SE446363B - Radiosendarsystem for utsendning av digitala informationssignaler over ett netverk av sendare - Google Patents

Description

8005968-6 förhållandet mellan minst två sändare från ena sändningen till den andra. På så sätt flyttas zonerna där mottagningen är dålig, och god signal fås åtminstone någon gång, Vår uppfinning använder sig av en helt annan lösningsmetod, som i många fall torde vara överlägsen. Enligt uppfinningen utrustar man därvid ett system av anfört slag så som framgår av den kännetecknan- de delen av patentkrav 1.

Vid sändandet av digitalsignaler används därvid en frekvensmulti- plexkrets, som parallellsänder informationssignalerna, så att bitar- nas varaktighet blir väsentligen längre än dubbla gångtidsskillna- den mellan de bägge närmaste sändarna.

På så sätt undanröjs överlappningsproblemet mellan signalerna. vad som är intresant är här eventuella överlappningar mellan de binära signaler, som transmitteras via samma kanaler i multiplex- kretsen. Bitarnas varaktighet har valts så, att denna överlappning ej ställer till besvär.

För att lösa fadningsproblemet, som orsakas av interferens mellan olika bärvågssignaler, kan sändarnätet innefatta tre slags sända- re, som sändefpå tre olika bärfrekvenser, varav två skiljer sig från den tredje bärfrekvensen med lika mått. Denna avvikelse skall vara liten jämfört med bandbredden för en kanal i frekvensdel- ningskretsen och stor jämfört med de möjliga avvikelserna från de mottagna bärfrekvenserna. Dessa tre slag av sändare har utplace- rats i nätet, så att en mottagare klart kan skilja mellan dessa tre sorter bland de tre närmaste sändarna.

På detta sätt kan man lösa fadningsproblemet, vars uppträdande nu kan beräknas både till sannolikhet och varaktighet, och de re- sulterande felen korrigeras med en felrättande kod.

När det gäller frekvensmultiplexeringen vid utsändning liksom vid mottagning kan man med fördel använda någon modern digitalmetod grundad på Fourier- eller annan transformering.

Nedanstående icke begränsande exempel ansluter sig till figurer- Ila. 8005968-6 Fíg. 1 visar den krets, som brukas vid sändningen.

Fig. 2 motsvarande vid mottagningen.

Fig. 5 visar en till uppfinningen anpassad sändarstationsfördel- ning.

Antag vid betraktandet av fig. 1, att de olika signalerna utgörs av fyra ljudsignaler S4, S2, S5 och S4, som var och en motsvarar ett ljudmässigt högklassigt radioprogram, som skall sändas, så att man med ett stationsnät täcker en viss yta, varvid sändarna arbetar på praktiskt taget samma frekvens. I ritningen är den del av stationen, som ligger till vänster om linjen AB,i centrum, medan höger därom en koaxialkabel 1 förbinder centrum med en annan station i nätet.

I sändningscentralen får de fyra signalerna S, till S4 gå igenom lâgpassfiltren 2 till 5, vilka begränsar maximifrekvensen till 15 kHz, vilket man brukar tillåta för högklassiga signaler. Alla de frekvensbegränsade signalerna S1 till S4 samples med frekven- sen 52 kHz av samplingskretsar 6 till 9, vilka triggas av samp- lingspulser, som är likformigt fördelade i tiden av klockgenera- torn 10. Samplingsanordningarnas utsignaler skickas ut på linjen 11, där sampel från tiddelningsmultiplexsignalerna S1, S2, S5, S4 uppträder med hastigheten 128 OOO/sek.

Samplena mottages av en analog digitalomvandlare 12, som omvand- lar varje sampel enligt någon lämplig lag till ett 15-bitars tal.

Längden av varje bit bestäms av klockfrekvensen hos generatorn . H 1 . .. M . 10. Denna klockirekvens ar 2:55? /us, vilket ar ungefar lika med 0,5 /us.

Det framgår, att omvandlaren 12 ger en digitalsignal ut, där bit- hastigheten är lika med 2,048 megabit per sekund. Varje 15-bitars tal, som motsvarar sampels från S1, S2, S5, S4 och upptar tiden 15'Z', följs alltså av ett fritt tidsintervall av längden 5'f“.

Enligt en nedan beskriven finess hos uppfinningen inskjuter en kodare 15 en självrättande kod i digitalsignalen, som ges av kon- vertern 12, varvid de överflödiga bitarna tar åtminstone en del av ovanstående fria tidsintervall på 5'Z'. Den ovannämnda signa- 8005968-6 _ 4 len på 2,048 megabit/sek. bildar alltså en tiddelningsmultiplexe- rad signal, som bildas av en sammanlänkning av de av digitalsigna- lerna S1, S2, S5, S4, vilka enligt ovan har kodats med en själv- rättande kod.

Denna tiddelningsmultiplexerade signal, som kommer från sändar- centrum, går via koaxialkablar eller radiolänkar till de olika sändarstationerna i nätet. I fig. 1 avser beteckningen 1 en an- slutning till en sändarstation över koaxialkabeln.

Enligt uppfinningen kommer en tiddelningsmultiplexerad signal med hastigheten 2,048 megabit/sek. till en serie-till-paral1ell- omvandlare med t.ex. utgàngarna CO till C541. rDenna omvandlare 14 fördelar bitarna i tiddelningsmultiplexsignalen på de 512 ut- gångarna och gör att de uppträder samtidigt på alla utgångar med frekvensen âgåê kHz, alltså 4 kHz, vilket är den frekvens, som ges av klockgeneratorn 15. Klockgeneratorn synkroniseras på känt men icke visat sätt med sändarcentrets klockgenerator 10. I det valda exemplet ser man lätt, att under en period av ha 250 /us motsvarande sekvensen 4 kHz åtta sampel av vardera signalerna S1, S2, S5 och S4 uppträder pà sammanlagt 512 utgångar, varvid man för varje sampel kan reservera 16 utgångar med den av kodaren 15 introducerade självrättningskoden.

Bitarna, som kommer till varje utgång hos serieparallellomvand- laren 14 med hastigheten 4 kilobit/sek. består av omväxlande logiska ettor och nollor. Alla dessa signaler ledes in till en frekvensmultiplexer 16 med 512 närliggande kanaler med vardera bredden 4 kHz. Denna frekvensmultiplexer kan vara utformad med någon godtycklig förut känd teknik. Enligt en inom telefonin känd analogteknik kan kanalerna i denna frekvensmultiplexer bil- das genom att modulera bärvàgsamplituderna, vilka ligger på av- ståndetlßkñz från varandra, medelst de från omvandlaren 14 mot- tagna modulationssignalerna, vilka har filtrerats av lågpassfil- ter, som dämpar frekvenserna ovan 2 kHz för att minska överhör- ningen mellan kanalerna. Man inser, att i närvarande fall restriktionerna angående överhörning blir ganska enkla, eftersom signalerna i varje kanal kan anses som data med endera av värde- na O eller 1, vilka är lätta att mottaga. Sammanlagt kan de sà- 'lunda modulerade bärsiåäalerna, som kommer på linjen 17, som ut- 5 8005968-6 går från frekvensmultiplexern 16 maximalt ge en analog frekvens- multiplexsignal, som högst upptar bandet 0-2048 kHz.

För synkroniserandet vid mottagningen har den första frekvens- multiplexkanalen, vilken motsvarar den närmast noll liggande bärfrekvensen, reserverats för en synkroniseringssignal. Denna synkroniseringssignal är en sinus med frekvensen 2 kHz, vilken i digital form motsvaras av en bitföljd av omväxlande ettor och nollor med hastigheten 4 kilobit/sek. I figuren kommer en så- dan signal från en särskild utgång till klockgeneratorn 15 och an- sluts till den första ingången av frekvensmultiplexern 16, som ej mottager någon annan signal från utgången G0 på omvandlaren 14.

Samma frekvensmultiplexering kan även utföras med digital teknik med hjälp av Fourier-transformen. En frekvensmultiplexanordning av denna sort beskrivs t.ex. i det franska patentet nr 2 188 920, Som är ingivet av oss. Enligt denna digitalteknik kan frekvensmultiplexeringen alternativt utföras av en integra- tor, som säljs av Messrs, Reticon och som använder den transform, som på engelska kallas för "Chirp Z transform". I stort sett kan man säga att dessa anordningars digitalteknik motsvarar vad serieparallellomvandlaren 14 och frekvensmultiplexanordningen 16 gör, pà så vis att de direkt mottager tidmultíplexsignalen med hastigheten 2,048 megabit/sek. och avger en digitalsignal mot- svarande basbandsfrekvenssignalen, vilken samplades med hastig- heten 2,048 HHZ. En digital-till-analog-omvandling måste sedan göras på utgången av en sådan digital anordning för att få fre- kvensmultiplexsignalen på den önskade formen på linjen 17, Denna frekvensmultiplexsignal får gå in på den egentliga sända- ren 18, där den omvandlas till den önskade sändningsfrekvensen (100 MHz t.ex.) och därefter förstärks för att sedan strålas ut över antennen 19. Då binära signaler sändes över kanalerna i frekvensmultiplexsignalen, blir kraven på linearitet i förstärk- ningen av signalen inte särskilt stora.

På mottagarsidan utföres enligt kretsdiagrammet i fig. 2 de olika stegen i motsatt ordning mot sändarstationen. Signalen, som mot- tages av antennen 20, leds in till den egentliga mottagaren 21, ~.........-~.-. - 8005968-6 6 som avstämts till bärvàgsfrekvensen 100 MHz och på utgàngarna 22 avger den med den sända signalen 18 identiska analoga basband- multiplexsignalen.

Signalen får gå genom ett selektivt filter 25, som tar bort synkroniseringssignalen på 2 kHz, vilken har bildats på sändar- sidan i den första kanalen i frekvensmultiplexsignalen. Denna utvalda 2 kHz-frekvens används för att styra den lokala klock- generatorn 24, vilken avger de skilda tillämpliga samplingsfre- kvenserna, som krävs för mottagaren.

Denna frekvensmultiplexerade signal får alltså gå in på en de- multiplexer, som t.eX. arbetar i analogmod och utför omvändning- en av de av multiplexern 16 i Sämkwen utförda stegen för att producera i basband de signaler, som sänds av de 512 frekvens- multiplexkanalerna. Antag att de 512 utgångarna C'O till C'5¶1 till demultiplexanordningen 25 föregås av en pulsformare. Då mdages samma binära signaler som de på de 512 ingångarna till frakvensmultiplexkretscn 16 i sändaren har införts, dessa mottages över alla dessa 512 utgångar. Bitarna i dessa binära signaler uppträder samtidigt med frekvensen 4 kHz, varvid varje bit har längden-250 us. Dessa representerar 8 samnel av vardera signa- lerna S4, S2, S5, S4, vilka kodats med en automatisk felrättande kod.

Binärsiâåalerna på utgångarna av demultiplexanordningen 25 får gå in på parallell-till-serie-omvandlaren 26, som på-utgången 11 avlämnar tidsmultiplexsignalen med hastigheten 2,048 megabit/sek., vilket är detsamma som den signal, som mottages av serie-till- -parallell-omvandlaren 14 på sändarsidan.

Hela kombinationen av demultiplexanordningen 25 och serie-tíll- -parallell-omvandlaren 26 kan alternativt ersättas av en digital- transform, som är omvändningen av den på sändarsidan använda transformen.

Tidmultiplexsignalen från omvandlaren 26 går till avkodaren 27, som tar bort de av kodaren 15 i sändaren tillagda bitarna, sedan felen rättats enligt.nedanstående beskrivning. 'd Tidmultiplexerade'digitalsampels från informationssignalerna S1, ._ .-_. .,_ _.- _ ? 8005968-6 S2, S5, S4 erhålls av avkodaren 27 och omvandlaren 12 med en has- tighet av 128 000/sek.

Dessa sampels, som analogomvandlats i D/A-omvandlaren 28, går in via avbrottskretsarna 29, 50, 51, 52 till lågpassfiltren 55, 5&, 55, 56, varvid sampels från signalerna S1, S2, S5, S4 i tur och' ordning går in i filtren. Avbrottskretsarna 29 till 52 drivs därför av 52 kHz-pulser, även dessa tidsdelade och härrörande från den lokala klockpulsgeneratorn 24. Programmen motsvarande signalerna S1 till S4 återuppbyggs på utgången av làgpassfiltren 55 till 56. Det önskade programmet kan lätt fås efter avstäm- ning av mottagaren 21.

Förutom att trängseln i etern minskar har värt system en inbyggd störningsokänslighet, då signalerna överförs digitalt.

Dessutom löser systemet ett speciellt problem, som uppstår i ett sändarnät, där stationerna sänder på samma frekvens.

Vi har redan nämnt överlappningsproblemet, som beror på olika gângtider. Det är i praktiken besvärande endast då de bägge när- maste sändarnas signalstyrka överensstämmer inom 12 dB. Om man tar hänsyn till markeffektsn och räknar med att H-fältet avtar med avståndet d till 44 dB per oktav (H ßó 1/d2'5) och vidare antar, att en mottagare befinner sig pà förbindelselinjen mellan två sändare, som ligger 100 km från varandra, räknar man fram, att en styrkeskíllnad på 12 dB motsvarar en gàngtidsskillnad på ca 100 /us. l systemet är överlappningen mellan.moduleringssigna- lerna i samma kanaler i multiplexsignalen av intresse. Module- ringssignalerna är binära signaler av varaktigheten T = 250 /us.

När gångtidsskillnaden som är lika med binärtecknets överlappning i varje kanal ej när upp till halva T för en bit, uppstår inget fel hos mottagaren. Detta stämmer i ovanstående exempel där 9 = fnoo /us är mindre än få = 425 /us.

Genom att använda tillräckligt många multiplexkanaler med redu- cerad binär kapacitet kan överlappningsproblemet mellan modula- üonssignalerna enkelt lösas. Här bör märkas, att om tidmulti- plexsignalen med hastigheten 2,048 megabit/sek. skulle sändas di- rekt utan multiplexer, så blir bitlängden endast ca 0,5 /us, vil- son596s-6 8 ket är för litet jämfört med gàngtidsskillnaden. Mottagaren vore då tvungen att utrustas med en dyrbar utjämningskrets.

Ehuru överlappningen mellan moduleringssignalerna har lösts, kvarstår problemet med störningar mellan olika UKV~sändare, vil- ket enligt ovan kan ge upphov till fadning i vissa zoner. Om mot- tagaren är stationär, kan detta avhjälpas medelst en riktad an- tenn av televisionstyp, medan man vid rörliga mottagare trots problemen oftast använder rundstràlande antenner.p Uppfinningen löser dock även detta problem. Låt oss först göra några överslagsberäkningar på störningen. Dessa gav förresten uppslag till lösningen.

Antag att sändarnätet har det idealiserade utseendet i fig. 5, där de med cirklar utmärkta sändarna är belägna i spetsarna pá likformiga trianglar. Vi kan anta, att fadningsrisken är störst i en punkt O, som ligger på avståndet r från de tre närmaste sändarna. Denna punkt mottager bärvågor med ospecificerad fas från - 5 sändare på avståndet r _ 5 sändare på avståndet Er ~ 6 sändare på avståndet 2,67 r, osv.

För en rörlig mottagare bestäms fasen för den mottagna bärvågen främst av Doppler-effekten, vilken för en utsänd våglängd av fl = 5 m (f = 100 MHz) och en mottagarhastighet av v = 45 m/sek. ger frekvensskillnaden fd = -ï- = 45 Hz, Fk Som förut skattar vi H-fältets avtagande till 14 dB per oktav i avstånd. Punkten 0 mottager därför med signalstyrkan från de närmaste tre sändarna som referens: _ 5 amplitudsignaler V ( O dB) _ _5 amplitudsignaler 0,2 V (_ 44 dB) _ e ampmtuasignaler 0,10 v (420 dB), osv. 9 8005968-6 Vi beräknar nu fadningssannolikheten i två extrema fall. Antag i första fallet att tre amplitudsignaler V av godtycklig fas mot- tages från de närmaste sändarna. Antag i det andra fallet att signaler av godtycklig fas mottages från oändligt många sändare med styrkan V, 0,2 V, 0,10 V osv.

Fall ett: Vi söker sannolikheten att summan av amplituderna S från tre signaler med var och en amplituden V och där faserna O, a och ß är mindre än kV, där k är mycket mindre än 1. a och ß är relativa faser mot den tredje, som är riktfas. kV är den signalnivà, under vilken fadning gör sig märkbar.

Villkoret kan skrivas: (1 + cos q + cos p)2 + (sin a + sin ß)2 < k2 eller . , _ 2 _ 2 (1) 1 + 4 cos 9-š~å ~ cos ïzfi + 4 cos EÉÉ <_k 'r- f” I de intressanta fallen är faserna a och ß nära FÄVI och ag/ .

Sätt: 77, (Xï-'gz +84 .J (2) 477 ~ ß: j *åg där 54 och Eg är små kvantiteter. Om blott andra ordningens termer beaktas, kan (1) skrivas ^ fx E 1 'f Eâàí kf- Mu: /\ ff) J l en n: \/ nu J.. rLs fx Om vi nu kallar: | N Éfl “f fa “ (4) n '14 V 21 ' É.2 kan ekvation (å) skrivas: s0o59ss~6 ,o (5) åy2+å><2< 1:2 7 en ellips E i ett rektangulärt koordinatsystem Ox, Oy, varvid den mindre halvaxeln är gg och den större 2k.

V? Ekvationen å-ya + å x2 = ka som motsvarar olikheten (5), betyder Sannolikheten att summan av dessa tre vektorer är mindre än kV är: _'| _ __ Wii-ka P5 _ \ë77' íz j), G52 _ vš4¶ë , vilket ger (6) P5 = 0,18 k2.

I det andra räkneexemplet beräknar vi sannolikheten för att amplitudsumman av ett oändligt antal signaler med godtyckliga faser understiger kV. Beloppet av denna summa är Rayleigh-för- delat med ett ändlígt genomsnittligt värde V0, så snart dämp- I ningen är minst 6 dB per oktav i avståndet. Den sökta sannolik- heten är: 2 2 2-2 pm = 1 _ expß-Ií-V-ïv) z (om kv << V0) 2 v ' V0* Hed de nyssnämnda värdena fås v2=*5v2+5(o,2xf O )2 + 6 (0,1 V)2 + ...... 2 255,2 V varav ekvation (7) Pm = 0,16 ká.

Ekvationerna (6) och (7) anger ungefär samma sannolikhet, och vi kan därför försöksvis ange sannolikheten såsom (a) P = 0,17 :ff Efter att nu ha beräknat sannolikheten för fadníng skall vi be- räkna varaktigheten för fadning, dvs. den maximala tidsrymd, .under vilken amplitudsumman för signalerna, som mottages från sändarna i nätet, håller sig under kV. I det föregående har vi qq 8005968-6 visat, att för att få ett approximativt värde man kan härleda formlerna för fallet med tre signaler.

Variabeln t, som motsvarar tiden, kan införas i formeln (5), som representerar fadningsvillkoren genom att antaga att: (9) ß 1 Ifz = zf/TA får vari Å\f1 ooh. Äšfa är frekvensavvikelserna, som motsvarar fas- skillnaderna fi'¶ och E 2, som definieras av formeln (2), Genom att beteckna frekvensen för fasreferenssignalen O såsom fo och fre- kvenserna för de bägge andra signalerna fq respektive f2, kan 27723 fqf man skriva: H Åffl fr _ fo (10) Afg _ I Ü” I H Formeln (5) kan då skrivas: (M) 4772 (Ä-ffa/Zffš- An, - Afghf? < kg Tiden t, som har härletts från den ekvation, som motsvarar for- meln (fll) med likhetstecken, motsvarar den tid, som åtgår för att amplitudsumman för de tre signalerna skall gå från O till värdet kV, dvs. till fadningsgränsen.

Varaktigheten tf för en fadning är dubbla detta värde och alltså: _: k e f _27 " 2 '“ 2 .

VAL, + Arg _ fin, - Afa (42) t Från denna formel (12) är det möjligt att härleda uppfinningens metod, som gör det möjligt att så långt möjligt minska tids- avsnittet för fadning tf, Vilken enligt formeln (8) uppträder med sannolikheten P = 0,17 k . Eftersom frekvensavvikelserna Åifq ooh. Åkfg ej kan vara särskilt stora, eftersom de absolut måste vara mindre än kanalbredden, kan man välja Åïfq = - soos96s-6 12 - Ålfa = ¿%>: , vilket enligt formeln (10) innebär att: (15) ' Af f1=fo+T f f2=f "ett '\ Fadningen får därför varaktigheten: 2 k (14) tf° WVš Af Av formeln (15) följer att enligt uppfinningen måste sändar- nätet 'nnefatta tre slag av sändare, som sänder på frekvenserna fo --7;4§, fo respektive fo + -É-Å och som placerats så, att en mottagare inom fadningszonen alltid ser en sändare av var- dera slaget bland de tre närmaste stationerna. Fig. 3 visar hur nätet av dessa tre slag av sändare skall se ut. Minimala frekvensavvikelsen -Q-Å mellan två sändare i nätet måste vara mindre än bandbredden på den sända frekvensdelade signalen för att undanröja märkbar överlappning mellan identiska kanaler.

Dessutom måste för att man skall få en ordentligt definierad fadningslängd tro frekvensavvikelsen Jâïí vara avsevärt mycket större än de möjliga avvikelserna i de mottagna frekvenserna, speciellt större än Doppler-effektens avvikelse. För de ovan beskrivna systemen är det t.ex. möjligt att välja en frekvens- avvikelse lšiâ = 160 Hz, vilket blott är 4 % av den av en fre- kvensdelad multiplexsignal på 4 kHz och avsevärt mindre än fre- kvensavvikelsen 2 x 45 Hz = 50 Hz, som orsakas av Doppler-effek- ten i fallet med en rörlig mottagare.

Ovannämnda anordning gör det alltså möjligt att erhålla kontrol- lerade fadningsvillkor med en sannolikhet P = 0,1? k2, varvid varje fadning ej räcker längre än tfo z;š- 7:- . Under någon av dessa fadningar kan det bli fel i bitövëfiförinšen, som sker via kanalerna i den frekvensmultiplexerade signalen och mottages av mottagaren. Dessa felaktiga bitar uppträder Å grupper,med en sannolikhet lika med sannolikheten för fadning; alltså P, och antalet felaktiga bitar i varje grupp bestäms av maximaltiden tro för fadning. Uppfinningen syftar därför till att bortskaffa dessa fel medelst en automatisk felrättande kod, som anpassas __. ~_..._..,......_-_.--.-- v --» ~- '-a--~.v.~.~,., -..__-.-..-..~.--»--- --v~ - ,, 8005968-6 till denna feltyp. Som förut förklarats införs denna automatiska felrättande kod från sändarsidan av kodaren 45, innan sändning sker via kanalerna i den frekvensmultiplexerade signalen, sam- tidigt med informationssignalerna, medan i mottagarledet avkoda- ren 27 rättar felen och återskapar informationssignalerna.

Tabell I nedan visar hur den automatiska felrättningskoden kan väljas för skilda värden på storheten 20 log k, då fadningssanno- likheten P = 0,17 kd och fadningstiden tfo = ¿;áš;- k , och JQLÄ = 160 Hz. vi kommer ihåg, att då v är amšiituaešxšà in- gången av förstärkaren från en enda station, så är kV signal- amplituden under vilken fadningen börjar, Därför motsvarar stor- heten 20 log k ungefär decibelskillnaden, som förorsakas av fad- ning, som härrör från störningar mellan UKV_signalerna.

Tabell I (ao iog k) as i io E _ ao - 50 p 1,7_1o"2 i 1,7_1o“5 1,7_1o"4 _ L. L i 1] , 1 ufo) /ua z ßeo 1 15» , je Bland värdena i tabellen måste särskild uppmärksamhet ges åt de värden, som motsvarar en -10 decibelförlust i nivå på grund av störning. För att finna nivån V igen, vilken motsvarar mottag- ningen från en enda station, maste styrkan hos sändaren ökas med 40 dB. Man kan lägga märke till att i fallet med en enda sändare, som är fallet i uppfinningens system, så uppträder störning mellan de fram- och àtergàende kanalerna för samma sän- dare. Säkerhetsmarginalen på 10 dB finns redan i kända system för att dämpa denna typ av interferens. Följaktligen innebär höjandet av sändareffekten med 10 dB ej någon ytterligare kompli- kation för ett system enligt uppfinningen.

För 20 log k = _10 dB, anger tabell I en fadníngstid tfø = 560 /us, varför högst tre bitar åt gången pâverkas. Sannolik- heten för uppträdandet P av dessa felaktiga bitar är 1,? %_ Dessa värden kan rättas av en automatisk felrättande kod med ett ringa antal överflödiga bitar. En lämplig kod kan man få ur boken "Error Correcting Codes" av W.W. Peterson och Weldon, MIT sooéøßs-s 44 Boston, andra upplagan, 1971, Den cykliska koden (65, 55), som definieras i tabell 11-1 på sid. 564 i denna bok, kan anses lämplig. Denna kod rättar grupper med tre felaktiga bitar med ungefär 15 96 överflödiga bitar.

Claims (4)

1. .. ., ...Ma 8005968-6 iii J nksändníng av digitala informations- r L? l. Radíosändarsya signaler över nr: '“k av sändare till minst en mottagare. vid vilket sa aändarna synkront mottar informations- signalerna från en ~ :al plats och arbetar med bärfrekvens- er. som inbördas uppvisar små skillnader, vilka i förhållande till informationasignalernaa bandbredd är små men i förhål~ lande till de mëjïiga avvíkelserna i de mottagna bärfrekvens- erna är stora, k ä n n e t e c K n a t av att för samtidig överföring av flera an varandra oberoende informationssignal- er, föreliggande vardera som en följd av bitar. en frekvens~ multiplexkoppling (la, 16) är anordnad att periodiskt omvandla ett antal bitar ur var den en av informationssignalerna till ett lika stort antal parallella signaler í grannfrekvens- kanaler med inbördes knnstant frekvensavstånd. varvid varje periods varaktighet och därmed varaktigheten under vilken signalerna från varje frekvenskanal visar samma bit. är längre än den dubbla lëptidsskillnaden för sändarsignaler från tvâ närmastliggande sändare i møttagningszonen för den mottagare. i vilken nivån för de mottagna signalerna är till närmelsevís lika. och art varje mortagare har en frekvensdemultip1exkopp~ ling (25. 26) för återvinning av de ursprungliga informations- signalerna. ,em enligt krav 1. k ä n n e t e c k n a t

2. Radiosändars_ av att frekvensmaltíglenkopplingen (14. 16) innehåller en första transførmariunsanordning, anordnad att utföra en anaformatiun och att frekvensdemultiplex» 'håller en andra transformationsanord- ära en i förhållande till den första diskret Fcnrier~f: kopplingen {á5,_ ning, anordnad art u. transformationen omvänd Fourier~transformation.

3. Radiosändaraysran enligt krav l eller 2. K ä n n e - t e c K n a t av atï írekvensmultiplexkopplingen (14. 16) i en kana1 alsrrar en synkroníseringssignal, vilken består av 8005968-6 16 bitar, som omväxlande har de logiska värdena "l" och "O". varvid bitarnas varaktighet motsvarar varaktigheten för kanal- signalerna.

4. Radiosändarsystem enligt krav 1, 2 eller 3. k ä n n e - t e c k n a t av att de digitala informationssignaler som är avsedda att överföras från frekvensmultíplexkopplingen (14. 16) är anordnade att omvandlas till en felkorrigerande kod och att den överförda digitala frekvensmultíplexsignalen är anord- nad att på motsvarande sätt avkodas i mottagaren. w