RU2732803C1 - Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals - Google Patents

Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals Download PDF

Info

Publication number
RU2732803C1
RU2732803C1 RU2020109290A RU2020109290A RU2732803C1 RU 2732803 C1 RU2732803 C1 RU 2732803C1 RU 2020109290 A RU2020109290 A RU 2020109290A RU 2020109290 A RU2020109290 A RU 2020109290A RU 2732803 C1 RU2732803 C1 RU 2732803C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signal
ppm
rtm
digital
aperture
Prior art date
Application number
RU2020109290A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Юрий Аркадьевич Шишов
Александр Михайлович Голик
Александр Валентинович Подгорный
Сергей Юрьевич Бобов
Роман Олегович Трофимов
Юрий Евгеньевич Толстуха
Original Assignee
Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации" filed Critical Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации"
Priority to RU2020109290A priority Critical patent/RU2732803C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2732803C1 publication Critical patent/RU2732803C1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems

Landscapes

  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

FIELD: physics.
SUBSTANCE: use: in radar stations with active phased antenna arrays (APAA) with digital formation of directional patterns (DP) both for transmission, and to reception when used as probing pulse broadband linear-frequency-modulated (LFM) signals and in wide-angle electronic scanning of the directivity pattern. Essence of the invention lies in the fact that the digital LFM signal is digitally generated, the digital LFM signal is distributed over the APAA receiving/transmitting modules (RTM), in each mth RTM (m =
Figure 00000122
, where M is the number of the RTM), the signal is multiplied by a complex coefficient
Figure 00000123
, where
Figure 00000124
is the required phase shift for each mth RTM when generating a DP in the
Figure 00000125
direction relative to the normal to the antenna aperture, in each mth RTM signal is additionally multiplied by the complex coefficient
Figure 00000126
, correcting distortion of phase distribution of field on antenna aperture caused by deviation of frequency of LFM signal and electronic scanning of the DP, converting the received signal into an analogue form, amplifying and emitting each mth RTM, thereby forming a DP for transmission in accordance with a defined ratio, in the APAA operation mode, received by each mth RTM receiving signal is amplified, digitized, a wide spectrum of the received signal
Figure 00000127
of narrow-band sections I =
Figure 00000128
is separated, where width of the narrow-band spectral region
Figure 00000129
satisfies the criterion
Figure 00000130
<< c/La, c is the speed of light, La is the linear size of the antenna aperture in the APAA DP scanning plane, extracting the complex envelope of each i narrow-band signal of each mth RTM
Figure 00000131
, where
Figure 00000132
is the amplitude, and
Figure 00000133
is the phase advance of the ith narrow-band signal at the input of the mth RTM,
Figure 00000134
is the direction of incidence of the electromagnetic wave on the aperture of the APAA relative to the normal to it, multiplying the complex envelope of the ith signal by complex coefficient
Figure 00000135
, where
Figure 00000136
is the required phase shift for each ith narrow-band signal of the mth RTM when receiving the signal from the direction
Figure 00000125
relative to the normal to the APAA aperture, complex envelope of the received signal at the output of each mth RTM is formed by summation of obtained products.
EFFECT: technical result is enabling digital formation of the APAA beam pattern in conditions of wide-angle electronic scanning of the beam pattern when receiving LFM signals when the time of arrival of the signal reflected from the target at the input of the receiver is unknown.
1 cl, 2 dwg

Description

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) с активными фазированными антенными решетками (АФАР) при цифровом формировании диаграммы направленности (ДН) при применении в качестве зондирующих широкополосных линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов и электронном сканировании ДН в широком угловом секторе.The invention relates to the field of radio engineering and can be used in radar stations (radars) with active phased antenna arrays (AFAR) with digital formation of the radiation pattern (DP) when used as probing broadband linear-frequency-modulated (LFM) signals and electronic scanning of the antenna pattern in a wide corner sector.

Для повышения информационных характеристик РЛС возникает необходимость применения широкополосных зондирующих сигналов для обеспечения высокой разрешающей способности по дальности, что необходимо для распознавания типов одиночных целей и оценки численного состава групповой цели, а также широкоугольного электронного сканирования ДН, что необходимо для увеличения потока информации, извлекаемой РЛС из окружающего пространства. При этом решение одной задачи противоречит другой, так как происходит искажение фазового распределения поля на апертуре антенны, что приводит к искажению ДН.To improve the information characteristics of the radar, it becomes necessary to use broadband sounding signals to ensure high range resolution, which is necessary for recognizing the types of single targets and assessing the numerical composition of a group target, as well as wide-angle electronic scanning of the antenna pattern, which is necessary to increase the flow of information extracted by the radar from surrounding space. In this case, the solution of one problem contradicts the other, since the phase distribution of the field on the antenna aperture is distorted, which leads to distortion of the pattern.

В связи с этим разработка способов формирования диаграмм направленности АФАР при широкополосном зондировании пространства и широкоугольном электронном сканировании ДН представляет собой актуальную задачу.In this regard, the development of methods for the formation of AFA directivity patterns in broadband space sensing and wide-angle electronic scanning of the antenna pattern is an urgent problem.

Известны способы формирования диаграмм направленности фазированных антенных решеток, например [1, 2], недостаток которых состоит в том, что они пригодны только при работе АФАР в режиме передачи.There are known methods of forming the directional patterns of phased antenna arrays, for example [1, 2], the disadvantage of which is that they are suitable only when the AFAR operates in the transmission mode.

Известны способы формирования ДН АФАР [3], а также устройства, в которых реализованы указанные способы [4-8]. Недостатки перечисленных способов состоят в том, что они пригодны только для формирования ДН относительно узкополосных АФАР. Данный недостаток объясняется тем, что в каждом из этих способов предполагается осуществление преобразования частоты несущего колебания в промежуточную частоту, а ширина спектра зондирующего сигнала не может превышать 10% от промежуточной частоты.Known methods of forming DN AFAR [3], as well as devices in which these methods are implemented [4-8]. The disadvantages of these methods are that they are suitable only for the formation of patterns of relatively narrow-band APARs. This disadvantage is explained by the fact that in each of these methods it is assumed that the frequency of the carrier oscillation is converted to an intermediate frequency, and the width of the spectrum of the probing signal cannot exceed 10% of the intermediate frequency.

Известны также способ формирования ДН АФАР [9] и устройство, реализующее этот способ [10], которые характеризуются большими значениями погрешностей реализации требуемого амплитудно-фазового распределения на раскрыве АФАР, что объясняется применением фазовращателей, вносящих значительные погрешности в процесс формирования ДН ввиду дискретности формирования фазовых соотношений.There are also known a method for forming the APAR pattern [9] and a device that implements this method [10], which are characterized by large values of errors in the implementation of the required amplitude-phase distribution on the AESA aperture, which is explained by the use of phase shifters that introduce significant errors in the process of pattern formation due to the discreteness of the formation of phase ratios.

Анализ других доступных источников патентной информации показал, что практически все известные способы формирования ДН АФАР обладают теми же недостатками, что и рассмотренные выше.Analysis of other available sources of patent information has shown that practically all known methods of forming the APAR DN have the same disadvantages as those discussed above.

Наиболее близким к предлагаемому техническому решению является способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной решетки по патенту [11], выбранный в качестве прототипа. Сущность прототипа состоит в следующем. Проведенный авторами [11] анализ показал, что при работе АФАР в режиме передачи на линейный набег фазы по апертуре антенны, необходимый для излучения зондирующего сигнала в направлении

Figure 00000001
относительно нормали, накладывается дополнительный набег фазы, определяемый соотношением:Closest to the proposed technical solution is a method of digital formation of the beam pattern of an active phased array according to the patent [11], selected as a prototype. The essence of the prototype is as follows. The analysis carried out by the authors of [11] showed that when the APAR operates in the transmission mode, the linear phase incursion along the antenna aperture, which is necessary for the emission of the probing signal in the direction
Figure 00000001
relative to the normal, an additional phase incursion is imposed, determined by the ratio:

Figure 00000002
Figure 00000002

где

Figure 00000003
- девиация частоты излучаемого ЛЧМ-сигнала, τu - длительность зондирующего импульса, m- номер антенного элемента (m
Figure 00000004
Figure 00000005
, где M - число элементов антенной решетки), d - расстояние между элементами антенной решетки (шаг решетки), t - текущее время ( t
Figure 00000006
0…
Figure 00000007
).Where
Figure 00000003
is the frequency deviation of the emitted chirp signal, τ u is the duration of the probe pulse, m is the number of the antenna element ( m
Figure 00000004
Figure 00000005
, where M is the number of antenna array elements), d is the distance between the antenna array elements (array spacing), t is the current time (t
Figure 00000006
0 ...
Figure 00000007
).

Наличие в фазовом распределении поля на апертуре АФАР дополнительного набега фазы (1) приводит к искажению ДН антенны, причем искажения тем сильнее, чем больше девиация частоты ЛЧМ-сигнала и отклонение направления излучения

Figure 00000008
от нормали к решетке, т.е. искажение ДН связано с девиацией частоты и электронным сканированием ДН АФАР. Для компенсации указанных искажений в режиме передачи в прототипе умножают излучаемый сигнал на комплексно сопряженный с (1) коэффициент:The presence in the phase distribution of the field at the APAR aperture of an additional phase incursion (1) leads to distortion of the antenna pattern, and the distortions are the stronger, the greater the frequency deviation of the chirp signal and the deviation of the radiation direction
Figure 00000008
from the normal to the lattice, i.e. the distortion of the pattern is associated with the frequency deviation and electronic scanning of the pattern of the APAR. To compensate for these distortions in the transmission mode in the prototype, the emitted signal is multiplied by the coefficient complex conjugate with (1):

Figure 00000009
Figure 00000009

В результате перемножения комплексных коэффициентов (1) и (2) получаем:As a result of multiplying the complex coefficients (1) and (2), we obtain:

Figure 00000010
Figure 00000010

т.е. дополнительный набег фазы (1) компенсируется выполнением операции перемножения (3), после этого формируют диаграмму направленности АФАР в режиме передачи в соответствии с соотношениемthose. the additional phase incursion (1) is compensated by performing the multiplication operation (3), after which the AFAR directivity pattern is formed in the transmission mode in accordance with the relation

F п р д ( θ и з л ) = ∑ m = 0 M − 1 U m ( t , θ и з л ) • e − j φ ˜ m ( θ φ ) • e − j φ m ( θ φ )

Figure 00000011
(4) F P R d ( θ and s l ) = ∑ m = 0 M - 1 U m ( t , θ and s l ) • e - j φ ˜ m ( θ φ ) • e - j φ m ( θ φ )
Figure 00000011
 (4)

где

Figure 00000012
Figure 00000012
зондирующий ЛЧМ-сигнал с выхода m-го приемно-передающего модуля (ППМ),
Figure 00000013
Figure 00000013
- угол распространения излучаемой волны относительно нормали к апертуре антенны;
Figure 00000008
Figure 00000008
- угол формирования ДН относительно нормали к апертуре АФАР (угол фазирования);
Figure 00000014
- требуемый фазовый сдвиг для m-го ППМ при формировании ДН в направлении
Figure 00000008
Figure 00000008
относительно нормали к апертуре антенны,
Figure 00000015
- корректирующий комплексный коэффициент (2).Where
Figure 00000012
Figure 00000012
the probing chirp signal from the output of the m -th receiving-transmitting module (TPM),
Figure 00000013
Figure 00000013
- the angle of propagation of the radiated wave relative to the normal to the antenna aperture;
Figure 00000008
Figure 00000008
- the angle of formation of the pattern relative to the normal to the APAR aperture (phasing angle);
Figure 00000014
is the required phase shift for the m-th PPM when forming the pattern in the direction
Figure 00000008
Figure 00000008
relative to the normal to the antenna aperture,
Figure 00000015
- complex correction factor (2).

На сформированную таким образом ДН не оказывают влияния девиация частоты ЛЧМ-сигнала и электронное сканирование АФАР. В этом состоит достоинство способа - прототипа.The pattern formed in this way is not affected by the frequency deviation of the chirp signal and the electronic scanning of the APAR. This is the advantage of the prototype method.

В описании к прототипу показано, что в режиме приема так же, как и при передаче на линейный набег фазы при падении волны на апертуру антенны накладывается дополнительный набег фазы, вызванный девиацией частоты ЛЧМ-сигнала

Figure 00000003
Figure 00000003
и отклонением направления его приема от нормали к АФАР на угол θ, определяемый соотношением:In the description of the prototype, it is shown that in the receive mode, as well as when transmitting to a linear phase incursion, when the wave falls on the antenna aperture, an additional phase incursion caused by the frequency deviation of the chirp signal is superimposed
Figure 00000003
Figure 00000003
and the deviation of the direction of its reception from the normal to the AFAR by the angle θ, determined by the ratio:

Figure 00000016
Figure 00000016

где текущее время t

Figure 00000004
Figure 00000004
Figure 00000017
Figure 00000017
- время запаздывания отраженного от цели сигнала, приводящее к искажению диаграммы направленности АФАР в режиме приема. Для компенсации этих искажений в способе-прототипе умножают принимаемый сигнал на комплексно сопряженный с (5) коэффициент коррекции:where the current time is t
Figure 00000004
Figure 00000004
Figure 00000017
Figure 00000017
- time delay of the signal reflected from the target, leading to distortion of the directional diagram of the AFAR in the receiving mode. To compensate for these distortions in the prototype method, the received signal is multiplied by the correction coefficient complex conjugate with (5):

Figure 00000018
Figure 00000019
Figure 00000018
Figure 00000019

где текущее время t, как и в соотношении (5), t

Figure 00000004
Figure 00000004
Figure 00000020
Figure 00000020
.where the current time t, as in relation (5), t
Figure 00000004
Figure 00000004
Figure 00000020
Figure 00000020
...

В результате перемножения комплексных функций (5) и (6) при

Figure 00000013
Figure 00000013
= θϕ должны получить:As a result of multiplication of complex functions (5) and (6) at
Figure 00000013
Figure 00000013
= θ ϕ should get:

Figure 00000021
Figure 00000022
Figure 00000021
Figure 00000022

Однако поскольку и функция (5), и функция (6) зависят от времени запаздывания t з , полная компенсация искажений фазового распределения поля на апертуре АФАР может быть получена только при точном совпадении во времени функций (5) и (6). Но так как время запаздывания t з заранее неизвестно, между функциями (5) и (6) будет иметь место временное рассогласование

Figure 00000023
Figure 00000023
, равномерно распределенное в интервале от 0 до τu. В этом случае функцию коррекции (6) можно представить в виде:However, since both function (5) and function (6) depend on the delay time t s , full compensation for the distortions of the phase distribution of the field at the AFAA aperture can be obtained only if functions (5) and (6) exactly coincide in time. But since the delay time t s is not known in advance, there will be a time mismatch between functions (5) and (6)
Figure 00000023
Figure 00000023
uniformly distributed in the range from 0 to τ u . In this case, the correction function (6) can be represented as:

Figure 00000024
Figure 00000025
Figure 00000024
Figure 00000025

В этом случае в результате выполнения операции (7) получимIn this case, as a result of performing operation (7), we obtain

Figure 00000026
Figure 00000027
Figure 00000026
Figure 00000027

так как остаточное значение фазовой погрешности даже при

Figure 00000013
Figure 00000013
= θϕ since the residual value of the phase error even at
Figure 00000013
Figure 00000013
= θ ϕ

Figure 00000028
Figure 00000028

Так как шаг решетки обычно равен примерно половине длины волны, примем d≈

Figure 00000029
Figure 00000029
/2. Тогда соотношение (10) можно переписать в виде:Since the grating spacing is usually about half the wavelength, we take d≈
Figure 00000029
Figure 00000029
/ 2. Then relation (10) can be rewritten as:

Figure 00000030
Figure 00000031
Figure 00000030
Figure 00000031

Например, при

Figure 00000032
Figure 00000032
= 0,1;
Figure 00000033
Figure 00000033
= 0,01, m = 50, θϕ=60° , остаточное значение фазовой погрешности составляет около - 8°, при увеличении
Figure 00000023
Figure 00000023
и
Figure 00000003
Figure 00000003
-
Figure 00000034
Figure 00000034
соответственно увеличивается. Данный пример показывает, что способ - прототип в условиях широкоугольного электронного сканирования при широкополосном зондировании пространства не обеспечивает неискаженное формирование ДН АФАР в режиме приема, что является недостатком способа-прототипа. For example, for
Figure 00000032
Figure 00000032
= 0.1;
Figure 00000033
Figure 00000033
= 0.01, m = 50, θ ϕ = 60 °, the residual value of the phase error is about - 8 °, with an increase
Figure 00000023
Figure 00000023
and
Figure 00000003
Figure 00000003
-
Figure 00000034
Figure 00000034
increases accordingly. This example shows that the prototype method under conditions of wide-angle electronic scanning with broadband sensing of space does not provide undistorted formation of APAR pattern in the receiving mode, which is a disadvantage of the prototype method.

В соответствии с изложенным целью изобретения является разработка способа цифрового формирования диаграммы направленности АФАР в условиях широкоугольного электронного сканирования диаграммы направленности при приеме ЛЧМ-сигналов, когда момент поступления на вход приемного устройства отраженного от цели сигнала неизвестен.In accordance with the stated object of the invention is the development of a method for digital formation of the AFAR radiation pattern under conditions of wide-angle electronic scanning of the radiation pattern when receiving chirp signals, when the moment when the signal reflected from the target arrives at the input of the receiving device is unknown.

Для достижения указанной цели выполняют следующие операции. В первую очередь формируют диаграмму направленности АФАР при работе в режиме передачи так же, как это описано в способе-прототипе. В отличие от прототипа в режиме приема диаграмму направленности АФАР формируют следующим образом. Принятые каждым m-м ППМ сигналы усиливают, преобразуют в цифровую форму, разделяют широкий спектр принятого ЛЧМ-сигнала

Figure 00000035
Figure 00000035
на I узкополосных участков спектра
Figure 00000036
Figure 00000036
: To achieve this goal, the following operations are performed. First of all, the AFAR directional pattern is formed when operating in the transmission mode in the same way as described in the prototype method. In contrast to the prototype in the receiving mode, the directional diagram of the AFAR is formed as follows. Signals received by each m- th PPM are amplified, converted into digital form, and a wide spectrum of the received chirp signal is shared
Figure 00000035
Figure 00000035
on I narrow-band parts of the spectrum
Figure 00000036
Figure 00000036
:

I =

Figure 00000037
Figure 00000037
, (12) I =
Figure 00000037
Figure 00000037
, (12)

где ширина спектра

Figure 00000036
Figure 00000036
удовлетворяет условию узкополосности [12, 13]where the spectrum width
Figure 00000036
Figure 00000036
satisfies the narrowband condition [12, 13]

Figure 00000036
Figure 00000036
<<
Figure 00000038
Figure 00000038
(13)
Figure 00000036
Figure 00000036
<<
Figure 00000038
Figure 00000038
(thirteen)

где с - скорость света, L a - линейный размер апертуры антенны в плоскости электронного сканирования ДН.where c is the speed of light, L a is the linear size of the antenna aperture in the plane of electronic scanning of the antenna pattern.

При этом каждый i-й узкополосный сигнал при падении электромагнитной волны на m-й элемент АФАР с направления θ пад относительно нормали получает фазовый сдвиг

Figure 00000039
Figure 00000039
, определяемый соотношением:In this case, each i- th narrow-band signal at the incidence of an electromagnetic wave on the m- th element of the AFAR from the direction θ pad relative to the normal receives a phase shift
Figure 00000039
Figure 00000039
Defined by the relation:

Figure 00000040
Figure 00000040

где

Figure 00000041
- частота i-го узкополосного сигнала, d - шаг решетки.Where
Figure 00000041
is the frequency of the i- th narrowband signal, d is the grating step.

Комплексную огибающую i-го узкополосного сигнала можно представить в виде:The complex envelope of the i- th narrowband signal can be represented as:

Figure 00000042
Figure 00000043
Figure 00000042
Figure 00000043

где

Figure 00000044
Figure 00000044
- амплитуда этого напряжения, а
Figure 00000045
Figure 00000045
( θ п а д
Figure 00000046
) - набег фазы i-го узкополосного сигнала на входе m-го ППМ, определяемый соотношением (14), для компенсации которого соотношение (15) умножают на комплексно сопряженный с ним коэффициентWhere
Figure 00000044
Figure 00000044
is the amplitude of this voltage, and
Figure 00000045
Figure 00000045
( θ P and d
Figure 00000046
 ) is the phase incursion of the i -th narrow-band signal at the input of the m -th PPM, determined by relation (14), to compensate for which relation (15) is multiplied by the coefficient complex conjugate with it

Figure 00000047
Figure 00000048
Figure 00000047
Figure 00000048

где ϕ i m

Figure 00000049
(
Figure 00000008
Figure 00000008
) – требуемый фазовый сдвиг для каждого i-го узкополосного сигнала m-го ППМ при приеме сигнала с направления
Figure 00000008
Figure 00000008
относительно нормали к апертуре АФАР. В результате суммирования полученных произведений соотношение, определяющее комплексную огибающую сигнала на выходе m-го ППМ, будет иметь вид: Where ϕ i m
Figure 00000049
 (
Figure 00000008
Figure 00000008
) Is the required phase shift for each i- th narrowband signal of the m-th PPM when receiving a signal from the direction
Figure 00000008
Figure 00000008
relative to the normal to the AFAR aperture. As a result of the summation of the obtained products, the ratio defining the complex envelope of the signal at the output of the m -th PPM will have the form:

Figure 00000050
(17)
Figure 00000050
(17)

Суммарное напряжение на выходе АФАР при работе в режиме приемаThe total voltage at the AFAR output when operating in the receive mode

Figure 00000051
Figure 00000051

представляет собой зависимость выходного напряжения АФАР от направления падения электромагнитной волны

Figure 00000052
Figure 00000052
на апертуру АФАР. Оно определяет ненормированную диаграмму направленности антенны. Так как при
Figure 00000053
все слагаемые в (18) являются сопряженными, максимальное значение суммарного выходного напряжения АФАР определяется выражениемrepresents the dependence of the output voltage of the AFAR on the direction of incidence of the electromagnetic wave
Figure 00000052
Figure 00000052
on the AFAR aperture. It defines the unnormalized antenna pattern. Since at
Figure 00000053
all terms in (18) are conjugate, the maximum value of the total output voltage of the AFAR is determined by the expression

Figure 00000054
Figure 00000054

где

Figure 00000055
Figure 00000055
- амплитуда принимаемого ЛЧМ-сигнала на выходе m-го ППМ. Тогда нормированная ДН в режиме работы АФАР на прием может быть записана в видеWhere
Figure 00000055
Figure 00000055
- the amplitude of the received chirp signal at the output of the m- th PPM. Then the normalized DP in the AFAR mode of operation for reception can be written in the form

Figure 00000056
(19)
Figure 00000056
(19)

В соответствии с изложенным для цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки выполняют следующую последовательность операций:In accordance with the above, the following sequence of operations is performed for digital formation of the beam pattern of the active phased antenna array:

1) Формируют диаграмму направленности активной фазированной решетки в режиме излучения известным способом - прототипом;1) Form the directional diagram of the active phased array in the radiation mode in a known way - the prototype;

2) Принимаемый каждым цифровым приемно-передающим модулем сигнал усиливают, преобразуют в цифровую форму;2) The signal received by each digital receiving and transmitting module is amplified, converted into digital form;

3) Разделяют широкий спектр принимаемого сигнала на узкополосные участки, ширина спектра каждого из которых удовлетворяет условию узкополосности;3) Divide the wide spectrum of the received signal into narrow-band sections, the spectrum width of each of which satisfies the narrow-band condition;

4) Выделяют комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМ в виде

Figure 00000057
Figure 00000058
, где
Figure 00000059
Figure 00000059
- угол падения электромагнитной волны на апертуру АФАР может принимать любые значения в пределах сектора электронного сканирования ее ДН;4) Allocate the complex envelope of each i- th narrowband signal of each m- th PPM in the form
Figure 00000057
Figure 00000058
where
Figure 00000059
Figure 00000059
- the angle of incidence of an electromagnetic wave on the APAR aperture can take any values within the sector of electronic scanning of its antenna pattern;

5) Комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала умножают на комплексный коэффициент

Figure 00000060
компенсирующий набег фазы в каждом m-м ППМ при падении волны с заданного направления
Figure 00000008
Figure 00000008
;5) The complex envelope of each i- th narrowband signal is multiplied by a complex factor
Figure 00000060
compensating phase incursion in each m -th PPM at wave incidence from a given direction
Figure 00000008
Figure 00000008
;

6) Формируют комплексную огибающую сигнала на выходе каждого ППМ в соответствии с соотношением6) Form a complex envelope of the signal at the output of each PPM in accordance with the ratio

Figure 00000061
Figure 00000061

7) Суммируя комплексные огибающие сигналов

Figure 00000062
Figure 00000062
с выходов всех М ППМ и деля полученную сумму на ее максимальное значение при θ пад =θ φ , формируют нормированную диаграмму направленности активной фазированной антенной решетки в режиме приема широкополосного ЛЧМ- сигнала7) Summing the complex signal envelopes
Figure 00000062
Figure 00000062
from the outputs of all M PPMs and dividing the resulting sum by its maximum value at θ pad = θ φ , form a normalized radiation pattern of an active phased antenna array in the mode of receiving a broadband chirp signal

Figure 00000063
Figure 00000063

Вариант технической реализации предлагаемого способа цифрового формирования ДН АФАР иллюстрируется чертежами на фиг. 1 и фиг. 2 . На фигуре 1 приведена структурная схема реализующего предлагаемый способ устройства формирования ДН, в состав которой входит цифровой синтезатор 1 ЛЧМ-сигнала, процессор 2 формирования ДН, блок 3 приемно-передающих модулей (ППМ), в состав которого входят М цифровых ППМ 4 с излучателями 5. Входы 6 и выходы 7 каждого цифрового ППМ 4 подключены к соответствующим выходам и входам процессора 2. Входы 8 каждого цифрового ППМ 4 подключены к входящим в состав процессора 2 датчикам направления фазирования АФАР θ φ в режимах передачи и приема.A variant of the technical implementation of the proposed method for the digital formation of the APAA pattern is illustrated by the drawings in Fig. 1 and FIG. 2. Figure 1 shows a block diagram of a device for forming a DN that implements the proposed method, which includes a digital synthesizer 1 of a chirp signal, a processor 2 for forming a DN, a block 3 of receiving and transmitting modules (PPM), which includes M digital PPM 4 with emitters 5 Inputs 6 and outputs 7 of each digital PPM 4 are connected to the corresponding outputs and inputs of the processor 2. Inputs 8 of each digital PPM 4 are connected to the AFAR θ φ phasing direction sensors included in the processor 2 in the transmission and reception modes.

Работает представленное на фиг.1 устройство формирования ДН следующим образом. В режиме излучения АФАР синтезатор 1 ЛЧМ-сигнала формирует комплексные отсчеты u(s) ЛЧМ-сигнала, следующие с периодом ΔT с заданными параметрами девиации частоты

Figure 00000003
Figure 00000003
и длительности зондирующего импульса τu в соответствии с выражениемOperates presented in figure 1, the device for the formation of DN as follows. In the AFAR radiation mode, the synthesizer 1 of the chirp signal forms complex samples u (s) of the chirp signal, following with a period ΔT with the given parameters of the frequency deviation
Figure 00000003
Figure 00000003
and the duration of the probe pulse τ u in accordance with the expression

Figure 00000064
Figure 00000064

которые поступают на вход процесса формирования ДН 2. В процессоре 2 для заданных значений направления фазирования θ φ и номеров отсчетов s осуществляется умножение входного сигнала u(s) (23) на комплексные коэффициенты видаwhich are fed to the input of the process of forming the pattern 2. In processor 2, for the given values of the phasing directionθ φ and sample numberss the input signal is multipliedu(s) (23) for complex coefficients of the form

Figure 00000065
Figure 00000065

компенсирующие набег фазы ЛЧМ-сигнала в зависимости от номера m ППМ 4 и выбранного направления фазирования θ φ , а также дополнительно на комплексные коэффициенты видаcompensating the phase incursion of the chirp signal, depending on the number m of the PPM 4 and the selected direction of phasing θ φ , as well as additionally on complex coefficients of the form

Figure 00000066
Figure 00000067
Figure 00000066
Figure 00000067

компенсирующие искажения фазового распределения поля на апертуре АФАР вследствие девиации частоты ЛЧМ-сигнала в режиме передачи в соответствии со способом - прототипом.compensating distortions of the phase distribution of the field on the AFAR aperture due to the deviation of the chirp signal frequency in the transmission mode in accordance with the prototype method.

При этом формируются М сигналов U m (s, θ φ ), m =

Figure 00000068
Figure 00000068
, соответствующих числу М цифровых ППМ 4, видаIn this case, M signals U m ( s , θ φ ), m =
Figure 00000068
Figure 00000068
corresponding to the number M of digital PPM 4, of the form

Figure 00000069
Figure 00000069

Сигналы (26) с выходов процессора формирования ДН 2 поступают на входы соответствующих ППМ 4.Signals (26) from the outputs of the DP 2 formation processor are fed to the inputs of the corresponding PPM 4.

В режиме приема принятые излучателями каждого ППМ 4 сигналы усиливаются, преобразуются и квадратурные составляющие сигналов u m с выхода 7 каждого ППМ 4 поступают на соответствующие входы процессора 2, где путем суммирования этих сигналов формируется диаграмма направленности, а суммарный сигнал 9 с выхода АФАР поступает в систему первичной обработки радиолокационной информации.In the receiving mode, the signals received by the emitters of each PPM 4 are amplified, converted, and the quadrature components of the signals u m from the output 7 of each PPM 4 are fed to the corresponding inputs of the processor 2, where, by summing these signals, a directional diagram is formed, and the total signal 9 from the AFAR output enters the system primary processing of radar information.

Более детально вопросы цифрового формирования ДН АФАР в режиме передачи и приема рассмотрим по структурной схеме ППМ 4 (фиг. 2), в состав которой входят два канала - передающий и приемный, а также общие для обоих каналов антенный переключатель 19 и излучатель 5.In more detail, we will consider the issues of digital formation of the AFAR DN in the transmission and reception mode according to the structural diagram of the PPM 4 (Fig. 2), which includes two channels - transmitting and receiving, as well as antenna switch 19 and emitter 5 common for both channels.

В состав передающего канала (фиг. 2) входят цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) 10 и усилитель мощности 11. Передающий канал выполняет следующие операции. Цифро-аналоговый преобразователь 10 осуществляет преобразование поступающего на него цифрового ЛЧМ-сигнала в аналоговый ЛЧМ-сигнал несущей частоты, минуя, в отличие от способа-прототипа, перенос в область промежуточных частот с последующим преобразованием частоты вверх. Это снимает ограничения на увеличение ширины спектра зондирующего сигнала, так как ширина спектра не может превышать 10% от промежуточной частоты. Такое решение возможно потому, что современные ЦАП и АЦП способны обрабатывать сигналы с частотами до 13 ГГц [14-16].The transmitting channel (Fig. 2) includes a digital-to-analog converter (DAC) 10 and a power amplifier 11. The transmitting channel performs the following operations. The digital-to-analog converter 10 converts the incoming digital chirp signal into an analog chirp signal of the carrier frequency, bypassing, unlike the prototype method, transferring to the intermediate frequency region with subsequent upward conversion of the frequency. This removes restrictions on increasing the width of the probe signal spectrum, since the spectrum width cannot exceed 10% of the intermediate frequency. This solution is possible because modern DACs and ADCs are capable of processing signals with frequencies up to 13 GHz [14-16].

Цифровые сигналы с выхода ЦАП 10 усиливаются усилителем мощности 11, через антенный переключатель 19 подаются на излучатель 5 и излучаются в пространство. В результате суперпозиции излучаемым каждым m-м излучателем (m=

Figure 00000068
Figure 00000068
) электромагнитных волн формируется ДН АФАР в режиме передачи в соответствии с соотношением:Digital signals from the output of the DAC 10 are amplified by the power amplifier 11, through the antenna switch 19 they are fed to the emitter 5 and radiated into space. As a result of superposition of the emitted by each m -th emitter ( m =
Figure 00000068
Figure 00000068
) of electromagnetic waves is formed by the AFAR DN in the transmission mode in accordance with the ratio:

Figure 00000070
Figure 00000070

В состав приемного канала цифрового ППМ 4 (фиг.2) входят устройство защиты 12, малошумящий усилитель (МШУ) 13, АЦП 14, блок 15 цифровых полосовых фильтров, блок 16 комплексных умножителей, блок 17 формирования весовых комплексных коэффициентов и блок 18 цифровых комплексных сумматоров. Выходы 7 блока 18 сумматоров являются квадратурными выходами цифрового ППМ 4

Figure 00000062
Figure 00000062
.The structure of the receiving channel of the digital PPM 4 (figure 2) includes a protection device 12, a low-noise amplifier (LNA) 13, an ADC 14, a block 15 of digital band-pass filters, a block 16 of complex multipliers, a block 17 for generating complex weight coefficients and a block 18 of digital complex adders ... Outputs 7 of the block 18 adders are the quadrature outputs of the digital PPM 4
Figure 00000062
Figure 00000062
...

Цифровое формирование ДН АФАР в режиме приема осуществляются следующим образом. Принятый излучателем 5 отраженный от цели сигнал усиливается МШУ 13, преобразуются в цифровую форму АЦП 14, то есть как и в передающем канале - без преобразования на промежуточную частоту. Оцифрованный сигнал поступает на вход блока 15 цифровых полосовых фильтров, осуществляющих деление широкого спектра принимаемого сигнала на узкополосные участки спектра. В состав блока 15 входят I цифровых фильтров, ширина полосы пропускания каждого из которых

Figure 00000036
Figure 00000036
удовлетворяет критерию узкополосности (13). В качестве делителей широкополосного спектра на узкополосные участки применены цифровые полосовые КИХ-фильтры, обеспечивающие высокую точность формирования пеленгационной характеристики АФАР и возможность их реализации в виде специализированных программируемых логических интегральных схем [17-19]. Проведенный в работе [19] анализ показал, что современная элементная база позволяет производить цифровую обработку сигналов в реальном масштабе времени на частотах до 1,5 ГГц, а в ближайшие годы до 20 ГГц.The digital formation of the AFAR DN in the receive mode is carried out as follows. The signal received by the emitter 5, reflected from the target, is amplified by the LNA 13, converted into digital form by the ADC 14, that is, as in the transmitting channel - without conversion to an intermediate frequency. The digitized signal is fed to the input of the block 15 of digital band-pass filters, which divide the wide spectrum of the received signal into narrow-band portions of the spectrum. Block 15 includes I digital filters, the bandwidth of each of which is
Figure 00000036
Figure 00000036
satisfies the narrowband criterion (13). As dividers of the broadband spectrum into narrowband sections, digital bandpass FIR filters are used, which provide high accuracy of the formation of the direction finding characteristics of the AFAR and the possibility of their implementation in the form of specialized programmable logic integrated circuits [17-19]. The analysis carried out in [19] showed that the modern element base allows digital signal processing in real time at frequencies up to 1.5 GHz, and in the coming years up to 20 GHz.

С выходов блока 15 узкополосные сигналы поступают на первые входы блока 16 комплексных умножителей, на вторые входы которого от блока 17 поступают весовые комплексные коэффициенты W i по числу I узкополосных сигналов. При падении волны на апертуру АФАР с направления θ пад по отношению к нормали к апертуре каждый i-й сигнал на входе каждого m-го ППМ 4 получает фазовый сдвиг From the outputs of block 15, narrow-band signals are fed to the first inputs of the block 16 of complex multipliers, to the second inputs of which from block 17 are weighted complex coefficientsW i by numberInarrowband signals. When a wave is incident on the AFAR aperture from the directionθ pad with respect to the normal to the aperture eachith signal at the input of eachm-go PPM 4 receives a phase shift

Figure 00000071
Figure 00000071

где

Figure 00000072
Figure 00000072
i = 2π
Figure 00000073
Figure 00000073
i – центральная частота i-го узкополосного спектра. Для компенсации этой фазы комплексная огибающая каждого i-го сигнала
Figure 00000074
в блоке 16 умножается на комплексно сопряженный с ним коэффициентWhere
Figure 00000072
Figure 00000072
i =2π
Figure 00000073
Figure 00000073
i -center frequencyith narrowband spectrum. To compensate for this phase, the complex envelope of eachi-th signal
Figure 00000074
in block 16 is multiplied by the complex conjugate coefficient

Figure 00000075
Figure 00000075

Сигналы с выхода блока 18 поступают на вход блока 19 цифровых сумматоров. В результате суммирования на выходе блока 19, являющегося выходом m-го цифрового ППМ 4, формируется комплексная огибающая сигналаSignals from the output of block 18 are fed to the input of block 19 of digital adders. As a result of summation at the output of block 19, which is the output of the m-th digital PPM 4, a complex signal envelope is formed

Figure 00000076
Figure 00000076

Напряжение (30) с выхода 7 каждого m-го цифрового ППМ поступает на соответствующий вход процессора 2, где в результате их суммирования формируется сигнал с выхода АФАРVoltage (30) from the output 7 of each m -th digital PCB is fed to the corresponding input of processor 2, where, as a result of their summation, a signal is generated from the AFAR output

Figure 00000077
Figure 00000077

Это напряжение с выхода 9 процессора 2 поступает в систему первичной обработки радиолокационной информации РЛС, где используется для обнаружения сигнала и измерения координат объекта наблюдения (цели).This voltage from the output 9 of the processor 2 enters the system of primary processing of radar information of the radar, where it is used to detect the signal and measure the coordinates of the observed object (target).

Напряжение (31) принимает максимальное значение при условии θ φ = θ пад, т.е. при фазировании антенны в направлении на цель:Voltage (31) takes on a maximum value under the condition θ φ = θ pad , i.e. when phasing the antenna towards the target:

Figure 00000078
Figure 00000078

Деление выражения (31) на выражение (32) дает соотношение (19), определяющее нормированную диаграмму направленности АФАР в режиме приемаDividing expression (31) by expression (32) yields relation (19), which determines the normalized radiation pattern of the AFAR in the reception mode

Figure 00000079
Figure 00000079

Необходимо отметить, что особенность формирования ДН АФАР на прием по предлагаемому способу состоит в том, что это формирование осуществляется для каждого i-го узкополосного сигнала отдельно с последующим объединением полученных результатов. Таким образом ДН на прием формируется как для случая узкополосного сигнала, что исключает искажения фазового распределения поля на апертуре АФАР при приеме широкополосных ЛЧМ-сигналов, вызванные девиацией частоты сигнала. В отличие от прототипа предложенный способ обеспечивает цифровое формирование ДН АФАР как на передачу, так и на прием, когда момент поступления на вход приемного устройства отраженного от цели сигнала неизвестен. В этом состоит технический результат предлагаемого способа формирования ДН АФАР.It should be noted that the peculiarity of the formation of the APAR DN for reception according to the proposed method is that this formation is carried out for each i- th narrowband signal separately with the subsequent combination of the results. Thus, the DP for reception is formed as for the case of a narrow-band signal, which excludes distortions of the phase distribution of the field at the AFAR aperture when receiving broadband chirp signals caused by the deviation of the signal frequency. In contrast to the prototype, the proposed method provides digital formation of the AFAR pattern for both transmission and reception, when the moment when the signal reflected from the target arrives at the input of the receiving device is unknown. This is the technical result of the proposed method of forming the APAA DN.

Проведенный авторами анализ источников научно-технической информации позволяет сделать вывод о патентной новизне предлагаемого способа цифрового формирования диаграммы направленности при излучении и приеме широкополосного ЛЧМ-сигнала.The analysis of the sources of scientific and technical information carried out by the authors allows us to conclude about the patent novelty of the proposed method for digital formation of the directional diagram during the emission and reception of a broadband chirp signal.

Источники информации, использованные при составлении заявки:Sources of information used in the preparation of the application:

1. Патент РФ 2100879, H0Q 21/00. 27.12.1997. Способ формирования диаграммы направленности (варианты).1. RF patent 2100879, H0Q 21/00. 12/27/1997. Directional beamforming method (options).

2. Патент РФ № 2533160, G01S 13/26. 20.11.2014. Способ формирования диаграммы направленности линейной ФАР при излучении ЛЧМ-сигнала.2. RF patent No. 2533160, G01S 13/26. 20.11.2014. A method of forming a directional diagram of a linear PAA when radiating a chirp signal.

3. Патент РФ № 2495447, G01S 3/80. 20.05.2013. Способ формирования диаграммы направленности.3. RF patent No. 2495447, G01S 3/80. 05/20/2013. Directional pattern forming method.

4. Патент РФ № 2495449, G01S 7/26. 10.10.2013. Устройство формирова-ния диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки.4. RF patent No. 2495449, G01S 7/26. 10.10.2013. A device for forming a directional diagram of an active phased antenna array.

5. Патент РФ № 2451373, H01Q 3/26. 20.05.2013. Активная фазированная антенная решетка.5. RF patent No. 2451373, H01Q 3/26. 05/20/2013. Active phased array antenna.

6. Патент США № 5943010, H01Q 3/24. 1999-08-24. Direct digital synthesizer driven other publications phased array antenna.6. US patent No. 5943010, H01Q 3/24. 1999-08-24. Direct digital synthesizer driven other publications phased array antenna.

7. Патент США № 6784837, H01O 3/22; HO1C 3/24;HO1Q 3/26. 2003-08-21. Transmit/receiver module for active phased array antenna.7. US patent No. 6784837, H01O 3/22; HO1C 3/24; HO1Q 3/26. 2003-08-21. Transmit / receiver module for active phased array antenna.

8. Патент США № 6441783, H01Q 3/22; HO1C 3/24; HO1Q 3/26. 2002-08-27. Circuit module for a phased array/ M. Dean.8. US patent No. 6441783, H01Q 3/22; HO1C 3/24; HO1Q 3/26. 2002-08-27. Circuit module for a phased array / M. Dean.

9. Патент РФ № 2644456, H01Q 3/26. 12.02.2018. Способ формирования расширенной диаграммы направленности фазированной антенной решетки.9. RF patent No. 2644456, H01Q 3/26. 02/12/2018. A method of forming an extended directional pattern of a phased antenna array.

10. Патент РФ № 2338307, H01Q 21/00, H01Q 3/26,H01Q 25/02. 10.11.2008. Активная фазированная антенная решетка.10. RF patent No. 2338307, H01Q 21/00, H01Q 3/26, H01Q 25/02. 10.11.2008. Active phased array antenna.

11. Патент РФ № 2516683, H01Q 21/00. 20.05.2014. Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала.11. RF patent No. 2516683, H01Q 21/00. 05/20/2014. Method for digital formation of the directional diagram of an active phased antenna array during emission and reception of a linear-frequency-modulated signal.

12. Кольцов Ю.В. Особенности применения различных определений сверхширокополосных сигналов в антенной технике, связи и локации. // Антенны, 2008 г., вып.6 (133), с. 31-42.12. Koltsov Yu.V. Features of the application of various definitions of ultra-wideband signals in antenna technology, communications and location. // Antennas, 2008, issue 6 (133), p. 31-42.

13. Патент РФ №2146076, МПК Н03М 1/12. 27.02.2000. Аналого-цифровой модуль.13. RF patent №2146076, IPC Н03М 1/12. 02/27/2000. Analog-digital module.

14. Sadeghifar M. R., Bengtsson H., Wikner J. J. A voltage-mode RF DAC for massive MIMO system-on-chip digital transmitters./ Analog Integrated Circuits and Signal Processing (2019) v. 100:683-692.14. Sadeghifar M. R., Bengtsson H., Wikner J. J. A voltage-mode RF DAC for massive MIMO system-on-chip digital transmitters. / Analog Integrated Circuits and Signal Processing (2019) v. 100: 683-692.

15. DAC38RF8xEVM. User's Guide SLAU671A . Texas Instruments Incorpo-rated. - October 2016-Revised March 2017. 24 p.15. DAC38RF8xEVM. User's Guide SLAU671A. Texas Instruments Incorpo-rated. - October 2016-Revised March 2017.24 p.

16. ADC12DL3200 6.4-GSPS Single-Channel or 3.2-GSPS Dual-Channel, 12-Bit Analog-to-Digital Converter (ADC) With LVDS Interface: Texas Instruments ADC12DL3200. SLVSDR3A - May 2018-Revised September 2018.16.ADC12DL3200 6.4-GSPS Single-Channel or 3.2-GSPS Dual-Channel, 12-Bit Analog-to-Digital Converter (ADC) With LVDS Interface: Texas Instruments ADC12DL3200. SLVSDR3A - May 2018-Revised September 2018.

17. Frenzel L. High-Speed Data Converters Make Direct-Sampling Receivers Practical./ Electronic Design. Feb 12, 2019. - URL: https://www.electronicdesign. com/analog/high-speed-data-converters-make-direct-sampling-receivers-practical.17. Frenzel L. High-Speed Data Converters Make Direct-Sampling Receivers Practical./ Electronic Design. Feb 12, 2019. - URL: https: //www.electronicdesign. com / analog / high-speed-data-converters-make-direct-sampling-receivers-practical.

18. Multicore Fixed and Floating-Point Digital Signal Processor. Check for Evaluation Modules (EVM): TMS320C6678. Texas Instruments. TMS320C6672. SPRS708E-November 2010-Revised March 2014.18. Multicore Fixed and Floating-Point Digital Signal Processor. Check for Evaluation Modules (EVM): TMS320C6678. Texas Instruments. TMS320C6672. SPRS708E-November 2010-Revised March 2014.

19. Speed per Milliwatt Rations for Fixed-Points Parcaged Processors/ Berkeley Design Technolog. Inc. Nov.2013.19. Speed per Milliwatt Rations for Fixed-Points Parcaged Processors / Berkeley Design Technolog. Inc. Nov.2013.

Claims (6)

Способ цифрового формирования диаграммы направленности (ДН) активной фазированной антенной решетки (АФАР) при излучении и приеме широкополосных линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов, заключающийся в том, что в режиме работы АФАР на передачу осуществляют цифровое формирование ЛЧМ-сигнала, распределяют цифровой ЛЧМ-сигнал по М приемно-передающим модулям (ППМ) АФАР, в каждом m-м ППМ (m
Figure 00000080
Figure 00000081
, где M - число ППМ) сигнал умножают на комплексный коэффициент
Figure 00000082
, где
Figure 00000083
- требуемый фазовый сдвиг для каждого m-го ППМ при формирования ДН в направлении
Figure 00000084
относительно нормали к апертуре антенны, в каждом m-м ППМ сигнал дополнительно умножают на комплексный коэффициент
Figure 00000085
, корректирующий искажения фазового распределения поля на апертуре антенны, вызванные девиацией частоты ЛЧМ-сигнала и электронным сканированием ДН, преобразуют полученный сигнал в аналоговую форму, усиливают и излучают каждым m-м ППМ, формируя тем самым ДН на передачу в соответствии с соотношениемThe method of digital formation of the directional diagram (DP) of the active phased antenna array (AFAR) when transmitting and receiving broadband linear-frequency-modulated (LFM) signals, which consists in the fact that in the AFAR operation mode, digital formation of the LFM signal is carried out for transmission, the digital Chirp signal on M receiving and transmitting modules (TPM) AFAR, in each m-th PPM (m
Figure 00000080
Figure 00000081
, where M is the number of PPMs) the signal is multiplied by a complex coefficient
Figure 00000082
where
Figure 00000083
is the required phase shift for each m-th PPM during the formation of the pattern in the direction
Figure 00000084
relative to the normal to the antenna aperture, in each m-th PPM signal is additionally multiplied by a complex coefficient
Figure 00000085
, correcting distortions of the phase distribution of the field on the antenna aperture, caused by the frequency deviation of the chirp signal and electronic scanning of the antenna pattern, convert the received signal into an analog form, amplify and emit each m-th PPM, thereby forming the pattern for transmission in accordance with the ratio
Figure 00000086
Figure 00000087
,
Figure 00000086
Figure 00000087
, где
Figure 00000088
- зондирующий ЛЧМ-сигнал с выхода m-го ППМ,
Figure 00000089
- угол распространения излучаемой волны относительно нормали к апертуре антенны,
Figure 00000084
- угол формирования ДН относительно нормали к апертуре АФАР (угол фазирования), отличающийся тем, что в режиме работы АФАР на прием принятые каждым m-м ППМ сигналы усиливают, преобразуют в цифровую форму, разделяют широкий спектр принятого сигнала
Figure 00000090
узкополосных участков I =
Figure 00000091
где ширина узкополосного участка спектра
Figure 00000092
удовлетворяет критерию
Figure 00000092
<< c/La, с - скорость света, La - линейный размер апертуры антенны в плоскости электронного сканирования ДН АФАР, выделяют комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМ
Figure 00000093
, где
Figure 00000094
- амплитуда, а
Figure 00000095
- набег фазы i-го узкополосного сигнала на входе m-го ППМ,
Figure 00000096
- направление падения электромагнитной волны на апертуру АФАР относительно нормали к ней, умножают комплексную огибающую i-го сигнала на комплексный коэффициент
Figure 00000097
, где
Figure 00000098
- требуемый фазовый сдвиг для каждого i-го узкополосного сигнала m-го ППМ при приеме сигнала с направления
Figure 00000084
относительно нормали к апертуре АФАР, формируют комплексную огибающую принятого сигнала на выходе каждого m-го ППМ путем суммирования полученных произведенийWhere
Figure 00000088
- probing chirp signal from the output of the m-th PPM,
Figure 00000089
- the angle of propagation of the radiated wave relative to the normal to the antenna aperture,
Figure 00000084
- the angle of formation of the pattern relative to the normal to the aperture of the AFAR (phasing angle), characterized in that in the mode of operation of the AFAR for reception, the signals received by each m-th PPM are amplified, converted into digital form, and a wide spectrum of the received signal is shared
Figure 00000090
narrowband sections I =
Figure 00000091
where the width of the narrow-band part of the spectrum
Figure 00000092
satisfies the criterion
Figure 00000092
<< c / L a , с is the speed of light, L a is the linear size of the antenna aperture in the plane of the electronic scanning of the APAR pattern, the complex envelope of each i-th narrow-band signal of each m-th PPM is distinguished
Figure 00000093
where
Figure 00000094
is the amplitude, and
Figure 00000095
- phase incursion of the i-th narrowband signal at the input of the m-th PPM,
Figure 00000096
- the direction of incidence of the electromagnetic wave on the APAR aperture relative to the normal to it, multiply the complex envelope of the i-th signal by a complex coefficient
Figure 00000097
where
Figure 00000098
is the required phase shift for each i-th narrowband signal of the m-th PPM when receiving a signal from the direction
Figure 00000084
relative to the normal to the AFAR aperture, form a complex envelope of the received signal at the output of each m-th PPM by summing the obtained products
Figure 00000099
Figure 00000100
Figure 00000099
Figure 00000100
 суммируя выходные сигналы
Figure 00000101
всех М ППМ, формируют нормированную ДН АФАР в режиме приема в соответствии с соотношениемsumming the output signals
Figure 00000101
of all M PPM, form a normalized APAA DN in the reception mode in accordance with the ratio
Figure 00000102
Figure 00000103
Figure 00000102
Figure 00000103
RU2020109290A 2020-03-02 2020-03-02 Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals RU2732803C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2020109290A RU2732803C1 (en) 2020-03-02 2020-03-02 Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2020109290A RU2732803C1 (en) 2020-03-02 2020-03-02 Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2732803C1 true RU2732803C1 (en) 2020-09-22

Family

ID=72922306

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2020109290A RU2732803C1 (en) 2020-03-02 2020-03-02 Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2732803C1 (en)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113253210A (en) * 2021-06-29 2021-08-13 成都雷通科技有限公司 Full-digital frequency-shift phase-shift large instantaneous broadband phased array and method
RU2769087C1 (en) * 2021-03-22 2022-03-28 Государственное казенное образовательное учреждение высшего образования "Российская таможенная академия" Method of forming beam pattern of receiving digital antenna array
RU2773648C1 (en) * 2021-01-12 2022-06-06 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации" Method for digital generation of antenna pattern of an active phased antenna array when emitting and receiving linear frequency-modulated signals

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5861843A (en) * 1997-12-23 1999-01-19 Hughes Electronics Corporation Phase array calibration orthogonal phase sequence
RU2511032C2 (en) * 2012-07-24 2014-04-10 Федеральное государственное казенное учреждение "Главный научный метрологический центр" Министерства обороны Российской Федерации Method for integrated control of characteristics of active phased antenna array
RU2516683C9 (en) * 2012-10-17 2014-08-27 Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон-Научно-исследовательский институт радиостроения" Active phased antenna array digital beamforming method when emitting and receiving chirp signal
RU2644456C1 (en) * 2016-12-30 2018-02-12 Алексей Вадимович Литвинов Method of forming the expanded diagrams of the a phase antenna direction lattice
US10090605B2 (en) * 2016-12-21 2018-10-02 National Chung Shan Institute Of Science And Technology Active phased array antenna system with hierarchical modularized architecture

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5861843A (en) * 1997-12-23 1999-01-19 Hughes Electronics Corporation Phase array calibration orthogonal phase sequence
RU2511032C2 (en) * 2012-07-24 2014-04-10 Федеральное государственное казенное учреждение "Главный научный метрологический центр" Министерства обороны Российской Федерации Method for integrated control of characteristics of active phased antenna array
RU2516683C9 (en) * 2012-10-17 2014-08-27 Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон-Научно-исследовательский институт радиостроения" Active phased antenna array digital beamforming method when emitting and receiving chirp signal
US10090605B2 (en) * 2016-12-21 2018-10-02 National Chung Shan Institute Of Science And Technology Active phased array antenna system with hierarchical modularized architecture
RU2644456C1 (en) * 2016-12-30 2018-02-12 Алексей Вадимович Литвинов Method of forming the expanded diagrams of the a phase antenna direction lattice

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2773648C1 (en) * 2021-01-12 2022-06-06 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации" Method for digital generation of antenna pattern of an active phased antenna array when emitting and receiving linear frequency-modulated signals
RU2769087C1 (en) * 2021-03-22 2022-03-28 Государственное казенное образовательное учреждение высшего образования "Российская таможенная академия" Method of forming beam pattern of receiving digital antenna array
RU2781038C1 (en) * 2021-05-27 2022-10-04 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации" Digital transceiver module of an active phased antenna array
CN113253210A (en) * 2021-06-29 2021-08-13 成都雷通科技有限公司 Full-digital frequency-shift phase-shift large instantaneous broadband phased array and method

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10809366B2 (en) Multimodal radar system
US9070972B2 (en) Wideband beam forming device; wideband beam steering device and corresponding methods
US9213095B2 (en) Combined direction finder and radar system, method and computer program product
JP6060149B2 (en) Analog baseband circuit for terahertz phased array system
US5929810A (en) In-flight antenna optimization
CN101981467A (en) Radar apparatus
RU2732803C1 (en) Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals
US11133585B2 (en) Radar beamforming
JP6462365B2 (en) Radar apparatus and radar signal processing method thereof
CN109683146B (en) Phased array transmission calibration method based on orthogonal coding waveform
Peng et al. Radio frequency beamforming based on a complex domain frontend
RU2516683C9 (en) Active phased antenna array digital beamforming method when emitting and receiving chirp signal
US10908258B2 (en) Method for calibrating an active sensor system
Yan et al. The digital beam forming technique in AgileDARN high-frequency radar
RU2184980C1 (en) Procedure measuring intensity of electromagnetic field of radio signals and device for its implementation
RU2781038C1 (en) Digital transceiver module of an active phased antenna array
RU2692417C2 (en) Analog-digital receiving module of active phased antenna array
RU2730120C1 (en) Method of constructing an active phased antenna array
RU2773648C1 (en) Method for digital generation of antenna pattern of an active phased antenna array when emitting and receiving linear frequency-modulated signals
RU2610833C1 (en) Space scanning method
EP4075152A1 (en) Phased-array antenna device
RU2309425C2 (en) Method of forming calibration data for radio direction finder/ range finder (versions)
Custovic et al. Next generation of over the horizon HF radars and the determination of foF2 in real-time
RU2722408C1 (en) Digital receiving module of active phased antenna array
Loomis Digital beamforming-a retrospective