SE447619B - Anordning for att ansluta en kella och en senka till en tvatradsledning for digitalkommunikation - Google Patents

Description

447 619 2 ansluta en källa l och en sänka 2 till en tvåtrådsledning består väsentligen av en hybridkrets 3 och av en kompenseringskrets 4.

Källan l kan vara en datakälla eller en källa för digitaliserade talsignaler, såsom en PCM-kodare. Motsvarande gäller för sänkan 2. Källan l är via ett sändningsfilter 6 ansluten till hybrid- kretsen 5. Sändningsfiltret 6 begränsar bandbredden hos sändar- signalen i riktning uppåt och medför således att de från digi- talkällan härrörande signalerna ges en form som är lämplig för överföring över tvåtràdsledningen. Hybridkretsen 5 är ansluten till tvåtrådsledningen 9, via vilken enkelfrekvensduplexöver- föring av meddelanden utförs mellan den visade terminalen och den inte visade fjärrbelägna terminalstationen. Hybridkretsens 3 gren som innehåller sänkan matar en samplings- och kvarhåll- ningsanordning 8 vars utgång är kopplad till den inte-inverteran- de ingången till en subtraherare 7 som är bildad med en opera- tionsförstärkare. Samplings- och kvarhållningsanordningen inklu- derar ett inte visat mottagningsfilter som undertrycker högfrek- venskomposanterna som ingår i mottagarsignalen. Utgången från källan l är kopplad till ingången till ett digitalfilter 10 med adaptiv kpefficientjustering, varvid nämnda digitalfilter i en- lighet med uppfinningen omfattar en parallellkoppling av ett adaptivt transversalfilter ll och ett adaptivt rekursivfilter 12. Placeringen av ett rekursivfilter parallellt med transver- salfiltret har till uppgift att medföra en ökning i längden hos det eko som kan kompenseras i förhållande till längden som är begränsad av transversalfiltret.

Den andra ingångssignalen till digitalfiltret 10, vilken liksom den första ingàngssignalen matas parallellt till ingång- arna till både transversalfiltret ll och rekursivfiltret 12, utgörs av utgångssignalen från en analog-digitalomvandlare lš som vid sin utgång mottar den analogkompenserade sänksignalen från subtraherarens 7 utgång. I det enklaste fallet kan analog- -digitalomvandlaren 15 utgöras av en enbitanalog-digitalomvand- lare, dvs. en komparator. Utgångssignalerna A och B från båda parallellfiltren ll och 12 kombineras medelst en digitaladdera- re 14 så att man erhåller kompenseringssignalen. Denna kompen- seringssignal styr en digital-omvandlare 15 vars utgång är kopp- lad till den inte-inverterande ingången till subtraheraren 7. 447 619 5 Från summasignalen i sänkgrenen som innehåller den icke önsk- värda störsignalen kommer således subtraheraren 7 att subtra- hera utgångssignalen från digitalfiltret 10. Den sistnämnda antas vara en signal som efterliknar störsignalen som skall kompenseras, varför när full kompensering har uppnåtts endast den önskade mottagarsignalen kvarstår.

Störsignalen är bildad av överhörningskomposanterna hos den egna sändarsignalen som via hybridkretsen 3 presenteras för mottagarbanan och av fördröjda ekon som härrör från reflektio- ner av sändarsignalen från de mera fjärrbelägna ledningsimpe- dansmissanpassningarna. Om ofullständig kompensering har upp- nåtts överlagras mottagarsignalen eller meddelandesignalen som uppträder vid utgången från subtraheraren 7 med en felsignal som, eftersom den härrör från signalkällan, är korrelerad med denna. Denna felsignal tjänar till Justering av filterkoeffi- cienterna hos det adaptiva digitalfiltret 10.

För det adaptiva rekursivfiltret, som i det följande helt kort kommer att benämnas rekursivfiltret, är två olika ut- föringsformer visade i fig. 2 och 3. Modulerna som är medtagna förutom det inom den streckade rutan belägna rekursivfiltret 12 ingår väsentligen redan tidigare i fig. 1, och någon särskild förklaring av dem i samband med fig. 2 och 5 torde därför inte behövas.

I båda utföringsformerna omfattar rekursivfiltret två filteravsnitt, av vilka den ena innehåller en rekursiv slinga 21, 22, 23 medan den andra innehåller en multiplikator 24. I fig. 2 är den rekursiva slingan visad anordnad framför multi- plikatorn, medan denna inkopplingsordning är omkastad i fig. 3.

Ytterligare en skillnad, som är av stor betydelse, kommer att beskrivas nedan.

Kretsen 1 rekursivfiltret enligt fig. 2 kommer först att beskrivas. Referenssignalen, som är identisk med källsignalen, matas inuti rekursivfiltret 12 till en adderare 21 vars utgång är ansluten till ett fördröjningselement 22. Utgångssignalen från adderaren 21, vilken signal fördröjs en-klockperiod i för- dröjningselementet 22, multipliceras med en filterkoefficient a 1 en multiplicator 23 vars utgång är ansluten till den andra ingången till adderaren 21, varvid filterkoefficienten a juste- ras på sätt som kommer att beskrivas nedan. Således innehåller 447 619 - . 4 det första filteravsnittet en rekursiv filterslinga som består av adderaren 21, fördröjningselementet 22 och multiplikatorn 23.

Utgångssignalen från detta första filteravsnitt tillförs från adderaren 21 till den ena ingången hos en multiplikator 24 som utgör en del av det andra filteravsnittet. Utgången från multip- likatorn 24 tillför rekursivfiltrets bidrag B till kompenserings- signalen. Till den andra ingången till multiplikatorn matas det andra filteravsnittets filterkoefficient b, med vilken ingångs- signalen som skall filtreras multipliceras. I justeringskretsar- na 24, vilka kommer att beskrivas nedan under hänvisning till fig. 6, ändras värdet hos de båda filterkoefficienterna varje gång sedan ett förutbestämt antal klockperioder har förflutit.

För detta ändamål arbetar justerkretsarna med korrelerings- produkter som i enlighet med rekursivfiltrets klocktidgivning bildas 1 multiplikatorerna 26 och 27. I detta syfte multiplice- rar båda multiplikatorerna 26 och 27 en funktion hos felsignalen (som är överlagrad på meddelandesignalen) med en signal som här- rör från rekursivfiltrets utgångssignal eller från det första filteravsnittets utgångssignal.

I fallet med filtret enligt fig. 2 är felsignalfunktionen den felsignal som är digitaliserad i analog-digitalomvandlaren 13, I detta avseende bör det noteras att mottagarsignalen i var- Je enskilt fall utgör ett samplingsvärde hos digitalsignalen samplad i samplings- och kvarhållningsanordningen 8 (fig. l) och mottagen från tvåtrådsledningen.

Signalen som med ändamål att justera koefficienten a skall multipliceras med felsignalfunktionen i multiplikatorn 26 uttas från rekursivfiltrets.utgång och matas genom ett fördröjnings- element 28 som åstadkommer en tidsfördröjning med J klockperioder hos transversalfiltret ll, varvid.J anger transversalfiltrets ll filtreringsgrad. Denna signal passerar vidare genom en rekursiv slinga bestående av en adderare 29, ett fördröjningselement 30 med fördröjningstiden en klockperiod och en multiplikator 30.

Utgångssignalen från adderaren 29 som är fördröjd med en klock- period i fördröjningselementet 30 och multiplioerad med en varia- bel koeffioient i multiplikatorn 31 adderas till dess ingångs- signal, och adderarens utgàngssignal, fördröjd med en klockperiod i fördröjningselementet 30, utgör ingångssignal till multiplika- torn 26, vilken ingángssignal multipliceras med felsignalfunktio- 447 619 5 nen. Den variabla koefficienten som används i multiplikatorn 31 utgör den respektive till buds stående filterkoefficienten a hos det första filteravsnittet.

Signalen som för justering av det andra filteravsnittets koefficient b skall multipliceras med felsignalfunktionen i mul- tiplikatorn 27 utgör utgàngssignalen från det första filterav- snittet, vilken i ett fördröjningselement 32 fördröjs J klock- perioder hos transversalfiltret ll, där J såsom ovan har nämnts utgör transversalfiltrets ll filtreringsgrad.

Fördröjningselementen 28 och 32 har till uppgift att bortkoppla rekursivfiltrets 12 inställning från transversalfilt- rets ll inställning. Inställningen hos transversalfiltret ll beror emellertid på rekursivfiltrets 12 inställning. Detta för- hållande utgör dock en fördel då det gäller inställning av hela digitalfiltret.

För bortkoppling av rekursivfiltrets 12 inställning från transversalfiltrets inställning fördröjs de uttagna signalerna från rekursivfiltret i sådan omfattning i fördröjningselementen 28 och 32 att de uppträder utanför luckan som är täckt av trans- versalfiltret. För detta ändamål måste fördröjningstiden vara lika med Q klockperioder hos transversalfiltret, varvid en klock- period innebär fördröjningen mellan två på varandra följande ut- tagna signaler hos transversalfiltret.

Då det gäller klockperiodens längd kan man skilja mellan två fall: I normalfallet arbetar transversalfiltret ll med samma tidsförhållanden som rekursivfiltret 12, nämligen 1 samplings- cykeln hos samplings- och kvarhållningsanordningen 8 (fig. 1), varvid en klockperiod hos transversalfiltret är lika med en samplingscykelperiod. Således anges fördröjningen hos fördröj- ningselementen 28 och 32 av Z'J 1 innebär en fördröj- ning med en samplingscykelperiod.

Om emellertid transversalfiltret ll skiljer sig från konventionella typer av transversalfilter på grund av en multip- lexanordning som kommer att beskrivas nedan under hänvisning till fig. 5 kommer fördröjningen mellan två på varandra följan- de uttagna signaler att bli lika med en bitperiod och således lika med n samplingscykelperioder i sådana fall där n är indika- , emedan Z- 447 619 6 tiv för antalet samplingsoperationer per bit. En fördröjning medelst j klockperioder i transversalfiltret, som såsom har nämnts ovan är nödvändig, är 1 detta fan betecmad zmJ pa ritningarna, emedan Z-1 anger en fördröjning med en samplings- period.

Ett rekursivfilter och ett transversalfilter, i vilka felkorrelering av det ovan beskrivna slaget inte utförs utan i stället en feldifferenskbrrelering, är visade i fig. 3 och 4. Dessa utföringsformer är av särskild betydelse i fallet med binärkodade digitalsignaler, emedan särskilt i fallet med binär- kodade signaler påverkas kompensering medelst en motsignal i särskilt stor omfattning och emedan denna olägenhet kan övervin- nas genom feldifferenskorrelering.

Det i fig. 5 visade rekursivfiltret kommer nu att beskri- vas. Sàsom har nämnts ovan är i rekursivfiltret 12 enligt fig. 3 filteravsnittet som innehåller multiplikatorn 24 anordnat framför filteravsnittet som innehåller den rekursiva slingan 21, 22, 25. I jämförelse med fig. 2 resulterar denna ändring i kopplingsordning att kretsen för behandling av de binärkodade rsignalerna förenklas. En förklaring över behandlingen av refe- renssignalen i filteravsnitten kan utelämnas vid denna tidpunkt, 'eftersom en sådan förklaring redan har givits ovan i samband med beskrivning av fig. 2.

Också i detta fall ändras värdena hos filterkoefficien- terna a och b varje gång efter ett förutbestämt antal klockperio- der, varvid nämnda ändring av värdena sker i justeringskretsar 25 som kommer att beskrivas nedan under hänvisning till fig. 6.

För att de för detta ändamål erforderliga korreleringsprodukter- na skall bringas att bli tillgängliga anordnar man också nu mul- tiplikatorer, nämligen 40 och 41, vilka multiplicerar en felsig- nalfunktion med en signal som härrör från en filteruttagssignal.

I fallet med detta rekursivfilter uttas signalen som skall mul- tipliceras med felfunktionssignalen med avseende på båda multi- plikatorerna 40 och 41 från samma uttagna signal, dvs. från filterutgángssignalen (eller utgàngssignalen från filteravsnit- tet som inkluderar rekursivslingan). Denna uttagna signal för- dröjs också den i ett fördröjningselement 42 med j klockperioder hos transversalfiltret, varigenom rekursivfiltrets 12 inställning 447 619 7 på sätt som har förklarats i samband med fig. 2 avkbpplas eller bortkopplas från transversalfiltrets ll inställning.

Från fördröjningselementet 42 matas den uttagna signalen genom en differensformare som består av en adderare 43 och av ett fördröjningselement 44 vars tidsfördröjning-svarar mot en klockperiod. Adderaren subtraherar från varje värde hos den ut- tagna signalen det värde som i fördröjningselementet 44 föregår det förstnämnda värdet med en klockperiod. Denna differensform- ning av 1 tur och ordning uttagna signalvärden är av avsevärd betydelse då det gäller feldifferenskorreleringen.

Utgångssignalen från differensformaren 43, 44 utgör sig- nalen som 1 multiplikatorn 40 skall multipliceras med felsignal- funktionen, varvid från den erhållna signalen härleds signalen som i multiplikatorn 41 skall multipliceras med felsignalfunk- tionen. Denna härledning utförs på så sätt att utgàngssignalen från differensformaren 43, 44 får passera genom en rekursivfil- terslinga 45, 46, 47 svarande mot filterslingan 29, 30, 31 som har beskrivits 1 anslutning till fig. 2, varvid den aktuella filterkoefficienten ånyo utgör filterkoefficienten a för filter- avsnittet som inkluderar den rekursiva slingan 21, 22, 23.

Eftersom, såsom har beskrivits ovan, signalen som skall multipliceras med felsignalfunktionen har resulterat i detta rekursivfilter via differensformning måste felsignalfunktionen således utgöra en funktion som utgör resultatet av ett diffe- rensformningsförlopp. Formningen av denna differens och alst- ringen av felsignalfunktionen utförs medelst en särskild analog- -digitalomvandlare l3', som består av ett differentieringsele- ment 48 med en efterkopplad komparator 49. Komparatorn 49 fast- ställer tecknet hos felsignaldifferensen som bildas i diffe- rentieringselementet 48 på så sätt att felsignalfunktionen som också matas till transversalfiltret ll blir lika med tecknet för felsignalens tidsderivata.

Enligt denna felsignalfunktion har också transversalfilt- ret ll ändrats på ett sätt som nu kommer att beskrivas under hän- visning till fig. 4. I transversalfiltret enligt fig. 4 utförs en multiplicering av de uttagna signalerna, som 1 fördröjnings- elementen 50 fördröjs med en klockperiod i förhållande till var- andra, på vanligt sätt i multiplikatorer 51 med variabla filter- koefficienter, varjämte produkterna kombineras i adderare 52 så 447 619 8 att man erhåller transversalfiltrets utgángssignal. De variabla filterkoefficienterna tillhandahålls av justerkretsar 25,_vilkas ingàngssignaler utgörs av de respektive korreleringsprodukterna som har bildats i de korresponderande multiplikatorerna 53. Jus- terkretsarna 25 kommer att förklaras nedan under hänvisning till fig. 6. Multiplikatorerna 53 multiplicerar felsignalfunktionen, men inte såsom i fallet med transversalfilter enligt teknikens ståndpunkt med de uttagna signalerna utan i stället med diffe- renserna eller skillnaderna hos tvâ på varandra följande uttagna signaler. De sistnämnda bildas i subtraherarna 54, som från den med den respektive multiplikatorn 53 sammanhörande uttagna sig- nalen subtraherar den föregående uttagna signalen, vilken där- efter uppträder vid utgàngen från det nästa respektive fördröj- ningselementet 50.

Klockfrekvensen med vilken detta transversalfilter drivs utgör frekvensen med vilken värdena hos felsignalfunktionen upp- träder och således samplingsklockfrekvensen för samplings- och kvarhàllningsanordningen 8 (fig. l). Detta kan innebära att be- räkningsmomenten i transversalfiltret 12 måste utföras med ganska hög takt. __ En typ av utföringsform av transversalfiltret som övervin- ner denna olägenhet är visad 1 fig. 5. Detta transversalfilter skiljer sig huvudsakligen från transversalfiltret i fig. 4 på sà_sätt att inte alla filteravsnitten behandlar felsignalfunk- tionen samtidigt och ger sitt bidrag till filterutgàngssignalen vid samma tidpunkt utan detta sker i grupper en 1 sänder i tur och ordning medelst två tidsdelningsmultiplexkretsar (TDM- kretsar) som arbetar i klockstyrd synkronism och som matar fel- signalfunktionen i varje tidsslits endast till en grupp av fil- teravsnitt eller alltid ansluter bara en enda grupp till filter- utgången samt under nästa tidsslits betjänar en annan grupp på motsvarande sätt. Filteravsnitten är uppdelade i n grupper, var- vid n anger förhållandet mellan samplingsfrekvensen och bitupp- repningstakften.

Således har TDM-kretsarna, vilka för enkelhets skull är visade såsom vridomkopplare 55 och 56, n olika omkopplingstill- stånd, varvid de framstegas i överensstämmelse med samplings- cykelperioderna. Med hänsyn till att felsignalfunktionens ord- upprepningstakt, såsom har nämnts ovan, är identisk med samp- 447 619 9 lingssignalfrekvensen kommer de enskilda filteravsnitten inte att drivas som vanligt i en samplingscykel utan 1 bittakt. För att utföra sina beräkningsoperaticner kan således de enskilda filteravsnitten disponera en n-faldig tid, dvs. en klockperiod hos transversalfiltret är identisk med en bitperiod och inte med en samplingsoykelperiod. Sålunda väljs tidsfördröjningen för fördröjningselementen 50 så, att den är lika med en bitperiod, varvid den är betecknad Z-n.

Klockfrekvensen för rekursivfiltret påverkas inte av minskningen av klockfrekvensen i transversalfiltret. Den först- nämnda frekvensen är under alla förhållanden lika med samplings- cykelfrekvensen.

Det bör påpekas att transversalfiltrets TDM-arbetssätt är oberoende av huruvida eller inte man utför en differensform- ning av de uttagna signalerna på sätt som beskrivits ovan. De nämnda TDM-kretsarna 55 och 56 kan således också användas i samverkan med tidigare kända transversalfilter i sådana fall där man önskar ett arbetsbesparande arbetssätt.

I det följande kommer att under hänvisning till fig. 6 beskrivas ett exempel på en utföringsform som har samband med Justerkretsarna 25 som är visade på ritningarna och som har beskrivits ovan.

Såsom har nämnts ovan har Justerkretsarna till uppgift att behandla korreleringsprodukterna Xn_J ' en, där en anger värdet hos felsignalfunktionen och Xn_J anger värdet hos signa- len som skall multipliceras med felsignalfunktionen. Dessa kor- releringsprodukter Xn_J ' en adderas av en ackumulator 60 under G klockintervall, varvid G är ett lämpligt förutbestämt tal.

Efter detta antal klockintervall àterställs ackumulatorn 60 till noll igen, och dess tidigare beräknade resultat (som be- nämnes korreleringssumman) övertas av en multiplikator 61 som multiplicerar korreleringssumman med faktorn 2-/9, där ¿3 utgör ett naturligt tal. Multipliceringen, som 1 själva verket är en dividering, kan tack vare korreleringssummans binära skrivsätt utföras genom en enkel skiftoperation av korreleringssumman med /3 lägen. Såsom resultat erhålls Justeringsvärdet <fiq för filterkoefficienten, och detta värde adderas slutligen i en ackumulator 62 till det rådande värdet qi hos koefficienten, varvid man erhåller det efterföljande värdet qí+l på grundval 447 619 10 av qi+l = qi + Aq. Ackumulatorn 62 är försedd med ytterligare en ingång, till vilken initialvärdet qo tillförs. I justerings- kretsarna inställs koefficienterna således upprepade gånger med intervall omfattande G klockperioder.

Claims (2)

1. 447 619 ll Patentkrav l. Anordning för att ansluta en källa och en sänka till en tvátrådsledning för digitalkommunikation med utnyttjande av enkelfrekvensduplexdrift med en hybridkrets och ett adaptivt digitalfilter som ur källsignalen härleder en kompenserande signal för att undertrycka störsignalen som av den egna käll- signalen förorsakas i synksignalen, varvid det adaptiva digi- talfiltrets koefficienter Justeras upprepade gånger i beroende av en felsignal som representerar den inte-undertryckta stör- signalkomposanten och Justeringsvärdena för justering av de enskilda filterkoefficienterna är lika med en funktion av en summa av korreleringsprodukter bildad över ett definierat an- tal klockintervall som upprättas genom multiplicering av från uttagna signaler hos digitalfiltret härrörande signaler med en funktion av felsignalen, k ä n n e t e c k n a d därav, att det adaptiva digitalfiltret (10) består av en parallell- koppling av ett adaptivt digitaltransversalfilter (ll) och ett adaptivt digitalrekursivfilter (12), varvid summan av filt- rens utgångssignaler (A, B) representerar kompenseringssignalen.

2. Anordning enligt krav l, k ä n n e t e c k n a d där- av, att nämnda rekursivfilter (12) omfattar två filteravsnitt, av vilka det ena innehåller en rekursiv slinga (21, 22, 23) som fördröjer filtrets utgàngssignal med en klockperiod (22), multiplicerar densamma (24) med en första variabel koefficient (a) och adderar densamma till sin ingångssignal medan det andra filteravsnittet innehåller en multiplikator (24) som multipli- cerar nämnda andra filters ingàngssignal med en andra koeffi- cient (b), att signalen för att bilda justeringsvärdet för den första koefficienten (a) och avsedd att multipliceras (26, 41) med felsignalfunktionen erhålls från det rekursiva filtrets (12) utgàngssignal, att signalen för framställning av justerings- värdet för den andra filterkoefficienten (b) och avsedd att mul- tipliceras (27, 40) med felsignalfunktionen erhålls från ut- gàngssignalen hos det första filteravsnittet (21, 22, 23), och att i både nämnda transversalfilter (ll) och nämnda rekursiv- filter (12) utgör funktionen av summan av korre ationsprodukter (X ' e ) denna summa multiplicerad med 2 -fä , där/á7är ett x-J n naturligt tal (fig. 2, 5, 6). 447 619 12 3. Anordning enligt krav 2, k ä n n e t e c k n a d därav, att i nämnda rekursivfilter (12) fördröjs var och en av de ut- tagna signalerna som används för framställning av koefficient- justervärdena i fördröjningskretsar (28, 32, 42) med j klock- perioder medelst nämnda transversalfilter (ll), varvid J be- tecknar transversalfiltrets ll filtreringsgrad. 4. Anordning enligt krav 3 eller 2, k ä n n e t e c k - n a d därav, att 1 nämnda rekursivfilter (12) är filteravsnit- tet som inkluderar nämnda rekursiva slinga (21, 22, 23) anord- nat att föregá filteravsnittet som innehåller nämnda multipli- kator (24) och att felsignalfunktionen utgörs av felsignalen digitaliserad i en analog-digitalomvandlare (13). (Fig. 2). 5. Anordning enligt krav 3 eller 2,c k ä n n e t e c k - n a d därav, att i nämnda rekursivfilter (12) passerar de ut- tagna signalerna som används för framställning av koefficient- justervärdena genom en differensbildande krets (43, 44), vilken från var och en av de på varandra följande digitalvärdena sub- traherar (43) det föregående digitalvärdet som har fördröjts "vfïmed en klockperiod (44). (Fig. 3). 6. Anordning enligt krav 5, k ä n n e t e c k n a d därav, att felsignalfunktionen utgörs av tecknet (49) för felsignalens tidsderivata (48). 7. Anordning enligt krav 5 eller 6, k ä n n e t e c k - n a d därav, att i nämnda rekursivfilter (12) är filteravsnit- tet som inkluderar den rekursiva slingan (21, 22, 23) anordnat efter filteravsnittet som inkluderar nämnda multiplikator (24), att den differensbildande kretsen (43, 44) behandlar sin ut- gàngssignal såsom rekursivfiltrets (12) uttagna signal och att skillnaden mellan två på varandra följande digitalvärden är signalen som för framställning av justeringsvärdet för den and- ra koefficienten (b) är avsedd att multipliceras (40) med fel- signalfunktionen, varur uttas signalen som för framställning av justeringsvärdet för den första koefficienten är avsedd att multipliceras (41) med felsignalfunktionen. (Fig. 3). 447 619 13 8. Anordning enligt krav 3 eller 7, k ä n n e t e c k - n a d därav, att den från rekursivfiltrets (12) utgång erhåll- na signalen passerar genom en rekursivfilterslinga (29, 30, 32; 45, 46, 47) vars utgångssignal är signalen som för framställ- ning av justeringsvärdet för den första koefficienten (a) är avsedd att multipliceras (26, 41) med felsignalfunktionen, och att såsom filterkoefficient för rekursivfilterslingan utnyttjas värdet för den första filterkoefficienten (a). (Fig. 2, 5). 9. Anordning enligt något av kraven 5-7, k ä n n e - t e c k n a d därav, att i nämnda transversalfilter (ll) rep- resenterar var och en-av de från de uttagna signalerna härled- da signalerna skillnaderna (54) mellan två uttagna signaler som uppträder vid angränsande uttagspunkter. (Fig. 4). 10. Anordning enligt något av kraven l-9, k ä n n e t e c k - n a d därav, att i nämnda transversalfilter används samma felsignalfunktion som i nämnda rekursivfilter. (Fig. 2, 3). ll. Anordning enligt något av kraven l-10, k ä n n e - t e c k n a d därav, att nämnda transversalfilter (ll) och nämnda rekursivfilter (12) drivs i takten för en i sänkgrenen inkopplad samplings- och kvarhållningsanordning (8). 12. Anordning enligt något av kraven l-10, k ä n n e - t e c k n a d därav, att nämnda transversalfilter (fig. 5) drivs 1 bittakten för källan (1) och sänkan (2) medan rekur- sivfiltret (12) drivs i bittakten för en 1 sänkgrenen inkopp- lad samplings- och kvarhállningsanordning (8). ' 15. Anordning enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d där- av att i nämnda transversalfilter (ll) är filteravsnitten upp- delade i n olika grupper, varvid n anger antalet samplingar per bit, att anordningen innefattar en första tidsdelningsmultiplex- krets (56) som i samplingscykeln ansluter felsignalfunktionen till en annan av de n grupperna i varje enskilt fall, att an- ordningen innefattar en andra tidsdelningsmultiplexkrets (55) som i samplingscykeln ansluter en annan av de n grupperna till 447 619 14 utgången från transversalfiltret i varje enskilt fall och att de båda tidsdelningsmultiplexkretsarna drivs i klockstyrd synkronism. (Fig. 5).