FR2464601A1 - Systeme de radiodiffusion numerique de plusieurs signaux d'information par un reseau d'emetteurs utilisant sensiblement la meme frequence porteuse - Google Patents

Abstract

DANS CE SYSTEME, LES SIGNAUX D'INFORMATION A DIFFUSER ETANT CONVERTIS SOUS FORME NUMERIQUE, LEUR TRANSMISSION EST EFFECTUEE PAR L'INTERMEDIAIRE D'UN MULTIPLEX EN FREQUENCE TRANSMETTANT EN PARALLELE LES BITS DES SIGNAUX D'INFORMATION DE FACON QUE LA DUREE DES BITS TRANSMIS DANS LES CANAUX DU MULTIPLEX SOIT SUPERIEURE AU DOUBLE DE LA DIFFERENCE DE TEMPS DE PROPAGATION ENTRE DEUX PORTEUSES PROVENANT DES DEUX EMETTEURS LES PLUS PROCHES DANS LA ZONE DE RECEPTION OU LESDITES PORTEUSES ONT DES NIVEAUX VOISINS. ON RESOUD AINSI LE PROBLEME DU RECOUVREMENT ENTRE LES SIGNAUX D'INFORMATION. POUR MAITRISER LE PROBLEME DES EVANOUISSEMENTS ON UTILISE DANS LE RESEAU D'EMETTEURS TROIS TYPES D'EMETTEURS AYANT TROIS FREQUENCES PORTEUSES DONT L'ECART EST FAIBLE DEVANT LA LARGEUR DE BANDE D'UN CANAL. APPLICATION : RADIODIFFUSION DE PROGRAMMES HI FI. RESEAUX DE TRANSMISSION PRIVES VERS DES RECEPTEURS MOBILES.

Description

L'invention concerne un système de radiodiffusion destiné à diffuser

simultanément plusieurs signaux d'information et comportant un réseau

d'émetteurs fonctionnant sensiblement avec la même fréquence porteuse et rece-

vant en synchronisme lesdits signaux d'information.

Un tel système peut être utilisé par exemple pour des ré-

seaux de transmission privés vers des récepteurs mobiles ou pour la diffusion

sur un territoire de plusieurs programmes de radiodiffusion de haute qualité.

Dans ce cas, il est bien connu que jusqu'à présent on a toujours utilisé des réseaux d'émetteurs caractérisés par des fréquences porteuses différentes dans la gamme VHF et correspondant aux programmes à diffuser. L'inconvénient majeur

de cette technique est de procurer un encombrement spectral important.

Pour éviter cet inconvénient, on propose ici au contraire de diffuser plusieurs signaux d'information, c'est-à-dire plusieurs programmes dans l'exemple précité, par un réseau d'émetteurs fonctionnant sensiblement avec

la même fréquence porteuse, 100 MHz par exemple.

Mais un tel système pose certains problèmes à la réception.

Un problème provient des interférences entre signaux VHF de même fréquence re-

çus de plusieurs émetteurs. Ces interférences peuvent conduire, en des lieux de

réception o les différents signaux captés ont des niveaux voisins, à une dis-

parition quasi-complète du signal total capté par le récepteur. On doit noter en outre que ce phénomène, appelé par la suite évanouissement, dépend aussi de l'effet Doppler pour un récepteur mobile. Un autre problème est dû au fait que, même si on a pris la précaution d'appliquer en synchronisme les mêmes signaux d'information aux différents émetteurs du réseau, un récepteur ne reçoit pas

ces signaux d'information en synchronisme, notamment de la part des deux émet-

teurs les plus proches, à cause de la différence des temps de propagation des

signaux de porteuse. Il se produit alors des recouvrements entre les mêmes si-

gnaux d'information provenant des deux émetteurs les plus proches et ayant subi des retards différents. Ces recouvrements ne sont pas gênants quand les signaux

de porteuse captés ont des niveaux très différents. Par contre on a une dété-

rioration de la qualité de la réception dans des zones o les signaux de por-

teuse ont des niveaux proches. Cette détérioration peut se traduire par de gra-

ves distorsions quand les signaux transmis sont analogiques et par de grands

risques d'erreur quand les signaux transmis sont des données.

Un moyen connu pour résoudre ces problèmes a été décrit dans la demande de brevet britannique déposée le 9 septembre 1977 sous le n0 37 729-77. Il relève de la technique de diversité et consiste à émettre au moins deux fois un même signal d'information et à faire varier le rapport entre les puissances d'émission d'au moins deux émetteurs entre une émission de signal

d'information et l'émission suivante de ce signal d'information. De cette maniè-

re on fait varier la position des zones o la réception est mauvaise de sorte qu'un récepteur quelconque peut capter au moins une fois sur deux un signal

d'information de qualité correcte.

La présente invention fournit un moyen tout à fait diffé-

rent de résoudre les difficultés de réception précitées, pouvant s'avérer plus

pratique dans certains cas.

Conformément à l'invention, les signaux d'information étant sous forme numérique, leur transmission est effectuée par l'intermédiaire d'un

multiplex à répartition en fréquence transmettant en parallèle les bits des si-

gnaux d'information de façon que la durée des bits dans les canaux du multiplex

soit substantiellement supérieure au double de la différence de temps de propa-

gation entre deux signaux de porteuse provenant des deux émetteurs les plus

proches dans la zone de réception o lesdits signaux de porteuse ont des ni-

veaux voisins.

Avec cette disposition conforme à l'invention, on résoud le

problème du recouvrement entre les signaux d'information, car on doit considé-

rer le recouvrement qui peut se produire entre les signaux binaires transmis par les mêmes canaux du multiplex. Or la durée des bits est choisie pour que ce

recouvrement ne soit pas gênant.

Pour résoudre le problème des évanouissements dus aux inter-

férences entre signaux de porteuses, l'invention prévoit que le réseau d'émet-

teurs comporte trois types d'émetteurs fonctionnant respectivement avec trois

fréquences porteuses dont deux ont avec la troisième le même écart qui est fai-

ble devant la largeur de bande d'un canal du multiplex en fréquence et grand devant les dérives possibles des fréquences porteuses reçues, ces trois types d'émetteurs étant disposés dans le réseau de façon qu'à l'intérieur du réseau un récepteur voit les trois types d'émetteurs parmi les trois émetteurs les

plus proches.

Cette mesure permet de maîtriser le problème des évanouis-

sements, car leur probabilité d'apparition et leur durée peuvent être prévues

de sorte que les erreurs en résultant puissent être corrigées par un code au-

to-correcteur d'erreur adapté.

Pour réaliser le multiplexage en fréquence à l'émission et

le démultiplexage correspondant à la réception, on peut avantageusement utili-

ser les procédés numériques modernes basés sur la transformation de Fourier ou

des transformations analogues.

La description suivante en regard des dessins annexés, le

tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comment l'invention peut

être réalisée.

La fiaure 1 montre le schéma utilisé côté émission du sys-

tème de radiodiffusion.

La figure 2 montre le schéma utilisé côté réception.

La figure 3 montre une configuration du réseau d'émetteurs

conforme à l'invention.

La figure 1 montre le schéma utilisé pour l'émission de plu-

sieurs signaux d'information dans le système de radiodiffusion de l'invention.

A titre d'exemple, on suppose que ces signaux d'information sont quatre signaux

sonores S1 S2 S3 S4 correspondant à quatre programmes de radiodiffusion de hau-

te qualité qui sont produits dans un centre de radiodiffusion et que l'on dési-

re diffuser sur un territoire par un réseau d'émetteurs fonctionnant sensible-

ment avec la même fréquence porteuse de 100 MHz. Sur la figure l'ensemble à

gauche de la ligne AB se trouve dans le centre, tandis qu'à droite de cette li-

gne AB, un câble coaxial 1 relie le centre à un autre ensemble qui représente

l'un des émetteurs du réseau.

Dans le centre de radiodiffusion les quatre signaux S1 à

S4 sont appliqués à des filtres passe-bas 2 à 5 qui limitent leur fréquence ma-

ximale à la valeur de 15 kHz couramment admise pour des signaux de haute quali-

té. Les signaux S1 à 34 ainsi limités en fréquence sont échantillonnés chacun à la fréquence de 32 kHz au moyen des circuits d'échantillonnage 6 à 9 actionnés par des impulsions d'échantillonnage engendrées dans le générateur d'horloge 10

de façon à être également réparties dans le temps. Les sorties des échantillon-

neurs sont réunies à la ligne 11 sur laquelle se produisent à la cadence de

128 000/S des échantillons des signaux S1 S2 53 S4 multiplexés dans le temps.

Ces échantillons sont appliqués à un convertisseur analogi-

que-numérique 12 qui convertit suivant une loi convenable chaque échantillon en

nombre à 13 bits. La durée de chaque bit est déterminée par la fréquence d'hor-

loge fournie par le générateur d'horloge 10. Cette fréquence d'horloge est T = 2048 /uS c 0,5/US. On voit alors aisément qu'à la sortie du convertisseur 12 on obtient un signal numérique dans lequel la cadence de bits est

2,048 M bits/S; dans ce signal chaque nombre à 13 bits représentant les échan-

tillons de S1 S2 53 S4 et occupant un intervalle de temps de 13T est suivi d'un intervalle de temps libre de durée 3T. Selon une disposition de l'invention

dont on expliquera le rôle par la suite, un codeur 13 introduit un code auto-

correcteur d'erreur dans le signal numérique fourni par le convertisseur 12, les bits de redondance de ce code occupant au moins une partie des intervalles de temps libres 3T précités. Le signal à 2,048 M bits/S ainsi obtenu constitue donc un signal multiplex temporel résultant de la répartition dans le temps des signaux numériques 51 S2 53 S4, codés avec un code correcteur d'erreur comme on

vient de l'indiquer.

Ce signal multiplex temporel sortant du centre de radiodif-

fusion est dirigé par câbles coaxiaux ou par liaisons radio vers les différentes stations émettrices du réseau. Sur la figure J, on a indiqué une liaison par le

câble coaxial 1 avec une station émettrice.

Selon l'invention, le signal mutliplex temporel à 2,048 M bits/S est appliqué à un convertisseur série-parallèle 14 ayant par exemple 512 sorties C0 à C511. Ce convertisseur 14 répartit sur ses 512 sorties les bits du signal multiplex temporel à 2,048 M bits/S et les fait apparaître simultanément sur toutes ses sorties à la fréquence de 2 048 kHz, soit 4 kHz, cette fréquence étant déterminée par le générateur d'horloge 15. Ce dernier est synchronisé,par des moyens connus non représentés,sur le générateur d'horloge du centre d'émission. Il est aisé de voir que dans l'exemple choisi, pendant une période d'environ 250/uS correspondant à la fréquence 4 kHz il apparaît sur l'ensemble des 512 sorties, 8 échantillons de chacun des signaux 51' S2' 53 et

S4, chaque échantillon pouvant occuper jusqu'à 16 sorties avec le code auto-cor-

recteur d'erreur introduit par le codeur 13.

Sur chaque sortie du convertisseur série-parallèle 14 les bits se produisent donc-à la cadence de 4 k bits/S et forment un signal dont la fréquence fondamentale est au maximum de 2 kHz pour une suite alternée de bits

"1" et "0". Chacun de ces signaux est appliqué comme signal de canal à un dispo-

sitif de multiplexage en fréquence 16 à 512 canaux contigus de largeur 4 kHz.

Ce dispositif de multiplexage en fréquence peut être réalisé suivantn'importe quelle technique connue. Suivant une technique analogique du genre de celle utilisée en téléphonie, les canaux dece dispositif de multiplexage en fréquence peuvent être formés en modulant en amplitude des porteuses espacées de 4 kHz

par les signaux de modulation obtenus aux sorties du convertisseur 14 et conve-

nablement filtrés par des filtres passe-bas atténuant les fréquences supérieu-

res à 2 kHz pour diminuer la diaphonie entre canaux. On peut noter ici que les contraintes de diaphonie sont relativement peu sévères dans le cas présent, car les signaux à transmettre dans chaque canal peuvent être considérés comme des

données à deux valeurs "0" ou "1" qu'il est facile de distinguer à la réception.

En formant la somme des signaux de porteuse modulés de cette manière, on peut obtenir sur la ligne 17 reliée à.la sortie du dispositif de multiplexage 16, un signal multiplex en fréquence analogique en bande de base occupant au maximum

la bande 0 - 2048 kHz.

Pour des besoins de synchronisation à la réception, le pre-

mier canal du multiplex en fréquence correspondant à une fréquence porteuse égale à zéro est réservé à la transmission d'un signal de synchronisation. Ce

signal de synchronisation est un signal sinusoïdal à 2 kHz qui., sous forme nu-

mérique, est représenté par une suite de bits "1" et "0" alternés se produi-

sant à la cadence de 4 k bits/S. Sur la figure, un tel signal est fourni par une sortie particulière du générateur d'horloge 15 et appliqué à la première entrée du dispositif de multiplexage 16 qui ne reçoit aucun autre signal de la

part de la sortie CO du convertisseur 14.

Le même multiplexage en fréquence peut aussi être réalisé

par des techniques numériques utilisant la transformation de Fourier. Un dispo-

sitif de multiplexage de ce genre est décrit par exemple dans le brevet fran-

çais nO 2 188 920 déposé au nom de la demanderesse. Suivant des techniques nu-

mériques de ce genre, on peut aussi réaliser le multiplexage en fréquence à l'aide d'un dispositif intégré construit par la société RETICON et utilisant la transformation appelée en anglais "Chirp Z transform". Les dispositifs utilisant ces techniques numériques réalisent généralement globalement les fonctions du

convertisseur série-parallèle 14 et du multiplexeur en fréquence 16; ils reçoi-

vent donc directement le signal multiplex temporel à 2,048 M bits/S et fournis-

sent un signal numérique correspondant au signal multiplex en fréquence en ban-

de de base échantillonné à la cadence de 2,048 MHz. A la sortie d'un tel dispo-

sitif numérique on doit alors effectuer une conversion numériqueanalogique pour

obtenir sur la ligne 17 le signal multiplex en fréquence sous la forme analogi-

que désirée.

Ce signal multiplex en fréquence en bande de base est appli-

qué à l'émetteur proprement dit 18 dans lequel il est transposé à la fréquence d'émission désirée (100 MHz par exemple), puis amplifié pour être appliqué à

l'antenne d'émission 19. On peut noter que, comme on transmet des signaux binai-

res dans les canaux du signal multiplex en fréquence, les exigences de linéari-

té de cette amplification dans toute la bande du signal multiplex en fréquence

ne sont pas très sévères.

Dans la partie réception dont le schéma est représenté sur la figure 2 sont effectuées des opérations inverses de celles effectuées dans la partie émission. Le signal capté par l'antenne 20 est appliqué au récepteur proprement dit 21 qui est accordé sur la fréquence 100 MHz de la porteuse émise et qui fournit à sa sortie 22 le même signal multiplex analogique en bande de

base que celui qui est appliqué à l'émetteur 18.

Ce signal est appliqué à un filtre sélectif 23 qui en ex-

trait le signal de synchronisation à 2 kHz qui a été appliqué dans l'émetteur au premier canal du signal multiplex en fréquence. Cette fréquence sélectionnée à 2 kHz est utilisée pour asservir le générateur d'horloge local 24 qui fournit

les différents rythmes nécessaires au fonctionnement du récepteur.

Le signal multiplex en fréquence en bande de base est appli-

qué également à un dispositif de démultiplexage en fréquence qui opère par exem-

ple de façon analogique et effectue les opérations inverses de celles effectuées

dans le dispositif de multiplexage 16 de l'émetteur pour fournir en bande de ba-

se les signaux transmis par les 512 canaux du multiplex en fréquence. En suppo-

sant que les 512 sorties C'I à C'511 du dispositif de démultiplexage 25 sont précédées d'un circuit de mise en forme, on obtient sur l'ensemble de ces 512 sorties les mêmes signaux binaires que ceux qui ont été appliqués sur les 512 entrées du circuit de multiplexage en fréquence 16 de l'émetteur. Les bits de

ces signaux binaires apparaissent simultanément à la fréquence de 4 kHz et re-

présentent pendant la durée d'environ 250/ uS de chaque bit, 8 échantillons de chacun des signaux d'information S1 S2 53 S4 codés par un code auto-correcteur d'erreurs. Les signaux binaires apparaissant aux sorties du dispositif de démultiplexage 25 sont appliqués au convertisseur parallèle-série 26 qui fournit à sa sortie 13 le même signal multiplex temporel à 2,048 M bits/S que

celui appliqué au convertisseur série-parallèle 14 de l'émetteur.

L'ensemble formé par le démultiplexeur 25 et le convertis-

seur parallèle-série 26 peut également être réalisé par des moyens numériques

utilisant une transformation inverse de celle utilisée du côté émission.

Le signal multiplex temporel obtenu à la sortie du conver-

tisseur 26 est appliqué au décodeur 27 qui supprime les bits de redondance in-

troduits par le codeur 13 de l'émetteur en corrigeant des erreurs contrôlées

comme on l'expliquera par la suite.

A la sortie du décodeur 27 on obtibnt, comme à la sortie du

convertisseur 12 de l'émetteur, des échantillons numériques des signaux d'in-

formation 51' 52' 3 S S, multiplexés dans le temps et se produisant à la ca-

dence de 128 000 par seconde.

Ces échantillons convertis en analogique par le convertis-

seur numérique-analogique 28 sont aiguillés par les circuits interrupteurs 29, , 31, 32 vers les filtres passe-bas 33, 34, 35, 36 de façon qu'à l'entrée de ces filtres se produisent respectivement des échantillons des signaux 51' 52' S3Y S4* Pour cela, les circuits interrupteurs 29 à 32 sont actionnés par des impulsions à 32 kHz également réparties dans le temps et disponibles sur des sorties du générateur d'impulsions d'horloge local 24. Aux sorties des filtres passe- bas 33 à 36 on obtient une reconstitution des signaux d'information 51 à 54 correspondant aux programmes diffusés dans le centre d'émission. On peut

sélectionner facilement l'un de ces programmes sans changer l'accord du récep-

teur 21.

Un système de radiodiffusion conçu de cette manière présen-

te, outre l'avantage d'un encombrement spectral réduit, une bonne immunité con-

tre le bruit du fait que les signaux d'information sont transmis sous forme nu-

mérique.

En outre on résoud déjà l'un des problèmes qui se pose dans un système de radiodiffusion utilisant un réseau d'émetteurs fonctionnant avec

la même fréquence porteuse.

Ce problème déjà évoqué ci-dessus est celui du recouvrement entre les mêmes signaux de modulation parvenant à un récepteur de la part de

plusieurs émetteurs du réseau et ayant subi des temps de propagation différents.

Pratiquement ce problème de recouvrement qui peut procurer des erreurs à la ré-

ception ne se pose que dans les zones de réception o les signaux de porteuses

captés de la part des deux émetteurs les plus proches ont une différence de ni-

veau inférieure à 12 dB environ. En admettant que, compte tenu de l'effet de

sol, la loi de décroissance du champ H avec la distance d est de 14 dB par oc-

tave de distance (H cl/d"'3) et en supposant par exemple un récepteur situé entre deux émetteurs distants de 100 km sur la droite les joignant, on peut calculer qu'une différence de niveau de 12 dB pour les deux signaux de porteuse captés par le récepteur correspond à un écart de temps de propagation O de

/uS environ. Or dans le système de l'invention on doit considérer le recou-

vrement entre les signaux de modulation transmis par les mêmes canaux du signal multiplex et ces signaux de modulation sont des signaux binaires avec une durée de bit T = 250/uS. Pourvu que l'écart de temps de propagation O, c'est-à-dire la durée de recouvrement des éléments binaires dans chaque canal, soit inférieur à la moitié de la durée T d'un bit, ce recouvrement ne risque pas de provoquer d'erreur dans le récepteur. C'est ce qui est vérifié dans l'exemple indiqué o

e = 100/uS est inférieur à T = 125/uS.

En choisissant dans le système de l'invention un nombre de canaux du multiplex en fréquence suffisamment grand, ce qui revient à diminuer le débit binaire dans chaque canal, on peut donc résoudre très simplement le problème du recouvrement entre les signaux de modulation. On peut noter à cet égard, que la solution qui aurait consisté à transmettre directement le signal

multiplex temporel (à 2,048 M bits/S) sans passer par l'intermédiaire d'un mul-

tiplex en fréquence, aurait conduit à une durée d'élément binaire, environ 0,5/uS, très petite vis à vis de l'écart entre les temps de propagation, 100/uS dans l'exemple choisi. Le récepteur aurait dû alors être muni, pour compenser

les écarts de temps de propagation, d'un égaliseur très compliqué et onéreux.

Le problème de recouvrement entre signaux de modulation ayant donc été résolu il reste encore celui des interférences entre signaux VHF provenant de plusieurs émetteurs du réseau et qui peut provoquer comme on l'a déjà indiqué le phénomène local d'évanouissement dans des zones de réception o les signaux de)orteuse captés sont voisins. Dars le cas o le récepteur est

fixe, il est possible de supprimer ce phénomène en utilisant,pour les fréquen-

ces VHF envisagJes,une antenne de-réception directive, du type de celle utili-

sée en télévision. Par contre pour les récepteurs mobiles, il est préférable deutiliser une antenne réception omnidirectionnille,plus simple à mettre en

oeuvre, mais le problème des interférences VHF subsiste.

L'invention fournit également une solution permettant de résoudra ce problème et on va d'abord indiquer quelques calculs relatifs aux

interférences VHF et ayant conduit à cette solution.

On suppose que le réseau d'émetteurs a la configuration théorique représentée à la figure 3, o les émetteurs représentés par de petits cercles sont situés sur les sommets de triangles équilatéraux. On admet que la probabilité d'évanouissement dû aux interférences est la plus grande en un,

point tel que 0, situé à la même distance r des trois émetteurs les plus pro-

ches. Dans une zone entourant ce point, il est reçu, avec des phases quelcon-

ques, des signaux d'ondes porteuses provenant de - 3 émetteurs à la distance r - 3 émetteurs à la distance 2 r - 6 émetteurs à la distance 2, 67 r - etc.

Pour un récepteur mobile, la phaset d'une onde porteuse reçue est notamment dé-

terminée par l'effet Doppler qui peut procurer, pour une longueur d'onde d'émis-

sion X = 3 m (f = 100 MHz) et une vitesse de déplacement du récepteur v = 45 m/%

une variation de fréquence fd = = 15 Hz.

On admet comme précédemment que la loi de décroissance du champ avec la distance est de 14 dB par octave de distance. Ainsi, dans la zone entourant le point 0, si le champ dû aux trois émetteurs les plus proches est

pris comme référence, il est reçu.

- 3 signaux d'amplitude V (O dB) - 3 signaux d'amplitude 0,2 V (- 14 dB) 6 signaux d'amplitude 0,10 V (- 20 dB) - etc. On va maintenant calculer la probabilité d'évanouissement dans deux cas extrêmes encadrant le cas réel. Dans le premier cas on suppose

que l'on reçoit de la part des trois émetteurs les plus proches 3 signaux d'am-

plitude V et de phase aléatoire. Dans le deuxième cas on suppose que l'on re-

çoit d'une infinité d'émetteurs les signaux ci-dessus indiqués ayant les ampli-

tudes V, 0,2 V, 0,10 V... etc, et des phases aléatoires.

En se plaçant d'abdrd dans le premier cas envisagé, on est conduit à chercher la probabilité pour que l'amplitude S de la somme de trois

signaux de mêmes amplitudes V et de phases 0, a et B soit inférieure à une va-

leur kV,' telle que k "1l. a et B sont les phases de deux signaux par rapport à la phase zéro du troisième signal pris comme référence. kV est le niveau du signal au-dessous duouel il y a pratiquement pour un récepteur le phnomène

d'évanouissement.

Cette condition peut s'écrire: (l + cos a + cos,)2 + (sin a + sin)2 k2 ou (1)a-2aa <k 1 + 4cs + + CL - 8 OS + - 8 2 (l)4. cos 2 + 4 cos2 2 < k Dans les conditions pouvant provoquer un évanouissement les phases a et sont proches respectivement de 2 et 4 et l'on peut poser:

-+ -

î =3 1 El (2)

3+ 2

o c et c2 sont des écarts de phase petits vis à vis des phases 2 et 4. La formule (1) peut alors s'écrire en se limitant aux termes du second ordre: (3) 4 3 1 2 (ci + e 2)2 < k En posant: E c2 =x

(4) 2 =

l 2 Y la formule (3) s'écrit: (5) 3 y2 + 1 x2 < k2

32 + 2 <

L'équation y2 + x2 k correspondant à l'inégalité (5) est celle d'une el-

lipse E dans le système d'axes rectangulaires Ox, Oy; la longueur de son demi

petit axe est 2- k et la longueur de son demi grand axe est 2k.

rf La probabilité pour que la somme des trois vecteurs soit inférieure à kV est: -10 II 4 6k - 1 2 (JErd 2 d 4 2 3.(2J)3i 2) - i2 (E)

soit (6) P3 0,18 k2 _-

Dans le deuxième cas de calcul envisagé,on est conduit à

chercher la probabilité pour que l'amplitude de la somme d'une infinité de si-

gnaux ayant les amplitudes précitées et des phases aléatoires, soit inférieure à kV. Le module je cette somme possède une distribution de Rayleigh, avec une

valeur moyenne finie Vo, car la somme des puissarces reçues en un point conver-

ge dès que l'atténuation en fonction de la distance dépasse 6 dB/Octave. La probabilité recherchée est: k2V2) 2 V2 P = 1 - exp(r--) k V2 (pour kV " VO) o 2V2 o Avec les amplitudes déjà précisées, on a

2 2 2 2

V 2 3 V + 3 (0,2 V)2 + 6 (0,1 V)2 +

- 3,2 V2

D'o: (7) P. = 0,16 k2 On voit que les probabilités d'évanouissement calculées dans les deux cas extrêmes.envisagés et données par les formules (6) et (7) sont assez peu différentes et l'on peut adopter pour représenter le cas réel une probabilité ayant une valeur intermédiaire, soit: (8) - P = 0,17 k Ayant calculé la probabilité d'un évanouissement, on va maintenant calculer la durée d'un évanouissement, c'est-à-dire le temps maximum pendant lequel l'amplitude de la somme des signaux provenant des émetteurs du réseau reste inférieure à kV. Ce qui précède montre que pour obtenir une valeur

approchée, on peut utiliser les formules établies dans le cas de trois signaux.

On peut introduire la variable t correspondant au temps, dans la formule (3) qui donne la condition d'évanouissement, en posant: = 2H1 Aflt (9) 2 = 2E Af2t o Af1 et Af2 sont les écarts de fréquence correspondant aux écarts de phase 1 et ú2 définis par les formules (2). En appelant f la fréquence du signal de référence de phase 0, et respectivement f1 et f2 les fréquences des deux autres ll signaux, Af et Af2 peuvent s'écrire: All = fi - fo (iO) àf f f (10)

Af2 f2 fo-

La formule (3) s'écrit alors:

(11) 2 - 2 2 -2

(11) 4211 (f +f Af Af2)t2 < k2 Le temps t déduit de l'équation correspondant à l'égalité

dans la formu.e (li),représente le temps nécessaire pour faire passer l'ampli-

tude de la somme des trois signaux de 0 à la valeur kV pour laquelle on est à la limite de l'évanouissement. La durée tf d'un évanouissement est le double de cette valeur, soit:

(12) t=i 1 k.

s12)fVl +Af2 _ Afl' Af2

De cette Formule (12) on peut déduire une disposition con-

forme à l'invention, permettant de minimiser la durée tf des évanouissements se produisant conformément à la formule (8) avec la probabilité P = 0,17 k2. Etant donné que les écarts de fréquence Af1 et Af2 ne peuvent être très grands, car

ils sont forcément inférieurs à la largeur de bande d'un canal, on peut choi-

sir: f = - 1f2 = 2, ce qui signifie d'après les formules (10): sir: AfI=A2,c f 0o + 2 (13) !f f2 = fo --2 La durée d'évanouissement devient alors: 2 k (14) tfo Af Il résulte des formules (13) que, suivant une disposition

conforme à l'invention, le réseau d'émetteurs doit comporter trois types d'émet- teurs fonctionnant respectivement avec les fréquences porteuses fo - f f

et fo + ' et disposés de façon qu'un récepteur situé notamment dans la zone o peut se produire un évanouissement voit toujours,parmi les trois émetteurs les plus proches, un émetteur de chacun des trois types. Cette disposition des

trois types d'émetteurs est indiquée sur la figure 3. L'écart minimal de fré-

* quence L- entre deux émetteurs du réseau doit être largement-inférieur à la N largeur de bande d'un canal du signal multiplex en fréquence transmis,pour ne pas produire de chevauchement appréciable entre les mêmes canaux engendrés par les deux émetteurs. Par ailleurs pour obtenir une durée d'évanouissement tf, bien définie, l'écart de fréquence 2 doit être notablement plus grand que les dérives possibles des fréquences reçues, notamment la dérive due à l'effet Doppler. Dans le cas du système décrit plus haut, on peut choisir par exemple un écart de fréquence 2 = 160 Hz qui ne vaut que 4 % de la largeur 4 kHz d'un canal du multiplex en fréquence et qui est notablement supérieur à une dérive

de fréquence de 2 x 15 Hz = 30 Hz, due à l'effet Doppler pour un récepteur mo-

bile par rapport à deux émetteurs.

La disposition que l'on vient de décrire a donc permis d'obtenir des évanouissements bien maîtrisés se produisant avec une probabilité

P = 0,17 k2 et ayant chacun, au maximum, une durée tfo = 2 k. Pendant la du-

rée de ces évanouissements, des erreurs de bits risquent de se produire dans les signaux binaires transmis par les canaux du signal multiplex en fréquence et restitués dans le récepteur. Ces bits erronés se produisent en paquets dont la

probabilité d'apparition est celle des évanouissements, soit P, le nombre maxi-

mal de bits erronés dans chaque paquet étant déterminé par la durée maximale tfo des évanouissements. L'invention propose donc de corriger ces erreurs par

un code auto-correcteur d'erreur adapté à ce type d'erreurs. Comme on l'a ex-

pliqué, ce code auto-correcteur d'erreur est introduit du côté émetteur par le codeur 13 pour être transmis par les canaux du signal multiplex en fréquence,en même temps que les signaux d'information; du côté réception, le décodeur 27

corrige les erreurs et restitue les signaux d'information.

Pour montrer comment on peut choisir le code auto-correc-

teur d'erreur,le tableau I ci-dessous indique,pour différentes valeurs de la quantité 20 log.k,les couples de valeurs de la probabilité d'évanouissement 2 2 K Aàf P = 0,17 k et de la durée d'évanouissement tf = 1 -f, avec T =160 Hz. On

rappelle que V étant l'amplitude du signal à l'entrée d'un récepteur en prove-

nance d'un seul émetteur, kV est l'amplitude du signal au-dessous de laquelle

se produit un évanouissement. La quantité 20 log.k représente donc sensible-

ment, en décibels, la perte de niveau provoquant l'évanouissement et due aux

interférences entre signaux VHF.

Tableau I

Parmi les valeurs indiquées sur ce tableau, on peut retenir

celles correspondant à une perte de niveau de - 10 dB due aux interférences.

Pour retrouver le niveau V correspondant à la réception d'un émetteur unique, il faut donc augmenter de 10 dB la puissance des émetteurs. Il est à noter que dans le cas d'un émetteur unique comme dans le cas du système de l'invention, il se produit des interférences entre trajets direct et réfléchi provenant du même émetteur. Or la marge de sécurité de 10 dB existe déjà dans les systèmes classiques pour atténuer l'effet de ce type d'interférence. L'augmentation de puissance des émetteurs de 10 dB n'est donc pas une pénalité supplémentaire

pour le système de l'invention.

Pour 20 log k - 10 dB, le tableau I indique une durée

d'évanouissement tf de 360/uS qui peut affecter au maximum trois bits consécu-

tifs. La probabilité d'apparition P de ces paquets de bits erronés est de 1,7 o.

De telles erreurs peuvent être corrigées par un code auto-correcteur d'erreur ayant un faible nombre de bits de redondance. On peut consulter pour le choix d'un code convenable l'ouvrage "Error Correcting Codes" par W.W. Peterson et

Weldon, MIT Boston, 20 Edition 1971. On peut par exemple choisir le code cycli-

que (63, 55) défini dans le tableau 11-1 à la page 364 de cet ouvrage. Ce code permet de corriger des paquets de 3 bits erronés avec environ 13 % de bits de

redondance.

Claims (5)

REVENDICATIONS

1. Système de radiodiffusion destiné à diffuser simultanément

plusieurs signaux d'information et comportant un réseau d'émetteurs fonction-

nant sensiblement avec la même fréquence porteuse et recevant en synchronisme lesdits signaux d'information, caractérisé en ce que, les signaux d'information étant sous forme numérique, leur transmission est effectuée par l'intermédiaire d'un multiplex à répartition en fréquence transmettant en parallèle les bits

des signaux d'information de façon que la durée des bits transmis dans les ca-

naux du multiplex soit substantiellement supérieure au double de la différence

de temps de propagation entre deux signaux de porteuse provenant des deux émet-

teurs les plus proches dans la zone de réception o lesdits signaux de porteuse

ont des niveaux voisins.

2. Système de radiodiffusion selon la revendication 1, carac-

térisé en ce que le réseau d'émetteurs comporte trois types d'émetteurs fonc-

tionnant respectivement avec trois fréquences porteuses dont deux ont avec la troisième le même écart qui est faible devant la largeur de bande d'un canal du

multiplex en fréquence et grand devant les dérives possibles des fréquences por-

teuses reçues, ces trois types d'émetteurs étant disposés dans le réseau de fa-

çon qu'à l'intérieur du réseau un récepteur voit les trois types d'émetteurs

parmi les trois émetteurs les plus proches.

3. Système de radiodiffusion selon la revendication 2, carac-

térisé en ce que les signaux d'information numériques à transmettre par le mul-

tiplex à répartition en fréquence sont codés au moyen d'un code autocorrecteur d'erreur et le signal numérique multiplex en fréquence transmis est décodé de façon correspondante, ledit code auto-correcteur d'erreur étant choisi pour corriger des paquets d'erreurs dont le nombre et la probabilité d'apparition correspondent

à la durée et la probabilité prévues des évanouissements.

4. Système de radiodiffusion selon l'une des revendications 1

à 3, caractérisé en ce que, à l'émission, le signal multiplex en fréquence est

formé, à partir des signaux d'information à transmettre, par des moyens numéri-

ques utilisant une transformation du type transformation de Fourier et, à la

réception, les signaux d'information sont restitués, à partir du signal multi-

plex en fréquence reçu, par des moyens numériques utilisant la transformation inverse.

5. Système de radiodiffusion selon l'une des revendications 1

à 4, caractérisé en ce que le multiplex à répartition en fréquence est prévu pour comporter un canal transmettant un signal de synchronisation du récepteur, constitué par une suite de bits "O" et "1" alternés, ayant la durée prévue pour

les bits des signaux d'information transmis par les autres canaux.