RU2773648C1 - Method for digital generation of antenna pattern of an active phased antenna array when emitting and receiving linear frequency-modulated signals - Google Patents

Method for digital generation of antenna pattern of an active phased antenna array when emitting and receiving linear frequency-modulated signals Download PDF

Info

Publication number
RU2773648C1
RU2773648C1 RU2021100421A RU2021100421A RU2773648C1 RU 2773648 C1 RU2773648 C1 RU 2773648C1 RU 2021100421 A RU2021100421 A RU 2021100421A RU 2021100421 A RU2021100421 A RU 2021100421A RU 2773648 C1 RU2773648 C1 RU 2773648C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signal
apaa
ppm
complex
digital
Prior art date
Application number
RU2021100421A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Александр Михайлович Голик
Юрий Аркадьевич Шишов
Андрей Николаевич Водопьянов
Андрей Николаевич Заседателев
Юрий Евгеньевич Толстуха
Original Assignee
Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации"
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации" filed Critical Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации"
Application granted granted Critical
Publication of RU2773648C1 publication Critical patent/RU2773648C1/en

Links

Images

Abstract

FIELD: radio engineering.
SUBSTANCE: area of application: the invention relates to the field of radio engineering and can be used in radio location stations (radars) with active phased antenna arrays (APAA) during digital formation of antenna patterns (AP). Substance: in the transmission mode of the APAA, a digital LPM signal is formed, the digital signal is distributed over the transciever modules (TM) of the APAA, in each mth TM, the broad spectrum of the sounding LPM signal
Figure 00000192
is divided into I narrowband spectral regions
Figure 00000193
where the width of the spectrum
Figure 00000194
satisfies the condition of band narrowness
Figure 00000195
c is the speed of light,
Figure 00000196
is the linear aperture size of the APAA in the electronic scanning plane of AP), the complex envelope of each ith narrowband signal is isolated at the input of each mth TM
Figure 00000197
where
Figure 00000198
is the amplitude, and
Figure 00000199
is the initial phase of oscillations of the ith narrowband signal, in each mth TM, the complex envelope of each ith narrowband signal is multiplied by the complex coefficient
Figure 00000200
where
Figure 00000201
is the phasing constant for each ith narrowband signal of each mth TM ensuring signal emission in the direction
Figure 00000202
relative to the normal to the APAA aperture, the complex envelope of each ith signal of each mth TM is multiplied by the weighting complex coefficient
Figure 00000203
where
Figure 00000204
is the phasing direction of the APAA relative to the normal to the aperture thereof, compensating for the phasing constant between the electromagnetic waves
Figure 00000205
emitted by each TM in the direction
Figure 00000202
if the condition
Figure 00000206
is satisfied, the complex envelope of the sounding signal is formed at the output of each TM by summing the resulting products, the resulting digital signal is converted to analogue form, amplified and emitted into space by every mth TM, forming the transmission AP of the APAA by superposition of signals emitted by each TM. In the receiving mode, each broadband signal received by the mth TM is amplified, converted into digital form, the wide spectrum thereof
Figure 00000192
is divided into I narrowband spectral regions
Figure 00000194
. The complex voltage envelope of each ith narrowband signal
Figure 00000207
where
Figure 00000208
is the phasing constant obtained by each ith narrowband signal when an electromagnetic wave with the direction
Figure 00000209
is incident on the emitter of the mth TM, is multiplied by the complex conjugate coefficient
Figure 00000210
The complex voltage envelope at the output of the mth TM is determined by summing the resulting products. The antenna pattern of the APAA in the reception mode is formed by summing the resulting complex voltages
Figure 00000211
from the outputs of all TMs.
EFFECT: ensured accuracy of coordinated control of the AP of APAA in the transmission and reception modes, leading to a nearly complete overlap of the main AP lobes in both modes, thereby ensuring the maximum possible signal-to-noise ratio at the input of the receiving apparatus, simplification of the algorithms of the formation of the AP of APAA in the transmission and reception modes, simplification of the technical implementation of said algorithms.
1 cl, 2 dwg

Description

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) с активными фазированными антенными решетками (АФАР) при цифровом формировании диаграммы направленности (ДН) при применении в качестве зондирующих широкополосных линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов и электронном сканировании ДН в широком угловом секторе.The invention relates to the field of radio engineering and can be used in radar stations (RLS) with active phased antenna arrays (APAA) with digital beamforming (DN) when used as probing broadband linear-frequency-modulated (chirp) signals and electronic scanning of DN in a wide angle sector.

Для повышения информационных характеристик РЛС возникает необходимость применения широкополосных зондирующих сигналов для обеспечения высокой разрешающей способности по дальности, что необходимо для распознавания типов одиночных целей и оценки численного состава групповой цели, а также широкоугольного электронного сканирования ДН, что необходимо для увеличения потока информации, извлекаемой РЛС из окружающего пространства. При этом решение одной задачи противоречит другой, так как происходит искажение фазового распределения поля на апертуре антенны, что приводит к искажению ДН.To improve the information characteristics of the radar, it becomes necessary to use broadband sounding signals to provide high range resolution, which is necessary for recognizing the types of single targets and estimating the size of a group target, as well as wide-angle electronic scanning of AP, which is necessary to increase the flow of information extracted by the radar from surrounding space. In this case, the solution of one problem contradicts the other, since the phase distribution of the field on the antenna aperture is distorted, which leads to a distortion of the pattern.

В связи с этим разработка способов формирования диаграмм направленности АФАР при широкополосном зондировании пространства и широкоугольном электронном сканировании ДН представляет собой актуальную задачу.In this regard, the development of methods for the formation of APAA radiation patterns in broadband space sensing and wide-angle electronic scanning of RP is an urgent task.

Известны способы формирования диаграмм направленности фазированных антенных решеток, например [1, 2], недостаток которых состоит в том, что они пригодны только при работе АФАР в режиме передачи.Known methods of forming the radiation patterns of phased antenna arrays, for example [1, 2], the disadvantage of which is that they are suitable only when the APAR is in transmission mode.

Известны способы формирования ДН АФАР [3], а также устройства, в которых реализованы указанные способы [4-8]. Недостатки перечисленных способов состоят в том, что они пригодны только для формирования ДН относительно узкополосных АФАР. Данный недостаток объясняется тем, что в каждом из этих способов предполагается осуществление преобразования частоты несущего колебания в промежуточную частоту, а ширина спектра зондирующего сигнала не может превышать 10% от промежуточной частоты.Known methods for the formation of APAA DN [3], as well as devices in which these methods are implemented [4-8]. The disadvantages of these methods are that they are suitable only for the formation of RP relatively narrow-band APAA. This disadvantage is explained by the fact that in each of these methods it is assumed that the carrier frequency is converted to an intermediate frequency, and the width of the probing signal spectrum cannot exceed 10% of the intermediate frequency.

Известны также способ формирования ДН АФАР [9] и устройство, реализующее этот способ [10], которые характеризуются большими значениями погрешностей реализации требуемого амплитудно-фазового распределения на раскрыве АФАР, что объясняется применением фазовращателей, вносящих значительные погрешности в процессе формирования ДН ввиду дискретности формирования фазовых соотношений.There is also known a method for forming the APAA pattern [9] and a device that implements this method [10], which are characterized by large errors in the implementation of the required amplitude-phase distribution on the APAA aperture, which is explained by the use of phase shifters that introduce significant errors in the process of forming the pattern due to the discreteness of the formation of phase ratios.

Известен способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной решетки по патенту [11]. Проведенный авторами [11] анализ показал, что при работе АФАР в режиме передачи на линейный набег фазы по апертуре антенны, необходимый для получения зондирующего сигнала в направлении

Figure 00000001
относительно нормали, накладывается дополнительный набег фазы, определяемый соотношением:A known method of digital beamforming of an active phased array according to the patent [11]. The analysis carried out by the authors of [11] showed that during the operation of the APAA in the transmission mode, the linear phase incursion over the antenna aperture, which is necessary to obtain a probing signal in the direction
Figure 00000001
relative to the normal, an additional phase incursion is imposed, determined by the relation:

Figure 00000002
Figure 00000002

где

Figure 00000003
- девиация частоты излучаемого ЛЧМ-сигнала,
Figure 00000004
- длительность зондирующего импульса, m- номер антенного элемента
Figure 00000005
где М - число элементов антенной решетки), d - расстояние между элементами антенной решетки (шаг решетки), t - текущее время
Figure 00000006
where
Figure 00000003
- frequency deviation of the emitted chirp signal,
Figure 00000004
- the duration of the probing pulse, m - the number of the antenna element
Figure 00000005
where M is the number of antenna array elements), d is the distance between the antenna array elements (array spacing), t is the current time
Figure 00000006

Наличие в фазовом распределении поля на апертуре АФАР дополнительного набега фазы (1) приводит к искажению ДН антенны, причем искажения тем сильнее, чем больше девиация частоты ЛЧМ-сигнала и отклонение направления излучения

Figure 00000007
от нормали к решетке, т.е. искажение ДН связано с девиацией частоты и электронным сканированием ДН АФАР. Для компенсации указанных искажений в режиме передачи в прототипе умножают излучаемый сигнал на комплексно сопряженный с (1) коэффициент:The presence in the phase distribution of the field at the APAA aperture of an additional phase incursion (1) leads to distortion of the antenna pattern, and the distortion is the stronger, the greater the frequency deviation of the chirp signal and the deviation of the direction of radiation
Figure 00000007
from the normal to the lattice, i.e. RP distortion is associated with frequency deviation and electronic scanning of APAA RP. To compensate for these distortions in the transmission mode in the prototype, the emitted signal is multiplied by the complex conjugate of (1) coefficient:

Figure 00000008
Figure 00000008

В результате перемножения комплексных коэффициентов (1) и (2) получаем:As a result of multiplying the complex coefficients (1) and (2), we obtain:

Figure 00000009
Figure 00000009

т.е. дополнительный набег фазы (1) компенсируется выполнением операции перемножения (3), после этого формируют диаграмму направленности АФАР в режиме передачи в соответствии с соотношениемthose. the additional phase incursion (1) is compensated by performing the multiplication operation (3), after which the APAA radiation pattern is formed in the transmission mode in accordance with the relation

Figure 00000010
Figure 00000010

где

Figure 00000011
- зондирующий ЛЧМ-сигнал с выхода m-го приемно-передающего модуля (ППМ),
Figure 00000012
- угол распространения излучаемой волны относительно нормали к апертуре антенны;
Figure 00000013
- угол формирования ДН относительно нормали к апертуре АФАР (угол фазирования);
Figure 00000014
- требуемый фазовый сдвиг для m-го ППМ при формировании ДН в направлении
Figure 00000015
относительно нормали к апертуре антенны,
Figure 00000016
- корректирующий комплексный коэффициент (2).where
Figure 00000011
- probing chirp signal from the output of the m-th receiving-transmitting module (TRM),
Figure 00000012
- propagation angle of the radiated wave relative to the normal to the antenna aperture;
Figure 00000013
- RP formation angle relative to the normal to the APAA aperture (phasing angle);
Figure 00000014
- the required phase shift for the m-th PPM during the formation of a pattern in the direction
Figure 00000015
relative to the normal to the antenna aperture,
Figure 00000016
- corrective complex coefficient (2).

На сформированную таким образом ДН не оказывают влияния девиация частоты ЛЧМ-сигнала и электронное сканирование АФАР. В этом и состоит достоинство способа.The frequency deviation of the chirp signal and the electronic scanning of the APAA do not affect the RP formed in this way. This is the merit of the method.

В описании к патенту [11] показано, что в режиме приема так же, как и при передаче на линейный набег фазы при падении волны на апертуру антенны накладывается дополнительный набег фазы, вызванный девиацией частоты ЛЧМ-сигнала

Figure 00000017
и искажением направления его приема от нормали к решетке на угол
Figure 00000018
определяемый соотношением:In the description of the patent [11], it is shown that in the receive mode, as well as during transmission, an additional phase incursion is superimposed on the antenna aperture when the wave is incident on a linear phase shift, caused by the frequency deviation of the chirp signal
Figure 00000017
and distortion of the direction of its reception from the normal to the grating by an angle
Figure 00000018
defined by the ratio:

Figure 00000019
Figure 00000019

где текущее время

Figure 00000020
tз - время запаздывания отраженного от цели сигнала, приводящее к искажению диаграммы направленности АФАР в режиме приема. Для компенсации этих искажений в способе-прототипе умножают принимаемый сигнал на комплексно сопряженный с (5) коэффициент коррекции:where is the current time
Figure 00000020
t c is the delay time of the signal reflected from the target, leading to distortion of the APAA radiation pattern in the reception mode. To compensate for these distortions in the prototype method, the received signal is multiplied by the complex conjugate with (5) correction factor:

Figure 00000021
Figure 00000021

где текущее время t, как и в соотношении (5),

Figure 00000022
where is the current time t, as in relation (5),
Figure 00000022

В результате перемножения комплексных функций (5) и (6) при

Figure 00000023
должны получить:As a result of multiplication of complex functions (5) and (6) with
Figure 00000023
should get:

Figure 00000024
Figure 00000024

Однако поскольку функция (5), и функция (6) зависят от времени запаздывания

Figure 00000025
полная компенсация искажений фазового распределения поля на апертуре АФАР может быть получена только при точном совпадении во времени функций (5) и (6). Но так как время запаздывания
Figure 00000026
заранее неизвестно, между функциями (5) и (6) будет иметь место временное рассогласование Δ t, равномерно распределенное в интервале от 0 до
Figure 00000027
.В этом случае функцию коррекции (6) можно представить в виде:However, since function (5) and function (6) depend on the delay time
Figure 00000025
full compensation of distortions of the phase distribution of the field on the APAA aperture can be obtained only if functions (5) and (6) coincide exactly in time. But since the lag time
Figure 00000026
is not known in advance, between functions (5) and (6) there will be a time mismatch Δ t, uniformly distributed in the range from 0 to
Figure 00000027
.In this case, the correction function (6) can be represented as:

Figure 00000028
Figure 00000028

В этом случае в результате выполнения операции (7) получимIn this case, as a result of operation (7), we obtain

Figure 00000029
Figure 00000029

Так как остаточное значение фазовой погрешности даже при

Figure 00000030
Since the residual value of the phase error, even at
Figure 00000030

Figure 00000031
Figure 00000031

Так как шаг решетки обычно равен примерно половине длины волны, примем

Figure 00000032
Тогда соотношение (10) можно переписать в виде:Since the grating pitch is usually about half the wavelength, we take
Figure 00000032
Then relation (10) can be rewritten as:

Figure 00000033
Figure 00000033

Например, при

Figure 00000034
остаточное значение фазовой погрешности составляет около - 8°, при увеличении
Figure 00000035
-
Figure 00000036
соответственно увеличивается. Данный пример показывает, что способ по патенту [11] в условиях широкоугольного электронного сканирования при широкополосном зондировании пространства не обеспечивает неискаженное формирование ДН АФАР в режиме приема, что является недостатком способа.For example, when
Figure 00000034
the residual value of the phase error is about - 8 °, with an increase
Figure 00000035
-
Figure 00000036
increases accordingly. This example shows that the method according to the patent [11] under conditions of wide-angle electronic scanning with broadband space sensing does not provide undistorted formation of the APAA pattern in the receive mode, which is a disadvantage of the method.

Этот недостаток устранен в техническом решении [12], в котором разработан способ цифрового формирования ДН АФАР в условиях широкоугольного электронного сканирования диаграммы направленности при приеме ЛЧМ-сигналов, когда момент поступления на вход приемного устройства РЛС отраженного от цели сигнала неизвестен.This disadvantage is eliminated in the technical solution [12], which developed a method for digital formation of the APAA pattern under conditions of wide-angle electronic scanning of the radiation pattern when receiving chirp signals, when the moment of arrival at the input of the radar receiver of the signal reflected from the target is unknown.

Данный способ цифрового формирования ДН АФАР является наиболее близким к предлагаемому техническому решению, поэтому выбран в качестве прототипа.This method of digital formation of the APAA pattern is the closest to the proposed technical solution, therefore, it was chosen as a prototype.

Сущность прототипа состоит в следующем. В режиме работы АФАР на передачу осуществляют цифровое формирование ЛЧМ-сигнала, распределяют цифровой ЛЧМ-сигнал по М приемно-передающим модулям (ППМ) АФАР, в каждом m-м ППМ

Figure 00000037
где М - число ППМ), сигнал умножают на комплексный коэффициент
Figure 00000038
где
Figure 00000039
- требуемый фазовый сдвиг для каждого m-го ППМ при формировании ДН в направлении
Figure 00000040
относительно нормали к апертуре антенны, в каждом m-м ППМ сигнал дополнительно умножают на комплексный коэффициент
Figure 00000041
корректирующий искажения фазового распределения поля на апертуре антенны, вызванные девиацией частоты ЛЧМ-сигнала и электронным сканированием ДН, преобразуют полученный сигнал в аналоговую форму, усиливают и излучают каждым m-м ППМ, формируя тем самым ДН на передачу в соответствии с соотношениемThe essence of the prototype is as follows. In the mode of operation of the APAA for transmission, digital chirp signal generation is carried out, the digital chirp signal is distributed over M receiving-transmitting modules (TTM) of APAA, in each m-th PTM
Figure 00000037
where M is the number of PPM), the signal is multiplied by the complex coefficient
Figure 00000038
where
Figure 00000039
- the required phase shift for each m-th PPM during the formation of a pattern in the direction
Figure 00000040
relative to the normal to the antenna aperture, in each m-th PPM, the signal is additionally multiplied by the complex coefficient
Figure 00000041
corrective distortion of the phase distribution of the field at the antenna aperture, caused by the frequency deviation of the chirp signal and electronic scanning of the pattern, convert the received signal into an analog form, amplify and radiate with each m-th PPM, thereby forming a pattern for transmission in accordance with the relation

Figure 00000042
Figure 00000042

где

Figure 00000043
- зондирующий ЛЧМ - сигнал с выхода m-го ППМ,
Figure 00000044
- угол распространения излучаемой волны относительно нормали к апертуре АФАР (угол фазирования).where
Figure 00000043
- probing chirp - signal from the output of the m-th PPM,
Figure 00000044
- propagation angle of the emitted wave relative to the normal to the APAA aperture (phasing angle).

При работе АФАР на прием принятые каждым m-м ППМ сигналы усиливают, преобразуют в цифровую форму, разделяют широкий спектр принятого сигнала

Figure 00000045
на I узкополосных участков:
Figure 00000046
где ширина узкополосного участка спектра
Figure 00000047
удовлетворяет критерию [13, 14]
Figure 00000048
где с - скорость света,
Figure 00000049
- линейный размер апертуры антенны в плоскости электронного сканирования ДН АФАР, выделяют комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМ
Figure 00000050
Figure 00000051
где
Figure 00000052
- амплитуда, а
Figure 00000053
- набег фазы i-го узкополосного сигнала на входе m-го ППМ,
Figure 00000054
- направление падения электромагнитной волны на апертуру АФАР относительно нормали к ней, умножают комплексную огибающую i-го сигнала каждого m-го ППМ на весовой комплексный коэффициент
Figure 00000055
обеспечивающий компенсацию сдвига по фазе между электромагнитными волнами
Figure 00000056
излучаемыми каждым ППМ в направлении
Figure 00000057
при выполнении условия
Figure 00000058
формируют комплексную огибающую принятого сигнала на выходе каждого m-го ППМ путем суммирования полученных произведенийDuring the operation of the APAA for reception, the signals received by each m-th PPM are amplified, converted into digital form, and a wide range of the received signal is separated
Figure 00000045
on I narrow-band sections:
Figure 00000046
where the width of the narrow-band part of the spectrum
Figure 00000047
satisfies the criterion [13, 14]
Figure 00000048
where c is the speed of light,
Figure 00000049
- the linear size of the antenna aperture in the plane of electronic scanning of the APAA DN, the complex envelope of each i-th narrow-band signal of each m-th PPM is isolated
Figure 00000050
Figure 00000051
where
Figure 00000052
- amplitude, and
Figure 00000053
- phase incursion of the i-th narrow-band signal at the input of the m-th PPM,
Figure 00000054
- the direction of the incidence of an electromagnetic wave on the APAA aperture relative to the normal to it, multiply the complex envelope of the i-th signal of each m-th PPM by the complex weight coefficient
Figure 00000055
providing compensation for the phase shift between electromagnetic waves
Figure 00000056
emitted by each PPM in the direction
Figure 00000057
when the condition is met
Figure 00000058
form a complex envelope of the received signal at the output of each m-th PPM by summing the obtained products

Figure 00000059
Figure 00000059

Суммируя выходные сигналы

Figure 00000060
вых М ППМ, формируют нормированную ДН АФАР в режиме приема в соответствии с соотношениемSumming the output signals
Figure 00000060
output M PPM, form a normalized APAA pattern in the receive mode in accordance with the ratio

Figure 00000061
Figure 00000061

Выбранный в качестве прототипа способ цифрового формирования ДН АФАР имеет следующие недостатки.Selected as a prototype method of digital formation of AFAR DN has the following disadvantages.

1. Для формирования ДН АФАР в режимах излучения и приема применяются совершенно различные алгоритмы и их техническая реализация. Это приводит к тому, что сложно организовать согласованное управление лучом АФАР, что приводит к расхождению угловых положений главных лепестков ДН в обоих режимах функционирования, а это, в свою очередь, ведет к снижению отношения сигнал-шум на входе приемного устройства РЛС.1. Completely different algorithms and their technical implementation are used to form the APAA pattern in the emission and reception modes. This leads to the fact that it is difficult to organize coordinated control of the APAA beam, which leads to a divergence of the angular positions of the main beams of the AP in both modes of operation, and this, in turn, leads to a decrease in the signal-to-noise ratio at the input of the radar receiver.

2. Сложность технической реализации, вызванная тем, что корректирующий коэффициент

Figure 00000062
должен вычисляться для каждого значения
Figure 00000063
которое может изменяться в пределах сектора электронного сканирования ДН АФАР. Таким образом, необходимо осуществлять вычисления коэффициента для каждого положения луча и для каждого ППМ.2. The complexity of the technical implementation, caused by the fact that the correction factor
Figure 00000062
must be calculated for each value
Figure 00000063
which can vary within the electronic scanning sector of the APAA pattern. Thus, it is necessary to perform coefficient calculations for each beam position and for each PPM.

В соответствии с изложенным целями изобретения являются:In accordance with the stated objectives of the invention are:

- обеспечение точности согласованного управления ДН АФАР в режимах передачи и приема, благодаря чему главные лепестки ДН в обоих режимах практически полностью перекрываются, обеспечивая тем самым максимально возможное отношение сигнал-шум на входе приемного устройства;- ensuring the accuracy of the coordinated control of the RP APAA in the transmission and reception modes, due to which the main lobes of the RP in both modes overlap almost completely, thereby ensuring the highest possible signal-to-noise ratio at the input of the receiving device;

- упрощение алгоритмов формирования ДН АФАР в режимах передачи и приема;- simplification of the algorithms for the formation of the APAA pattern in the transmission and reception modes;

- упрощение технической реализации указанных алгоритмов.- simplification of the technical implementation of these algorithms.

Для достижения этих целей в режиме приема ДН АФАР формируют так же, как это описано в прототипе, а именно выполняют следующие операции:To achieve these goals in the reception mode DN APAA is formed in the same way as described in the prototype, namely, perform the following operations:

1) принятый каждым цифровым ППМ сигнал усиливают и преобразуют в цифровую форму;1) the signal received by each digital PPM is amplified and converted into digital form;

2) разделяют широкий спектр принятого сигнала на узкополосные участки, ширина спектра каждого из которых удовлетворяет критерию узкополосности [13, 14];2) divide the wide spectrum of the received signal into narrow-band sections, the spectrum width of each of which satisfies the narrow-band criterion [13, 14];

3) выделяют комплексную огибающую каждого I-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМ в виде3) extract the complex envelope of each I-th narrow-band signal of each m-th PPM in the form

Figure 00000064
Figure 00000064

где

Figure 00000065
- угол падения электромагнитной волны на апертуру АФАР;where
Figure 00000065
- the angle of incidence of the electromagnetic wave on the APAA aperture;

4) комплексную огибающую каждого узкополосного сигнала умножают на комплексный коэффициент

Figure 00000066
компенсирующий набег фазы в каждом m-м ППМ при выполнении условия
Figure 00000067
4) the complex envelope of each narrowband signal is multiplied by the complex coefficient
Figure 00000066
compensating phase incursion in each m-th PPM under the condition
Figure 00000067

5) формируют комплексную огибающую сигнала на выходе каждого ППМ в соответствии с соотношением5) form a complex envelope of the signal at the output of each PPM in accordance with the ratio

Figure 00000068
Figure 00000068

6) суммируя комплексные огибающие сигналов

Figure 00000069
с выходов всех М ППМ и деля полученную сумму на ее максимальное значение при
Figure 00000070
формируют ДН АФАР в режиме приема широкополосного ЛЧМ-сигнала в соответствии с соотношением6) summing the complex envelopes of the signals
Figure 00000069
from the outputs of all M PPM and dividing the resulting amount by its maximum value at
Figure 00000070
form the APAA pattern in the mode of receiving a broadband chirp signal in accordance with the ratio

Figure 00000071
Figure 00000071

где

Figure 00000072
where
Figure 00000072

d - шаг решетки;

Figure 00000073
- центральная частота i-го узкополосного спектра, а разность
Figure 00000074
представляет собой фазовый сдвиг между сигналами, принятыми излучателями соседних ППМ.d - grating step;
Figure 00000073
is the central frequency of the i-th narrowband spectrum, and the difference
Figure 00000074
represents the phase shift between the signals received by the emitters of neighboring PPM.

В режиме передачи, как и в прототипе, формируют цифровой зондирующий ЛЧМ - сигнал длительностью

Figure 00000075
и с девиацией частоты
Figure 00000076
который распределяют по входам всех цифровых ППМ АФАР. В отличие от прототипа, в каждом ППМ разделяют широкий спектр зондирующего сигнала
Figure 00000077
на I узкополосных участков спектра:
Figure 00000078
где ширина узкополосного участка спектра
Figure 00000079
удовлетворяет критерию
Figure 00000080
где с - скорость света,
Figure 00000081
- линейный размер апертуры АФАР в плоскости электронного сканирования ДН, выделяют комплексную огибающую каждого I - го узкополосного сигнала на входе каждого m-го ППМIn the transmission mode, as in the prototype, a digital probing chirp is formed - a signal with a duration
Figure 00000075
and with frequency deviation
Figure 00000076
which is distributed to the inputs of all digital PPM AFAR. Unlike the prototype, each PPM share a wide range of probing signal
Figure 00000077
on I narrow-band sections of the spectrum:
Figure 00000078
where the width of the narrow-band part of the spectrum
Figure 00000079
satisfies the criterion
Figure 00000080
where c is the speed of light,
Figure 00000081
- the linear size of the APAA aperture in the plane of the electronic scanning of the DN, the complex envelope of each I -th narrow-band signal is isolated at the input of each m-th PPM

Figure 00000082
Figure 00000082

где Uim - амплитуда, а

Figure 00000083
- начальная фаза колебаний i-го узкополосного сигнала, в каждом m-м ППМ умножают комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала на комплексный коэффициент
Figure 00000084
где
Figure 00000085
- набег фазы для каждого i-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМ, обеспечивающий излучение зондирующего сигнала в заданном направлении
Figure 00000086
относительно нормали к апертуре АФАР, дополнительно умножают на весовой комплексный коэффициент
Figure 00000087
где
Figure 00000088
- угол возможного излучения зондирующего сигнала в пределах сектора электронного сканирования ДН АФАР, формируют комплексную огибающую зондирующего сигнала на выходе каждого m-го ППМ путем суммирования полученных произведенийwhere U im is the amplitude, and
Figure 00000083
- the initial phase of oscillations of the i-th narrow-band signal, in each m-th PPM, the complex envelope of each i-th narrow-band signal is multiplied by a complex coefficient
Figure 00000084
where
Figure 00000085
- phase incursion for each i-th narrow-band signal of each m-th PPM, providing the radiation of the probing signal in a given direction
Figure 00000086
relative to the normal to the APAA aperture, additionally multiplied by the complex weight coefficient
Figure 00000087
where
Figure 00000088
- the angle of the possible radiation of the probing signal within the sector of electronic scanning of the APAA DN, a complex envelope of the probing signal is formed at the output of each m-th PPM by summing the products obtained

Figure 00000089
Figure 00000089

преобразуют полученный цифровой сигнал в аналоговую форму, усиливают и излучают в пространство каждым ППМ, формируя тем самым путем суперпозиции излучаемых каждым ППМ сигналов ДН АФАР на передачу в соответствии с соотношением

Figure 00000090
convert the received digital signal into an analog form, amplify and radiate into space by each PPM, thereby forming by superposition of the APAA DN signals emitted by each PPM for transmission in accordance with the ratio
Figure 00000090

Здесь разность

Figure 00000091
- сдвиг фаз между сигналами в дальней зоне, излучаемыми соседними ППМ При выполнении условия
Figure 00000092
ДН в режиме передачи
Figure 00000093
т.е. имеет максимальное значение в заданном направлении.Here the difference
Figure 00000091
- phase shift between signals in the far zone emitted by neighboring PPMs When the condition is met
Figure 00000092
DN in transmission mode
Figure 00000093
those. has a maximum value in a given direction.

Вариант технической реализации предлагаемого способа цифрового формирования ДН АФАР иллюстрируется чертежами на фиг. 1 и фиг. 2. На фиг. 1 приведена структурная схема реализующего предлагаемый способ устройства цифрового формирования ДН, в состав которой входят цифровой синтезатор 1 ЛЧМ-сигнала, процессор 2 формирования ДН, блок 3 приемно-передающих модулей (ППМ), в состав которого входят М цифровых ППМ 4 с излучателями 5.A variant of the technical implementation of the proposed method for digital formation of the APAA pattern is illustrated by the drawings in Fig. 1 and FIG. 2. In FIG. Figure 1 shows a block diagram of a device for digital RP formation that implements the proposed method, which includes a digital chirp signal synthesizer 1, a RP shaping processor 2, a block 3 of receiving-transmitting modules (RTM), which includes M digital RPM 4 with emitters 5.

Входы 6 и квадратурные выходы 7с и 7s каждого цифрового ППМ 4 подключены к соответствующим выходам и входам процессора 2, входы 8 подключены к входящим в состав процессора 2 датчикам направления фазирования АФАР

Figure 00000094
в режимах передачи и приема, а входы 9 подключены к входящему в состав процессора 2 формирователю команд управления режимами РЛС («Передача» и «Прием»). Выход 10 процессора 2 соединен с входом системы первичной обработки радиолокационной информации.Inputs 6 and quadrature outputs 7c and 7s of each digital PPM 4 are connected to the corresponding outputs and inputs of the processor 2, inputs 8 are connected to the AFAR phasing direction sensors included in the processor 2
Figure 00000094
in the transmission and reception modes, and the inputs 9 are connected to the generator of the commands for controlling the radar modes ("Transmission" and "Reception"), which is part of the processor 2. The output 10 of the processor 2 is connected to the input of the radar information primary processing system.

В состав ППМ 4 (фиг. 2) входят два канала - передающий и приемный, а также общие для обоих каналов: антенный переключатель 21, излучатель 5, первый 11 и второй 13 переключатели каналов, блок 12 цифровых полосовых фильтров, а также блок 18 формирования весовых комплексных коэффициентов.The PPM 4 (Fig. 2) includes two channels - transmitting and receiving, as well as common to both channels: antenna switch 21, emitter 5, first 11 and second 13 channel switches, block 12 of digital bandpass filters, and block 18 of the formation weight complex coefficients.

В состав передающего канала входят: блок 14 цифровых комплексных умножителей, блок 15 цифровых комплексных сумматоров, квадратурный модулятор 19 и усилитель мощности 20.The transmitting channel includes: a block of 14 digital complex multipliers, a block of 15 digital complex adders, a quadrature modulator 19 and a power amplifier 20.

В состав приемного канала входят устройство защиты 22, малошумящий усилитель (МШУ) 23, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 24, блок 17 цифровых комплексных умножителей, блок 16 цифровых комплексных сумматоров.The receiving channel includes a protection device 22, a low-noise amplifier (LNA) 23, an analog-to-digital converter (ADC) 24, a block of 17 digital complex multipliers, a block of 16 digital complex adders.

Переключатели каналов 11 и 13 по командам процессора 2, поступающим на входы 9 ППМ 4, обеспечивают подключение блока 12 цифровых полосовых фильтров в канал передачи (при работе РЛС на излучение зондирующего сигнала) или в приемный канал (при работе РЛС в режиме приема отраженного от цели сигнала). В режиме передачи переключатель 11 подключает вход блока 12 цифровых полосовых фильтров к выходу 6 процессора 2, а выход блока 12 переключатель 13 подключает к входу блока 14 цифровых комплексных умножителей. В режиме приема переключатель 11 подключает вход блока 12 цифровых полосовых фильтров к выходу АЦП 24 приемного канала, а переключатель 13 подключает выход блока 12 цифровых полосовых фильтров к входу блока 17 цифровых комплексных умножителей.The channel switches 11 and 13, according to the commands of the processor 2, received at the inputs 9 of the RPM 4, provide the connection of a block of 12 digital band-pass filters to the transmission channel (when the radar is operating on the radiation of a probing signal) or to the receiving channel (when the radar is operating in the mode of receiving reflected from the target signal). In transmission mode, switch 11 connects the input of block 12 of digital band-pass filters to output 6 of the processor 2, and the output of block 12, switch 13 connects to the input of block 14 of digital complex multipliers. In the receive mode, the switch 11 connects the input of the digital bandpass filter unit 12 to the output of the ADC 24 of the receiving channel, and the switch 13 connects the output of the digital bandpass filter unit 12 to the input of the digital complex multiplier unit 17.

Блок 12 цифровых полосовых фильтров делит широкий спектр

Figure 00000095
поступающего на его вход сигнала на узкополосные участки спектра. В состав блока 12 входят I цифровых полосовых фильтров:
Figure 00000096
где ширина узкополосного участка спектра
Figure 00000097
удовлетворяет критерию узкополосности [13, 14]
Figure 00000098
Block of 12 digital bandpass filters divides a wide range
Figure 00000095
the signal arriving at its input to narrow-band sections of the spectrum. Block 12 includes I digital bandpass filters:
Figure 00000096
where the width of the narrow-band part of the spectrum
Figure 00000097
satisfies the narrowband criterion [13, 14]
Figure 00000098

Блок 18 по информации о требуемом направлении фазирования АФАР

Figure 00000099
формирует цифровые комплексные весовые коэффициенты, которые поступают на вторые входы блоков цифровых комплексных умножителей 14 (в режиме передачи) и 17 (в режиме приема).Block 18 for information about the required direction of phasing APAA
Figure 00000099
generates digital complex weight coefficients that are fed to the second inputs of blocks of digital complex multipliers 14 (in transmission mode) and 17 (in reception mode).

Работает представленное на фиг. 1 и 2 устройство цифрового формирования ДН АФАР следующим образом.The one shown in Fig. 1 and 2, the device for digital formation of the APAA pattern is as follows.

В режиме излучения синтезатор 1 формирует цифровой зондирующий ЛЧМ-сигнал длительностью

Figure 00000100
с девиацией частоты
Figure 00000101
. Эти импульсы поступают на вход процессора 2, распределяющего их по входам 6 всех М ППМ 4 (фиг. 1). В каждом ППМ эти импульсы через переключатель каналов 11 поступают на вход блока цифровых полосовых фильтров 12, который разделяет широкий спектр зондирующего сигнала
Figure 00000102
на I узкополосных участков спектра:
Figure 00000103
где спектр
Figure 00000104
удовлетворяет критерию узкополосности [13, 14]
Figure 00000105
Комплексные огибающие сформированных таким образом узкополосных сигналов в каждом m-м ППМ могут быть представлены в видеIn the radiation mode, the synthesizer 1 generates a digital probing chirp signal with a duration
Figure 00000100
with frequency deviation
Figure 00000101
. These pulses are fed to the input of the processor 2, which distributes them to the inputs 6 of all M PPM 4 (Fig. 1). In each PPM, these pulses through the channel switch 11 are fed to the input of the digital bandpass filter unit 12, which separates a wide range of the probing signal
Figure 00000102
on I narrow-band sections of the spectrum:
Figure 00000103
where spectrum
Figure 00000104
satisfies the narrowband criterion [13, 14]
Figure 00000105
The complex envelopes of the narrow-band signals formed in this way in each m-th RTM can be represented as

Figure 00000106
Figure 00000106

где

Figure 00000107
- набег фазы на m-м излучателе при излучении сигнала в направлении
Figure 00000108
where
Figure 00000107
- phase incursion on the m-th emitter when the signal is emitted in the direction
Figure 00000108

Figure 00000109
Figure 00000109

Figure 00000110
- центральная частота i-го узкополосного спектра, d - шаг антенной решетки, с - скорость света, U - амплитуда i-го сигнала.
Figure 00000110
is the central frequency of the i-th narrow-band spectrum, d is the antenna array pitch, c is the speed of light, U is the amplitude of the i-th signal.

Для компенсации набега фазы

Figure 00000111
комплексная огибающая каждого i-го сигнала умножается на комплексно сопряженный с ним коэффициентTo compensate for the phase shift
Figure 00000111
the complex envelope of each i-th signal is multiplied by its complex conjugate coefficient

Figure 00000112
Figure 00000112

где

Figure 00000113
- значения возможного направления излучения в пределах сектора электронного сканирования ДН АФАР.where
Figure 00000113
- values of the possible direction of radiation within the sector of electronic scanning of the APAA RP.

Для этого все I узкополосных сигналов через переключатель каналов поступают на вход блока цифровых комплексных умножителей 14, на вторые входы которого поступают цифровые коэффициенты Wt, сформированные в блоке 18 в соответствии с (19) по информации о заданном направлении излучения, поступающей с выхода 8 процессора 2 на соответствующий вход m-го ППМ.To do this, all I narrow-band signals through the channel switch are fed to the input of the block of digital complex multipliers 14, the second inputs of which receive digital coefficients W t formed in block 18 in accordance with (19) according to information about the specified direction of radiation coming from the output 8 of the processor 2 to the corresponding input of the m-th PPM.

В результате суммирования полученных произведений в блоке цифровых сумматоров 15 формируется комплексная огибающая зондирующего сигнала на выходе каждого m-го ППМ:As a result of summing the obtained products in the block of digital adders 15, a complex envelope of the probing signal is formed at the output of each m-th PPM:

Figure 00000114
Figure 00000114

Этот сигнал преобразуется квадратурным модулятором 19 в аналоговую форму, усиливается по мощности УМ 20, через антенный переключатель 21 поступает на излучатель 5 каждого m-го ППМ 4 и излучается в пространство. В результате суперпозиции всех М электромагнитных волн формируется нормированная диаграмма направленности АФАР в режиме передачи в соответствии с соотношениемThis signal is converted by the quadrature modulator 19 into analog form, amplified by the power of the PA 20, through the antenna switch 21 is fed to the emitter 5 of each m-th PPM 4 and radiated into space. As a result of the superposition of all M electromagnetic waves, a normalized APAA radiation pattern is formed in the transmission mode in accordance with the relation

Figure 00000115
Figure 00000115

При выполнении условия

Figure 00000116
нормированная диаграмма направленности
Figure 00000117
принимает максимальное значение
Figure 00000118
When the condition
Figure 00000116
normalized radiation pattern
Figure 00000117
takes the maximum value
Figure 00000118

Это означает, что АФАР сфазирована в заданном направлении

Figure 00000119
иными словами ось главного лепестка ДН АФАР составляет угол
Figure 00000120
с нормалью к апертуре АФАР.This means that the APAA is phased in a given direction
Figure 00000119
in other words, the axis of the main lobe of the APAA DN makes an angle
Figure 00000120
with the normal to the AFAR aperture.

В режиме приема принятый излучателем 5 сигнал через антенный переключатель 21 и устройство защиты 22 поступает на вход МШУ 23, после усиления преобразуется АЦП 24 в цифровую форму и через переключатель каналов 11 поступает на вход блока 12 цифровых полосовых фильтров, который делит широкий спектр

Figure 00000121
на I узкополосных участков спектра
Figure 00000122
где спектр
Figure 00000123
удовлетворяет критерию узкополосности [13, 14]
Figure 00000124
In the reception mode, the signal received by the emitter 5 through the antenna switch 21 and the protection device 22 is fed to the input of the LNA 23, after amplification, the ADC 24 is converted into digital form and through the channel switch 11 is fed to the input of the digital bandpass filter unit 12, which divides a wide spectrum
Figure 00000121
on I narrow-band sections of the spectrum
Figure 00000122
where spectrum
Figure 00000123
satisfies the narrowband criterion [13, 14]
Figure 00000124

При падении волны на апертуру АФАР с направления

Figure 00000125
по отношению к нормали к апертуре АФАР каждый i-и узкополосный сигнал на входе каждого m-го ППМ 4 получает фазовый сдвигWhen a wave is incident on the APAA aperture from the direction
Figure 00000125
with respect to the normal to the APAA aperture, each i-and narrow-band signal at the input of each m-th PPM 4 receives a phase shift

Figure 00000126
Figure 00000126

Поэтому комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала можно представить в видеTherefore, the complex envelope of each i-th narrowband signal can be represented as

Figure 00000127
Figure 00000127

Для компенсации фазового сдвига

Figure 00000128
необходимо комплексную огибающую (23) умножить на комплексно сопряженный с ним коэффициентTo compensate for the phase shift
Figure 00000128
it is necessary to multiply the complex envelope (23) by its complex conjugate coefficient

Figure 00000129
Figure 00000129

где

Figure 00000130
- центральная i-го узкополосного спектра,
Figure 00000131
- возможное направление падения волны на апертуру АФАР в пределах сектора электронного сканирования ДН АФАР. Для этого все i-e узкополосные сигналы через переключатель каналов 13 поступают на первые входы блока 17 цифровых комплексных умножителей, на вторые входы которого поступают цифровые коэффициенты (24), сформированные блоком цифровых весовых коэффициентов 18 по информации, поступающей с выхода 8 процессора 2 на соответствующие входы каждого m-го ППМ 4. В результате перемножения формируются сигналы, комплексные огибающие которых можно записать в видеwhere
Figure 00000130
- central i-th narrowband spectrum,
Figure 00000131
- possible direction of wave incidence on the APAA aperture within the electronic scanning sector of the AFAR RP. To do this, all i.e. narrowband signals through the channel switch 13 are fed to the first inputs of the block 17 of digital complex multipliers, the second inputs of which receive digital coefficients (24) generated by the block of digital weight coefficients 18 according to the information coming from the output 8 of the processor 2 to the corresponding inputs of each m-th PPM 4. As a result of multiplication, signals are formed, the complex envelopes of which can be written in the form

Figure 00000132
Figure 00000132

Все эти I сигналов поступают на вход блока 16 цифровых комплексных сумматоров, в результате на выходе сумматора комплексная огибающая сигналаAll these I signals are fed to the input of the block of 16 digital complex adders, as a result, at the output of the adder, the complex envelope of the signal

Figure 00000133
Figure 00000133

Это напряжение с выхода 7 каждого m-го цифрового ППМ поступает на соответствующий вход процессора 2, где в результате их суммирования формируется сигнал с выхода АФАРThis voltage from the output 7 of each m-th digital PPM is supplied to the corresponding input of the processor 2, where as a result of their summation a signal is generated from the output of the APAR

Figure 00000134
Figure 00000134

Это напряжение с выхода 10 процессора 2 (фиг. 1) поступает в систему первичной обработки радиолокационной информации РЛС, где используется для обнаружения сигнала и измерения координат объекта наблюдения (цели).This voltage from the output 10 of the processor 2 (Fig. 1) enters the primary processing system of the radar information of the radar, where it is used to detect the signal and measure the coordinates of the object of observation (target).

Напряжение (27) принимает максимальное значение при условии

Figure 00000135
т.е. при фазировании антенны в направлении на цель:Voltage (27) takes the maximum value under the condition
Figure 00000135
those. when phasing the antenna towards the target:

Figure 00000136
Figure 00000136

Деление выражения (27) на (28) дает соотношение (29), определяющее нормированную ДН АФАР в режиме приема.Dividing expression (27) by (28) gives relation (29), which determines the normalized APAA pattern in the receive mode.

Figure 00000137
Figure 00000137

Таким образом, основная особенность предлагаемого способа состоит в том, что цифровое формирование ДН АФАР осуществляется для каждого г-го узкополосного сигнала с последующим объединением полученных результатов не только в режиме приема, как это делается по прототипу, но и в режиме передачи, что прежде всего позволяет обеспечить совместную точность управления лучом АФАР в режимах передачи и прима, а в конечном счете позволяет обеспечить максимальное отношение сигнал-шум на входе приемного устройства РЛС.Thus, the main feature of the proposed method is that the digital formation of the APAA pattern is carried out for each i-th narrowband signal, followed by combining the results obtained not only in the reception mode, as is done according to the prototype, but also in the transmission mode, which is primarily allows to ensure the joint accuracy of the AFAR beam control in the transmit and receive modes, and ultimately allows to ensure the maximum signal-to-noise ratio at the input of the radar receiver.

Достигнуто упрощение алгоритмов формирования ДН АФАР в режимах передачи и приема, а также упрощение технической реализации способа цифрового формирования ДН АФАР за счет того, что многие элементы устройства являются общими для обоих режимов функционирования РЛС, например, блок 12 цифровых полосовых фильтров состоящий из I узкополосных каналов.Achieved simplification of the algorithms for the formation of the APAA pattern in the transmission and reception modes, as well as the simplification of the technical implementation of the method of digital formation of the APAA pattern due to the fact that many elements of the device are common for both modes of operation of the radar, for example, a block of 12 digital bandpass filters consisting of I narrow-band channels .

Проведенный авторами анализ источников научно-технической и патентной информации позволяет сделать вывод о новизне предлагаемых технических решений.The analysis of sources of scientific, technical and patent information carried out by the authors allows us to conclude that the proposed technical solutions are novel.

Источники информацииSources of information

1. Патент РФ 2100879, H0Q 21/00. 27.12.1997. Способ формирования диаграммы направленности (варианты).1. RF patent 2100879, H0Q 21/00. 12/27/1997. Directional diagram formation method (options).

2. Патент РФ № 2533160, G01S 13/26. 20.11.2014. Способ формирования диаграммы направленности линейной ФАР при излучении ЛЧМ-сигнала.2. RF patent No. 2533160, G01S 13/26. 11/20/2014. A method for forming a directivity pattern of a linear phased array when emitting a chirp signal.

3. Патент РФ № 2495447, G01S 3/80. 20.05.2013. Способ формирования диаграммы направленности.3. RF patent No. 2495447, G01S 3/80. 05/20/2013. The method of forming the radiation pattern.

4. Патент РФ № 2495449, G01S 7/26. 10.10.2013. Устройство формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки.4. RF patent No. 2495449, G01S 7/26. 10/10/2013. Beamforming device for an active phased antenna array.

5. Патент РФ № 2451373, H01Q 3/26. 20.05.2013. Активная фазированная антенная решетка.5. RF patent No. 2451373, H01Q 3/26. 05/20/2013. Active phased antenna array.

6. Патент США № 5943010, Н01O 3/24. 1999-08-24. Direct digital synthesizer driven other publications phased array antenna.6. US patent No. 5943010, H01O 3/24. 1999-08-24. Direct digital synthesizer driven other publications phased array antenna.

7. Патент США № 6784837, Н01O 3/22; H01C 3/24; Н01O 3/26. 2003-08-21. Transmit/receiver module for active phased array antenna.7. US patent No. 6784837, H01O 3/22; H01C 3/24; H01O 3/26. 2003-08-21. Transmit/receiver module for active phased array antenna.

8. Патент США № 6441783, Н01O 3/22; H01C 3/24; Н01O 3/26. 2002-08-27. Circuit module for a phased array/ M. Dean.8. US patent No. 6441783, H01O 3/22; H01C 3/24; H01O 3/26. 2002-08-27. Circuit module for a phased array/ M. Dean.

9. Патент РФ № 2644456, H01Q 3/26. 12.02.2018. Способ формирования расширенной диаграммы направленности фазированной антенной решетки.9. RF patent No. 2644456, H01Q 3/26. 02/12/2018. The method of forming an extended radiation pattern of a phased antenna array.

10. Патент РФ № 2338307, H01Q 21/00, H01Q 3/26, H01Q 25/02. 10.11.2008. Активная фазированная антенная решетка.10. RF patent No. 2338307, H01Q 21/00, H01Q 3/26, H01Q 25/02. 11/10/2008. Active phased antenna array.

11. Патент РФ № 2516683, H01Q 21/00. 20.05.2014. Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала.11. RF patent No. 2516683, H01Q 21/00. 05/20/2014. Method for digital beamforming of an active phased antenna array during the emission and reception of a linear-frequency-modulated signal.

12. Патент РФ № 2732803, H01Q 21/00. 22.09.2020. Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала.12. RF patent No. 2732803, H01Q 21/00. 09/22/2020. Method for digital beamforming of an active phased antenna array during the emission and reception of a linear-frequency-modulated signal.

13. Кольцов Ю.В. Особенности применения различных определений сверхширокополосных сигналов в антенной технике, связи и локации // Антенны, 2008 г., вып.6 (133), с 31-42.13. Koltsov Yu.V. Features of the application of various definitions of ultra-wideband signals in antenna technology, communications and location // Antennas, 2008, issue 6 (133), pp. 31-42.

14. Патент РФ № 2146076, МПК Н03М 1/12. 27.02.2000. Аналого-цифровой модуль.14. RF patent No. 2146076, IPC N03M 1/12. 02/27/2000. Analog-digital module.

Claims (10)

Способ цифрового формирования диаграммы направленности (ДН) активной фазированной антенной решетки (АФАР) при излучении и приеме широкополосных линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов, заключающийся в том, что в режиме работы АФАР на прием принятые каждым m-м приемно-передающим модулем (ППМ;
Figure 00000138
где М - число ППМ) сигналы усиливают, преобразуют в цифровую форму, разделяют широкий спектр принятого сигнала
Figure 00000139
на I узкополосных сигналов:
Figure 00000140
где ширина узкополосного участка спектра
Figure 00000141
удовлетворяет критерию узкополосности:
Figure 00000142
где с - скорость света,
Figure 00000143
- линейный размер апертуры антенны в плоскости электронного сканирования ДН АФАР, выделяют комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМA method for digital formation of a directivity pattern (DN) of an active phased antenna array (APAA) during the emission and reception of broadband linear-frequency-modulated (LFM) signals, which consists in the fact that in the APAA operation mode for reception received by each m-th receiving-transmitting module (PPM;
Figure 00000138
where M is the number of PPM), the signals are amplified, converted into digital form, and a wide range of the received signal is separated
Figure 00000139
on I narrowband signals:
Figure 00000140
where the width of the narrow-band part of the spectrum
Figure 00000141
satisfies the narrowband criterion:
Figure 00000142
where c is the speed of light,
Figure 00000143
- the linear size of the antenna aperture in the plane of electronic scanning of the APAA DN, the complex envelope of each i-th narrow-band signal of each m-th PPM is isolated
Figure 00000144
Figure 00000144
 где Uim - амплитуда, а
Figure 00000145
- набег фазы i-го узкополосного сигнала на входе m-го ППМ при падении электромагнитной волны на апертуру АФАР под углом
Figure 00000146
относительно нормали к ней, умножают комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМ на весовой комплексный коэффициент
Figure 00000147
обеспечивающий компенсацию набега фазы
Figure 00000148
при выполнении условия
Figure 00000149
формируют комплексную огибающую принятого сигнала на выходе каждого ППМ путем суммирования полученных произведенийwhere U im is the amplitude, and
Figure 00000145
- phase incursion of the i-th narrow-band signal at the input of the m-th PPM when an electromagnetic wave is incident on the APAA aperture at an angle
Figure 00000146
relative to the normal to it, multiply the complex envelope of each i-th narrow-band signal of each m-th PPM by the complex weight coefficient
Figure 00000147
providing phase incursion compensation
Figure 00000148
when the condition is met
Figure 00000149
form a complex envelope of the received signal at the output of each PPM by summing the obtained products
Figure 00000150
Figure 00000150
 суммируя выходные сигналы всех М ППМ, формируют ДН АФАР в режиме приема в соответствии с соотношениемsumming the output signals of all M PPM, form the APAA pattern in the receive mode in accordance with the ratio
Figure 00000151
Figure 00000151
 в режиме работы АФАР на передачу в соответствии с прототипом формирует цифровой зондирующий ЛЧМ-сигнал, распределяют его по всем М ППМ АФАР, отличающийся тем, что в каждом m-м ППМ разделяют широкий спектр зондирующего ЛЧМ-сигнала
Figure 00000152
на I узкополосных участков спектра:
Figure 00000153
где ширина узкополосного участка спектра удовлетворяет критерию узкополосности
Figure 00000154
выделяют комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала на входе каждого m-го ППМ
Figure 00000155
, где Uim - амплитуда, а
Figure 00000156
- начальная фаза колебаний i-го узкополосного сигнала, в каждом m-м ППМ умножают комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала на комплексный коэффициент
Figure 00000157
где
Figure 00000158
- набег фазы для каждого i-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМ, обеспечивающий излучение сигнала в направлении
Figure 00000159
относительно нормали к апертуре АФАР, умножают комплексную огибающую каждого i-го сигнала каждого m-го ППМ на весовой комплексный коэффициент
Figure 00000160
обеспечивающий компенсацию сдвига по фазе между электромагнитными волнами
Figure 00000161
излучаемыми каждым ППМ в направлении
Figure 00000162
при выполнении условия
Figure 00000163
формируют комплексную огибающую зондирующего сигнала на выходе каждого ППМ путем суммирования полученных произведенийin the mode of operation of the APAA for transmission, in accordance with the prototype, it generates a digital probing chirp signal, distributes it over all M PPM APAA, characterized in that in each m-th PPM a wide spectrum of the probing chirp signal is shared
Figure 00000152
on I narrow-band sections of the spectrum:
Figure 00000153
where the width of the narrowband part of the spectrum satisfies the narrowband criterion
Figure 00000154
extract the complex envelope of each i-th narrow-band signal at the input of each m-th PPM
Figure 00000155
, where U im - amplitude, and
Figure 00000156
- the initial phase of oscillations of the i-th narrow-band signal, in each m-th PPM, the complex envelope of each i-th narrow-band signal is multiplied by a complex coefficient
Figure 00000157
where
Figure 00000158
- phase incursion for each i-th narrow-band signal of each m-th PPM, providing signal radiation in the direction
Figure 00000159
relative to the normal to the APAA aperture, multiply the complex envelope of each i-th signal of each m-th PPM by the complex weight coefficient
Figure 00000160
providing compensation for the phase shift between electromagnetic waves
Figure 00000161
emitted by each PPM in the direction
Figure 00000162
when the condition is met
Figure 00000163
form a complex envelope of the probing signal at the output of each PPM by summing the obtained products
Figure 00000164
Figure 00000164
 преобразуют полученный цифровой сигнал в аналоговую форму, усиливают и излучают в пространство каждым m-м ППМ, формируя путем суперпозиции излучаемых каждым ППМ сигналов ДН АФАР на передачу в соответствии с соотношениемthe received digital signal is converted into an analog form, amplified and emitted into space by each m-th PPM, forming by superposition of the APAA DN signals emitted by each PPM for transmission in accordance with the ratio
Figure 00000165
Figure 00000165
RU2021100421A 2021-01-12 Method for digital generation of antenna pattern of an active phased antenna array when emitting and receiving linear frequency-modulated signals RU2773648C1 (en)

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2773648C1 true RU2773648C1 (en) 2022-06-06

Family

ID=

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8325098B1 (en) * 2010-04-29 2012-12-04 United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Dynamic antenna pattern measurement method
RU2516683C9 (en) * 2012-10-17 2014-08-27 Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон-Научно-исследовательский институт радиостроения" Active phased antenna array digital beamforming method when emitting and receiving chirp signal
RU2699946C1 (en) * 2019-02-22 2019-09-11 Акционерное общество "Центральный научно-исследовательский радиотехнический институт имени академика А.И. Берга" Multibeam digital active phased antenna array with receiving-transmitting modules calibration device and calibration method
RU2732803C1 (en) * 2020-03-02 2020-09-22 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации" Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals
RU2735216C2 (en) * 2018-12-14 2020-10-28 Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство промышленности и торговли Российской Федерации (Минпромторг России) Method for spatio-temporal adaptive signal processing in a monopulse shipborne radar with an active phased antenna array

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8325098B1 (en) * 2010-04-29 2012-12-04 United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Dynamic antenna pattern measurement method
RU2516683C9 (en) * 2012-10-17 2014-08-27 Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон-Научно-исследовательский институт радиостроения" Active phased antenna array digital beamforming method when emitting and receiving chirp signal
RU2735216C2 (en) * 2018-12-14 2020-10-28 Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство промышленности и торговли Российской Федерации (Минпромторг России) Method for spatio-temporal adaptive signal processing in a monopulse shipborne radar with an active phased antenna array
RU2699946C1 (en) * 2019-02-22 2019-09-11 Акционерное общество "Центральный научно-исследовательский радиотехнический институт имени академика А.И. Берга" Multibeam digital active phased antenna array with receiving-transmitting modules calibration device and calibration method
RU2732803C1 (en) * 2020-03-02 2020-09-22 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации" Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7511665B2 (en) Method and apparatus for a frequency diverse array
US7319427B2 (en) Frequency diverse array with independent modulation of frequency, amplitude, and phase
US9496611B2 (en) System and method for coherent processing of signals of a plurality of phased arrays
JP4835670B2 (en) Antenna device
US7737879B2 (en) Split aperture array for increased short range target coverage
US8559823B2 (en) Multi-aperture three-dimensional beamforming
US8339307B2 (en) Satellite beam-pointing error correction in digital beam-forming architecture
US8432307B2 (en) Agile-beam radar notably for the obstacle ‘sense and avoid’ function
US5929810A (en) In-flight antenna optimization
US20080100499A1 (en) Radar Target Detection Method and Radar Apparatus Using the Same
US3435453A (en) Sidelobe cancelling system for array type target detectors
RU2732803C1 (en) Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals
RU2516683C9 (en) Active phased antenna array digital beamforming method when emitting and receiving chirp signal
RU2773648C1 (en) Method for digital generation of antenna pattern of an active phased antenna array when emitting and receiving linear frequency-modulated signals
Kurganov Antenna array complex channel gain estimation using phase modulators
EP0358342A1 (en) A microwave radiometer
JP2010068482A (en) Array antenna apparatus
JP3181415B2 (en) Radar equipment
RU2692417C2 (en) Analog-digital receiving module of active phased antenna array
RU2781038C1 (en) Digital transceiver module of an active phased antenna array
Huber et al. Digital beam forming concepts with application to spaceborne reflector SAR systems
Loomis Digital beamforming-a retrospective
Ahmed et al. Experimental study on multi-channel waveform agile beamforming and testbed calibration
US20220229172A1 (en) Active antenna radar with extended angular coverage
RU2805384C1 (en) Method for beam control in active phased array antenna