SE452830B - Anordning for att omvandla en analog, balanserad signal (v?71i?71n?71+,v?71i?71n?71-) till en digital signal genom laddningsomfordelning i ett antal kapacitiva element - Google Patents

Description

10 15 20 25 452,§so ett organ för samplings- och approximationslogik, som alstrar styrsignaler till de i serie med de kapacitiva elementen förbundna omkopplarna.

Uppfinningens kännetecken framgår av patentkraven.

FIGURBESKRIVNING Uppfinningen kommer att beskrivas närmare under hänvisning till ritningarna, på vilka figur l visar en förut känd analog-digitalomvandlare och figurerna 2-4 visar ett första, andra respektive tredje utföringsexempel av en anordning enligt uppfinningen.

FÖREDRAGNA UTFURINGSFORMER l figur l visas en A/D-ornvandlare, som enligt en känd princip är anordnad för omvandling genom laddningsomfördelning i ett antal kondensatorer. Omvandla- ren omfattar därvid en uppsättning kondensatorer 1-5, av vilka kondensatorerna 1-4 utgör en grupp, vilkas kapacitanser är inbördes binârt viktade. Kondensatorn 5 brukar kallas avslutningskondensator, och dess kapacitans är lika med den lägsta kapacitansen hos kondensatorerna 1-4. Kapacitanserna hos kondensator- erna 1-5 i nämnd ordning antas därvid vara C, C/2, C14, C/B, och C/B. Med 6-10 betecknas en till varje kondensator hörande styrbar omkopplare. Var och en av dessa är anordnad att i ett första omkopplingsläge förbinda det nedre beläggeti respektive kondensator med en ledare ll, till vilken en refernesspänning VR är ansluten och att i ett andra omkopplingsläge förbinda samma belägg med en ledare 12, till vilken en jordterminal är ansluten. Kondensatorernas övre belägg är anslutna till en ledare 13, som kan förbindas med en jordterminal med hjälp av en styrbar omkopplare lll. Ledaren 13 är även förbunden med en komparator 15 och med en kondensator 16, som i en omvandlare av detta slag brukar kallas samplingskondensator. Denna kan i sin tur förbindas med den analoga inspän- ningen VIN eller med en jordterminal via en styrbar omkopplare 17. Med 18 betecknas ett organ för samplings- och approximationslogik, som, bl a i beroende av utsignalerna fràn komparatorn 15, selektivt styr samtliga omkopp- lare. Komparatorn är därvid anordnad att jämföra potentialen pa ledaren 13 med en nollpotential. 10 15 20 25 30 452 830 Under en samplingsfas jordas ledaren 13 via omkopplaren lli. Omkopplarna 6-10 ställs i omkopplingslägen som representerar ett digitalt utgangsvärde. Detta motsvaras för unipolära insignaler lämpligen av att de nedre beläggen hos samtliga kondensatorer 1-5 är förbundna med jord. Den analoga insignalen VIN förbinds med samplingskondensatorn 16 via omkopplaren 17. Efter samplinga- fasen bryts först jordningen via omkopplaren 14. Därefter skiftas omkopplings- läget hos omkopplaren 17 från VIN till jord.

Under en därpa följande approximationsfas skiftas omkopplingslägena hos omkopplarna 6-9 selektivt enligt någon lämplig algoritm och i beroende av komparatorns jämförelseresultat för att genom laddningsomfördelning minimera potentialen pa ledaren 13. I figuren visas omkopplingslägena vid approxima- IN-i-VR (ba/Z + b3/4 + b2/8 + bl/ló) där b4-bl representerar de binära bitarna i det digitala tionsfasens början. Nämnda potential kommer att vara lika med -V ord som vid approximationsfasens slut motsvarar den analoga insignalen. Biten ba är den mest signifikanta biten och motsvarar organets 18 styrsignal till omkopplaren 6 vid den största kondensatorn l, biten b3 den näst mest signifikanta biten och motsvarar styrsignalen till omkopplaren 7 vid den näst största kondensatorn 2 osv. En styrsignal i form av en logisk etta innebär att kondensatorn i fraga är förbunden med referensspänningen VR, och en logisk nolla att kondensatorn är förbunden med jord. Vids k successiv approximatíon med binärsökning bestäms bitarna en i taget med ledning av jämförelseresultat- en fran komparatorn 15, varvid den mest signifikanta biten bestäms först, den näst mest signifikanta biten därefter osv. Omkopplingsläget hos omkopplaren 1D vid avslutningskondensatorn 5 skiftas inte under approximationsfasen utan är därunder konstant ansluten till jord. Den till denna omkopplare hörande styrsignalen, vilken betecknats bo, ingar sålunda inte i omvandlarens digitala utsignal. Avslutningskondensatorns uppgift är att göra inkrementet i kvantise- ringsnivaerna till VR/ZN i stället för till VR/(ZN-l) där N är antalet bitar i omvandlarens digitala utsignal.

Vid bipolära insignaler förbinds under samplingsfasen den största kondensatorn, l, dvs halva den totala kapacitansen hos kondensatorerna 1-5 med VR i stället för med jord via omkopplaren 6. Omvandlaren är emellertid i detta fall anordnad sa att kondensatorn 1 under approximationsfasen förbinda med jord da ba är en logisk etta och med VR då ba är en logisk nolla. Omkopplarna 2-4 10 15 20 25 30 452,, 830 skiftas pa samma sätt som i det unipolära fallet. Under approximationsfasen kommer potentialen pa ledaren 13 att vara -VIN/Z + VR (474/2 + b3/4 + bz/B + bl/ló). Vid approximationsfasens slut utgör därvid bitmönstret ina-bl den analoga inspänningens motsvarighet i tva-komple- mentform.

En omvandlare enligt ovan finns även beskriven i IEEE Journal of Solid - State Circuits, Vol. SC-lü, No. 6, Dec. 1975, p. 371-385, men med den skillnaden att insignalen förbinds med kondensatorernas nedre i stället för övre belägg och att samplingskondensatorn därför saknas. - Som nämnts ovan kan en balanserad signal analog- digitalomvandlas med hjälp av tva separata A/D-omvandlare och en digital skillnadsbildare. Enligt före- liggande uppfinning kan en sadan omvandling i stället åstadkommas med en anordning som är mindre utrymmeskrävande än en bestående av tva helt separata omvandlare och en skillnadsbildare. I figur 2 visas ett första ut- föringsexempel av en anordning enligt uppfinningen. Organ med motsvarighet i figur 1 har betecknats pa samma sätt som i figur 1. Anordningen omfattar tva likadana, men komplementärt styrda, kondensatoruppsättningar 1-5 respektive l'-5' med tillhörande omkopplare 6-10 respektive 6'-l0', en enda komparator 15 och ett enda organ för samplings-och approximationslogik 18. Den pa tva signalledare uppträdande balanserade insignalen är betecknad VIN+ och VIN_ och tillförs var sin samplingskondensator 16 respektive 16' via omkopplare 17 respektive l7'.

Vid anordningen enligt detta utföringsexempel styrs omkopplarna 6-10 hörande till den ena uppsättningen samtidigt som och komplementärt mot omkopplarna 6'-lÛ' hörande till den andra uppsättningen, sa att kondensatorerna i den ena uppsättningen alltid är komplementärt förbundna med referensspänningen VR och jord jämfört med motsvarande kondensatorer i den andra uppsättningen.

Under samplingsfasen är lämpligen den största kondensatorn l, l' i varje uppsättning komplementärt inställd gentemot de övriga kondensatorerna l samma uppsättning. Exempelvis är därvid kondensatorn 1 förbunden med referensspänningen VR, kondensatorerna 2-5 med jord, kondensatorn l' med jord och kondensatorerna 2'-5' med VR. Liksom i det kända bipolära fallet enligt ovan pâverkas, om tva - komplementrepresentation önskas, omkopplaren 6 .,..._.~..._._._._...- ...u n- 10 15 20 25 30 452 830 respektive 6' vid den största kondensatorn i varje uppsättning komplementärt för en given styrsignal gentemot omkopplarna vid de övriga kondensatorerna i samma uppsättning. Med det senare avses att ett givet binärvärde hos exempel- vis biten ba skall resultera i att kondensatorn l förbinds med ledaren ll, medan samma binärvärde hos exempelvis biten b; därvid skall resultera i att kondensa- torn 2 förbinds med ledaren 12 och vice versa. Omkopplarna vid kondensatorer~ na l'-5' i den andra uppsättningen pâverkas pa samma sätt som motsvarande omkopplare vid kondensatorerna 1-5 men erhåller komplementära styrsignaler jämfört med dessa. Analogt med det kända bipolära fallet skall omkopplings- lägena hos omkopplarna 10, 10' vid avslutningskondensatorerna 5, 5' inte förändras under approximationsfasen.

Signalerna b 4 - bo styr omkopplarna 6-10, och signalerna bÄ-bó, vilka erhålles vid utgangarna fran en grupp inventerare 19-23, styr omkopplarna 6'-l0'.

Liksom vid den kända omvandlaren enligt ovan ändras inte styrsignalen bo under omvandlingen. Omkopplarna 1D och 10' kommer därför att tillföras konstanta styrsignaler bo respektive bd. I figuren visas omkopplarnas lägen under approxi- mationsfasen vid användande av ett styrord i mitten av det digitala talomradet.

Vid tva - komplementrepresentationen är detta ord 0 0 0 0 0 . Liksom med den kända omvandlaren enligt figur l kommer skillnaden i spänning mellan samplings- och approximationsfas att motsvaras av skillnaden i digitala styrord under samplingen och vid approximationsfasens slut. Eftersom en balanserad insignal används är det skillnadsspänningen VIN+ - VIN_ som omvandlas.

Genom att omkopplarna i den ena uppsättningen styrs samtidigt som och komplementärt gentemot omkopplarna i den andra uppsättningen kommer varje omkoppling att resultera i laddningsomfördelningar inom kondensatorgrupperna sa att potentialerna vid komparatorns bada ingångar ändras lika mycket men med olika tecken. Den anordningen tillförda differentiella inspänningen V]N+-VIN_ kommer att ge upphov till potentialerna -VINJZ + VR (-b4/2 + b3/4 + b2/8 + blló) respektive -VxN_/2 + VR (-b¿;/2 + bš/ll + b2'/8 + bí/ló) vid komparatorns 16 ingångar.

Potentialskillnaden över komparatorns ingångar är saledes dubbelt sa stor som vid omvandlaren enligt figur 1, vilket minskar kraven pa komparatorns spän- ningsförstärkningNid en perfekt balanserad insignal, d vs vid till beloppet exakt lika stora spänningar (t ex +7Vrespektive -7 V) pa de inkommande 10 'IS 2D 25 30 452_§so signalledarna, kommer båda dessa potentialer att vara lika med eller atmin- stone i det närmaste lika med noll volt. Vid dålig balansering (tex+8V respektive -6 V) kommer potentialerna vid komparatorns ingångar i stället att bli hälften (0,5 V) av den spänning med vilken spänningarna på signalledarna avviker fran sina perfekt balanserade värden (+7 V, - 7 V). Omkopplarna kom- mer emellertid även i detta fall att stanna i de lägen (motsvarande +7 respektive -7) som en perfekt balanserad insignal hade medfört, eftersom komparatorns utgångsspânning endast är beroende av potentialskillnaden över dess ingångar.

Med den visade omvandlaren bestående av två samtidigt och komplementärt styrda kondensatoruppsättningar uppnås sålunda att endast en enda komparator och ett enda organ för samplings-och approximationslogik erfordras.

Det kan påpekas att ett godtyckligt digitalt referensvärde kan utnyttjas i såväl detta som i de kommande utföringsexemplen. Det är därvid inte nödvändigt att endast en eller att alla utom en av kondensatorerna i varje uppsättning är förbunden med referensspänningen VR under samplingsfasen. Det bör även påpekas att antalet kondensatorer och tillhörande omkopplare vid ett praktiskt utförande är större än vad som visas och beskrivs i samband med detta och de kommande utföringsexemplen. l figur 3 visas ett andra utföringsexempel av en anordning enligt uppfinningen, varvid organ med motsvarighet i figurerna 1 och 2 betecknats på samma sätt som i dessa. Vid detta utföringsexempel saknas de båda största kondensatorerna l respektive l', vilket innebär en stor utrymmesbesparing. Eftersom kondensa- torernas kapacitanser sinsemellan är binärt viktade minskas härigenom den yta som upptas av kondensatorer till hälften jämfört med anordningen enligt figur 2. Antalet binära bitar i den digitala utsignalen är emellertid oförändrat, vilket förklaras nedan. Det kan nämnas att kondensatorerna i praktiken lämpligen är uppbyggda av lika stora, men till antalet varierande, s k enhetskondensatorer på integrerade kretsar. I ett sådant fall minskas även antalet kondensatorer till hälften.

I detta utföringsexempel har således kondensatorerna2respektive 2' störst kapacitans i respektive uppsättning. Omkopplarna 7 respektive 7' vid dessa kon- 10 15 20 25 3D 35 452 830 densatorer är avsedda att paverkas pa samma sätt som kondensatorerna l och 1' i utföringsexemplet enligt figur 2. Det minskade antalet kondensatorer möjlig- görs av att omkopplingslägena hos en eller flera av omkopplarna 7-9 vid den ena kondensatorgruppen 2-4 inte alltid ändras samtidigt som omkopplingslägena hos motsvarande omkopplare 7'-9' vid den andra kondensatorgruppen 2'-4'. Därigen- om kommer omkopplingslägena hos omkopplarna i den ena gruppen inte alltid att vara komplementära gentemot omkopplingslägena hos omkopplarna i den andra gruppen. Detta gäller saväl under samplingsfasen, som under approxi- mationsfasen.

Med 24 betecknas ett logikorgan för alstring av styrord till omkopplarna 7-10 respektive 7'-l0'i beroende av de digitala ord som avges fran organet för samplings- och approximationslogik 18. Organet 24 kan exempelvis utgöras av en digital adderare eller ett läsminneßm det bortses fran den digitala biten bo, vilken, liksom tidigare, inte förändras och inte ingar i den digitala utsignalen, avges enligt detta utföringsexempel, liksom tidigare, olika fyra-bitars ord ba b; bz bl fran organet 18. För vart och ett av dessa ord alstrar logikorga- net 24 tva tre-bitars ord, d; dz dl respektive e3 e¿ e, . Bitar-na d3-dl utnyttjas som styrsignaler för omkopplarna 7-9, medan bitarna eB-el tillförs inverterarna 20-22, vilka alstrar styrsignaler d3' - dl' för omkopplarna 7'-9'. Den konstanta digitalbiten bn ger upphov till styrsignalerna do och du., vilka utnyttjas som styrsignaler för omkopplarna 1D respektive l0'.

Om en växande binärsekvens avges fran organet för samplings-och approxima- tionslogik 18 skall omkopplingsläget hos en eller flera omkopplare i den ena gruppen endast ändras för udda tal i nämnda blnärsekvens, medan omkopplings- läget hos en eller flera omvandlare i den andra gruppen endast ändras för jämna tal. De styrord som tillförs omkopplarna i de bada grupperna utgör i detta fall varandras komplement för hälften av de möjliga digitala ord som kan alstras av organet för samplings- och approximationslogik 18. Därigenom kan lika manga olika spänningsnivaer läggas ut över komparatorns 15 ingångar som vid anord- ningen enligt figur 2, vilken innehåller en kondensator mer (den största) i varje grupp. I praktiken blir approximationsfasen naturligtvis kortvarigare ifall exem- pelvis successiv approximation med binärsökning enligt ovan tillämpas än om organet 18 avger en successivt växande binärsekvens. Ett exempel pa alstrade styrord fran logikorganet 24 vid olika digitalord fran organet 18 visas i följande tabeU. 10 4sg,ssn ba b; bz bl d: dz dl (1) h! (D N? (U )-' O. bl..

O.

N- D.

I-'_ F' F' F' F' F' F' F* F' G G G G G G G G F' F' F' F* G G G G F' F' F' F' G G G G IF' F' G G F' F' G G F' F' G G F' F' G G I-fl G F' G I-' CJ I-fl G F' G F* G F' G F' G l-' I-' F' }-' I-' l-' F' id G G G G G G G G Ifl F' F' F' G G G G |-' tfl F' F* CJ G G G I-' F* G G F' F' G G F' F' G G i-fl F' G G G F' F' F* F' F' F' F' l-' G G G G G G G G F-' l-' F' F* G G G G F* F' )-' F' G G G G F' F' G G Dd F' G G F* F' G G F' F' G 1 F* G G CJ CJ G G G G F' |-' F* F' F* l-I F' )-' G G G G F* l-l i-J l-l G G G G F' I-' F* F' G G F' F' G G F' |-' G G F' F* G G F' Det är väsentligt att binärorden d3 dz dl och e3 e2 el är sinsemellan lika för vartannat binärord ba b; bz bl fran organet 18 och att de för de övriga binärorden endast avviker med binärvärdet 1 fran varandra. Det är givetvis tänkbart att organet 24 direkt alstrar värdena d3' dz' dl' i stället för e; eZ el, - varigenom inverterarna 20-23 kan elimineras.

Liksom vid omvandlaren enligt figur 2 visar figuren omkopplarnas lägen under approximationsfasen och motsvarande styrordet 00000 fran organet 18.

Vid en perfekt balanserad insignal fas, till skillnad fran vid anordningen enligt figur 2, inte alltid perfekt balans över komparatorns ingangar. Avvikelsen fran perfekt balans motsvarar dock högst spänningsbidraget fran en av de minsta kondensatorerna 4 respektive 42 Potentialerna vid komparatorns ingangar kommer att vara -VINJZ + VR(-d3/2 + dz/li + dl/B) respektive -vlN_/2 + vR(-d3'/2 + dzva + dlvs). 10 15 20 25 30 452 830 Det kan nämnas att avslutningskondensatorerna 5,9, i likhet med i den kända omvandlaren, inte är nödvändiga i utföringsformerna enligt figurerna 2 och 3.

Utöver den utrymmesbesparing som uppnåtts med omvandlaren enligt figur 2 har i detta fall även uppnåtts att halva kondensatoifytan eliminerats. Dock har logikorganet Zl: tillkommit.

I figur 4 visas ett tredje utföringsexempel av en anordning enligt uppfinningen, varvid organ med motsvarighet i tidigare figurer erhallit samma beteckningar som i dessa. l likhet med anordningen enligt figur 3 saknas de bada största kondensatorerna 1, l'. Till skillnad fran denna anordning saknas dock även logikorganet 24.

Enligt detta utföringsexempel tillförs omkopplaren (t ex 1U') vid en av de bada avslutningskondensatorerna 5 respektive 5' en föränderlig styrsignal sa att även denna kondensator utnyttjas för laddningsomfördelning. Denna signal härrör enligt exemplet fran den minst signifikanta biten, bl, i det föränderliga fyra-bitars ord som alstras av organet 18 ooh tillförs omkopplaren direkt eller via inverteraren 22 i beroende av om kondensatorn i fraga är belägen i den övre eller nedre kondensatoruppsättníngen. Omkopplaren (10 enligt exemplet) vid den andra av de bada avslutningskondensatorerna tillförs dock även i detta fall en konstant styrsignal (t ex bo). Signalerna ba och ba, tillförs, analogt med i omvandlaren enligt figur 2, omkopplarna 7 respektive 7' vid de bada största kondensatorerna, i detta fall 2 och 2'. b; och b; tillförs omkopplarna 8 respektive 8', b2 och bz' omkopplarna 9 respektive 9'. bl utnyttjas endast i sin inverterade form bl', vilken tillförs omkopplaren 10' vid kondensatorn 5' i den nedre kondensatoruppsättningen. Den under approximationsfasen konstanta styrsignalen bo tillförs omkopplaren 10 vid kondensatorn 5 i den övre uppsätt- ningen.

Organet 24 i figur 3 kan realiseras som en digital adderare eller ett läsminne, vilket i bada fallen innebär en komplex logisk funktion. I anordningen enligt figur li utförs i stället pa ett enkelt sätt en addition i den analoga domänen i form av ett laddningspaket lika med VRxC/B, vilket motsvarar den minst signi- fikanta biten i anordningens digitala utsignal. Potentialerna vid komparatorns 15 ingangar kommer att vara -VIN+/2 + VR(-b¿¿/2 + b3/4 + bZ/B) respektive 10 15 20 45_2_83Û 10 - -VIN_/2 + VR(-b¿¿'/2 + bill: + bi/B + b1'/8). l detta fall erfordras sålunda endast en enda komparator och ett enda organ för samplings- och approximationslogik, samtidigt som saväl halva kondensatorytan i omvandlaren enligt figur 2, som logikorganet 25 i omvandlaren enligt figur 3 eliminerats.

Uppfinningen kan givetvis varieras inom ramen av patentkraven. Exempelvis kan nämnda styrsígnaler och styrord alstras annorlunda än vad som beskrivits om samtidigt omkopplarna och/eller deras anslutningar till vissa punkter anpassas sa att funktionen principiellt blir oförändrad. Sålunda kan inverterarna elimineras ifall omkopplarna hörande till den ena uppsättningen ges en motsatt inneboende funktion än den beskrivna. Det är inte heller nödvändigt att kondensatorernas kapacitanser är binärt viktade. Det väsentliga är att det för en N-bitars omvandlare finns ZN olika sätt att omfördela elektrisk laddning.

Exemplevis kan ett antal lika stora kondensatorer utnyttjas i varje uppsättning, varvid en styrbar omkopplare skall höra till varje sådan kondensator. Samtliga jordterminaler kan även ersättas av punkter anslutna till andra lämpliga fasta potentialer sa att exempelvis kondensatorerna selektivt förbinds med en första eller en andra godtycklig referensspänning. På i och för sig känt sätt kan i varje kondensatoruppsättning även ingå en kondensator i serie med ledaren 13 respektive 13' mellan tva av de ordinarie kondensatorerna. Dess uppgift är därvid att med en lämplig faktor minska den effektiva kapacitansen hos kondensatorerna pà dess ena sida. Det är givetvis även tänkbart att anordna sa att den analoga inspänningen förbinda med kondensatorerna över omkopplarna 6-10 respektive 6'-l0', analogt med vad som visas i ovan nämnda artikel.

Claims (6)

10 15 20 452 830 11 ' PATENTKRAV

1. Anordning för att omvandla en analog, balanserad signal (VIN+, VIN) till en digital signal genom laddningsomfördelning i ett antal kapacitiva element (l-S, 1'-5'; 2-5, 2'-5'), vilka är förbundna i serie med var sin styrbar omkopplare (6-10, 6'-10'; 7-10, 7'-lU') med vilka en första terminal hos varje kapacitívt element, åtminstone under en approximationsfas, selektivt kan förbindas med en första eller en andra referensspänning (VR, jord), k ä n n e t e c k n a d därav att de kapacitiva elementen är grupperade i två uppsättningar bestående av lika manga kapacitiva element (l-S, l'-5'; 2-5, 2'-5') valda på sådant sättfatt varje kapacitivt element i endera uppsättningen motsvaras av ett kapacitivt element med lika stor kapacitans i den andra uppsättningen, att de kapacitiva elementen och tillhörande omkopplare i den ena uppsättningen är anordnade att påverka potentialen i en första punkt (13) och att motsvarande element och omkopplare i den andra uppsättningen är anordnade att påverka potentialen i en andra punkt (l3'), att en komparator (15) är anordnad för jämförelse av potentialerna i nämnda första (13) och andra (l3') punkter och att ett organ för samplings- och approximationslogik (18) är anordnat att alstra ett digitalord som under approximationsfasen förändras i beroende av komparatorns (15) jämförelseresul- tat, vilket digitalord utnyttjas för styrning av nämnda omkopplare (6-10, 6'-10'; 7-10, 7'-10') och vid approximationsfasens slut _utgör anordningens digitala utsignal.

2. Anordning enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d därav att omkopplarna (6-10, 6'-l0') styrs på ett sådant sätt att en förändring av omkopplingsläget hos omkopplarna (6-10) vid de kapacitiva elementen (l-S) i den ena uppsättningen sker samtidigt som och komplementärt mot en förändring av omkopplingsläget hos omkopplarna (6'-l0') vid de motsvarande kapacitiva elementen (1'-5') i den andra uppsättningen. (Fig.Z)

3. Anordning enligt patentkrav l, k ä n n e t e c k n a d därav att omkopplarna (7-10, 7'-lÛ') styrs på ett sådant sätt att omkopplingsläget hos omkopplarna (7- 10) vid de kapacitiva elementen (2-5) i den ena uppsättningen endast förändras för hälften av de möjliga digitala ord som kan 'alstras av organet för samplinga- och approximationslogik (18) och att omkopplingsläget hos omkopplarna (7'-lU') vid motsvarande kapacitiva element (2'-5') i den andra uppsättningen endast 10 452_szo 'i i 12 förändras för den återstående hälften av dessa ord, och pa ett sådant sätt att omkopplingslägena hos omkopplarna (7-10) vid de kapacitiva elementen i den ena uppsättningen är komplementära mot omkopplingslägena hos omkopplarna (7'-lÜ') vid motsvarande kapacitiva element i den andra uppsättningen för den ena av nämnda hälfter av de digitala orden. (Fig. 3)

4. Anordning enligt patentkrav 1-3, k ä n n e t e c k n a d därav att var och en av nämnda uppsättningar innehåller minst tva kapacitiva element (4 och 5. 4' och 5') vilkas kapacitanser är lika stora och inte överskrider kapacitansen hos nagot av de övriga kapacitiva elementen i de bada uppsättningarna.

5. Anordning enligt patentkrav 4, k ä n n e t e c k n a d därav att omkopplings- läget hos omkopplaren (10, lÜ') vid ett (S, 5') av nämnda minst tva kapacitiva element med lika stor kapacitans i varje uppsättning halls oförändrat under appro ximationsfasen. .

6. Anordning enligt patentkrav l, k ä n n e t e c k n a d därav att var och en av nämnda uppsättningar innehåller minst tva kapacitiva element (4 och 5, 4' och 5') vilkas kapacitanser är lika stora och inte överskrider kapacitansen hos nagot av de övriga kapacitiva elementen i de bada uppsättningarna, att omkopplings- lâget hos omkopplaren (10) vid ett (S) av dessa bada kapacitiva element i den ena uppsättningen halls oförändrat, medan omkopplingsläget hos omkopplaren (l0') vid det motsvarande elementet (5') i den andra uppsättningen förändras i beroende av den minst signifikanta biten (bf) i det av organet för samplings-och approximationslogik (18) alstrade digitala ordet och att de övriga omkopplarna (7-9, 7'-9') styrs pa ett sadant sätt att en förändring av omkopplingsläget hos dessa (7-9) vid de kapacitiva elementen (2-4) i den ena uppsättningen sker samtidigt som och komplementërt mot en förändring av omkopplingslâget hos omkopplarna (7'-9') vid de motsvarande kapacitiva elementen (2'-'4') i den andra uppsättningen. (Fig. 4)