MXPA01004075A - Sistema y metodo para la sobreconversion de frecuencia. - Google Patents

Abstract

Un metodo y un sistema en donde una senal con una frecuencia menor es sobreconvertida a una frecuencia mayor. En una modalidad, la senal de frecuencia mayor se utiliza como una referencia de fase y frecuencia estable. En otra modalidad, la invencion se utiliza como un transmisor. La sobreconversion se logra controlando un interruptor con una senal oscilante, la frecuencia de la senal oscilante se selecciona como una subarmonica de la frecuencia de salida deseada. Cuando la invencion se esta utilizando como una referencia de frecuencia o de fase, la senal oscilante no esta modulada y controla a un interruptor que esta conectado a una senal de polarizacion. Cuando la invencion se esta utilizando en las implementaciones de modulacion de frecuencia (FM) o modulacion de fase (PM), la senal oscilante se modula mediante una senal de informacion antes de que ocasione que el interruptor controle por compuerta a la senal de polarizacion. En la implementacion de modulacion de amplitud (AM), la senal oscilante no se modula, sino que provoca que el interruptor controle por compuerta una senal de referencia que es esencialmente igual o proporcional a la senal de informacion. En las implementaciones FM y PM, la senal que sale del interruptor esta esencialmente modulada igual que la senal oscilante modulada. En la implementacion AM, la senal que sale del interruptor tiene una amplitud que es una funcion de la senal de informacion. En las dos modalidades, la salida del interruptor se filtra y se da salida a la armonica deseada.

Description

SISTEMA Y MÉTODO PARA LA SOBRECONVERSION DE FRECUENCIA ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN CAMPO DE LA INVENCIÓN Esta invención se relaciona en general a la sobreconversión de frecuencia de señales electromagnéticas (EM) .

TÉCNICA RELACIONADA Los sistemas de comunicación de la actualidad emplean componentes como los transmisores y receptores, para transmitir la información desde una fuente hasta un destino. Para lograr esta transmisión, la información se imparte sobre una señal portadora y la señal portadora posteriormente es transmitida. Típicamente, la señal portadora se encuentra a una frecuencia superior a la frecuencia de banda base de la señal de información. Las formas típicas en que la información es impartida sobre la señal portadora" se denominan modulación. Los tres esquemas de modulación que se utilizan más ampliamente incluyen: modulación de frecuencia (FM) en donde la frecuencia de las ondas portadoras cambia para reflejar la información que ha sido modulada sobre la señal; modulación de fase (PM) en donde la fase de la señal portadora cambia para reflejar la información impartida sobre ésta, y modulación de amplitud (AM) , en donde la amplitud de la señal portadora cambia para reflejar la información. También, estos tres esquemas de modulación se utilizan en combinaciones de unos con otros (por ejemplo, AM combinado con FM y AM combinado con PM) .

SUMARIO DE LA INVENCIÓN La presente invención está dirigida a métodos y sistemas para sobreconvertir una señal desde una frecuencia menor hacia una frecuencia mayor, y también a las aplicaciones de estos métodos. En una modalidad, la invención emplea una señal estable de baja frecuencia para generar una señal de frecuencia superior con una frecuencia y una fase que pueden utilizarse como referencias estables. En otra modalidad, la presente invención se utiliza como un transmisor. En esta modalidad, la invención acepta una señal de información a una frecuencia de banda base y transmite una señal modulada a una frecuencia superior a la de la frecuencia de banda base. Los métodos y sistemas para transmitir dependen muy poco del esquema de modulación que se esté utilizando. Para algunas modalidades que utilizan modulación de la frecuencia (FM) o modulación de la fase (PM) , la señal de información se utiliza para modular una señal oscilante a fin de crear una señal intermedia modulada. Si se requiere, esta señal intermedia modulada se "conforma" para proporcionar una relación sustancialmente óptima de ancho de pulso a periodo. Esta señal conformada se utiliza entonces para controlar un interruptor que se abre y se cierra como una función de la frecuencia y del ancho de pulso de la señal conformada. Como resultado de esta abertura y cierre, se produce una señal que es armónicamente rica, donde cada armónica de la señal armónicamente rica se modula substancialmente igual que la señal intermedia modulada. A través de un filtrado adecuado, la armónica deseada (o armónica) se selecciona y se transmite. Para algunas modalidades que utilizan modulación de amplitud (AM) , el interruptor se controla mediante una señal oscilante no modulada (que podrá, en caso necesario, estar conformada) . A medida que el interruptor se abre y se cierra, éste controla pro compuerta una señal de referencia que es la señal de información. En una implementación alternativa, la señal de información se combina con una señal polarizada para crear la señal de referencia, que después se controla por compuerta. El resultado del control por compuerta es una señal armónicamente rica que tiene una frecuencia fundamental esencialmente proporcionar a la señal oscilante y una amplitud esencialmente proporcional a la amplitud de la señal de referencia. Cada una de las armónicas de la señal armónicamente rica tiene también amplitudes proporcionales a la señal de referencia y, por lo tanto, se considera como modulada en amplitud. Justamente de la misma manera que la modalidad FM/PM ya descrita, mediante un filtrado adecuado la armónica deseada (o las armónicas deseadas) se seleccionan y se transmiten. Otras características y ventajas de la invención así como la estructura y operación de diversas modalidades de la invención se describirán con' detalle a continuación en relación a las figuras que se acompañan. Los dígitos más a la izquierda de un número de referencia identifican típicamente la figura en donde aparece por primera vez el número de referencia.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS La Figura 1 ilustra un circuito de un transmisor de modulación de frecuencia (FM) ; las Figuras 2A, 2B y 2C ilustran formas de onda típicas asociadas con el circuito FM de la Figura 1 para una señal de información digital; la Figura 3 ilustra un circuito para un transmisor de modulación de fase (PM) ; las Figuras 4A, 4B y 4C ilustran formas de onda típicas asociadas con el circuito PM de la Figura 3 para una señal de información digital; la Figura 5 ilustra un circuito de un transmisor de modulación de amplitud (AM) ; las Figura 6A, 6B y 6C ilustran formas de onda típicas asociadas con el circuito AM de la Figura 5 para una señal de información digital; la Figura 7 ilustra un circuito en un transmisor de modulación en fase/fase de cuadratura ("I/Q"); las Figuras 8A, 8B, 8C, 8D y 8E ilustran formas de onda típicas asociadas con el circuito "I/Q" de la Figura 7 para la señal de información digital; la Figura 9 ilustra el diagrama de flujo operacional de alto nivel de un transmisor de acuerdo a una modalidad de la presente invención; la Figura 10 ilustra el diagrama de bloques de nivel estructural del transmisor de una modalidad de la presente invención; la Figura 11 ilustra el diagrama de flujo operacional de una primera modalidad (es decir, modo FM) de la presente invención; la Figura 12 ilustra un diagrama de bloques estructural ej emplificativo de la primera modalidad (es decir, modo FM) de la presente invención; la Figura 13 ilustra el diagrama de flujo operacional de una segunda modalidad (es decir, modo PM) de la presente invención; ! la Figura 14 ilustra un diagrama de bloques estructural ej emplificativo de la segunda modalidad (es decir, modo PM) de la presente invención; la Figura 15 ilustra el diagrama de flujo operacional y una tercera modalidad (es decir, modo AM) de la presente invención; la Figura 16 ilustra un diagrama de bloques estructural ej emplificativo de la tercera modalidad (es decir, modo AM) de la presente invención; la Figura 17 ilustra el diagrama de flujo operacional de una cuarta modalidad (es decir, modo "I/Q") de la presente invención; la Figura 18 ilustra un diagrama de bloques estructural ej emplificativo de una cuarta modalidad (es decir, el modo "I/Q") de la presente invención; las Figura 19A-19I ilustran formas de onda e emplificativas (para un modo de modulación de frecuencia que opera en una modalidad de manipulación de desplazamiento de frecuencia) a una pluralidad de puntos en un diagrama ejemplificativo de circuito de alto nivel; las Figuras 20A, 20B, 20C ilustran formas de onda típicas asociadas con el circuito FM de la Figura 1 para una señal de información analógica; las Figuras 21A, 21B, 21C ilustran formas de onda típicas asociadas con el circuito PM de la Figura 3 para una señal de información analógica; las Figuras 22A, 22B, 22C ilustran formas de onda típicas asociadas con el circuito AM de la Figura 5 para una señal de información analógica; la Figura 23 ilustra un ejemplo de implementacion para un oscilador controlado por voltaje (VCO) ; la Figura 24 ilustra un ejemplo de implementacion para un oscilador local (LO) ; la Figura 25 ilustra un ejemplo de implementacion para un desplazador de fase; la Figura 26 ilustra un ejemplo de implementacion de un modulador de fase; la Figura 27 ilustra un ejemplo de implementacion de un amplificador sumador; las Figuras 20A-28C ilustran un ejemplo de implementacion de un módulo de conmutación para los modos FM y PM; las Figuras 29A-29C ilustran un ejemplo de un módulo conmutador de las Figuras 28A-28C en donde el interruptor es un FET de GaAs ; las Figuras 30A-30C ilustran un ejemplo de un diseño para asegurar la simetría para una implementacion FET de GaAs en los modos FM y PM; las Figuras 31A-31C ilustran un ejemplo de implementacion de un módulo de interruptor para el modo AM; las Figuras 32A-32C ilustran el módulo de conmutación de las Figuras 31A-31C, en donde el conmutador es un FET de GaAs ; las Figuras 33A-33C ilustran un ejemplo de un diseño para asegurar la simetría para una implementacion FET de GaAs en el modo AM; la Figura 34 ilustra un ejemplo de implementacion de un sumador; la Figura 35 ilustra un ejemplo de implementacion de un filtro; la Figura 36 es un espectro representativo que demuestra el cálculo de "Q"; las Figuras 37A y 37B son ejemplos representativos de los circuitos de filtro; la Figura 38 ilustra un ejemplo de implementacion de un módulo de transmisión; la Figura 39A muestra un primer circuito ej emplificativo conformador de pulso que utiliza dispositivos de lógica digital para una entrada de onda cuadrada proveniente de un oscilador; las Figuras 39B, 39C y 39D ilustran formas de onda asociadas con el circuito de la Figura 39A; la Figura 40A muestra un segundo circuito ej empllficativo conformador de pulso que utiliza dispositivos de lógica digital para una entrada de onda cuadrada proveniente de un oscilador; ¡ las Figuras 40B, 40C y 40D ilustran formas de onda asociadas con el circuito de la Figura 40A; la Figura 41 muestra un tercer circuito ejemplificativo conformador de pulso para cualquier entrada proveniente de un oscilador; las Figuras 42A, 42B, 42C, 42D y 42E ilustran formas de onda representativas asociadas con el circuito de la Figura 41; la Figura 43 muestra la circuitería interna para elementos de la Figura 41 de acuerdo a una modalidad de la invención; las Figuras 44A-44G ilustran formas de onda ej emplificativas (para un modo de modulación por pulsos que opera en una modalidad de manipulación de desplazamiento de pulsos) a una pluralidad de puntos en · un diagrama ej emplificativo de circuito de alto nivel, que sobresalta las características de las primeras tres armónicas; las Figuras 45A-45F ilustran formas de onda ej emplificativas (para un modo de modulación de amplitud que opera en una modalidad de manipulación de desplazamiento de amplitud) a una pluralidad de puntos en un diagrama ejemplificativo de circuito de alto nivel, que hace resaltar las características de las primeras tres . armónicas ; la Figura 46 ilustra un ejemplo de implementacion de un módulo de refuerzo de armónica; la Figura 47 ilustra un ejemplo de implementacion de un módulo amplificador; las Figuras 48A y 48B ilustran circuitos ej emplificativos para un amplificador lineal; : la Figura 49 ilustra un receptor típico superheterodino; la Figura 50 ilustra un transmisor de acuerdo a una modalidad de la presente invención en un circuito transceptor con un receptor superheterodino típico en un modo dúplex completo; las Figuras 51A, 51B, 51C y 51D ilustran un transmisor, de acuerdo a una modalidad de la presente invención en un circuito transceptor utilizando un oscilador común con un receptor superheterodino típico en un modo semi-dúplex; la Figura 52 ilustra un receptor ej emplificativo que utiliza técnicas universales de subconversión de frecuencia de acuerdo a una modalidad; la Figura 53 ilustra un transmisor ej emplificativo de la presente invención; las Figuras 54A, 54B y 54C ilustran un transmisor ej emplificativo de la presente invención en un circuito transceptor con un receptor universal de subconversión de frecuencia que opera en un modo semi -dúplex de la modalidad de modulación FM y PM; la Figura 55 ilustra un transmisor ej emplificativo de la presente invención en un circuito transceptor con un receptor universal de subconversión de frecuencia que opera en un modo semi-dúplex de la modalidad de modulación AM; la Figura 56 ilustra un transmisor ej emplificativo de la presente invención en un circuito transceptor con un receptor universal de subconversión de frecuencia que opera en un modo dúplex completo; las Figuras 57A-57C ilustran un transmisor ej emplificativo de la presente invención que se utiliza en las modalidades de modulación de frecuencia, modulación de fase y modulación de amplitud, que incluye un circuito conformador de pulso y un módulo amplificador; la Figura 58 ilustra amplitudes armónicas para una proporción de ancho de pulso a periodo de 0.01; la Figura 59 ilustra amplitudes armónicas para una proporción de ancho de pulso a periodo de 0.0556; la Figura 60 es una tabla que ilustra las amplitudes relativas de las primeras 50 armónicas para seis proporciones ej emplificativas de ancho de pulso a periodo; la Figura 61 es una tabla que ilustra las amplitudes relativas de las primeras 25 armónicas para seis proporciones de ancho de pulso a periodo optimizadas para las subarmónicas primera hasta décima; la Figura 62 ilustra un diagrama e emplificativo estructural de bloques para una modalidad alternativa de la presente invención (es decir, un modo en donde AM se combina con PM) ; la Figura 63 ilustra una forma de onda ej emplificativa para una señal de información "A" para la modalidad de la Figura 62; la Figura 64 ilustra una forma de onda ej emplificativa para una señal oscilante para la modalidad de la Figura 62; la Figura 65 ilustra una forma de onda ej emplificativa para una señal modulada en fase para la modalidad de la Figura 62; la Figura 66 ilustra una forma de onda ej emplificativa para una señal PM conformada en pulso para la modalidad de la Figura 62; la Figura 67 ilustra una forma de onda ej emplificativa para una señal de referencia para la modalidad de la Figura 62; la Figura 68 ilustra una forma de onda ej emplificativa para una señal armónicamente rica para la modalidad de la Figura 62; la Figura 69 ilustra una forma de onda ej emplificativa para la armónica fundamental de la señal de la Figura 68 para la modalidad de la Figura 62; la Figura 70 ilustra una forma de onda ej emplificativa para la segunda armónica de la señal de la Figura 68 para la modalidad de la Figura 62; las Figuras 71A y 71B ilustran implementaciones ej emplificativas de módulos de etiqueta equivalente; las Figuras 71C a 71G ilustran formas de onda ej emplificativas para una pluralidad de puntos en los circuitos de las Figuras 71A y 71B; la Figura 72A es un diagrama de bloques de un divisor de acuerdo a una modalidad de la invención; la Figura 72B es un diagrama más detallado de un divisor de acuerdo a una modalidad de la invención; las Figuras 72C y 72D son formas de onda ej emplificativas relacionadas con el divisor de las Figuras 72A y 72B; la Figura 72E es un diagrama de bloques de un circuito I/Q con un divisor de acuerdo a una modalidad de la invención; las Figuras 72F-72J son formas de onda ej emplificativas relacionadas con el diagrama de la Figura 72A; la Figura 73 es un diagrama de bloques de un módulo de conmutación de acuerdo a una modalidad de la invención; la Figura 74A es un ejemplo de implementación del diagrama de bloques de la Figura 73; las Figuras 74B-74Q son formas de onda ejemplificativas relacionadas con la Figura 74A; la Figura 75A es otro ejemplo de implementación del diagrama de bloques de la Figura 73; las Figuras 75B-75Q son formas de onda ejemplificativas relacionadas con las Figuras 75A; la Figura 76A es un ejemplo de la modalidad OSFET de la invención; la Figura 76B es un ejemplo de la modalidad MOSFET de la invención; la Figura 76C - es un ejemplo de la modalidad MOSFET de la invención; la Figura 77A es otro ejemplos de implementación del diagrama de bloques de la Figura 73; las Figuras 77B-77Q son formas de onda ej emplificativas relacionadas con la Figura 75A; la Figura 78 ilustra una implementación de la presente invención en donde se generan múltiples aperturas de cada ciclo de una señal oscilante; la Figura 79 ilustra el módulo de generación de aperturas múltiples; la Figura 80 ilustra formas de onda ej emplificativas para cuerdas de pulsos que contienen desde un pulso hasta cinco pulsos por ciclo; la Figura 81 ilustra los espectros de salida de un pulso por ciclo; la Figura 82 ilustra los espectros de salida de dos pulsos por ciclo; la Figura 83 ilustra los espectros de salida de tres pulsos por ciclo; la Figura 84 ilustra los espectros de salida de cuatro pulsos por ciclo; la Figura 85 ilustra los espectros de salida de cinco pulsos por ciclo; la Figura 86 compara las amplitudes de los espectros de salida a la frecuencia de salida deseada; la Figura 87 ilustra un diagrama de circuito para los pulsos bipolares; la Figura 88 ilustra el espectro que resulta del uso de los pulsos bipolares; la Figura 89 ilustra la corriente de pulsos bipolares ; la Figura 90 ilustra la corriente de pulso original utilizada para generar la corriente de pulsos bipolares ; las Figuras 91A-D ilustran implementaciones e emplificativas de un módulo de conmutación de acuerdo á las modalidades de la invención; las Figuras 92A-D ilustran generadores de apertura ej emplificativos ; la Figura 92E ilustra un oscilador de acuerdo a la modalidad de la presente invención; la Figura 93 ilustra un sistema de transferencia de energía con un módulo opcional de señal de transferencia de energía de acuerdo a una modalidad de la invención; la Figura 94 ilustra un módulo que proporciona etiqueta equivalente con impedancia de entrada y salida que coincide de acuerdo a una modalidad de la invención; la Figura 95A ilustra un generador de pulso ej emplificativo; las Figuras 95B y C ilustran formas de onda ej emplificativas relacionadas con el generador de pulso de la Figura 95A; la Figura 96 ilustra un módulo de transferencia de energía ej emplificativo con un módulo de conmutación y un módulo de almacenaje reactivo de acuerdo a una modalidad de la invención; las Figuras 97A-B ilustran sistemas ejemplificativos de transferencia de energía de acuerdo a las modalidades de la invención; la Figura 98A ilustra un módulo de señal e emplificativo de transferencia de energía de acuerdo a una modalidad de la presente invención; la Figura 98B ilustra un diagrama de flujo de la operación de la máquina de estado de acuerdo a una modalidad de la presente invención; la Figura 98C es un módulo de señal de transferencia de energía ejemplificativo; la Figura 99 es un diagrama esquemático de un circuito para subconvertir una señal de 915 MHz a una señal de 5 MHz utilizando un reloj de 101.1 MHz de acuerdo a una modalidad de la presente invención; la Figura 100 muestra formas de onda de simulación para el circuito de la Figura 99 de acuerdo a las modalidades de la presente invención; la Figura 101 es un diagrama esquemático de un circuito para subconvertir una señal de 915 MHz en una señal de 5 MHz utilizando un reloj de 101 MHz de acuerdo a una modalidad de la presente invención; la Figura 102 muestra formas de onda de simulación para el circuito de la Figura 101 de acuerdo a las modalidades de la presente invención; la Figura 103 es un diagrama esquemático de un circuito para subconvertir una señal de 915 MHz en una señal de 5 MHz utilizando un reloj de 101.1 MHz de acuerdo a una modalidad de la presente invención; la Figura 104 muestra formas de onda de simulación para el circuito de la Figura 103 de acuerdo a una modalidad de la presente invención; la Figura 105 muestra un esquema del circuito de la Figura 99 conectado a una fuente FSK que alterna entre 913 y 917 MHz a una velocidad de banda de 500 Kbaudios, de acuerdo a una modalidad de la presente invención; la Figura 106A ilustra un sistema ej emplificativo de transferencia de energía de acuerdo a una modalidad de la invención; las Figuras 106B-C ilustran ejemplos de diagramas de temporización para el sistema e emplificativo de la Figura 106A; la Figura 107 ilustra una red de desviación ej emplificativa de acuerdo a una modalidad de la invención; la Figura 108 ilustra una red de desviación ejemplificativa de acuerdo a una modalidad de la invención; la Figura 109 ilustra una modalidad ejemplificativa de la invención; la Figura 110A ilustra un circuito de control ejemplificativo de apertura en tiempo real de acuerdo a una modalidad de la invención; la Figura 110B ilustra un diagrama de temporización de una señal de reloj ej emplificativa para el control de apertura en tiempo real, de acuerdo a una modalidad de la invención; la' Figura 110C ilustra un diagrama de temporización de una señal ejemplificativa de habilitación, opcional para el control de apertura en tiempo real, de acuerdo a una modalidad de la invención; la Figura 110D ilustra un diagrama de temporización de una señal de reloj invertida para el control de apertura en tiempo real, de acuerdo a una modalidad de la invención; / la Figura 110E ilustra un diagrama de temporización de una señal de reloj retardada, ej emplificativa , para el control de apertura en tiempo real, de acuerdo a una modalidad de la invención; la Figura 110F ilustra un diagrama de temporización de una transferencia de energía ej emplificativa que incluye pulsos que tienen aperturas que se controlan en tiempo real, de acuerdo a una modalidad de la invención; la Figura 111 ilustra una modalidad ej emplificativa de la invención; la Figura 112 ilustra una modalidad ej emplificativa de la invención; la Figura 113 ilustra una modalidad ejamplificativa de la invención; la Figura 114 ilustra una modalidad ejemplificativa de la invención; la Figura 115A es un diagrama de temporización para la modalidad ejemplificativa de la Figura 111; la Figura 115B es un diagrama de temporización para la modalidad ejemplificativa de la Figura 112; la Figura 116A es un diagrama de temporización para la modalidad ej emplificativa de la Figura 113; la Figura 116B es un diagrama de temporización para la modalidad ejemplificativa de la Figura 114; la Figura 117A ilustra una modalidad ej emplificativa de la invención; la Figura 117B ilustra las ecuaciones para determinar la transferencia de carga de acuerdo a la presente invención; la Figura 117C ilustra la relación entre la carga del capacitor y la apertura, de acuerdo a la presente invención; la Figura 117D ilustra la relación entre la carga del capacitor y la apertura, de acuerdo a la presente invención; la Figura 117E ilustra las ecuaciones de la relación potencia-carga, de acuerdo a la presente invención; y la Figura 117F ilustra las ecuaciones de pérdida de inserción, de acuerdo a la presente invención.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS índice 1. Terminología. 2. Descripción general de la invención. 2.1 Análisis de técnicas de modulación. 2.2: Explicación de circuitos ej emplificativos y formas de onda . 2.2.1 Modulación de frecuencia. 2.2.2 Modulación de fase. 2.2.3 Modulación de amplitud. 2.2.4 Modulación en fase/fase de cuadratura 2.3 Características de la invención. 3. Sobreconversión de frecuencia. 3.1 Descripción de alto nivel . 3.1.1 Descripción operacional . 3.1.2 Descripción estructural. 3.2 Modalidades ej emplificativas . 3.2.1 Primera modalidad: Modo de modulación de frecuencia (FM) . 3.2.1.1 Descripción operacional. 3.2.1.2 Descripción estructural. 3.2.2 Segunda modalidad: Modo de modulación de fase (PM) . 3.2.2.1 Descripción operacional . 3.2.2.2 Descripción estructural. 3.2.3 Tercera modalidad: Modo de modulación de amplitud (AM) . 3.2.3.1 Descripción operacional. 3.2.3.2 Descripción estructural. 3.2.4 Cuarta modalidad: Modo de Modulación en fase/fase de cuadratura ("I/Q") . 3.2.4.1 Descripción operacional. 3.2.4.2 Descripción estructural. , 3.2.5 Otras modalidades. 3.2.5.1 Combinación de técnicas de modulación 3.3 Métodos y sistemas para implementar las modalidades. 3.3.1 Oscilador controlado por voltaje (Modo FM) . 3.3.1.1 Descripción operacional. 3.3.1.2 Descripción estructural. 3.3.2 El oscilador local (modos PM, AM y "I/Q"). 3.3.2.1 Descripción operacional. 3.3.2.2 Descripción estructural. 3.3.3 El desplazador de fase (modo PM) . 3.3.3.1 Descripción operacional. 3.3.3.2 Descripción estructural. 3.3.4 El modulador de fase (modos PM y "I/Q") . 3.3.4.1 Descripción operacional. 3.3.4.2 Descripción estructural. 3.3.5 El módulo sumador (modo AM) . 3.3.5.1 Descripción operacional. 3.3.5.2 Descripción estructural. 3.3.6 El módulo del conmutador (modos FM, PM y "I/Q' 3.3.6.1 Descripción operacional. 3.3.6.2 Descripción estructural. 3.3.7 El módulo del interruptor (modo AM) . 3.3.7.1 Descripción operacional. 3.3.7.2 Descripción estructural. 3.3.8 El sumador (modo "I/Q"). 3.3.8.1 Descripción operacional. 3.3.8.2 Descripción estructural. 3.3.9 El filtro (modos FM, PM, AM y "I/Q"). 3.3.9.1 Descripción operacional. 3.3.9.2 Descripción estructural. 3.3.10 El módulo de transmisión (modos FM, PM, AM y "I/Q") . 3.3.10. IDescripción operacional. 3.3.10.2 Descripción estructural. 3.3.11 Otras implementaciones . 4. Reforzamiento de la armónica. 4.1 Descripción de alto nivel. 4.1.1 Descripción operacional. 4.1.2 Descripción estructural. 4.2 Modalidades ej etnplificativas . 4.2.1 Primera modalidad: cuando una onda cuadrada alimenta el módulo de reforzamiento de armónica para crear un pulso por ciclo. 4.2.1.1 Descripción operacional. 4.2.1.2 Descripción estructural. 4.2.2 Segunda modalidad: cuando una onda cuadrada alimenta el módulo de reforzamiento de armónica para crear dos pulsos por ciclo. 4.2.2.1 Descripción operacional. 4.2.2.2 Descripción estructural. 4.2.3 Tercera modalidad: cuando cualquier forma de onda alimenta el módulo de reforzamiento de armónica. 4.2.3.1 Descripción operacional. 4.2.3.2 Descripción estructural. 4.2.4 Otras modalidades. 4.3 Ejemplos de implementación . 4.3.1 Primer circuito lógico digital. 4.3.2 Segundo circuito lógico digital. 4.3.3. Circuito analógico. 4.3.4 Otras implementaciones . 4.3.4.1 Aperturas múltiples.

. Módulo amplificador. 5.1 Descripción de alto nivel. 5.1.1 Descripción operacional . 5.1.2 Descripción estructural. 5.2 Modalidad ej emplificativa . 5.2.1 Amplificador linear. 5.2.1.1 Descripción operacional. 5.2.1.2 Descripción estructural. 5.2.2 Otras modalidades. 5.3 Ejemplos de im lementación . 5.3.1 Amplificador linear. 5.3.1.1 Descripción operacional. 5.3.1.2 Descripción estructural. 5.3.2 Otras implementaciones . 6. Sistema receptor/transmisor 6.1 Descripción de alto nivel. 6.2 Modalidades ej emplificativas y ejemplos de implementación. 6.2.1 Primera modalidad: el transmisor de la presente invención se utiliza en un circuito con un receptor superheterodino. 6.2.2 Segunda modalidad: el transmisor de la presente invención se utiliza con un subconvertidor universal de frecuencia en un modo semi -dúplex. 6.2.3 Tercera modalidad: el transmisor de la presente invención se utiliza con un subconvertidor universal de frecuencia en un modo dúplex completo. 6.2.4 Otras modalidades e implementaciones . 6.3 Descripción sumaria de la subconversión utilizando un módulo universal de translación de frecuencia. 6.3.1 Módulo opcional de señal de transferencia de energía . 6.3.2 Alisamiento de la señal subconvertida . 6.3.3 Coincidencia de impedancia. 6.3.4 Tanques y estructuras resonantes. 6.3.5 Conceptos de carga y transferencia de potencia . 6.3.6 Optimización y ajuste de ancho de apertura/duración no despreciable. 6.3.6.1 Variación de las impedancias de entrada y salida. 6.3.6.2 Control de apertura en tiempo real. 6.3.7 Suma de una red de desviación. 6.3.8 Modificación de la señal de transferencia de energía utilizando retroalimentacion. 6.3.9 Otras implementaciones. 6.3.10 Subconvertidores de transferencia de energía ej emplificativos . 7. Definición de un transmisor de acuerdo a una modalidad de la presente invención. 7.1 Frecuencia de la señal de transmisión. 7.2 Características de la señal de transmisión. 7.3 Esquema de modulación. 7.4 Características de la señal de información. 7.5 Características de la señal oscilante. 7.5.1 Frecuencia de la señal oscilante. 7.5.2 Ancho de pulso de la cadena de pulsos. 7.6 Diseño del circuito conformador de pulsos. 7.7 Selección del interruptor. 7.7.1 Estructuras de interruptor optimizadas. 7.7.2 Divisor en fase D2D en CMOS. 7.8 Diseño del filtro. 7.9 Selección de un amplificador. 7.10 Diseño del módulo de transmisión. 1. Terminología Se utilizan varios términos en esta solicitud que se describen en general en esta sección. Cada descripción de esta sección se proporciona con fines ilustrativos y de conveniencia solamente y de ninguna manera son limitativos. El significado de los términos será evidente para las personas con pericia en la técnica en cuestión, con base en la integridad de las enseñanzas que se proporcionan aquí . Modulación de amplitud (AM) : una técnica de modulación donde la amplitud de la señal portadora se desplaza (es decir, varía) como una función de la señal de información. La frecuencia de una señal portadora permanece típicamente constante. Un subconjunto de AM se refiere a "manipulación de desplazamiento de amplitud" que se utiliza principalmente para comunicaciones digitales en donde la amplitud de la señal portadora se desplaza entre estados discretos en lugar de variar continuamente como lo hace en la información analógica. Señal analógica: una señal donde la información contenida ahí es continua en contraste con la señal discreta y representa una cantidad o evento físico variable en el tiempo. El contenido de la información se transporta al variar al menos una característica de la señal, como amplitud, frecuencia o fase o cualquier combinación de éstas sin estar limitado a las mismas. Señal de banda base: cualquier señal de información genérica deseada para transmisión y/o recepción. Como se utiliza aquí, se refiere tanto a la señal de información que se genera en una fuente antes de cualquier transmisión (referida también como la señal de banda base de modulación) como a la señal que se va a utilizar por el receptor después de la transmisión (referida también como señal de banda base desmodulada) . Señal portadora: una señal capaz de llevar información. Típicamente es una señal electromagnética que puede variar a través de un proceso llamado modulación. La frecuencia de la señal portadora se denomina aquí frecuencia portadora. Un sistema de comunicaciones puede tener múltiples señales portadoras a diferentes frecuencias portadoras. Control de un conmutador o interruptor: ocasiona que un conmutador se abra y se cierre. El conmutador o interruptor puede, sin ninguna limitación, ser de tipo mecánico, eléctrico, electrónico, óptico, etc. o cualquier combinación de éstos. Típicamente, se controla por una entrada electrónica o eléctrica. Si el interruptor se controla mediante una señal electrónica, típicamente se refiere a una señal diferente a las señales conectadas a cualquiera de las terminales del interruptor. Señal de banda base desmodulada: la señal de banda base que se va a utilizar por el receptor después de la transmisión. Típicamente ha sido subconvertida desde una señal portadora y ha sido desmodulada. La señal de banda base desmodulada debe aproximarse estrechamente a la señal de información (es decir, la señal de banda base moduladora) en frecuencia, amplitud e información. Desmodulación: proceso para retirar información de una portadora o una señal de frecuencia intermedia. Señal digital : una señal donde la información contenida ahí tiene estados discretos en contraste con una señal que tiene una propiedad que puede ser continuamente variable. Subconversión directa: técnica de subconversión donde una señal recibida se subconvierte directamente y se desmodula, en su caso, desde la frecuencia transmitida original (es decir, la frecuencia portadora) hasta la banda base sin tener una frecuencia intermedia. Subconversión: proceso para efectuar la translación de la frecuencia en donde la frecuencia final es inferior que la frecuencia inicial. Impulsión de un interruptor: lo mismo que control de un interruptor. Modulación de frecuencia (FM) : una técnica de modulación donde la frecuencia de la señal portadora se desplaza (es decir, varía) como función de la señal de información. Un subconjunto de FM se denomina "manipulación de desplazamiento de frecuencia" que se utiliza principalmente para comunicaciones digitales donde la frecuencia de la señal portadora se desplaza entre estados discretos en lugar de variar continuamente como lo hace en la información analógica. Armónica: una armónica es una frecuencia o tono que, al compararse con su frecuencia o tono de referencia o fundamental es un múltiple entero de ésta. En otras palabras, si una forma de onda periódica tiene una frecuencia · fundamental de "f" (también llamada la primera armónica) , entonces su armónica puede localizarse a la frecuencia de "n*f", en donde "n" es 2, 3, 4, etc. La armónica correspondiente a n=2 se denomina aquí la segunda armónica, la armónica correspondiente a n=3 se denomina tercera armónica, y así sucesivamente. Señal en fase ("I"): es la señal generada típicamente por un oscilador. Su fase no ha sido desplazada y con frecuencia está representada como una onda de seno para distinguirla de una señal "Q" . La señal "I" puede, por sí misma, ser modulada por cualquier medio. Cuando la señal "I" se combina con una señal "Q", la señal resultante recibe el nombre de señal "I/Q". Señal en fase/fase de cuadratura "I/Q": la señal que resulta cuando una señal "I" se suma a una señal "Q" .

Típicamente, las señales "I" y "Q" han sido moduladas en fase, aunque pueden utilizarse otras técnicas de modulación como la modulación de amplitud. Una señal "I/Q" se utiliza para transmitir flujos separados de información en forma simultánea sobre una sola portadora transmitida. Obsérvese que la señal "I" modulada y la señal "Q" modulada son señales portadoras que tienen la misma frecuencia. Al combinarse, la señal "I/Q" resultante también es una señal portadora a la misma frecuencia. Señal de información: la señal que contiene la información que se va a transmitir. Como se utiliza aquí, se refiere a la señal de banda base original en la fuente. Cuando se pretende que la señal de información module una señal portadora, también se le llama "señal de banda base moduladora" . Puede ser una señal de voz o datos, analógica o digital o cualquiera otra señal o combinación de señales. Señal de frecuencia intermedia (IF) : una señal que está a una frecuencia entre la ' frecuencia de la señal de banda base y la frecuencia de la señal transmitida. Modulación: el proceso de variar una o más características físicas de una señal para representar la información que se va a transmitir. Se utilizan tres técnicas de modulación que son: modulación de frecuencia, modulación de fase y modulación de amplitud. También hay variaciones, subconj untos y combinaciones de estas tres técnicas . Operar un interruptor: lo mismo que controlar un interruptor . Modulación de fase (PM) : técnica de modulación donde la fase de la señal portadora es desplazada (es decir, variada) como función de la señal de información. Un subcon unto de PM se denomina también "manipulación de desplazamiento de fase" que se utiliza principalmente para comunicaciones digitales donde la fase de la señal portadora se desplaza entre estados discretos en lugar de variar continuamente como lo hace para la información analógica . Señal de fase de cuadratura ("Q") : una señal que está fuera de fase con una señal en fase ("I"). El grado del desplazamiento de la fase está predeterminado por una aplicación particular, pero en una implementación típica, la señal "Q" está a 90° fuera de fase respecto a la señal "I". Por lo tanto, si la señal "I" fuera una onda de seno, la señal "Q" sería una onda de coseno. Cuando se analizan en conjunto, la señal "I" y la señal "Q" tienen las mismas frecuencias . Espectro: el espectro se utiliza para señalar un intervalo continuo de frecuencias, normalmente ancho, dentro del cual las ondas electromagnéticas (EM) tienen ciertas características comunes específicas. Estas ondas pueden propagarse en un medio de comunicación, tanto en forma natural como sintética, incluyendo de manera no limitativa aire, espacio, cables, alambres, líquido, quía de onda, microcintas, líneas de cinta, fibra óptica, etc. El especto EM incluye todas las frecuencias mayores a cero hertz . Subarmónica: una subarmónica es una frecuencia o tono que es un submúltiplo entero de una frecuencia o tono fundamental de referencia. Es decir, una frecuencia subarmónica es el cociente obtenido al dividir la frecuencia fundamental entre un entero. Por ejemplo, si una forma de onda periódica tiene una frecuencia de "f" (también denominada la "frecuencia fundamental" o primera subarmonica) , entonces sus subarmónicas tienen frecuencias de "f/n", en donde n es 2, 3, 4, etc. La subarmonica correspondiente a n=2 se denomina aquí segunda subarmonica, la subarmonica correspondiente a n=3 se denomina tercera subarmonica y así sucesivamente. Una subarmonica por sí misma tiene posibles armónicas y la iesima armónica de la iesima subarmonica estará a la frecuencia fundamental de la forma de onda periódica original. Por ejemplo, la tercera subarmonica (que tiene una frecuencia de "f/3") puede tener armónicas a enteros múltiples de sí misma (es decir, una segunda armónica a "2*f/3", una tercera armónica a "3*f/3" y así sucesivamente) . La tercera armónica de la tercera subarmonica de la señal original (es decir, "3*f/3") se encuentra a la frecuencia de la señal original . Activar un interruptor: es lo mismo que controlar un interruptor. Sobreconversión: un proceso para efectuar la translación de la frecuencia donde la frecuencia final es superior a la frecuencia inicial . 2. Descripción general de la invención La presente invención se dirige a sistemas y métodos para la sobreconversión en frecuencia y la aplicación de estos sistemas y métodos. En una modalidad, la sobreconversión en frecuencia de esta invención se utiliza como una fuente estable de frecuencia de referencia en un comparador de fase o en un comparador de frecuencia. Esta modalidad de la presente invención logra lo anterior a través del uso de un oscilador local estable de baja frecuencia, un interruptor y un filtro. Debido a que sobreconvierte la frecuencia, esta invención puede aprovechar los costos relativamente bajos de los osciladores de baja frecuencia con el fin de generar señales estables de alta frecuencia. En una segunda modalidad, el sobreconvertidor de frecuencia se utiliza como un sistema y un método para transmitir una señal electromagnética (EM) . Con base en el análisis aquí contenido, un experto en esta técnica reconocerá que existen otras modalidades alternativas donde el sobreconvertidor de frecuencia de esta invención puede utilizarse en otras aplicaciones y esas otras modalidades alternativas quedan dentro del alcance de la invención. Para fines ilustrativos, se analizan a continuación varios ejemplos de modulación. Sin embargo, debe entenderse que la invención no está limitada por los ejemplos. Otras técnicas de modulación que pudieran utilizarse con la presente invención serán evidentes para los expertos en este campo con base en las enseñanzas aquí contenidas . También con fines ilustrativos, el sobreconvertidor de frecuencia de acuerdo a la invención se describe a continuación en el contexto de un transmisor. Sin embargo, la invención no queda limitada a esta modalidad. Quedan contenidos aquí los equivalentes, extensiones, variaciones, desviaciones, etc., que serán evidentes para los expertos en este campo. Esos equivalentes, extensiones, variaciones, desviaciones, etc. quedan dentro del alcance y espíritu de esta invención. 2.1 Análisis de las técnicas de modulación Las técnicas mediante las cuales puede impartirse la información sobre las señales EM que se van a transmitir se denominan modulación. Estas técnicas en general son bien conocidas para los expertos en este campo e incluyen, de manera irrestricta, modulación de frecuencia (FM) modulación de fase (PM) , modulación de amplitud (AM) , manipulación de desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) , manipulación de desplazamiento de frecuencia (FSK) , manipulación de desplazamiento de fase (PSK) , manipulación de desplazamiento de amplitud (ASK) , etc. y combinaciones de los mismos. Estas tres últimas técnicas de modulación, FSK, PSK y ASK son subconj untos de FM, PM y AM, respectivamente y se les denomina circuitos que tienen señales de entrada discretas (por ejemplo, señales de entrada digitales) . Para fines solamente ilustrativos, los circuitos y técnicas que se describen a continuación se refieren todos al medio de transmisión de EM. Sin embargo, la invención no está limitada por esta modalidad. Las personas expertas en este campo reconocerán que pueden utilizarse los mismos circuitos y técnicas en todos los medios de transmisión (por ejemplo, transmisión aérea, transmisión por cable punto a punto, etc.) . 2.2 Explicación de los circuitos ejemplificativos y las formas de onda 2.2.1 Modulación de frecuencia La Figura 1 ilustra una ejemplo de un circuito de modulación de frecuencia (FM) 100 y las Figuras 2A, 2B y 2C y 20A, 20B y 20C ilustran ejemplos de las formas de onda en varios puntos del circuito FM 100. En un sistema FM, la frecuencia de una señal portadora, por ejemplo una señal oscilante 202 (Figuras 2B y 20B) varía para representar los datos que van a comunicarse, por ejemplo las señales de información 102 de la Figura 2A y 2002 de la Figura 20A. En la Figura 20A, la señal de información 2002 es una señal continua (es decir, una señal analógica) , y en la Figura 2A la señal de información 102 es una señal discreta (es decir, una señal digital) . En el caso de la señal de información discreta 102, el circuito FM 100 se denomina el sistema de manipulación de desplazamiento de frecuencia (FSK) que es un subconjunto del sistema FM. El circuito de modulación de frecuencia 100 recibe una señal de información 102, 2002 proveniente de una fuente (no mostrada). La señal de información 102, 2002 puede amplificarse mediante un amplificador opcional 104 y filtrarse en un filtro opcional 114 y después la entrada de voltaje es lo que impulsa a un oscilador controlado por voltaje (VCO) 106. Dentro del VCO 106, una señal oscilante 202 (que se observa en las Figuras 2B y 20B) se genera. El propósito del VCO 106 es variar la frecuencia de la señal oscilante 102 como función del voltaje de entrada, es decir, la señal de información 102, 2002. La salida del VCO 106 es una señal modulada mostrada como una señal modulada 108 (Figura 2C) cuando la señal de información es la señal de información digital 102 y se muestra como una señal modulada 2004 (Figura 20C) cuando la señal de información es la señal analógica 2002. La señal modulada 108, 2004 está a una frecuencia relativamente baja (por ejemplo, en general entre 50 MHz y 100 MHz) y puede aumentarse en frecuencia mediante un multiplicador de frecuencia 110 opcional (por ejemplo, a 900 MHz, 1.8 GHz) y puede aumentarse en amplitud mediante un amplificador opcional 116. La salida del multiplicador de frecuencia opcional 110 y/o del amplificador opcional 116 es transmitida entonces por una antena ejemplificativa 112. 2.2.2 Modulación de fase La Figura 3 ilustra un ejemplo de un circuito de modulación de fase (PM) 300 y las Figuras 4A, 4B, 4C y 21A, 21B y 21C ilustran ejemplos de formas de onda en varios puntos del circuito PM 300. En un sistema PM, la fase de una señal portadora, por ejemplo la salida 308 de un oscilador local (LO) (Figuras 4B y 21B) varía para representar los datos que se van a comunicar, por ejemplo las señales de información 302 de la Figura 4A y 2102 de la Figura 21A. En la Figura 21A, la señal de información 2102 es una señal continua (es decir, una señal analógica) y en la Figura 4A, la señal de información 302 es una señal discreta (es decir, señal digital) . En el caso de la señal de información discreta 302, el circuito PM se denomina sistema de manipulación de desplazamiento de fase (PSK) . Esta es la implementación típica y es una subconjunto de un sistema PM. El circuito de modulación de fase 300 recibe señal de información 302, 2102 proveniente de una fuente (no mostrada). La señal de información 302, 2102 puede amplificarse por un amplificador opcional 304 y filtrarse por un filtro opcional 318 y se enruta hacia un modulador de fase 306. También la salida 308 del LO alimenta al modulador de fase 306, en un oscilador local 310. La salida 308 del LO se muestra en las Figuras 4A y 21B. Los osciladores locales como el 310, dan salida a una onda electromagnética a una frecuencia y amplitud predeterminadas . La salida del modulador de fase 306 es una señal modulada mostrada como una señal de fase modulada 312 (Figura 4C) cuando la señal de información es la señal de información discreta 302 y se muestra como una señal de fase modulada 2104 (Figura 21C) cuando la señal de información es la señal de información analógica 2102. El propósito del modulador de fase 306 es cambiar la fase de la salida LO 308 como una función del valor de la señal de información 302, 2102. Es decir, por ejemplo en un modo PSK, si la salida 308 del LO fuera una onda de seno, el valor de la señal de información 302 cambiaría de un valor alto binario a un valor bajo binario, la fase de la salida 308 del LO cambiaría de una onda de seno con una fase cero a una onda de seno con una fase de, por ejemplo, 180°. El resultado de este cambio de fase sería la señal de fase modulada 312 de la Figura 4C que tendría la misma frecuencia que la salida 308 del LO, pero estaría fuera de fase en 180°, de acuerdo a este ejemplo. Para un sistema PSK, los cambios de fase en la señal de fase modulada 312 que son representativos de la información en la señal de información 302 pueden observarse comparando las formas de onda 302, 308 y 312 de las Figuras 4A, 4B y 4C. Para el caso de una señal de información analógica 2102 de la Figura 21A, la fase de la salida 308 del LO de la Figura 21B cambia continuamente como una función de la amplitud de la señal de información 2102. Es decir, por ejemplo, a medida que la señal de información 2102 aumenta de un valor de "X" a "?+d?", la señal P 2104 de la Figura 21C cambia de una señal que puede representarse por la ecuación sen((ot)a una señal que puede representarse por la ecuación sen (cot+f) , en donde f es el cambio de fase asociado con un cambio de d? en la señal de información 2102. Para un sistema PM analógico, los cambios de fase en la señal de fase modulada 2104 que son representativos de la información en la señal de información 2102 pueden observarse comparando las formas de onda 2102, 308 y 2104 de las Figuras 21A, 21B y 21C. Después de que la señal de información 302, 2102 y la salida 308 del LO se han modulado en el modulador de fase 306, la señal de fase modulada 312, 2104 puede enrutarse hacia un multiplicador de frecuencia 314 opcional y un amplificador 320 opcional. El propósito del multiplicador de frecuencia 314 opcional es aumentar la frecuencia de la señal de fase modulada 312 a partir de una frecuencia relativamente baja (por ejemplo 50MHz a 100 MHz) hasta una frecuencia de transmisión deseada (por ejemplo 900MHz, 1.8GHz) . El amplificador opcional 320 eleva la intensidad de señal para la señal de fase modulada 312, 2104 hasta un nivel deseado que va a transmitirse mediante una antena 316 ej emplificativa . 2.2.3 Modulación de amplitud. La Figura 5 ilustra un ejemplo de un circuito 500 de modulación de amplitud (AM) Las Figuras 6A, 6B y 6C y las Figuras 22A, 22B y 22C ilustran ejemplos de formas de onda en diferentes puntos del circuito AM 500. En un sistema AM, la amplitud de una señal portadora, por ejemplo una señal 508 del oscilador local (LO) Figuras 6B y 22B) varía para representar los datos que se van a comunicar, por ejemplo las señales de información 502 de la Figura 6A y 2202 de la Figura 22A. En la Figura 22A, la señal de información 2202 es una señal continua (es decir una señal analógica) y en la Figura 6A la señal de información 502 es una señal discreta (es decir digital) . En el caso de la señal de la información discreta 502, el circuito AM se denomina un sistema de manipulación de desplazamiento de amplitud (ASK) que es un subconjunto de un sistema AM. El circuito de modulación de amplitud 500 recibe la señal de información 502 proveniente de la fuente (no mostrada). La señal de información 502, 2202 puede amplificarse por un amplificador opcional 504 y filtrarse por un filtro opcional 518. El circuito de modulación de amplitud 500 también incluye un oscilador local (LO) 506 que tiene una salida 508 de LO. La señal de información 502, 2202 y la salida 508 del LO se multiplican por un multiplicador 510. El propósito del multiplicador 510 es hacer que la amplitud de la salida 508 del LO varíe como una función de la amplitud de la señal de información 502, 2202. La salida del multiplicador 510 es una señal modulada mostrada como una señal 512 de amplitud modulada (Figura 6C) cuando la señal de información es la señal de información digital 502 y se muestra como una señal modulada 2204 (Figura 22C) cuando la señal de información es una señal de información analógica 2202. La señal AM 512, 2204 puede entonces enrutarse hacia un multiplicador de frecuencia 514 opcional donde la frecuencia de la señal AM 512, 2204 aumenta de un nivel relativamente bajo (por ejemplo 50MHz a 100 MHz) hasta un nivel superior deseado para transmitir (por ejemplo 900 MHz, 1.8 GHz) y un amplificador opcional 520, que aumenta la intensidad de la señal para la señal AM 512, 2204 hasta un nivel deseado para la transmisión por una antena 516 ej emplificativa . 2.2.4 Modulación en fase/fase de cuadratura. La Figura 7 ilustra un ejemplo de un circuito de modulación en fase/fase de cuadratura ("I/Q") 700 y las Figuras 8A, 8B, 8C, 8D y 8E ilustran ejemplos de las formas de ondas en diferentes puntos del circuito de modulación "I/Q" 700. En esta técnica, que aumenta la eficiencia del ancho de banda, las señales de información separadas pueden transmitirse simultáneamente en las señales portadoras que están fuera de fase entre si. Es decir, una primera señal de información 702 de la Figura 8A puede modularse sobre la señal del oscilador en fase ("I") 710 de la Figura 8B y una segunda señal de información 704 de la Figura 8C puede modularse sobre la señal de oscilador de fase de cuadratura ("Q") de la Figura 8D. La señal modulada "I" se combina con la señal modulada "Q" y la señal modulada resultante "I/Q" es entonces transmitida. En un uso típico, las dos señales son digitales y las dos se modulan en fase sobre las señales oscilantes "I" y "Q" . Un experto en esta técnica reconocerá que el modo "I/Q" también trabaja con señales de información analógicas, con combinaciones de señales analógicas y digitales, con otras técnicas de modulación o con cualquier combinación de lo anterior. Este sistema de modulación ("I/Q") utiliza dos circuitos PM juntos con objeto de aumentar la eficiencia del ancho de banda. Como ya se señaló en un circuito PM, la fase de una señal oscilante, por ejemplo 710 (ó 712) (de las Figuras 8B ó 8D) , varía para representar los datos que se van a comunicar, por ejemplo la señal de información 702 (ó 704) . Con el fin de entender y describir lo anterior, el siguiente análisis describirá la forma más típica de uso del modo "I/Q" es decir con señales de información digitales y modulación de fase en las dos señales oscilantes. Por lo tanto, los dos flujos de señal están manipulados por desplazamiento de fase (PSK) que es un subconjunto de PM. • El circuito de modulación "I/Q" 700 recibe una señal de información 702 proveniente de una primera fuente (no mostrada) y una señal de información 704 proveniente de una segunda fuente (no mostrada) . Los ejemplos de las señales de información 702 y 704 se muestran en las figuras 8A y 8C. Las señales de información 702 y 704 pueden amplificarse por los amplificadores opcionales 714 y 716 y filtrarse por filtros opcionales 734 y 736. Después se enruta hacia los moduladores de fase 718 y 720. La alimentación hacia a los moduladores de fase 718 y 720 también consiste en señales oscilantes 710 y 712. La señal oscilante 710 se generó por un oscilador local 706 y se muestra en la Figura 8B, y la señal oscilante 712 es la salida desplazada en fase del oscilador local 706. Los osciladores locales, por ejemplo el oscilador local 706, dan salida a una onda electromagnética a una frecuencia y amplitud predeterminadas. La salida del modulador de fase 718 es una señal de fase modulada 722 que se muestra utilizando una línea punteada como una de las formas de onda de la Figura 8B. Similarmente, la salida del modulador de fase 720, que opera en una forma similar al modulador de fase 718, es una señal de fase modulada 724 que se muestra utilizando una línea continua como otra forma de onda en la Figura 8E. El efecto de los moduladores de fase 718 y 720 en las señales oscilantes 710 y 712 es hacer que cambien de fase. Como ya se señaló, el sistema mostrado aquí es un sistema PSK y como tal, la fase de las señales oscilantes 710 y 712 se desplaza por el modulador de fase 718 y 720 en una cantidad discreta, como función de las señales de información 702 y 704. Por simpleza del análisis y facilidad de descripción, la señal oscilante 710 se muestra en la Figura 8B como una onda de seno y se le denomina "I" en el circuito "I/Q" 700. Después de que la salida del oscilador 706 ha pasado por un desplazador de fase 708, mostrado aquí como el desplazamiento de la fase en -p/2, la señal oscilante 712 es una onda de coseno como ha mostrado en la Figura 8D y se le denomina señal "Q" en el circuito "I/Q". Una vez más, por facilidad de descripción, los moduladores de fase 718 y 720 se muestran desplazando la fase de las señales oscilantes respectivas 710 y 712, en 180°. Esto se observa en la Figura 8E. La señal modulada 722 se suma con la señal modula 724 mediante un sumador 726. La salida del sumador 726 es la suma aritmética de las señales moduladas 722 y 724 y es una señal "I/Q" 728. (Por claridad de la exhibición de la Figura 8E, la señal combinada 728 no se muestra. Sin embargo, cualquier experto en este campo reconocerá que la suma aritmética de 2 ondas senoidales que tienen la misma frecuencia también es una onda senoidal a esa frecuencia ) La señal "i/Q" 728 puede entonces enrutarse hacia un multiplicador de frecuencia 730 opcional, donde la frecuencia de la señal "I/Q" 718 aumenta desde un nivel relativamente bajo (por ejemplo 500 MHz a 100 MHz) hasta un nivel superior deseado para la transmisión (por ejemplo 900 MHz, 1.8GHz), y hacia un amplificador opcional 738 que aumenta la intensidad de señal de la señal "I/Q" 728 hasta un nivel deseado para transmitirse mediante una antena ej emplificativa 738. 2.3 Características de la Invención. Es evidente de lo anterior que están implicadas varias técnicas en los sistemas de comunicación. La frecuencia de la señal de información es relativamente baja. La frecuencia del oscilador local (tanto del control controlado en voltaje como de los otros osciladores) es superior a la de la señal de información, pero típicamente no es suficientemente alta para la transmisión eficiente. Una tercera frecuencia, que no se menciona específicamente es la frecuencia de la señal transmitida que es mayor o igual a la frecuencia de la señal oscilante. Esta es la frecuencia que se enruta desde los multiplicadores de frecuencia opcionales y los amplificadores opcionales hacia las antenas en los circuitos ya descritos. Típicamente, en el subsistema de transmisor de un sistema de comunicaciones, la sobre conversión de la señal de información hasta la frecuencia de transmisión requiere, por lo menos, filtros, amplificadores y multiplicadores de frecuencia. Cada uno de estos componentes es costoso, no solamente en términos del precio de adquisición del componente sino también de la potencia requerida para operarlos. La presente invención proporciona un medio más eficiente de producir una señal portadora modulada para la transmisión que utilice menos potencia y requiera menos componentes. Estas y otras ventajas adicionales de la invención serán evidentes a partir de la siguiente descripción . 3. Sobreconversión de Frecuencia. La presente invención se dirige a sistemas y métodos para la sobreconversión de frecuencia y aplicaciones de los mismos. En una modalidad, el sobreconvertidor de frecuencia de esta invención permite el uso de un oscilador estable de baja frecuencia para generar una señal de alta frecuencia que, por ejemplo y en forma irrestricta, puede utilizarse como una señal de referencia en un comparador de fase o en un comparador de frecuencia. En otra modalidad, el sobreconvertidor de la presente invención se utiliza en un transmisor. La invención también está dirigida a un transmisor, Con base en el análisis anterior un aspecto de este campo reconocerá que existen otras modalidades y aplicaciones alternativas en donde el sobreconvertidor de frecuencia de esta invención podrá utilizarse y estas modalidades y aplicaciones alternativas quedan dentro del alcance de esta invención. Para fines ilustrativos, el sobreconvertidor de frecuencia de acuerdo a esta invención se describió a continuación en el contexto de un transmisor. Sin embargo es evidente del párrafo anterior que la invención no queda limitada a esta modalidad. Las siguientes secciones describen métodos relacionados con un transmisor y un sobreconvertidor de frecuencia. Las modalidades e emplificativas estructurales para lograr estos métodos también se describen. Debe entenderse que la invención no esta, limitada a las modalidades particulares que se describen a continuación. Los expertos en este campo observarán que son evidentes otros equivalentes, extensiones, variaciones, desviaciones de la siguiente descripción, con base a las enseñanzas aquí contenidas. Esos equivalentes como extensiones, variaciones, desviaciones, etc., quedan dentro del espíritu y alcance de la invención. 3.1 Descripción de Alto Nivel. Esta sección (incluyendo sus subsecciones) proporciona una descripción de alto nivel de la sobreconversión y transmisión de señales de acuerdo a la presente invención. En particular, un proceso operativo de sobreconversión de frecuencia en el contexto de la transmisión de señales se describe a un alto nivel . El proceso operativo normalmente está representado por diagramas de flujo. Los diagramas de flujo se presentan aquí sólo con fines ilustrativos y no deben ser limitantes. En particular, el uso del diagrama de flujo no debe interpretarse como una limitante de la invención para la operación digital o discreta. En la práctica, los experimentados en esta técnica, apreciarán, con base en las enseñanzas aquí contenidas que la invención puede lograrse mediante la operación discreta, la operación continua o cualquier combinación de ellas. Además, el flujo de control representado por los diagramas de flujo también se proporciona para fines ilustrativos solamente y se apreciará por los expertos en la técnica en cuestión que otros flujos de control operativo quedan dentro del alcance y espíritu de esta invención. También, se describe la implementación estructural para lograr este proceso a un alto nivel . Esta implementación estructural se describe aquí para fines ilustrativos y no es limitante. En particular, el proceso aquí descrito en esta sección puede lograrse utilizando cualquier número de estas implementaciones estructurales, u'na de las cuales se describe en esta sección. Los detalles de estas implementaciones estructurales serán evidentes para las personas experimentadas en este campo con base en las enseñanzas aquí contenidas. 3.1.1. Descripción Operativa.. El diagrama de flujo 900 de la Figura 9 demuestra el método operativo de la sobreconversión de frecuencia en el contexto de transmisión de una señal de acuerdo a una modalidad de la presente invención. La invención está dirigida a la sobreconversión de la frecuencia y a la transmisión de señales como se representa en la Figura 9. Las formas de ondas representativas para las señales generadas en el diagrama de flujo 900 se ilustran en la Figura 19. Con el fin de ilustrar la operación de alto nivel de la invención, la modulación de frecuencia de una señal de información digital se ilustra. La invención no está limitada a la modalidad de e emplificativa . Un experto en este campo apreciará que pueden utilizarse otros modos de modulación alternativos, como se describe en secciones posteriores. En el paso 902, una señal de información 1902, (Figura 19A) se genera por una fuente. Esta señal de información puede ser una señal analógica, digital o cualquier combinación de ellas, o cualquier otra cosa que se desee transmitir y se encuentra a la frecuencia de la banda base. Como ya se describió, la señal de información 1902 se utiliza para modular una señal intermedia 1904. En consecuencia, la señal de información 1902 se denomina también aquí señal de información de banda base de modulación. En el ejemplo de la Figura 19A, la señal de información 1902 se ilustra como una señal digital. Sin embrago, la invención no está limitada a esta modalidad. Como ya se mencionó antes, la señal de información 1902 puede ser una señal analógica, digital y/o cualquier combinación de ellas. Una señal oscilante 190 (Figura 19B) se genera en el peso 904. En el paso 906, la señal oscilante 1904 se modula, donde la modulación es resultado de la señal de información 1902 y es una función de ésta. El paso 906 produce una señal oscilante modulada 1906 (Figura 19C) , también denominada señal intermedia modulada. Como ya se mencionó, el diagrama de flujo de la Figura 9 se está describiendo en el contexto de un ejemplo donde la señal de información 1902 es una señal digital. Sin embargo, alternativamente, la señal de información 1902 puede ser analógica o cualquier combinación de analógica y digital . También, el ejemplo mostrado en la Figura 19 utiliza manipulación de desplazamiento de frecuencia (FSK) como una técnica de modulación. Alternativamente, cualquier técnica de modulación (por ejemplo FM, AM, PM, ASK, PSK, etc. o cualquier combinación de ellas) podrá utilizarse. Los pasos restantes 908-912 del diagrama de flujo de la Figura 9 operan en la misma forma, sin importar que la señal de información 1902 sea digital, analógica, etc., o cualquier combinación de ellas y sin importar que técnica de modulación se utilice. Una señal armónicamente rica 1908 (Figura 19D) se genera a partir de la señal modulada 1906 del paso 908. La señal 1908 tiene una forma de onda esencialmente continua y periódicamente repetida. En una modalidad, la forma de onda de la señal 1908 es esencialmente rectangular y, como se observa en la forma de onda expandida 1910 de la Figura 19E. Un experto en este campo reconocerá las limitaciones físicas y los obstáculos matemáticos que se tienen para lograr una forma de onda rectangular perfecta o exacta y no se pretende o requiere para la presente invención que se genere o sea necesaria una forma de onda rectangular perfecta. Sin embargo, Para facilitar el análisis, el término "forma de onda rectangular" se utilizará aquí y se referirá a formas de onda que son esencialmente rectangulares, incluyendo' de manera irrestricta las forma de onda que en general se denominan pulsos u ondas cuadradas. Debe observarse que si surge una situación donde una forma de onda rectangular perfecta resulta ser técnica y matemáticamente factible, esa situación también caerá dentro del alcance y propósitos de esta invención. Una forma de onda periódica continua (como la forma de onda 1908) está compuesta de una serie de ondas senoidales de fases y amplitudes específicas, las frecuencias de las cuales son múltiples enteros de la frecuencia de repetición de la forma de onda. (Una frecuencia de repetición de forma onda es el número de veces por segundo que se repite la forma de onda periódica) . Una porción de la forma de onda de la señal 1908 se muestra en una vista expandida como la forma de onda 1910 de la Figura 19E. Los primeros tres componentes senoidales de la forma de onda 1910 (Figura 19E) se ilustran como formas de onda 1912a, b y c de la Figura 19F y las formas de onda 1914a, b y c de la Figura 19G. (En los ejemplos de las Figuras 19F y G, los tres componentes senoidales se muestran de manera separada. En realidad, estas formas de onda junto con otros componentes senoidales que no se muestran, se presentan en forma simultánea como se observa en la figura 19H. Obsérvese que en la Figura 19H, las formas de onda se muestran en forma simultánea pero no se muestran sumadas. Si las formas de onda 1912 y 1914 se mostraran sumadas serían, en el límite, es decir con un número infinito de componentes senoidales, idénticas a las formas de onda periódicas 1910 de la Figura 19E. Por facilidad de ilustración solamente se muestran las primeras tres de un número infinito de componentes senoidales) . Estas ondas senoidales se denominan armónicas y su existencia puede demostrarse tanto gráfica como matemáticamente. Cada armónica (formas de onda 1912a, b y c y 1914a, b y c) tiene el mismo contenido de información que la forma de onda 1910 (que tiene la misma información que la porción correspondiente de la forma de onda 1908) . En consecuencia, el contenido de información de la forma de onda 1908 puede obtenerse a partir de cualquiera de sus armónicas. Como las armónicas tienen frecuencias que son múltiples enteros de la frecuencia de repetición de la señal 1908 y como tienen el mismo contenido de información que la señal 1908 (como se acaba de señalar) , las armónicas representan, cada una, una representación sobreconvertida de la señal 1908. Algunas de las armónicas se encuentran a las frecuencias deseadas (por ejemplo las frecuencias deseadas a las que se van a transmitir) . Estas armónicas se denominan "armónicas deseadas" o "armónicas requeridas". De acuerdo a la invención, las armónicas deseadas tienen amplitud suficiente para lograr el procesamiento deseado (es decir para transmitirse) . Otras armónicas no se encuentran a las frecuencias deseadas. Estas armónicas se denominan "armónicas no deseadas" o "armónicas no requeridas" . En el paso 910, cualquier armónica no deseada de la forma de onda periódica continua de la señal 1908 se separa por filtración (por ejemplo cualquier armónica que no se encuentre a una frecuencia deseada para la transmisión. En el ejemplo de la Figura 19, la primera y la segunda armónicas (es decir las ilustradas por las formas de onda 1912a y b de la Figura 19F y 1914a y b de la Figura 19G) son armónicas no deseadas. En el paso 912,1a armónica restante en el ejemplo de la Figura 19, la tercera armónica (es decir las ilustradas las formas de ondas 1912c de la Figura 19F y 1914c de la Figura 19G) son las que se transmiten. Esto se ilustra por la forma de onda 1918 de la Figura 191. En el ejemplo de la Figura 19, sólo se muestran tres armónicas y las dos más bajas se separan por filtración para dejar la tercera armónica como la armónica deseada. En la práctica real, existe un número infinito de armónicas y el filtrado puede hacerse para retirar las armónicas no deseadas que tienen tanto una frecuencia menor a la de la armónica deseada como una frecuencia mayor a la de la armónica deseada. 3.1.2 Descripción estructural La Figura 10 es un diagrama de bloques de un sistema de sobreconversión de acuerdo a una modalidad de la invención. Esta modalidad del sistema de sobreconversión se muestra como un transmisor 1000. El transmisor 1000 incluye un módulo de aceptación 1004, un módulo de extracción de armónicas 1006 y un módulo de transmisión 1008 que acepta una señal de información 1002 y da salida a una señal transmitida 1014. De preferencia, el módulo de aceptación 1004, el módulo de generación y extracción de armónicas 1006 y el módulo de transmisión 1008 procesan la señal de información en la forma mostrada en el diagrama de flujo operativo 900. En otras palabras, el transmisor 1000 es la modalidad estructural para llevar a cabo los pasos operativos del diagrama de flujo 900. Sin embargo, debe entenderse que el alcance y espíritu de la presente invención incluye otras modalidades estructurales para realizar los pasos del diagrama de flujo 900. Las características específicas de estas otras modalidades estructurales se harán evidentes para los expertos en este campo con base en el siguiente análisis . La operación del transmisor 1000 se describirá a continuación con mayor detalle con relación al diagrama de flujo 900. En el paso 902, una señal de información 1002 (por ejemplo, ver la Figura 19A) proveniente de una fuente (no mostrada) se enruta hacia el módulo de aceptación 1004. En el paso 904, una señal oscilante (por ejemplo, ver la Figura 19B) se genera y en el paso 906 se modula, produciendo así una señal modulada 1010 (por ejemplo de FM, ver la Figura 19C) . La señal oscilante puede modularse utilizando cualquier técnica de modulación, los ejemplos de ésta se describen a continuación. En el paso 908, el módulo de generación y extracción de armónicas (HGEM) genera una señal armónicamente rica con una forma de onda continua y periódica (un ejemplo de FM puede observarse en la Figura 19D) . Esta forma de onda de preferencia es una onda rectangular, por ejemplo, una onda cuadrada o un pulso cuadrado (también, la invención no está limitada a esta modalidad) y está comprendida de una pluralidad de ondas senoidales cuyas frecuencias son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda. Estas ondas senoidales se les denomina armónicas de la forma de onda subyacente. Un análisis de la serie Fourier puede utilizarse para determinar la amplitud de cada armónica (por ejemplo, ver Figura 19F y 19G) . En el paso 910, un filtro (no mostrado) dentro del HGEM 1006 separa por filtración las frecuencias no deseadas (armónicas) y da salida a una señal electromagnética (EM) 1012 a la frecuencia deseada (por ejemplo, ver la Figura 191) . En el paso 912, la señal EM 1012 es enrutada hacia el módulo de transmisión 1008 (opcional), donde se prepara para la transmisión. El módulo de transmisión 1008 da salida entonces a una señal transmitida 1014. 3.2 Modalidades ejempllficativas Varias modalidades se relacionan con los métodos y estructuras que se describieron antes, se presentan a continuación en esta sección (y en sus subsecciones) .

Estas modalidades se describen aquí con propósitos de ilustración y no en forma de limitación. La invención no está limitada a estas modalidades. Se harán evidentes para los expertos en este campo otras modalidades alternativas (que incluyen equivalentes, extensiones, variaciones, desviaciones, etc. de las modalidades que se describen aquí) con base en las enseñanzas aquí contenidas. La invención está dirigida y adaptada para incluir estas modalidades alternativas. 3.2.1 Primera modalidad: módulo de modulación de frecuencia (F ) En esta modalidad, una señal de información es aceptada y se tiene como resultado una señal modulada cuya frecuencia varía como función de la señal de información. 3.2.1.1 Descripción operativa El diagrama de flujo de la Figura 11 demuestra el método de operación de un transmisor en el modo de modulación de frecuencia (FM) de acuerdo a una modalidad de la presente invención. Como ya se mencionó, las formas de onda representativas mostradas en la Figura 19 ilustran la invención que opera como un transmisor en el modo FM. En el paso 1102, una señal de información 1909 (Figura 19A) se genera como una fuente por cualquier medio y/o proceso. (La señal de información 1902 es una señal de banda base y, como ésta se utiliza para modular una señal, también puede llamársele señal de banda base moduladora 1902) . La señal de información 1902 puede ser, por ejemplo, una señal analógica, digital o cualquier combinación de ellas. Las señales mostradas en la Figura 19 ilustran una señal de información digital donde la información está representada por estados discretos de la señal . Será evidente para las personas expertas en este campo que la invención también está adaptada para trabajar con una señal de información analógica, donde la información está representada por una señal que varía continuamente. En el paso 1104, la señal de información 1902 modula una señal oscilante 1904 (Figura 19B) El resultado de esta modulación es la señal modulada 1906 (Figura 19C) como se indica en el bloque 1106. La señal moduladas 1906 tiene una frecuencia que varía como una función de la señal de información 1902 y a la que se le denomina señal FM . En el paso 1108, se genera una señal armónicamente rica con una forma de onda periódica continua, mostrada en la Figura 19D, como la forma de onda rectangular 1908. La forma de onda rectangular 1908 se genera utilizando la señal modulada 1006. Un experto en este campo reconocerá las limitaciones físicas y los obstáculos matemáticos para lograr una forma de onda rectangular exacta o perfecta y no se pretende que esta invención utilice una forma de onda rectangular perfecta o requiera generar la misma. Una vez más, como ya se mencionó, para facilidad del análisis, el término "forma de onda rectangular" se utilizará para referirse a las formas de onda que son esencialmente rectangulares. En una forma similar, el término "onda cuadrada" se referirá a las formas de onda que son esencialmente cuadradas y no se pretende que esta invención genere o requiera de una onda perfecta cuadrada. Una porción de la forma de onda rectangular 1908 se muestra en una vista expandida como la forma de onda periódica 1910 de la Figura 19E. La primera parte de la forma de onda 1910 está designada como "señal A" y representa la señal de información 1902 que es "alta", y la segunda parte de la forma de onda 1910 se designa "señal B" y representa la señal de información 1902 que es "baja". Debe observarse que esta conversión se utiliza con fines ilustrativos solamente y, de manera alternativa, podrán utilizarse otras convenciones. Como ya se señaló antes, una forma de onda continua y periódica, por ejemplo la forma de onda rectangular 1908 que se indica en el bloque 1110 del diagrama de flujo 1100, tiene componentes senoidales (armónicos) a frecuencias que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda subyacente (es decir, a las frecuencias del componente Fourier) . Tres armónicas de la forma de onda periódica 1910 se muestran de manera separada, en vistas expendidas en las Figuras 19F y 19G. Como la forma de onda 1910 (y también la forma de onda 1908) se muestra como una onda cuadrada en la modalidad ejemplificativa, solamente están presentes las armónicas nones, es decir, la primera, la tercera, la quinta, la séptima, etc. Como se muestra .en la Figura 19, si la forma de onda rectangular 1908 tiene una frecuencia fundamental de fi (también mostrada como la primera armónica) , la tercera armónica tendrá una frecuencia de 3*fi, la quinta armónica tendrá una frecuencia 5*fi y así sucesivamente. La primera, la tercera y la quinta armónicas de la señal A se muestran como formas de onda 1912a, 1912b y 1912c de la Figura 19F y la primera, la tercera y la quinta armónicas de la señal B se muestran como las formas de onda 1914a, 1914b y 1914c de la Figura 19G. En realidad, estas armónicas (así como todas las otras armónicas de orden superior) se presentan en forma simultánea, como se muestra por la forma de onda 1916 de la Figura 19H. Obsérvese que si todos los componentes armónicos de la Figura 19H se mostraran' sumados conjuntamente con todas las otras armónicas superiores (es decir, la séptima, la novena, etc.) la forma de onda resultante sería, en el límite, idéntica a la forma de onda 1910. En el paso 1112, las frecuencias no deseadas de la forma de onda 1916 son retiradas. En el ejemplo de la Figura 19, la primera y la tercera armónicas están retiradas y como se indica en el bloque 1114, la forma de onda restante 1918 (es decir, las formas de onda 1912c y 1914c) se encuentran a la frecuencia EM deseada. Aunque no se muestra, las armónicas superiores (es decir, la séptima, la novena, etc.) también se retiran. La señal EM, mostrada aquí como la forma de onda restante 1918 se prepara para la transmisión en el paso 1116 y en el paso 1118, la señal EM se transmite. 3.2.1.2 Descripción estructural La Figura 12 es un diagrama de bloques de un transmisor de acuerdo a la modalidad de la invención. La modalidad del transmisor se muestra como un transmisor FM 1200. El transmisor FM 1200 incluye un oscilador de voltaje controlado (VCO) 1204, un módulo interruptor 1214, un filtro 1218 y un módulo de transmisión 1222 que acepta una señal de información 1202 y da salida a una señal transmitida 1224. La operación y estructura de los componentes ej emplificativos se describen a continuación, un VCO ej emplificativo se describe a continuación en las secciones 3.3.1-3.3.1.2; un módulo de interruptor ej emplificativo se describe a continuación en las secciones 3.3.6-3.3.6.2; un filtro ejemplificativo se describe en las secciones 3.3.9-3.3.9.2; y un módulo de transmisión ejemplificativo se describe en las secciones 3.3.10-3.3.10.2 De preferencia, el oscilador de voltaje controlado 1204, el módulo interruptor 1214 y el filtro 1218 y el módulo 1222 procesan la señal de información en la forma mostrada en el diagrama de flujo operativo 1100. En otras palabras, el transmisor de FM 1200 es la modalidad estructural para llevar a cabo los pasos operativos del diagrama de flujo 1100. Sin embargo, deberá entenderse que el alcance y espíritu de esta invención incluyen otras modalidades estructurales para llevar a cabo los pasos del diagrama de flujo 1100. Las características específicas de estas otras modalidades estructurales se harán evidentes para los expertos en este campo con base en el análisis contenido aquí . La operación del transmisor 1200 se describirá a continuación con mayor detalle con relación al diagrama de flujo 1100. En el paso 1102, una señal de información 1202 (por ejemplo, ver la Figura 19A) proveniente de una fuente (no mostrada) se enruta hacia VCO 1204. En el paso 1104, una señal oscilante (por ejemplo, ver la Figura 19B) se genera y se modula, produciendo así una señal de frecuencia modulada 1210 (por ejemplo, ver la Figura 19C) . En el paso 1108, el módulo interruptor 1214 genera una señal armónicamente rica 1216 con una forma de onda continua y periódica (por ejemplo, ver la Figura 19D) . Esta forma de onda de preferencia es una forma rectangular, por ejemplo una forma o pulso cuadrado (aunque la invención no está limitada a esta modalidad) y está comprendida de una pluralidad de ondas senoidales cuya frecuencia son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda. Estas ondas senoidales se denominan armónicas de la forma de onda subyacente y un análisis Fourier determinará la amplitud de cada armónica (por ejemplo, ver la Figuras 19F y 19G) . En el paso 1112, un filtro 1218 separa por filtración las frecuencias no deseadas (armónicas) y da salida a la señal electromagnética (E ) 1220 a la frecuencia armónica deseada (por ejemplo, ver la Figura 191) . En el paso 1116 la señal EM 1220 es enrutada hacia el módulo de transmisión 1222 (opcional) , donde se prepara para la transmisión. En el paso 1118, el módulo de transmisión 1222 da salida a una señal transmitida 1224. 3.2.2 Segunda modalidad: modo de modulación de fase (PM) En esta modalidad se acepta una señal de información y se transmite una señal modulada cuya fase varía como función de la señal de información. 3.2.2.1 Descripción operativa El diagrama de flujo de la Figura 13 demuestra el método de operación del transmisor en el modo de modulación de fase (PM) . Las formas de onda representativas mostradas en la Figura 44 ilustran la invención cuando opera como transmisor en el modo PM. En el paso 1302, la señal de información 4402 (Figura 44A) se genera mediante una fuente. La señal de información 4402 puede, por ejemplo, ser analógica, digital o cualquier combinación de ellas. Las señales mostradas en la Figura 44 ilustran una señal de información digital donde la información está representada por estados discretos de la señal . Será evidente para los expertos en la técnica que la invención también se adapta a trabajar con una señal de información analógica, donde la información está representada por una señal que varía continuamente. En el paso 1304, se genera una señal oscilante 4404 y en el paso 1306, la señal oscilante 4404 (Figura 44B) es modulada por la señal de información 4402, dando por resultado la señal modulada 4406 (Figura 44C) como se indica en el bloque 1308. La fase de la señal modulada 4406 varía como función de la señal de información 4402. Una señal armónicamente rica 4408 (Figura 44D) con una forma de onda periódica continua se genera en el paso 1310 utilizando la señal modulada 4406.. La señal armónicamente rica 4408 es una forma de onda esencialmente rectangular. Un experto en la técnica reconocerá las limitaciones físicas y los obstáculos matemáticos que se tienen para lograr una forma de onda rectangular perfecta o exacta y en esta invención no se pretende que se genere o se requiera una forma de onda rectangular perfecta. Una vez más, como ya se mencionó, para facilidad del análisis, el término "forma de onda rectangular" se utilizará para referirse a las formas de onda que son esencialmente rectangulares. En una forma similar, el término "onda cuadrada" se referirá a las formas de onda que son esencialmente cuadradas y no se pretende que esta invención genere o requiera de una onda perfecta cuadrada. Como ya se señaló antes, una forma de onda continua y periódica, por ejemplo la señal armónicamente rica 4408 que se indica en el bloque 1312, tiene componentes senoidales (armónicos) a frecuencias que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda subyacente (las frecuencias del componente Fourier) . Las primeras tres formas de onda armónicas se muestran en las Figuras 44E, 44F y 44G. En realidad, existe un número infinito de armónicas. En el paso 1314, se retiran las frecuencias no deseadas y, como se indica en el bloque 1316, la frecuencia restante se encuentra a la salida EM deseada. Como un ejemplo, la primera armónica (fundamental) 4410 y la segunda armónica 4412 junto con la cuarta, la quinta, etc. armónicas (no mostradas) pueden separarse por filtración, dejando la tercera armónica 4414 como la señal EM deseada, según se indica en el bloque 1316. La señal EM se prepara para la transmisión en el paso 1318 y en el paso 1320 la señal EM se transmite. 3.2.2.2 Descripción estructural La Figura 14 es un diagrama de bloques dé un transmisor de acuerdo a la modalidad de la invención. La modalidad del transmisor se muestra como un transmisor PM 1400. El transmisor PM 1400 incluye un oscilador local 1406, un modulador de fase 1404 y un modulador interruptor 1410, un filtro 1414 y un módulo de transmisión 1418 que acepta una señal de información 1402 y da salida a una señal transmitida 1420. La operación y estructura de los componentes ej emplificativos se describen a continuación, un modulador de fase ej emplificativo se describe en las secciones 3.3.4-3.3.4.2, un oscilador local ejemplificativo se describe en las 3.3.2-3.3.2.2; un módulo interruptor ej emplificativo se describe en las secciones 3.3.6-3.3.6.2, un filtro ej emplificativo se describe en las secciones 3.3.9-3.3.9.2; y un módulo de transmisión ejemplificativo se describe en las secciones 3.3.10-3.3.10.2. De preferencia, el oscilador local 1406, el modulador de fase 1404, el módulo interruptor 1410, el filtro 1414 y el módulo de transmisión 1418 procesan la señal de información en la forma mostrada en el diagrama de flujo operativo 1300. En otras palabras, el transmisor PM 1400 es la modalidad estructural para desarrollar los pasos operativos del diagrama de flujo 1300. Sin embargo, debe entenderse que el alcance y el espíritu de la presente invención incluyen otras modalidades estructurales para llevar a cabo los pasos del diagrama de flujo 1300. Las características específicas de estas otras modalidades estructurales serán evidentes para las personas expertas en la técnica con base en el análisis aquí contenido. La operación del transmisor 1400 se describirá con detalla a continuación con relación al diagrama de flujo 1300. En el paso 1302, una señal de información 1402 (por ejemplo, ver la Figura 44A) a partir de una fuente (no mostrada) se enruta hacia el modulador de fase 1404. En el paso 1304, una señal oscilante proveniente del oscilador local 1406 (por ejemplo, ver la Figura 44B) se genera y se modula, produciendo así una señal modulada 1408 (por ejemplo, ver la Figura 44C) . En el paso 1310, el módulo interruptor 1410 genera una señal armónicamente rica 1412 con una forma de onda continua y periódica (por ejemplo, ver la Figura 44D) . La forma de onda de preferencia es una onda rectangular, por ejemplo un pulso u onda cuadrada (aunque la invención no está limitada a esta modalidad) y está comprendida de una pluralidad de ondas senoidales cuyas frecuencias son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda. Estas ondas senoidales se denominan armónicas de la forma de onda subyacente y un análisis Fourier determinará la amplitud de cada armónica (para un ejemplo de las tres primeras armónicas, refiérase a las Figuras 44E, 44F y 44G) . En el paso 1314, un filtro 1414 separa por filtración las frecuencias armónicas no deseadas (por ejemplo, la primera armónica 4410, la segunda armónica 4412 y la cuarta, quinta, etc. armónicas, no mostradas) y da salida a una señal electromagnética (EM) 1416 a la frecuencia armónica deseada (por ejemplo, la tercera armónica, ver Figura 44G) . En el paso 1318, la señal EM 1416 es enrutada hacia el módulo de transmisión 1418 (opcional) , en donde se prepara para la transmisión.

En el paso 1320, el módulo de transmisión 1418 da salida a una señal transmitida 1420. 3.2.3 Tercera modalidad: modo de modulación de amplitud (A ) En esta modalidad, se acepta una señal de información y una señal modulada cuya amplitud varía como función de la señal de información transmitida. 3.2.3.1 Descripción operativa El diagrama de flujo de la Figura 15 demuestra el método de operación del transmisor en el modo de modulación de amplitud (A ) . Las formas de onda representativas, mostradas en la Figura 45, ilustran la invención que opera como un transmisor en el modo AM. En el paso 1502, una señal de información 4502 (Figura 45A) se genera mediante una fuente. La señal de información 4502 puede ser, por ejemplo, una señal analógica, digital o cualquier combinación de ellas. Las señales mostradas en la Figura 45 ilustran una señal de información digital donde la información está representada por estados discretos de la señal . Será evidente para los expertos en este campo que la invención también se adapta para trabajar con una señal de información analógica donde la información está representada por una señal que varía continuamente. En el paso 1504, se crea una "señal de referencia" que, como se indica en el bloque 1506, tiene una amplitud que es una función de la señal de información 4502. En una modalidad de la invención, la señal de referencia se crea combinando la señal de información 4502 con una señal de polarización. En otra modalidad de la invención, la señal de referencia está comprendida solamente de la señal de información 4502. Un experto en esta técnica reconocerá que pueden existir varias modalidades donde la señal de referencia variará como una función de señal de información. Una señal oscilante 4504 (Figura 45B) se genera en el paso 1508 y en el paso 1510, la señal de referencia (señal de información 4502) se controla por compuerta a una frecuencia que es una función de la señal oscilante 4504. La señal de referencia controlada por compuerta es una señal armónicamente rica 4506 (Figura 45C) con una forma de onda periódica continua y se genera en el paso 1512. Esta señal armónicamente rica 4506, como se indica en el bloque 1514, es esencialmente una onda rectangular que tiene una frecuencia fundamental igual a la frecuencia a la cual la señal de referencia (señal de información 4502) se controla por compuerta. Además, la onda rectangular tiene amplitudes de pulso que son una función de la amplitud de la señal de referencia (señal de información 4502) . Un experto en este campo reconocerá las limitaciones físicas y obstáculos matemáticos para lograr una forma de onda rectangular exacta o perfecta y en esta invención no se pretende que se genere o se requiera una forma de onda rectangular perfecta. Una vez más, como ya se 'mencionó, para facilidad del análisis, el término "forma de onda rectangular" se utilizará para referirse a las formas de onda que son esencialmente rectangulares . En una forma similar, el término "onda cuadrada" se referirá a las formas de onda que son esencialmente cuadradas y no se pretende que esta invención genere o requiera de una onda perfecta cuadrada. Como ya se mencionó antes, la señal armónicamente rica 4506, por ejemplo la señal rectangular que se indica en el bloque 1514, tiene componentes senoidales (armónicas) a frecuencias que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda subyacente (las frecuencias de componente Fourier) . Las primeras tres formas de onda armónicas se muestran en las Figuras 45D, 45E y 45F. De hecho, existe un número infinito de armónicas. En el paso 1516, las frecuencias no deseadas se retiran y como se indica en bloque 1518, la frecuencia restante se encuentra en la salida EM deseada. Como un ejemplo, la primera armónica (fundamental) 4510 y la segunda armónica 4512 junto con la cuarta, quinta, etc. armónicas (no mostradas) pudieran separarse por filtración dejando a la tercera armónica 4514 como la señal EM deseada como se indica en el bloque 1518. La señal EM se prepara para la transmisión en el paso 1520 y en el paso 1522, la señal EM se transmite. 3.2.3.2 Descripción estructural La Figura 16 es un diagrama de bloques de un transmisor de acuerdo a una modalidad de la invención.

Esta invención del transmisor se muestra como un transmisor de AM 1600. El transmisor de AM 1600 incluye un oscilador local 1610, un módulo sumador 1606/ un módulo interruptor 1614, un filtro 1618 y un módulo de transmisión 1622 que acepta una señal de información 1602 y da salida a una señal transmitida 1624. La operación y estructura de los componentes ej emplificativos se describe a continuación: un oscilador local ej emplificativo se describe a continuación en las secciones 3.3.2-3.3.2.2; un módulo interruptor ejemplificativo se describe en las secciones 3.3.7-3.3.7.2; un filtro ej emplificativo se describe en las secciones 3.3.9-3.3.9.2 y un módulo de transmisión ejemplificativo se describe en las secciones 3.3.10-3.3.10.2. De preferencia, el oscilador local 1610, el módulo sumador 1606, el módulo interruptor 1614, el filtro 1618 y el módulo de transmisión 1622 procesan una señal de información 1602 en la forma mostrada en el diagrama de flujo operativo 1500. En otras palabras, el transmisor de AM 1600 es la modalidad estructural para efectuar los pasos operativos del diagrama de flujo 1500. Sin embargo, debe entenderse que el alcance y espíritu de la presente invención incluyen otras modalidades para efectuar los pasos del diagrama de flujo 1500. Las características específicas de estas otras modalidades estructurales se harán .evidentes para las personas expertas en este campo con base en el siguiente análisis. La operación del transmisor 1600 se describirá a continuación con detalle en relación al diagrama de flujo 1500. En el paso 1502, la señal de información 1602 (por ejemplo, ver la Figura 45A) proveniente de una fuente (no mostrada) se enruta al módulo sumador 1606 (en caso requerido) produciendo así una señal de referencia 1608. En el paso 1508, una señal oscilante 1612 se genera mediante el oscilador local 1610 (por ejemplo, ver la Figura 45B) y en el paso 1510, el módulo interruptor 1614 controla por compuerta el voltaje de referencia 1608 a una velocidad que es función de la señal oscilante 1612. El resultado del control por compuerta es una señal armónicamente rica 1616 (por ejemplo, ver la Figura 45C) con una forma de onda periódica y continua. Esta forma de onda de preferencia es una onda rectangular, por ejemplo una onda o pulso cuadrado (aunque, la invención no está limitada a esta modalidad) y está comprendida de una pluralidad de ondas senoidales cuyas frecuencias son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda. Estas ondas senoidales se mencionan aquí como armónicas de la forma de onda subyacente y un análisis de Fourier determinará la amplitud relativa de cada armónica (para un ejemplo de las primeras tres armónicas, refiérase a las Figuras 45D, 45E y 45F) . Cuando se aplica la modulación de amplitud, la amplitud de los pulsos en la forma de onda rectangular 1616 varía como función de la señal de referencia 1608. Como resultado, este cambio en la amplitud de los pulsos tiene un efecto proporcional sobre la amplitud absoluta de todas las armónicas. En otras palabras, está incrustada en la parte superior de cada una de las armónicas. En el paso 1516, un filtro 1618 separa por filtración las frecuencias de armónica no deseada (por ejemplo, la primera armónica 4510, la segunda armónica 4512 y la cuarta, quinta, etc. armónicas, no mostradas) y da salida a una señal electromagnética (EM) 1620 a la segunda frecuencia armónica (por ejemplo, la tercera armónica, ver figura 45F) . En el paso 1520, la señal EM 1620 se enruta hacia el módulo de transmisión 1622 (opcional) , donde se prepara para la transmisión. En el paso 1522, el módulo de transmisión 1622 da salida a una señal transmitida 1624. Obsérvese que la descripción de la modalidad de AM que se proporciona aquí muestra la señal de información que se está controlando por compuerta, aplicando así la modulación de amplitud a la señal armónicamente rica. Sin embargo, será evidente con base en las enseñanzas aquí contenidas, que la señal de información puede modularse sobre la señal armónicamente rica o sobre una armónica filtrada en cualquier punto del circuito. 3.2.4 Cuarta modalidad: modo de modulación en fase/fase de cuadratura ("I/Q" ) En la modulación en fase/fase de cuadratura ("I/Q") se tiene un subconjunto específico de la modalidad de modulación de fase (P ) . Como "I/Q" es tan penetrante, se describe aquí como una modalidad separada. Sin embargo, debe recordarse que como se trata de un subconjunto específico de PM, las características de PM también se aplican a "I/Q" . En esta modalidad, se aceptan dos señales de información. Una señal en fase ("I") se modula de manera que su fase varía como función de una de las señales de información y una señal de fase de cuadratura "Q" se modula de manera que la fase varié como una función de otra señal de información. Las dos señales moduladas se combinan y forman una señal modulada "I/Q" y se transmite. 3.2.4.1 Descripción operativa El diagrama de flujo de la Figura 17 demuestra el método de operación del transmisor en el modo de modulación en fase/fase de cuadratura ("I/Q") . En el paso 1702, se genera una primera señal de información mediante una primera fuente. Esta señal de información puede ser analógica, digital o cualquier combinación de ellas. En el paso 1710, una señal oscilante en fase (a la que se denomina señal "I") se genera y en el paso 1704, se modula por la primera señal de información. El resultado es la señal modulada "I" como se indica en el bloque 1706, conde la fase de la señal modulada "I" varía como una función de la primera señal de información. En el paso 1714, se genera una segunda señal de información. Una vez más, esta señal puede ser analógica, digital o cualquier combinación de ellas y puede ser diferente a la primera señal de información. En el paso 1712, la fase de la señal oscilante "I" generada en el paso 1710 se desplaza, creando una señal oscilante de fase de cuadratura (a la que se denomina señal "Q") . En el paso 1716, la señal "Q" se modula por la segunda señal de información. Este resultado es la señal modulada "Q" como se Índica en el bloque 1718 donde la fase de la señal modulada "Q" varía como una función de la señal de información . Una señal "I" con una forma de onda periódica continua se genera en el paso 1708 utilizando la señal modulada "I" y una señal "Q" con una forma de onda periódica continua se genera en el paso 1720 utilizando la señal modulada "Q" . En el paso 1722, la forma de onda periódica "I" y la forma de onda periódica "Q" se combina formando lo que se denomina una forma de onda periódica "I/Q" como se indica en el bloque 1724. Como ya se señaló, una forma de onda continua y periódica, por ejemplo la forma de onda rectangular "I/Q" como se indica en el bloque 1724, tiene componentes senoidales (armónicos) a frecuencias que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda subyacente (las frecuencias de componente Fourier) . En el paso 1726, las frecuencias no deseadas se retiran y, como se indica en el bloque 1728, la frecuencia restante es la salida EM deseada. La señal EM "I/Q" se preparar para la transmisión en el paso 1730 y en el paso 1732, la señal EM "I/Q" se transmite . 3.2.4.2 Descripción estructural La Figura 18 es un diagrama de bloques de un transmisor de acuerdo a una modalidad de la invención. Esta modalidad del transmisor se muestra en un transmisor 1800 de "I/Q" . El transmisor 1800 de "I/Q" incluye un oscilador local 1806, un desplazador de fase 1810, dos moduladores de fase 1804 y 1816, dos módulos interruptores 1822 y 1828, un sumador 1632, un filtro 1836 y un módulo de transmisión 1840. El transmisor "i/Q" acepta dos señales de información 1802 y 1814 y da salida a una señal transmitida 1420. La operación y estructura de los componentes ej emplificativos se: un modulador de fase ej emplificativo se describe a continuación en las secciones 3.3.4-3.3.4.2; un modulador local ej emplificativo se describe en las secciones 3.3.2-3.3.2.2; un desplazador de fase ej emplificativo se describe en las secciones 3.3.3-3.3.3.2; un módulo interruptor ej emplificativo se describe en las secciones 3.3.6-3.3.6.2; un sumador ej emplificativo se describe en las secciones 3.3.8-3.3.8.2; un filtro ej emplificativo se describe en las secciones 3.3.9-3.3.9.2 y un módulo de transmisión ej emplificativo se describe en las secciones 3.3.10-3.3.10.2. De preferencia, el oscilador local 1806, el desplazador de fase 1810, los moduladores de fase 1804 y 1816, los módulos interruptores 1822 y 1828, el sumador 1832, el filtro 1836 y el módulo de transmisión 1840 procesan una señal de información en la forma mostrada en el diagrama de flujo operativo 1700. En otras palabras, el transmisor "I/Q" 1800 es la modalidad estructural para efectuar los pasos operativos del diagrama de flujo 1700. Sin embargo, debe entenderse que el alcance y espíritu de la presente invención incluyen otras modalidades estructurales para efectuar los pasos del diagrama de flujo 1700. Las características específicas de estas otras modalidades estructurales se harán evidentes para las personas expertas en este campo con base en el análisis aquí contenido.

La operación del transmisor 1800 se describirá a continuación con detalle en relación al diagrama de flujo 1700. En el paso 1702, una primera señal de información 1802 proveniente de una fuente (no mostrada) se enruta hacia el primer modulador de fase 1804. En el paso 1710, una señal oscilante "I" 1808 del oscilador local 1806 se genera y en el paso 1704, la señal oscilante "I" 1808 se modula mediante la primera señal de información 1802 en el primer modulador de fase 1804, produciendo así una señal modulada "I" 1820. En el paso 1708, el primer módulo interruptor 1822 genera una señal "I" armónicamente rica 1824 con una forma de onda periódica y continua. En el paso 1714, una segunda señal de información 1814 proveniente de una fuente (no mostrada) se enruta hacia el segundo modulador de fase 1816. En el paso 1712, la fase de la señal oscilante 1808 se desplaza por el desplazador de fase 1810 para crear la señal oscilante "Q" 1812. En el paso 1716, la señal oscilante "Q" 1812 se modula mediante la segunda señal de información 1814 en el segundo modulador de fase 1816, produciendo así la señal modulada "Q" 1826. En el paso 1720, el segundo módulo interruptor 1828 genera una señal "Q" armónicamente rica 1830 con una forma de onda continua y periódica. La señal 1824 "I" que es armónicamente rica y la señal 1830 "Q" que es armónicamente rica son de preferencia ondas rectangulares, por ejemplo, ondas o pulsos cuadrado (aunque, la invención no está limitada a esta modalidad) y están comprendidos de una pluralidad de ondas senoidales cuyas frecuencias son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de las formas de onda. Estas ondas senoidales se mencionan aquí como armónicas de las formas de onda subyacentes y un análisis de Fourier determinará la amplitud de cada armónica. En el paso 1722, la señal 1824 "I" armónicamente rica y la señal 1830 "Q" armónicamente rica se combinan por la sumadora 1832 para crear la señal 1834 "I/Q" armónicamente rica. En el paso 1726, un filtro 1836 separa por filtración las frecuencias de armónica no deseadas y da salida a una señal electromagnética "I/Q" (EM) 1838 a la frecuencia armónica deseada. En el paso 1730, <la señal EM "i/Q" 1838 se enruta hacia el módulo de transmisión 1840 (opcional) , donde se prepara para la transmisión. En el paso 1732, el módulo de transmisión 1840 da salida a una señal transmitida 1842. Será evidente para los expertos en este campo que existen modalidades alternativas donde la señal "I" 1824 armónicamente rica y la señal "Q" 1830 armónicamente rica pueden filtrarse antes de que se sumen y, además, existe otra modalidad alternativa donde la señal modulada "I" 1820 y la señal modulada "Q" 1826 puede sumarse para crear una señal modulada "I/Q" antes de enrutarse al módulo interruptor . 3.2.5 Otras modalidades Otras modalidades del sobreconvertidor de la presente invención que se utiliza como un transmisor (o en otras aplicaciones) pueden utilizar subconj untos y combinaciones de técnicas de modulación y pueden incluir la modulación de una o más señales de información como parte del proceso de sobreconversión . 3.2.5.1 Combinación de técnicas de modulación La combinación de las técnicas de modulación que sería evidente para los expertos en este campo se basa en las enseñanzas que se exponen aquí e incluye, de manera irrestricta, la modulación de amplitud de cuadratura (QAM) y el incrustado de dos formas de modulación sobre una señal para su sobreconversión. Un diagrama de circuito ejemplificativo que ilustra la combinación de las dos modulaciones se observa en la Figura 62. Este ejemplo utiliza AM combinado con PM.

Las formas de onda mostradas en las Figuras 63 a 70 ilustran la modulación de fase de una señal de información digital "A" 6202 combinada con la modulación de amplitud de una señal de información analógica "B" 6204. Una señal oscilante 6216 (Figura 24) y una señal de información "A" 6202 (Figura 63) son recibidas por el modulador de fase 1404, creando así una señal de fase modulada 6208 (Figura 65) . Obsérvese que para fines ilustrativos y no limitantes, la señal de información se muestra como una señal digital y la modulación de fase se muestra como un desplazamiento de la fase de la señal oscilante en 180° . Los expertos en la técnica relevante apreciarán que la señal de información puede ser analógica (aunque típicamente es digital) y que las modulaciones de fase diferentes a 180° también podrán utilizarse. La Figura 62 muestra un conformador de pulso 6216 que recibe la señal de fase modulada 6208 y da salida a la señal PM de pulso modulado 6210 (Figura 66) . El conformador de pulso es opcional, dependiendo de la selección y el diseño del modulador de fase 1404. La señal de información "B" 6304 y la señal de polarización 1604 (si se requiere) se combinan por el módulo sumador 1606 (opcional) para crear la señal de referencia 6206 (Figura 67) . La señal PM de pulso conformado 6210 se enruta al módulo interruptor 1410, 1614 donde se controla por compuerta la señal de referencia 6206 produciendo así una señal armónicamente rica 6212 (Figura 68) . Puede observarse que la amplitud de la señal armónicamente rica 6212 varía como función de la señal de referencia 6206 y el periodo y el ancho de pulso de la señal armónicamente rica 6212 son esencialmente los mismos que la señal PM de pulso conformado 6210. Las Figuras 69 y 70 solamente ilustran las armónicas fundamentales y segunda armónica de la señal armónicamente rica 6212. De hecho, puede haber un número infinito de armónicas, pero para fines ilustrativos (y no limitantes) la primera de las dos armónicas son suficientes para ilustrar tanto la modulación de fase como la modulación de amplitud que están presentes en la señal armónicamente rica 6212 y también están presentes en cada una de las armónicas. El filtro 1414, 1618 retirará las armónicas no deseadas y una armónica deseada 6214 se enruta hacia el módulo de transmisión 1418, 1622 (opcional) donde se prepara para la transmisión. El módulo de transmisión 1418, 1622 da salida entonces a una señal transmitida 1420, 1624. Los expertos en la técnica apreciarán que estos ejemplos se proporcionan sólo con fines ilustrativos y no deben ser limitantes. Las modalidades antes descritas se proporcionan para fines ilustrativos. Estas modalidades no pretenden limitar la invención. Otras modalidades que difieran ligeramente o sustancialmente de lo antes descrito se harán evidentes para los expertos en este campo con base en las enseñanzas aquí contenidas. Esas modalidades alternativas incluyen, de manera irrestricta, combinaciones de técnicas de modulación en el modo "I/Q".. Esas modalidades alternativas quedan dentro del alcance y espíritu de esta invención . 3.3 Métodos y sistemas para interpretar las modalidades Las implementaciones operativas y/o estructurales ej emplificativas que se relacionan con los métodos, estructuras y/o modalidades descritos anteriormente se presentan en esta sección (y sus subsecciones) . Estos componentes y métodos se presentan aquí para fines ilustrativos y no limitantes. La invención no está limitada a los ejemplos particulares de los componentes y métodos aquí descritos. Las alternativas (que incluyen equivalentes, extensiones, variaciones, desviaciones, etc., de las ya descritas) serán evidentes para los expertos en la técnica en cuestión, con base a las enseñanzas aquí contenidas. Estas alternativas quedarán dentro del alcance y espíritu de la presente invención. 3.3.1 El oscilador de voltaje controlado (modo FM) Como ya se mencionó, el modo de modulación de frecuencia (FM) de la invención utiliza un oscilador de voltaje controlado (VCO) . Referirse, por ejemplo, al VCO 1204 de la Figura 12. La invención apoya varias modalidades del VCO. Las modalidades ej emplificativas del VCO 2304 (Figura 23) se describen a continuación. Sin embargo, debe comprenderse que estos ejemplos se proporcionan solamente con fines ilustrativos. La invención no está limitada a estas modalidades. 3.3.1.1 Descripción operativa La señal de información 2302 es aceptada y una señal oscilante 2306 cuya frecuencia varía como función de la señal de información 2302 se crea. La señal oscilante 2306 también recibe el nombre de señal intermedia de frecuencia modulada 2306. La señal de información 2302 puede ser analógica o digital o una combinación de éstas, y puede acondicionarse para asegurar que esté dentro del intervalo deseado. En el caso donde la señal de información 2302 es digital, la señal oscilante 2306 puede variar entre frecuencias discretas. Por ejemplo, en un sistema binario, una primera frecuencia corresponde a una frecuencia digital "alta" y una segunda frecuencia corresponde a una frecuencia digital "baja". Cualquier frecuencia puede corresponder a "alta" o "baja", dependiendo de la convención que se esté utilizando. Esta operación se denomina manipulación de desplazamiento de frecuencia (FSK) que es una subconjunto de FM. Si la señal de información 2302 es analógica, la frecuencia de la señal oscilante 2306 variará como función de la señal analógica, y no queda limitada al subconjunto de FSK antes descrito.

La señal oscilante 2306 es una señal de frecuencia modulada que puede ser una onda senoidal, una onda cuadrada, una onda triangular, un pulso o cualquier otra forma de onda periódica o continua. Como ya se señaló antes, cualquier experto en este campo reconocerá las limitaciones físicas y los obstáculos matemáticos para lograr formas de onda exactas o perfectas y no se pretende que esta invención genere o requiera de una forma de onda perfecta. Una vez más, como ya se mencionó, para facilidad del análisis, el término "forma de onda rectangular" se utilizará para referirse a las formas de onda que son esencialmente rectangulares, el término "onda cuadrada" se referirá a las formas de onda que son esencialmente cuadradas, el término "onda triangular" se referirá a las formas de onda que son esencialmente triangulares y el término "pulso" se referirá a las formas de onda que son esencialmente un pulso, y no se pretende que esta invención genere o requiera de una onda cuadrada, onda triangular o pulso perfecto. 3.3.1.2 Descripción estructural El diseño y el uso de un oscilador de voltaje controlado 2304 es bien conocido para los expertos en este campo. El VCO 2304 puede diseñarse y fabricarse a partir de componentes discretos o .puede adquirirse en el comercio.

El VCO 2304 acepta una señal de información 2302 desde una fuente. La señal de información 2302 se encuentra en la banda base y en general es una señal eléctrica dentro de un intervalo de voltaje prescrito. Si la señal de información es digital, el voltaje estará a niveles discretos. Si la información es analógica, el voltaje será continuamente variable entre los niveles superior e inferior. El VCO 2304 utiliza el voltaje de la señal de información 2302 para ocasionar que se dé salida a una señal oscilante modulada 2306. La señal de información 2302, debido a que es una señal de banda base y se utiliza para modular la señal oscilante, puede denominarse señal de banda base moduladora 2302. La frecuencia de la señal oscilante 2306 varía como una función del voltaje de la señal de banda base moduladora 2302. Si la señal de banda base moduladora 2302 representa información digital, la frecuencia de la señal oscilante 2306 se encontrará a niveles discretos. Por otra parte, si la señal de banda base moduladora 2302 representa información analógica, la frecuencia de la señal oscilante 2306 será continuamente variable entre los límites de frecuencia superior e inferior. La señal oscilante 2306 puede ser una onda senoidal, una onda rectangular, una onda triangular, un pulso o cualquier otra forma de onda continua y periódica.

La señal oscilante 2307 de frecuencia modulada puede utilizarse para impulsar al módulo interruptor 2802. 3.3.2 El oscilador local (modos PM, AM e "I/Q") Como se mencionó antes, los modos de modulación de fase (PM) y modulación de amplitud (AM) de esta invención utilizan un oscilador local. También el modo de modulación en fase/fase de cuadratura ("I/Q"). Referirse por ejemplo al oscilador local 1406 de la Figura 14, el oscilador local 1610 de la Figura 16 y el oscilador local 1806 de la Figura 18. La invención da apoyo a muchas modalidades del oscilador local. Las modalidades ej emplificativas del oscilador local 2402 (Figura 24) se describen a continuación. Sin embargo, debe entenderse que estos ejemplos se proporcionan únicamente con fines ilustrativos. La invención no está limitada a estas modalidades. 3.3.2.1 Descripción operativa Se genera una señal oscilante 2404. La frecuencia de la señal 2404 puede seleccionarse, pero en general se considera como "variable". Es decir, la frecuencia puede seleccionarse para que sea un valor específico para una implementación específica, pero en general no varia como función de la señal de información 2302 (es decir, la señal de banda base de modulación) . La señal oscilante 2404 en general es una onda senoidal, pero también puede ser una onda rectangular, una onda triangular, un pulso o cualquier otra forma de onda continua y periódica. Como se señaló antes, un experto en este campo reconocerá las limitaciones físicas y los obstáculos matemáticos para lograr formas de onda exactas o perfectas y no se pretende en la invención generar o requerir de una forma de onda perfecta. Una vez más, como ya se mencionó, para facilidad del análisis, el término "forma de onda rectangular" se utilizará para referirse a las formas de onda que son esencialmente rectangulares, el término "onda cuadrada" se referirá a las formas de onda que son esencialmente cuadradas, el término "onda triangular" se referirá a formas de onda que son esencialmente triangulares y el término "pulso" se referirá a formas de onda que son esencialmente un pulso, y no se pretende que esta invención genere o requiera de una onda cuadrada, triangular o pulso perfecto. 3.3.2.2 Descripción estructural El diseño y el uso de un oscilador local 2402 es bien conocido para los expertos en este campo. Un oscilador local 2402 puede diseñarse y fabricarse a partir de componentes discretos o puede adquirirse en el mercado.

Un oscilador local 2402 en general está ajustado para dar salida a una frecuencia específica. La salida puede "fijarse" o puede ser " selecciónatele " con base en el diseño del circuito. Si es fija, la salida se considera esencialmente una frecuencia fija que no puede cambiar. Si la frecuencia de salida es seleccionable , el diseño del circuito permitirá que una señal de control se aplique al oscilador local 2402 para cambiar la frecuencia para diferentes aplicaciones. Sin embargo, la frecuencia de salida de un oscilador local 2402 no se considera como "variable" como una función de una señal de información 2302, por ejemplo la señal de banda base moduladora 2302. (Si se deseara que la frecuencia de salida de un oscilador fuera variable como función de la señal de información, se utilizaría de preferencia un VCO.) La señal oscilante 2404 en general es una onda senoidal, pero también puede ser una onda rectangular, una onda triangular, un pulso o cualquier otra forma de onda continua y periódica. La salida de un oscilador local 2402 puede ser una entrada a los otros componentes del circuito, por ejemplo un modulador de fase 2606, un circuito de desplazamiento de fase 2504, un módulo de interruptor 3102, etc . 3.3.3 El desplazador de fase (modo "I/Q" ) Como se mencionó antes, el modo de modulación en fase/fase de cuadratura ("I/Q") de esta invención utiliza un desplazador de fase. Ver por ejemplo el desplazador de fase 1810 de la Figura 18. La invención da apoyo a varias modalidades del desplazador de fase. Las modalidades ej emplificativas del desplazador de fase 2504 (Figura 25) se describen a continuación. La invención no está limitada a estas modalidades. La descripción aquí contenida es para un "desplazador de fase de 90o". El desplazador de fase de 90° se utiliza como un caso de explicación y un experto entenderá que pueden utilizarse otros desplazadores de fase sin apartarse por ello de la intención de esta invención. 3.3.3.1 Descripción operativa Una señal oscilante "en fase" 2502 es recibida y se da salida a una señal oscilante "de fase de cuadratura" 2506. Si la señal en fase ("I") 2502 se denomina onda de seno, entonces la señal de fase de cuadratura ("Q") 2506 puede denominarse onda de coseno (es decir, la señal "Q" 2506 está a 90° fuera de fase respecto a la señal "I" 2502) . Sin embargo, también pueden ser ondas rectangulares, triangulares, pulsos o cualquier otra forma de onda continua y periódica. Como se señaló antes, un experto en la técnica relevante reconocerá que hay limitaciones físicas y obstáculos matemáticos para lograr formas de onda exactas o perfectas y no se pretende en la invención generar o requerir de formas de onda perfectas. Una vez más, como ya se mencionó, para facilidad del análisis, el término "forma de onda rectangular" se utilizará para referirse a las formas de onda que son esencialmente rectangulares, el término "onda cuadrada" se referirá a las formas de onda que son esencialmente cuadradas, el término "onda triangular" se referirá a formas de onda que son esencialmente triangulares y el término "pulso" se referirá a formas de onda que son esencialmente un pulso, y no se pretende que esta invención genere o requiera de una onda cuadrada, triangular o pulso perfecto. Sin importar las formas de las ondas, la señal "Q" 2506 está fuera de fase respecto a la señal "I" 2506 en un periodo de un cuarto de la forma de onda. La frecuencia de las señales "I" y "Q" 2502 y 2506 es esencialmente igual . El análisis aquí contenido se dirigirá a la modalidad más prevalente donde hay dos señales intermedias separadas por 90°. Esto no es una limitante de la invención. Será evidente para los expertos en la técnica que las técnicas que se muestran y aplican aquí a la modalidad "I/Q" de la presente invención también,- se aplican a modalidades más exóticas donde las señales intermedias se desplazan en cantidades distintas a 90° y en donde puede haber más de dos frecuencias intermedias . 3.3.3.2 Descripción estructural El diseño y uso del desplazador de fase 2504 es bien conocido para los expertos en este campo. Un desplazador de fase 2504 puede diseñarse y fabricarse a partir de componentes discretos o puede adquirirse en el mercado. Un desplazador de fase acepta una señal oscilante "en fase" ("I") 2502 proveniente de cualquier cantidad de fuentes, por ejemplo un VCO 2304 o un oscilador local 2402 y da salida a una señal oscilante de "fase de cuadratura" ("Q") 2506 que tiene esencialmente la misma frecuencia y esencialmente la misma forma que la señal "I" entrante 2502, pero con la fase desplazada en 90°. Las dos señales, "I" y "Q", 2502 y 2506, en general son ondas senoidales pero también pueden ser ondas rectangulares, triangulares, pulsos o cualquier otra forma de onda continua y periódica. Sin importar la forma de las ondas, la señal "Q" 2506 está fuera de fase respecto a la señal "I" 2502 en un periodo de un cuarto de onda. Las dos señales "I" y "Q" 2502 y 2506 pueden estar moduladas. La salida de un desplazador de fase 2504 puede utilizarse como una entrada a un modulador de fase 2606. 3.3.4 El modulador de fase (Modos PM e "I/Q") Como ya se mencionó antes, el modo de modulación de fase (PM) que incluye al modo de modulación en fase/fase de cuadratura ("I/Q") de la invención emplea un modulador de fase. Referirse por ejemplo al modulador de fase 1404 de la Figura 14 y a los moduladores de fase 1804 y 1816 de la Figura 18. La invención da soporte a varias modalidades del modulador de fase. Las modalidades ej emplificativas del modulador de fase 2606 (Figura 26) se describen a continuación. Sin embargo, debe entenderse que estos ejemplos se proporcionan sólo con fines ilustrativos. La invención no está limitada a estas modalidades. 3.3.4.1 Descripción operativa Se aceptan una señal de información 2602 y una señal oscilante 2604 y una señal oscilante 2608 de fase modulada cuya fase varía como una función de la señal de información 2602 se obtiene como salida. La señal de información 2602 puede ser analógica o digital y puede estar acondicionada para asegurar que esté dentro del intervalo deseado. La señal oscilante 2604 puede ser una onda senoidal, rectangular, un pulso o cualquier otra forma de onda continua y periódica. Como se señaló antes, un experto en la técnica reconocerá que hay limitaciones físicas y obstáculos matemáticos para lograr formas de onda exactas o perfectas lo cual no es la intención de esta invención. Una vez más, como ya se mencionó, para facilidad del análisis, el término "forma de onda rectangular" se utilizará para referirse a las formas de onda que son esencialmente rectangulares, el término "onda cuadrada" se referirá a las formas de onda que son esencialmente cuadradas, el término "onda triangular" se referirá a formas de onda que son esencialmente triangulares y el término "pulso" se referirá a formas de onda que son esencialmente un pulso, y no se pretende que esta invención genere o requiera de una onda cuadrada, triangular o pulso perfecto. La señal oscilante modulada 2608 también se conoce como señal intermedia modulada 2608. En el caso donde la señal de información 2602 es digital, la señal intermedia modulada 2608 desplazará la fase entre valores discretos, la primera fase (por ejemplo, para una señal representada por sen (cot+0o) ) corresponde a una señal digital "alta", y la segunda fase (por ejemplo, una señal representada por sen (G>t+00+5) , en donde d representa la magnitud en que la fase ha sido desplazada) y corresponde a una señal digital "baja". Cualquier fase puede corresponder a "alta" o "baja" dependiendo de la convención que se esté utilizando. A esta operación se le denomina manipulación por desplazamiento de fase (PSK) que es un subconjunto de PM.

Si la señal de información 2602 es analógica, la fase de la señal intermedia modulada 2608 variará como una función de la señal de información 2602 y no está limitada al subconjunto de PSK antes descrito. La señal intermedia modulada 2608 es una señal de fase modulada que puede ser una onda senoidal, rectangular, triangular, un pulso o cualquier otra forma de onda continua y periódica, y que tiene esencialmente el mismo periodo que la señal oscilante 2604. 3.3.4.2 Descripción estructural El diseño y uso de un modulador de fase 2606 es bien conocido para los expertos en este campo . Un modulador de fase 2606 puede diseñarse y fabricarse a partir de componentes discretos o puede adquirirse en el mercado. Un modulador de fase 2606 acepta una señal de información 2602 proveniente de una fuente y una señal oscilante 2604 proveniente de un oscilador local 2402 o un desplazador de fase 2504. La señal de información 2602 se encuentra en la banda base y en general es una señal eléctrica dentro de un intervalo prescrito de voltaje. Si la información es digital, el voltaje se hará a niveles discretos. Si la información es analógica, el voltaje se hará continuamente variable entre un nivel superior y un nivel inferior, como función de la señal de información 2602. El modulador de fase 2606 utiliza el voltaje de la señal de información 2602 para modular la señal oscilante 2604 y ocasiona que una señal modulada intermedia 2604 se obtenga como salida. La señal de información 2602, debido a que es una señal de banda base y se utiliza para modular la señal oscilante, puede denominarse señal de banda base moduladora 2604. La señal intermedia modulada 2608 es una señal oscilante cuya fase varia como función del voltaje de la señal de banda base moduladora 2602. Si la señal de banda base moduladora 2602 representa información digital, la fase de la señal intermedia modulada 2608 se desplazará en una magnitud discreta (por ejemplo la señal intermedia modulada 2608 se desplazará en una magnitud d entre sen (cot+??) y sen (rot+??+d) ) . Por otra parte, si la señal de banda base moduladora 2602 representa información analógica, la fase de la señal intermedia modulada 2608 se desplazará continuamente entre sus límites de fase superior e inferior como una función de la señal de información 2602. En una modalidad ej emplificativa, los límites superior e inferior de la señal intermedia modulada 2608 pueden estar representados por sen (cot+90) y sen (oot+??+p) . En otras modalidades, el intervalo del desplazamiento de fase puede ser menor a p. La señal intermedia modulada 2608 puede ser una onda senoidal, rectangular, triangular. un pulso o cualquier otra forma de onda continua y periódica . La señal intermedia de fase modulada 2608 se utiliza entonces para impulsar un módulo interruptor 2802. 3.3.5 El módulo sumador (modo AM) Como ya se mencionó, el modo de modulación de amplitud (AM) de la invención utiliza un módulo sumador. Ver por ejemplo, el módulo sumador 1606 de la Figura 16. La invención apoya numerosas modalidades del módulo sumador. Las modalidades ej emplificativas del módulo sumador 2706 (Figura 27) se describen a continuación. Sin embargo, se entenderá que estos ejemplos se proporcionan sólo con fines ilustrativos. La invención no está limitada a estas modalidades. También puede utilizarse en el modo "I/Q" cuando la modulación es AM. El módulo sumador 2706 no necesita utilizarse en todas las modalidades AM. 3.3.5.1 Descripción operativa Una señal de información 2702 y una señal de polarización 2702 son aceptadas y se da salida a una señal de referencia. La señal de información 2702 puede ser analógica o digital y puede acondicionarse para asegurar que quede dentro del intervalo adecuado, a fin de no producir daño a ninguno de los componentes del circuito.

La señal de polarización 2704 normalmente es una señal de corriente continua (CC) . En caso de que la señal de información 2702 sea digital, la señal de referencia 2706 se desplaza entre valores discretos, el primer valor corresponde a una señal digital "alta" y el segundo valor corresponde a una señal digital "baja". Cualquier valor puede corresponder a "alto" o "bajo" dependiendo de la convención que se esté utilizando. Esta operación se denomina manipulación por desplazamiento de amplitud (ASK) que es un subconjunto de AM. Si la señal de información 2702 es analógica, el valor de la señal de referencia 2708 variará en forma lineal entre los extremos superior e inferior, que corresponden a los límites superior e inferior de la señal de información 2702. Una vez más, cualquiera de los extremos de la señal de referencia 2708 puede corresponder - a los límites superior o inferior de la señal de información 2702, dependiendo de la convención que se utilice. La señal de referencia 2708 es una señal digital o analógica y es esencialmente proporcionar a la señal de información 2702. 3.3; 5.2 Descripción estructural El diseño y uso de un módulo sumador 2706 es bien conocido para los expertos en este campo. El módulo sumador 2706 puede diseñarse y fabricarse a partir de componentes discretos o puede adquirirse en el mercado. Un módulo sumador 2706 acepta una señal de información 2702 proveniente de una fuente. La señal de información 2702 se encuentra en la banda base y en general es una señal eléctrica dentro de un intervalo de voltaje prescrito. Si la señal de información es digital, la señal de información 2702 corresponde a cualquiera de los dos niveles discretos. Si la información es analógica, la señal de información 2702 es continuamente variable entre los niveles superior e inferior. El módulo sumador 2706 emplea el voltaje de la información de señal 2702 y los combina con una señal de polarización 2704. La salida del módulo sumador 2706 se denomina señal de referencia 2708. El propósito del módulo sumador 2706 es producir la señal de referencia 2708 para que quede dentro de un intervalo de señal deseado. Un experto en este campo reconocerá que la señal de información 2702 puede utilizarse directamente, sin que sea sumada con la señal de polarización 2704, si ya está dentro del intervalo deseado. La señal de información 2702 es una señal de banda base pero, típicamente, en una modalidad AM, no se utiliza para modular directamente una señal oscilante. La amplitud de la señal de referencia 2708 se encuentra a nivele discretos y la señal de información 2702 representa información digital. Por otra parte, la amplitud de la señal de referencia 2708 es continuamente variable entre los límites superior e inferior si la señal de información 2702 representa información analógica. La amplitud de la señal de referencia 2708 es esencialmente proporcional a la señal de información 2702, sin embargo, una señal de referencia positiva 2708 no necesita representar una señal de información positiva 2702. La señal de referencia 2708 se enruta hacia la primera entrada 3108 de un módulo interruptor 3102. En una modalidad ej emplificativa, un resistor 2824 está conectado entre la salida del módulo sumador 2706 (o la fuente de la señal de información 2702 en la modalidad en donde el amplificador sumador 2706 no se utiliza) y el interruptor 3116 del módulo interruptor 3102. 3.3.6 El módulo interruptor (modos FM, PM y "I/Q") Como ya se mencionó antes, los modos de modulación de frecuencia (FM) , modulación de fase (PM)- y modulación en fase/fase de cuadratura ("I/Q") de esta invención utilizan un ensamble interruptor al que se hace referencia como módulo interruptor 2802 (Figuras 28A-28C) . Como un ejemplo, el módulo interruptor 2802 es un componente en el módulo interruptor 1214 de la Figura 12, el módulo interruptor 1410 de la Figura 14 y los módulos interruptores 1822 y 1828 de la Figura 18. La invención da soporte a varias modalidades del módulo interruptor. Las modalidades ej emplificativas de este módulo se describen a continuación. Sin embargo, debe entenderse que estos ejemplos se proporcionan sólo con fines ilustrativos. La invención no está limitada a estas modalidades precisas. El módulo interruptor 2802 y su operación en el modo FM, PM e "I/Q" es esencialmente igual a la operación en el modo AM, que se describirá en las secciones 3.3.7-3.3.7.2. 3.3.6.1 Descripción operativa Una señal de polarización 2806 se controla por compuerta como resultado de la aplicación de una señal oscilante modulada 2804 y se crea una señal con una forma de onda armónicamente rica 2814. La señal de polarización 2806 en general es de un voltaje fijo. La señal oscilante modulada 2804 puede ser de frecuencia modulada, fase modulada o cualquier otro esquema de modulación o combinación de los mismos. En algunas modalidades, como en ciertos modos de manipulación de desplazamiento de amplitud, la señal oscilante modulada 2804 también puede ser de amplitud modulada. La señal oscilante modulada 2804 puede ser una onda senoidal, rectangular, triangular, un pulso o cualquier otra forma de onda continua y periódica. En una modalidad preferida, la señal oscilante modulada 2804 sería una onda rectangular. Como se señaló antes, un experto en la técnica relevante reconocerá que hay limitaciones físicas y obstáculos matemáticos para lograr formas de onda exactas o perfectas y no se pretende en la invención generar o requerir de formas de onda perfectas. Una vez más, como ya se mencionó, para facilidad del análisis, el término "forma de onda rectangular" se utilizará para referirse a las formas de onda que son esencialmente rectangulares, el término "onda cuadrada" se referirá a las formas de onda que son esencialmente cuadradas, el término "onda triangular" se referirá a formas de onda que son esencialmente triangulares y el término "pulso" se referirá a formas de onda que son esencialmente un pulso, y no se pretende que esta invención genere o requiera de una onda cuadrada, triangular o pulso perfecto . La señal con la forma de onda armónicamente rica 2814, que a continuación se le denomina señal armónicamente rica 2814, es una forma de onda continua y periódica que se modula esencialmente igual que la señal modulada oscilante 2804. Es decir, si la señal modulada oscilante 2804 se modula en frecuencia, la señal armónicamente rica 2814 también se modulará en frecuencia y si la señal modulada oscilante 2804 es de fase modulada, la señal armónicamente rica 2814 también será de fase modulada. (En una modalidad, la señal armónicamente rica 2814 es una forma de onda esencialmente rectangular.) Como se señaló antes, una forma de onda continua y periódica, por ejemplo una onda rectangular, tiene componentes senoidales (armónicos) a frecuencias que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda subyacente (las frecuencias del componente Fourier) . Por lo tanto, la señal armónicamente rica 2814 está compuesta de señales senoidales a frecuencias que son múltiplos enteros de la propia frecuencia fundamental. 3.3.6.2 Descripción estructural El módulo interruptor 2802 de una modalidad de esta invención está comprendido de una primera entrada 2808, una segunda entrada 2810, una entrada de control 2820 y una salida 2822 y un interruptor 2816. La señal de polarización 2806 se aplica a la primera entrada 2808 del módulo interruptor 2802. En general, la señal de polarización 2806 es un voltaje fijo y en una modalidad de la invención, un resistir 2824 está ubicado entre la señal de polarización 2806 y el interruptor 2816. La segunda entrada 2810 del módulo interruptor 2802 en general está en tierra eléctrica 2812. Sin embargo, un experto en esta técnica reconocerá que existen modalidades alternativas donde la segunda entrada 2810 puede no estar en tierra eléctrica 2812, pero sin embargo sería una segunda señal 2818, siempre y cuando la segunda señal 2818 sea diferente a la señal de polarización 2806. Una señal oscilante modulada 2804 está conectada a la entrada de control 2820 del módulo interruptor 2802. La señal oscilante modulada 2804 puede ser de frecuencia modulada o de fase modulada. (En algunas circunstancias y modalidades puede ser de amplitud modulada, por ejemplo en manipulación activa/desactivada, pero en general esto no es el caso y no se describirá aquí.) La señal oscilante modulada 2804 puede ser una onda senoidal, una onda rectangular, triangular, un pulso o cualquier otra forma de onda continua y periódica. En una modalidad preferida, se tratará de una onda rectangular. La señal oscilante modulada 2804 hace que el interruptor 2816 se cierre y se abra . La señal armónicamente rica 2814 descrita en la sección 3.3.6.1 anterior se encuentra en la salida 2822 del módulo interruptor 2802. La señal armónicamente rica 2814 es una forma de onda continua y periódica que está modulada esencialmente igual que la señal oscilante modulada 2804. Es decir, si la señal oscilante modulada 2804 es de frecuencia modulada, la señal armónicamente rica 2814 también será de frecuencia modulada y si la señal oscilante modulada 2804 es de fase modulada, la señal armónicamente rica 2814 también será de fase modulada. En una modalidad, la señal armónicamente rica 2814 tiene una forma de onda esencialmente rectangular. Como ya se señaló antes, una forma de onda continua y periódica, por ejemplo una onda rectangular, tiene componentes senoidales (armónicos) a frecuencias que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda subyacente (frecuencia del componente Fourier) . Por lo tanto, la señal armónicamente rica 2814 está compuesta de señales senoidales a frecuencias que son múltiplos enteros de la propia frecuencia fundamental. Cada una de estas señales senoidales también está modulada esencialmente igual que la forma de onda continua y periódica (es decir, la señal oscilante modulada 2804) de la cual se derivó. El módulo interruptor 2802 opera en la siguiente forma. Cuando el interruptor 2816 se "abre" la salida 2822 del módulo interruptor 2802 es esencialmente el mismo nivel de voltaje que la señal de polarización 2806. Por lo tanto, como la señal armónicamente rica 2814 está conectadas directamente a la salida 2822 del módulo interruptor 2802, la amplitud de la señal armónicamente rica 2814 es igual a la amplitud a la señal de polarización 2806. Cuando la señal oscilante modulada 2804 provoca que el interruptor 2816 quede "cerrado", la salida 2822 del módulo interruptor 2802 queda conectada eléctricamente a la segunda entrada 2810 del módulo interruptor 2802 (por ejemplo, tierra 2812 en la modalidad de la invención) , y la amplitud de la señal armónicamente rica 2814 se iguala con el potencial presente en la segunda entrada 2810 (por ejemplo cero voltios para la modalidad, en donde la segunda entrada 2810 está conectada a tierra eléctrica 2812) . Cuando la señal modulada oscilante 2804 hace que el interruptor 2816 se "abra" de nuevo, la amplitud de la señal armónicamente rica 2814 de nuevo se iguala a la señal de polarización 2806. Por lo tanto, la amplitud de la señal armónicamente rica 2814 está en cualquiera de los dos niveles de señal, es decir la señal de polarización 2806 o tierra 2812 y tiene una frecuencia que es esencialmente igual a la frecuencia de la señal modulada oscilante 2804 que produce que el interruptor 2816 se abra y se cierre. La señal armónicamente rica 2814 se modula esencialmente igual que la señal oscilante modulada 2804. Un experto en este campo reconocerá que cualquiera de los varios diseños de interruptor cumplirá satisfactoriamente con el alcance y espíritu de la presente invención. En una modalidad de la invención, el interruptor 2816 es un dispositivo semiconductor, por ejemplo un anillo diodo. En otra modalidad, el interruptor es un transistor, por ejemplo un transistor de efecto de campo (FET) . En una modalidad donde el FET es arsenuro de galio (GaAs) , el módulo interruptor 2802 puede diseñarse como se observa en las Figura 29A, 29C, donde la señal oscilante modulada 2804 está conectada a la compuerta 2402 del GaAs FET 2901, la señal de polarización 2806 está conectada a través de un resistor de polarización 2824 a la fuente 2904 del GaAs FET 2901 y la tierra eléctrica 2812 está conectada al drena 2906 del GaAs FET 2901. (En una modalidad alternativa mostrada en la 29C, una segunda señal 2818 puede estar conectada al dren 2906 del GaAs FET 2901) . Como el dren y la fuente del GaAs FET son intercambiables, la señal de polarización 2806 puede aplicarse ya sea a la fuente 2104 o al dren 2906. Si existe preocupación porque haya asimetría entre la fuente y el dren en el GaAs FET, el módulo interruptor puede diseñarse como se muestra en las Figuras 30A-30C, donde el GaAs FET 3002 y 3004 se conectan entre sí, donde la fuente 3010 del primer GaAs FET 3002 conectado al dren 3012 del segundo GaAs FET 3004 y el dren 3006 del primer GaAs FET 3002 están conectados a la fuente 3008 del segundo GaAs FET 3004. Este arreglo de diseño equilibrará esencialmente todas las asimetrías. Una implementación alternativa del diseño incluye un "capacitor de estancia" en donde un lado del capacitor está conectado a la primera entrada del interruptor y el otro lado del capacitor está conectado a la segunda entrada del interruptor. El propósito del diseño es aumentar la apertura aparente del pulso sin aumentar realmente su anchura. Otros diseños e implementaciones de interruptor serán evidentes para los expertos en este campo. La salida 2822 del módulo interruptor 2802, es decir la señal armónicamente rica 2814, puede enrutarse a un filtro 3504 en los modos F y PM o a un sumador 3402 en el modo "I/Q" . 3.3.7 El módulo del interruptor (modo AM) Como se mencionó antes, el modo de modulación de amplitud (AM) de la invención utiliza un ensamble de interrupción al que se le denomina módulo de interrupción 3102 (Figuras 31A-31C) . Como un ejemplo, el módulo de interrupción 3102 es un componente en el módulo de interruptor 1614 de la Figura 16. La invención da soporte a muchas modalidades del módulo de interruptor. Las modalidades ej emplificativas del módulo de interrupción 3102 se describen a continuación. Sin embargo, debe entenderse que estos ejemplos se proporcionan con fines ilustrativos solamente. La invención no está limitada a estas modalidades. El módulo de interrupción 3102 y su operación en el modo AM son esencialmente iguales ya que su operación en los modos FM, PM y "I/Q" se describen en las secciones 3.3.6-3.3.6.2 anteriores. 3.3.7.1 Descripción operativa Una señal de referencia 3106 se controla por compuerta como resultado de la aplicación de una señal oscilante 3104 y una señal con una forma de onda armónicamente rica 3114 es la que se origina. La señal de referencia 3106 es una función de la señal de información 2702 y, por ejemplo puede ser ya sea la suma de la señal de información 2702 con una señal de polarización 2704 o puede ser la señal de información 2702. En el modo AM, la señal oscilante 3104 en general no está modulada, pero puede estarlo . La señal oscilante 3104 puede ser una onda senoidal, rectangular, triangular, un pulso o cualquier otra forma de onda continua y periódica. En una modalidad preferida, puede ser una onda rectangular. Como se señaló antes, un experto en la técnica relevante reconocerá que hay limitaciones físicas y obstáculos matemáticos para lograr formas de onda exactas o perfectas y no se pretende en la invención generar o requerir de formas de onda perfectas. Una vez más, como ya se mencionó, para facilidad del análisis, el término "forma de onda rectangular" se utilizará para referirse a las formas de onda que son esencialmente rectangulares, el término "onda cuadrada" se referirá a las formas de onda que son esencialmente cuadradas, el término "onda triangular" se referirá a formas de onda que son esencialmente triangulares y el término "pulso" se referirá a formas de onda que son esencialmente un pulso, y no se pretende que esta invención genere o requiera de una onda cuadrada, triangular o pulso perfecto. La señal con una forma de onda armónicamente rica 3114 se denominará en lo sucesivo señal armónicamente rica 3114, y es una forma de onda continua y periódica cuya amplitud es una función de la señal de referencia. Es decir, es una señal AM. En una modalidad, la señal armónicamente rica 3114 tiene una forma de onda esencialmente rectangular. Como ya se señaló antes, una forma de onda continua y periódica, por ejemplo una onda rectangular, tendrá componentes senoidales (armónicos) a frecuencias que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda subyacente (las frecuencias del componente Fourier) . Por lo tanto, señal armónicamente rica 3114 está compuesta de señales senoidales a frecuencias que son múltiplos enteros de la propia frecuencia fundamental. Los expertos en este campo reconocerán que existen modalidades alternativas en combinación de modulaciones (por ejemplo PM y ASK, FM y AM, etc.) que pueden' utilizarse simultáneamente. En estas modalidades alternativas, la señal oscilante 3104 puede modularse. Estas modalidades alternativas serán evidentes para las personas expertas y por lo tanto no se describirán aquí . 3.3.7.2 Descripción estructural El módulo interruptor 3102 de esta invención está comprendido de una primera entrada 3108, una segunda entrada 3110, una entrada de control 3120 una salida 3122 y un interruptor 3116. Una señal de referencia 3106 se aplica a la primera entrada 3108 del módulo interruptor 3102. En general, la señal de referencia 3106 es una función de la señal de información 2702 y también puede ser la suma de la señal de información 2702 con una señal de polarización o puede ser la propia señal de información 2702. En una modalidad de la invención, un resistor 3124 está ubicado entre la señal de referencia 3106 y el interruptor 3116. La segunda entrada 3110 del módulo interruptor 3102 en general es tierra eléctrica 3112, sin embargo, un experto en este campo reconocerá que existen modalidades alternativas donde la segunda entrada 3110 puede no ser una tierra eléctrica 3112, sino que puede estar conectada a una segunda señal 3118. En una modalidad alternativa, el valor invertido de la señal de referencia 3106 está conectado a la segunda entrada 3110 del módulo interruptor 3102. Una señal oscilante 3104 está conectada a la entrada de control 3120 del módulo interruptor 3102. En general, en el modo AM, la señal oscilante modulada 3104 no está modulada, pero un experto en este campo reconocerá que hay modalidades donde la señal oscilante 3104 puede ser de frecuencia modulada o de fase modulada, pero éstas no se describirán aquí. La señal oscilante 3104 puede ser una onda senoidal, una onda rectangular, triangular, un pulso o cualquier otra forma de onda continua y periódica. En una modalidad preferida, se tratará de una onda rectangular. La señal oscilante 3104 hace que el interruptor 3116 se cierre y se abra. La señal armónicamente rica 3114 descrita en la sección 3.3.7.1 anterior se encuentra en la salida 3122 del módulo interruptor 3102. La señal armónicamente rica 3114 es una forma de onda continua y periódica cuya amplitud es función de la amplitud de la señal de referencia. En una modalidad, la señal armónicamente rica 3114 tiene una forma de onda esencialmente rectangular. Como ya se señaló antes, una forma de onda continua y periódica, por ejemplo una onda rectangular, tiene componentes senoidales (armónicos) a frecuencias que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda subyacente (las frecuencias del componente Fourier) . Por lo tanto, la señal armónicamente rica 3114 está compuesta de señales senoidales a frecuencias que son múltiplos enteros de la propia frecuencia fundamental. Como ya se describió previamente, la amplitud relativa de las armónicas de una forma de onda continua y periódica en general es función de la proporción entre el ancho de pulso de la onda rectangular y el periodo de la frecuencia fundamental y pueden determinarse haciendo un análisis de Fourier en la forma de onda periódica. Cuando la amplitud de la forma de onda periódica varía, como en el modo AM de la invención, el cambio en la amplitud de la forma de onda periódica tiene un efecto proporcional sobre la amplitud absoluta de la armónica. En otras palabras, la AM se incrusta en la parte superior de cada una de las armónicas. La descripción del módulo conmutador 3102 es esencialmente la siguiente: cuando el interruptor 3116 se "abre", la amplitud de la señal armónicamente rica 3114 es esencialmente igual a la señal de referencia 3106. Cuando la señal oscilante 3104 hace que el interruptor 3116 se "cierre", la salida 3122 del módulo interruptor 3102 queda conectada eléctricamente a la segunda entrada 3110 del módulo conmutador 3102 (por ejemplo tierra 3112 en una modalidad) y la amplitud de la señal armónicamente rica 3114 queda igual al valor de la segunda entrada 3110 (por ejemplo cero voltios para la modalidad donde la segunda entrada 3110 está conectada a tierra eléctrica 3112) . Cuando la señal oscilante 3104 hace que el interruptor 3116 se "abra" de nuevo, la amplitud de la señal armónicamente rica 3114 de nuevo queda esencialmente igual a la de la señal de referencia 3106. Por lo tanto, la amplitud de la señal armónicamente rica 3114 se encuentra a cualquiera de los dos niveles de señal, es decir la señal de referencia 3106 o tierra 3112 y tiene una frecuencia que es esencialmente igual a la frecuencia de la señal oscilante 3104 que ocasiona que el interruptor 3116 se abra y se cierre. En una modalidad alternativa donde la segunda entrada 3110 está conectada a la segunda señal 3118, la señal armónicamente rica 3114 varía entre la señal de referencia 3106 y la segunda señal 3118. Un experto en este campo reconocerá que cualquiera de varios diseños de módulo de interruptor cumplirá con el alcance y espíritu de esta invención. En una modalidad de la invención, el interruptor 3116 es un dispositivo semiconductor, por ejemplo un anillo diodo. En otra modalidad, el interruptor es un transistor, de manera irrestricta un transistor de efecto de campo (FET) . En una modalidad donde el FET es arsenuro de galio (GaAs) , el módulo puede diseñarse como se observa en las Figura 32A, 32C, donde la señal oscilante 3104 está conectada a la compuerta 3202 del GaAs FET 3201, la señal de referencia 3106 está conectada a la fuente 3204 y la tierra eléctrica 3112 está conectada al dren 3206 (en la modalidad en donde la tierra 3112 se selecciona como el valor de la segunda entrada 3110 del módulo interruptor 3102) . Como el dren y la fuente del GaAs FET son intercambiables, la señal de referencia 3106 puede aplicarse ya sea a la fuente 3204 o al dren 3206. Si existe preocupación porque haya cierta asimetría entre la fuente y el dren en el GaAs FET 3201, el interruptor 3116 puede diseñarse como se muestra en las Figuras 33A-33C, donde dos GaAs FET, 3302 y 3304 se conectan entre sí, con la fuente 3310 del primer GaAs FET 3302 conectado al dren 3312 del segundo GaAs FET 3304 y el dren 3306 del primer GaAs FET 3302 están conectados a la fuente 3308 del segundo GaAs FET 3304. Este arreglo de diseño equilibrará esencialmente todas las asimetrías. Una implementación alternativa del diseño incluye un "capacitor de estancia" en donde un lado del capacitor está conectado a la primera entrada del interruptor y el otro lado del capacitor está conectado a la segunda entrada del interruptor. El propósito del diseño es aumentar la apertura aparente del pulso sin aumentar realmente su anchura. Otros diseños e implementaciones de interruptor serán evidentes para los expertos en este campo. La salida 3122 del módulo interruptor 3102, es decir la señal armónicamente rica 3114, puede enrutarse a un filtro 3504 en el modo AM. 3.3.8 El sumador (modo "I/Q") Como se mencionó antes, el modo de modulación en fase/fase de cuadratura ("I/Q") como modalidad de esta invención utiliza un sumador. Referirse por ejemplo al sumador 1832 en la Figura 18. La invención soporta varias modalidades del sumador. Las modalidades ej emplificativas del sumador 1832 (Figura 34) se describen a continuación. Sin embargo, se entenderá que estos ejemplos se proporcionan sólo con fines ilustrativos. La invención está limitada a estas modalidades. 3.3.8.1 Descripción operativa Una señal modulada "I" 3904 y una señal modulada "Q" 3406 se combinan en una señal modulada "I/Q" 3408 que es la que se genera. En general, las dos señales moduladas "I" y "Q" 3404 y 3406 son formas de onda armónicamente ricas a las que se hace referencia aquí como señal "I" armónicamente rica 3404 y señal "Q" armónicamente rica 3406. Similarmente, la señal modulada "I/Q" 3408 es armónicamente rica y se le denomina señal "I/Q" armónicamente rica. En una modalidad, estas señales armónicamente ricas tienen esencialmente formas de onda rectangulares. Como se señaló antes, un experto en la técnica relevante reconocerá que hay limitaciones físicas y obstáculos matemáticos para lograr formas de onda exactas o perfectas y no se pretende en la invención generar o requerir de formas de onda perfectas. En una modalidad típica, la señal "I" armónicament rica 3404 y la señal "Q" armónicamente rica 340S son de fase modulada, al igual que la señal "I/Q" armónicamente rica 3408. Una persona experta en la técnica en cuestión reconocerá que pueden utilizarse otras técnicas de modulación, por ejemplo modulación de amplitud de la señal "I/Q" para el modo "I/Q" sin apartarse del espíritu y alcance de la invención. Como ya se señaló antes, una forma de onda continua y periódica, por ejemplo la señal "I/Q" armónicamente rica 3404, tiene componentes senoidales (armónicos) a frecuencias que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda subyacente (las frecuencias del componente Fourier) . Por lo tanto, la señal "I/Q" armónicamente rica 3408 está compuesta de señales senoidales a frecuencias que son múltiplos enteros de la propia frecuencia fundamental. Estas señales senoidales también se modulan esencialmente igual que las formas de ondas continuas y periódicas a partir de las cuales, se derivaron. Es decir, en esta modalidad, las señales senoidales son de fase modulada e incluyen la información tanto de la señal modulada "I" como de la señal modulada "Q" . 3.3.8.2 Descripción estructural El diseño y uso de un sumador 3402 es bien conocido para los expertos en este campo. Un sumador 3402 puede diseñarse y fabricarse a partir de estos componentes discretos o puede adquirirse en el mercado. Un sumador 3402 acepta una señal "I" armónicamente rica 3404 y una señal "Q" armónicamente rica 3406 y las combina para crear la señal "I/Q" armónicamente rica 3408. En una modalidad preferida de la invención, la señal "I" armónicamente rica 3404 y la señal "Q" armónicamente rica 3406 son de fase modulada. Cuando la señal "I" armónicamente rica 3404 y la señal "Q" armónicamente rica 3406 son de fase modulada, ambas, la señal "I/Q" armónicamente rica 3408 también es de fase modulada. Como ya se señaló antes, una forma de onda continua y periódica, por ejemplo la señal "I/Q" armónicamente rica 3408, tiene componentes senoidales (armónicos) a frecuencias que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda subyacente (las frecuencias del componente Fourier) . Por lo tanto, la señal "I/Q" armónicamente rica 3408 está compuesta de señales senoidales "I/Q" a frecuencias que son múltiplos enteros de la propia frecuencia fundamental. Estas señales senoidales "I/Q" también se modulan en fase esencialmente igual que la forma de onda continua y periódica a partir de la cual se derivaron (es decir, la señal "I/Q" armónicamente rica 3408) . La salida del sumador 3402 se enruta hacia un filtro 3504. 3.3.9 El filtro (modos FM, PM, AM E "I/Q") Como ya se señaló antes, todos los modos de modulación de la invención utilizan un filtro. Ver por ejemplo el filtro 1218 de la Figura 12, el filtro 1414 de la Figura 14, el filtro 1618 de la Figura 16 y el filtro 1836 de la Figura 18. La invención apoya varias modalidades de filtro. Las modalidades ejemplificativas del filtro 3504 (Figura 35) se describen a continuación. Sin embargo, debe comprenderse que estos ejemplos se proporcionan solamente con fines ilustrativos. La invención no está limitada a estas modalidades. 3.3.9.1 Descripción operativa Una señal modulada con forma de onda armónicamente rica 3502 es aceptada. Se le denomina señal armónicamente rica 3502. Como ya se señaló antes, una forma de onda continua y periódica, por ejemplo la señal armónicamente rica 3502, tiene componentes senoidales (armónicos) a frecuencias que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la forma de onda subyacente (las frecuencias del componente Fourier) . En una modalidad de la invención, las frecuencias armónicas indeseadas se retiran y se da salida a la frecuencia deseada 3506. En una modalidad alternativa, se da salida a una pluralidad de frecuencias armónicas. Los componentes armónicos de la señal armónicamente rica 3502 se modulan de la misma manera que la propia señal armónicamente rica 3502. Es decir, si la señal armónicamente rica 3502 es de frecuencia modulada, todos los otros componentes armónicos de esa señal también son de frecuencia modulada. Lo mismo sucede para la modulación de fase, modulación de amplitud y modulación en el "I/Q". 3.3.9.2 Descripción estructural El diseño y uso de un filtro 3504 es bien conocido para los expertos en este campo. Un filtro 3504 puede diseñarse y fabricarse a partir de componentes discretos o puede adquirirse en el mercado. El filtro 3504 acepta la señal armónicamente rica 3502 que proviene del módulo interruptor 2802 ó 3102 en los modos FM, PM y AM y del sumador 3402 en el modo ("I/Q"). La señal armónicamente rica 3502 es una forma de onda continua y periódica. Por esta razón, está comprendida de componentes senoidales (armónicas) que se encuentran a las frecuencias que son múltiplos enteros de la frecuencia fundamental de la señal armónicamente rica 3502 subyacente. El filtro 3504 retira las señales senoidales que tienen frecuencias no deseadas y la señal 3506 que queda se encuentra la frecuencia deseada y se le denomina señal de salida deseada 3506. Para lograr este resultado, de acuerdo a una modalidad de la invención, se requiere de un filtro 3504 para separar por filtrado las armónicas no deseadas en la señal armónicamente rica 3502. El término "Q" se utiliza para representar la proporción de la frecuencia central de la señal de salida deseada 3506 con el ancho de banda de semipotencia . Volviendo a la Figura 36 observamos una frecuencia deseada 3602 de 900 MHz . El filtro 3504 se utiliza para asegurar que solamente la energía a esa frecuencia 3602 sea transmitida. Por lo tanto, el ancho de banda 3604 a la semipotencia (llamado punto "debajo de 3 DB") debe ser lo más angosta posible. La proporción entre la frecuencia 3602 y el ancho de banda 3604 se define como "Q" . Como se muestra en la Figura 36, si el punto "debajo de 3 DB" es de más o menos 15 Hz, el valor de Q será 900÷ (15+15) o 30. Con la selección apropiada de elementos para cualquier frecuencia particular, las Q del orden de 20 ó 30 pueden lograrse . Para frecuencias de transmisión de rizado, se desea que Q sea lo más alto posible y sea práctico, con base en el entorno y la aplicación específicas. El propósito del filtro 3504 es separar por filtrado las armónicas no deseadas en la señal armónicamente rica. Los circuitos se sintonizan para eliminar todas las otras armónicas excepto la frecuencia deseada 3506 (por ejemplo, la armónica 3602 de 900 MHz) . Volviendo a las Figuras 37A y 37B, observamos los ejemplos de circuitos de filtro. Un experto en este campo reconocerá que varios diseños de filtro cumplirán con el objetivo deseado de pasar la frecuencia deseada mientras se filtran las frecuencias indeseadas. La Figura 37A ilustra un circuito que tiene un capacitor en paralelo con un inductor y está derivado a tierra. En la Figura 37B, un capacitor está en serie con un inductor y un circuito paralelo similar a ese en la Figura 37A está conectado entre el capacitor y el inductor y derivado a tierra. La señal modulada a la frecuencia deseada 3506 puede entonces enrutarse al módulo de transmisión 3804. 3.3.10 El módulo de transmisión (modos FM, P , AM e "I/Q") Como ya se señaló antes, las modalidades de modo de modulación de la invención de preferencia utilizan un módulo de transmisión. Ver por ejemplo el módulo de transmisión 1222 de la Figura 12, el módulo de transmisión 1418 de la Figura 14, el módulo de transmisión 1622 de la Figura 16, el módulo de transmisión 1840 de la Figura 18. El módulo de transmisión es opcional y otras modalidades no incluyen un módulo de transmisión. La invención da soporte a muchas modalidades del módulo de transmisión. Las modalidades ej emplificativas del módulo de transmisión 3804 (Figura 38) se describen a continuación. Sin embargo, debe comprenderse que estos ejemplos se proporcionan solamente con fines ilustrativos. La invención no está limitada a estas modalidades. 3.3.10.1 Descripción operativa Una señal modulada a la frecuencia deseada 3802 es aceptada y transmitida sobre un medio deseado, por ejemplo, de manera irrestricta, transmisión aérea o transmisión por cable punto a punto. 3.3.10.2 Descripción estructural El módulo de transmisión 3804 recibe la señal a la frecuencia EM deseada 3802. Si se pretende que se transmita por aire, la señal puede enrutarse a través de una interfaz de antena opcional y después a la antena para su transmisión. Si se pretende que la señal sea transmitida sobre un cable de un punto a otro, la señal puede enrutarse hacia un impulsor de línea opcional y a través del cable. Un experto en esta técnica reconocerá que pueden utilizarse otros medios de transmisión. 3.3.11 Otras implementaciones Las implementaciones antes descritas se proporcionan con fines de ilustración. Estas implementaciones no pretenden limitar la invención. Otras modalidades de implementación son posibles y están cubiertas por la invención, por ejemplo, de manera irrestricta, software, software/hardware e implementaciones de firmware en sistemas y componentes de la invención. Las modalidades e implementaciones alternativas, que difieran ligera o sustancialmente de las que se describan aquí, serán evidentes para los expertos en este campo con base en las enseñanzas aquí contenidas. Esas implementaciones alternativas quedan dentro del alcance y espíritu de la presente invención. 4. Reforzamiento armónico 4.1. Descripción de alto nivel Esta sección (y sus subsecciones) proporciona una descripción de alto nivel del reforzamiento armónico de acuerdo a la presente invención. En particular, la conformación del pulso se describe a un alto nivel . También, se describe una implementación estructural para lograr este proceso a un alto nivel. Esta implementación estructural se describe en la presente para fines ilustrativos y no restrictivos. En particular, el proceso descrito en esta sección puede lograrse utilizando cualquiera de varias implementaciones estructurales, una de las cuales se describe en esta sección. Los detalles de estas implementaciones estructurales serán evidentes para los expertos en este campo con base en las enseñanzas aquí contenidas. Debe observarse que algunas modalidades de la invención incluyen reforzamiento armónico, mientras que otras modalidades no lo incluyen. 4.1.1 Descripción operativa Para comprender mejor la generación y extracción de armónicas y el objetivo de la conformación de las formas de onda para reforzar las armónicas, se ofrece la siguiente descripción del análisis Fourier tal como se aplica a la presente invención.

El descubrimiento del Barón Jean B. J. Fourier (1768-1830) mostró que las formas de onda continuas y periódicas están comprendidas de una pluralidad de componentes senoidales llamados armónicas. En forma más importante, la frecuencia de estos componentes son múltiplos enteros de la frecuencia de la forma de onda origina (llamada la frecuencia fundamental) . La amplitud de cada una de estas formas de onda de componente depende de la conformación de la forma de onda original. Las derivaciones y pruebas del análisis del Barón Fourier son bien conocidas para los expertos en este campo. La forma de onda más básica que es continua y periódica es una onda de seno. Sólo tiene una armónica, que está a la frecuencia fundamental. A ésta también se le llama la primera armónica. Como nada más tiene un componente, la amplitud del componente armónico es igual a la amplitud de la forma de onda original, es decir la propia onda de seno. La onda de seno no se considera como "armónicamente rica" . Un tren de impulsos es el otro caso extremo de una forma de onda periódica. Matemáticamente, se considera que tiene una anchura de cero. El análisis matemático en este caso muestra que hay armónicas a todos los múltiplos de la frecuencia del impulso. Es decir, el impulso tiene una frecuencia de Fi, entonces las armónicas son ondas senoidales a l*Fi, 2*Fi, 3*Fi, 4*Fi, etc. Como el análisis también muestra en este caso particular, la amplitud de todas las armónicas es igual. Esta es efectivamente una forma de onda "armónicamente rica", pero en la realidad es impráctica con la tecnología actual . Una forma de onda más típica es una onda rectangular, que es una serie de pulsos. Cada pulso tendrá una anchura (llamada ancho de pulso o "t") y las series de pulsos en la forma de onda tendrán un periodo ( "T" que es la inversa de la frecuencia, es decir, T=l/Fr, en donde "Fr" es la frecuencia fundamental de la onda rectangular) . Una forma de onda rectangular es la onda cuadrada, en donde la señal se encuentra en un primer estado (es decir, alto) por el mismo periodo de tiempo que está en el segundo estado (es decir, bajo) . Esto es, la proporción del ancho de pulso respecto al periodo (t/?) es de 0.5. Otras formas de ondas rectangulares, distintas a la cuadrada, se denominan típicamente y con sencillez "pulsos", y tienen t/? menor 0.5 (es decir, la señal será "alta" para un tiempo más corto que cuando es "baja") . El análisis matemático muestra que hay armónicas en todos los múltiplos de la frecuencia fundamental de la señal. Por lo tanto, si la frecuencia de la forma de onda rectangular es Fr, entonces la frecuencia de la primera armónica es l*Fr, la frecuencia de la segunda armónica es 2*Fr, la frecuencia de la tercera armónica es 3*Fr, etc. Hay algunas armónicas para las cuales la amplitud es cero. En el caso de una onda cuadrada, ' por ejemplo, los "puntos nulos" son las armónicas uniformes. Para otros valores de t/?, los "puntos nulos" pueden determinarse a partir de las ecuaciones matemáticas. La ecuación general para la amplitud de las armónicas en una onda rectangular que tiene una amplitud de Apuiso es la siguiente : Amplitud (nésim armónica) = An = { [Apuiso] [ (2/p) /n] sen [?*p* (t/?) ] } Ecuación 1 El cuadro 6000 de la Figura 60 muestra las amplitudes de las primeras 50 armónicas para las ondas rectangulares que tienen seis diferentes proporciones t/?. Las proporciones t/T son 0.5 (1 onda cuadrada), 0.25, 0.10, 0.05, 0.01 y 0.005. (Un experto en este campo reconocerá que ApUiso se ajusta a la unidad para comparaciones matemáticas.) A partir de este ejemplo limitado, puede observarse que la proporción de ancho de pulso a periodo es un factor significativo para determinar las amplitudes relativas de las armónicas. Obsérvese también que para el caso en donde t/?=0.5 (es decir, una onda cuadrada), la relación antes establecida continúa (es decir, sólo están presentes armónicas nones) . Obsérvese que a medida que t/? se hace pequeña (es decir, el pulso se aproxima a un impulso) , las amplitudes de las armónicas se hacen esencialmente "planas" . Es decir, hay muy poca disminución en las amplitudes relativas de las armónicas. Un experto en este campo comprenderá la forma de seleccionar el ancho de pulso deseado para cualquier aplicación específica con base en las enseñanzas ahí contenidas. También puede demostrarse de manera matemática y experimental que si una señal con una forma de onda continua y periódica está modulada, esa modulación también está presente en cada una de las armónicas de la forma de onda original . De lo anterior, puede observarse cómo el ancho de pulso es un factor importante para asegurar que la forma de onda de la armónica a la frecuencia de salida deseada tenga suficiente amplitud para que sea útil sin requerir un filtrado elaborado o una amplificación innecesaria. Otro factor para asegurar que la armónica deseada tenga suficiente amplitud es cómo el interruptor 2816 y el interruptor 3116 (Figuras 28A y 31A) del módulo interruptor 2802 y 3102 responde a la señal control que ocasiona que el interruptor se cierre y se abra (es decir, la señal oscilante modulada 2804 de la Figura 28 y la señal oscilante 3104 de la Figura 31). En general, los interruptores tienen dos umbrales. En el caso de un interruptor que está normalmente abierto, el primer umbral es el voltaje requerido para provocar que el interruptor se cierre.' El segundo umbral es el nivel de voltaje al cual el interruptor se abre de nuevo. La convención aquí utilizada como ilustración y análisis (y no en forma limitativa) se aplica al caso en donde el interruptor se cierra cuando la señal de control es alta y se abre cuando la señal de control es baja. Será evidente para los expertos que puede utilizarse el caso inverso. Típicamente, estos voltajes no son idénticos pero pueden serlo. Otro factor es qué tan rápido responde el interruptor a la entrada de control una vez que el voltaje umbral se ha aplicado. El objetivo es que el interruptor se cierre y se abra de manera que la señal de polarización/referencia se controle por compuerta en forma de "rizo". Es decir, de preferencia, la impedancia a través del interruptor debe cambiar de una impedancia alta (un interruptor abierto) a una impedancia baja (un interruptor cerrado) y de nuevo de regreso en un tiempo muy corto, de manera que la señal de salida sea esencialmente rectangular. Un objetivo de esta invención en la modalidad del transmisor es que la inteligencia en la señal de información sea transmitida. Es decir, la información se modula sobre la señal transmitida. En los modos FM y PM, para lograr este objetivo, la señal de información se utiliza para modular la señal oscilante 2804. La señal oscilante 2804 después hace que el interruptor 2816 se abra y se cierre. La información que se modula sobre la señal oscilante 2804 debe reproducirse fielmente sobre la señal que sale del circuito interruptor (es decir, la señal armónicamente rica 2814) . Para que esto suceda de manera eficiente, en modalidades de la invención, el interruptor 2816 de preferencia se cierra y abre en forma de rizo de manera que la señal armónicamente rica 2814 cambia rápidamente de la señal de polarización/referencia 2806 o 3106 a tierra 2812 (o el nivel de segunda señal 2818 en la modalidad alternativa) . Este rápido tiempo de elevación y caída se desea para que la señal armónicamente rica 2814 sea "armónicamente rica" . (En caso de la modulación AM, la señal oscilante 3104 no está modulada, pero el requisito de "rizado" se requiere también.) Para que el interruptor 2816 se cierre y se abra en forma de rizo, la señal oscilante 2804 también debe estar en forma de rizo. Si la señal oscilante 2804 es senoidal, el interruptor 2816 se abrirá y se cerrará cuando los voltajes de umbral se alcancen, pero el ancho de pulso de la señal armónicamente rica 2814 no puede ser tan pequeño como lo que se requiere para asegurar que la amplitud de la armónica deseada de la señal armónicamente rica 2814 sea suficientemente alta para permitir la transmisión sin un filtrado elaborado o una amplificación innecesaria. También, en la modalidad donde el interruptor 2816 es un GaAs FET 2901, si la señal oscilante 2804 que está conectada a la compuerta 2902 del GaAs FET 2901 (es decir, la señal que produce que el interruptor 2816 se cierre y se abra) es una onda senoidal, el GaAs FET 2901 no se abrirá y cerrará en forma de rizo, sino que actuará en forma más semejante como un amplificador que como un interruptor. (Es decir, será conductor durante el tiempo en que la señal oscilante se está elevando y disminuyendo por debajo de los' voltajes de umbral, pero no será un "corto".) Con objeto de utilizar los beneficios de una capacidad del GaAs FET para cerrar y abrir a altas frecuencias, la señal oscilante 2804 conectada a la compuerta 2902 de preferencia tiene un tiempo rápido de elevación y caída. Es decir, de preferencia se trata de una forma de onda rectangular y de preferencia tiene una proporción de ancho de pulso a periodo que es igual a la proporción de ancho de pulso a periodo de la señal armónicamente rica 2814. Como ya se señaló, si una señal con una forma de onda continua y periódica está modulada, esa modulación se presenta en todas las armónicas de la forma de onda original. Por lo tanto, en los modos FM y PM, cuando la información se modula sobre la señal oscilante 2804 y la señal oscilante 2804 se utiliza para hacer que el interruptor 2816 se cierre y se abra, la señal armónicamente rica resultante 2814 que sale del módulo interruptor 2802 también se modulará. Si la señal oscilante 2804 está en rizo, el interruptor 2816 se cerrará y se abrirá en rizo, la señal armónicamente rica 2814 será armónicamente rica y todas las armónicas de la señal armónicamente rica 2814 tendrán la información modulada sobre ella. Como se desea que la señal oscilante 2804 sea rizada, el reforzamiento armónico puede requerirse para ciertas modalidades. El reforzamiento armónico también se denomina "conformación de pulso" ya que el propósito es conformar la señal oscilante 2804 en una cadena de pulsos de un ancho de pulso deseado. Si la señal oscilante es senoidal, el refuerzo armónico conformará la señal senoidal en una forma de onda rectangular (o prácticamente rectangular) con la relación deseada entre el ancho de pulso y el periodo. Si la señal oscilante 2804 es ya una onda cuadrada o un pulso, el refuerzo armónico la conformará para lograr la proporción deseada de ancho de pulso a periodo. Esto asegurará una transferencia eficiente de la información modulada a través del interruptor . A continuación se describen tres modalidades ejemplificativas del refuerzo armónico con fines ilustrativos. Sin embargo, la invención no está limitada a estas modalidades. Otras modalidades serán evidentes para las personas expertas en este campo con base en las enseñanzas aquí contenidas . 4.1.2 Descripción Estructural . La forma de la señal oscilante 2804 produce que el interruptor 2816 se cierre y se abra. La forma de la señal oscilante 2804 y la selección del interruptor 2816 determinará qué tan rápido se cierra y se abre el interruptor 2816 y qué tanto permanece cerrado en comparación con que tanto permanece abierto. Después se determinará la "calidad de rizado" de la señal armónicamente rica 2814. (Es decir, si la señal armónicamente rica 2814 es esencialmente rectangular, trapezoidal, triangular, etc.). Como se mostró antes, a fin de asegurar que la armónica deseada tenga la amplitud deseada, la forma de la señal oscilante 2804 debe optimizarse substancialmente . El módulo de reforzamiento armónico (HEM-Harmonic enhancement module) 4602 (Figura 46) también se denomina "conformador de pulso". Este "conforma" las señales oscilantes 2804 y 3104 que impulsan los módulos de interruptor 2802 y 3102 descritos en la secciones 3.3.6-3.3.6.2 y 3.3.7-3.3.7.2. El módulo de reforzamiento armónico 4602 de preferencia transforma una forma de onda continua y periódica 4604 en una cadena de pulsos 4606. La cadena de pulsos 4606 tendrá un periodo, "T", determinado tanto por la frecuencia de la forma de onda continua y periódica 4604 como por el diseño del circuito de conformación de pulso dentro del módulo de reforzamiento armónico 4602. También, cada pulso tendrá un ancho de pulso, "t", determinado por el diseño del circuito de conformación de pulso. El periodo de la cadena de pulsos, "T" , determina la frecuencia con la que se cierra el interruptor (la frecuencia es la inversa del periodo) y el ancho de los pulsos, "t" determina el tiempo en que el interruptor permanece cerrado . En la modalidad antes descrita en secciones 3.3.6-3.3.6.2 (y 3.3.7-3.3.7.2), cuando el interruptor 2816 (ó 3116) está abierto la señal armónicamente rica 2814 (ó 3114) tendrá una amplitud esencialmente igual a la señal de polarización 2806 (ó la señal de referencia 3106) . Cuando el interruptor 2816 (ó 3116) está cerrado, la señal armónicamente rica 2814 (ó 3114) tendrá una amplitud esencialmente igual al potencial de la señal 2812 ó 2818 (ó 3112 ó 3118) de la segunda entrada 2810 (ó 3110) del módulo de interrupción 2802 (ó 3102) . Por lo tanto, en caso de que la señal oscilante 2804 (ó 3104) que impulsa al módulo interruptor 2802 (ó 3102) sea esencialmente rectangular, la señal armónicamente rica 2814 (ó 3114) tendrá esencialmente la misma frecuencia y ancho de pulso que la señal oscilante conformada 2804 (ó 3104) que impulsa al módulo interruptor 2802 (ó 3102) . Esto sucede para los casos donde la señal oscilante 2804 (ó 3104) es una onda rectangular. Un experto en la técnica comprenderá que el término "onda rectangular" puede referirse a formas de onda que son esencialmente rectangulares, entre las que se incluyen las cuadradas y los pulsos. El propósito de conformar la señal es controlar la cantidad de tiempo que el interruptor 2816 (ó 3116) está cerrado. Como ya se mencionó antes, la señal armónicamente rica 2814 (ó 3114) tiene una forma de onda esencialmente rectangular. El control de la proporción entre el ancho de pulso de la señal armónicamente rica 2814 (ó 3114) y su periodo dará por resultado la forma de la señal armónicamente rica 2814 (ó 3114) que se optimiza substancialmente de manera que las amplitudes relativas de las armónicas sean tales que la armónica deseada pueda extraerse sin filtrado y amplificación elaborados e innecesarios . 4.2 Modalidades Ejemplificativas. Varias modalidades se relacionan con los métodos y estructuras que se describen antes en esta sección (y sus subsecciones) . Estas modalidades se describen aquí con fines ilustrativos y no limitativos. La invención no está restringida a estas modalidades. Se harán evidentes a los expertos modalidades alternativas (que incluyen equivalentes, extensiones variaciones, desviaciones, etc., de las modalidades aquí descritas) con base en las enseñanzas aquí contenidas. La invención está destinada y adaptada para incluir estas modalidades alternativas. 4.2.1 Primera Modalidad: Cuando una Onda Cuadrada Alimenta el Módulo de Reforzamiento Armónico para Crear un Pulso por Ciclo. 4.2.1.1 Descripción Operativa. De acuerdo a esta modalidad, una forma de onda periódica continua 4604 es recibida y se da salida a una cadena de pulsos 4606. La forma de onda periódica continua 4604 puede ser una onda cuadrada o cualquier otra forma de onda periódica continua que varíe de un valor reconocido como "bajo digital" o un valor reconocido como "alto digital". Un pulso se genera por ciclo de la forma de onda continua y periódica 4604. La descripción que se proporciona aquí se hará para la forma de onda periódica continua 4604 que es una onda cuadrada, pero el experto en este campo apreciará que puede utilizarse otras formas de onda "conformadas" a la forma de onda 4606 mediante esta modalidad . 4.2.1.2 Descripción Estructural . En esta primera modalidad del módulo de reforzamiento armónico 4602, que a continuación se denomina circuito de conformación de pulso 4602, se recibe una forma de onda periódica continua 4604 que es una onda cuadrada, mediante el circuito de conformación de pulsos 4602. El circuito de conformación de pulsos 4602 de preferencia está comprendido de dispositivos lógicos digitales que origina una cadena de pulsos 4606 a los que se da salida y que tienen un pulso por cada pulso de la forma de onda periódica continua 4604, y de preferencia tienen un índice t/? de menos de 0.5. 4.2.2 Segunda Modalidad: Cuando una Onda Cuadrada se Alimenta al Módulo de Reforzamiento Armónica para crear Dos Pulsos por Ciclo. 4.2.2.1 Descripción Operativa. En esta modalidad, una forma de onda periódica continua 4604 es recibida y la cadena de pulsos 4606 se obtiene como salida. En esta modalidad, hay dos salidas de pulsos por cada periodo de la forma de onda ¦ periódica continua 4604. La forma de onda periódica continua 4604 puede ser una onda cuadrado o cualquier otra forma de onda periódica continua que varíe de un valor reconocido como "bajo digital" a un valor reconocido como "alto digital". La descripción proporcionada aquí se hará para una forma de onda periódica continua 4604 que es una onda cuadrada, pero un experto en el campo apreciará que otras formas de ondas también pueden "conformarse" 4.2.2.2 Descripción Estructural. En esta segunda modalidad de un circuito de conformación pulso 4602, una forma de onda periódica continua 4604 que es una onda cuadrada es recibida por el circuito de conformación de pulso 4602. El circuito de conformación de pulso 4602 está comprendido de preferencia de dispositivos lógicos digitales que originan una cadena de pulsos 4606 a los que se les da salida y que tienen dos pulso por cada pulso en la forma de onda periódica continua 4604 y, de preferencia tienen una proporción t/? menor de 0.5. 4.2.3 Tercera Modalidad: Cuando Cualquier Forma de Onda se alimenta al módulo. 4.2.3.1 Descripción Operativa. En esta modalidad, una forma de onda periódica continua 4604 de cualquier conformación es recibida y se da salida a una cadena de pulsos 4606. 4.2.3.1 Descripción Estructural . En esta tercera modalidad de circuitos conformadores de pulso 4602, una forma de onda periódica continua 4604 de cualquier conformación es recibida por el circuito conformador de pulsos 4602. El circuito conformador de pulsos 4602 de preferencia está comprendido de una serie de etapas, cada etapa conforma a la forma de onda hasta que es esencialmente una cadena de pulsos 4606 de preferencia con una proporción t/? menor de 0.5. 4.2.4 Otras Modalidades. Las modalidades descritas antes se proporcionan con fines de ilustración. Estas modalidades no pretenden restringir la invención. Será evidente para los expertos en esta técnica que hay otras modalidades alternativas que difieren ligera o esencialmente de lo aquí descrito y que son evidentes con base en las enseñanzas aquí contenidas.

Esas modalidades alternativas quedan dentro del alcance y el espíritu de la presente invención. 4.3 Ejemplos de Implementación. Las implementaciones ej emplificativas operativas y/o estructurales relacionadas con los métodos, estructuras y/o modalidades que se describen antes, se presentan en esta sección (y sus subsecciones) . Estos componentes y métodos se presentan aquí con fines de ilustración y de manera no restrictiva. La invención no está limitada a los ejemplos particulares de componentes y métodos que se describen aquí. Serán evidentes alternativas (que incluyen equivalentes, extensiones, variaciones, desviaciones, etc.) para las personas expertas en este campo, con base en las enseñanzas aquí contenidas. Esas alternativas quedan dentro del alcance y el espíritu de esta invención. 4.3.1 Primer Circuito Lógico Digital . Una implementación ej emplificativa de la primera modalidad descrita en las secciones 4.2.1-4.2.1.2 se ilustra en la Figura 39. En particular, el circuito mostrado en la Figura 39A es un diseño de circuito típico para un circuito conformador de pulso 4602 que utiliza dispositivos lógicos digitales. También se muestra en las Figuras 39B-39D las formas de ondas representativas en tres nodos dentro del circuito. En esta modalidad, el conformador de pulso 3900 utiliza un inversor 3910 y la compuerta AND 3912 para producir una cadena de pulsos. Un inversor, como el inversor 3910, cambia el signo de la entrada y una compuerta AND, por ejemplo la compuerta AND 3912, da salida a una señal digital "alta", cuando todas las señales de entrada son digitales "altas". La entrada al conformador de pulsos 3900 es la forma de onda 3902 y, para fines ilustrativos, se muestra aquí como una onda cuadrada. La salida del inversor 3910 es una forma de onda 3904 que también es una onda cuadrada. Sin embargo, debido a la circuitería del inversor 3910 existe un retardo entre la aplicación de la entrada y el cambio de signo correspondiente de la salida. Si la forma de onda 3902 comienza "baja", la forma de onda 3904 será "alta" ya que se ha invertido por el inversor 3910. Cuando la forma de onda 3902 cambia a "alta", la compuerta AND 3912 momentáneamente verá dos señales "altas", produciendo así que su forma de onda de salida 3906 sea "alta". Cuando el inversor 3910 ha invertido su entrada (forma de onda 3902) y ha hecho que la forma de onda 3904 sea "baja", la compuerta AND 3912 verá entonces solamente dos señales "altas", y la forma de onda de salida 3906 será "baja". Por lo tanto, la forma de onda de salida 3906 será "alta" solamente para el período de tiempo en que las dos formas de onda 3902 y 3904 son altas, que es el tiempo de retraso del inversor 3910. En consecuencia, como será evidente de las Figuras 39B-39D, el conformador de pulsos 3900 recibe una onda cuadrada y genera una cadena de pulso, donde un pulso se genera por ciclo de la onda cuadrada. 4.3.2 Segundo Circuito Lógico Digital . Una implementación ej emplificativa de la segunda modalidad descrita en las secciones 4.2.2-4.2.2.2 se ilustra en la Figura 40. En particular, el circuito de la Figura 40A es un diseño de circuito típico para un circuito conformador de pulsos 4602 que utiliza a los dispositivos lógicos digitales. También en las Figuras 40B-40D se muestran formas de onda representativas en los tres nodos dentro del circuito. En esta modalidad, el circuito de conformación de pulsos 4000 utiliza un inversor 4010 y una compuerta NOR(XNOR) exclusiva 4012. Una compuerta XNOR como la XNOR 4012, da salida a una señal digital "alta" cuando las dos entradas son digitales "altas" y cuando las dos señales son digitales "bajas" . La forma de onda 4002 que se muestra aquí como una onda cuadrada idéntica a la mostrada antes como la forma de onda 3902, comienza en el estado "bajo". Por lo tanto, la salida del inversor 4010 iniciará en el estado "alto". Por lo tanto, la compuerta XNOR 4012 verá una entrada "alta" y una entrada "baja" y su forma de onda de salida 4006 será "baja". Cuando la forma de onda 4002 cambia a "alta", la compuerta XNOR 4012 tendrá dos entradas "altas" hasta que la forma de onda 4004 cambie a "baja". Como se ven dos entradas "altas", su forma de onda de salida 4006 "alta". Cuando la forma de onda 4004 se vuelve "baja", la compuerta XNOR 4012 verá de nuevo una entrada "alta" (forma de onda 4002) y una entrada "baja" (forma de onda 4004) . Cuando la forma de onda 4002 cambia de nuevo a "baja" la compuerta XNOR 4012 verá dos entradas "bajas" y su salida se hará "alta". Después del tiempo de retardo del inversor 4010, la forma de onda 4004 cambiará a "alta" y la compuerta XNOR 4012 verá otra vez una entrada "alta" (forma de onda 4004) y una entrada "baja" (forma de onda 4002) . Por lo tanto, la forma de onda 4006 de nuevo cambiará a "baja". En consecuencia, como es evidente las Figuras 40B -40D, el conformador de pulsos 4000 recibe una onda cuadrada y genera una cadena de pulsos, donde se generan dos pulsos por ciclo de la onda cuadrada. 4.3.3 Circuito Analógico. Una implementación ej emplificativa de la tercera modalidad escrita en las secciones 4.2.3-4.2.3.2 se ilustra en la Figura 41. En particular, el circuito mostrado en la Figura 41 es un circuito típico conformador de pulso 4602 en donde una señal de entrada 4102 se muestra como una onda de seno. La señal de entrada 4102 alimenta el primer elemento de circuito 4104, que a su vez alimenta al segundo y así sucesivamente. Típicamente, tres elementos de circuito 4104 producen formas de onda conformadas en incrementos 4120, 4122 y4124 antes de alimentar a un capacitor 4106. La salida del capacitor 4106 se deriva a tierra 4110 a través de un resistor 4108 y también alimenta a un cuarto elemento de circuito 4104. Una señal de salida 4126 es una salida de pulsos, con una frecuencia que es una función de la frecuencia de la señal de entrada Un circuito ejemplificativo para los elementos del circuito 4104 se muestra en la Figura 43. El circuito 4104 está comprendido de una entrada 4310 y de una salida 4312, cuatro FETs4302, dos diodos 4304 y un resistor 4306. Un experto en esta técnica reconocerá que pueden también utilizarse otros diseños de circuito conformador sin desviarse del espíritu y alcance de la invención. 4.3.4 Otras Implementaciones . Las implementaciones descritas antes se proporcionan con fines de ilustración. Estas implementaciones no pretenden limitar la invención. Serán evidentes para las personas expertas implementaciones alternativas con base en las enseñanzas aquí contenidas, que podrán diferir ligera o substancialmente de lo aquí descrito. Esas implementaciones alternativas quedan dentro del espíritu y alcance de esta invención. 4.3.4.1 Aperturas Múltiples. En una modalidad alternativa de la invención, se utilizan una pluralidad de pulsos para crear múltiples aperturas a partir del módulo conmutador. La generación de la pluralidad de pulsos puede hacerse a través de varias técnicas. El propósito de utilizar múltiples aperturas se debe al efecto optimizador que tiene sobre la amplitud del contenido armónico de la forma de onda de salida. Volviendo a la Figura 78, puede observarse que un oscilador local 7802 genera una señal oscilante 7810. Con fines de discusión y no con sentido restrictivo, la señal oscilante 7810 es enrutada a través de un conformador de pulsos 7812 para crear una cadena de pulsos 7804. La cadena de Pulsos 7804 es enrutada hacia un módulo 7806 generador de múltiples aperturas. La salida del módulo 7806 generador de múltiples aperturas es una cadena de múltiples pulsos 7808. La Figura 79, la cadena de pulsos 7804 está siendo aceptada por un módulo 7806 generador de múltiples aperturas. La cadena de pulsos 7804 es después enrutada hacia uno o más retardos 7904 (i). La Figura 79 ilustra un primer retardo 7904 (a) que da salida a una primera cadena de pulsos retardada 7906 (a) . La primera cadena de pulsos retardada 7906 (a) es esencialmente similar a la cadena de pulsos 7804, excepto que está retardada en el tiempo en un periodo deseado. La cadena de pulsos 7804 y la primera cadena retardada de pulsos 7906 (a) se enrutan entonces hacia una compuerta "ÑOR" que da salida a una cadena de pulsos múltiples 7808 que tiene un pulso en cada punto del tiempo en que la cadena de pulsos 7804 tiene un pulso en cada punto del tiempo en que la primera cadena retardada de pulsos 7906(a) tiene un pulso. En forma similar, otros retardos, como el retardo 7904 (n) también retardan a la cadena de pulsos 7804 en periodos deseados para crear nesima cadena retardada de pulsos 7906 (n) . Cuando la cadena de pulsos 7804 y la primera hasta la nesima' cadenas retardadas de pulso 7906 (a) -7906 (n) se combinan mediante la compuerta "ÑOR" 7904, la cadena de múltiples pulsos 7808 se crea con n+1 pulsos para cada ciclo de cadena de pulsos 7804. La Figura 80 ilustra un tren de pulsos 8002 que es un pulso por ciclo de cadena de pulso 7804. Similarmente, un tren de pulsos 8004 ilustra dos pulsos por ciclo de cadena de pulsos 7804, un tren de pulsos 8006 ilustra tres pulsos por ciclo ,de cadena de pulsos 7804, un tren de pulsos 8008 ilustra cuatro pulsos por ciclo de cadena de pulsos 7804 y un tren de pulsos 8010 ilustra cinco pulsos por ciclo de cadena de pulsos 7804. En este ejemplo, la frecuencia de salida deseada es 900 MHz y la frecuencia de la cadena de pulsos es 180 MHz. Por lo tanto, la quinta armónica es la armónica deseada y el ancho de pulso óptimo de los pulsos en la cadena de pulsos 7804 es un quinto del periodo de la cadena de pulsos 7804. En este ejemplo, cada uno de los pulsos adicionales se separa del pulso guía en un periodo de tiempo igual al ancho del pulso y, además, cada uno tiene un ancho de pulso que es esencialmente igual al ancho de pulso de los pulsos en la cadena de pulsos 7804. Las Figuras 81 a 85 ilustran las ventajas de utilizar múltiples aperturas por ciclo. En la Figura 81, la armónica de 900 MHz que resulta del uso de un solo pulso por ciclo (es decir tren de pulsos 8002) se muestra mediante un espectro 8102. En la Figura 82, la armónica 900 MHz que resulta del uso de dos pulsos por ciclo (es decir tren de pulsos 8004) se muestra mediante un espectro 8202. En la Figura 83, la armónica de 900 MHz que resulta del uso de tres pulsos por ciclo (es decir tren de pulsos 8006) se muestra mediante un espectro 8302. En la Figura 84, la armónica de 900 MHz que resulta del uso de cuatro pulsos por ciclo (es decir tren de pulsos 8008) se muestra mediante un espectro 8402. En la Figura 85, la armónica de 900 MHz que resulta del uso de cinco pulsos por ciclo (es decir, tren de pulsos 8010) se muestra mediante un espectro 8502. La Figura 86 ilustra la amplitud relativa de estos cinco espectros, 8102, 8202, 8302, 8402 y 8502. Como puede observarse, la amplitud de armónica deseada aumenta y las armónicas no deseadas disminuyen como función del número de pulsos por ciclo. Este aumento en amplitud será otra consideración durante el diseño de un transmisor.

Una modalidad alternativa para mejorar el contenido armónico de la señal de salida se muestra en el circuito 8702 de la Figura 87. Una cadena de pulsos como se muestra en la Figura 90 se desplaza en fase y se invierte, y las dos cadenas de pulsos se combinan para crear la cadena bipolar de pulsos que se muestra en la Figura 89. El efecto de la cadena bipolar de pulsos es suprimir las armónicas pares y aumentar la amplitud de las armónicas nones. Esta salida se muestra en la Figura 88.

. Módulo amplificador. 5.1 Descripción de alto nivel. Esta sección (y sus subsecciones) proporciona una descripción de alto nivel del módulo amplificador de acuerdo a la presente invención. En particular, la amplificación se describe a un alto nivel. También, la implementación estructural para lograr la amplificación de señal se describe a un alto nivel . Esta implementación estructural se describe aquí con fines ilustrativos y no restrictivos. En particular, el proceso descrito en esta sección puede lograrse utilizando cualquier número de implementaciones estructurales, una de las cuales se describe en esta sección. Los detalles de estas implementaciones estructurales serán evidentes para los expertos en este campo con base en las enseñanzas aquí contenidas. .1.1 Descripción operativa. Aunque la presente invención pretende utilizarse sin que se requiera amplificación, pueden existir circunstancias en donde, en la modalidad de esta invención se utilice como transmisor, puede desearse amplificar la señal modulada antes de que sea transmitida. En otra modalidad de la invención, en donde se utiliza como una fuente de señal estable para un comparador de frecuencia o de fase, también puede desearse amplificar la señal resultante a la frecuencia deseada. El requisito puede ser el resultado de varias razones. Una primera es que la señal de polarización/referencia es demasiado baja para soportar el uso deseado. Una segunda razón puede ser que debido a que la frecuencia de salida deseada es muy alta con relación a la frecuencia de la señal oscilante que controla el interruptor, tenga que solicitarse este requisito. Una tercera razón es que la forma de la señal armónicamente rica es tal que la amplitud de la armónica deseada es baja. En el primer caso, recordemos que la amplitud de la señal de polarización/referencia determina la amplitud de la señal armónicamente rica que está presente en la salida del circuito interruptor. (Ver secciones 3.3.6-3.3.6.2 y 3.3.7-3.3.7.2). También recordemos que la amplitud de la señal armónicamente rica impacta directamente en la amplitud de cada una de las armónicas. (Ver la ecuación de la sección 4.1, anterior) . En el segundo caso, si la frecuencia de la señal oscilante es relativamente baja en comparación con la frecuencia de salida deseada del sobreconvertidor, se necesitará de una armónica alta. Como un ejemplo, si la señal oscilante es de 60 MHz y la frecuencia de salida deseada está a 900 MHz, la 15va armónica se necesitará. En el caso donde t/? es 0.1, puede observarse del Cuadro 6000 de la Figura 60 que la amplitud de la 15va armónica (Ai5) es 0.0424, que es el 21.5% de la amplitud de la primera armónica (Ai = 0.197) . Puede haber casos en donde esto es insuficiente para el uso deseado y en consecuencia debe amplificarse . La tercer circunstancia en donde la amplitud de la salida necesita amplificarse es cuando la forma de la señal armónicamente rica no está suficientemente "rizada" para proporcionar armónicas con suficiente amplitud para los fines deseados. Por ejemplo, si la señal armónicamente rica es esencialmente triangular y con respecto al ejemplo anterior donde la señal oscilante es 60 MHz y la señal de salida deseada es de 900 MHz, la 15va armónica de la onda triangular es de 0.00180. Esto resulta significativamente menor a la amplitud de la 15va armónica de la onda rectangular "0.1" (que arriba se muestra como 0.0424) y puede mostrarse matemáticamente como 0.4% de la amplitud de la Ia armónica de la onda triangular (que es 0.405) . Por lo tanto, en este ejemplo, la primera armónica de la onda triangular tiene una amplitud que es mayor a la amplitud de la primera armónica de la onda rectangular "0.1", pero a la 15va armónica, la onda triangular es significativamente menor que la onda rectangular "0.1".

Otra razón para que la armónica deseada necesite amplificarse es que los elementos de circuito, por ejemplo el filtro, pueden producir atenuación en la señal de salida para la cual el diseñador desea hacer una compensación. La señal de salida deseada puede amplificarse en varias formas. Una es amplificando la señal de polarización/referencia para asegurar que la amplitud de la onda armónicamente rica sea alta. Una segunda forma es amplificar la propia forma de onda armónicamente rica. Una tercera es amplificar solamente la armónica deseada. Los ejemplos que se dan a continuación tienen fines ilustrativos solamente y no pretenden limitarse a la presente invención. Otras técnicas para lograr la amplificación de la señal de salida deseada serán evidentes para los expertos en este campo. .1.2 Descripción estructural. En una modalidad, un amplificador lineal se utiliza para amplificar la señal de polarización/referencia . En otra modalidad, un amplificador lineal se utiliza para amplificar la señal armónicamente rica. Todavía en otra modalidad, se utiliza un amplificador lineal para amplificar la señal de salida deseada. Otra modalidad, que incluye el uso de amplificadores no lineales, será evidente para las personas expertas en este campo. .2 Modalidad ejemplificativa Una modalidad relacionada con los métodos y estructuras que se describen antes se presenta en esta sección (y sus subsecciones) . Esta modalidad se describe aquí para fines ilustrativos y no en forma restrictiva. La invención no está limitada a esta modalidad. Serán evidentes para las personas expertas en este campo y después de leer las enseñanzas aquí contenidas que se tienen modalidades alternativas (que incluyen equivalentes, extensiones, variaciones, desviaciones, etc., de las modalidades aquí escritas. La invención pretende incluir todas estas modalidades alternativas y adaptarse para ello. .2.1 Amplificador lineal. El amplificador lineal ejemplificativo aquí descrito se dirige a un amplificador compuesto de dispositivos electrónicos de estado sólido que van a insertarse en el circuito en uno o más puntos. Otros amplificadores adecuados que se utilizan con la invención serán evidentes para las personas expertas en este campo. Como se muestra en la Figura 47, un módulo amplificador 4702 recibe una señal que requiere amplificación 4704 y da salida a una señal amplificada 4706. Será evidente para el experto en este campo que pueden emplearse una pluralidad de modalidades sin apartarse del espíritu y alcance de esta invención . .2.1.1 Descripción operativa. La señal de salida deseada puede amplificarse en varias formas. Esta amplificación se describe en esta sección mediante la adición a las técnicas descritas antes para reforzar la forma de la señal armónicamente rica mediante la conformación de pulsos en la señal oscilante, lo que produce que el interruptor se cierre y se abra. .2.1.2 Descripción estructural. En una modalidad, un amplificador lineal se coloca entre la señal de polarización/referencia y el módulo interruptor. Esto aumentará la amplitud de la señal de polarización/referencia y, como resultado, elevará la amplitud de la señal armónicamente rica que es la salida del módulo interruptor. Esto tendrá el efecto no solamente de elevar la amplitud de la señal armónicamente rica, también elevará la amplitud de todas las armónicas. Algunas limitaciones potenciales de esta modalidad son: la señal de polarización/referencia puede exceder al límite de diseño de voltaje para el interruptor en el circuito interruptor; la señal armónicamente rica que viene del circuito interruptor puede tener una amplitud que excede los límites de diseño del voltaje del filtro, y/o la distorsión no deseada podrá presentarse al tener que amplificar una señal de amplio ancho de banda. Una segunda modalidad emplea un amplificador lineal entre el módulo interruptor y el filtro. Esto elevará la temperatura de la señal armónicamente rica. También elevará la amplitud de todas las armónicas de la señal. En una implementación alternativa de esta modalidad, el amplificador se sintoniza de manera que solamente amplifique las frecuencias deseadas. Por lo tanto, actúa en forma de amplificador y de filtro. Una limitación potencial de esta modalidad es que cuando la señal armónicamente rica se amplifica para elevar una armónica particular al nivel deseado, la amplitud de la forma de onda completa también se amplifica. Por ejemplo, en caso de que la amplitud del pulso, Apusi0 sea igual a 1.0, para elevar la 15va armónica de 0.0424 volts a 0.5 volts, la amplitud de cada pulso en la señal armónicamente rica, ApUSi0, aumentará de 1.0 a 11.8 volts. Esto superará con mucho el límite de diseño de voltaje del filtro. Una tercera modalidad de un módulo amplificador colocará un amplificador lineal entre el filtro y el módulo transmisor. Esto sólo elevará la amplitud de la armónica deseada, en lugar de que lo haga en toda la señal armónicamente rica. Otras modalidades serán evidentes para los expertos en este campo, por ejemplo el uso de amplificadores no lineales, pero no se describirán aquí. .2.2 Otras modalidades Las modalidades antes descritas se proporcionan con fines de ilustración. Estas modalidades no pretenden limitar la invención. Las modalidades alternativas, que difieren ligera o substancialmente de aquellas descritas aquí, serán evidentes para las personas expertas en este campo con base en las enseñanzas aquí contenidas. Estas modalidades alternativas caerán dentro del alcance y espíritu de la presente invención. .3 Ejemplos de implementación. Los ejemplos de implementaciones operativas y/o estructurales que se relacionan con los métodos, estructuras y/o modalidades que se describen aquí se presentan en esta sección (y sus subsecciones) . Los componentes y métodos se presentan aquí con fines ilustrativos y no restrictivos. La invención no está limitada al ejemplo particular de componentes y métodos que se describen aquí. Otras alternativas (que incluyen equivalentes, extensiones, variaciones, desviaciones, etc., de lo antes descrito) estas alternativas quedan dentro del alcance y espíritu de esta invención. .3.1 Amplificador lineal. Aunque se describe abajo como si se hubiera colocado después del filtro, el amplificador también puede colocarse antes del filtro sin desviarse de la intención de la invención. .3.1.1 Descripción operativa. De acuerdo a las modalidades de esta invención, un amplificador lineal recibe una primera señal a una primera amplitud y da salida a una segunda señal a una segunda amplitud, en donde la segunda señal es proporcional a la primer señal. Es un objetivo de un amplificador, que la información incrustada sobre la primera forma de onda de la señal también esté incrustada sobre la segunda señal. Típicamente, se desea que haya lo menos posible de distorsión en la información. En una modalidad preferida, la segunda señal es superior en amplitud a la primer señal, sin embargo puede haber implimentaciones donde se desee que la segunda señal sea menor que la primer señal (es decir la primer señal estará atenuada) . .3.1.2 Descripción estructural . El diseño y uso de un amplificador lineal es bien conocido para los expertos en este campo. Un amplificador lineal puede diseñarse y fabricarse a partir de componentes discretos, o puede adquirirse en el mercado. Los amplificadores ejemplificativos se observan en la Figura 48. En el diagrama de circuito ej emplificativo de la Figura 48A, se utilizan seis transistores en un amplificador de banda ancha. En un circuito ej emplificador más básico de la Figura 48B, el amplificador está compuesto de un transistor, cuatro resistores y un capacitor. Los expertos en este campo reconocerán que pueden utilizarse varios diseños alternativos. .3.2 Otras implementaciones Las implementaciones descritas antes se proporcionan con fines ilustrativos. Estas implementaciones no pretenden limitar la invención. Serán evidentes para los expertos en este campo otras implementaciones alternativas con base en las enseñanzas aquí contenidas, que difieran ligera o substancialmente de las ya descritas. Esas implementaciones alternativas quedarán dentro del espíritu y alcance de esta invención. 6. Sistema receptor/transmisor . La presente invención se refiere a un método y a un sistema para la sobreconversión de señales electromagnéticas. En una modalidad, la invención es una fuente de una señal de referencia estable de alta frecuencia. En una segunda modalidad, la invención es un transmisor. La sección describe una tercera modalidad. En la tercera modalidad, el transmisor de la presente invención va a utilizarse en un sistema de comunicaciones receptor/transmisor. Esta tercera modalidad también puede denominarse modalidad del sistema de comunicaciones y el circuito combinado receptor/transmisor se denominará "transceptor" . Hay varias modalidades alternativas para el sistema de comunicaciones. La siguiente sección describe los sistemas y métodos que se relacionan con las modalidades ej emplificativás de un sistema receptor/transmisor. Debe entenderse que la invención no está restringida a las modalidades particulares siguientes. Será evidente para los expertos en este campo y con base en las enseñanzas aquí contenidas que hay equivalentes, extensiones, variaciones, desviaciones, etc. de lo que se describe a continuación, y estos quedan dentro del espíritu y alcance de la invención. 6.1 Descripción de alto nivel. La sección proporciona una descripción de alto nivel de un sistema receptor/transmisor de acuerdo a la presente invención. Las implementaciones se describen aquí con fines ilustrativos y no restrictivos. En particular, cualquier número de implementaciones funcionales y estructurales podrá utilizarse, varias de ellas se describen en esta sección. Los detalles de estas implementaciones funcionales y estructurales serán evidentes para los expertos en este campo con base en las enseñanzas aquí contenidas . De acuerdo a una primera modalidad del transceptor, el transmisor de la presente invención se utiliza con un receptor superheterodino tradicional. En esta modalidad, el transmisor y el receptor pueden operar ya sea en un modo dúplex pleno o en un modo semidúplex. En un modo dúplex pleno, el transceptor puede transmitir y recibir simultáneamente. En el modo semidúplex, el transceptor puede transmitir o recibir, pero no puede hacer ambas acciones en forma simultánea. El modo dúplex pleno y el modo semidúplex se analizarán en esta modalidad. Una segunda modalidad del transceptor es para el transmisor de la presente invención que se utiliza con un circuito subconvertidor de frecuencia, tipo universal, que se utiliza como receptor. En esta modalidad el transceptor se utiliza con un modo semidúplex. Una tercera modalidad del transceptor se utiliza para el transmisor de la presente invención con un circuito universal de subconversión de frecuencia, en donde el transceptor se utiliza en un modo dúplex pleno. Estas modalidades del transceptor se describen a continuación . 6.2 Modalidades ejemplificativas y ejemplos de implementación. Varias modalidades que se relacionan con los métodos y estructuras que se describen aquí y las implementaciones ejemplificativas de tipo operativo y estructural relacionadas con esas modalidades se presentan en esta sección (y en sus subsecciones) . Estas modalidades, componentes y métodos se describen aquí con fines ilustrativos y no en forma restrictiva. La invención no está limitada a estas modalidades o a los ejemplos particulares de los componentes y métodos que aquí se describen. Será evidente para los expertos en este campo con base en las enseñanzas aquí contenidas que puede haber otras alternativas (que incluyan equivalentes, extensiones, variaciones, desviaciones, etc. de las que se describan aquí) y éstas quedarán dentro del espíritu y alcance de la presente invención. La invención pretende abarcar y adaptarse a estas alternativas. 6.2.1 Primera modalidad: el transmisor de la presente invención se utiliza en un circuito con un receptor superheterodino. Un receptor superheterodino típico se muestra en la Figura 49. Una antena 4904 recibe una señal 4902. Típicamente, la señal 4902 es una señal de radiofrecuencia (RF) que es enrutada a un filtro 4910 y un amplificador 4908. El filtro 4910 retira todo excepto el intervalo de frecuencias que incluye la frecuencia deseada y el amplificador 4908 se asegura que la intensidad de señal sea suficiente para un procesamiento adicional. La salida del amplificador 4908 es una señal 4911. Un oscilador local 4914 genera una señal oscilante 4916 que se combina con la señal 4911 mediante el mezclador 4912. La salida del mezclador 4912 es una señal 4934 que se amplifica por un amplificador 4918 y se filtra por un filtro 4920. El propósito del amplificador 4918 es asegurar que la intensidad de señal 4934 sea suficiente para el procesamiento adicional y el propósito de filtro 4920 es retirar las frecuencias no deseadas. Un segundo oscilador local 4924 genera una segunda señal oscilante 4926 que se combina con la señal amplificada/filtrada 4934 mediante un mezclador 4922. La salida del mezclador 4922 es la señal 4936. Una vez más, un amplificador 4928 y un filtro 4930 aseguran que la señal 4936 esté a la frecuencia y amplitud deseadas. La señal resultante se enruta entonces hacia el decodificador 4932, donde la inteligencia se extrae para obtener la señal de banda .base 4938. La señal 4934 se denomina señal de frecuencia intermedia (IF) y la señal 4936 se denomina segunda señal IF. Por lo tanto, la combinación del oscilador local 4914 y del mezclador 4912 puede señalarse como primera etapa IF, y la combinación del oscilador local 4924 y del mezclador 4922 puede señalarse como segunda etapa IF. Las frecuencias ej emplificativas para el circuito de la Figura 49 son las siguientes. La señal 4902 puede ser de 900 MHz . La señal del oscilador 4916 puede estar a 830 MHz, lo que dará por resultado la frecuencia de la primera señal IF, la señal 4934 estará a 70 MHz. Si la segunda señal oscilante 4926 está a 59 MHz, la segunda señal IF, la señal 4936, estará a 11 MHz. Esta frecuencia es típica de la segunda frecuencia IF. Otras configuraciones de receptor superheterodino son bien conocidas y pueden utilizarse en modalidades de transceptor de la invención. También, las frecuencias ej emplificativas mencionadas antes se proporcionan sólo con fines ilustrativos y no restrictivos.

La Figura 50 muestra un transmisor de la presente invención en un circuito transceptor con un receptor superheterodino típico. En consecuencia, la Figura 50 ilustra un circuito transceptor ej emplificativo de la invención. El circuito transceptor incluye un módulo receptor 5001, que se implementa utilizando cualquier configuración de receptor superheterodino y que se describe antes. El transceptor también incluye un módulo transmisor 5003 que se describe abajo. En los modos FM y P , una señal de información 5004 modula una señal intermedia para producir la señal oscilante 5002. La señal oscilante 5002 es conformada por el conformador de señal 5010 para producir una cadena de pulso 5008 (ver el análisis anterior respecto a los beneficios del reforzamiento armónico) . La cadena de pulso 5008 impulsa al módulo conmutador 5012. En los modos FM/PM, una señal de polarización/referencia 5006 también es recibida por el módulo conmutador 5012. La salida del módulo conmutador 5012 es una señal armónicamente rica 5022. La señal armónicamente rica 5022 está comprendida de una pluralidad de componentes senoidales y es enrutada hacia un filtro "Q alto" que retirará todo excepto las frecuencias de salida deseadas. La frecuencia de salida deseada 5024 se amplifica por un amplificador 5016 y se enruta hacia el módulo de transmisión 5018 que da salida a una señal de transmisión 5026 que es enrutada hacia un duplexor 5020. El propósito del duplexor 5020 es permitir que se utilice una sola antena simultáneamente para las señales de recepción y de transmisión. La combinación de la señal recibida 4902 y de la señal de transmisión 5026 es una señal duplexada 5028. En el modo AM, el mismo circuito de la Figura 50 aplica, excepto por lo siguiente: (1) una señal de información 5030 reemplaza a la señal de información 5004; (2) la señal de polarización/referencia 5006 es una función de la señal de información 5030; y (3) la señal oscilante 5002 no está modulada. Esta descripción corresponde al modo dúplex pleno del transceptor, en donde la porción transmisora del sistema de comunicaciones es un circuito separado a la porción receptora. Una posible modalidad del modo semidúplex se describe a continuación. También son posibles modalidades alternativas del transceptor. Por ejemplo, las 51A hasta 51D ilustran una modalidad del transceptor en donde puede desearse, por cuestiones de costo o por otras consideraciones, que un oscilador sea compartido tanto por la porción del transmisor como la porción del receptor del circuito. Para esto, debe hacerse una consideración de ventajas y desventajas para seleccionar la frecuencia del oscilador.

En la Figura 51A, el oscilador local 5104 genera una señal oscilante 5106 que se mezcla con la señal 4911 para generar una primera señal IF 5108. Un oscilador local 5110 genera una segunda señal oscilante 5112 que se mezcla con la primer señal IF 5108 para generar una segunda señal IF 5114. Para el presente ejemplo, las frecuencias de las señales oscilantes 5106 y 5112 serán de frecuencias menores a la señal 4911 y la primera señal IF 5108, respectivamente. (Un experto en este campo reconocerá que, como los mezcladores 4912 y 4922 crean la suma y la diferencia de las señales que reciben, las frecuencias del oscilador pudieran ser superiores a las frecuencias de señal) . Como se describe en los ejemplos anteriores, una segunda frecuencia IF típica es de 11 MHz . La selección de esta frecuencia IF es menos flexible que la selección de la primera frecuencia IF, ya que la segunda frecuencia IF está enrutada a un decodificador, donde la señal se demodula y se decodifica. Típicamente, los demoduladores y decodificadores se diseñan para recibir señales a una frecuencia fija y predeterminada, por ejemplo 11 MHz. En este caso, la combinación de la primera señal IF 5108 y la segunda señal oscilante 5112 debe generar una segunda señal IF con una segunda frecuencia IF de 11 MHz. Recordemos que la señal recibida 4902 fue de 900 MHz en el ejemplo anterior. Para lograr la segunda frecuencia de señal IF de 11 MHz, las frecuencias de las señales oscilantes 4916 y 4926 se ajustaron a 830 MHz y 59 MHz. Antes de ajustar las frecuencias de las señales oscilantes 5106 y 5112, la frecuencia deseada de la señal transmitida debe determinarse. Si ésta también es de 900 MHz, entonces la frecuencia de la señal oscilante que ocasiona que el interruptor de la presente invención se abra y cierre debe ser una "subarmónica" de 900 MHz. Es decir, debe ser el cociente de 900 MHz dividido entre un entero. (En otras palabras, 900 MHz debe ser una armónica de la señal oscilante que impulsa al interruptor) . El siguiente cuadro es una lista de algunas subarmonicas de 900 MHz: subarmónica frecuencia Ia 900 MHz 2a 450 3a 300 4a 225 5a 180 10 a 90 15va 60 Recordemos que la frecuencia de la segunda señal oscilante 4926 en la Figura 49 y 50 fue de 59 MHz.

Observemos que la frecuencia de la 15va subarmónica es de 60 MHz. Si la frecuencia de la señal oscilante 5112 de la Figura 51 se ajustara a 60 MHz, también podría utilizarse como la señal oscilante para operar los interruptores en el módulo interruptor 5126 de la Figura 51B y el módulo interruptor 5136 de la Figura 51C. Si esto se hiciera, la frecuencia de la primera señal IF sería de 71 MHz (en lugar de 70 MHz en el ejemplo previo de un receptor independiente), como se indica abajo: Primera frecuencia IF = segunda frecuencia IF + segunda frecuencia oscilante = 11 MHz + 60 MHz = 71 MHz La frecuencia de la primera señal oscilante 5106 puede determinarse a partir de los valores de la primera frecuencia IF y la frecuencia de la señal recibida 4902. En este ejemplo, la frecuencia de la señal recibida es de 900 MHz y la frecuencia de la primera señal IF es de 71 MHz. Por lo tanto, la frecuencia de la primera señal oscilante 5106 debe ser desde 829 MHz, como se indica abaj o : Primera frecuencia oscilante = frecuencia de señal recibida - primera frecuencia IF = 900 MHz - 71 MHz = 829 MHz Por lo tanto, las frecuencias de las señales oscilantes 5106 y 5112 son 829 MHz y 60 MHz, respectivamente. En la Figura 5IB, la modalidad PM se muestra. La segunda señal oscilante 5112 está enrutada hacia un modulador de fase 5122 en donde se modula por la señal de información 5120 para generar una señal PM 5132. La señal PM 5132 es enrutada hacia un módulo de reforzamiento armónico 5124 para crear una cadena de pulsos 5133. La cadena de pulsos 5133 también es una señal de fase modulada y se utiliza para ocasionar que el interruptor en el módulo interruptor 5126 se abra y se cierra. También entra al módulo interruptor 5126 una señal de polarización 5128. La salida del módulo interruptor 5126 es una señal armónicamente rica 5134. En la Figura 51C, la modalidad AM se muestra. La segunda señal oscilante 5112 entra directamente al módulo de reforzamiento armónico 5124 para crear una cadena de pulsos 5138. La cadena de pulsos 5138 (no modulada en esta modalidad) entra entonces a un módulo interruptor 5136 en donde hace que el interruptor se abra y se cierre. También entra al módulo interruptor 5136 una señal de referencia 5140. La señal de referencia se crea por el módulo sumador 5130 combinando la señal de información 5120 con una señal de polarización 5128., Es bien sabido para los expertos en este campo que la señal de información 5120 puede utilizarse como la señal de referencia sin combinarse con la señal de polarización 5128. La salida del módulo conmutador 5136 es una señal armónicamente rica 5134. El alcance de la invención incluye una modalidad FM en donde el oscilador 5110 del circuito receptor se utiliza como una fuente para una señal oscilante para el circuito transmisor. En las modalidades antes mencionadas, la modalidad FM requiere un oscilador de voltaje controlado (VCO) en lugar de un oscilador local simple. Hay diseños de circuito que serán evidentes para los expertos en este campo con base en la descripción aquí contenida, donde un VCO se utiliza en lugar de un oscilador local en el circuito receptor. En la Figura 51D, la señal armónicamente rica 5134 es filtrada por un filtro 5142, mediante lo cual se retiran todas las frecuencias menos la frecuencia de salida deseada 5148. La frecuencia de salida deseada 5148 se amplifica por el módulo amplificador 5146 y se enruta al módulo transmisor 5150. La salida del módulo transmisor 5150 es una señal de transmisión 5144. La señal de transmisión 5144 se enruta hacia la antena 4904 para la transmisión. Los expertos en este campo comprenderán que hay muchas combinaciones de frecuencias de oscilador, etapas y circuitos que cumplirán con el alcance y propósito de la invención. Por lo tanto, la descripción aquí contenida tiene propósitos únicamente ilustrativos y no es restrictiva . 6.2.2 Segunda modalidad: el transmisor de la presente invención se utiliza con un subconvertidor universal de frecuencia en un modo semiduplex. Un receptor e emplificativo que utiliza técnicas universales de subconversión de frecuencia se muestra en la 52 y se describe en la siguiente sección 6.3. Una antena 5202 recibe una señal electromagnética (EM) 5220. La señal EM 5220 se enruta a través de un capacitor 5204 a una primera terminal de un interruptor 5210. La otra terminal del interruptor 5210 está conectada a tierra 5212 en el ejemplo. Un oscilador local 5206 genera una señal oscilante 5228 que está enrutada a través de un conformador de pulso 5208. El resultado es una cadena de pulsos 5230. La selección del oscilador 5206 y el diseño del conformador de pulso 5208 controla la frecuencia y el ancho de pulso de la cadena de pulsos 5230. La cadena de pulsos 5230 controla la abertura y cierre del interruptor 5210. Como resultado de la abertura y cierre del interruptor 5210, se obtiene una señal subconvertida 5222. La señal subconvertida 5222 es enrutada a través de un amplificador 5214 y un filtro 5216 y se obtiene como resultado una señal filtrada 5224. En una modalidad preferida, la señal filtrada 5224 está en la banda base, y un decodificador 5218 puede sólo requerirse para convertir de digital a analógico o para retirar la codificación antes de dar salida a la señal de información de banda base. Entonces este es un receptor universal de subconversión de frecuencia en un modo de subconversión directa, en donde se recibe la señal EM 5220 y se subconvierte a la señal de banda base 5226 sin requerir una IP o un demodulador. En una modalidad alternativa, la señal filtrada 5224 puede estar a una frecuencia "descentrada" es decir, está a una frecuencia intermedia similar a la antes descrita para la segunda señal IF en un receptor superheterodino típico. En este caso, el decodificador 5218 se utilizaría para demodular la señal filtrada de manera que pudiera dar salida a una señal de banda base 5226. Un transmisor ej emplificativo que utiliza la presente invención se muestra en la Figura 53. En las modalidades FM y PM, una señal de información 5302 modula una señal oscilante 5306 que es enrutada hacia un circuito conformador de pulsos 5310 que da salida a una cadena de pulsos 5311. La cadena de pulso 5311 controla la abertura y cierre del interruptor 5312. Un terminal de interruptor 5312 está conectado a tierra 5314 y la segunda terminal del interruptor 5312 está conectada a través de un resistor 5330 a una señal de polarización/referencia 5308. En los modos FM y PM, la señal de polarización/referencia 5308 de preferencia es una señal no variable, a la que normalmente se le denomina simplemente señal de polarización. En el modo AM, la señal oscilante 5306 no está modulada y la señal de polarización/referencia es una función de la señal de información 5304. En una modalidad, la señal de información 5304 se combina con un voltaje de polarización para generar la señal de referencia 5308. En una modalidad alternativa, la señal de información 5304 se utiliza sin combinarse con un voltaje de polarización. Típicamente, en el modo AM, la señal de polarización/referencia se denomina señal de referencia para distinguirla de la señal de polarización utilizada en los modos FM y PM. La salida del interruptor 5312 es una señal armónicamente rica 5316 que es enrutada a un filtro "Q alto" que retira las frecuencias no deseadas que existen como componentes armónicos de la señal armónicamente rica 5316. La frecuencia deseada 5320 se amplifica por el módulo amplificador 5322 y enrutada al módulo transmisor 5324 que da salida a una señal de transmisión 5326. La señal de transmisión da salida mediante la antena 5328 en esta modalidad. Para los modos de modulación FM y PM, las Figuras 54A, 54B y 54C muestran la combinación de la presente invención del transmisor y del receptor universal de subconversión de frecuencia en el modo semidúplex de acuerdo a una modalidad de la invención. Es decir, el transceptor puede transmitir y recibir, pero no puede hacerlo simultáneamente. Utiliza una sola antena 5402, un solo oscilador 5444/5454 (dependiendo de si el transmisor está en el modo de modulación FM o PM) , un solo conformador de pulso 5438 y un solo interruptor 5420 para transmitir y recibir. En la función de recepción, los interruptores "receptor/transmisor" (R/T) 5406, 5408 y 5446/5452 (FM o PM) estarían todos en la 'posición de recepción, designada (R) . La antena 5402 recibe una señal EM 5404 y la enruta a través de un capacitor 5407. En el modo de modulación FM, la señal oscilante 5436 es generada por un oscilador es generada por un oscilador controlado por voltaje (VCO) 5444. Como el transceptor está efectuando la función de recepción, el interruptor 5446 conecta la entrada al VCO 5444 y a tierra 5448. Por lo tanto, el VCO 5444 operará como si fuera un oscilador simple. En el modo de modulación PM, la señal oscilante 5436 se genera por el oscilador local 5454 que está enrutado a través del modulador de fase 5456. Como el transceptor está efectuando la función de recepción, el interruptor 5452 está conectado a tierra 5448 y no hay entrada de modulación hacia el modulador de fase. Por lo tanto, el oscilador local 5454 y el modulador de fase 5456 operan como si fueran un simple oscilador. Un experto en este reconocerá con base en el análisis contenido aquí que existen muchas modalidades donde la señal oscilante 5436 puede generarse para controlar el interruptor 5420. La señal oscilante 5436 está conformada por el conformador de pulso 5438 para producir una cadena de pulsos 5440. La cadena de pulsos 5440 hace que el interruptor 5420 se abra y se cierre. Como resultado de la abertura y cierre del interruptor, un subconvertidor de señal 5409 se genera. El subconvertidor de señal 5409 se amplifica y se filtra para crear una señal filtrada 5413. En una modalidad, la señal filtrada 5413 se encuentra en la banda base y, como resultado de la subconversión, se desmodula. Por lo tanto, un decodificador 5414 no es requerido excepto para convertir de digital a analógico o para decodificar la señal filtrada 5413. En una modalidad alternativa, la señal filtrada 5413 se encuentra a una frecuencia "descentrada", de manera que el decodificador 5414 requiere desmodular la señal filtrada y crear una señal de banda base desmodulada. Cuando el transceptor está efectuando la función de transmisión, los interruptores R/T 5406, 5408 y 5446/5452 (FM o PM) están en la posición (T) . En el modo de modulación FM, una señal de información 5450 está conectada mediante el interruptor 5446 al VCO 5444 para crear una señal oscilante de frecuencia modulada 5436. En el modo de modulación PM el interruptor 5452 conecta a la señal de información 5450 con el modulador de fase 5456 para crear una señal oscilante de fase modulada 5436. La señal de oscilación 5436 es enrutada a través del conformador de pulso 5438 para crear una cadena de pulsos 5440 que a su vez hace que el interruptor 5420 se abra y se cierre. Una terminal de interruptor 5420 está conectada a tierra 5442 y la otra está conectada a través del interruptor R/T 5408 y el resistor 5423 a una señal de polarización 5422. El resultado es una señal armónicamente rica 5424 que es enrutada a un filtro "Q alto " 5426 que retira las frecuencias no deseadas que existen como componentes armónicos de la señal armónicamente rica 5424.

La frecuencia deseada 5428 se amplifica por el módulo amplificador 5430 y se enruta al módulo de transmisión 5432 que da salida a una señal de transmisión 5434. Una vez más, como el transceptor está efectuando la función de transmisión, el interruptor R/T 5406 conecta la señal de transmisión a la antena 5402. En el modo de modulación AM, el transceptor opera en un modo semidúplex como se muestra en la Figura 55. La única distinción entre este modo de modulación y el modo de modulación FM y PM antes descrito es que la señal oscilante 5436 sea generada por un oscilador local 5502 y el interruptor 5420 esté conectado a través del interruptor R/T 5408 y el resistor 5423 a una señal de referencia 5506. La señal de referencia 5506 es generada cuando la señal de información 5450 y la señal de polarización 5422 se combinan mediante un módulo sumador 5504. Es bien sabido para los expertos en este campo que la señal de información 5450 puede utilizarse como señal de referencia 5506 sin combinarse con la señal de polarización 5422 y puede conectarse directamente (a través del resistor 5423 y del interruptor R/T 5408) al interruptor 5420. 6.2.3 Tercera modalidad: el transmisor de la presente invención se utiliza con un subconvertidor universal de f ecuencia en un modo dúplex pleno. El modo dúplex pleno difiere del modo semidúplex en que el transceptor puede transmitir y recibir simultáneamente. Haciendo referencia a la Figura 56 para lograr esto, el transceptor de preferencia utiliza un circuito separado para cada función. Un duplexor 5604 se utiliza en el transceptor para permitir la compartición de una antena 5602 para las funciones tanto de transmisión como de recepción. La función que realiza el receptor es como sigue. La antena 5602 recibe una señal EM 5606 y la enruta a través de un capacitor 5607 a una terminal de un interruptor 5626. La otra terminal del interruptor 5626 está conectada a tierra 5628 y el interruptor es impulsado como resultado de una cadena de pulso 5624 creada por el oscilador local 5620 y el conformador de pulsos 5622. La abertura y cierre del interruptor 5626 generan una señal subconvertida 5614. La señal subconvertida 5614 es enrutada a través de un amplificador 5608 y un filtro 5610 para generar la señal filtrada 5616. La señal filtrada 5616 puede estar en la banda base y puede ser demodulada o puede estar a una frecuencia "descentrada" . Si la señal filtrada 5616 se encuentra a una frecuencia descentrada, el decodificador 5612 la demodulará para crear la señal de banda base demodulada 5618. En una modalidad preferida, la señal filtrada 5616 será la señal de banda base demodulada y el decodificador 5612 no será necesario, excepto para convertir de digital a analógico o para decodificar la señal filtrada 5616. Esta porción receptora del transceptor puede operar independientemente de la porción transmisora del transceptor. La función transmisora se efectúa en la siguiente forma. En los modos de modulación FM y PM, una señal de información 5648 modula una señal oscilante 5630. En la modulación AM la señal oscilante 5630 no está modulada. La señal oscilante está conformada por el conformador de pulso 5632 y se crea una cadena de pulso 5634. La cadena de pulsos 5634 hace que el interruptor 5636 se abra y se cierre. Una terminal de conmutador 5636 está conectada a tierra 5638 y la otra terminal está conectada a través de un resistor 5647 a una señal de polarización/referencia 5646. En los modos de modulación FM y PM, la señal de polarización/referencia 5646 se denomina señal de polarización 5646 y es esencialmente no variable. En el modo de modulación AM, puede combinarse una señal de información 5650 con una señal de polarización para crear lo que se denomina aquí como señal de referencia 5646. La señal de referencia 5646 es una función de la señal de información 5650. Es bien sabido para los expertos en este campo que la señal de información 5650 puede utilizarse como la señal de polarización/referencia 5646 directamente sin sumarse con una señal de polarización. Una señal armónicamente rica 5652 se genera y se filtra mediante un filtro "Q alto" 5640, produciendo así una señal deseada 5654. La señal deseada 5654 se amplifica por el amplificador 5642 y se enruta al módulo de transmisión 5644. La salida del módulo de transmisión 5644 es la señal de transmisión 5656. La señal de transmisión 5656 es enrutada al duplexor 5604 y después transmitida por la antena 5602. Esta porción transmisora del transceptor puede operar independientemente de la porción receptora del transceptor . Por lo tanto, como ya se describió antes, la modalidad transceptora de la presente invención como se muestra en la Figura 56 puede efectuar las comunicaciones dúplex plenas en todos los modos de modulación. 6.2.4 Otras modalidades e implementaciones . Otras modalidades e implementaciones del receptor/transmisor de esta invención serán evidentes para los expertos con base en el análisis hecho en la presente. Las modalidades e implementaciones que aquí se describen se proporcionan con fines ilustrativos y de ninguna manera pretenden restringir la invención. Los expertos en este campo con base en las enseñanzas aquí contenidas observarán que hay otras alternativas, que difieren ligera o substancialmente de lo aquí descrito, y todas esas alternativas quedan dentro del alcance de esta invención . 6.3 Descripción sumaria de la subconversión utilizando un módulo universal de translación de f ecuencia . El siguiente análisis describe la subconversión utilizando el módulo universal de translación de frecuencia. La Figura 71A ilustra un módulo de etiquetado equivalente 6400 para la subconversión utilizando el módulo universal de translación de frecuencia (UFT) 6402 que subconvierte una señal de entrada EM 6404. En modalidades particulares, el módulo de etiquetado equivalente 6400 incluye un interruptor 6408 y un capacitor 6410. La alineación electrónica de los componentes de circuito es flexible. Es decir, en una implementación, el interruptor 6408 está en serie con la señal de entrada 6404 y el capacitor 6410 está derivado a tierra (aunque puede ser otra conexión distinta a tierra en una configuración como la del modo diferencial. En una segunda implementación (ver Figura 71B) , el capacitor 6410 está en serie con la señal de entrada 6404 y el interruptor 6408 está derivado a tierra (aunque puede ser una conexión distinta a tierra en configuraciones como la del modo diferencial) . El módulo de etiquetado equivalente 6400 con el módulo UFT 6402 puede diseñarse fácilmente para subconvertir una amplia variedad de señales electromagnéticas utilizando frecuencias de etiquetado equivalente que están muy por debajo de las frecuencias de la señal de entrada EM 6404. En una implementación, el módulo de etiquetado equivalente 6400 subconvierte la señal de entrada 6404 a una señal de frecuencia intermedia (IF) . En otra implementación, el módulo de etiquetado equivalente 6400 subconvierte la señal de entrada 6404 a una señal de banda base demodulada. Todavía en otra implementación, la señal de entrada 6400 es una señal de frecuencia modulada (FM) y el módulo de etiquetado equivalente 6400 la subconvierte en una señal que no es de FM, por ejemplo una señal de fase modulada (PM) o una señal de amplitud modulada (AM) . Cada una de las implementaciones anteriores se describe a ¦ continuación. En una modalidad, la señal de control 6406 incluye un tren de pulsos que se repite a una tasa de etiquetado equivalente que es igual o menor al doble de la frecuencia de la señal de entrada 6404. En esta modalidad, la señal de control 6406 se denomina señal de etiquetado equivalente ya que está por debajo de la tasa Nyquist para la frecuencia de la señal de entrada 6404. De preferencia, la frecuencia de la señal control 6406 es mucho menor a la señal de entrada 6404. El tren de pulsos' 6418 como se muestra en la Figura 71E controla al interruptor 6408 para el etiquetado equivalente de la señal de entrada 6404 con la señal control 6406 para generar la señal de salida subconvertida 6412. Más específicamente, en una modalidad, el interruptor 6408 se cierra en un primer borde de cada pulso 6420 de la Figura 71E y se abre en un segundo borde de cada pulso. Cuando el interruptor 6408 se cierra, la señal de entrada 6404 se acopla al capacitor 6410 y el cargo se transfiere de la señal de entrada al capacitor 6410. El cargo almacenado durante pulsos sucesivos forma la señal de salida subconvertida 6412. Las formas de onda ejemplificativas se muestran en las Figuras 71C-71G. La Figura 71C ilustra una señal portadora analógica de amplitud modulada 6414 que es un ejemplo de señal de entrada 6404. Para fines ilustrativos, en la Figura 71D una porción de señal portadora AM analógica 6416 ilustra una porción de la señal portadora AM analógica 6414 en una escala de tiempo expandida. La porción de señal portadora 6416 AM analógica ilustra la señal portadora AM analógica 6414 desde t0 hasta ti- La Figura 71E ilustra un ejemplo de señal de etiquetado equivalente 6418 que es un ejemplo de la señal control 6406. La señal de etiquetado equivalente 6418 está aproximadamente en la misma escala de tiempo que la porción 6416 de señal portadora analógica AM. En el ejemplo mostrado en la Figura 71E, la señal de etiquetado equivalente 6418 incluye un tren de pulsos 6420 que tiene aperturas despreciables que tienden hacia cero (la invención no está limitada a esta modalidad, como ya se mencionó. La apertura de pulso también puede dominarse ancho de pulso como se entenderá por los expertos en este campo. Los pulsos 6420 se repiten a una tasa de etiquetado equivalente o a una tasa de repetición de pulsos de la señal de etiquetado equivalente 6418. La tasa de etiquetado equivalente se determina como se describe a continuación. Como ya se observó antes, el tren de pulsos 6420 (es decir la señal de control 6406) controla al interruptor 6408 para el etiquetado equivalente de la señal portadora analógica AM 6416 (es decir, la señal de entrada 6404) a la tasa de etiquetado equivalente de la señal de etiquetado equivalente 6418. Específicamente, en esta modalidad, el interruptor 6408 se cierra sobre un primer borde de cada pulso y se abre sobre un segundo borde de cada pulso. Cuando el interruptor 6408 se cierra, la señal de entrada 6404 se acopla al capacitor 6410 y el cargo es transferido desde la señal de entrada 6404 al capacitor 6410. El cargo transferido durante un pulso se menciona aquí como submuestra. Las submuestras ejemplificativas 6422 forman una porción de señal subconvertida 6424 (Figura 71F) que corresponde a la porción de señal portadora analógica AM 6416 (Figura 71D) y al tren de pulsos 6420 (Figura 71E) . El cargo almacenado durante submuestras sucesivas de la señal portadora AM 6414 forma la señal subconvertida 6424 (Figura 71F) que es un ejemplo de la señal de salida subconvertida 6412 (Figuras 71A y 71B) . En la Figura 71G una señal de banda base desmodulada 6426 representa la señal de banda base desmodulada 6424 después del filtrado en una escala de tiempo comprimida. Como se ilustra, la señal subconvertida 6426 tiene esencialmente la misma "envolvente de amplitud" que la señal portadora AM 6414. Por lo tanto, las Figuras 71C-71G ilustran la subconversion de la señal portadora AM 6414. Las formas de onda mostradas en las Figuras 71C-71G se analizan aquí para fines ilustrativos solamente y en forma no restrictiva. La tasa de etiquetado equivalente de la señal control 6406 determina si la señal de entrada 6404 es subconvertida a una señal IF, subconvertida a una señal de banda base demodulada o subconvertida desde una señal FM hasta una señal PM o AM. En general, las relaciones entre la señal de entrada 6404, la tasa de etiquetado equivalente de la señal control 6406 y la señal de salida subconvertida 6412 se ilustran a continuación: (Frecuencia de señal de entrada 6404) = n* (frecuencia de señal control 6406) + (frecuencia de señal de salida subconvertida 6412) Para el ejemplo aquí contenido, solamente se analizará la condición "+". El valor de n representa una armónica o subarmónica de la señal de entrada 6404 (por ejemplo, n = 0.5, 1, 2, 3, ...) . Cuando la 'tasa de etiquetado equivalente de la señal control 6406 está descentrada respecto a la frecuencia de la señal de entrada 6404 o descentrada respecto a una armónica o subarmonica de la misma, la señal de entrada 6404 se subconvierte en una señal IF. Esto se debe a que los pulsos de submuestreo se presentan a diferentes fases de ciclos subsecuentes de la señal de entrada 6404. Como resultado, las submuestras forman un patrón oscilante de frecuencia menor. Si la señal de entrada 6404 incluye menores cambios de frecuencia, como amplitud, frecuencia, fase, etc., o cualquier combinación de ellas, el cargo almacenado durante las submuestras asociadas refleja los cambios de frecuencia menor, dando por resultado cambios similares en la señal subconvertida IF. Por ejemplo, para subconvertir una señal de entrada de 901 MHz en una señal IF de 1 MHz, la frecuencia de la señal control 6406 se calcularía como sigue: (Freqentrada - FzeqTF) /n = FreqCOntroi (901 MHz - 1 MHz)/n = 900/n Para n = 0.5, 1, 2, 3, 4, etc., la frecuencia de la señal control 6406 sería esencialmente igual a 1.8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz, etc. Alternativamente, cuando la tasa de etiquetado de la señal control 6406 es esencialmente igual a la frecuencia de la señal de entrada 6404, o esencialmente igual a una armónica o subarmonica de la misma, la señal de entrada 6404 es directamente subconvertida en una señal de banda base desmodulada. Esto se debe a que, sin modulación, se presentan pulsos de submuestreo en el mismo punto de los ciclos subsecuentes de la señal de entrada 6404. Como resultado, las submuestras forman una señal de banda base de salida constante. Si la señal de entrada 6404 incluye cambios de frecuencia inferiores, por ejemplo amplitud, frecuencia, fase, etc., o cualquier combinación de ellos, el cargo almacenado durante las submuestras asociadas refleja los cambios de frecuencia inferior, dando por resultado un cambio similar en la señal de banda base desmodulada. Por ejemplo, para subconvertir directamente una señal de entrada de 900 MHz en una señal de banda base desmodulada (es decir IF de cero) , la frecuencia de la señal control 6406 se calcularía en la siguiente forma: (Freqentrada - FreqIP) /n = Freqcontrol (900 MHz - 0 MHz)/n = 900 MHz/n Para n = 0.5, 1, 2, 3, 4, etc., la frecuencia de la señal control 6406 sería esencialmente de 1.8 GHz , 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz, etc. Alternativamente, para subconvertir una señal de entrada FM en una señal que no es de FM, una frecuencia dentro del ancho de banda de FM debe subconvertirse a la banda base (es decir IF de cero) . Como un ejemplo, para subconvertir una señal de manipulación por desplazamiento de frecuencia (FSK) (un subconjunto de FM) en una señal de manipulación por desplazamiento de fase (PSK) (un subconjunto de PM) , el punto medio entre la frecuencia inferior Fx y una frecuencia superior F2 (es decir, [ (Fx + F2) ÷ 2] ) de la señal FSK se subconvierte a IF de cero. Por ejemplo, para subconvertir una señal FSK que tiene Fi igual a 899 MHz y F2 igual a 901 MHz, en una señal PSK, la tasa de etiquetado equivalente de la señal control 6406 se calcularía en la siguiente forma: Frecuencia de la entrada = (Fi + F2) ÷ 2 = (899 MHz + 901 MHz) ÷ 2 = 900 MHz Frecuencia de la señal subconvertida = 0 (es decir, banda base) (Freqentrada - FreqIP) /n = Freqcontroi (900 MHz - 0 MHz)/n = 900 MHz/n Para n = 0.5, 1, 2, 3, etc., la frecuencia de la señal control 6406 sería esencialmente igual a 1.8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz , 225 MHz, etc. La frecuencia de la señal PSK subconvertida es esencialmente igual a una y media veces la diferencia entre la frecuencia inferior Fx y la frecuencia superior F2. En otro ejemplo, para subconvertir una señal FSK a una señal de manipulación por desplazamiento de amplitud (ASK) (un subconjunto de AM) , cualquiera de la frecuencia inferior Fi o la frecuencia superior F2 en la señal FSK puede subconvertirse a una IF de cero. Por ejemplo, para subconvertir una señal FSK que tiene una Fi igual a 900 MHz y una F2 igual a 901 MHz, en una señal ASK, la tasa de etiquetado equivalente de la señal control 6406 sería esencialmente igual a: (900 MHz - 0 MHz)/n = 900 MHz/n, o (901 MHz - 0 MHz)/n = 901 MHz/n. Para este último caso de 900 MHz/n y para n = 0.5, 1, 2, 3, 4, etc., la frecuencia de la señal control 6406 sería esencialmente igual a 1.8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz, etc. Para este último caso de 901 MHz/n, y para n = 0.5, 1, 2, 3, 4, etc., la frecuencia de la señal control 6406 sería esencialmente igual a 1.802 GHz, 901 MHz, 450.5 MHz, 300.333 MHz, 225.25 MHz, etc. La frecuencia de la señal AM subconvertida es esencialmente igual a la diferencia entre la frecuencia menor F y la frecuencia mayor F2 (es decir 1 MHz) . En una modalidad, los pulsos de la señal control 6406 tienen aperturas despreciables que tienden hacia cero. Esto hace que el módulo UFT 6402 sea un dispositivo de impedancia de entrada alta. La configuración es útil para situaciones donde la perturbación mínima de la señal de entrada es deseable. En otra modalidad, los pulsos de la señal de control 6406 tienen aperturas no despreciables que tienden a alejarse de cero. Esto hace que el módulo UFT 6402 sea un dispositivo de impedancia de entrada baja. Esto permite que la impedancia de entrada baja del módulo UFT 6402 sea esencialmente coincidente con una impedancia fuente de la señal de entrada 6404. Esto también mejora la transferencia de energía que proviene de la señal de entrada 6404 hacia la señal de salida subconvertida 6412 y, por lo tanto, la eficiencia de la proporción señal a ruido (s/n) del módulo UFT 6402. Cuando el pulso de la señal control 6406 tiene aperturas no despreciables, el módulo de etiquetado equivalente 6400 se señala aquí como intercambiable con un módulo de transferencia de energía o un módulo de transferencia de control por compuerta y la señal control 6406 se señala como una señal de transferencia de energía. Los sistemas y métodos ej emplificativos para generar y optimizar la señal control 6406 o bien para mejorar la transferencia de energía y/o la proporción señal a ruido en un módulo de transferencia de energía se describen a continuación. 6.3.1 Módulo de señal de transferencia de energía opcional La Figura 93 ilustra un sistema de transferencia de energía 9301 que incluye un módulo opcional de señal de transferencia de energía 9302, que puede realizar cualquiera de una variedad de funciones o combinaciones de funciones entre las que se incluyen, de manera irrestricta, la generación de una señal de transferencia de energía 9309. En una modalidad, el módulo opcional de señal de transferencia de energía 9302 incluye un generador de apertura, un ejemplo del cual se ilustra en la Figura 92C como un generador de apertura 9220. Un generador de apertura 9220 genera pulsos de apertura no despreciables 9226 provenientes de una señal de entrada 9224. La señal de entrada 9224 puede ser cualquier tipo de señal periódica que incluye, de manera irrestricta, una onda senoidal, cuadrada o de dientes de sierra, etc. Los sistemas para generar señales de entrada 9224 se describen a continuación. El ancho o apertura de los pulsos 9226 se determina por el retardo a través de la ramificación 9222 del generador de apertura 9220. En general, a medida que el ancho de pulso deseado aumenta, la dificultad para cumplir con los requisitos del generador de apertura 9220 disminuye. En otras palabras, para generar los pulsos de apertura no despreciables para una frecuencia de entrada EM específica, los componentes utilizados en el generador de apertura ejemplificativo 9220 no requieren tiempos de reacción tan rápidos como los requeridos en un sistema de submuestreo coopera con la misma frecuencia de entrada EM. La implementación y la lógica ejemplificativas mostradas en el generador de apertura 9220 se proporcionan sólo con fines ilustrativos y no restrictivos. La lógica real empleada puede tomar muchas formas. El generador de apertura ej emplificativo 9220 incluye un inversor opcional 9228 que se muestra para la consistencia de polaridad con otros ejemplos que aquí se proporcionan. Una implementación ej emplificativa del generador de apertura 9220 se ilustra en la Figura 92D. Los ejemplos adicionales de la lógica de generación de apertura se proporcionan en las Figuras 92A y 92B. En la Figura 92A se ilustra un generador de pulsos de borde en elevación 9240, que genera pulsos 9226 en los bordes de elevación de la señal de entrada 9224. La Figura 92B ilustra un generador de pulsos de borde en caída 9250, que genera pulsos 9226 en los bordes de caída de la señal de entrada 9224. En una modalidad, la señal de entrada 9224 se genera externamente al módulo opcional de señal de transferencia de energía 9302, como se ilustra en la Figura 93. Alternativamente, la señal de entrada 9224 se genera internamente por el módulo opcional de señal de transferencia de energía 9302. La señal de entrada 9224 puede generarse por un oscilador, como se ilustra en la Figura 92E mediante un oscilador 9230. El oscilador 9230 puede ser interno al módulo opcional de señal de transferencia de energía 9302 o externo al módulo opcional de señal de transferencia de energía 9302. El oscilador 9230 puede ser externo al sistema de transferencia de energía 9301. La salida del oscilador 9230 puede ser cualquier forma de onda periódica. El tipo de subconversion realizado por el sistema de transferencia de energía 9301 depende de la tasa de etiquetado equivalente de la señal de transferencia de energía 9309, que se determina por la frecuencia de pulsos 9226. La frecuencia de pulsos 9226 se determina por la frecuencia de la señal de entrada 9224. Por ejemplo, cuando la frecuencia de la señal de entrada 9224 es esencialmente igual a una armónica o subarmónica de la señal EM 9303, la señal EM 9303 se subconvierte directamente a la banda base (por ejemplo, cuando señal EM es una señal AM o una señal PM) o se convierte de la señal FM a la señal que no es FM. Cuando la frecuencia de la señal de entrada 9224 es esencialmente igual a una armónica o subarmónica de una diferencia de frecuencia, la señal EM 9303 se subconvierte en una señal intermedia . El módulo opcional de señal de transferencia de energía 9302 puede implementarse en hardware, software, firmware, o cualquier combinación de éstos: 6.3.2 AliSarniento de la señal subconvertida Referencia a la Figura 71A: la señal de salida subconvertida 6412 puede alisarse por filtrado, según se desee . 6.3.3 Coincidencia de impedancia Haciendo referencia a las Figuras 71A y 71B, el módulo de transferencia de energía 6400 tiene impedancias de entrada y salida definidas en general por: (1) el ciclo de trabajo del módulo del interruptor (es decir el módulo UFT 6402) y (2) la impedancia del módulo de almacenaje (por ejemplo, capacitor 6410) , a las frecuencias de interés (por ejemplo a la entra EM y las frecuencias intermedia/banda base) . Iniciando con el ancho de apertura de aproximadamente un medio del periodo de la señal EM que se está subconvirtiendo como una modalidad preferida, este ancho de apertura (es decir "tiempo de cierre") puede disminuirse. A medida que el ancho de apertura disminuye, la impedancia característica en la entrada y salida del módulo de transferencia de energía aumenta. Alternativamente, a medida que el- ancho de apertura aumenta de la mitad del periodo de la señal EM que se está subconvirtiendo, la impedancia del módulo de transferencia de energía disminuye. Uno de los pasos para determinar la impedancia de entrada característica del módulo de transferencia de energía podría ser medir su valor. En una modalidad, la impedancia de entrada característica del módulo de transferencia de energía es de 300 ohms . Un circuito de coincidencia de impedancia puede utilizarse para acoplar eficientemente una señal EM de entrada que tiene una impedancia fuente de, por ejemplo, 50 ohms, con la impedancia del módulo de transferencia de energía de, por ejemplo, 300 ohms. La coincidencia de estas impedancias puede lograrse en varias formas, incluyendo proporcionando la impedancia necesaria directamente o el uso de un circuito de coincidencia de impedancia, como se describe abaj o . Haciendo referencia a la Figura 94, se muestra un módulo de etiquetado equivalente de impedancia coincidente 9402 que comprende un módulo de coincidencia de impedancia de entrada 9406, un módulo de etiquetado equivalente 9404 y un módulo coincidente de impedancia de salida 9408. Como ejemplo y en forma no restrictiva, la Figura 94 ilustra una modalidad específica que utiliza una señal RF 9414 como una entrada. Suponiendo que una impedancia 9412, por ejemplo, es una impedancia relativamente baja de aproximadamente 50 Ohms y una impedancia de entrada 9416 es, por ejemplo, de aproximadamente 300 Ohms, una configuración inicial para el módulo de entrada de coincidencia de impedancia 9406 puede configurarse como se muestra en la Figura 96 e inducir un inductor 9606 y un capacitor 9608. La configuración del inductor 9606 y del capacitor 9608 es una configuración posible cuando se va de una baja impedancia a una alta impedancia. El inductor 9606 y el capacitor 9608 constituyen un filtro de coincidencia de "red L" . El cálculo de los valores del inductor 9606 y del capacitor 9608 es bien conocido para los expertos en este campo. La impedancia característica de salida puede ser una impedancia coincidente que toma en consideración las frecuencias de salida deseadas. Uno de los pasos para determinar la impedancia de salida característica del módulo de transferencia de energía pudiera ser medir su valor. El balanceo de la impedancia muy baja del módulo de almacenaje en la frecuencia E de entrada, hace que el módulo de almacenaje debe tener una impedancia a las frecuencias de salida deseadas que de . preferencia es mayor o igual a la carga que se pretende sea impulsada (por ejemplo, en una modalidad, la impedancia del módulo de almacenamiento a una frecuencia de salida deseada de 1MHz es de 2K ohm y la carga deseada que se va a impulsar es de 50 ohms) . Un beneficio adicional de la coincidencia de impedancia es que el filtro de las señales no deseadas también puede lograrse con los mismos componentes. En una modalidad, la impedancia de salida característica del módulo de transferencia de energía es, por ejemplo, 2K ohms. Un circuito de coincidencia de impedancia puede utilizarse para acoplar eficientemente la señal subconvertida con una impedancia de salida de, por ejemplo, 2K ohms, a una carga de, por ejemplo, 50 ohms. La coincidencia de estas impedancias puede lograrse en varias formas, incluyendo proporcionar la impedancia de carga necesaria directamente o el uso de un circuito de coincidencia de impedancia como se describe a continuación. Cuando se hace la coincidencia desde una alta impedancia hasta una baja impedancia, un capacitor 9614 y un inductor 9616 puede configurarse como se muestra en la Figura 96. El capacitor 9614 y el inductor 9616 constituyen un filtro comparado de la "red L" . El cálculo de los valores para el capacitor 9614 y los inductores 9616 es conocido para los expertos en este campo. La configuración del módulo de comparación o coincidencia de impedancia de entrada 9406 y del módulo de comparación o coincidencia de impedancia de salida 9408 se considera inicial en los puntos de partida para la comparación de la impedancia, de acuerdo a la presente invención. En algunas circunstancias, los diseños iniciales pueden ser adecuados sin mayor optimización. En otras situaciones, los diseños iniciales pueden optimizarse de acuerdo con otras consideraciones y criterios de diseño diversos . Al igual que otras estructuras y/o componentes de optimización opcionales que se utilizan, su efecto sobre la impedancia característica del módulo de transferencia de energía debe tomarse en cuenta en la coincidencia, junto con sus propios criterios originales. 6.3.4 Tanques y estructuras resonantes El tanque resonante y otras estructuras resonantes pueden utilizarse para optimizar más las características de transferencia de energía de la invención. Por ejemplo, las estructuras resonantes, que son resonantes alrededor de la frecuencia de entrada, pueden utilizarse para almacenar energía proveniente de la señal de entrada cuando el interruptor está abierto, un periodo durante el cual puede concluirse que la arquitectura estaría limitada en alguna otra forma, en su eficiencia máxima posible. El tanque resonante y otras estructuras resonantes pueden incluir, de manera irrestricta, filtros de onda acústica superficial (SAW) , resonadores dieléctricos, duplexores, capacitores, inductores, etc. Una modalidad e emplificativa se muestra en la Figura 106A. Dos modalidades adicionales se muestran en las Figuras 101 y 109. La implementación alternativa será evidente para los expertos en este campo de acuerdo a las enseñanzas aquí contenidas. Las implementaciones alternativas quedan dentro del alcance y espíritu de la presente invención. Estas implementaciones aprovechan las propiedades de los circuitos resonantes en serie y en paralelo (tanque) . La Figura 106A ilustra circuitos de tanque en paralelo en una implementación diferencial . Un primer circuito de tanque o circuito resonante en paralelo (tanque 1) consiste de un capacitor 10638 y un inductor 10620. Un segundo circuito tanque (tanque 2) consiste de un capacitor 10634 y un inductor 10636. Como es sabido para los expertos en este campo, los circuitos de tanque en paralelo proporciona: baja impedancia a las frecuencias por debajo de la resonancia; baja impedancia a las frecuencias por arriba de la resonancia; y alta impedancia a las frecuencias en o cerca de la resonancia. En el ejemplo ilustrado en la Figura 106A, el primero y el segundo circuitos de tanque resuenan aproximadamente a 920 MHz. En y cerca de la resonancia, la impedancia de sus circuitos es relativamente alta. Por lo tanto, en la configuración del circuito mostrado en la Figura 106A, los dos circuitos de tanque aparecen con una impedancia relativamente alta a la frecuencia de entrada de 950 MHz, mientras que simultáneamente aparecen con una impedancia relativamente baja a las frecuencias en el intervalo de salida deseado de 50 MHz. Una señal de transferencia de energía 10642 controla un interruptor 10614. Cuando la señal de transferencia de energía 10642 controla al interruptor 10614 para abrir y cerrar, los componentes de la señal de alta frecuencia no pasarán a través del tanque 1 o del tanque 2. Sin embargo, los componentes de señal inferior (50 MHz en esta modalidad) generados por el sistema pasarán a través del tanque 1 y el tanque 2 con poca atenuación. El efecto del tanque 1 y el tanque 2 es separar adicionalmente las señales de entrada y salida desde el mismo nodo, produciendo así una impedancia de entrada y de salida más estable. Los capacitores 10618 y 10640 actúan para almacenar la energía de señal de salida de 50 MHz entre los pulsos de transferencia de energía. Se proporciona optimización de transferencia de energía adicional colocando un inductor 10610 en serie con un capacitor de almacenaje 10612, como se muestra. En el ejemplo ilustrado, la frecuencia resonante en serie de este arreglo de circuito es de aproximadamente 1 GHz . El circuito aumenta la característica de transferencia de energía del sistema. La relación entre la impedancia del inductor 10610 y la impedancia del capacitor de almacenaje 10612 de preferencia se mantiene relativamente pequeña, de manera que la mayoría de la energía variable será transferida al capacitor de almacenaje 10612 durante la operación. Las señales de salida ejemplificativas A y B se ilustran en las Figuras 106B y 106C, respectivamente. En la Figura 106A, los componentes de circuito 10604 y 10606 forman una comparación de impedancia de entrada. Los componentes de circuito 10632 y 10630 forman una coincidencia de impedancia de salida dentro de un resistor 10628 de 50 ohm. Los componentes de circuito 10622 y 10624 forman una segunda coincidencia de impedancia de salida dentro de un resistor 10626 de 50 ohm. Los capacitores 10608 y 10612 actúan como capacitores de almacenaje para la modalidad. Una fuente de voltaje 10646 y un resistor 10602 generan una señal de 950 MHz con una impedancia de salida de 50 ohm, que se utiliza como la entrada al circuito. Un elemento de circuito 10616 incluye un oscilador de 150 MHz y un generador de pulsos, que se utilizan para generar la señal de transferencia de energía 10642. La Figura 101 ilustra un circuito de tanque de derivación 10110 en un sistema 10112 de un solo extremo a un solo extremo. Similarmente , la Figura 109 ilustra un circuito de tanque de derivación 10910 en un sistema 10912. Los circuitos de tanque de derivación 10110 y 10910 disminuyen la impedancia de la fuente de impulsión, lo que mejora la respuesta transitoria. Los circuitos de tanque de derivación 10110 y 10910 son capaces de almacenar la energía proveniente de la señal de entrada y proporcionar una baja impedancia de la fuente impulsora para transferir la energía a través de la apertura del interruptor cerrado. La naturaleza transitoria de la apertura del interruptor puede observarse tiene una respuesta que, además de incluir la frecuencia de entrada, tiene frecuencias de componentes grandes por arriba de la frecuencia de entrada, (es decir, es posible que las frecuencias mayores a la frecuencia de entrada pasen efectivamente a través de la apertura) . Los circuitos o estructuras resonantes, por ejemplo circuitos de tanque de derivación 10110 o 10910, pueden aprovecharse de esto y son capaces de transferir energía a través de la respuesta de frecuencia transitoria del interruptor (es decir, el capacitor en el tanque resonante aparentemente tiene una impedancia de fúente de impulsión baja durante el periodo transitorio de la apertura) .

El tanque ej emplificativo y las estructuras resonantes que se describen arriba tienen fines ilustrativos y no son restrictivos. Las configuraciones alternativas también pueden utilizarse y varios tanques y estructuras resonantes ya mencionados, podrán combinarse o utilizarse de manera independiente, como se mencionará a continuación. 6.3.5 Conceptos de carga y transferencia de potencia Los conceptos de transferencia de carga se describen ahora en relación a las Figuras 117A hasta F. La Figura 117A ilustra un circuito 11702 que incluye un interruptor S y un capacitor 11706 que tiene una capacitancia "C" . El interruptor S es controlado por una señal de control 11708, que incluye a los pulsos 11710 que tienen aperturas de duración "T" . En la Figura 117B, la ecuación 13a ilustra que la carga "q" sobre un capacitor que tiene una capacitancia "C", como el capacitor 11706, es proporcional al voltaje "V" a través del capacitor, en donde: q = Carga en Coulombs C = Capacitancia en Faradios V = Voltaje en Voltios En donde el voltaje "V" está representado por la Ecuación 13b y en donde A = amplitud de la señal de entrada . La Ecuación 13a puede reescribirse en la forma de la Ecuación 13c. El cambio en la carga sobre el tiempo se ilustra como "Aq(f)" en la Ecuación 14a, que puede reescribirse como en la Ecuación 14b. Utilizando la identidad trigonométrica de la Ecuación 15, la Ecuación 14b se convierte en la Ecuación 16, que puede reescribirse como Ecuación 17. Obsérvese que el término seno en la Ecuación 17 es una función de la apertura "I" solamente. Por lo tanto, "Aq(f)" está a un máximo cuando "T" es igual a un múltiplo non de p (es decir, p, 3 p, 5p, ...). Por lo tanto, el capacitor 11706 experimenta el mayor cambio en la carga cuando la apertura "T" tiene un valor de p o un intervalo de tiempo representativo de 180 grados del senoide de entrada. Inversamente, cuando "T" es igual a 2p, 4 p, 6 p, la carga mínima se transfiere. Las ecuaciones 18, 19 y 20 se resuelven para "q(t) " integrando la ecuación 13a, permitiendo que la carga en el capacitor 11706 con respecto al tiempo se grafiquen en el mismo eje que el senoide de entrada, " sen ( I ) " como se ilustra en la gráfica de la Figura 117C. A medida que la apertura "T" disminuye en su valor o tiende hacia un impulso, la fase entre la carga en el capacitor "C" (o "q(t)") ? "sen(t) " tiende hacia cero. Esto se ilustra en la gráfica de la Figura 117D, que indica que la transferencia máxima de la carga de impulso se presenta cerca de los máximos de voltaje de entrada. Como lo indica esta gráfica, se transfiere una carga menos considerable que el valor en que disminuye "T" . Las relaciones potencia/carga se ilustran en las Ecuaciones 21 a 26 de la Figura 117E, en donde se muestra que la potencia es proporcional a la carga y la carga transferida es inversamente proporcional a la pérdida de inserción. Los conceptos de pérdida de inserción se ilustran en la Figura 117F. . En general, la cifra de ruido de un dispositivo pasivo de pérdida es numéricamente igual a la pérdida de inserción del dispositivo. Alternativamente, la cifra de ruido para cualquier dispositivo no puede ser menor a su pérdida de inserción. La pérdida de inserción puede expresarse por la Ecuación 27 ó 28. A partir de la discusión anterior, se observa que la apertura "T" aumenta, se transfiera más carga desde la entrada al capacitor 11706, lo que aumenta la transferencia de potencia desde la entrada hacia la salida. Se ha observado que no es necesario reproducir exactamente el voltaje de entrada en la salida debido a la amplitud modulada relativa y a la información de fase que quedan retenidas en la potencia transferida. 6.3.6 Optimización y ajuste de ancho de apertura/duración no despreciable 6.3.6.1 Variación de las impedancias de entrada y salida En una modalidad de la invención, la señal de transferencia de energía (es decir, la señal de control 6406 en la Figura 71A) se utiliza para variar la impedancia de entrada observada por la señal EM 6404 y varía la impedancia de salida impulsora de una carga. Un ejemplo de esta modalidad se describe a continuación utilizando un módulo de transferencia controlado por compuerta 9701, mostrado en la Figura 97A. El método descrito a continuación no está limitado al módulo de transferencia controlado por compuerta 9701. En la Figura 97A, cuando el interruptor 9706 se cierra, la impedancia que ve hacia el circuito 9702 es esencialmente la impedancia de un módulo de almacenaje, ilustrado aquí como capacitancia de almacenaje 9708, en paralelo con la impedancia de una carga 9712. Cuando el interruptor 9706 se abre, la impedancia en un punto 9714 se aproxima al infinito. De aquí resulta que la impedancia promedio en el punto 9714 puede variarse respecto a la impedancia del módulo de almacenaje ilustrado en paralelo con la carga 9712, hasta la impedancia más alta obtenible cuando el interruptor 9706 se abre, variando la proporción del tiempo en que el interruptor 9706 se abre respecto al tiempo en que el interruptor 9706 se abre respecto al tiempo en que el interruptor 9706 se cierra. El interruptor 9706 está controlado por una señal de transferencia de energía 9710. Por lo tanto, la impedancia en el punto 9714 puede variar controlando el ancho de apertura de la señal de transferencia de energía en conjunto con la tasa de etiquetado equivalente. Un método e emplificativo para alterar la señal de transferencia de energía 9710 de la Figura 97A se describe a continuación en relación a la Figura 95A, en donde un circuito 9502 recibe una señal oscilante de entrada 9506 y da salida a un tren de pulsos mostrado como una señal de salida duplicadora 9504. El circuito 9502 puede utilizarse para generar la señal de transferencia de energía 9710. Las formas de onda ej emplificativas de 9504 se muestran en la Figura 95C. Puede mostrarse que al variar el retardo de la señal propagada por un inversor 9508, el ancho de. los pulsos en la señal de salida duplicadora 9504 puede variar. Al aumentar el retardo de la señal propagada por el inversor 9508, aumenta la anchura de los pulsos. La señal propagada por el inversor 9508 puede retardarse introduciendo una red de paso bajo R/C en la salida del inversor 9508. Otro medio para alterar el retardo de la señal propagada por el inversor 9508 será bien conocida para los expertos . 6.3.6.2 Control de apertura en tiempo real En una modalidad, el ancho/duración de la apertura se ajusta en tiempo real. Por ejemplo, haciendo referencia a los diagramas de temporizacion de las Figuras 110B-F, una señal de reloj 11014 (Figura 110B) se utiliza para generar una señal de transferencia de energía 11016 (Figura 110F) , que incluye pulsos de transferencia de energía 11018, que tienen aperturas variables 11020. En una modalidad, la señal de reloj 11014 es invertida como se ilustra en una señal de reloj invertida 11022 (Figura 110D) . La señal de reloj 11014 también se retarda, como se ilustra o una señal de reloj retardada 11024 (Figura 110E) . La señal de reloj invertida 11022 y la señal de reloj retardada 11024 se combinan entonces mediante una compuerta AND 11008, generando la señal de transferencia de energía 11016 que es "alta" - pulsos de transferencia de energía 11018 - cuando la señal de reloj retardada 11024 y la señal de reloj invertida 11022 son "altas". La magnitud del retardo impartido a la señal de reloj de retardada 11024 determina esencialmente el ancho o duración de las aperturas variables 11020. Al variar el retardo en tiempo real, las aperturas se ajustan en tiempo real.

En una implementación alternativa, la señal de reloj invertida 11022 es retardada con relación a la señal de reloj 11014 y después se combina con la señal de reloj 11014 mediante la compuerta AND 11008. Alternativamente, la señal de reloj 11014 queda retardada y después invertida. El resultado se combina entonces con la señal de reloj 11014 mediante la compuerta AND 11008. La Figura 110A ilustra un sistema de control de apertura en tiempo real 11002 que es ej emplificativo y puede utilizarse para ajustar aperturas en tiempo real. El sistema de control de apertura en tiempo real 11002 incluye un circuito RC 11004, que incluye un capacitor de voltaje variable 11012 y un resistor 11026. El sistema de control de apertura en tiempo real 11002 también incluye un inversor 11006 y una compuerta AND 11008. Opcionalmente, la compuerta AND 11008 incluye una entrada habilitadora opcional 11010 para habilitar/deshabilitar la compuerta AND 11008. El sistema de control de apertura en tiempo real 11002 incluye opcionalmente un amplificador 11028. La operación del sistema de control de apertura en tiempo real 11002 está descrita en relación a los diagramas de temporización de las Figuras 110B-F. El sistema de control de apertura en tiempo real 11002 recibe la señal de reloj 11014, que se proporciona al inversor 11006 y al circuito RC 11004. El inversor 11006 da salida a la señal de reloj invertida 11022 y la presenta a la compuerta AND 11008·. El circuito RC 11004 retarda la señal de reloj 11014 y da salida a la señal de reloj retardada 11024. El retardo se determina principalmente por la capacitancia del capacitor de voltaje variable 11012. En general, a medida que la capacitancia disminuye, el retardo disminuye . La señal de reloj retardada 11024 es opcionalmente amplificada por el amplificador opcional 11028, antes de ser presentada a la compuerta AND 11008. Se desea la amplificación, por ejemplo, cuando la constante RC o el circuito RC 11004 atenúan la señal por debajo del umbral de la compuerta AND 11008. La compuerta AND 11008 combina la señal de reloj retardada 11024, la señal de reloj invertida 11022 y la señal habilitadora opcional 11010, a fin de generar la señal de transferencia de energía 11016. Las aperturas 11020 se ajustan en tiempo real variando el voltaje al capacitor de voltaje variable 11012. En una modalidad, las aperturas 11020 se controlan para optimizar la transferencia de potencia. Por ejemplo, en una modalidad, las aperturas 11020 se controlan para maximizar la transferencia de potencia. Alternativamente, las aperturas 11020 se controlan para controlar la ganancia variable (es decir control de ganancia automático - AGC) . En esta modalidad, la transferencia de potencia es reducida por las aberturas reductoras 11020. Como puede observarse fácilmente de esta exposición, muchos de los circuitos de apertura presentados así como otros, podrán modificarse al igual que los circuitos ilustrados en las Figuras 92A-D. La modificación o selección de la abertura puede hacerse al nivel del diseño para que quede un valor fijo en el circuito, o puede hacerse en una modalidad alternativa, que puede ajustarse dinámicamente para compensar o tratar varios objetivos de diseño, por ejemplo la recepción de señales RF con eficiencia mejorada, que se encuentran en bandas de operación diferentes y distintivas, por ejemplo señales RF a 900 MHz y 1.8 GHz . .3.7 Adición de una red de derivación En una modalidad de la invención, se añade una red de derivación para mejorar la eficiencia del módulo de transferencia de energía. Esta red de derivación puede observarse como un medio de ampliar sintéticamente la apertura. Los componentes para la red de derivación se seleccionan de manera que la red de derivación aparezca como substancialmente con impedancía menor a la de los transitorios del módulo de interrupción (es decir, las frecuencias son mayores a la señal EM recibida) y aparece como una impedancia demoderada a alta en la señal EM de entrada (por ejemplo, mayor de 100 Ohms a la frecuencia RF) . El tiempo en que la señal de salida se conecta ahora al lado opuesto del módulo del interruptor se alarga debido a la conformación provocada por la red, que en las realizaciones simples puede consistir de un capacitor o una serie de capacitores inductores resonantes. Una red que es resonante en serie por arriba de la frecuencia de entrada sería una implementación típica. Esta conformación mejora la eficiencia de conversión de una señal de entrada que pudiera, de lo contrario, si se considera la apertura de la señal de transferencia de energía solamente, ser relativamente baja en frecuencia para resultar óptima. Por ejemplo, haciendo referencia a la Figura 107, una red de derivación 10702 (mostrada en este caso como el capacitor 10712), se muestra derivando a un módulo de interrupción 10704. en esta modalidad, la red de derivación 10702 aumenta la eficiencia del módulo de transferencia de energía cuando, por ejemplo, se seleccionaron anchos de apertura menores al óptimo para una frecuencia de entrada específica sobre una señal de transferencia de energía 10706. La red de derivación 10702 pudiera ser de diferentes configuraciones a la mostrada en la Figura 107. Esta alternativa se ilustra en la Figura 103. Similarmente , la Figura 108 ilustra otra red de derivación ej emplificativa 10802, que incluye un capacitor 10804. La siguiente descripción demostrará los efectos de una apertura minimizada y el beneficio proporcionado por una red de derivación. Iniciando con un circuito inicial que tiene una apertura de 550ps en la Figura 111, la salida pico a pico (Vpp) se observa que es de 2.8mVpp aplicado a una carga de 50 ohm en la Figurá 115A. El cambio de la apertura a 270ps como se muestra en la Figura 112, da por resultado una salida disminuida de 2.5Vpp aplicada a una carga de 50 ohm como se muestra en la Figura 115B. Para compensar esta pérdida, puede añadirse una red de derivación, se proporciona una implementación específica en la Figura 113. El resultado de esta adición es que pueden aplicarse ahora 3.2 Vpp a la carga de 50 ohm como se muestra en la Figura 116A. El circuito con la red de derivación de la Figura 113 también tiene tres valores ajustados en el circuito circundante para compensar los cambios de impedancia introducidos por la red de derivación y la apertura angostada. La Figura 114 verifica que esos cambios adicionados al circuito, sin la red de derivación, no contribuyan por sí mismos al aumento de eficiencia demostrado por la modalidad de la figura 113 con la red de derivación. La Figura 116B muestra el resultado de utilizar el circuito en la Figura 114 en donde solamente 1.88Vpp pueden aplicarse a una carga de 50 ohms . 6.3.8 Modificación de la Señal de Transferencia de Energía Empleando la retroalimentacion. La Figura 93 muestra una modalidad de un sistema 9301 que utiliza la señal subconvertida 9307 como retroalimentacion 9306 para controlar varias características del módulo de transferencia de energía 9305, a fin de modificar la señal subconvertida 9307. En general, la amplitud de la señal subconvertida 9307 varía como función de la frecuencia y las diferencias de fase entre la señal EM 9303 y la señal de transferencia de energía 9309. En una modalidad, la señal subconvertida 9307 se utiliza como la retroalimentacion 9306, para controlar las relaciones de frecuencia y fase entre la señal EM 9303 y la señal de transferencia de energía 9309. Esto puede lograrse utilizando la lógica ej emplificativa en la Figura 98A. El circuito e emplificativo en la Figura 98A puede incluirse en el módulo opcional 9302 de la señal de transferencia de energía. Las implementaciones alternativas serán evidentes para los expertos en este campo con base en las enseñanzas aquí contenidas . Las implementaciones alternativas quedan dentro del alcance y espíritu de la presente invención. En esta modalidad se utiliza como ejemplo una máquina de estado. En el ejemplo de la Figura 98A, una máquina de estado 9804 lee un convertidor analógico a digital, A/D 9802, y controla un convertidor digital a analógico, DAC 9806. En una modalidad, la máquina de estado 9804 incluye 2 ubicaciones de memoria, previa y actual, para almacenar y recordar los resultados de la lectura A/D 9802. En una modalidad, la máquina de estado 9804 utiliza un indicador de memoria. El DAC 9806 controla una entrada a un oscilador de voltaje controlado, VCO 9808, el VCO 9808 controla una entrada de frecuencia de un generador de pulsos 9810 que, en una modalidad, es esencialmente similar al generador de pulsos mostrado en la Figura 92C. El generador de pulsos 9810 genera la señal de transferencia de energía 9309. En una modalidad, la máquina de estado 9804 opera de acuerdo a un diagrama de flujo de máquina de estado 9819 en la Figura 98B. El resultado de esta operación es modificar la relación de la frecuencia y la fase entre la señal de transferencia de energía 9309 y la señal E 9303, para mantener substancialmente la amplitud de la señal subconvertida 9307 a un nivel óptimo. La amplitud de la señal subconvertida 9307 puede hacerse variar con la amplitud de la señal de transferencia 9309. En una modalidad, en donde un módulo de interruptor 9111 es un FET como se muestra en la Figura 91A, en donde una compuerta 9104 recibe la señal de transferencia de energía 9113, la amplitud de la señal de transferencia de energía 9113 puede determinar la resistencia "activa" del FET, lo que afecta la amplitud de la señal subconvertida 9115. El módulo opcional 9302 de la señal de transferencia de energía, como se muestra en la Figura 98C, puede ser un circuito analógico que habilita una función automática de control de ganancia. Las implementaciones alternativas serán evidentes para los expertos en este campo con base en las enseñanzas aquí contenidas. Las implementaciones alternativas quedarán dentro del espíritu y alcance de esta invención . 6.3.9 Otras Implementaciones. Las implementaciones descritas antes se proporcionan con fines ilustrativos. Estas implementaciones no pretenden limitar la invención. Otras implementaciones alternativas, que difieran ligera o substancialmente de lo expuesto aquí, serán evidentes para los expertos con base en las enseñanzas aquí contenidas. Esas implementaciones quedan dentro del espíritu y alcance de la invención. 6.3.10 Subconvertidores de Transferencia de Energía Ejemplificativos .

Las implementaciones ej emplificati as se describen a continuación con fines ilustrativos. La invención no está limitada a estos ejemplos. La Figura 99 es un diagrama esquemático de un circuito ej emplificativo para subconvertir una señal de 915 MHz en una señal de 5 MHz utilizando un reloj de 101.1 MHz. La Figura 100 muestra formas de onda de simulación ejemplificativas del circuito de la Figura 99. La forma de onda 9902 es la entrada al circuito que muestra las distorsiones ocasionadas por el cierre del interruptor. La forma de onda 9904 es la salida no filtrada en la unidad de almacenaje. La forma de onda 9906 es la salida coincidente en impedancia del subconver idor en una escala de tiempo diferente. La Figura 101 es un diagrama esquemático de un circuito ejemplificativo para subconvertir una señal de 915 MHz en una señal de 5MHz que utiliza un reloj de 101.1 MHz. El circuito tiene una circuitería de tanque adicional para mejorar la eficiencia de la conversión. La Figura 102 muestra formas de onda de simulación ej emplificativas para el circuito de la Figura 101. La forma de onda 10102 es la entrada al circuito que muestra las distorsiones ocasionadas por el cierre del circuito. La forma de onda 10104 es la salida no filtrada en la unidad de almacenaje. La forma de onda 10106 es la salida del subconvertidor después del circuito de coincidencia de impedancia. La Figura 103 es un diagrama esquemático de un circuito ej emplificativo para subconvertir una señal de 915 MHz en una señal de 5 MHz que utiliza un reloj de 101.1 MHz. El circuito tiene una circuitería de derivación de interruptor para mejorar la eficiencia de conversión. La Figura 104 muestra formas de onda de simulación ej emplif cativas para el circuito de la Figura 103. La forma de onda 10302 es la entrada hacia el circuito que muestra las distorsiones ocasionadas por el cierre del interruptor. La forma de onda 10304 es la salida no filtrada en la unidad de almacenaje. La forma de onda 10306 es la salida del subconvertidor después del circuito de coincidencia de impedancia. La Figura 105 muestra un esquema del circuito ej emplificativo de la Figura 99 conectado a una fuente FSK que alterna entre 913 y 917 MHz, a una velocidad de baudios de 500 Kbaudios. 7. Diseño de un Transmisor de Acuerdo a una Modalidad de la Presente Invención. Esta sección (y sus subsecciones) proporciona una descripción de alto nivel de un proceso ej emplificativo que se utilizará para diseñar un transmisor de acuerdo a una modalidad de la presente invención. Las técnicas aquí descritas también se aplican al diseño de un sobreconvertidor de frecuencia para cualquier aplicación y para diseñar las propias aplicaciones. Las descripciones están contenidas aquí con fines ilustrativos y no restrictivos. Las alternativas (que incluyen equivalentes, extensiones, variaciones, desviaciones, etc., de las ya descritas) serán evidentes para los expertos con base en las enseñanzas aquí expresadas. Estas alternativas quedarán dentro del espíritu y alcance de la invención y la invención pretende incluirlas y adaptarse a ellas. El análisis siguiente describe un proceso ej emplificativo que va a utilizarse para diseñar un transmisor de acuerdo a una modalidad de esta invención. Un circuito ej emplificativo para un transmisor de la invención que opera en la modalidad de FM se muestra en la Figura 57A. Igualmente la Figura 57B ilustra al transmisor de la presente invención que opera en la modalidad PM y la Figura 57C muestra al transmisor de la presente invención que opera en la modalidad A . Esos circuitos ya se han mostrado en las Figuras previas, pero se presentan aquí para facilitar la descripción del diseño. Como en la modalidad "I/Q" de esta invención que se trata de un subconjunto de la modalidad PM, ya no se mostrará una figura separada, pues el planteamiento del diseño será muy similar al de la modalidad PM. Dependiendo de la aplicación y de la implementación, algunas consideraciones del diseño no aplicarán. Por ejemplo, de manera irrestricta, en algunos casos no será necesario optimizar el ancho de pulso o incluir un amplificador. 7.1 Frecuencia de la Señal de Transmisión. El primer paso de proceso de diseño es determinar la frecuencia de la señal de transmisión deseada 5714.

Esto se determina típicamente por la aplicación para la cual el transmisor se va ha utilizar. La presente invención se hace para un transmisor que puede utilizarse para todas las frecuencias dentro del espectro electromagnético (EM) . Para los ejemplos de la presente la explicación se enfocará en el uso del transmisor en los 900 MHz a 950 MHz . Los" expertos en este campo reconocerán que el análisis que se da a continuación se utilizará para cualquier intervalo de frecuencias o para cualquier frecuencia específica. 7.2 Características de la Señal de Transmisión. Una vez que la frecuencia de la señal de transmisión deseada 5714 se conoce, las características de la señal pueden determinarse. Estas características incluyen, de manera irrestricta, si el transmisor operará a una frecuencia fija o en un intervalo de frecuencias, y si va a operar en un intervalo de frecuencias, si esas frecuencias son continuas o están divididas en "canales" discretos. Si el intervalo de frecuencias se divide en canales discretos, la separación entre los canales debe evaluarse. Como un ejemplo, los teléfonos sin cable que operan en este intervalo de frecuencias pueden operar en canales discretos que están separados por 50 KHz . Es decir, si los teléfonos sin cable operan en el intervalo de 905 MHz a 915 MHz (inclusive) , los canales pueden encontrarse en 905.000, 905.050, 905.100, 914.900, 914.950 y 915.000. 7.3 Esquema de Modulación. Otra característica que debe valorarse es el esquema de modulación deseado. Como ya se describió antes en las secciones 2.1-2.2.4 anteriores, estos esquemas de modulación incluyen FM, PM, A , etc., y cualquier combinación o subconjunto de éstos, específicamente incluyen el subconjunto ampliamente utilizado "i/Q" de P.M.

Justo en la forma en que la frecuencia de la señal de transmisión deseada 5714 se determina típicamente por la aplicación pretendida, así lo hace el esquema de modulación. 7.4 Características de la Señal de Información. Las características de una señal de información 5702 son también factores del diseño del circuito del transmisor. Específicamente, el ancho de banda de la señal de información 5702 define la frecuencia mínima para una señal oscilante 5704, 5738, 5744 ( para los modos FM, PM y 7AM, respectivamente) . 7.5 Características de la Señal Oscilante . La frecuencia deseada de la señal oscilante 5704, 5738,5744 también es una función de la frecuencia y características de la señal de transmisión deseada 5714. También, la frecuencia y características de la señal de transmisión deseada 5714 son factores para determinar el ancho de pulso de los pulsos en una cadena de pulsos 5706. Obsérvese que la frecuencia de la señal oscilante 5704, 5738, 5744 es esencialmente la misma que la frecuencia de la cadena de pulsos 5706. (Una excepción, que se menciona a continuación, es cuando el circuito conformador de pulso 5722 aumenta la frecuencia de la señal oscilante 5704, 5738, 5744 en una forma similar a la antes descrita en la sección 4.3.2). Obsérvese también que la frecuencia y el ancho de los pulsos de la cadena de pulsos 5706 es esencialmente la misma que la frecuencia y el ancho de pulso de la señal armónicamente rica 5708. 7.5.1 Frecuencia de la Señal Oscilante. La frecuencia de la señal oscilante 5704, 5738, 5744 debe ser una subarmónica de la frecuencia de la señal de transmisión deseada 5714. Una subarmómina es el coeficiente obtenido al dividir la frecuencia fundamental, en este caso la frecuencia de la señal de transmisión deseada 5714, entre un entero. Al describir la frecuencia de ciertas señales, normalmente se hace referencia aquí a un valor específico. Debe entenderse por los expertos en este campo que esta referencia es respecto a la frecuencia central nominal de la señal y que la señal real puede variar en frecuencia por arriba y por debajo de la frecuencia central nominal con base en la técnica de modulación deseada que se esté utilizando en el circuito.

Como un ejemplo que se va utilizar aquí, si la frecuencia de la señal de transmisión desea es 910 MHz y si va a utilizarse en el > modo F en donde, por ejemplo, el intervalo de frecuencias de la modulación 40 KHz, la frecuencia real de la señal variará en + 20 KHz, alrededor de la frecuencia central nominal, como una función de la información que se está transmitiendo. Es decir, la frecuencia de la señal de transmisión deseada realmente variará entre 909.980 MHz y 910.020 MHz. Las primeras 10 subarmónicas de la señal de 910.000 MHz se proporcionan a continuación Armónica Frecuencia Ia 910 .000 MHz 2a 455 .000 3a 303 .333... 4a 227 .500 5a 182 .000 6a 151 .666... 7a 130 .000 8a 113 .750 9* 101 .111... 10a 91 .000 La señal oscilante 5704, cualquiera de estas frecuencias o, si se desea una subarmónica inferior. Por cuestiones de la descripción, se eligirá la 9a subarmónica. Para los expertos en esta técnica será evidente que el análisis que se hace aquí se aplica sin importar cual de las armónicas se seleccione. Por lo tanto, la frecuencia central nominal de la señal oscilante 5704, 5738, 5744, será de 101.1111 MHz Recordando que en el modo FM, la frecuencia de la señal de transmisión deseada 5714 es realmente 910.000 MHz + 0.020 MHz, puede mostrarse que la frecuencia de la señal oscilante 5704 variará ± 0.00222 MHz (es decir 101.0889 MHz a 101.11333 MHz) . La frecuencia y la sensibilidad de la frecuencia en la señal oscilante 5704 impulsarán a la selección o diseño del oscilador de voltaje controlado (VCO) 5720. Otra consideración de la frecuencia es el intervalo general de frecuencias en la señal de transmisión deseada. Es decir, si el transmisor se va a utilizar en teléfonos sin cable del ejemplo anterior y transmitirá en todos los canales entre 905 MHz y 915 MHz , el VCO 5720 (para el modo FM) o el oscilador local (LO) 5734 (para los modos PM y AM) requerirá generar frecuencias oscilantes 5704, 5738, 5744 que varíen entre 100.5556 MHz a 101.6667 MHz (es decir, la 9a subarmónica de 910 MHz + 5 MHz) . En algunas aplicaciones, como por ejemplo en el teléfono celular las frecuencias cambiarán automáticamente con base en los protocolos del sistema celular general (es decir moviéndose de una célula a una célula adyacente) . En otras aplicaciones, por ejemplo un radio policía las frecuencias cambiarán con base en los canales a los que cambie el usuario . En algunas aplicaciones, los diferentes modelos del mismo transmisor transmitirán señales a diferentes frecuencias, pero cada modelo, por sí mismo, sólo transmitirá una sola frecuencia. Un posible ejemplo de esto podría ser los cochecitos de juguete de control remoto, donde cada coche opera a su propia frecuencia, pero, a fin de que varios de ellos pueda operar en la misma área hay varias frecuencias a la que éstos pueden operar. Por lo tanto, el diseño del VCO 5720 o del LO 5734 será de tal manera que sea posible sintonizarlos a una frecuencia fija cuando el circuito esté en fabricación, pero el usuario normalmente no podrá ajustar la frecuencia. Es bien sabido para los expertos en este campo que los diversos criterios que hay que considerar en la selección o diseño de un oscilador (VCO 5720 ó LO 5734) incluyen de manera irrestricta, la frecuencia central nominal de la señal de transmisión deseada 5714, la sensibilidad de la frecuencia ocasionada por el esquema de modulación deseado, el intervalo de todas las posibles frecuencias para la señal de transmisión deseada 5714 y los requerimientos de sintonización para cada aplicación específica. Otro criterio importante es la determinación de las subarmónica que se va a utilizar, pero a diferencia de los criterios mencionadas antes que dependen de la aplicación deseada hay cierta flexibilidad en la selección de la subarmónica. 7.5.2 Ancho de Pulso de la Cadena de Pulsos. Una vez que la frecuencia de la señal oscilante 5704, 5738, 5744 ha sido seleccionada, el ancho de pulso de los pulsos en la cadena de pulsos 5706 deberá determinarse. (Ver las secciones 4-4.3.4, anteriores donde se describe el reforzamiento armónico y el impacto entre la relación ancho de pulso y periodo sobre las amplitudes relativas de las armónicas en una señal armónicamente rica 5708) . En el e emplo utilizado antes, la 9 a subarmónica se seleccionó como la frecuencia de la señal oscilante 5704, 5738, 5744. En otras palabras, la frecuencia de la señal de transmisión deseada será la 9a armónica de la señal oscilante 5704, 5738, 5744. Un planteamiento para seleccionar el ancho de pulso pudiera ser enfocarse totalmente en la frecuencia de la señal oscilante 5704, 5738, 5744 y seleccionar un ancho de pulso y observar su operación en el circuito. En caso en que la señal armónicamente rica 5708 tenga una amplitud unitaria y la relación ancho de pulso a periodo sea de 0.1, la amplitud de la 9a armónica será de 0.0219. Volviendo al cuadro 6000 y la Figura 58, puede observarse que la amplitud de la 9a armónica es superior a la de la 10a armónica (que es 0) pero es menor a la mitad de la amplitud de la 8a. Como la 9a armónica no tiene una amplitud, esta relación ancho de pulso a periodo puede utilizarse con un filtrado adecuado. Típicamente, una proporción diferente pudiera seleccionarse para tratar y encontrar una relación que proporcione una amplitud superior. Volviendo a la ecuación 1 de la 4.1.1, se observa que la amplitud relativa de cualquier armónica es una función del número de armónica y la relación ancho de pulso a periodo de la forma de onda subyacente. Aplicando el cálculo de variaciones a la ecuación, la proporción ancho de pulso a periodo que proporciona las armónicas de amplitud más alta para una armónica específica, podrá determinarse . De la ecuación 1, en donde An es la armónica nesima An = [Apuisol [(2/p)] sen [?*p* (t/?) ] Ecuación 2 En la amplitud del pulso, Apuiso se ajusta a la unidad (es decir, = a 1), entonces la ecuación queda: An = [2/(?*p)] sen [?*p* (t/?) ] Ecuación 3 A partir de esta ecuación, puede observarse que cualquier valor de n (la armónica) , la amplitud de esa armónica, An, es una función de la proporción ancho de pulso a periodo, t/?. Para determinar el valor más alto de An para un valor específico de n, la primera derivada de An con respecto a t/? es la que se toma. Esto da las siguientes ecuaciones: d(??)/d(t/?) = d{ [2/(n*7i)]sen[n*n*(x/T)] }/d(t/?) Ecuación 4 = [2/(?*p)]d[?*p*(t/?)]/d(t/?) Ecuación 5 = [2/ (?* p) ] eos [?*p* ( t/?) ] Ecuación 6 A partir del cálculo de las variaciones, se sabe que cuando la primera derivada se fija para que sea igual a cero, el valor de la variable que proporcionará un máximo relativo (o mínimo) podrá determinarse. d(??)/d(t/?) = 0 Ecuación 7 [2/ (?*p) ] eos [?*p* ( t/?) ] = 0 Ecuación 8 eos [?*p* ( t/?) ] = 0 Ecuación 9 Haciendo la resolución trigonométrica, se sabe que para la ecuación 9, lo siguiente es verdadero, ?*p (t/?) = p/2 (o 3p/2, 5p/2, etc. Ecuación 10 t/?) = (p/2)/(?*p) etc. Ecuación 11 t/?) = l/(2*n) (o 3/ (2*n) , 5/(2*n) , etc. Ecuación 12 La derivación anterior es bien conocida para los expertos en este campo. De la ecuación 12 puede observar que si la proporción ancho de pulso a periodo es igual a 1/ (2*n) , la amplitud de la armónica debe ser substancialmente óptima.

En el caso de la 9a. armónica, la ecuación 12 proporcionará una proporción de ancho de pulso a periodo 1/ (2*9) o 0.0556. Para la amplitud de esta 9a. armónica, el cuadro 6100 de la Figura 61 muestra que es 0.0796. Esta es una mejora importante respecto a la amplitud previa para una proporción de ancho de pulso a periodo de 0.1. El cuadro 6100 también muestra que la 9a. armónica para esta proporción de ancho de pulso a periodo tiene la amplitud más alta de cualquiera 9a. armónica, que ha pasado por la derivación anterior. El espectro de frecuencias para una proporción de ancho de pulso a periodo de 0.0556 se muestra en la Figura 59. (Observar que otras relaciones de ancho de pulso a periodo de 3/ (2*n) , 5/ (2*n) , etc., tendrán amplitudes iguales pero no mayores a ésta) . Este es un planteamiento para determinar la proporción deseada de ancho de pulso a periodo. Los expertos en este campo comprenderán que pueden utilizarse otras técnicas para seleccionar la proporción ancho de pulso a periodo. 7.6 Diseño del circuito de conformación de pulsos Una vez que se ha hecho la determinación respecto a la frecuencia deseada de la señal oscilante 5704, 5738, 5744 y del ancho de pulso, el circuito de conformación de pulso 5722 ya puede diseñarse. Regresando a las secciones 4-4.3.4 puede observarse que el circuito conformador de pulso 5722 no solamente produce un pulso de un ancho de pulso deseado, sino que también hace que la frecuencia de la cadena de pulso 5706 sea mayor a la frecuencia de la señal , oscilante 5704, 5738, 5744. Recordemos que la proporción ancho de pulso a periodo se aplica a la proporción ancho de pulso a periodo de la señal armónicamente rica 5708 y no a la proporción ancho de pulso a periodo de la señal oscilante 5704, 5738, 5744 y que la frecuencia y el ancho de pulso de la señal armónicamente rica 5708 refleja la frecuencia y el ancho de pulso de la cadena de pulso 5706. Por lo tanto, si en la selección del VCO 5720 o del LO 5734 se desea elegir un oscilador que sea menor . al requerido para la armónica seleccionada, el circuito conformador de pulsos 5733 podrá utilizarse para aumentar la frecuencia. Regresando al ejemplo previo, la frecuencia de la señal oscilante 5704, 5738, 5744 puede ser 50.5556 MHz en lugar de 101.1111 MHz si el circuito conformador de pulso 5722 se diseñó como se señala en las secciones 4.2.2-4.2.2.2 (mostrados en las Figuras 40A-40D) no solamente para conformar el pulso, sino también para duplicar la frecuencia. Mientras que esa descripción se hizo específicamente para una entrada de onda cuadrada, los expertos en este campo entenderá que se pueden aplicar técnicas similares para formas de onda no rectangulares (por ejemplo, ondas senoidales) . Este uso del circuito conformador de pulsos para duplicar la frecuencia tiene una posible ventaja de que permita el diseño y selección de un oscilador (VCO 5720 o LO 5734) con una frecuencia menor, si ésta es una de las consideraciones. Debe entenderse que el circuito conformador de pulso 5722 no siempre se requiere. Si el diseño o selección del VCO 5720 o del LO 5734 fue tal que la señal oscilante 5704, 5738, 5744 fue una onda esencialmente rectangular y que la onda esencialmente rectangular tuvo una relación de ancho de pulso a periodo que fue adecuada, el circuito conformador de pulso 5722 podría eliminarse. 7.7 Selección del interruptor Puede hacerse ahora la selección de un interruptor 5724. El interruptor 5724 se muestra en los ejemplos de las Figuras 57A, 57B y 57C como un GaAs FET. Sin embargo, puede ser cualquier dispositivo interruptor de cualquier tecnología que pueda abrirse y cerrarse con suficiente "rizado" para ajustar la frecuencia y el ancho de pulso de la cadena de pulsos 5706. 7.7.1 Estructuras de interruptor optimizadas Diferentes tamaños de interruptores En una modalidad, los módulos interruptores mencionados aquí pueden implementarse como una serie de interruptores que operan en paralelo como un interruptor simple. La serie de interruptores pueden ser transistores, por ejemplo, transistores de efecto de campo (FET) , transistores bipolares o cualquier otro dispositivo interruptor de circuito adecuado. Las series de interruptores pueden estar comprendidas de un tipo de dispositivo de interrupción o una combinación de diferentes dispositivos de interrupción. Por ejemplo, la Figura 73 ilustra un módulo interruptor 7300. En la Figura 73, el módulo interruptor se ilustra como una serie de FET 7302a-n. Los FET 7302a-n pueden ser cualquier tipo de FET, entre los que se incluyen de manera irrestricta un MOSFET, un JFET, un GaAs FET, etc. Cada FET 7302a-n incluye una compuerta 7204a-n, una fuente 7306a-6 y un dren 7308a-n. La serie de FET 7302a-n opera en paralelo. Las compuertas 7304a-n se acoplan conjuntamente, las fuentes 7306a-n se acoplan conjuntamente y los drenes 7308a-n se acoplan conjuntamente. Cada compuerta 7304a-n recibe la señal de control 2804, 3104 para controlar la acción de interrupción entre las fuentes correspondientes 7306a-n y los drenes 7308a-n. En general, las fuentes correspondiente 7306a-n y los drenes 7308a-n de cada FET 7302a-n son intercambiables. No hay límite numérico para el número de FET. Cualquier limitación dependerá de la aplicación particular y la designación de "a-n" no significa de ninguna manera que se sugiera una limitación. En una modalidad, los FET 7302a-n tienen características similares. En otra modalidad, uno o más de los FETs 7302a-n tienen diferentes características a los otros FETs. Por ejemplo, los FETs 7302a-n pueden ser de diferentes tamaños. En CMOS en general, mientras mayor tamaño es un interruptor (lo que significa mayor área bajo la compuerta entre las regiones de fuente y de dren) , más tiempo se requiere para que el interruptor se encienda. Este mayor tiempo se debe en parte a una compuerta superior para canalizar la capacitancia que existe en los interruptores más grandes. Los interruptores CMOS más pequeños se encienden en menos tiempo, pero tienen una resistencia de canal superior. Los interruptores CMOS más grandes tienen una resistencia de canal menor con relación a los interruptores CMOS más pequeños. Las diferentes características de encendido para los interruptores de diferente tamaño proporcionan flexibilidad en el diseño de una estructura general del módulo del interruptor. Al combinar interruptores pequeños con interruptores grandes, la conductancia de canal de toda la estructura del interruptor puede diseñarse para satisfacer requisitos específicos. .

En una modalidad, los FETs 7302a-n son interruptores CMOS de diferentes tamaños relativos. Por ejemplo, el FET 7302a puede ser un interruptor con un tamaño relativo pequeño respecto a los FETs 7302b-n. El FET 7302b puede ser un interruptor con un tamaño grande en relación al FET 7302a, pero de tamaño más pequeño respecto a los FETs 7302c-n. El tamaño de los FETs 7302c-n también puede variar entre sí. Por ejemplo, pueden utilizarse tamaños de interruptor progresivamente más grandes. Al variar el tamaño de los FETs 7303a-n entre sí, la curva característica de encendido del módulo interruptor puede correspondientemente variar. Por ejemplo, la característica de encendido del módulo interruptor puede diseñarse de manera que se aproxime más estrechamente a la de un interruptor ideal. Alternativamente, el módulo interruptor podría diseñarse para producir una curva conductora conformada . Al configurar los FETs 7302a-n, de manera que uno o más de ellos sean de tamaño relativamente pequeño, su característica de encendido más rápida puede mejorar la curva característica general de encendido del módulo interruptor. Como los interruptores más pequeños tienen una compuerta más baja para la capacitancia de canal, también pueden encenderse más rápidamente que los interruptores más grandes.

Al configurar los FETs 7302a-n de manera que uno o más de ellos sean de tamaño relativamente grande, su resistencia de canal baja también puede mejorar las características generales de encendido del módulo del interruptor. Como los interruptores más grandes tienen una resistencia de canal menor, pueden proporcionar la estructura general del conmutador con una resistencia de canal menor, incluso cuando se combina con interruptores más pequeños. Esto mejora la habilidad de la estructura general del interruptor para impulsar una amplia gama de cargas. En concordancia, la habilidad para diseñar tamaños de interruptor en una relación conjunta de la estructura general del interruptor permite que la operación de ésta se aproxime más a lo ideal, o se logren requisitos para implicaciones específicas o bien se equilibren las ventajas y desventajas para lograr los objetivos específicos, como lo entenderán los expertos en este campo de acuerdo a las enseñanzas aquí contenidas . Debe entenderse que la ilustración del módulo conmutador como una serie de FETs 7302a-n en la Figura 73 tiene únicamente fines ej emplificativos . Cualquier dispositivo que tenga capacidades de interrupción podrá utilizarse para implementar el módulo interruptor, como será evidente para las personas con conocimientos en este campo, con base en los análisis aquí contenidos.

Reducción del área general del interruptor El rendimiento del circuito también puede mejorarse al reducir el área general del interruptor. Como ya se mencionó, los interruptores más pequeños (es decir, el área más pequeña bajo la compuerta entre las regiones de fuente y de dren) tienen una compuerta más baja a la capacitancia de canal con relación a los interruptores más grandes. La compuerta más baja a la capacitancia de canal permite que aumente la sensibilidad del circuito inferior al ruido. La Figura 74A ilustra una modalidad de un módulo interruptor con un área de interruptor grande. El módulo de interruptor de la Figura 74A incluye veinte FETs 7402-7440. Como se muestra, los FETs 7402-7440 también son del mismo tamaño (los parámetros "Wd" y "lng" son iguales). La fuente de entrada 7446 produce las señales EM de entrada. El generador de pulsos 7448 produce la señal de transferencia de energía para los FETs 7402-7440. El capacitor Cl es el elemento de almacenaje para la señal de entrada que se está muestreando por los FETs 7402-7440. Las Figuras 74B-74Q ilustran formas de onda ej emplificativas que se relacionan al módulo del interruptor de la Figura 74A. La Figura 74B muestra una señal EM recibida de 1.01 GHz que va a muestrearse y subconvertirse en una señal de frecuencia intermedia de 10 MHZ . La Figura 74C muestra una señal de transferencia de energía que tiene una tasa de etiquetado equivalente de 200 MHZ, que se aplica a la compuerta de cada uno de los veinte FETs 7402-7440. La señal de transferencia de energía incluye un tren de pulsos de transferencia de energía que tiene aperturas no despreciables que tienden a alejarse de una duración de tiempos cero. Los pulsos de transferencia de energía se repiten a la tasa de etiquetado equivalente. La Figura 74D ilustra la señal EM recibida y afectada que muestra los efectos de la transferencia de energía a la tasa de etiquetado equivalente, en el punto 7442 de la Figura 74A. La Figura 74E ilustra una señal subconvertida en el punto 7444 de la Figura 74A, que se genera por el proceso de subconversión . La Figura 74F ilustra el espectro de frecuencia de la señal EM de 1.01 GHz recibida. La Figura 74G ilustra el espectro de frecuencias de la señal de transferencia de energía recibida. La Figura 74H ilustra el espectro de frecuencias de la señal EM recibida y afectada en el punto 7442 de la Figura 74A. La Figura 741 ilustra el espectro de frecuencias de la señal subconvertida en el punto 7444 de la Figura 74A. Las Figuras 74J-74M ilustran adicionalmente los espectros de frecuencia de la señal EM recibida de 1.01 GHz, la señal de transferencia de energía recibida, la señal EM recibida afectada en el punto 7442 de la Figura 74A y la señal subconvertída en el punto 7444 de la Figura 74A, enfocándose en un intervalo de frecuencias más estrecho centrado en 1.00 GHz. Como se muestra en la Figura 74L, existe un pico de ruido en aproximadamente 1.0 GHz sobre la señal EM recibida afectada en el punto 7442 de la Figura 74A. Este pico de ruido puede ser radiado por el circuito, produciendo interferencia a 1.0 GHz en los receptores cercanos . Las Figuras 74N-74Q ilustran respectivamente los espectros de frecuencia de la señal EM recibida de 1.01 GHz, la señal de transferencia de energía recibida, la señal EM recibida afectada en el punto 7442 de la Figura 74A y la señal subconvertída en el punto 7444 de la Figura 74A, enfocándose en un intervalo de frecuencias estrecho centrado cerca de 10.0 MHZ . En particular, la Figura 74Q muestra que una señal de 5 mV aproximadamente se subconvirtió en aproximadamente 10 MHZ. La Figura 75A ilustra una modalidad alternativa del módulo interruptor, esta vez con catorce FETs 7502-7528 en lugar de veinte FETs 7402-7440 como se muestra en la Figura 74A. Además, los FETs son de diversos tamaños (algunos parámetros " d" y "lng" (ancho y longitud) son diferentes entre los FETs) . Las Figuras 75B-75Q que son ejemplos de forma de onda en relación al módulo interruptor de la Figura 75A corresponden a las figuras diseñadas en forma similar 74B-74Q. Como se muestra en la Figura 75L, existe un pico de ruido de nivel bajo a 1.0 GHz con respecto a la misma frecuencia de la Figura 74L. Esto se correlaciona con los niveles bajos de la radiación de circuito. Además, como se muestra en la Figura 75Q, el pico de ruido de nivel bajo a 1.0 GHz se logró sin pérdida en la eficiencia de conversión. Esto se representa en la Figura 75Q con la señal de 5 mV aproximadamente, subconvertida en aproximadamente 10 MHZ . El voltaje es esencialmente igual al nivel subconvertido por el circuito de la Figura 74A. Efectivamente, al disminuir el número de interruptores, que disminuye en el área general del interruptor y reducen el área del interruptor con base en interruptor por interruptor, la capacitancia parásita del circuito puede reducirse, como lo comprenderán los expertos en este campo a partir de las enseñanzas de la presente. En particular esto puede reducir la capacitancia general de la compuerta al canal, conduciendo a picos de ruido de amplitud menor y radiación de circuito no deseada reducida. Debe entenderse que la ilustración de los interruptores anteriores como FETs en las Figuras 74A-74Q y 75A-75Q tiene únicamente fines ej emplificativos . Cualquier dispositivo que tenga capacidades de interrupción puede utilizarse para implementar el módulo de interrupción, como será evidente para las personas expertas en este campo con base en la descripción aquí contenida.

Cancelación de la invección de carga En modalidades donde el módulo interruptor ya mencionado está comprendido de una serie de interruptores en paralelo, en algunos casos puede desearse disminuir los efectos de la inyección de carga. En general se desea disminuir la inyección de carga a fin de reducir la radiación de circuito no deseada que resulta de ésta. En una modalidad, los efectos no deseados de la invención de carga pueden reducirse con el uso de MOSFET complementarios de canal p y canal n. Los MOSFET de canal n y de canal p adolecen de la inyección de carga. Sin embargo, como las señales de la polaridad opuesta se aplican a sus compuertas respectivas para encender y apagar los interruptores, la inyección de carga resultante es de polaridad opuesta. El resultado es que los MOSFET de canal n y de canal p pueden aparearse para cancelar su inyección de carga correspondiente. Por lo tanto, en una modalidad, el módulo interruptor puede estar comprendido de MOSFET de canal n y de canal p, en donde los miembros de cada uno están dimensionados para disminuir los efectos no deseados de la inyección de carga. La Figura 77A ilustra una modalidad alternativa del módulo interruptor, esta vez con los catorce FETs de canal n 7702-7728 y doce FETs de canal p 7730-7752, en lugar de veinte FETs 7402-7440 que se muestran en la Figura 74A. Los FETs de canal n y de canal p están dispuestos en una configuración complementaria. Además, los FETs son de diversos tamaños (algunos parámetros "Wd" y "lng" son diferentes entre los FETs) . Las Figuras 77B-77Q, que son formas de onda ej emplificativas que se relacionan al módulo interruptor de la Figura 77A, corresponden a las figuras similarmente diseñadas de las Figuras 74B-74Q. Como se muestra en la Figura 77L, existen picos de ruido de nivel bajo a 1.0 GHz con respecto a la misma frecuencia en la Figura 74L. Esto se correlaciona con niveles bajos de radiación de circuito. Además, como se muestra en la Figura 77Q, el pico de ruido de nivel bajo a L.O GHz se logró sin pérdida en . la eficiencia de conversión. Esto se representa en la Figura 77Q por la señal de aproximadamente 5 mV subconvertida a aproximadamente 10 MHZ . Este voltaje es esencialmente igual al nivel subconvertido por el circuito de la Figura 74A. Efectivamente, al disponer de interruptores en una configuración complementaria, que ayudan a reducir la inyección de carga y al diseñar el área de interruptor con base en interruptor por interruptor, los efectos de la inyección de carga pueden reducirse, como lo comprenderán los expertos en este campo a partir de las enseñanzas aquí contenidas. En particular, esto conduce a picos de ruido de menor amplitud y reduce la radiación de circuito no deseada . Debe entenderse que el uso de los FET en las Figura 74A-4Q de la descripción anterior tiene propósitos ej emplificativos solamente. De las enseñanzas de la presente, será evidente para los expertos en este campo que se puede manejar la inyección de carga en diversas tecnologías de transistor utilizando pares de transistores.

Capacitancia sobrepuesta Los procesos implicados en la fabricación de circuitos semiconductores, por ejemplos OSFET, tienen limitaciones. En algunos casos, estas limitaciones de proceso pueden conducir a circuitos que no funcionan en la forma ideal deseada. Por ejemplo, un MOSFET fabricado en forma no ideal puede presentar capacitancias parásitas que, en algunos casos, pueden producir que el circuito circundante radie ruido. Al fabricar circuitos con estructuras de diseño lo más cercano posible a lo ideal, los problemas de la operación o ideal del circuito se disminuyen. La Figura 76A ilustra una sección transversal de un ejemplo de MOSFET 7600 en el modo de refuerzo de canal n, con regiones n+ conformadas de manera ideal. El MOSFET 7600 incluye una compuerta 7602, una región de canal 7604, un contacto fuente 7606, una región fuente 7608, un contacto de dren 7610, una región de dren 7612 y un aislante 7614. La región fuente 7608 y la región de dren 7612 están separadas por material tipo p de la región de canal 7604. La región de fuente 7608 y la región de dren 7612 se muestran como material n+. El material n+ típicamente se implanta en el material tipo p de la región de canal 7604 mediante un proceso de implantación/difusión de iones. El proceso de implantación/difusión de iones es bien conocido para los expertos. El aislante 7614 aisla la compuerta 7602 que hace un puente sobre el material de tipo p. El aislante 7614 en general comprende al aislante de óxido metálico. La corriente de canal entre la región fuente 7608 y la región de dren 7612 para el MOSFET 7600 se controla mediante un voltaje en la compuerta 7602. La operación del MOSFET 7600 se describirá a continuación. Cuando se aplica un voltaje positivo en la compuerta 7602, los electrones en el material de tipo p de la región de canal 7604 se atraen a la superficie por debajo del aislante 7614, formando una región conectora de superficie cercana en el material de tipo n. Entre la fuente y el dren, llamado canal. Mientras más grande o positivo es el voltaje entre el contacto de compuerta 7606 y la región fuente 7608, menor es la resistencia a través de la región entre ellos. En la Figura 76A, se ilustra una región de fuente 7608 y una región de dren 7612 teniendo regiones n+ que se formaron en regiones rectangulares idealizadas mediante el proceso de implantación iónica. La Figura 76B ilustra una sección transversal de un ejemplo de MOSFET 7616 de modo reforzado de canal n con regiones n+ conformadas de manera no ideal. Las regiones fuente 7620 y las regiones de dren 7622 se ilustran formadas en regiones de conformación irregular mediante el proceso de implantación iónica. Debido a la incertidumbre en el proceso de implantación/difusión iónica, en aplicaciones prácticas, la región fuente 7620 y la región de dren 7622 no forman regiones rectangulares como se muestra en la Figura 76A.

La Figura 76B muestra la región fuente 7620 y la región de dren 7622 formando regiones irregulares e emplificativas . Debido a estos procesos inciertos, las regiones n+ de la región fuente 7620 y la región de dren 7622 también se difunden más de lo deseado hacia la región de tipo p de la región de canal 7618, extendiéndose por debajo de la compuerta 7602. La extensión de la región fuente 7620 y la región de dren 7622 por debajo de la compuerta 7602 se muestra como una sobreposición de fuente 7624 y una sobreposición de dren 7626. La sobreposición de fuente 7624 y la sobreposición de dren 7626 se ilustran adicionalmente en la Figura 76C. La figura 76C ilustra una vista de nivel superior de una configuración de diseño ej emplificativa del MOSFET 7616. La sobreposición de fuente 7624 y una sobreposición de dren 7626 pueden conducir a capacitancias parásitas no deseadas entre la región fuente 7620 y la compuerta 7602 y entre la región de dren 7622 y la compuerta 7602. Estas capacitancias parásitas no deseadas pueden interferir con la función de circuito. Por ejemplo, las capacitancias parásitas resultantes pueden producir picos de ruido que son radiados por el circuito, produciendo interferencia electromagnética no deseada. Como se muestra en la Figura 76C, un ejemplo del MOSFET 7616 puede incluir un atenuador de compuerta 7628.

La compuerta 7602 puede incluir una extensión de compuerta 7630 y una extensión de atenuador de compuerta 7632. La extensión de compuerta 7630 es una porción no usada de la compuerta 7602 requerida debido a las limitaciones en la tolerancia del proceso de implantación de metal. La extensión de atenuador de compuerta 7632 es una porción de la compuerta 7602 utilizada para acoplar la compuerta 7602 al atenuador de compuerta 7628. El contacto requiere que el atenuador de compuerta 7628 necesite que la extensión 7632 tenga una longitud distinta a cero para separar el contacto resultante del área entre la región fuente 7620 y la región de dren 7622. Esto evita que la compuerta 7602 acorte el canal entre la región fuente 7620 y la región de dren 7622 (el aislante 7614 de la Figura 76B, es muy delgado en esta región) . Las capacitancias parásitas no deseadas pueden formarse entre la extensión de compuerta 7630 y el substrato (FET 7616 que se fabrica sobre un substrato) y entre la extensión 7632 del atenuador de compuerta y el substrato. Al reducir las áreas respectivas de la extensión de compuerta 7630 y la extensión 7632 del atenuador de compuerta, las capacitancias parásitas resultantes puedan reducirse. Por consecuencia, las modalidades que se dirigen a cuestiones de incertidumbre en los procesos de implantación/difusión iónica, y será obvio para los expertos en este campo la forma de disminuir el área de la extensión de compuerta 7630 y de la extensión 7632 del atenuador de compuerta con objeto de reducir las capacitancias parásitas resultantes. Debe entenderse que la ilustración del OSFET en modo de refuerzo de canal n tiene propósitos ejemplificativos únicamente. La presente invención se aplica a un MOSFET en modo de agotamiento y a otros tipos de transistores, como será evidente para los expertos en este campo de acuerdo a esta descripción. 7.7.2 Divisor en fase D2D, en CMOS La Figura 72A ilustra una modalidad de un circuito divisor 7200 implantado en un CMOS. Esta modalidad se proporciona con fines ilustrativos y no restrictivos. En una modalidad, el circuito divisor 7200 se utiliza para dividir una señal de oscilador local (LO) en dos señales oscilantes que están aproximadamente a 90° fuera de fase. La primer señal oscilante se denomina señal oscilante de canal I. La señal oscilante se denomina señal oscilante de canal Q. La señal oscilante de canal Q retarda la fase de la señal oscilante de canal I en aproximadamente 90°. El circuito divisor 7200 incluye un primer inversor de canal I 7202, un segundo inversor de canal I 7204, un tercer inversor de canal I 7206, un primer inversor de canal Q 7208, un segundo inversor de canal Q 7210 y un basculador de canal I 7212 y un basculador de canal Q 7214. Las Figuras 72F-J son formas de onda ejemplificativas utilizadas para ilustrar las relaciones de señal del circuito divisor 7200. Las formas de onda mostradas en las Figura 72F-J reflejan retrasos de tiempo ideales a través de los componentes de circuito divisor 7200. La señal LO 7216 se muestra en la Figura 72F. El primer, el segundo y el tercer inversores de ' canal I 7202, 7204 y 7206 invierten la señal del LO 7216 tres veces, dan salida a la señal del LO 7218 invertida, como se muestra en la Figura 72G. El primero y segundo inversores de canal Q, 7208 y 7210, invierten la señal del LO 7216 dos veces, dan salida a la señal del LO no invertida 7220, como se muestra en la Figura 7211. El retraso a través del primero, segundo y tercer inversores de canal I 7202, 7204 y 7206 es esencialmente igual a la que hay a través del primero y segundo inversores de canal Q 7208 y 7210, de manera que la señal del LO invertida 7212 y las señal del LO no invertida 7220 estén aproximadamente en 180° fuera de fase. Las características de operación de los inversores pueden diseñarse para lograr magnitudes de retardo apropiadas, como lo entenderán los expertos en este campo. Los basculadores de canal I 7212 dan entrada a la señal LO invertida 7218. El basculador de canal Q 7214 da entrada a la señal del LO no invertida 7220. En la modalidad actual, el basculador de canal I 7212 y el basculador de canal Q 7214 son basculadores de activación de borde. Cuando cualquiera de los basculadores recibe un borde en elevación sobre su entrada, la salida del basculador cambia de estado. Por lo tanto, el basculador de canal I 7212 y el basculador de canal Q 7214 dan salida, cada uno, a señales que están aproximadamente a la mitad de la frecuencia de la señal de entrada. Adicionalmente , como lo reconocerán los expertos en este campo, como las entradas al basculador de canal I 7212 y al basculador de canal Q 7214 están a aproximadamente 180° fuera de fase, sus salidas resultantes son señales que están aproximadamente a 90° fuera de fase. El basculador de canal I 7212 da salida a la señal oscilante de canal I 7222, como se muestra en la Figura 721. El basculador de canal Q 7214 da salida a la señal oscilante de canal Q 7224, como se muestra en la Figura 721. La señal oscilante de canal Q 7224 retarda la fase de la señal oscilante de canal I 7222 en 90°, también se muestra en comparación con las Figura 721 y 72J. La Figura 72B ilustra una modalidad más detallada del circuito divisor 7200 de la Figura 72. Los bloques del circuito de la Figura 72B son similares a los de la Figura 72A y están indicados con números de referencia correspondientes. Las Figuras 72C-D muestran formas de onda de salida ej emplificativas que se relacionan al circuito divisor 7200 de la Figura 72B. La Figura 72C muestra la señal oscilante de canal I 7222. La Figura 72D muestra la señal oscilante de canal Q 7224. Como se indica por una comparación de las Figuras 72C y 72D, la forma de onda de la señal oscilante de canal Q 7224 de la Figura 72D retarda la forma de onda de la señal oscilante de canal I 7222 de la Figura 72C, en aproximadamente 90°.

Debe entenderse que la ilustración del circuito divisor 7200 en las Figuras 72A y 72B tiene únicamente propósitos ej emplificativos . El circuito divisor 7200 puede estar comprendido de una variedad de dispositivos lógicos y semiconductores de distintos tipos, como será evidente para los expertos en este campo de acuerdo a esta descripción . 7.8 Diseño del filtro El diseño del filtro 5726 se determina por la frecuencia y el intervalo de frecuencias de la señal de transmisión deseada 5714. Como ya se mencionó en las secciones 3.3.9-3.39.2, el término "Q" se utiliza para describir la proporción de la frecuencia central de la salida del filtro al ancho de banda del punto "3 dB hacia abajo" . Las ventajas y desventajas que se seleccionaron en la subarmónica que se va a utilizar son un factor de diseño del filtro. Es decir, si, como revisión del ejemplo anterior la frecuencia de la señal de transmisión deseada fuera de nuevo 910 MHz, pero la subarmónica deseada fuera la 50ava. subarmónica, entonces la frecuencia de la 50ava. subarmónica sería de 18.2000 MHz. Esto significa que las frecuencias observadas por el filtro estarían a 18.200 MHz de separación. Por lo tanto, "Q" requeriría ser lo suficientemente alta para evitar que la información de las frecuencias adyacentes pudiera atravesar. La otra consideración de "Q" del filtro es que no debe ser muy estrecha de manera que no permita el uso de todo el intervalo de frecuencias deseado. 7.9 Selección de un amplificador Un módulo amplificador 5728 se requerirá si la señal no es lo suficientemente grande para ser transmitida o si necesita de cierta aplicación corriente abajo. Esto puede suceder debido a que la amplitud de la armónica resultante es demasiado pequeña. También puede suceder si el filtro 5726 tiene atenuada la señal. 7.10 Diseño del módulo de transmisión Un módulo de transmisión 5730 que es opcional, asegura que la salida del filtro 5726 y el módulo amplificador 5728 pueden transmitirse. En la implementación donde el transmisor se utiliza para transmitir señales EM por el aire, el módulo de transmisión hace coincidir la impedancia de la salida del módulo amplificador 5728 y la entrada de la antena 5732. Esta técnica es bien conocida para los expertos. Si la señal se va a transmitir en una línea de punto a punto, por ejemplo en una línea telefónica (o en un cable de fibra óptica) el módulo de transmisión 5730 puede ser un impulsor de línea (o un convertidor de eléctrico a óptico para la implementación de la fibra óptica) .

Claims (10)

1. REIVINDICACIONES I 1. Un aparato para la sobreconversión de frecuencia que comprende: un módulo interruptor que recibe una señal oscilante y una señal de polarización, donde la señal oscilante ocasiona que el módulo interruptor controle por compuerta la señal de polarización y genere en esta forma una señal periódica que tiene una pluralidad de armónicas; Y un primer filtro acoplado al módulo interruptor para aislar por lo menos una de la pluralidad de armónicas.
2. 2. El aparato según la reivindicación 1, en donde la señal de polarización es una función de una señal de información y en donde la amplitud de la señal periódica es una función de la señal de polarización.
3. 3. El aparato según la reivindicación 1, en donde la señal oscilante es una señal oscilante modulada, en donde la señal periódica está esencialmente modulada de manera igual que la señal oscilante modulada, y en donde cada una de la pluralidad de armónicas está modulada esencialmente igual que la señal periódica.
4. 4. El aparato según la reivindicación 3, en donde la señal oscilante modulada es una señal oscilante de frecuencia modulada.
5. 5. El aparato según la reivindicación 3, en donde la señal oscilante modulada es una señal oscilante de fase modulada.
6. 6. El aparato según la reivindicación 3, en donde la señal oscilante modulada es una función de una primera señal de información, donde la señal de polarización es una función de una segunda señal de información y donde la amplitud de la señal periódica es una función de la señal de polarización.
7. 7. Un aparato de comunicación que comprende: un primer módulo interruptor que recibe: una primera señal oscilante, donde la primera señal oscilante controla por compuerta al primer módulo interruptor para así generar una primera señal periódica que tiene una primera pluralidad de armónicas; un segundo módulo interruptor que recibe una segunda señal oscilante, donde la segunda señal oscilante controla por compuerta al segundo módulo interruptor para así generar una segunda señal periódica que tiene una segunda pluralidad de armónicas; un sumador acoplado al primer módulo interruptor y al segundo módulo interruptor, el sumador recibe y combina la primera señal periódica y la segunda señal periódica y da salida a una señal periódica combinada que tiene una pluralidad de armónicas combinadas; y un filtro acoplado al sumador, el filtro aisla por lo menos una de la pluralidad de armónicas combinadas.
8. 8. El aparato según la reivindicación 7, en donde la primera señal oscilante y la segunda señal oscilante tienen esencialmente la misma frecuencia y están fuera de fase entre sí esencialmente en 90°.
9. 9. El aparato según la reivindicación 7, en donde la primera señal oscilante es una primera señal oscilante modulada y la segunda señal oscilante es una segunda señal oscilante modulada; la primera señal periódica está esencialmente modulada al igual que la primera señal oscilante modulada, y en donde cada una de la primera pluralidad de armónicas está modulada esencialmente igual que la primera señal periódica; y la segunda señal periódica está esencialmente modulada al igual que la segunda señal oscilante modulada, y en donde cada una de las armónicas de la segunda pluralidad de armónicas está modulada esencialmente igual que la segunda señal periódica. 10. El aparato según la reivindicación 7, en donde el primer módulo interruptor controla por compuerta a una primera señal de polarización, la primera señal de polarización es una función de una primera señal de información y en donde la amplitud de la primera señal periódica es una función de la primera señal de polarización; y el segundo módulo de interrupción controla por compuerta una segunda señal de polarización, la segunda señal de polarización es una función de una segunda señal de información y en donde la amplitud de la segunda señal periódica es una función de la segunda señal de polarización. 11. El aparato según la reivindicación 10, en donde la primera señal de información es una primera señal de información digital y la segunda señal de información es una segunda señal de información digital, la primera señal de información digital está comprendida de una pluralidad de estados discretos y la señal de información digital está comprendida de una pluralidad de estados discretos. 12. Un método · de comunicación que comprende los pasos de : (1) modular una señal de información sobre una señal oscilante, que tiene una primera frecuencia a fin de crear una señal portadora modulada; (2) controlar por compuerta una señal polarizada para crear una señal periódica que tiene una pluralidad de armónicas, la señal periódica está modulada esencialmente igual que la señal portadora modulada, y cada armónica está modulada esencialmente igual que la señal portadora modulada, por lo menos una armónica de la pluralidad de armónicas es una armónica deseada que está a una frecuencia deseada . 13. El método de la reivindicación 12, que comprende además el paso de : (3) aislar la armónica deseada. 14. El método de la reivindicación 12, donde el paso (2) comprende: controlar por compuerta la señal polarizada con la señal portadora modulada. 15. El método de la reivindicación 12, donde el paso (1) comprende además: conformar la señal portadora modulada para crear una cadena de pulsos y el paso (2) comprende controlar por compuerta la señal polarizada con la cadena de pulsos. 16. Un método de comunicación que comprende los pasos de : (1) controlar por compuerta una señal de referencia para crear una señal periódica que tiene una pluralidad de armónicas, la señal de referencia es una función de una señal de información, la señal periódica tiene una amplitud que es una función de la señal de referencia y por lo menos una armónica de la pluralidad de armónicas es una armónica deseada a una frecuencia deseada; y (2) dar salida a la señal periódica. 17. El método de la reivindicación 16, que comprende además el paso de : (3) aislar la armónica deseada a partir de la señal periódica. 18. El método de la reivindicación 16, donde el paso (1) comprende: controlar por compuerta una señal de referencia con una señal oscilante. 19. El método de la reivindicación 16, donde el paso (1) comprende: conformar una señal oscilante para crear una cadena de pulsos; y controlar por compuerta una señal de referencia con la cadena de pulsos. 20. Un aparato para comunicación que comprende: un subsistema transmisor que comprende: un modulador para aceptar una señal de información y dar salida a una señal oscilante modulada; un interruptor para dar salida a una señal armónicamente rica comprendida de una pluralidad de armónicas, el interruptor es controlado por una señal de control, la señal de control es la señal oscilante modulada, el interruptor tiene una primera entrada conectada a una señal de polarización y un primer potencial y una segunda entrada conectada a un segundo potencial; un filtro para aceptar la señal armónicamente 5 rica y dar salida a una o más armónicas deseadas de la pluralidad de armónicas; y un subsistema receptor. 21. El aparato según la reivindicación 20, en donde el subsistema receptor es un subconvertidor de
10. 10. frecuencia universal. 22. El aparato según la reivindicación 20, en donde el subsistema transmisor comprende además: un conformador de pulsos para aceptar la señal oscilante modulada y dar salida a una cadena de pulsos 15 modulados, y en donde la cadena de pulsos modulados es la señal control . RESUMEN DE LA INVENCIÓN Un método y un sistema en donde una señal con una frecuencia menor es sobreconvertida a una frecuencia mayor. En una modalidad, la señal de frecuencia mayor se utiliza como una referencia de fase y frecuencia estable. En otra modalidad, la invención se utiliza como un transmisor. La sobreconversión se logra controlando un interruptor con una señal oscilante, la frecuencia de la señal oscilante se selecciona como una subarmónica de la frecuencia de salida deseada. Cuando la invención se está utilizando como una referencia de frecuencia o de fase, la señal oscilante no está modulada y controla a un interruptor que está conectado a una señal de polarización. Cuando la invención se está utilizando en las implementaciones de modulación de frecuencia (FM) o modulación de fase (PM) , la señal oscilante se modula mediante una señal de información antes de que ocasione que el interruptor controle por compuerta a la señal de polarización. En la implementación de modulación de amplitud (AM) , la señal oscilante no se modula, sino que provoca que el interruptor controle por compuerta una señal de referencia que es esencialmente igual o proporcional a la señal de información. En las implementaciones FM y PM, la señal que sale del interruptor está esencialmente modulada igual que la señal oscilante modulada. En la implementación AM, la señal que sale del interruptor tiene una amplitud que es una función de la señal de información. En las dos modalidades, la salida del interruptor se filtra y se da salida a la armónica deseada .