RU2692417C2 - Analog-digital receiving module of active phased antenna array - Google Patents

Analog-digital receiving module of active phased antenna array Download PDF

Info

Publication number
RU2692417C2
RU2692417C2 RU2017136932A RU2017136932A RU2692417C2 RU 2692417 C2 RU2692417 C2 RU 2692417C2 RU 2017136932 A RU2017136932 A RU 2017136932A RU 2017136932 A RU2017136932 A RU 2017136932A RU 2692417 C2 RU2692417 C2 RU 2692417C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
output
input
group
digital
afar
Prior art date
Application number
RU2017136932A
Other languages
Russian (ru)
Other versions
RU2017136932A3 (en
RU2017136932A (en
Inventor
Юрий Аркадьевич Шишов
Виктор Владимирович Подольцев
Виталий Владимирович Подъячев
Михаил Григорьевич Вахлов
Ирина Сергеевна Луцько
Original Assignee
Михаил Григорьевич Вахлов
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Михаил Григорьевич Вахлов filed Critical Михаил Григорьевич Вахлов
Priority to RU2017136932A priority Critical patent/RU2692417C2/en
Publication of RU2017136932A3 publication Critical patent/RU2017136932A3/ru
Publication of RU2017136932A publication Critical patent/RU2017136932A/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2692417C2 publication Critical patent/RU2692417C2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

FIELD: electricity.SUBSTANCE: invention relates to antenna technology, namely to active phased antenna arrays (APHAA) with digital generation and control of the direction pattern. Device comprises: radiator, low-noise amplifier, mixer, intermediate-frequency amplifier, spectral component filter, group of M-filters for the broadband spectrum division into narrowband spectra, group of M dividers into two directions, 90 °constant phase shifter, two groups of synchronous phase detectors, each of which contains M detectors, two groups of analog-to-digital converters (ADC), each of which contains M ADC, digital complex coefficient shaper, two groups of digital complex multipliers, each of which contains M multipliers, two digital adders outputs of which are the outputs of the receiving module, wherein the second input of the mixer and the input of the constant phase shifter are connected to the outputs of the first and second APHAA heterodynes respectively, control inputs of the ADC are connected to the output of the APHAA clock-pulse generator, and the input of the digital complex coefficient shaper is connected to the output of the APHAA beam control system.EFFECT: simplified design, increased efficiency coefficient and increased accuracy of the direction pattern control.1 cl, 1 dwg

Description

Изобретение относится к антенной технике, а именно к активным фазированным антенным решеткам (АФАР) с цифровым формированием и управлением диаграммой направленности и может быть использовано в радиолокационных станциях с широкоугольным электронным обзором пространства, применяющих в качестве зондирующих импульсов широкополосные линейно-частотно-модулированные (ЛЧМ) сигналы.The invention relates to antenna technology, in particular to active phased antenna arrays (AFAR) with digital shaping and control of the radiation pattern and can be used in radar stations with a wide-angle electronic view of the space, using broadband linear frequency-frequency modulated (chirp) as sounding pulses signals.

Известны технические решения, направленные на создание приемных модулей (или приемных каналов приемно-передающих модулей). Однако большинство из них предполагает либо применение узкополосных сигналов [1, 2, 3, 4, 5], либо широкополосных сигналов, но при электронном сканировании диаграммы направленности в относительно узком секторе [6, 7].Known technical solutions aimed at creating receiving modules (or receiving channels of receiving and transmitting modules). However, most of them involve either the use of narrowband signals [1, 2, 3, 4, 5] or broadband signals, but with electronic scanning of the radiation pattern in a relatively narrow sector [6, 7].

Вместе с тем, для решения стоящих перед современными РЛС задач требуется использование сигналов с широким спектром (до десятков процентов от значения несущей частоты). К таким задачам относятся повышение разрешающей способности РЛС по дальности, улучшение ее помехозащищенности, распознавание обнаруженных объектов и др. При широком спектре излучаемого сигнала и широком секторе электронного сканирования на линейный набег фазы на раскрыве линейной АФАР накладывается дополнительный набег фазы, вызванный девиацией частоты ЛЧМ-сигнала. Проведенный в [8] анализ показал, что дополнительный набег фазы определяется фазовым множителемHowever, to solve the problems facing modern radars, the use of signals with a wide spectrum is required (up to tens of percent of the carrier frequency). Such tasks include increasing the resolution of the radar in range, improving its noise immunity, recognizing detected objects, etc. With a wide spectrum of the emitted signal and a wide sector of electronic scanning, a linear phase shift on the aperture linear AFAR superimposes an additional phase shift caused by a chirp frequency deviation . The analysis carried out in [8] showed that the additional phase shift is determined by the phase factor

Figure 00000001
Figure 00000001

где Δƒ - девиация частоты ЛЧМ-сигнала, τu - длительность зондирующего импульса, n - номер излучателя линейной АФАР, d - шаг решетки, θф - угол отклонения луча АФАР от нормали к ее раскрыву, t - текущее время (0≤t<τu). В [8] предложено при излучении ЛЧМ сигнала в каждом n-м элементе для выбранного направления фазирования θф компенсировать изменения фазы сигнала за счет девиации частоты Δƒ ЛЧМ сигнала путем умножения (1) на комплексно сопряженный с ним коэффициентwhere Δƒ is the frequency deviation of the chirp signal, τ u is the duration of the probe pulse, n is the number of the emitter of the linear AFAR, d is the lattice spacing, θ f is the angle of deflection of the AFAR beam from the normal to its open, t is the current time (0≤t < τ u ). In [8], it was proposed, when radiating the chirp signal in each nth element for the selected phasing direction θ f, to compensate for changes in the signal phase due to the frequency deviation Δƒ of the chirp signal by multiplying (1) by the complex conjugate factor

Figure 00000002
Figure 00000002

Поскольку и фазовый множитель (1), и комплексно сопряженный с ним коэффициент (2) являются функциями времени, они должны формироваться синхронно. В режиме передачи синхронизировать функции (1) и (2) не составляет технической сложности. В этом состоит достоинство способа [8]. Однако в [8] предложено и в режиме приема компенсировать изменение фазы сигнала с выхода n-го антенного элемента для выбранного направления фазирования θф путем умножения на комплексный коэффициентSince both the phase multiplier (1) and the complex conjugate factor (2) are functions of time, they must be formed synchronously. In the transfer mode, synchronizing the functions (1) and (2) does not amount to technical difficulty. This is the advantage of the method [8]. However, in [8], it was proposed to compensate in reception mode the change in the phase of the signal from the output of the nth antenna element for the selected phasing direction θ f by multiplying by the complex factor

Figure 00000003
Figure 00000003

Figure 00000004
Figure 00000004

где tз - время запаздывания отраженного от цели сигнала.where t s is the lag time of the signal reflected from the target.

Однако, поскольку неизвестна дальность до цели, неизвестно и время запаздывания t3. Даже если дальность до цели измерена, она измерена с ошибкой. Элементарный анализ показывает, что даже при временной ошибке Δt<<τu дополнительная фазовая погрешность существенно искажает диаграмму направленности антенной решетки. Таким образом предложенный в [8] способ компенсации фазовых ошибок, возникающих при приеме ЛЧМ сигнала с девиацией частоты Δƒ и при фазировании луча в направлении θф, технически нереализуем. В этом состоит недостаток способа [8].However, since the distance to the target is unknown, the latency time t 3 is also unknown. Even if the distance to the target is measured, it is measured with an error. An elementary analysis shows that even with a temporary error Δt << τ u, the additional phase error significantly distorts the radiation pattern of the antenna array. Thus, the method proposed in [8] for compensating phase errors that occur when receiving a chirp signal with a frequency deviation Δƒ and when the beam is phased in the direction of θ f is technically unrealizable. This is a disadvantage of the method [8].

Наиболее близким по технической сущности к заявленному является аналого-цифровой модуль [9], содержащий последовательно соединенные излучатель модуля, малошумящий усилитель (МШУ), смеситель, усилитель промежуточной частоты (УПЧ), фильтр спектральных составляющих, а также М фильтров деления широкополосного спектра принимаемого сигнала на М узкополосных участков спектра, две группы синхронных фазовых детекторов (СФД) по М СФД в каждой группе, две группы аналого-цифровых преобразователей (АЦП) по М АЦП в каждой группе, постоянный фазовращатель на 90°, две группы управляемых фазовращателей по М управляемых фазовращателей в каждой группе, два цифровых сумматора. Достоинство данного аналого-цифрового модуля, выбранного в качестве прототипа, состоит в том, что широкополосный спектр принимаемого сигнала

Figure 00000005
с помощью М делителей спектра делится на М узкополосных участковThe closest in technical essence to the claimed is an analog-to-digital module [9], containing series-connected module emitter, low noise amplifier (LNA), mixer, intermediate frequency amplifier (IF amplifier), filter of spectral components, and M filters dividing the wideband spectrum of the received signal on M narrowband spectral regions, two groups of synchronous phase detectors (SFD) for M SFD in each group, two groups of analog-to-digital converters (ADC) for M ADC in each group, constant phase rotation l at 90 °, two groups of M controllable phase shifters controlled phase shifters in each group, two digital adder. The advantage of this analog-digital module, selected as a prototype, is that the wideband spectrum of the received signal
Figure 00000005
using M spectrum dividers is divided into M narrowband sections

Figure 00000006
,
Figure 00000006
,

где

Figure 00000007
- участок ширины спектра широкополосного сигнала, для которого выполняется условие узкополосностиWhere
Figure 00000007
- portion of the width of the spectrum of the broadband signal, for which the condition of narrowband

Figure 00000008
,
Figure 00000008
,

где с - скорость света, L - максимальный размер раскрыва антенной решетки. Управление диаграммой направленности АФАР осуществляется для каждого узкополосного i-го спектра

Figure 00000009
(
Figure 00000010
) с помощью двух групп управляемых фазовращателей. При этом вносимый фазовый сдвиг для i-го узкополосного участка спектра определяется соотношениемwhere c is the speed of light, L is the maximum size of the aperture of the antenna array. The AFAR pattern is controlled for each narrowband i-th spectrum
Figure 00000009
(
Figure 00000010
) using two groups of controlled phase shifters. In this case, the introduced phase shift for the i-th narrowband portion of the spectrum is determined by the ratio

Figure 00000011
,
Figure 00000011
,

где ƒi - центральная частота i-го узкополосного спектра, n - номер излучателя линейной антенной решетки, d - шаг решетки, с - скорость света, θф - направление фазирования луча. Таким образом, управление диаграммой направленности АФАР при широкополосном сигнале сводится к управлению при узкополосном сигнале, что исключает появление дополнительных фазовых ошибок на раскрыве антенны, вызванных девиацией частоты ЛЧМ зондирующего сигнала. В этом достоинство прототипа [9].where ƒ i is the center frequency of the i-th narrowband spectrum, n is the emitter number of the linear antenna array, d is the grating step, c is the speed of light, θ f is the direction of beam phasing. Thus, the control of the AFAR radiation pattern with a wideband signal is reduced to control with a narrowband signal, which excludes the appearance of additional phase errors at the antenna aperture caused by the chirp frequency deviation of the probing signal. This is the advantage of the prototype [9].

Недостатками прототипа являются сложность конструкции приемного модуля, низкий КПД и низкая точность электронного управления лучом АФАР, что определяется большим числом управляемых фазовращателей, входящих в состав структуры каждого приемного модуля, число двоичных разрядов которых не более шести. Например, если максимальный размер апертуры антенны L a =100 м, а требуемая разрешающая способность РЛС по дальности составляет δRmin=2 м, то ширина спектра зондирующего сигнала должна бытьThe disadvantages of the prototype are the complexity of the design of the receiving module, low efficiency and low accuracy of electronic control of the AFAR beam, which is determined by the large number of controlled phase shifters that make up the structure of each receiving module, the number of binary digits not exceeding six. For example, if the maximum size of the antenna aperture is L a = 100 m, and the required radar resolution in range is δR min = 2 m, then the width of the probe signal should be

Figure 00000012
.
Figure 00000012
.

Условие узкополосностиNarrowband condition

Figure 00000013
.
Figure 00000013
.

Для выполнения неравенства примемTo fulfill the inequality we take

Figure 00000014
.
Figure 00000014
.

Тогда количество узкополосных спектровThen the number of narrowband spectra

Figure 00000015
.
Figure 00000015
.

На каждый узкополосный участок спектра требуется свой фазовращатель, и так как в составе модуля два блока фазовращателей, их общее число не менее 500, и каждый из них вносит потери не менее 1 дБ и фазовые ошибки не менее 6°.Each narrow-band part of the spectrum requires its own phase shifter, and since the module contains two blocks of phase shifters, their total number is at least 500, and each of them introduces losses of at least 1 dB and phase errors of at least 6 °.

Задачами изобретения являются упрощение конструкции аналого-цифрового приемного модуля, повышение его КПД и точности электронного сканирования АФАР.The objectives of the invention are to simplify the design of the analog-digital receiving module, increasing its efficiency and accuracy of electronic scanning AFAR.

Решение указанных задач достигается тем, что в аналого-цифровой приемный модуль, содержащий последовательно соединенные излучатель и малошумящий усилитель, выход которого соединен с первым входом смесителя, второй вход которого соединен с выходом первого гетеродина приемного модуля, а выход соединен с входом усилителя промежуточной частоты (УПЧ), выход которого соединен с входом фильтра спектральных составляющих, М фильтров деления широкополосного спектра на М узкополосных участков спектра, входы фильтров деления широкополосного спектра объединены и соединены с выходом фильтра спектральных составляющих, выход i-го фильтра деления широкополосного спектра (

Figure 00000010
) соединен с входом i-го делителя, первый выход которого соединен с первым входом i-го синхронного фазового детектора (СФД) первой группы, выход которого соединен с первым входом i-го аналого-цифрового преобразователя (АЦП) первой группы, второй выход i-го делителя соединен с первым входом i-го СФД второй группы, выход которого соединен с первым входом i-го АЦП второй группы, два цифровых сумматора, выходы которых соединены соответственно с первым и вторым выходами приемного модуля соответственно, и постоянный фазовращатель на 90°, вход которого подключен к выходу второго гетеродина приемного модуля, введены две группы цифровых комплексных умножителей по М умножителей в каждой группе и формирователь цифровых комплексных весовых коэффициентов, вход которого соединен с выходом системы управления лучом (СУЛ) АФАР, а i-й выход (
Figure 00000016
) подключен к первому входу i-го цифрового комплексного умножителя каждой группы, второй вход i-го цифрового комплексного умножителя первой группы подключен к выходу i-го АЦП первой группы, а второй вход i-го цифрового комплексного умножителя второй группы подключен к выходу i-го АЦП второй группы, выход i-го цифрового комплексного умножителя первой группы подключен к i-му входу первого цифрового сумматора, а выход i-го цифрового комплексного умножителя второй группы подключен к i-му входу второго цифрового сумматора, второй вход i-го СФД первой группы соединен с выходом второго гетеродина приемного модуля непосредственно, а второй вход i-го СФД второй группы соединен с выходом второго гетеродина приемного модуля через постоянный фазовращатель на 90°.The solution of these problems is achieved in that an analog-digital receiving module containing a series-connected emitter and a low-noise amplifier, the output of which is connected to the first input of the mixer, the second input of which is connected to the output of the first local oscillator of the receiving module, and the output connected to the input of the intermediate frequency amplifier ( UPCH), the output of which is connected to the input of the filter of spectral components, M filters dividing the broadband spectrum on M narrowband spectral bands, the inputs of the filters dividing the wideband spectrum ktra are combined and connected to the output of the filter of spectral components, the output of the i-th dividing filter of the broadband spectrum (
Figure 00000010
) connected to the input of the i-th divider, the first output of which is connected to the first input of the i-th synchronous phase detector (SFD) of the first group, the output of which is connected to the first input of the i-th analog-to-digital converter (ADC) of the first group, second output i th divider is connected to the first input of the i-th SFD of the second group, the output of which is connected to the first input of the i-th ADC of the second group, two digital adders, the outputs of which are connected respectively to the first and second outputs of the receiving module, respectively, and a constant phase shifter at 90 ° whose input is connected to the output of the second local oscillator of the receiving module; two groups of digital complex multipliers for M multipliers in each group and a generator of digital complex weights, the input of which is connected to the output of the beam control system (SUL) AFAR, and the i-th output (
Figure 00000016
) is connected to the first input of the i-th digital complex multiplier of each group, the second input of the i-th digital complex multiplier of the first group is connected to the output of the i-th ADC of the first group, and the second input of the i-th digital complex multiplier of the second group is connected to output i- th ADC of the second group, the output of the i-th digital complex multiplier of the first group is connected to the i-th input of the first digital adder, and the output of the i-th digital complex multiplier of the second group is connected to the i-th input of the second digital adder, the second input of the i-th SFD first of all group connected to the output of the second heterodyne receiver module directly, and a second input of i-th SFD of the second group is connected to the output of the second heterodyne receiver module through the constant phase shifter 90 °.

Ожидаемый положительный эффект состоит в упрощении конструкции аналого-цифрового приемного модуля, повышении его КПД за счет исключения двух блоков управляемых фазовращателей, а также в повышении точности управления лучом АФАР на основе цифрового формирования и управления диаграммой направленности, что достигается за счет введения двух групп цифровых комплексных умножителей по М умножителей в каждой группе и формирователя цифровых комплексных весовых коэффициентов в сочетании с предложенной схемой их соединения с другими элементами приемного модуля.The expected positive effect is to simplify the design of the analog-digital receiving module, increase its efficiency by eliminating two blocks of controlled phase shifters, and also improving the accuracy of AFAR beam control based on digital generation and beam control, which is achieved by introducing two groups of digital complex multipliers for M multipliers in each group and a shaper of digital complex weights in combination with the proposed scheme of their connection with other elements and a receiver module.

Сущность изобретения иллюстрируется фигурой 1, на которой приведена структурная схема аналого-цифрового приемного модуля активной фазированной антенной решетки.The invention is illustrated in figure 1, which shows a block diagram of the analog-digital receiving module of the active phased antenna array.

В состав аналого-цифрового приемного модуля АФАР входят: 1 - излучатель, 2 - малошумящий усилитель, 3 - смеситель, 4 - усилитель промежуточной частоты, 5 - фильтр спектральных составляющих, 6 - группа из М фильтров деления широкополосного спектра на узкополосные спектры, 7 - группа из М делителей на два направления, 8 - постоянный фазовращатель на 90°, две группы 9 и 10 синхронных фазовых детекторов, состоящие из М детекторов каждая, две группы 11 и 12 аналого-цифровых преобразователей, состоящие из М АЦП каждая, формирователь 13 цифровых комплексных коэффициентов, две группы 14 и 15 цифровых комплексных умножителей, состоящие из М умножителей каждая, 16 и 17 - цифровые сумматоры, выходы которых являются выходами приемного модуля. Второй вход 18 смесителя 3 подключен к выходу первого гетеродина АФАР. Вход постоянного фазовращателя 8 подключен к выходу 19 второго гетеродина АФАР. Управляющие входы АЦП 11, 12 подключены к выходу 20 генератора тактовых импульсов АФАР. Вход 21 формирователя 13 цифровых комплексных коэффициентов соединен с выходом системы управления лучом (СУЛ) АФАР.The structure of the analog-digital AFAR receiving module includes: 1 - emitter, 2 - low-noise amplifier, 3 - mixer, 4 - intermediate frequency amplifier, 5 - filter of spectral components, 6 - a group of M filters dividing the broadband spectrum into narrowband spectra, 7 - a group of M dividers into two directions, 8 - a constant phase shifter of 90 °, two groups of 9 and 10 synchronous phase detectors, each consisting of M detectors, two groups of 11 and 12 analog-to-digital converters, each consisting of M ADC, a digital imaging unit 13 complex coeff cients, two groups 14 and 15 of the digital complex multiplier composed of multipliers M each, 16 and 17 - digital adders, whose outputs are the outputs of the receiving module. The second input 18 of the mixer 3 is connected to the output of the first local oscillator AFAR. The input of the constant phase shifter 8 is connected to the output 19 of the second local oscillator AFAR. The control inputs of the ADC 11, 12 are connected to the output 20 of the generator of clock pulses AFAR. The input 21 of the imaging unit 13 digital complex coefficients connected to the output of the beam control system (SUL) AFAR.

Аналого-цифровой приемный модуль активной АФАР работает следующим образов. Принятый излучателем 1 отраженный от цели сигнал поступает на вход МШУ 2, который повышает уровень сигнала до величины, достаточной для его квантования по уровню. Сигнал с выхода МШУ 2 поступает на первый вход смесителя 3, который переносит спектр сигнала на промежуточную частоту, достаточную для его дискретизации по времени и оцифровки. Затем сигнал усиливается в УПЧ 4 и с помощью фильтра 5 спектральных составляющих очищается от дополнительных спектральных составляющих, возникающих при преобразовании частоты. С выхода фильтра 5 спектральных составляющих широкополосный сигнал поступает на входы М узкополосных фильтров 6. С выходов узкополосных фильтров 6 сигналы поступают на входы М делителей 7. С первого выхода i-го делителя (

Figure 00000017
) 7 сигнал поступает на первый вход i-го СФД 9 первой группы, а со второго выхода i-го делителя 7 сигнал поступает на первый вход i-го СФД второй группы 10. На второй вход i-го СФД первой группы 9 напряжение поступает непосредственно с выхода 19 второго гетеродина АФАР, а на второй вход i-го СФД второй группы 10 - через постоянный фазовращатель 8 на 90°. Частота колебаний второго гетеродина равна частоте основного сигнала: ωг2=ω0.Analog-digital receiving module of active AFAR works as follows. Received by the emitter 1 reflected from the target signal is fed to the input of the LNA 2, which raises the signal level to a value sufficient for its quantization level. The signal from the output of the LNA 2 is fed to the first input of the mixer 3, which transfers the spectrum of the signal to an intermediate frequency sufficient for its time sampling and digitization. Then the signal is amplified in the OAC 4 and with the help of the filter 5, the spectral components are cleared of additional spectral components arising during frequency conversion. From the output of the filter 5 of the spectral components, the broadband signal is fed to the inputs M of the narrowband filters 6. From the outputs of the narrowband filters 6, the signals arrive at the inputs of M dividers 7. From the first output of the i-th divider (
Figure 00000017
7) the signal goes to the first input of the i-th SFD 9 of the first group, and from the second output of the i-th divider 7, the signal goes to the first input of the i-th SFD of the second group 10. The voltage to the second input of the i-th SFD of the first group 9 from the output 19 of the second local oscillator AFAR, and to the second input of the i-th SFD of the second group 10 through a constant phase shifter 8 by 90 °. The oscillation frequency of the second heterodyne is equal to the frequency of the main signal: ω r2 = ω 0 .

Синхронные фазовые детекторы 9 и 10 делят поступающие на их входы узкополосные сигналы на две квадратурные составляющие - синфазную Ii(t) и квадратурную Qi(t).Synchronous phase detectors 9 and 10 divide narrowband signals arriving at their inputs into two quadrature components — the in-phase I i (t) and quadrature Q i (t).

Синфазная составляющая сигнала на выходе i-го СФД первой группы может быть представлена в видеThe in-phase component of the signal at the output of the i-th SFD of the first group can be represented as

Figure 00000018
Figure 00000018

а квадратурная составляющая на выходе i-го СФД второй группы:and the quadrature component at the output of the i-th SFD of the second group:

Figure 00000019
Figure 00000019

где Uci, Usi - амплитуды, ωi=2πƒi - частота, ϕci и ϕsi фазы напряжений (5) и (6).where U ci , U si are amplitudes, ω i = 2πƒ i is the frequency, ϕ ci and ϕ si of the voltage phase (5) and (6).

Комплексные огибающие напряжений (5) и (6)Complex stress envelopes (5) and (6)

Figure 00000020
Figure 00000020

Figure 00000021
Figure 00000021

поступают на первые входы соответствующих аналого-цифровых преобразователей 11 и 12, на вторые входы которых поступают тактовые импульсы с выхода 20 генератора тактовых импульсов АФАР, частота повторения которых Fти определяется в соответствии с теоремой Котельникова. Оцифрованные значения комплексных огибающих напряжения (7) с выхода i-го АЦП первой группы 11 поступают на второй вход i-го цифрового комплексного умножителя первой группы 14, а оцифрованные значения комплексных огибающих напряжения (8) с выхода i-го АЦП второй группы 12 поступают на второй вход i-го цифрового комплексного умножителя второй группы 15.arrive at the first inputs of the corresponding analog-to-digital converters 11 and 12, the second inputs of which receive clock pulses from the output 20 of the AFAR clock generator, the repetition frequency of which F t is determined in accordance with the Kotelnikov theorem. The digitized values of the complex voltage envelopes (7) from the output of the i-th ADC of the first group 11 are fed to the second input of the i-th digital complex multiplier of the first group 14, and the digitized values of the complex voltage envelopes (8) from the output of the i-th ADC of the second group 12 to the second input of the i-th digital complex multiplier of the second group 15.

На вход блока 13 формирователя цифровых комплексных весовых коэффициентов с выхода СУЛ АФАР поступают значения направляющих косинусов углов θох и θоу, определяющих ожидаемое направление прихода отраженного от цели сигнала. Комплексные цифровые весовые коэффициенты Wi для каждой центральной частоты ωi i-го узкополосного сигнала вычисляются в соответствии с соотношениемThe input unit 13 of the shaper digital complex weights from the output of the SUL AFAR receives the values of the direction cosines of the angles θ oh and θ oy , which determine the expected direction of arrival of the signal reflected from the target. The complex digital weights W i for each center frequency ω i of the i-th narrowband signal are calculated in accordance with the ratio

Figure 00000022
Figure 00000022

где

Figure 00000023
Where
Figure 00000023

с - скорость света, m и n - номера строк и столбцов, на пересечении которых размещены излучатели АФАР, dx и dy - шаг решетки вдоль осей ОХ и OY соответственно.c is the speed of light, m and n are the numbers of rows and columns at the intersection of which AFAR emitters are placed, d x and d y are the lattice spacing along the OX and OY axes, respectively.

В результате умножения комплексных огибающих напряжений (7) и (8) на комплексные весовые коэффициенты (9) напряжения (7) и (8) получают дополнительный сдвиг по фазе на величину определяемый соотношением (10). Сигнал с выхода i-го цифрового комплексного умножителя первой группы 14 поступает на i-й вход первого цифрового сумматора 16, а сигнал с выхода i-го цифрового комплексного умножителя второй группы поступает на i-й вход второго цифрового сумматора 17, где производится суммирование цифровых кодов каждого узкополосного участка широкополосного спектра. В результате с выхода аналого-цифрового модуля выдается код амплитуды и фазы принимаемого аналого-цифровым приемным модулем широкополосного сигнала, который поступает на вход системы цифрового формирования диаграммы направленности АФАР.As a result of multiplying the complex voltage envelopes (7) and (8) by the complex weights (9) of the voltage (7) and (8), we obtain an additional phase shift by a value determined by the relation (10). The signal from the output of the i-th digital complex multiplier of the first group 14 is fed to the i-th input of the first digital adder 16, and the signal from the output of the i-th digital complex multiplier of the second group is fed to the i-th input of the second digital adder 17, where the digital codes of each narrowband portion of the broadband spectrum. As a result, from the output of the analog-digital module, a code of the amplitude and phase of the broadband signal received by the analog-digital receiving module is output, which is fed to the input of the digital beamforming system AFAR.

Таким образом, обеспечивается упрощение конструкции приемного модуля и повышение его КПД за счет исключения из его состава двух блоков управляемых фазовращателей, а также повышение точности управления лучом АФАР на основе цифрового формирования и управления диаграммой направленности за счет введения двух групп цифровых комплексных умножителей и формирователя цифровых комплексных весовых коэффициентов в сочетании с предложенной схемой их соединения с другими элементами устройства.Thus, the design of the receiving module is simplified and its efficiency is increased by eliminating two blocks of controlled phase shifters from its composition, as well as improving the accuracy of AFAR beam control based on digital generation and beam control by introducing two groups of digital complex multipliers and a shaper of digital complex weights in combination with the proposed scheme of their connection with other elements of the device.

Источники информации, использованные при составлении заявки:Sources of information used in the preparation of the application:

1. Патент США №59430/10, H01Q 3/24. 24.08.1999. Direct Digital Synthesizer Driven Phased Array Antenna.1. US patent No. 59430/10, H01Q 3/24. 08/24/1999. Direct Digital Synthesizer Driven Phased Array Antenna.

2. Патент США №6441783, H01Q 3/22, 27.08.2002. Circuit Module for a Phased Array.2. US Patent No. 6441783, H01Q 3/22, Aug 27, 2002. Circuit Module for a Phased Array.

3. Патент РФ №2454763, H01Q 21/00, 27.06.2012. Приемно-передающий модуль активной фазированной антенной решетки СВЧ диапазона.3. RF patent №2454763, H01Q 21/00, 27.06.2012. Transmit-receive module of active phased microwave antenna array.

4. Патент РФ №2206155, H01Q 3/34, 10.06.2003. Приемно-передающий модуль активной фазированной антенной решетки.4. RF patent №2206155, H01Q 3/34, 06/10/2003. Transmit-receive module of an active phased antenna array.

5. Патент РФ №2362268, Н04В 1/38, 10.02.2009. Приемопередающий модуль активной фазированной антенной решетки.5. RF patent №2362268, НВВ 1/38, 10.02.2009. Transceiver module active phased antenna array.

6. Патент РФ №2497146, H01S 13/44, 27.10.2013. Импульсно-доплеровская моноимпульсная РЛС.6. RF patent №2497146, H01S 13/44, 10/27/2013. Pulse-Doppler monopulse radar.

7. Патент РФ №2392704, H01Q 3/26, 20.06.2010. Способ повышения широкополосности приемопередающего модуля фазированной антенной решетки, использующего генерацию сигналов методом прямого цифрового синтезами варианты его реализации.7. RF Patent No. 2392704, H01Q 3/26, 06/20/2010. The method of increasing the broadband of the transceiver module of a phased antenna array using the generation of signals by direct digital synthesis methods for its implementation.

8. Патент РФ №2516683, H01Q 21/00, 20.05.2014. Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала.8. Patent of the Russian Federation No. 2516683, H01Q 21/00, 05/20/2014. A method of digital beamforming of an active phased antenna array when emitting and receiving a linear-frequency-modulated signal.

9. Патент РФ №2146076, Н03М 1/12, 27.02.2000. Аналого-цифровой модуль.9. RF patent №2146076, НММ 1/12, February 27, 2000. Analog-digital module.

Claims (1)

Аналого-цифровой приемный модуль активной фазированной антенной решетки (АФАР), содержащий последовательно соединенные излучатель модуля и малошумящий усилитель, выход которого соединен с первым входом смесителя, второй вход которого соединен с выходом первого гетеродина АФАР, а выход соединен с входом усилителя промежуточной частоты (УПЧ), выход которого соединен с входом фильтра спектральных составляющих, М фильтров деления широкополосного спектра на М узкополосных участков спектра, входы фильтров деления широкополосного спектра объединены и соединены с выходом фильтра спектральных составляющих, выход i-го фильтра деления широкополосного спектра
Figure 00000024
соединен с входом i-го делителя, первый выход которого соединен с первым входом i-го синхронного фазового детектора (СФД) первой группы, выход которого соединен с первым входом i-го аналого-цифрового преобразователя (АЦП) первой группы, второй выход i-го делителя соединен с первым входом i-го СФД второй группы, выход которого соединен с первым входом i-го АЦП второй группы, два цифровых сумматора, выходы которых соединены соответственно с первым и вторым выходами приемного модуля, и постоянный фазовращатель на 90°, вход которого подключен к выходу второго гетеродина АФАР, отличающийся тем, что в него дополнительно введены две группы цифровых комплексных умножителей по М умножителей в каждой группе и формирователь комплексных весовых коэффициентов, вход которого соединен с выходом системы управления лучом (СУЛ) АФАР, а i-й выход
Figure 00000025
подключен к первому входу i-го цифрового комплексного умножителя каждой группы, второй вход i-го цифрового комплексного умножителя первой группы подключен к выходу i-го АЦП первой группы, а второй вход i-го цифрового комплексного умножителя второй группы подключен к выходу i-го АЦП второй группы, выход i-го цифрового комплексного умножителя первой группы подключен к i-му входу первого цифрового сумматора, а выход i-го цифрового комплексного умножителя второй группы подключен к i-му входу второго цифрового сумматора, второй вход i-го СФД первой группы соединен с выходом второго гетеродина АФАР непосредственно, а второй вход i-го СФД второй группы соединен с выходом второго гетеродина АФАР через постоянный фазовращатель на 90°.An analog-digital receiving module of an active phased antenna array (AFAR) containing series-connected module emitter and low-noise amplifier, the output of which is connected to the first input of the mixer, the second input of which is connected to the output of the first local oscillator AFAR, and the output is connected to the input of the intermediate frequency amplifier (IFA) ), the output of which is connected to the input of the filter of spectral components, M filters dividing the broadband spectrum to M narrowband spectrum, the inputs of the filters dividing the broadband spectrum about combined and connected to the output of the filter of spectral components, the output of the i-th dividing filter of the broadband spectrum
Figure 00000024
connected to the input of the i-th divider, the first output of which is connected to the first input of the i-th synchronous phase detector (SFD) of the first group, the output of which is connected to the first input of the i-th analog-to-digital converter (ADC) of the first group, the second output i- the first divider is connected to the first input of the i-th SFD of the second group, the output of which is connected to the first input of the i-th ADC of the second group, two digital adders, the outputs of which are connected respectively to the first and second outputs of the receiving module, and a constant phase shifter 90 °, input which is connected to the output the second oscillator AFAR, characterized in that it additionally introduced two groups of complex digital multipliers of the multipliers M in each group and the former complex weights, whose input is connected to the output beam-steering system (CFM) AFAR, and i-th output
Figure 00000025
connected to the first input of the i-th digital complex multiplier of each group, the second input of the i-th digital complex multiplier of the first group is connected to the output of the i-th ADC of the first group, and the second input of the i-th digital complex multiplier of the second group is connected to the output of the i-th The ADC of the second group, the output of the i-th digital complex multiplier of the first group is connected to the i-th input of the first digital adder, and the output of the i-th digital complex multiplier of the second group is connected to the i-th input of the second digital adder, the second input of the i-th SFD first the group is connected to the output of the second local oscillator AFAR directly, and the second input of the i-th SFD of the second group is connected to the output of the second local oscillator AFAR through a 90 ° constant phase shifter.
RU2017136932A 2017-10-19 2017-10-19 Analog-digital receiving module of active phased antenna array RU2692417C2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017136932A RU2692417C2 (en) 2017-10-19 2017-10-19 Analog-digital receiving module of active phased antenna array

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017136932A RU2692417C2 (en) 2017-10-19 2017-10-19 Analog-digital receiving module of active phased antenna array

Publications (3)

Publication Number Publication Date
RU2017136932A3 RU2017136932A3 (en) 2019-04-19
RU2017136932A RU2017136932A (en) 2019-04-19
RU2692417C2 true RU2692417C2 (en) 2019-06-24

Family

ID=66168077

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2017136932A RU2692417C2 (en) 2017-10-19 2017-10-19 Analog-digital receiving module of active phased antenna array

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2692417C2 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2722408C1 (en) * 2019-11-14 2020-05-29 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации" Digital receiving module of active phased antenna array

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1997003367A1 (en) * 1995-07-07 1997-01-30 The Secretary Of State For Defence Circuit module for a phased array radar
RU2146076C1 (en) * 1997-07-28 2000-02-27 Московское высшее училище радиоэлектроники ПВО Analog-digital signal processing unit
US6441783B1 (en) * 1999-10-07 2002-08-27 Qinetiq Limited Circuit module for a phased array
RU2206155C1 (en) * 2002-04-17 2003-06-10 Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Алмаз" им. акад. А.А. Расплетина" Transceiver module
RU2362268C2 (en) * 2007-07-31 2009-07-20 Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон-Научно-исследовательский институт радиостроения" Transmit-receive module of active phased antenna array (apaa)
RU157114U1 (en) * 2015-03-19 2015-11-20 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Московский авиационный институт (национальный исследовательский университет)" (МАИ) TRANSMISSION MODULE OF ON-BOARD DIGITAL ANTENNA ARRAY
RU2571188C2 (en) * 2010-11-15 2015-12-20 Электролюкс Хоум Продактс Корпорейшн Н.В. Dishwasher
WO2017015430A1 (en) * 2015-07-22 2017-01-26 Blue Danube Systems, Inc. A modular phased array

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1997003367A1 (en) * 1995-07-07 1997-01-30 The Secretary Of State For Defence Circuit module for a phased array radar
RU2146076C1 (en) * 1997-07-28 2000-02-27 Московское высшее училище радиоэлектроники ПВО Analog-digital signal processing unit
US6441783B1 (en) * 1999-10-07 2002-08-27 Qinetiq Limited Circuit module for a phased array
RU2206155C1 (en) * 2002-04-17 2003-06-10 Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Алмаз" им. акад. А.А. Расплетина" Transceiver module
RU2362268C2 (en) * 2007-07-31 2009-07-20 Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон-Научно-исследовательский институт радиостроения" Transmit-receive module of active phased antenna array (apaa)
RU2571188C2 (en) * 2010-11-15 2015-12-20 Электролюкс Хоум Продактс Корпорейшн Н.В. Dishwasher
RU157114U1 (en) * 2015-03-19 2015-11-20 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Московский авиационный институт (национальный исследовательский университет)" (МАИ) TRANSMISSION MODULE OF ON-BOARD DIGITAL ANTENNA ARRAY
WO2017015430A1 (en) * 2015-07-22 2017-01-26 Blue Danube Systems, Inc. A modular phased array

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2722408C1 (en) * 2019-11-14 2020-05-29 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации" Digital receiving module of active phased antenna array

Also Published As

Publication number Publication date
RU2017136932A3 (en) 2019-04-19
RU2017136932A (en) 2019-04-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8009080B2 (en) Weather radar and weather observation method
US9658321B2 (en) Method and apparatus for reducing noise in a coded aperture radar
US7714765B2 (en) Synthetic aperture perimeter array radar
US20080100510A1 (en) Method and apparatus for microwave and millimeter-wave imaging
RU146508U1 (en) SHORT-PULSE RADAR WITH ELECTRONIC SCANNING IN TWO PLANES AND WITH HIGH-PRECISE MEASUREMENT OF COORDINATES AND SPEED OF OBJECTS
RU2495447C2 (en) Beam forming method
RU2546999C1 (en) Short-pulse radar with electronic scanning in two planes and with high-precision measurement of coordinates and speeds of objects
CN108828546B (en) Space-based multi-channel moving target radar receiving and processing system and method
JP6462365B2 (en) Radar apparatus and radar signal processing method thereof
CN111649803B (en) Three-dimensional radar level meter based on vertical linear array and design method thereof
RU2496120C2 (en) Multifunctional multirange scalable radar system for aircraft
RU2402034C1 (en) Radar technique for determining angular position of target and device for realising said method
RU2315332C1 (en) Radiolocation station
RU2692417C2 (en) Analog-digital receiving module of active phased antenna array
Shoykhetbrod et al. Concept for a fast tracking 60 GHz 3D-radar using frequency scanning antennas
RU2732803C1 (en) Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals
Wannberg et al. EISCAT_3D: a next-generation European radar system for upper-atmosphere and geospace research
RU2723299C1 (en) Method of constructing a radar station
JPH0251074A (en) Microwave radiation meter with high space resolutions
RU2740782C1 (en) Method of radar surveying of earth and near-earth space by radar with synthesized antenna aperture in band with ambiguous range with selection of moving targets on background of reflections from underlying surface and radar with synthesized antenna aperture for implementation thereof
RU2309425C2 (en) Method of forming calibration data for radio direction finder/ range finder (versions)
Anajemba et al. Efficient switched digital beamforming radar system based on SIMO/MIMO receiver
RU2722408C1 (en) Digital receiving module of active phased antenna array
RU2414721C1 (en) Method for radar measurement of speed of an object
RU2471200C1 (en) Method for passive detection and spatial localisation of mobile objects

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20191020