図１１４は、バイパスネッ
トワークがなければ、これらの変化を回路に加えても、バイパスネットワークを
伴う図１１３の実施形態によって示される効率が向上しないことを証明している
。図１１６Ｂは、図１１４内で回路を使用した結果を示し、ここでは１．８８Ｖ
ｐｐだけが５０オームの負荷に印加されることができた。

【０３７９】 ６．３．８ フィードバックを使用したエネルギー転送信号の修正 図９３は、ダウンコンバートされた信号９３０７をフィードバック９３０６と
して使用して、エネルギー転送モジュール９３０５の種々の特性を制御し、ダウ
ンコンバートされた信号９３０７を修正するシステム９３０１の実施形態を示す
。

【０３８０】 一般に、ダウンコンバートされた信号９３０７の振幅は、ＥＭ信号９３０３と
エネルギー転送信号９３０９の間の周波数と位相の差の関数として変化する。一
実施形態では、ダウンコンバートされた信号９３０７はフィードバック９３０６
として使用され、ＥＭ信号９３０３とエネルギー転送信号９３０９の間の周波数
と位相の関係を制御する。これは図９８Ａでの例としてのロジックを使用して達
成できる。図９８Ａの例としての回路は、オプションのエネルギー転送信号モジ
ュール９３０２に含まれることができる。当業者であればここに含まれる教示に
基づいて、代替の実施は明らかであろう。代替の実施は本発明の範囲と趣旨の範
囲内にある。この実施形態では、ステートマシン（state-machine）が例として
使用される。

【０３８１】 図９８Ａの例では、ステートマシン９８０４はアナログディジタルコンバータ
Ａ／Ｄ９８０２を読み、ディジタルアナログコンバータＤＡＣ９８０６を制御す
る。一実施形態では、ステートマシン９８０４は２つの記憶場所「前」と「現在
」を含み、Ａ／Ｄ９８０２の読取りの結果を格納し再現する。一実施形態では、
ステートマシン９８０４は少なくとも１つのメモリフラグを使用する。

【０３８２】 ＤＡＣ９８０６は電圧制御発振器ＶＣＯ９８０８への入力を制御する。ＶＣＯ
９８０８はパルス生成器９８１０の周波数入力を制御し、それは一実施形態では
、図９２Ｃに示されたパルス生成器と実質的に同じである。パルス生成器９８１
０はエネルギー転送信号９３０９を生成する。

【０３８３】 一実施形態では、ステートマシン９８０４は図９８Ｂでのステートマシンフロ
ーチャート９８１９に従って動作する。この動作の結果は、エネルギー転送信号
９３０９と、ＥＭ信号９３０３の間の周波数と位相の関係を修正し、ダウンコン
バートされた信号９３０７の振幅を最適なレベルで実質的に維持することである
。

【０３８４】 ダウンコンバートされた信号９３０７の振幅は、エネルギー転送信号９３０９
の振幅と共に変化するように作成されることができる。図９１Ａに示されるよう
に、スイッチモジュール９１１１がＦＥＴである実施形態では、ゲート９１０４
はエネルギー転送信号９１１３を受信し、エネルギー転送信号９１１３の振幅は
ＦＥＴの「オン」抵抗を決定し、このオン抵抗はダウンコンバートされた信号９
１１５の振幅に影響を与える。オプションのエネルギー転送信号モジュール９３
０２は図９８Ｃに示されるように、自動ゲイン制御機能を可能にするアナログ回
路である可能性がある。当業者であればここに含まれる教示に基づいて、代替の
実施は明らかであろう。代替の実施は本発明の範囲と趣旨の範囲内にある。

【０３８５】 ６．３．９ 他の実施 上記の実施は、例示の目的で提供されている。これらの実施は本発明を限定す
る意図ではない。ここに説明したものとわずかにまたは大幅に異なる代替の実施
は、当業者であればここに含まれる教示に基づいて明らかであろう。そのような
代替の実施も本発明の範囲と趣旨の範囲内にある。

【０３８６】 ６．３．１０ 例としてのエネルギー転送ダウンコンバータ 例としての実装が例示の目的で以下に説明される。本発明はこれらの例に限定
れない。

【０３８７】 図９９は、１０１．１ＭＨｚのクロックを使用して９１５ＭＨｚの信号を５Ｍ
Ｈｚの信号へダウンコンバートするための、例としての回路の概略図である。

【０３８８】 図１００は、図９９の回路について、例としてのシミュレーションの波形を示
す。波形９９０２は回路への入力であり、スイッチを閉じたことに起因する歪み
を示す。波形９９０４は、記憶装置における濾波されない出力である。波形９９
０６は、異なる時間スケール上のダウンコンバータの出力に一致したインピーダ
ンスである。

【０３８９】 図１０１は、１０１．１ＭＨｚのクロックを使用して９１５ＭＨｚの信号を５
ＭＨｚの信号へダウンコンバートするための、例としての回路の概略図である。
回路は、変換の効率を向上させるための追加のタンク回路構成を有する。

【０３９０】 図１０２は、図１０１の回路のための、例としてのシミュレーション波形を示
す。波形１０１０２は回路への入力であり、スイッチを閉じたことに起因する歪
みを示す。波形１０１０４は、記憶装置における濾波されない出力である。波形
１０１０６は、インピーダンス一致回路の後のダウンコンバータの出力である。

【０３９１】 図１０３は、１０１．１ＭＨｚのクロックを使用して９１５ＭＨｚの信号を５
ＭＨｚの信号へダウンコンバートするための、例としての回路の概略図である。
回路は、変換効率を向上させるためのスイッチバイパス回路を有する。

【０３９２】 図１０４は、図１０３の回路のための、例としてのシミュレーション波形を示
す。波形１０３０２は回路への入力であり、スイッチを閉じたことに起因する歪
みを示す。波形１０３０４は、記憶装置における濾波されない出力である。波形
１０３０６は、インピーダンス一致回路の後のダウンコンバータの出力である。

【０３９３】 図１０５は、５００Ｋボーのボーレートで９１３と９１７ＭＨｚの間を変動す
るＦＳＫソースに接続された、図９９内の、例としての回路の概略図を示す。

【０３９４】 ７．本発明の実施形態による送信機の設計 このセクション（サブセクションを含む）は、本発明の実施形態による送信機
を設計するために使用される例としてのプロセスについて、ハイレベルの説明を
提供する。ここに説明した技法は、任意の用途に対する周波数アップコンバータ
の設計、および用途自体の設計のためにも適用できる。その説明は例示の目的の
ためにここに含まれ、限定的なものではない。当業者であれば、ここに含まれる
教示に基づいて代替実施形態（ここに説明した実施形態の同等例、拡大例、変形
例、逸脱例などを含む）も明らかであろう。そのような代替例は本発明の範囲と
趣旨の範囲内にあり、本発明はそのような代替例も含むように意図され適合され
る。

【０３９５】 ここでの解説では、本発明の実施形態による送信機を設計するために使用され
る、例としてのプロセスを説明する。ＦＭ実施形態で動作する本発明の送信機の
ための例としての回路は、図５７Ａに示されている。同様に、図５７ＢはＰＭ実
施形態で動作する本発明の送信機を示し、図５７ＣはＡＭ実施形態で動作する本
発明の送信機を示す。これらの回路は前の図でも示されているが、ここでは設計
の解説を促すために提供されている。本発明の「Ｉ／Ｑ」実施形態は、ＰＭ実施
形態のサブセットであるので、設計の手法はＰＭ実施形態のための設計の手法と
非常に似ているので、ここでは別の図には示さない。

【０３９６】 用途と実施によって、設計上の考慮の一部の点が適用されない場合がある。限
定的でなくたとえば、いくつかの場合では、パルス幅を最適化したり、増幅器を
含める必要がない可能性もある。

【０３９７】 ７．１ 送信信号の周波数 設計プロセスの第１のステップは、所望の送信信号５７１４の周波数を決定す
ることである。これは典型的には、送信機が使用される用途によって決定される
。本発明は、電磁（ＥＭ）スペクトルの中にあるすべての周波数について使用さ
れることができる送信機に関する。ここに含まれる例については、説明は９００
ＭＨｚから９５０ＭＨｚの範囲の送信機の使用に焦点を当てる。当業者であれば
、ここに含まれる分析は、任意の周波数または周波数範囲にも使用できることを
理解するであろう。

【０３９８】 ７．２ 送信信号の特性 所望の送信信号５７１４の周波数が一度分かると、信号の特性が決定されなけ
ればならない。これらの特性は、送信機が固定周波数においてか周波数の範囲に
わたってのどちらで動作するか、および、送信機が周波数の範囲にわたって動作
するならば、これらの周波数は連続的であるか離散「チャネル」に分割されてい
るかのどちらであるかを含むが、特性はこれらに限定されるものではない。周波
数範囲が離散チャネルに分割されるならば、チャネルの間の間隔を確かめなけれ
ばならない。例として、この周波数範囲で動作するコードレス電話は、５０ＫＨ
ｚ離れている離散チャネル上で動作する可能性がある。すなわち、コードレス電
話が９０５ＭＨｚから９１５ＭＨｚの範囲で動作するならば（９０５ＭＨｚと９
１５ＭＨｚ自体も含む）、チャネルは９０５．０００、９０５．０５０、９０５
．１００、．．．、９１４．９００、９１４．９５０、および９１５．０００に
おいて見いだされるであろう。

【０３９９】 ７．３ 変調スキーム 確認されなければならない別の特性は、使用されるべき所望の変調スキームで
ある。上記のセクション２．１〜２．２．４で説明したように、これらの変調ス
キームはＦＭ、ＰＭ、ＡＭなど、およびこれらの任意の組合せまたはサブセット
を含み、特に、広く使用されているＰＭの「Ｉ／Ｑ」サブセットを含む。ちょう
ど、所望の送信信号５７１４の周波数が典型的に意図された用途によって決定さ
れるように、変調スキームもまた同様である。

【０４００】 ７．４ 情報信号の特性 情報信号５７０２の特性はまた、送信機回路の設計における要因でもある。特
に、情報信号５７０２の帯域幅は、振動信号５７０４、５７３８、５７４４（そ
れぞれＦＭ、ＰＭ、およびＡＭモードに対する）についての最小の周波数を定義
する。

【０４０１】 ７．５ 振動信号の特性 振動信号５７０４、５７３８、５７４４の所望の周波数はまた、所望の送信信
号５７１４の周波数と特性の関数でもある。また、所望の送信信号５７１４の周
波数と特性は、パルス列５７０６の中のパルスのパルス幅を決定する要因である
。振動信号５７０４、５７３８、５７４４の周波数は、パルス列５７０６の周波
数と実質的に同じであることに注意されたい。（以下で解説するように、パルス
整形回路５７２２が振動信号５７０４、５７３８、５７４４の周波数を、上記の
セクション４．３．２で説明したのと同じ方法で増大する場合は例外である。）
また、パルス列５７０６の周波数とパルス幅は、調波の多い信号５７０８の周波
数とパルス幅と実質的に同じであることに注意されたい。

【０４０２】 ７．５．１ 振動信号の周波数 振動信号５７０４、５７３８、５７４４の周波数は、所望の送信信号５７１４
の周波数の分数調波でなければならない。分数調波は、この場合は所望の送信信
号５７１４の周波数である基本周波数を整数で除算することによって得られる商
である。ある信号の周波数を説明する時に、ここでは特定の値を参照することが
多い。当業者であれば、この参照は信号の公称中心周波数への参照であり、実際
の信号の周波数は回路内に使用されている所望の変調技術に基づいて、この公称
中心周波数より高い周波数や低い周波数に変わる可能性があることを理解するで
あろう。ここに使用された例のように、所望の送信信号の周波数が９１０ＭＨｚ
で、この信号が変調の周波数範囲がたとえば４０ＫＨｚであるＦＭモードで使用
されるならば、信号の実際の周波数は送信されている情報の関数として公称中心
周波数を中心として±２０ＫＨｚ変化する。すなわち、所望の送信信号の周波数
は実際には９０９．９８０ＭＨｚと９１０．０２０ＭＨｚの間にわたる。

【０４０３】 ９１０．０００ＭＨｚ信号の最初の１０個の分数調波は次のように与えられる
。

【０４０４】 高調波 周波数 第１ ９１０．０００ＭＨｚ 第２ ４５５．０００ 第３ ３０３．３３３．．． 第４ ２２７．５００ 第５ １８２．０００ 第６ １５１．６６６．．． 第７ １３０．０００ 第８ １１３．７５０ 第９ １０１．１１１．．． 第１０ ９１．０００

【０４０５】 振動信号５７０４、５７３８、５７４４はこれらの周波数のうちの任意の周波
数であり、もし望めるならばより低い分数調波である。ここでの解説のために、
第９の分数調波を選択する。当業者であればここでの分析はどの高調波が選ばれ
ても適用できることを理解するであろう。したがって振動信号５７０４、５７３
８、５７４４の公称中心周波数は１０１．１１１１ＭＨｚになる。ＦＭモードで
は、所望の送信信号５７１４の周波数は実際には９１０．０００ＭＨｚ±０．０
２０ＭＨｚであることを思い出すと、振動信号５７０４の周波数は±０．００２
２２ＭＨｚ変化することが示される（つまり、１０１．１０８８９ＭＨｚから１
０１．１１３３３ＭＨｚ）。振動信号５７０４の周波数と周波数の感度は、電圧
制御発振器（ＶＣＯ）５７２０の選択または設計を駆動する。

【０４０６】 他の周波数に関する考慮は、所望の送信信号の全体の周波数範囲である。すな
わち、送信機が上記の例のコードレス電話で使用され、９０５ＭＨｚと９１５Ｍ
Ｈｚの間のすべてのチャネル上で送信するならば、１００．５５５６ＭＨｚから
１０１．６６６７ＭＨｚまでの範囲である振動周波数５７０４、５７３８、５７
４４を生成するために、ＶＣＯ５７２０（ＦＭモードについて）、または局部発
振器（ＬＯ）５７３４（ＰＭとＡＭモードについて）が必要となる（すなわち、
９１０ＭＨｚ±５ＭＨｚの第９の分数調波）。携帯電話のようないくつかの用途
にこいて、周波数はセルラシステム全体のプロトコルに基づいて自動的に変化す
る（たとえば、１つのセルから隣接するセルへの移動）。警察無線のような他の
用途では、周波数はユーザのチャネル変更に基づいて変化する。

【０４０７】 いくつかの用途において、同じ送信機の異なるモデルが異なる周波数で信号を
送信するが、各モデル自体は単一の周波数だけを送信するだけである。この可能
性のある例は遠隔制御の玩具の車であり、各玩具の車は独自の周波数で動作する
が、いくつかの玩具の車が同じ領域で動作するために、これらが動作できるいく
つかの周波数がある。したがってＶＣＯ５７２０またはＬＯ５７３４は、回路が
作成された時に周波数を設定できるように調整できるが、典型的にはユーザは周
波数を調整できないように設計される。

【０４０８】 発振器（ＶＣＯ５７２０またはＬＯ５７３４）の選択または設計において考慮
すべきいくつかの基準は、所望の送信信号５７１４の公称中心周波数、所望の変
調スキームに起因する周波数感度、所望の送信信号５７１４についてすべての可
能性のある周波数の範囲、および各特定の用途に関する調整の要件などを含むこ
とは当業者によく知られているが、基準はこれらに限定されない。他の重要な基
準は使用されるべき分数調波の決定であるが、所望の用途に依存する上記に一覧
された基準とは異なり、分数調波の選択にはいくらかの融通性がある。

【０４０９】 ７．５．２ パルス列のパルス幅 振動信号５７０４、５７３８、５７４４の周波数が1度選択されると、パルス
ストリーム５７０６内のパルスのパルス幅が決定されなければならない。（高調
波の強化と、パルス幅対周期の比が調波の多い信号５７０８の調波の相対的な振
幅に有する影響との解説については、上記のセクション４〜４．３．４を参照の
こと。）上記に使用された例では、第９の分数調波が振動信号５７０４、５７３
８、５７４４の周波数として選択された。言い換えれば、所望の送信信号の周波
数は、振動信号５７０４、５７３８、５７４４の第９の高調波となる。パルス幅
を選択する１つの手法は、振動信号５７０４、５７３８、５７４４の周波数全体
に焦点をあて、パルス幅を選択し、回路内での動作を観察することである。調波
の多い信号５７０８が単位元の振幅を有し、パルス幅対周期の比が０．１の場合
、第９の高調波の振幅は０．０２１９となる。表６０００と図５８を再び見てみ
ると、第９の高調波の振幅は第１０の高調波の振幅（ゼロ）よりも高いが、第８
の高調波の振幅の半分よりも小さいことが分かる。第９の高調波が振幅を有する
ので、このパルス幅対周期の比は、正しい濾波と共に使用できる。典型的には、
異なる比を選択し、より高い振幅を提供する比を試し、見付ける。

【０４１０】 セクション４．１．１の等式１を見ると、任意の高調波の相対的な振幅は、高
調波の数と元の波形のパルス幅対周期の比の関数であることが分かる。変分の計
算法をその等式に適用すると、任意の所定の高調波についてもっとも高い振幅の
高調波を生みだすパルス幅対周期の比が決定できる。

【０４１１】 Ａ_nが第ｎの高調波の振幅である等式１から

【０４１２】

【数２】 Ａ_n＝［Ａ_pulse］［（２／π）／ｎ］ｓｉｎ｛ｎ・π・（τ／Ｔ）］等式２

【０４１３】 パルスの振幅Ａ_pulseが、単位元（つまり１に等しい）に設定されているとす
ると、等式は次のようになる。

【０４１４】

【数３】 Ａ_n＝［２／（ｎ・π）］ｓｉｎ［ｎ・π・（τ／Ｔ）］ 等式３

【０４１５】 この等式から、ｎ（高調波）の任意の値について、その高調波の振幅Ａ_nは、
パルス幅対周期の比、τ／Ｔの関数であることが分かる。所定の値ｎについても
っとも高いＡ_nの値を決定するには、τ／Ｔに関してＡ_nの第１の導関数がとられ
る。これによって次の等式が与えられる。

【０４１６】

【数４】 δ（Ａ_n）／δ（τ／Ｔ）＝δ｛［２／（ｎ・π）］ｓｉｎ［ｎ・π・（τ／Ｔ
）］｝／δ（τ／Ｔ） 等式４

【０４１７】

【数５】 ＝［２／（ｎ・π）］δ［ｓｉｎ［ｎ・π・（τ／Ｔ）］／δ（τ／Ｔ）等式５

【０４１８】

【数６】 ＝［２／（ｎ・π）］ｃｏｓ［ｎ・π・（τ／Ｔ）］ 等式６

【０４１９】 変分の計算法から、第１の導関数がゼロに等しく設定される時、相対的な最大
（または最小）を生みだす変数の値が決定できる。

【０４２０】

【数７】 δ（Ａ_n）／δ（τ／Ｔ）＝０ 等式７

【０４２１】

【数８】 ［２／（ｎ・π）］ｃｏｓ［ｎ・π・（τ／Ｔ）］＝０ 等式８

【０４２２】

【数９】 ｃｏｓ［ｎ・π・（τ／Ｔ）］＝０ 等式９

【０４２３】 三角法から、等式９については以下が当てはまることが分かる。

【０４２４】

【数１０】 ｎ・π・（τ／Ｔ）＝π／２（または３π／２，５π／２等） 等式１０

【０４２５】

【数１１】 τ／Ｔ＝（π／２）／（ｎ・π） 等式１１

【０４２６】

【数１２】 τ／Ｔ＝１／（２・ｎ）（または３／（２・ｎ），５／（２・ｎ）等）等式１２

【０４２７】 上記の導出は当業者にはよく知られている。等式１２から、パルス幅対周期の
比が１／（２・ｎ）に等しいとすると、高調波の振幅は実質的に最適になるはず
であることが分かる。第９の高調波の場合、等式１２は１／（２・９）または０
．０５５６のパルス幅対周期比を生みだす。この第９の調波の振幅について、図
６１の表６１００はこれが０．０７９６であることを示す。これは０．１のパル
ス幅対周期の比について、以前の振幅よりも改良されている。表６１００はまた
、このパルス幅対周期の比に対する第９の高調波は、任意の第９の調波のもっと
も高い振幅を有することを示し、これは上記の導出の証拠となる。０．０５５６
のパルス幅対周期の比に関する周波数スペクトルは図５９に示されている。（３
／（２・ｎ）、５／（２・ｎ）などの他のパルス幅対周期比は、これと等しいが
これよりも大きくない振幅を有することに注意されたい）。

【０４２８】 これは所望のパルス幅対周期の比を決定する１つの手法である。当業者であれ
ば、パルス幅対周期の比を選択するために他の技法も使用できることが理解され
るであろう。

【０４２９】 ７．６ パルス整形回路の設計 振動信号５７０４、５７３８、５７４４とパルス幅の所望の周波数に関して一
度決定が行われると、パルス整形回路５７２２を設計できる。セクション４〜４
．３．４に戻ってみて見ると、パルス整形回路５７２２は所望のパルス幅のパル
スを生成するだけでなく、パルス列５７０６の周波数を振動信号５７０４、５７
３８、５７４４の周波数より高くできることが分かる。パルス幅対周期の比は調
波の多い信号５７０８のパルス幅対周期の比に適用され、振動信号５７０４、５
７３８、５７４４のパルス幅対周期の比には適用されないこと、および、調波の
多い信号５７０８の周波数とパルス幅はパルス列５７０６の周波数とパルス幅を
反映することを思い出されたい。したがって、ＶＣＯ５７２０またはＬＯ５７３
４の選択において、選択された高調波について必要とされるよりも低い発振器を
選択することが望ましいならば、パルス整形回路５７３３を使用して周波数を増
大することができる。前の例に戻ると、セクション４．２．２〜４．２．２．２
（図４０Ａ〜図４０Ｄに示される）に解説されたようにパルス整形回路５７２２
が、パルスを整形するだけでなく周波数を２倍にするように設計されていたなら
ば、振動信号５７０４、５７３８、５７４４の周波数は１０１．１１１１ＭＨｚ
ではなく、５０．５５５６ＭＨｚであったであろう。この解説は特に方形波入力
に対するものであったが、当業者であれば同様の技法が矩形でない波形（たとえ
ば正弦波）にも適用されることが理解されるであろう。周波数を２倍にするため
のこのパルス整形回路の使用は、これが、考慮事項であるならば、より低い周波
数を伴う発振器（ＬＯ５７３４のＶＣＯ５７２０）の設計または選択を可能にす
るという点で可能性のある利点を有する。

【０４３０】 また、パルス整形回路５７２２は常に必要なわけではないことを理解されたい
。振動信号５７０４、５７３８、５７４４が実質的に矩形波であってように、お
よび、実質的に矩形の波が適切なパルス幅対周期比を有していたように、ＶＣＯ
５７２０またはＬＯ５７３４が設計または選択されていたならば、パルス整形回
路５７２２は除去されうるであろう。

【０４３１】 ７．７ スイッチの選択 スイッチ５７２４の選択を次に行うことができる。スイッチ５７２４は、図５
７Ａ、図５７Ｂ、および図５７Ｃの例ではＧａＡｓＦＥＴとして示されている。
しかしそれは、パルス列５７０６の周波数とパルス幅を収容できるほど十分に「
きびきびと」開閉できる、任意の技術の任意の切換装置であってもよい。

【０４３２】 ７．７．１ 最適化されたスイッチ構造 異なる大きさのスイッチ 一実施形態では、ここに解説されたスイッチモジュールは、単一のスイッチと
して並列に動作する一連のスイッチとして実施される。一連のスイッチは、たと
えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、バイポーラトランジスタ、または任意の
他の適切な回路切換装置のようなトランジスタである可能性がある。一連のスイ
ッチは１つの型の切換装置、または異なる切換装置の組合せからなる可能性があ
る。

【０４３３】 たとえば、図７３はスイッチモジュール７３００を示す。図７３では、スイッ
チモジュールは一連のＦＥＴ７３０２ａ〜ｎとして示されている。ＦＥＴ７３０
２ａ〜ｎは任意の形のＦＥＴである可能性があり、ＭＯＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ、Ｇ
ａＡｓＦＥＴなどを含むがこれらに限定されるものではない。ＦＥＴ７３０２ａ
〜ｎの各々は、ゲート７３０４ａ〜ｎ、ソース７３０６ａ〜ｎ、およびドレイン
７３０８ａ〜ｎを含む。一連のＦＥＴ７３０２ａ〜ｎは並列に動作する。ゲート
７３０４ａ〜ｎは互いに結合され、ソース７３０６ａ〜ｎは互いに結合され、お
よびドレイン７３０８ａ〜ｎは互いに結合されている。ゲート７３０４ａ〜ｎの
各々は制御信号２８０４、３１０４を受信し、対応するソース７３０６ａ〜ｎと
ドレイン７３０８ａ〜ｎの間の切換動作を制御する。一般には、各ＦＥＴ７３０
２ａ〜ｎの対応するソース７３０６ａ〜ｎとドレイン７３０８ａ〜ｎは、交換可
能である。ＦＥＴの数に数的制限はない。どの制限も特定の用途に依存し、「ａ
〜ｎ」という指定はけっして制限の提示を意味されない。

【０４３４】 一実施形態では、ＦＥＴ７３０２ａ〜ｎは同様の特性を有する。別の実施形態
では１つまたは複数のＦＥＴ７３０２ａ〜ｎは他のＦＥＴとは異なる特性を有す
る。たとえば、ＦＥＴ７３０２ａ〜ｎは異なるサイズであってもよい。ＣＭＯＳ
では一般に、スイッチが大きなサイズであればあるほど（ソースとドレインの領
域の間のゲートの下の区域が広ければ広いほどという意味である）、スイッチが
オンになるためにますます長い時間がかかる。その長いターンオン時間は、１つ
にはより大きなスイッチに存在するゲートからチャネルＮのより高い静電容量の
ためである。より小さいＣＭＯＳスイッチはより短い時間でオンになるが、より
高いチャネル抵抗を有する。より大きいＣＭＯＳスイッチはより小さいＣＭＯＳ
スイッチに比べて、より低いチャネル抵抗を有する。異なる大きさのスイッチに
ついての異なるターンオン特性は、スイッチモジュール構造全体を設計する際に
融通性を提供する。より小さなスイッチとより大きなスイッチを組み合わせるこ
とにより、スイッチ構造全体のチャネルコンダクタンスは所定の要件を満足させ
るように調整される。

【０４３５】 一実施形態では、ＦＥＴ７３０２ａ〜ｎは相対的な大きさが異なるＣＭＯＳス
イッチである。たとえば、ＦＥＴ７３０２ａはＦＥＴ７３０２ｂ〜ｎに比べてよ
り小さいサイズのスイッチであってもよい。ＦＥＴ７３０２ｂはＦＥＴ７３０２
ａに比べるとより大きいサイズのスイッチでよいが、ＦＥＴ７３０２ｃ〜ｎに比
べるとより小さいサイズであってもよい。ＦＥＴ７３０２ｃ〜ｎの大きさも互い
に関連して変えられてよい。たとえば、徐々により大きなスイッチサイズが使用
されてもよい。互いに関連するＦＥＴ７３０２ａ〜ｎの大きさを変えることによ
り、スイッチモジュールのターンオン特性曲線もそれに対応して変えられる。た
とえば、スイッチモジュールのターンオン特性を調整し、理想的なスイッチの特
性にさらに近づけることができる。あるいは、スイッチモジュールは整形された
伝導曲線を生成するように調整されることができる。

【０４３６】 ＦＥＴ７３０２ａ〜ｎを、そのうちの１つまたは複数を相対的により小さい大
きさにするように構成することにより、それらのより速いターンオン特性がスイ
ッチモジュール全体のターンオン特性曲線を向上させることもできる。より小さ
いスイッチはより低いゲートからチャネルへの静電容量を有するので、これらは
より大きいスイッチよりさらに速くオンすることができる。

【０４３７】 ＦＥＴ７３０２ａ〜ｎを、そのうちの１つまたは複数を相対的により大きい大
きさにするように構成することにより、それらのより低いチャネル抵抗がまたス
イッチモジュール全体のターンオン特性を向上させることもできる。より大きい
スイッチはより低いチャネル抵抗を有するので、それらはより小さいスイッチと
組み合わされている時でさえ、スイッチ構造全体により低いチャネル抵抗を提供
することができる。これによってスイッチ構造全体の、より広い範囲の負荷を駆
動する能力が向上する。したがって、スイッチ構造全体で互いに関連するスイッ
チの大きさを調整する能力は、スイッチ構造の動作全体をさらに理想に近づける
か、または用途特有の要件を達成するか、または特定の目標を達成するために交
換条件のバランスをとることを可能にし、このことは、当業者であれば本明細書
の教示から理解されるであろう。

【０４３８】 図７３の一連のＦＥＴ７３０２ａ〜ｎとしてのスイッチモジュールの図は、例
の目的だけのためであることを理解されたい。切換能力を有する任意の装置を使
用してスイッチモジュールを実施することができ、これは当業者であればここに
含まれる解説に基づいて明らかであろう。

【０４３９】 全体のスイッチ面積の削減 回路の性能は、また全体のスイッチ面積を削減することによっても向上できる
。上述のように、より小さいスイッチ（つまり、ソースとドレインの領域の間の
ゲートの下のより小さい区域）は、より大きなスイッチに比べてより低いゲート
からチャネルへの静電容量を有する。ゲートからチャネルの静電容量がより低い
と、ノイズスパイクに対する回路の感度がより低くなる。図７４Ａは、スイッチ
全体の面積が大きいスイッチモジュールの一実施形態を示す。図７４Ａのスイッ
チモジュールは２０のＦＥＴ、７４０２〜７４４０を含む。示されるように、Ｆ
ＥＴ７４０２〜７４４０は同じ大きさである（「Ｗｄ」と「ｌｎｇ」のパラメー
タは等しい）。入力ソース７４４６は入力ＥＭ信号を作成する。パルス生成器７
４４８は、ＦＥＴ７４０２〜７４４０のためのエネルギー転送信号を作成する。
コンデンサＣ１は、ＦＥＴ７４０２〜７４４０によってサンプリングされた入力
信号のための保存要素である。図７４Ｂ〜図７４Ｑは、図７４Ａのスイッチモジ
ュールに関して例としての波形を示す。図７４Ｂはサンプリングされ、１０ＭＨ
Ｚの中間周波数信号にダウンコンバートされるべき、受信された１．０１ＧＨｚ
のＥＭ信号を示す。図７４Ｃは、２００ＭＨＺのエイリアシングレートを有する
エネルギー転送信号を示し、この信号は２０個のＦＥＴ７４０２〜７４４０の各
々のゲートへ印加される。エネルギー転送信号は時間の経過と共にゼロから離れ
る傾向のある、無視できない開口を有するエネルギー転送パルスの列を含む。エ
ネルギー転送パルスはエイリアシングレートで反復する。図７４Ｄは影響を受け
る受信ＥＭ信号を示し、図７４Ａのポイント７４４２においてエイリアシングレ
ートでのエネルギ転送の効果を示す。図７４Ｅは図７４Ａのポイント７４４４に
おけるダウンコンバート信号を示し、この信号はダウンコンバーションプロセス
によって生成される。

【０４４０】 図７４Ｆは、受信された１．０１ＧＨｚのＥＭ信号の周波数スペクトルを示す
。図７４Ｇは受信されたエネルギー転送信号の周波数スペクトルを示す。図７４
Ｈは、図７４Ａのポイント７４４２において、影響を受ける受信済みＥＭ信号の
周波数スペクトルを示す。図７４Ｉは図７４Ａのポイント７４４４におけるダウ
ンコンバート信号の周波数スペクトルを示す。

【０４４１】 さらに、図７４Ｊ〜図７４Ｍはそれぞれ、受信された１．０１ＧＨｚのＥＭ信
号の周波数スペクトル、受信エネルギー転送信号、図７４Ａのポイント７４４２
における影響を受けた受信ＥＭ信号、および図７４Ａのポイント７４４４におけ
るダウンコンバート信号を示し、これらは１．００ＧＨｚを中心としたより狭い
周波数範囲に焦点をあてている。図７４Ｌに示されたように、図７４Ａのポイン
ト７４４２において影響を受けた受信ＥＭ信号上に約１．０ＧＨｚのノイズスパ
イクが存在する。このノイズスパイクは回路によって放射される可能性があり、
これによって、近接の受信機に１．０ＧＨｚの干渉を起こす。

【０４４２】 図７４Ｎ〜図７４Ｑはそれぞれ、１０．０ＭＨＺ近辺を中心とした狭い周波数
範囲に焦点をあてて、受信された１．０１ＧＨｚＥＭ信号、受信エネルギー転送
信号、図７４Ａのポイント７４４２における影響を受ける受信ＥＭ信号、および
図７４Ａのポイント７４４４におけるダウンコンバート信号の周波数スペクトル
を示すものである。特に、図７４Ｑは、約５ｍＶの信号が約１０ＭＨＺでダウン
コンバートされたことを示す。

【０４４３】 図７５Ａは、スイッチモジュールの代替実施形態を示し、ここでは図７４Ａに
示されるような２０個のＦＥＴ７４０２〜７４４０ではなく、１４個のＦＥＴ７
５０２〜７５２８が示されている。さらに、ＦＥＴは様々な大きさである（いく
つかの「Ｗｄ」と「ｌｎｇ」のパラメータがＦＥＴ間で異なる）。

【０４４４】 図７５Ｂ〜図７５Ｑは、図７５Ａのスイッチモジュールに関連する例としての
波形であり、図７４Ｂ〜図７４Ｑの同様に指示された図に対応する。図７５Ｌが
示すように、１．０ＧＨｚに存在するノイズスパイクは、図７４Ｌの同じ周波数
に存在するノイズスパイクよりレベルが低い。これは、回路放射のより低いレベ
ルに相関する。さらに図７５Ｑが示すように、１．０ＧＨｚにおけるより低いレ
ベルのノイズスパイクは、変換効率を損なわずに達成されている。これは図７５
Ｑにおいて、約１０ＭＨＺでダウンコンバートされる約５ｍＶの信号によって表
されている。この電圧は図７４Ａの回路によってダウンコンバートされるレベル
に実質的に等しい。事実上、当業者であれば本明細書の教示から理解されるよう
に、スイッチの数を減らすことよりスイッチ全体の面積が減少し、スイッチごと
のスイッチ面積を減らすことによって、回路の寄生静電容量が減らされる。特に
これはゲートからチャネルへの静電容量全体を減少させるかもしれず、この結果
振幅ノイズスパイクはより低くなり望ましくない回路放射も削減される。

【０４４５】 図７４Ａ〜図７４Ｑおよび図７５Ａ〜図７５Ｑ内のＦＥＴのような上記スイッ
チの図示は例の目的のためだけであることを理解されたい。当業者であれば、こ
こに含まれる解説に基づいて、切換能力を有する任意の装置を使用してスイッチ
モジュールを実施できることが明らかであろう。

【０４４６】 電荷注入の中止 ここで解説されるスイッチモジュールが一連の並列なスイッチからなる実施形
態では、場合によっては電荷注入の影響を最小にすることが望ましいかもしれな
い。電荷注入の最小化は一般には、そこから生じる望ましくない回路放射を削減
するために望ましい。一実施形態では、望ましくない電荷注入の影響は、相補的
なｎチャネルのＭＯＳＦＥＴとｐチャネルのＭＯＳＦＥＴの使用を介して削減で
きる。ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴとｐチャネルのＭＯＳＦＥＴはどちらも、電荷
注入の影響を受ける。けれども、反対の極性の信号が各ゲートに印加されてスイ
ッチのオンとオフを切り換えるので、その結果生じる電荷注入は極性が反対であ
る。その結果、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴとｐチャネルＭＯＳＦＥＴは組になって
、対応する電荷注入をキャンセルする可能性がある。したがって一実施形態では
、スイッチモジュールはｎチャネルのＭＯＳＦＥＴとｐチャネルのＭＯＳＦＥＴ
からなり、各々の部材は電荷注入の望ましくない影響を最小にするような大きさ
になっている可能性がある。

【０４４７】 図７７Ａはスイッチモジュールの代替実施形態を示し、この場合、図７４Ａに
示されるように２０個のＦＥＴ７４０２〜７４４０ではなく、１４個のｎチャネ
ルＦＥＴ７７０２〜７７２８と、１２個のｐチャネル７７３０〜７７５２が示さ
れている。ｎチャネルとｐチャネルＦＥＴは相補的な構成で配置されている。さ
らに、ＦＥＴは種々の大きさである（いくつかの「Ｗｄ」と「ｌｎｇ」のパラメ
ータはＦＥＴ間で異なる）。

【０４４８】 図７７Ｂ〜図７７Ｑは、図７７Ａのスイッチモジュールに関連する例としての
波形であり、同様に、図７４Ｂ〜図７４Ｑに示された図に対応する。図７７Ｌが
示すように、１．０ＧＨｚに存在するノイズスパイクは、図７４Ｌの同じ周波数
に存在するノイズスパイクより低いレベルである。これは、回路放射のより低い
レベルに相関する。さらに図７７Ｑが示すように、１．０ＧＨｚにおけるより低
いレベルのノイズスパイクは、変換効率を損なわずに達成されている。これは図
７７Ｑにおける、約１０ＭＨＺでのダウンコンバートされた約５ｍＶの信号によ
って表されている。この電圧は図７４Ａの回路によってダウンコンバートされた
レベルに実質的に等しい。事実上、当業者であれば本明細書の教示から理解され
るように、スイッチを相補的な構成で配置することにより電荷注入を削減する助
けとし、スイッチごとのスイッチ面積を調整することによって、電荷注入の影響
を削減することができる。特にこの結果、振幅ノイズスパイクはより低くなり望
ましくない回路放射も削減される。

【０４４９】 上の説明の図７７Ａ〜図７７ＱにおけるＦＥＴの使用は例として目的だけであ
ることを理解されたい。当業者であれば本明細書の教示から、トランジスタペア
を使用した種々のトランジスタ技術で電荷注入を管理することは明らかであろう
。

【０４５０】 重複した静電容量 ＭＯＳＦＥＴのような半導体回路の組み立てに関するプロセスは限界を有する
。場合によっては、これらのプロセスの限界は、望むほど理想的に機能しない回
路の原因となるかもしれない。たとえば、理想的な仕上がりでないＭＯＳＦＥＴ
は寄生静電容量の影響を受け、これは場合によっては周囲の回路がノイズを放射
する原因となる。できる限り理想に近い構造レイアウトを伴う回路を作成するこ
とにより、理想的でない回路動作の問題は最小化できる。

【０４５１】 図７６Ａは、理想的な形状のｎ＋領域を伴う、例としてのｎチャネル強化モー
ドＭＯＳＦＥＴ７６００の断面図を示す。ＭＯＳＦＥＴ７６００はゲート７６０
２、チャネル領域７６０４、ソース接点７６０６、ソース領域７６０８、ドレイ
ン接触７６１０、ドレイン領域７６１２、および絶縁体７６１４を含む。ソース
領域７６０８とドレイン領域７６１２は、チャネル領域７６０４のｐ型の素材に
よって分離されている。ソース領域７６０８とドレイン領域７６１２は、ｎ＋素
材として示されている。ｎ＋素材は典型的にはイオン注入／拡散プロセスによっ
てチャネル領域７６０４のｐ型の素材に注入される。イオン注入／拡散プロセス
は当業者にはよく知られている。絶縁体７６１４は、ｐ型素材の上に橋絡するゲ
ート７６０２を絶縁する。絶縁体７６１４は一般には、金属酸化物絶縁体を含む
。ＭＯＳＦＥＴ７６００に対するソース領域７６０８とドレイン領域７６１２の
間のチャネル電流は、ゲート７６０２における電圧によって制御されている。

【０４５２】 次にＭＯＳＦＥＴ７６００の動作を説明する。ゲート７６０２に正の電圧が加
えられると、チャネル領域７６０４のｐ型の素材の中の電子が絶縁体７６１４の
下表面に引き付けられ、ソースとドレインの間に、チャネルと呼ばれるｎ型素材
の表面近接接続領域を形成する。ゲート接触７６０６とソース領域７６０８の間
の電圧が大きければ大きいほどまたは正であればあるほど、その間の領域全体の
抵抗はますます低くなる。

【０４５３】 図７６Ａでは、ソース領域７６０８とドレイン領域７６１２は、イオン注入プ
ロセスによって理想的にされた矩形の領域内へ形成されたｎ＋領域を有するもの
として示されている。図７６Ｂは、理想的な形状ではないｎ＋領域を伴う、例と
してのｎチャネル強化モードＭＯＳＦＥＴ７６１６の断面図を示す。ソース領域
７６２０とドレイン領域７６２２は、イオン注入プロセスによって不規則に成形
される領域内へ形成されたとして示されている。現実の応用では、イオン注入／
拡散プロセス中の不確実さのために、ソース領域７６２０とドレイン領域７６２
２は図７６Ａに示されるような矩形の領域を形成しない。図７６Ｂは例としての
不規則な領域を形成するソース領域７６２０とドレイン領域７６２２を示す。こ
れらのプロセスの不確実さのために、ソース領域７６２０とドレイン領域７６２
２のｎ＋領域はまた、チャネル領域７６１８のｐ型領域内へ望まれる以上にさら
に拡散し、ゲート７６０２の真下に広がる。ソース領域７６２０とドレイン領域
７６２２がゲート７６０２の真下に拡大することは、ソースの重複７６２４とド
レインの重複７６２６として示される。ソースの重複７６２４とドレインの重複
７６２６は、図７６Ｃにさらに示されている。図７６Ｃは、ＭＯＳＦＥＴ７６１
６の例としてのレイアウト構成のトップレベルの図を示す。ソースの重複７６２
４とドレインの重複７６２６は、ソース領域７６２０とゲート７６０２の間、お
よびドレイン領域７６２２とゲート７６０２の間の望ましくない寄生静電容量に
つながる可能性がある。これらの望ましくない寄生静電容量は、回路機能を妨げ
る可能性がある。たとえば、結果として生じる寄生静電容量は、回路によって放
射されるノイズスパイクを生成し、望ましくない電磁傷害の原因となる。

【０４５４】 図７６Ｃに示されたように、例としてのＭＯＳＦＥＴ７６１６はゲートパッド
７６２８を含んでもよい。ゲート７６０２は、ゲート拡張７６３０、およびゲー
トパッド拡張７６３２を含んでもよい。ゲート拡張７６３０は、金属注入プロセ
スの誤差限度があるために必要とされる、ゲート７６０２の使用されない部分で
ある。ゲートパッド拡張７６３２は、ゲート７６０２をゲートパッド７６２８に
結合するために使用されるゲート７６０２の一部である。ゲートパッド７６２８
に必要とされる接触は、ソース領域７６２０とドレイン領域７６２２の間の区域
から生じる接触を分離するために、ゲートパッド拡張７６３２の長さがゼロでは
ないことが必要である。これによってゲート７６０２がソース領域７６２０とド
レイン領域７６２２の間のチャネルにショートすることが防げる（図７６Ｂの絶
縁体７６１４は、この領域内では非常に薄い）。望ましくない寄生静電容量が、
ゲート拡張７６３０と基板（ＦＥＴ７６１６は基板上に組み立てられている）の
間、およびゲートパッド拡張７６３２と基板の間に形成されるかもしれない。ゲ
ート拡張７６３０とゲートパッド拡張７６３２の各面積を削減することによって
、そこから生じる寄生静電容量が削減される。したがって実施形態は、イオン注
入／拡散プロセスにおける不確実性の問題に対処する。当業者であれば、結果と
して生じる寄生静電容量を削減するためにゲート拡張７６３０とゲートパッド拡
張７６３２の面積を削減する方法は明らかであろう。

【０４５５】 ｎチャネル強化モードＭＯＳＦＥＴの図は、例の目的のみのためであることを
理解されたい。当業者であればここに含まれる解説に基づいて明らかなように、
本発明が空乏モードのＭＯＳＦＥＴおよび他のトランジスタの型にも適用できる
。

【０４５６】 ７．７．２ フェーズドＤ２Ｄ、ＣＭＯＳ内のスプリッタ 図７２Ａは、ＣＭＯＳ内で実施されるスプリッタ回路７２００の実施形態を示
す。この実施形態は例示の目的のために提供されるものであり、限定的なもので
はない。一実施形態では、スプリッタ回路７２００は局部発振器（ＬＯ）信号を
約９０°位相が外れている２つの振動信号に分割するために使用される。第１の
振動信号はＩチャネル振動信号と呼ばれる。第２の振動信号はＱチャネル振動信
号と呼ばれる。Ｑチャネル振動信号はＩチャネル振動信号の位相から約９０°だ
け遅れている。スプリッタ回路７２００は、第１のＩチャネルインバータ７２０
２、第２のＩチャネルインバータ７２０４、第３のＩチャネルインバータ７２０
６、第１のＱチャネルインバータ７２０８、第２のＱチャネルインバータ７２１
０、Ｉチャネルフリップフロップ７２１２、およびＱチャネルフリップフロップ
７２１４を含む。

【０４５７】 図７２Ｆ〜図７２Ｊは、スプリッタ回路７２００の信号関係を示すために使用
された例としての波形である。図７２Ｆ〜図７２Ｊに示された波形は、スプリッ
タ回路７２００構成要素を介した理想的な遅延時間を反映する。ＬＯ信号７２１
６は図７２Ｆに示されている。第１、第２、および第３のＩチャネルインバータ
の７２０２、７２０４および７２０６はＬＯ信号７２１６を３回反転し、図７２
Ｇに示されるように反転ＬＯ信号７２１８を出力する。第１および第２のＱチャ
ネルインバータ７２０８と７２１０はＬＯ信号７２１６を２回反転し、図７２Ｈ
に示されるように反転されないＬＯ信号７２２０を出力する。第１、第２、およ
び第３のＩチャネルインバータ７２０２、７２０４、および７２０６を介した遅
延は、第１と第２のＱチャネルインバータ７２０８と７２１０を介した遅延と実
質的に等しいので、反転ＬＯ信号７２１８と反転されないＬＯ信号７２２０は約
１８０°位相が外れている。当業者であれば理解されるように、インバータの動
作特性を調節して、適切な遅延量を達成することができる。

【０４５８】 Ｉチャネルフリップフロップ７２１２は反転ＬＯ信号７２１８を入力する。Ｑ
チャネルフリップフロップ７２１４は反転されないＬＯ信号７２２０を入力する
。この実施形態では、Ｉチャネルフリップフロップ７２１２とＱチャネルフリッ
プフロップ７２１４は、エッジトリガーフリップフロップである。どちらかのフ
リップフロップが入力時に立上りエッジを受信すると、フリップフロップ出力は
状態を変更する。したがってＩチャネルフリップフロップ７２１２とＱチャネル
フリップフロップ７２１４はそれぞれ、入力信号周波数の約半分である信号を出
力する。さらに、当業者であれば分かるように、Ｉチャネルフリップフロップ７
２１２およびＱチャネルフリップフロップ７２１４への入力は約１８０°位相が
外れているので、これらから生じる出力は、約９０°位相が外れている信号にな
る。図７２Ｉに示されているように、Ｉチャネルフリップフロップ７２１２はＩ
チャネル振動信号７２２２を出力する。図７２Ｊに示されているように、Ｑチャ
ネルフリップフロップ７２１４はＱチャネル振動信号７２２４を出力する。また
、図７２Ｉと図７２Ｊを比較して示されるように、Ｑチャネル振動信号７２２４
は、Ｉチャネル振動信号７２２２の位相より９０°だけ遅れている。

【０４５９】 図７２Ｂは、図７２のスプリッタ回路７２００のさらに詳細な回路の実施形態
を示す。図７２Ａの回路ブロックと同様な図７２Ｂの回路ブロックは、対応する
参照番号によって示されている。図７２Ｃ〜図７２Ｄは、図７２Ｂのスプリッタ
回路７２００に関する例としての出力波形を示す。図７２ＣはＩチャネル振動信
号７２２２を示す。図７２ＤはＱチャネル振動信号７２２４を示す。図７２Ｃと
図７２Ｄの比較で示されるように、図７２ＤのＱチャネル振動信号７２２４の波
形は、図７２ＣのＩチャネル振動信号７２２２の波形より約９０°だけ遅れてい
る。

【０４６０】 図７２Ａおよび図７２Ｂ中のスプリッタ回路７２００の図は、例としての目的
だけのためであることを理解されたい。当業者であればここに含まれる解説に基
づいて明らかなように、スプリッタ回路７２００は種々の型のロジックと半導体
の装置の組合せから構成されてもよい。

【０４６１】 ７．８ フィルタの設計 フィルタ５７２６の設計は所望の送信信号５７１４の周波数と周波数範囲によ
って決定される。上のセクション３．３．９〜３．３．９．２中で論じられたよ
うに、「Ｑ」という言葉はフィルタの出力の中心周波数と、「３ｄＢダウン」ポ
イントの帯域幅との比を示すために使用されている。使用されるべき分数調波の
選択に際して行われる交換条件は、フィルタを設計する際の要因である。すなわ
ち、上記に与えられた例に対する脱線として、所望の送信信号の周波数は再び９
１０ＭＨｚであるが、所望の分数調波は第５０の分数調波であるとすると、第５
０の分数調波の周波数は１８．２０００ＭＨｚであろう。これは、フィルタによ
って見られる周波数は、１８．２００ＭＨｚ離れていることを意味する。したが
って、「Ｑ」は通過させられている隣接周波数からの情報を許すことを避けるの
に十分に高い必要がある。フィルタの「Ｑ」に関する他の考慮すべき点は、「Ｑ
」があまり厳密ではなく、所望の周波数の全範囲が使用できなければならないと
いうことである。

【０４６２】 ７．９ 増幅器の選択 信号が十分に大きくなくて送信されないならば、または信号がなんらかの下流
用途のために必要とされるならば、増幅器モジュール５７２８が必要となる。こ
れは、結果として生じる高調波の振幅が小さすぎるために起きる可能性がある。
またフィルタ５７２６が信号を減衰してしまったとすると、生じるかもしれない
。

【０４６３】 ７．１０ 送信モジュールの設計 オプションである送信モジュール５７３０は、フィルタ５７２６と増幅器モジ
ュール５７２８の出力が送信されることを保証する。送信機が空中でＥＭ信号を
放送するために使用される実施では、送信モジュールは増幅器モジュール５７２
８の出力のインピーダンスと、アンテナ５７３２の入力を一致させる。この技法
は当業者にはよく知られている。信号が電話回線（または光ファイバケーブル）
のようなポイントツーポイント回線を介して送信されるならば、送信モジュール
５７３０は回線ドライバ（または光ファイバの実施に対しては、電子光変換器）
であってもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】 周波数変調（ＦＭ）送信機のための回路を示す図である。

【図２Ａ】 ディジタル情報信号について図１のＦＭ回路に関連する典型的な波形を示す図
である。

【図２Ｂ】 ディジタル情報信号について図１のＦＭ回路に関連する典型的な波形を示す図
である。

【図２Ｃ】 ディジタル情報信号について図１のＦＭ回路に関連する典型的な波形を示す図
である。

【図３】 位相変調（ＰＭ）送信機のための回路を示す図である。

【図４Ａ】 ディジタル情報信号について図３のＰＭ回路に関連する典型的な波形を示す図
である。

【図４Ｂ】 ディジタル情報信号について図３のＰＭ回路に関連する典型的な波形を示す図
である。

【図４Ｃ】 ディジタル情報信号について図３のＰＭ回路に関連する典型的な波形を示す図
である。

【図５】 振幅変調（ＡＭ）送信機のための回路を示す図である。

【図６Ａ】 ディジタル情報信号について図５のＡＭ回路に関連する典型的な波形を示す図
である。

【図６Ｂ】 ディジタル情報信号について図５のＡＭ回路に関連する典型的な波形を示す図
である。

【図６Ｃ】 ディジタル情報信号について図５のＡＭ回路に関連する典型的な波形を示す図
である。

【図７】 同相／直交位相変調（「Ｉ／Ｑ」）送信機のための回路を示す図である。

【図８Ａ】 ディジタル情報信号について図７の「Ｉ／Ｑ」回路に関連する典型的な波形を
示す図である。

【図８Ｂ】 ディジタル情報信号について図７の「Ｉ／Ｑ」回路に関連する典型的な波形を
示す図である。

【図８Ｃ】 ディジタル情報信号について図７の「Ｉ／Ｑ」回路に関連する典型的な波形を
示す図である。

【図８Ｄ】 ディジタル情報信号について図７の「Ｉ／Ｑ」回路に関連する典型的な波形を
示す図である。

【図８Ｅ】 ディジタル情報信号について図７の「Ｉ／Ｑ」回路に関連する典型的な波形を
示す図である。

【図９】 本発明の実施形態による送信機の、ハイレベルの動作のフローチャートである
。

【図１０】 本発明の実施形態の送信機のハイレベルの構造の、ブロック図である。

【図１１】 本発明の第１の実施形態（つまりＦＭモード）の動作のフローチャートである
。

【図１２】 本発明の第１の実施形態（つまりＦＭモード）の例としての構成のブロック図
である。

【図１３】 本発明の第２の実施形態（つまりＰＭモード）の動作のフローチャートである
。

【図１４】 本発明の第２の実施形態（つまりＰＭモード）の例としての構成のブロック図
である。

【図１５】 本発明の第３の実施形態（つまりＡＭモード）の動作のフローチャートである
。

【図１６】 本発明の第３の実施形態（つまりＡＭモード）の例としての構成のブロック図
である。

【図１７】 本発明の第４の実施形態（つまり「Ｉ／Ｑ」モード）の動作のフローチャート
である。

【図１８】 本発明の第４の実施形態（つまり「Ｉ／Ｑ」モード）の例としての構成のブロ
ック図である。

【図１９Ａ】 例としてのハイレベルの回路図内の複数のポイントにおける、例としての波形
（周波数シフトキーイング実施形態で動作する周波数変調モードについて）を示
す図である。

【図１９Ｂ】 例としてのハイレベルの回路図内の複数のポイントにおける、例としての波形
（周波数シフトキーイング実施形態で動作する周波数変調モードについて）を示
す図である。

【図１９Ｃ】 例としてのハイレベルの回路図内の複数のポイントにおける、例としての波形
（周波数シフトキーイング実施形態で動作する周波数変調モードについて）を示
す図である。

【図１９Ｄ】 例としてのハイレベルの回路図内の複数のポイントにおける、例としての波形
（周波数シフトキーイング実施形態で動作する周波数変調モードについて）を示
す図である。

【図１９Ｅ】 例としてのハイレベルの回路図内の複数のポイントにおける、例としての波形
（周波数シフトキーイング実施形態で動作する周波数変調モードについて）を示
す図である。

【図１９Ｆ】 例としてのハイレベルの回路図内の複数のポイントにおける、例としての波形
（周波数シフトキーイング実施形態で動作する周波数変調モードについて）を示
す図である。

【図１９Ｇ】 例としてのハイレベルの回路図内の複数のポイントにおける、例としての波形
（周波数シフトキーイング実施形態で動作する周波数変調モードについて）を示
す図である。

【図１９Ｈ】 例としてのハイレベルの回路図内の複数のポイントにおける、例としての波形
（周波数シフトキーイング実施形態で動作する周波数変調モードについて）を示
す図である。

【図１９Ｉ】 例としてのハイレベルの回路図内の複数のポイントにおける、例としての波形
（周波数シフトキーイング実施形態で動作する周波数変調モードについて）を示
す図である。

【図２０Ａ】 アナログ情報信号について、図１のＦＭ回路に関連した典型的な波形を示す図
である。

【図２０Ｂ】 アナログ情報信号について、図１のＦＭ回路に関連した典型的な波形を示す図
である。

【図２０Ｃ】 アナログ情報信号について、図１のＦＭ回路に関連した典型的な波形を示す図
である。

【図２１Ａ】 アナログ情報信号について、図３のＰＭ回路に関連した典型的な波形を示す図
である。

【図２１Ｂ】 アナログ情報信号について、図３のＰＭ回路に関連した典型的な波形を示す図
である。

【図２１Ｃ】 アナログ情報信号について、図３のＰＭ回路に関連した典型的な波形を示す図
である。

【図２２Ａ】 アナログ情報信号について、図５のＡＭ回路に関連した典型的な波形を示す図
である。

【図２２Ｂ】 アナログ情報信号について、図５のＡＭ回路に関連した典型的な波形を示す図
である。

【図２２Ｃ】 アナログ情報信号について、図５のＡＭ回路に関連した典型的な波形を示す図
である。

【図２３】 電圧制御発振器（ＶＣＯ）の実施の例を示す図である。

【図２４】 局部発振器（ＬＯ）の実施の例を示す図である。

【図２５】 移相器の実施の例を示す図である。

【図２６】 位相変調器の実施の例を示す図である。

【図２７】 加算増幅器の実施の例を示す図である。

【図２８Ａ】 ＦＭとＰＭモードのためのスイッチモジュールの実施の例を示す図である。

【図２８Ｂ】 ＦＭとＰＭモードのためのスイッチモジュールの実施の例を示す図である。

【図２８Ｃ】 ＦＭとＰＭモードのためのスイッチモジュールの実施の例を示す図である。

【図２９Ａ】 スイッチがＧａＡｓＦＥＴである図２８Ａ〜図２８Ｃのスイッチモジュールの
例を示す図である。

【図２９Ｂ】 スイッチがＧａＡｓＦＥＴである図２８Ａ〜図２８Ｃのスイッチモジュールの
例を示す図である。

【図２９Ｃ】 スイッチがＧａＡｓＦＥＴである図２８Ａ〜図２８Ｃのスイッチモジュールの
例を示す図である。

【図３０Ａ】 ＦＭとＰＭモードのＧａＡｓＦＥＴの実施について対称性を確認するための設
計の例を示す図である。

【図３０Ｂ】 ＦＭとＰＭモードのＧａＡｓＦＥＴの実施について対称性を確認するための設
計の例を示す図である。

【図３０Ｃ】 ＦＭとＰＭモードのＧａＡｓＦＥＴの実施について対称性を確認するための設
計の例を示す図である。

【図３１Ａ】 ＡＭモードのためのスイッチモジュールの実施の例を示す図である。

【図３１Ｂ】 ＡＭモードのためのスイッチモジュールの実施の例を示す図である。

【図３１Ｃ】 ＡＭモードのためのスイッチモジュールの実施の例を示す図である。

【図３２Ａ】 スイッチがＧａＡｓＦＥＴである図３１Ａ〜図３１Ｃのスイッチモジュールを
示す図である。

【図３２Ｂ】 スイッチがＧａＡｓＦＥＴである図３１Ａ〜図３１Ｃのスイッチモジュールを
示す図である。

【図３２Ｃ】 スイッチがＧａＡｓＦＥＴである図３１Ａ〜図３１Ｃのスイッチモジュールを
示す図である。

【図３３Ａ】 ＡＭモードのＧａＡｓＦＥＴ実装について対称性を確認するための設計の例を
示す図である。

【図３３Ｂ】 ＡＭモードのＧａＡｓＦＥＴ実装について対称性を確認するための設計の例を
示す図である。

【図３３Ｃ】 ＡＭモードのＧａＡｓＦＥＴ実装について対称性を確認するための設計の例を
示す図である。

【図３４】 加算器の実施の例を示す図である。

【図３５】 フィルタの実施の例を示す図である。

【図３６】 「Ｑ」の計算を示す代表的なスペクトルを示す図である。

【図３７Ａ】 フィルタ回路の代表的な例を示す図である。

【図３７Ｂ】 フィルタ回路の代表的な例を示す図である。

【図３８】 送信モジュールの実施の例を示す図である。

【図３９Ａ】 発振器からの方形波入力のためにディジタルロジック装置を使用したパルス整
形回路の第１の例を示す図である。

【図３９Ｂ】 図３９Ａの回路に関連する波形を示す図である。

【図３９Ｃ】 図３９Ａの回路に関連する波形を示す図である。

【図３９Ｄ】 図３９Ａの回路に関連する波形を示す図である。

【図４０Ａ】 発振器からの方形波入力のためにディジタルロジック装置を使用したパルス整
形回路の第２の例を示す図である。

【図４０Ｂ】 図４０Ａの回路に関連する波形を示す図である。

【図４０Ｃ】 図４０Ａの回路に関連する波形を示す図である。

【図４０Ｄ】 図４０Ａの回路に関連する波形を示す図である。

【図４１】 発振器からの任意の入力について第３の例としてのパルス整形回路を示す図で
ある。

【図４２Ａ】 図４１の回路に関連した代表的な波形を示す図である。

【図４２Ｂ】 図４１の回路に関連した代表的な波形を示す図である。

【図４２Ｃ】 図４１の回路に関連した代表的な波形を示す図である。

【図４２Ｄ】 図４１の回路に関連した代表的な波形を示す図である。

【図４２Ｅ】 図４１の回路に関連した代表的な波形を示す図である。

【図４３】 本発明の実施形態による図４１の要素について内部回路を示す図である。

【図４４Ａ】 最初の３つの高調波の特性を強調した、例としてのハイレベルの回路図内の複
数のポイントにおける例としての波形（パルスシフトキーイングの実施形態で動
作するパルス変調モードについて）を示す図である。

【図４４Ｂ】 最初の３つの高調波の特性を強調した、例としてのハイレベルの回路図内の複
数のポイントにおける例としての波形（パルスシフトキーイングの実施形態で動
作するパルス変調モードについて）を示す図である。

【図４４Ｃ】 最初の３つの高調波の特性を強調した、例としてのハイレベルの回路図内の複
数のポイントにおける例としての波形（パルスシフトキーイングの実施形態で動
作するパルス変調モードについて）を示す図である。

【図４４Ｄ】 最初の３つの高調波の特性を強調した、例としてのハイレベルの回路図内の複
数のポイントにおける例としての波形（パルスシフトキーイングの実施形態で動
作するパルス変調モードについて）を示す図である。

【図４４Ｅ】 最初の３つの高調波の特性を強調した、例としてのハイレベルの回路図内の複
数のポイントにおける例としての波形（パルスシフトキーイングの実施形態で動
作するパルス変調モードについて）を示す図である。

【図４４Ｆ】 最初の３つの高調波の特性を強調した、例としてのハイレベルの回路図内の複
数のポイントにおける例としての波形（パルスシフトキーイングの実施形態で動
作するパルス変調モードについて）を示す図である。

【図４４Ｇ】 最初の３つの高調波の特性を強調した、例としてのハイレベルの回路図内の複
数のポイントにおける例としての波形（パルスシフトキーイングの実施形態で動
作するパルス変調モードについて）を示す図である。

【図４５Ａ】 最初の３つの高調波の特性を強調した、例としてのハイレベルの回路図内の複
数のポイントにおける例としての波形（振幅シフトキーイングの実施形態で動作
する振幅変調モードについて）を示す図である。

【図４５Ｂ】 最初の３つの高調波の特性を強調した、例としてのハイレベルの回路図内の複
数のポイントにおける例としての波形（振幅シフトキーイングの実施形態で動作
する振幅変調モードについて）を示す図である。

【図４５Ｃ】 最初の３つの高調波の特性を強調した、例としてのハイレベルの回路図内の複
数のポイントにおける例としての波形（振幅シフトキーイングの実施形態で動作
する振幅変調モードについて）を示す図である。

【図４５Ｄ】 最初の３つの高調波の特性を強調した、例としてのハイレベルの回路図内の複
数のポイントにおける例としての波形（振幅シフトキーイングの実施形態で動作
する振幅変調モードについて）を示す図である。

【図４５Ｅ】 最初の３つの高調波の特性を強調した、例としてのハイレベルの回路図内の複
数のポイントにおける例としての波形（振幅シフトキーイングの実施形態で動作
する振幅変調モードについて）を示す図である。

【図４５Ｆ】 最初の３つの高調波の特性を強調した、例としてのハイレベルの回路図内の複
数のポイントにおける例としての波形（振幅シフトキーイングの実施形態で動作
する振幅変調モードについて）を示す図である。

【図４６】 高調波強化モジュールの実施の例を示す図である。

【図４７】 増幅器モジュールの実施の例を示す図である。

【図４８Ａ】 線形増幅器のための例としての回路を示す図である。

【図４８Ｂ】 線形増幅器のための例としての回路を示す図である。

【図４９】 典型的なスーパーヘテロダイン受信機を示す図である。

【図５０】 全二重モードでの典型的なスーパーヘテロダイン受信機を伴うトランシーバ回
路内の本発明の実施形態による送信機を示す図である。

【図５１Ａ】 半二重モードの典型的なスーパーヘテロダイン受信機を伴う共通発振器を使用
したトランシーバ回路内の本発明の実施形態による送信機を示す図である。

【図５１Ｂ】 半二重モードの典型的なスーパーヘテロダイン受信機を伴う共通発振器を使用
したトランシーバ回路内の本発明の実施形態による送信機を示す図である。

【図５１Ｃ】 半二重モードの典型的なスーパーヘテロダイン受信機を伴う共通発振器を使用
したトランシーバ回路内の本発明の実施形態による送信機を示す図である。

【図５１Ｄ】 半二重モードの典型的なスーパーヘテロダイン受信機を伴う共通発振器を使用
したトランシーバ回路内の本発明の実施形態による送信機を示す図である。

【図５２】 一実施形態による汎用周波数ダウンコンバーション技法を使用した例としての
受信機を示す図である。

【図５３】 本発明の例としての送信機を示す図である。

【図５４Ａ】 ＦＭとＰＭ変調実施形態のための半二重モードで動作する汎用周波数ダウンコ
ンバーション受信機を伴うトランシーバ回路における、本発明の例としての送信
機を示す図である。

【図５４Ｂ】 ＦＭとＰＭ変調実施形態のための半二重モードで動作する汎用周波数ダウンコ
ンバーション受信機を伴うトランシーバ回路における、本発明の例としての送信
機を示す図である。

【図５４Ｃ】 ＦＭとＰＭ変調実施形態のための半二重モードで動作する汎用周波数ダウンコ
ンバーション受信機を伴うトランシーバ回路における、本発明の例としての送信
機を示す図である。

【図５５】 ＡＭ変調実施形態のための半二重モードで動作する汎用周波数ダウンコンバー
ション受信機を伴うトランシーバ回路における本発明の例としての送信機を示す
図である。

【図５６】 全二重モードで動作する汎用周波数ダウンコンバーション受信機を伴うトラン
シーバ回路における本発明の例としての送信機を示す図である。

【図５７Ａ】 周波数変調、位相変調、および振幅変調実施形態で使用され、パルス整形回路
と増幅器モジュールを含む、本発明の例としての送信機を示す図である。

【図５７Ｂ】 周波数変調、位相変調、および振幅変調実施形態で使用され、パルス整形回路
と増幅器モジュールを含む、本発明の例としての送信機を示す図である。

【図５７Ｃ】 周波数変調、位相変調、および振幅変調実施形態で使用され、パルス整形回路
と増幅器モジュールを含む、本発明の例としての送信機を示す図である。

【図５８】 ０．０１のパルス幅対周期の比について、高調波振幅を示す図である。

【図５９】 ０．０５５６のパルス幅対周期の比について、高調波振幅を示す図である。

【図６０】 ６つの例としてのパルス幅対周期の比について、最初の５０の高調波の相対的
な振幅を示した表である。

【図６１】 第１から第１０の分数調波について最適化された６つのパルス幅対周期の比に
ついて、最初の２５の高調波の相対的な振幅を示した表である。

【図６２】 本発明の代替実施形態について、例としての構造上のブロック図を示す図であ
る（つまり、ＡＭがＰＭと組み合わされているモード）。

【図６３】 図６２の実施形態について情報信号「Ａ」に関する例としての波形を示す図で
ある。

【図６４】 図６２の実施形態について振動信号に対する例としての波形を示す図である。

【図６５】 図６２の実施形態について位相変調信号の例としての波形を示す図である。

【図６６】 図６２の実施形態についてパルス整形済みＰＭ信号に対する例としての波形を
示す図である。

【図６７】 図６２の実施形態について基準信号に対する例としての波形を示す図である。

【図６８】 図６２の実施形態について調波の多い信号の例としての波形を示す図である。

【図６９】 図６２の実施形態について図６８の信号の基本調波について、例としての波形
を示す図である。

【図７０】 図６２の実施形態について図６８の信号の第２の高調波について、例としての
波形を示す図である。

【図７１Ａ】 エイリアシングモジュールの例としての実施を示す図である。

【図７１Ｂ】 エイリアシングモジュールの例としての実施を示す図である。

【図７１Ｃ】 図７１Ａおよび図７１Ｂの回路の中の複数のポイントにおける例としての波形
を示す図である。

【図７１Ｄ】 図７１Ａおよび図７１Ｂの回路の中の複数のポイントにおける例としての波形
を示す図である。

【図７１Ｅ】 図７１Ａおよび図７１Ｂの回路の中の複数のポイントにおける例としての波形
を示す図である。

【図７１Ｆ】 図７１Ａおよび図７１Ｂの回路の中の複数のポイントにおける例としての波形
を示す図である。

【図７１Ｇ】 図７１Ａおよび図７１Ｂの回路の中の複数のポイントにおける例としての波形
を示す図である。

【図７２Ａ】 本発明の実施形態によるスプリッタのブロック図である。

【図７２Ｂ】 本発明の実施形態によるスプリッタのさらに詳細な図である。

【図７２Ｃ】 図７２Ａおよび図７２Ｂのスプリッタに関する、例としての波形の図である。

【図７２Ｄ】 図７２Ａおよび図７２Ｂのスプリッタに関する、例としての波形の図である。

【図７２Ｅ】 本発明の実施形態によるスプリッタを伴うＩ／Ｑ回路のブロック図である。

【図７２Ｆ】 図７２Ａの図に関連する例としての波形の図である。

【図７２Ｇ】 図７２Ａの図に関連する例としての波形の図である。

【図７２Ｈ】 図７２Ａの図に関連する例としての波形の図である。

【図７２Ｉ】 図７２Ａの図に関連する例としての波形の図である。

【図７２Ｊ】 図７２Ａの図に関連する例としての波形の図である。

【図７３】 本発明の実施形態によるスイッチモジュールのブロック図である。

【図７４Ａ】 図７３のブロック図の実施の例を示す図である。

【図７４Ｂ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｃ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｄ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｅ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｆ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｇ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｈ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｉ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｊ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｋ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｌ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｍ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｎ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｏ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｐ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７４Ｑ】 図７４Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ａ】 図７３のブロック図の別の実施の例を示す図である。

【図７５Ｂ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｃ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｄ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｅ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｆ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｇ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｈ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｉ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｊ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｋ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｌ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｍ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｎ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｏ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｐ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７５Ｑ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７６Ａ】 本発明のＭＯＳＦＥＴの実施形態の例を示す図である。

【図７６Ｂ】 本発明のＭＯＳＦＥＴの実施形態の例を示す図である。

【図７６Ｃ】 本発明のＭＯＳＦＥＴの実施形態の例を示す図である。

【図７７Ａ】 図７３のブロック図の別の実施の例を示す図である。

【図７７Ｂ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｃ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｄ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｅ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｆ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｇ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｈ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｉ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｊ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｋ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｌ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｍ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｎ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｏ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｐ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７７Ｑ】 図７５Ａに関連する例としての波形の図である。

【図７８】 多重の開口が振動信号の各サイクルについて生成される本発明の実施を示す図
である。

【図７９】 多重の開口生成モジュールを示す図である。

【図８０】 １サイクルについて１つのパルスから５つのパルスを含むパルス列について、
例としての波形を示す図である。

【図８１】 １サイクルにつき１パルスに対する出力スペクトルを示す図である。

【図８２】 １サイクルにつき２パルスに対する出力スペクトルを示す図である。

【図８３】 １サイクルにつき３パルスに対する出力スペクトルを示す図である。

【図８４】 １サイクルにつき４パルスに対する出力スペクトルを示す図である。

【図８５】 １サイクルにつき５パルスに対する出力スペクトルを示す図である。

【図８６】 所望の出力周波数における出力スペクトルの振幅を比較した図である。

【図８７】 バイポーラパルスに関する回路図である。

【図８８】 バイポーラパルスの使用から生じたスペクトルを示す図である。

【図８９】 バイポーラパルスのストリームを示す図である。

【図９０】 バイポーラパルスのストリームを生成するために使用される元のパルスストリ
ームを示す図である。

【図９１Ａ】 本発明の実施形態によるスイッチモジュールの例としての実施を示す図である
。

【図９１Ｂ】 本発明の実施形態によるスイッチモジュールの例としての実施を示す図である
。

【図９１Ｃ】 本発明の実施形態によるスイッチモジュールの例としての実施を示す図である
。

【図９１Ｄ】 本発明の実施形態によるスイッチモジュールの例としての実施を示す図である
。

【図９２Ａ】 例としての開口生成装置を示す図である。

【図９２Ｂ】 例としての開口生成装置を示す図である。

【図９２Ｃ】 例としての開口生成装置を示す図である。

【図９２Ｄ】 本発明の実施形態による発振器を示す図である。

【図９２Ｅ】 本発明の実施形態による発振器を示す図である。

【図９３】 本発明の実施形態によるオプションのエネルギー転送信号モジュールを伴うエ
ネルギー転送システムを示す図である。

【図９４】 本発明の実施形態による入力と出力インピーダンスの一致を伴うエイリアシン
グモジュールを示す図である。

【図９５Ａ】 例としてのパルス生成装置を示す図である。

【図９５Ｂ】 図９５Ａのパルス生成装置に関する例としての波形を示す図である。

【図９５Ｃ】 図９５Ａのパルス生成装置に関する例としての波形を示す図である。

【図９６】 本発明の実施形態による、スイッチモジュールとリアクティブ（reactive）記
憶モジュールを伴う、例としてのエネルギー転送モジュールを示す図である。

【図９７Ａ】 本発明の実施形態による、例としてのエネルギー転送システムを示す図である
。

【図９７Ｂ】 本発明の実施形態による、例としてのエネルギー転送システムを示す図である
。

【図９８Ａ】 本発明の実施形態による、例としてのエネルギー転送信号モジュールを示す図
である。

【図９８Ｂ】 本発明の実施形態によるステートマシンの動作のフローチャートである。

【図９８Ｃ】 例としてのエネルギー転送信号モジュールである。

【図９９】 本発明の実施形態による、１０１．１ＭＨｚクロックを使用した９１５ＭＨｚ
信号を５ＭＨｚ信号へダウンコンバートするための回路の概略図である。

【図１００】 本発明の実施形態による図９９の回路について、シミュレーションの波形を示
す図である。

【図１０１】 本発明の実施形態による、１０１ＭＨｚクロックを使用した９１５ＭＨｚ信号
を５ＭＨｚ信号へダウンコンバートするための回路の概略図である。

【図１０２】 本発明の実施形態による図１０１の回路のためのシミュレーション波形を示す
図である。

【図１０３】 本発明の実施形態による、１０１．１ＭＨｚクロックを使用した９１５ＭＨｚ
信号を５ＭＨｚ信号へダウンコンバートするための回路の概略図である。

【図１０４】 本発明の実施形態による図１０３の回路のためのシミュレーション波形を示す
図である。

【図１０５】 本発明の実施形態による、５００Ｋボーのボーレートで、９１３ＭＨｚと９１
７ＭＨｚの間を変動するＦＳＫソースに接続された図９９内の回路の概略図であ
る。

【図１０６Ａ】 本発明の実施形態による、例としてのエネルギー転送システムを示す図である
。

【図１０６Ｂ】 図１０６Ａの、例としてのシステムに関する、例としてのタイミング図である
。

【図１０６Ｃ】 図１０６Ａの、例としてのシステムに関する、例としてのタイミング図である
。

【図１０７】 本発明の実施形態による、例としてのバイパスネットワークを示す図である。

【図１０８】 本発明の実施形態による、例としてのバイパスネットワークを示す図である。

【図１０９】 本発明の例としての実施形態を示す図である。

【図１１０Ａ】 本発明の実施形態による、例としてのリアルタイム開口制御回路を示す図であ
る。

【図１１０Ｂ】 本発明の実施形態による、リアルタイム開口制御のための、例としてのクロッ
ク信号のタイミング図である。

【図１１０Ｃ】 本発明の実施形態によるリアルタイム開口制御のための、例としてのオプショ
ンのイネーブル信号のタイミング図である。

【図１１０Ｄ】 本発明の実施形態によるリアルタイム開口制御のための、反転クロック信号の
タイミング図である。

【図１１０Ｅ】 本発明の実施形態によるリアルタイム開口制御のための、例としての遅延クロ
ック信号のタイミング図である。

【図１１０Ｆ】 本発明の実施形態による、リアルタイムで制御される開口を有するパルスを含
む、例としてのエネルギー転送のタイミング図である。

【図１１１】 本発明の、例としての実施形態を示す図である。

【図１１２】 本発明の、例としての実施形態を示す図である。

【図１１３】 本発明の、例としての実施形態を示す図である。

【図１１４】 本発明の、例としての実施形態を示す図である。

【図１１５Ａ】 図１１１の、例としての実施形態のタイミング図である。

【図１１５Ｂ】 図１１２の、例としての実施形態のタイミング図である。

【図１１６Ａ】 図１１３の、例としての実施形態のタイミング図である。

【図１１６Ｂ】 図１１４の、例としての実施形態のタイミング図である。

【図１１７Ａ】 本発明の、例としての実施形態を示す図である。

【図１１７Ｂ】 本発明による電荷転送を決定するための等式を示す図である。

【図１１７Ｃ】 本発明によるコンデンサ充電と開口の間の関係を示す図である。

【図１１７Ｄ】 本発明によるコンデンサ充電と開口の間の関係を示す図である。

【図１１７Ｅ】 本発明による電力と電荷の関係の等式を示す図である。

【図１１７Ｆ】 本発明による挿入損の等式を示す図である。

【手続補正書】

【提出日】平成１２年８月９日（２０００．８．９）

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図９８Ａ

【補正方法】変更

【補正内容】

【図９８Ａ】

【手続補正２】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１０９

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１０９】

【手続補正３】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１１１

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１１１】

【手続補正書】

【提出日】平成１３年１月１２日（２００１．１．１２）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１３６

【補正方法】変更

【補正内容】

【０１３６】 本明細書に含まれる解説は、９０°ずつずれた２つの中間信号がある、さらに
一般的な実施形態に限定される。これは本発明を限定するものではない。当業者
であれば、ここで教示され本発明の「Ｉ／Ｑ」実施形態に適用される技術は、中
間信号が９０°以外の量によってシフトされ、また２つ以上の中間周波数がある
、珍しい実施形態にもまた適用できることが明らかであろう。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１４８

【補正方法】変更

【補正内容】

【０１４８】 ３．３．５．１ 動作の説明 情報信号２７０２とバイアス信号２７０４が受け取られ、基準信号が出力され
る。情報信号２７０２は、アナログまたはディジタルであり、任意の回路構成要
素を破損しないように正しい範囲内であることを保証するように条件づけられて
いる。バイアス信号２７０４は通常は、直流（ＤＣ）信号である。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１４９

【補正方法】変更

【補正内容】

【０１４９】 情報信号２７０２がディジタルの場合、基準信号２７０８は離散値の間をシフ
トし、第１の値はディジタル的な「ハイ」に対応し、第２の値はディジタル的な
「ロー」に対応する。どちらの値も使用されている慣例次第で「ハイ」または「
ロー」に対応する場合がある。この動作は、ＡＭのサブセットである振幅シフト
キーイング（ＡＳＫ）と呼ばれる。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１５３

【補正方法】変更

【補正内容】

【０１５３】 基準信号２７０８は、スイッチモジュール３１０２の第１の入力３１０８へル
ーティングされる。１つの例としての実施形態では、抵抗器２８２４が、加算モ
ジュール２７０６の出力（または、加算モジュール２７０６が使用されていない
実施形態では、情報信号２７０２の発信元）とスイッチモジュール３１０２のス
イッチ３１１６の間で接続されている。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１６１

【補正方法】変更

【補正内容】

【０１６１】 本発明の実施形態では、スイッチ２８１６は、ダイオードリングのような半導
体装置である。別の実施形態では、スイッチは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）
のようなトランジスタである。ＦＥＴがガリウムヒ素（ＧａＡｓ）である実施形
態では、スイッチモジュール２８０２は、図２９Ａ〜図２９Ｃに見られるように
設計することができ、ここで変調振動信号２８０４はＧａＡｓＦＥＴ２９０１の
ゲート２９０２に接続され、バイアス信号２８０６はバイアス抵抗器２８２４を
介してＧａＡｓＦＥＴ２９０１のソース２９０４に接続され、電気アース２８１
２はＧａＡｓＦＥＴ２９０１のドレイン２９０６に接続されている。（図２９Ｃ
に示された代替実施形態では、第２の信号２８１８はＧａＡｓＦＥＴ２９０１の
ドレイン２９０６に接続されている。）ＧａＡｓＦＥＴのドレインとソースは交
換可能なので、バイアス信号２８０６はソース２９０４またはドレイン２９０６
のどちらかに印加されることができる。ＧａＡｓＦＥＴ内でソースとドレインが
対称ではないかも知れないという懸念があるならば、スイッチモジュールを図３
０Ａ〜図３０Ｃに示されたように設計することができ、ここで２つのＧａＡｓＦ
ＥＴ３００２と３００４は互いに接続され、第１のＧａＡｓＦＥＴ３００２のソ
ース３０１０は第２のＧａＡｓＦＥＴ３００４のドレイン３０１２に接続され、
第１のＧａＡｓＦＥＴ３００２のドレイン３００６は、第２のＧａＡｓＦＥＴ３
００４のソース３００８に接続されている。この設計配置で、実質的にすべての
非対称性が解消される。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１７３

【補正方法】変更

【補正内容】

【０１７３】 本発明の一実施形態では、スイッチ３１１６は、ダイオードリングのような半
導体装置である。別の実施形態では、スイッチは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ
）のようなトランジスタであるが、これに限定されるものではない。ＦＥＴがガ
リウムヒ素（ＧａＡｓ）である実施形態では、モジュールは図３２Ａ〜図３２Ｃ
に見られるように設計することができ、ここで振動信号３１０４はＧａＡｓＦＥ
Ｔ３２０１のゲート３２０２に接続され、基準信号３１０６はソース３２０４に
接続され、電気アース３１１２はドレイン３２０６に接続されている（アース３
１１２がスイッチモジュール３１０２の第２の入力３１１０の値として選択され
ている実施形態において）。ＧａＡｓＦＥＴのドレインとソースは交換可能なの
で、基準信号３１０６は、ソース３２０４またはドレイン３２０６のどちらかに
印加することができる。ＧａＡｓＦＥＴ３２０１内でソースとドレインは対称で
はないかも知れないという懸念があるならば、スイッチ３１１６は図３３Ａ〜図
３３Ｃに示されたように設計することができ、ここで２つのＧａＡｓＦＥＴ３３
０２と３３０４は互いに接続され、第１のＧａＡｓＦＥＴ３３０２のソース３３
１０は第２のＧａＡｓＦＥＴ３３０４のドレイン３３１２に接続され、第１のＧ
ａＡｓＦＥＴ３３０２のドレイン３３０６は、第２のＧａＡｓＦＥＴ３３０４の
ソース３３０８に接続されている。この設計配置で、実質的にすべての非対称性
が解消される。

【手続補正７】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０２３３

【補正方法】変更

【補正内容】

【０２３３】 図８０は、パルス列７８０４の１サイクルについて１パルスであるパルス列８
００２を示す。同様に、パルス列８００４は、パルス列７８０４の１サイクルに
ついて２パルスを示し、パルス列８００６は、パルス列７８０４の１サイクルに
ついて３パルスを示し、パルス列８００８は、パルス列７８０４の１サイクルに
ついて４パルスを示し、およびパルス列８０１０は、パルス列７８０４の１サイ
クルについて５パルスを示す。この例では、所望の出力周波数は９００ＭＨｚで
あり、パルス列の周波数は１８０ＭＨｚである。したがって、第５の高調波が所
望の高調波であり、パルス列７８０４内のパルスの最適なパルス幅はパルス列７
８０４の周期の５分の１である。この例では、追加パルスの各々は、パルス幅に
等しい時間の期間だけ、先行のパルスとは離れており、さらに、これらは各々、
パルス列７８０４内のパルスのパルス幅と実質的に等しいパルス幅を有する。

【手続補正８】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０２６４

【補正方法】変更

【補正内容】

【０２６４】 トンランシーバの第１の実施形態によれば、本発明の送信機は従来のスーパー
ヘテロダイン受信機と共に使用される。この実施形態では、送信機と受信機は全
二重モードまたは半二重モードのどちらでも動作できる。全二重モードでは、ト
ランシーバは同時に送信と受信ができる。半二重モードでは、トランシーバは送
信か受信のどちらかができ、両方を同時にすることはできない。この実施形態で
は、全二重モードと半二重モードが共に論じられる。

【手続補正９】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０４１２

【補正方法】変更

【補正内容】

【０４１２】

【数２】 Ａn＝［Ａpulse］［（２／π）／ｎ］ｓｉｎ［ｎ・π・（τ／Ｔ）］等式２

【手続補正１０】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０４２９

【補正方法】変更

【補正内容】

【０４２９】 ７．６ パルス整形回路の設計 振動信号５７０４、５７３８、５７４４とパルス幅の所望の周波数に関して一
度決定が行われると、パルス整形回路５７２２を設計できる。セクション４〜４
．３．４に戻ってみて見ると、パルス整形回路５７２２は所望のパルス幅のパル
スを生成するだけでなく、パルス列５７０６の周波数を振動信号５７０４、５７
３８、５７４４の周波数より高くできることが分かる。パルス幅対周期の比は調
波の多い信号５７０８のパルス幅対周期の比に適用され、振動信号５７０４、５
７３８、５７４４のパルス幅対周期の比には適用されないこと、および、調波の
多い信号５７０８の周波数とパルス幅はパルス列５７０６の周波数とパルス幅を
反映することを思い出されたい。したがって、ＶＣＯ５７２０またはＬＯ５７３
４の選択において、選択された高調波について必要とされるよりも低い発振器を
選択することが望ましいならば、パルス整形回路５７３３を使用して周波数を増
大することができる。前の例に戻ると、セクション４．２．２〜４．２．２．２
（図４０Ａ〜図４０Ｄに示される）に解説されたようにパルス整形回路５７２２
が、パルスを整形するだけでなく周波数を２倍にするように設計されていたなら
ば、振動信号５７０４、５７３８、５７４４の周波数は１０１．１１１１ＭＨｚ
ではなく、５０．５５５６ＭＨｚであったであろう。この解説は特に方形波入力
に対するものであったが、当業者であれば同様の技法が矩形でない波形（たとえ
ば正弦波）にも適用されることが理解されるであろう。周波数を２倍にするため
のこのパルス整形回路の使用は、これが、考慮事項であるならば、より低い周波
数を伴う発振器（ＶＣＯ５７２０またはＬＯ５７３４）の設計または選択を可能
にするという点で可能性のある利点を有する。

【手続補正１１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図９９

【補正方法】変更

【補正内容】

【図９９】

【手続補正１２】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１０５

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１０５】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｚ (31)優先権主張番号 ０９／２９３，５８０ (32)優先日 平成11年４月16日(1999．4．16) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０９／２９３，０９５ (32)優先日 平成11年４月16日(1999．4．16) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０９／２９３，３４２ (32)優先日 平成11年４月16日(1999．4．16) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｒ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ， ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，Ｋ Ｚ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ， ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，Ｓ Ｋ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 バルトマン マイケル ジェイ． アメリカ合衆国 32246 フロリダ州 ジ ャクソンビル アズテック ドライブ ウ エスト 2244 (72)発明者 クック ロバート ダブリュ． アメリカ合衆国 32259 フロリダ州 ス イッツランド ロバーツ ロード 1432 (72)発明者 ルーク リチャード シー． アメリカ合衆国 32223 フロリダ州 ジ ャクソンビル リッキー ドライブ 3170 (72)発明者 モーゼス チャーリー ディー．ジュニア アメリカ合衆国 32217 フロリダ州 ジ ャクソンビル ナランジャ ドライブ 4314 (72)発明者 ローリンズ グレゴリー エス． アメリカ合衆国 32746 フロリダ州 レ イク メリー レスリー レーン 299 (72)発明者 ローリンズ マイケル ダブリュ． アメリカ合衆国 32746 フロリダ州 レ イク メリー ブライトビュー ドライブ 665 Ｆターム(参考） 5J002 AA06 BB18 BB29 BB32 BB35 DD01 DD05 FF16 5K004 DE00 EF00 FF00 5K060 BB07 CC04 CC11 FF02 FF03 FF06 HH01 HH02 HH11 HH22 JJ08 【要約の続き】 でも、スイッチの出力は濾波され、所望の高調波が出力 される。

Claims (22)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周波数アップコンバーションのための装置であって、 振動信号とバイアス信号を受信し、前記振動信号により前記バイアス信号をゲ
   ート制御し、それによって複数の調波を有する周期的な信号を生成するスイッチ
   モジュールと、 前記スイッチモジュールに結合され、前記複数の高調波のうち少なくとも１つ
   を分離するフィルタと を具えたことを特徴とする装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の装置において、前記バイアス信号が情報信
   号の関数であり、前記周期的な信号の振幅が前記バイアス信号の関数であること
   を特徴とする装置。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の装置において、前記振動信号が変調振動信
   号であり、前記周期的な信号が前記変調振動信号と実質的に同じく変調されてお
   り、前記複数の高調波の各々が前記周期的な信号と実質的に同じく変調されてい
   ることを特徴とする装置。
4. 【請求項４】 請求項３に記載の装置において、前記変調振動信号が周波数
   変調振動信号であることを特徴とする装置。
5. 【請求項５】 請求項３に記載の装置において、前記変調振動信号が位相変
   調振動信号であることを特徴とする装置。
6. 【請求項６】 請求項３に記載の装置において、前記変調振動信号が第１の
   情報信号の関数であり、前記バイアス信号が第２の情報信号の関数であり、およ
   び前記周期的な信号の振幅が前記バイアス信号の関数であることを特徴とする装
   置。
7. 【請求項７】 通信のための装置であって、 第１の振動信号を受信する第１のスイッチモジュールにおいて、前記第１の振
   動信号が前記第１のスイッチモジュールのゲート制御を制御し、それによって第
   １の複数の高調波を有する第１の周期的な信号を生成する第１のスイッチモジュ
   ールと、 第２の振動信号を受信する第２のスイッチモジュールにおいて、前記第２の振
   動信号が前記第２のスイッチモジュールのゲート制御を制御し、それによって第
   ２の複数の高調波を有する第２の周期的な信号を生成する第２のスイッチモジュ
   ールと、 前記第１のスイッチモジュールと前記第２のスイッチモジュールに結合され、
   前記第１の周期的な信号と前記第２の周期的な信号を受信し組み合わせて、組み
   合わされた複数の高調波を有する組み合わされた周期的な信号を出力する加算器
   と、 前記加算器に結合され、前記組み合わされた複数の高調波のうち少なくとも１
   つを分離するフィルタと を具えたことを特徴とする装置。
8. 【請求項８】 請求項７に記載の装置において、前記第１の振動信号と前記
   第２の振動信号が実質的に同じ周波数を有し、実質的に９０°だけ互いに位相が
   外れていることを特徴とする装置。
9. 【請求項９】 請求項７に記載の装置において、前記第１の振動信号が第１
   の変調振動信号であり、前記第２の振動信号が第２の変調振動信号であり、 前記第１の周期的な信号が前記第１の変調振動信号と実質的に同じように変調
   されており、前記第１の複数の高調波の各々が前記第１の周期的な信号と実質的
   に同じように変調されており、 前記第２の周期的な信号が前記第２の変調振動信号と実質的に同じように変調
   されており、前記第２の複数の高調波の各々が前記第２の周期的な信号と実質的
   に同じように変調されていることを特徴とする装置。
10. 【請求項１０】 請求項７に記載の装置において、前記第１のスイッチモジ
    ュールが第１のバイアス信号をゲート制御し、前記第１のバイアス信号が第１の
    情報信号の関数であり、および前記第１の周期的な信号の振幅が前記第１のバイ
    アス信号の関数であり、 前記第２のスイッチモジュールが第２のバイアス信号をゲート制御し、前記第
    ２のバイアス信号が第２の情報信号の関数であり、および前記第２の周期的な信
    号の振幅が前記第２のバイアス信号の関数であることを特徴とする装置。
11. 【請求項１１】 請求項１０に記載の装置において、前記第１の情報信号が
    第１のディジタル情報信号であり、および前記第２の情報信号が第２のディジタ
    ル情報信号であり、前記第１のディジタル情報信号が複数の離散状態から成り、
    前記第２のディジタル情報信号が複数の離散状態から成ることを特徴とする装置
    。
12. 【請求項１２】 通信の方法であって、 （１）情報信号を、第１の周波数を有する振動信号上に変調して変調搬送波信
    号を生成するステップと、 （２）バイアス信号をゲート制御して複数の高調波を有する周期的な信号を生
    成し、前記周期的な信号は前記変調搬送波信号と実質的に同じように変調されて
    おり、および前記高調波の各々は前記変調搬送波信号と実質的に同じように変調
    されており、前記複数の高調波のうち少なくとも１つが所望の周波数での所望の
    高調波であるステップと を具えたことを特徴とする方法。
13. 【請求項１３】 請求項１２に記載の方法において、（３）前記所望の高調
    波を分離するステップをさらに具えたことを特徴とする方法。
14. 【請求項１４】 請求項１２に記載の方法において、ステップ（２）が、 前記バイアス信号を前記変調搬送波信号でゲート制御するステップを具えたこ
    とを特徴とする方法。
15. 【請求項１５】 請求項１２に記載の方法において、ステップ（１）が、前
    記変調搬送波信号を整形してパルス列を生成するステップをさらに具え、 ステップ（２）が、前記バイアス信号を前記パルス列でゲート制御するステッ
    プを具えたことを特徴とする方法。
16. 【請求項１６】 通信の方法であって、（１）基準信号をゲート制御して複
    数の高調波を有する周期的な信号を生成し、前記基準信号は情報信号の関数であ
    り、前記周期的な信号は前記基準信号の関数である振幅を有し、および前記複数
    の高調波のうち少なくとも１つが所望の周波数での所望の高調波であるステップ
    と、 （２）前記周期的な信号を出力するステップと を具えたことを特徴とする方法。
17. 【請求項１７】 請求項１６に記載の方法において、（３）前記所望の高調
    波を前記周期的な信号から分離するステップをさらに具えたことを特徴とする方
    法。
18. 【請求項１８】 請求項１６に記載の方法において、ステップ（１）が、基
    準信号を振動信号でゲート制御するステップを具えたことを特徴とする方法。
19. 【請求項１９】 請求項１６に記載の方法において、ステップ（１）が、振
    動信号を整形してパルス列を生成するステップと、基準信号を前記パルス列でゲ
    ート制御するステップとを具えたことを特徴とする方法。
20. 【請求項２０】 通信のための装置であって、 送信サブシステムと受信サブシステムとを具え、 前記送信サブシステムは、 情報信号を受け取り、変調振動信号を出力する変調器と、 前記変調振動信号である制御信号によって制御され、第１の電位でバイアス信
    号に接続された第１の入力および第２の電位に接続された第２の入力を有する、
    複数の高調波を含む調波の多い信号を出力するスイッチと、 前記調波の多い信号を受け取り、前記複数の高調波から１つまたは複数の所望
    の高調波を出力するフィルタと を具えたことを特徴とする装置。
21. 【請求項２１】 請求項２０に記載の装置において、前記受信サブシステム
    が汎用周波数ダウンコンバータであることを特徴とする装置。
22. 【請求項２２】 請求項２０に記載の装置において、前記送信サブシステム
    は、 前記変調振動信号を受け取り、変調パルス列を出力するパルス整形器をさらに
    具え、 前記変調パルス列が前記制御信号であることを特徴とする装置。