RU2636058C1 - Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС - Google Patents

Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС Download PDF

Info

Publication number
RU2636058C1
RU2636058C1 RU2016144434A RU2016144434A RU2636058C1 RU 2636058 C1 RU2636058 C1 RU 2636058C1 RU 2016144434 A RU2016144434 A RU 2016144434A RU 2016144434 A RU2016144434 A RU 2016144434A RU 2636058 C1 RU2636058 C1 RU 2636058C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signals
radar
signal
monopulse
phase
Prior art date
Application number
RU2016144434A
Other languages
English (en)
Inventor
Геннадий Алексеевич Соловьев
Original Assignee
Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Радар ммс"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Радар ммс" filed Critical Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Радар ммс"
Priority to RU2016144434A priority Critical patent/RU2636058C1/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2636058C1 publication Critical patent/RU2636058C1/ru

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
    • G01S13/44—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
    • G01S13/44—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing
    • G01S13/4418—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing with means for eliminating radar-dependent errors in angle measurements, e.g. multipath effects
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
    • G01S13/44—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing
    • G01S13/4454—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing phase comparisons monopulse, i.e. comparing the echo signals received by an interferometric antenna arrangement
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/41—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00 using analysis of echo signal for target characterisation; Target signature; Target cross-section

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

Изобретение относится к радиолокационной технике и может быть использовано в моноимпульсных радиолокационных станциях (РЛС). Достигаемый технический результат - повышение точности и расширение функциональных возможностей моноимпульсного пеленгования при использовании одноканального приемного устройства моноимпульсной РЛС. Указанный результат достигается с использованием череспериодной фазовой манипуляции сигнала, поступающего с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС, векторного сложения этого фазоманипулированного сигнала с сигналом, поступающим с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС, переноса результирующего сигнала на промежуточную частоту, его одноканального усиления, синхронного детектирования, аналого-цифрового преобразования, когерентного подпачечного накопления оцифрованных значений результирующего сигнала, компенсации доплеровских набегов фаз этого сигнала за время накопления подпачки, время-частотного преобразования накопленных значений результирующего сигнала, выделения суммарных и разностных сигналов в частотной области, определения их абсолютных значений и последующего вычисления соответствующих моноимпульсных отношений с учетом фазовых соотношений выделенных сигналов. 8 ил.

Description

Изобретение относится к радиолокационной технике и может быть использовано в моноимпульсных РЛС.
Известен способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, изложенный в патенте США US 5402130, "Monopulse processor", опубликован 28.03.1995 г., иллюстрируемый схемой, приведенной на рисунке из этого патента (фиг. 1).
В рамках указанного способа предполагается, что на вход системы обработки принимаемых радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС поступают представленные своими комплексными огибающими суммарный
Figure 00000001
и разностный
Figure 00000002
сигналы, формируемые антенной моноимпульсной РЛС. При этом фаза αd разностного сигнала d в условиях отсутствия помех и других каких-либо искажающих воздействий может отличаться от фазы αs суммарного сигнала на величину 0° или 180°
Figure 00000003
в зависимости от направления отклонения линии визирования объекта радиолокационного наблюдения от равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС. Здесь
Figure 00000004
и
Figure 00000005
представляют собой абсолютные значения комплексных величин s и d.
В патенте, а также источнике [Samuel М. Sherman, David K. Barton - Monopulse Principles and Techniques, sec. ed., Artech House, 2011, стр. 42, 43] указывается, что:
- случай, когда αd-αs=±90° может быть легко приведен к рассматриваемому путем включения, например, в разностный канал моноимпульсной антенны дополнительного СВЧ фазовращателя на 90°;
- в реальных условиях, в большинстве моноимпульсных РЛС, когда предполагается, что
Figure 00000006
, оценки величины угла отклонения линии визирования объекта радиолокационного наблюдения от равносигнального направления антенны аппаратурой моноимпульсной РЛС формируются по соотношению
Figure 00000007
В отсутствие помех и других каких-либо искажающих воздействий, т.е. когда
Figure 00000008
, имеет место cosα=±1. Соотношение
Figure 00000009
с наибольшей точностью позволяет определить абсолютное значение угла отклонения линии визирования цели от равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС.
Согласно способу обработки принимаемых радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, изложенному в указанном патенте США US5402130, разностный сигнал d, поступающий из антенны моноимпульсной РЛС, подается (фиг.1) на входы фазовращателей 110 и 112, которые осуществляют фазовый сдвиг этого сигнала соответственно на +90° и -90° для формирования сигналов jd и -jd. Сигналы с выходов фазовращателей 110 и 112 выдаются соответственно на первые входы сумматоров 114 и 116, на вторые входы которых поступает суммарный сигнал s из антенны моноимпульсной РЛС. Сигналы s+jd и s-jd с выходов соответственно сумматоров 114 и 116, а также суммарный сигнал s поступают на первые входы соответственно смесителей 122, 124 и 120, на вторые входы которых поступает сигнал гетеродина 118. Смесители 120, 122, 124 обеспечивают перенос сигналов s, s+jd и s-jd на промежуточную частоту. Указанные сигналы на промежуточной частоте усиливаются соответственно усилителями 126, 128, и 130. С выхода усилителя 126 сигнал s и с выхода усилителя 128 сигнал s+jd поступают на входы фазового детектора 132, который формирует выходной сигнал, характеризующий величину угла G1 между векторами s и s+jd. С выхода усилителя 126 сигнал s и с выхода усилителя 130 сигнал s-jd поступают на входы фазового детектора 134, который формирует выходной сигнал, характеризующий величину угла G2 между векторами s и s-jd. Сигналы G1 и G2 с выходов соответственно фазовых детекторов 132 и 134 поступают на вычислитель 136, который в соответствии с выражениями
Figure 00000010
,
Figure 00000011
осуществляет вычисление вещественной Re(d/s) и мнимой Im(d/s) частей моноимпульсного отношения. Знание Re(d/s) и Im(d/s) позволяет оценить соотношение абсолютных значений s и d.
Указанная оценка вещественной и мнимой частей моноимпульсного отношения может быть получена и в том случае, когда имеют место воздействия, искажающие фазовые соотношения суммарного и разностного сигналов, поступающих из антенны моноимпульсной РЛС. Эта ситуация иллюстрируется рисунком, приведенным в указанном аналоге (фиг. 2).
Основными недостатками способа обработки принимаемых радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, изложенного в патенте США US5402130, "Monopulse processor", являются:
- необходимость применения трех раздельных каналов усиления, соответственно сигналов: s, s+jd и s-jd, что требует соответствующих аппаратурных затрат;
- необходимость обеспечения независимости фазовых характеристик каналов усиления принимаемых сигналов от их уровня. Частично эта задача решается за счет использования в каналах системы обработки усилителей с жестким ограничением уровня усиливаемых сигналов. Однако в этом случае возможно подавление слабых полезных сигналов мешающими сильными.
Известен также способ обработки принимаемых радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, изложенный в патенте Германии DE 102005060875 A1, опубликован 21.06.2007 г., "Verfahren und Vorrichtung zur Signalverarbeitung bei einer Winkelbestimmung mittels Mikrowellen-Bewegungssensoren" ("Метод и устройство обработки сигналов для определения угла микроволновыми подвижными сенсорами"), иллюстрируемый схемой из указанного патента (фиг. 3).
Согласно этому аналогу импульсные радиолокационные сигналы, принимаемые парциальными антеннами, составляющими антенну моноимпульсной РЛС, при каждом зондировании, с использованием стабилизированного генератора, формирующего несущую частоту зондирующих сигналов, переносятся на видеочастоту. При этом переносе формируются видеосигналы, соответствующие вещественной и мнимой частям принимаемых сигналов в принимающих парциальных каналах. Для рассматриваемого в патенте варианта фазовой моноимпульсной системы с двумя парциальными приемными антеннами формируются видеосигналы: SI1, SQ1 (соответствующие синфазной и квадратурной составляющим сигналов, принимаемых первой парциальной антенной) и SI2, SQ2 (соответствующие синфазной и квадратурной составляющим сигналов, принимаемых второй парциальной антенной). Каждый из этих сигналов усиливается (на схеме фиг. 3 - элементы 201а-201d) в соответствующем приемном канале, подвергается в этом канале низкочастотной фильтрации (элементы 202а-202d) и затем аналого-цифровому преобразованию (элементы 203а-203d). Значения оцифрованных квадратурных составляющих сигналов первого (SQ1) и второго (SQ2) приемных каналов умножаются на -j (элементы 205а и 205b схемы) и суммируются (элементы 206а и 206b схемы) с соответствующими значениями оцифрованных синфазных составляющих сигналов первого (SI1) и второго (SI2) приемных каналов.
Формирующиеся соответственно на выходах элементов 206а и 206b схемы (фиг. 3) при каждом зондировании цифровые значения s1(ti) и s2(ti), представляющие собой результаты суммирования, поступают на входы суммирующего элемента 301а и вычитающего элемента 301b. На основе выполнения операции суммирования на выходе элемента 301а формируются оценки, соответствующие абсолютной величине суммарного сигнала
Figure 00000012
а на основе выполнения операции вычитания на выходе элемента 30lb формируются оценки
Figure 00000013
соответствующие абсолютной величине разностного сигнала в моноимпульсной РЛС.
Далее эти значения фильтруются с использованием метода скользящего среднего (соответственно элементами 303а и 303b на схеме фиг. 3) и на основе получаемых средних значений mSUM и mDIFF рассчитывается значение моноимпульсного отношения mSUM / mDIFF, с использованием которого формируется оценка абсолютного значения угла визирования наблюдаемого объекта относительно равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС.
Знак этого угла определяется с использованием сопоставительных оценок (элемент 403 на схеме фиг. 3) в частотной области аргументов комплексных величин (соответствующих сигналам, поступающим с парциальных антенн моноимпульсной РЛС), получаемых путем (подпачечного) накопления значений s1(ti) и s2(ti) (в первом варианте предложенного в изобретении метода обработки), их оконной обработки (элементы 401а и 401b на схеме фиг. 3) и преобразования Фурье накопленных подпачек значений (элементы 402а и 402b).
К основным недостаткам данного изобретения могут быть отнесены:
- необходимость использования четырех каналов приема, усиления и преобразования поступающих на вход системы обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, что требует повышенных аппаратурных затрат;
- необходимость обеспечения идентичности как амплитудных, так и фазовых характеристик каналов приема и усиления и преобразования сигналов: SI1, SQ1, SI2, SQ2;
- возможность возникновения дополнительных угловых ошибок моноимпульсного пеленгования в том случае, когда имеют место внешние и внутренние воздействия, искажающие фазовые соотношения сигналов, формирующих SSUM и SDIFF.
Наиболее близким к предлагаемому способу обработки радиолокационной информации в моноимпульсной РЛС является способ, описанный в патенте США № 5926128, опубликован 20.07.1999 г., "Radar systems", в котором осуществляется одноканальная обработка радиолокационной информации в соответствии с приведенной схемой (фиг. 4). Данный способ рассматривается в качестве прототипа.
В рамках этого способа предполагается, что на вход одноканальной системы обработки принимаемых радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, как показано на схеме (фиг. 4), поступают суммарный S и разностный D сигналы, формируемые антенной РЛС, реализующей амплитудное моноимпульсное пеленгование. В зависимости от направления отклонения линии визирования наблюдаемого радиолокационного объекта от равносигнального направления антенны разностный сигнал может быть синфазным с суммарным сигналом (положительное значение разностного сигнала) или противофазным (отрицательное значение разностного сигнала).
Разностный сигнал из антенного устройства поступает на вход фазовращателя 27, который в соответствии с полярностью тактирующего видеосигнала VR, формируемого опорным генератором 28, попеременно осуществляет сдвиг фазы разностного сигнала на величину 0° и 180°. Разностный сигнал ±D вместе с суммарным сигналом поступает в гибридную схему 26, на выходе которой формируется сигнал S±D, представляющий собой суммарный сигнал, модулированный по амплитуде разностным сигналом с частотой опорного тактирующего сигнала VR, как показано на фиг. 5. На приведенном рисунке частота следования зондирующих импульсов моноимпульсной РЛС в восемь раз больше частоты видеосигнала VR, управляющего фазовращателем 27.
Сигналы S±D вместе с сигналом, формируемым гетеродином 30, поступают на смеситель 31, который осуществляет перенос принимаемых РЛС сигналов на промежуточную частоту. Эти сигналы усиливаются усилителем промежуточной частоты 32, коэффициент передачи которого регулируется с помощью устройства 33 автоматической регулировки усиления, стробируются устройством 35, управляемым по временной задержке принимаемых сигналов относительно излученных устройством 36, работа которого синхронизируется модулятором 22, преобразовываются в видеосигналы, подвергаясь расширению и узкополосной фильтрации устройством 34, и поступают на управляемое фазочувствительное устройство 37. На это же устройство поступает тактирующий сигнал VR, под управлением которого с использованием сглаживающей (низкочастотной) фильтрации на выходе управляемого фазочувствительного устройства 37 формируется сигнал, пропорциональный соотношению (фиг. 6)
Т1 (S+D)-T2(S-D),
в котором величины T1 и Т2 представляют собой длительности интервалов времени, в течение которых осуществляется накопление и выравнивание накопленных уровней принимаемых радиолокационных сигналов в положениях управляемого СВЧ фазовращателя 27, соответствующих формированию разностных сигналов +D и -D. Случай минимальных значений T1 и Т2, когда также T1=Т2, соответствует череспериодному переключению фазовращателя 27.
Из приведенного выражения видно, что сигнал на выходе фазочувствительного устройства 37 приемного устройства РЛС, формируемый по указанному соотношению, пропорционален глубине амплитудной модуляции суммарного сигнала S разностным D и, соответственно, величине угла отклонения направления на радиолокационную цель от равносигнального направления антенны моноимпульсной радиолокационной системы. Полярность этого сигнала относительно полярности сигнала VR позволяет определить направление отклонения линии визирования объекта радиолокационного наблюдения от равносигнального направления антенны РЛС.
Основными недостатками прототипа являются:
- при нелинейности амплитудной характеристики приемного канала РЛС возможно искажение параметров амплитудной модуляции суммарного сигнала разностным, что может привести к возникновению дополнительных угловых ошибок пеленгования объекта радиолокационного наблюдения;
- возможность изменения глубины амплитудной модуляции суммарного сигнала разностным и, соответственно, величины формируемого моноимпульсного отношения, в том случае, когда имеют место внешние и внутренние воздействия, искажающие фазовые соотношения суммарного и разностного сигналов, поступающих из антенны моноимпульсной РЛС (аналогично тому, как показано на фиг. 2);
- трудности применения данного изобретения при решении задачи одновременного обнаружения и моноимпульсного пеленгования нескольких объектов радиолокационного наблюдения, так как соотношение длительностей временных интервалов, в течение которых осуществляется накопление принимаемых радиолокационных сигналов в различающихся положениях управляемого СВЧ фазовращателя разностного сигнала, зависит от условий визирования одного конкретного объекта.
Целью (техническим результатом) настоящего изобретения является повышение точности и расширение функциональных возможностей моноимпульсного пеленгования при использовании одноканального приемного устройства в моноимпульсной РЛС.
Для достижения заявленной цели в соответствии с настоящим изобретением в процессе обработки радиолокационной информации в моноимпульсной РЛС осуществляются:
- череспериодная (от зондирования к зондированию) фазовая манипуляция разностного сигнала
Figure 00000014
, поступающего с выхода суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС. Здесь
Figure 00000015
комплексная огибающая разностного сигнала;
- векторное сложение фазоманипулированного через период зондирования разностного сигнала
Figure 00000016
с суммарным сигналом
Figure 00000017
, поступающим с суммарного выхода суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС. Здесь
Figure 00000018
- комплексная огибающая суммарного сигнала;
- перенос результирующего сигнала, соответствующего
Figure 00000019
, на промежуточную частоту, его одноканальное усиление на промежуточной частоте, синхронное квадратурное детектирование;
- аналого-цифровое преобразование вещественных и мнимых частей результирующих усиленных и продетектированных сигналов
Figure 00000020
с их последующим цифровым сжатием (в случае использования внутриимпульсной модуляции) в каждом интервале приема радиолокационных сигналов и образованием отсчетов вещественных
Figure 00000021
и мнимых
Figure 00000022
,
Figure 00000023
частей оцифрованных результирующих сигналов
Figure 00000024
. При этом моменты {tm},
Figure 00000025
формирования указанных отсчетов на каждом интервале приема радиолокационных сигналов соответствуют формируемым каналам обнаружения объектов радиолокационного наблюдения по дальности. Под интервалами приема понимаются временные промежутки между излучением зондирующих импульсов.
Далее, в отличие от известных аналогов и прототипа, осуществляются:
- когерентное накопление в каждом (m-м,
Figure 00000026
) канале дальности оцифрованных результатов векторного сложения суммарного сигнала и фазоманипулированного через период зондирования разностного сигнала, полученных в соседних интервалах приема (зондированиях) радиолокационных сигналов, с образованием подпачек оцифрованных значений вещественных и мнимых
Figure 00000027
,
Figure 00000028
, частей результирующих цифровых сигналов
Figure 00000029
,
Figure 00000030
,
Figure 00000031
. Здесь n - порядковый номер интервала приема радиолокационных сигналов в накапливаемой подпачке;
- корректировка значений аргументов комплексных величин
Figure 00000032
,
Figure 00000033
, накопленных в подпачках в каждом канале дальности с учетом ожидаемых (в том числе доплеровских) набегов фазы принимаемых радиолокационных сигналов за время накопления подпачки;
- цифровое гетеродинирование сигналов, представленных в каждом канале дальности в виде значений комплексных величин
Figure 00000034
,
Figure 00000035
, накопленных в подпачках, обеспечивающее последующий сдвиг отсчетов суммарных сигналов, принимаемых моноимпульсной РЛС, в середину анализируемой частотной области (см. ниже);
- оконное взвешивание в каждом канале дальности значений накопленных подпачек и быстрое преобразование Фурье (БПФ) этих взвешенных подпачек;
- обнаружение (при необходимости) в каждом канале дальности и в каждом частотном канале в заданной части частотной области, сформированной БПФ, сигналов
Figure 00000036
, соответствующих сигналам, поступающим с суммарного выхода моноимпульсной антенны РЛС;
- определение в каждом канале дальности номеров частотных фильтров, соответствующих разностным сигналам, сопоставляемым частотным фильтрам, в которых определяется суммарный сигнал;
- вычисление абсолютных значений суммарных и соответствующих им разностных сигналов, а также абсолютных значений соответствующих моноимпульсных отношений;
- определение знаков вычисленных моноимпульсных отношений, соответствующих направлениям отклонения линий визирования объектов радиолокационного наблюдения от равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС в рассматриваемой плоскости пеленгования.
Описание настоящего изобретения поясняется следующими схемами и диаграммами:
Фиг. 1 - Общая схема обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС согласно аналогу [1];
Фиг. 2 - Векторная диаграмма, иллюстрирующая процесс обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, используемый аналогом [1];
Фиг. 3 - Общая схема обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС согласно аналогу [3];
Фиг. 4 - Общая схема обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, используемая прототипом;
Фиг. 5 - Временные диаграммы формирования обрабатываемых сигналов в прототипе;
Фиг. 6 - Временная диаграмма сигнала, формируемого прототипом в результате обработки;
Фиг. 7 - Пример устройства, схема обработки радиолокационных сигналов, в котором соответствует способу, предлагаемому в настоящем изобретении;
Фиг. 8 - Примеры распределения откликов принимаемых радиолокационных сигналов, формируемых в результате использования предлагаемого способа обработки сигналов, в частотной области.
Достижение технического результата настоящего изобретения может быть получено, например, с использованием показанного на фиг. 7 устройства, схема построения которого соответствует схеме обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС в соответствии с настоящим изобретением. На фиг. 7:
1 - фазовращатель (ФВ);
2 - управляемый фазовращатель (УФВ);
3 - векторный сумматор;
4 - смеситель (СМ);
5 - формирователь опорных частот (ФОЧ);
6 - усилитель промежуточной частоты (УПЧ);
7 - синхронный детектор (СД);
8 - устройство аналого-цифрового преобразования и цифровой согласованной фильтрации (АЦПФ);
9 - управляемый формирователь подпачек (УФП);
10 - преобразователь время-частота (ПВЧ);
11 - формирователь отсчетов (ФОТ) суммарных и разностных сигналов;
12 - устройство стробирования и синхронизации (УСС);
13 - вычислительно-управляющая система (ВУС).
В рамках предлагаемого способа обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС предполагается, что с выходов антенны этой РЛС после суммарно-разностного преобразования принимаемых радиолокационных сигналов в обработку поступают суммарный и разностный сигналы, комплексные огибающие которых
Figure 00000037
и
Figure 00000038
. В рассматриваемом примере реализации устройства, использующего предлагаемый способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, аргументы αs(t) и αd(t) различаются между собой в условиях отсутствия помех и других каких-либо искажающих воздействий на величину 0° или 180° (т.е. эти сигналы синфазны или противофазны) в зависимости от знака угла отклонения линии визирования объекта радиолокационного наблюдения от равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС. Как указывается в источнике [2], данные соотношения фаз суммарного и разностного сигналов соответствуют случаю амплитудного пеленгования. Если антенной моноимпульсной РЛС осуществляется фазовое пеленгование, требуемое соотношение фаз αs(t) и αd(t) может быть получено включением дополнительного фазовращателя в суммарный или разностный канал поступления сигналов. Последний вариант иллюстрируется включением в схему, приведенную на фиг. 7, фазовращателя (ФВ) 1, контур которого показан пунктирной линией. Включение фазовращателя 1 в канал поступления разностного сигнала в большинстве случаев является предпочтительным, так как при этом не вносятся дополнительные потери, ухудшающие возможности начального обнаружения лоцируемых объектов по уровню суммарного сигнала.
С выхода фазовращателя 1 (при наличии такового) разностный сигнал
Figure 00000039
поступает на первый вход управляемого фазовращателя (УФВ) 2, который осуществляет череспериодный (от зондирования к зондированию) поворот фазы разностного сигнала на величину +90° или -90° относительно фазы суммарного сигнала, формируя на каждом интервале приема радиолокационных сигналов (между зондированиями) произведение
Figure 00000040
, или
Figure 00000041
, в соответствии с управляющим сигналом, поступающим на второй вход управляемого фазовращателя 2 с первого выхода устройства стробирования и синхронизации 12. С выхода управляемого фазовращателя 2 сигнал
Figure 00000042
поступает на первый вход СВЧ устройства суммирования 3, на второй вход которого поступает суммарный сигнал
Figure 00000043
с выхода антенны моноимпульсной РЛС. С выхода СВЧ устройства суммирования 3 сформированный результирующий сигнал
Figure 00000044
поступает на первый вход смесителя (СМ) 4, на второй вход которого поступает сигнал когерентного гетеродина с первого выхода высокостабильного формирователя опорных частот (ФОЧ) 5.
Смеситель 4 осуществляет перенос на промежуточную частоту сигнала
Figure 00000044
, поступающего на его первый вход. Выходной сигнал смесителя 4 поступает на первый вход одноканального усилителя промежуточной частоты (УПЧ) 6, на второй вход которого поступают с выхода 3 вычислительно-управляющей системы (ВУС) 13 сигналы (или команды), обеспечивающие необходимую регулировку коэффициента усиления УПЧ 6.
Следует отметить, что использование фазовой манипуляции (от зондирования к зондированию) разностного сигнала, при которой вектор разностного сигнала занимает положение ±90° относительно вектора суммарного сигнала, обеспечивает существенно меньший уровень колебаний абсолютного значения
Figure 00000045
результата векторного суммирования суммарного и разностного сигналов по сравнению с модуляцией (осуществляемой в прототипе), что существенно снижает требования к линейности амплитудной характеристики устройств преобразования и усиления сигналов приемного канала. Также снижаются требования и к амплитудно-фазовым характеристикам этого канала.
С выхода усилителя промежуточной частоты 6 усиленный сигнал поступает на первый вход синхронного детектора (СД) 7, на второй вход которого со второго выхода высокостабильного формирователя опорных частот 5 поступает высокостабильный опорный сигнал промежуточной частоты, обеспечивающий формирование на выходах 1 и 2 синхронного детектора 7 видеосигналов, соответствующих вещественной
Figure 00000046
и мнимой
Figure 00000047
частям сигнала
Figure 00000048
. Видеосигналы с выходов 1 и 2 синхронного детектора 7 поступают на входы 1 и 2 устройства 8 (АЦПФ) двухканального аналого-цифрового преобразования и согласованной цифровой фильтрации (сжатия) принимаемых сигналов. Эта фильтрация осуществляется при использовании в моноимпульсной РЛС зондирующих радиолокационных сигналов с внутриимпульсной модуляцией.
Поступившие сигналы в АЦПФ оцифровываются двухканальным аналого-цифровым преобразователем на временных интервалах приема (располагающихся в промежутках между излучением зондирующих импульсов), соответствующих стробу приема, формируемому в соответствии с управляющими сигналами, поступающими на вход 4 АЦПФ со второго выхода устройства стробирования и синхронизации (УСС) 12. Аналого-цифровое преобразование вещественной и мнимой частей сигналов
Figure 00000049
на интервалах приема при каждом зондировании осуществляется под управлением сигнала, поступающего на вход 3 АЦПФ с третьего выхода высокостабильного формирователя опорных частот 5, в моменты времени {tm},
Figure 00000050
,
Figure 00000051
, отсчитываемые от момента излучения зондирующего сигнала моноимпульсной РЛС. Для случая использования радиолокационных сигналов с внутриимпульсной модуляцией
Figure 00000052
, где К - коэффициент сжатия сигнала. Далее, для упрощения последующего изложения предлагаемого способа, полагаем, что К=1.
Оцифрованные комплексные огибающие
Figure 00000053
, представленные соответствующими значениями их вещественной
Figure 00000054
и мнимой
Figure 00000055
частей, где {tm},
Figure 00000056
- моменты времени, соответствующие формируемым (М) каналам дальности строба дальности, поступают соответственно с первого и второго выходов АЦПФ 8 на первый и второй входы управляемого формирователя подпачек (УФП) 9.
В управляемом формирователе подпачек 9, работа которого синхронизируется сигналами, поступающими на его третий вход с третьего выхода устройства стробирования и синхронизации 12, в каждом (m-м,
Figure 00000057
) канале дальности осуществляется накопление значений
Figure 00000058
, получаемых в N соседних интервалах приема радиолокационных сигналов (в N зондированиях) в этом канале. В результате формируются М подпачек значений (цифровых сигналов), которые могут быть записаны в виде
Figure 00000059
,
Figure 00000060
где:
n - порядковый номер интервала приема (зондирования) в подпачке
Figure 00000061
Cn,
Figure 00000062
- коэффициенты, значение которых (+1 или -1) на (n-м) интервале приема согласовано с управляющим сигналом, поступающим на второй вход управляемого фазовращателя 2 с первого выхода устройства стробирования и синхронизации 12. При череспериодной фазовой манипуляции разностного сигнала возможные последовательности значений этих коэффициентов в накапливаемых подпачках:
Figure 00000063
и
Figure 00000064
,
Figure 00000065
;
ϕm,n - набег фазы сигналов, принимаемых моноимпульсной РЛС в m-м канале дальности в n-м периоде приема сигналов с момента начала накопления подпачек, возникающий, например, за счет изменения расстояния до объектов, наблюдаемых в m-м канале дальности. В случае наличия только одного объекта радиолокационного наблюдения в m-м канале дальности, когда радиальная скорость движения этого объекта относительно моноимпульсной РЛС не изменяется, можно записать
Figure 00000066
,
Figure 00000067
где:
Fdm - доплеровский сдвиг несущей частоты радиолокационных откликов, поступающих от объекта радиолокационного наблюдения, находящегося в m-м канале дальности;
Tr - период повторения зондирующих импульсов моноимпульсной РЛС;
Δϕm - набег фазы сигналов, принимаемых моноимпульсной РЛС в m-м канале дальности за период повторения зондирующих импульсов. В данном случае
Figure 00000068
.
Далее индекс m, отражающий номер канала дальности, с целью упрощения используемых обозначений, опускается.
В управляемом формирователе подпачек 9 в каждом канале дальности осуществляется корректировка цифровых значений аргументов
Figure 00000069
,
Figure 00000070
комплексных величин (цифровых сигналов)
Figure 00000071
,
Figure 00000072
на величину межпериодной фазовой поправки Δφ, поступающей на вход 4 управляемого формирователя подпачек с выхода 1 вычислительно-управляющей системы 13.
Такая корректировка,
Figure 00000073
,
Figure 00000074
,
цифровых значений аргументов комплексных величин
Figure 00000071
,
Figure 00000075
, осуществляемая в каждом канале дальности, направлена на компенсацию указанных выше фазовых набегов, которые могут возникать во время накопления подпачек оцифрованных значений
Figure 00000071
,
Figure 00000076
.
Указанные фазовые поправки могут определяться, например, исходя из:
- оценки текущей скорости Vr сближения с визируемым радиолокационным объектом, например, в режиме его автосопровождения;
- оценки текущей скорости сближения с реальной или расчетной опорной точкой, например, при осуществлении фокусировки в режиме синтезирования антенного раскрыва при радиолокационном картографировании земной поверхности, осуществляемом с борта подвижного носителя моноимпульсной РЛС.
При известной величине скорости Vr сближения моноимпульсной РЛС с объектом радиолокационного наблюдения величина фазовой поправки определяется выражением
Figure 00000077
,
где:
λ - длина волны, соответствующая несущей частоте зондирующих сигналов РЛС.
Vr определяется как производная от дальности до объекта радиолокационного наблюдения.
Сформированные в каналах дальности подпачки значений
Figure 00000078
,
Figure 00000079
с выхода управляемого формирователя подпачек (9) поступают на вход цифрового преобразователя время-частота (ПВЧ) 10.
В преобразователе время-частота 10 подпачки значений
Figure 00000080
,
Figure 00000081
подвергаются цифровому гетеродинированию (путем домножения значений
Figure 00000082
на (-1)n), оконному взвешиванию с использованием окон типа Хемминга, Кайзера и др., и затем быстрому преобразованию Фурье (БПФ). Число точек БПФ соответствует размеру (N) накопленных подпачек.
Как будет показано ниже, процедура цифрового гетеродинирования обеспечивает упрощение последующей обработки данных.
В результате указанных преобразований в каждом канале дальности формируется совокупность отсчетов
Figure 00000083
,
Figure 00000084
,
Figure 00000085
,
соответствующих принимаемым радиолокационным сигналам в частотной области.
Здесь:
Wn,
Figure 00000086
- коэффициенты используемого взвешивающего окна;
k - номер отсчета в частотной области (номер частотного фильтра).
Результаты БПФ с выхода преобразователя время-частота 10 поступают на вход формирователя отсчетов (ФОТ) 11.
При наличии в канале дальности радиолокационного отклика от цели БПФ осуществляет в этом канале разделение отсчетов, соответствующих суммарному
Figure 00000087
сигналу и разностному манипулированному по фазе сигналу
Figure 00000088
(векторно просуммированным во временной области сумматором 3) по частотным дискретам (частотным фильтрам), сформированной частотной области.
При этом разделении по окончании БПФ накопленной подпачки в каждом канале дальности при условии точной компенсации в управляемом формирователе подпачек 9 указанных ранее набегов фазы принимаемых радиолокационных сигналов, комплекснозначный цифровой отсчет, соответствующий значению суммарного сигнала
Figure 00000087
, поступающего из антенны моноимпульсной РЛС, появляется в частотном фильтре с номером
Figure 00000089
Figure 00000090
Появление отклика, соответствующего суммарному сигналу
Figure 00000091
, поступающему из антенны моноимпульсной РЛС, в частотном фильтре с номером k=N/2 является также следствием цифрового гетеродинирования сигналов, осуществляемого преобразователем время-частота 10.
Одновременно после БПФ подпачек, накопленных в каждом канале дальности, также, при условии точной компенсации в управляемом формирователе подпачек 9 указанных ранее набегов фазы, комплекснозначный цифровой отсчет, соответствующий значению разностного сигнала
Figure 00000092
, поступающего из антенны моноимпульсной РЛС, появляется в частотном фильтре с номером k=0
Figure 00000093
.
В реальных условиях точная компенсация набегов фазы принимаемых радиолокационных сигналов в управляемом формирователе подпачек 9 может отсутствовать, например:
- при наличии ошибки автосопровождения сигнала цели по скорости (в частотной области);
- при наличии разницы доплеровских сдвигов несущей частоты радиолокационных сигналов, отраженных пространственно разнесенными отражателями этих сигналов при осуществлении радиолокационного обзора заданной области земной поверхности.
В этом случае при обработке сигналов, поступающих с выходов моноимпульсной антенны РЛС, в соответствии с заявляемым способом в частотной области, формируемой преобразователем время-частота 10, наблюдается одновременное одинаковое по величине смещение номеров частотных фильтров, соответствующих суммарному и разностному сигналам (относительно значений k=N/2 и k=0).
При наличии нескомпенсированного доплеровского сдвига частоты ΔFd принимаемых радиолокационных сигналов число частотных фильтров, на которые смещаются отклики суммарного и разностного сигналов в частотной области, и направление (знак) смещения с точностью до целого определяется выражением
Figure 00000094
,
где:
ΔVr - нескомпенсированное значение радиальной скорости антенны моноимпульсной РЛС относительно визируемого объекта;
Tr - период формирования зондирующих импульсов моноимпульсной РЛС;
λ - длина волны, соответствующая несущей частоте зондирующих сигналов РЛС,
а квадратные скобки соответствуют операции округления до ближайшего целого.
На фиг. 8 а) показано распределение в частотной области абсолютных, нормированных к
Figure 00000095
, значений
Figure 00000096
,
Figure 00000097
сигналов, полученных после БПФ взвешенной по Хэммингу подпачки значений
Figure 00000098
,
Figure 00000099
, после точной компенсации указанных выше набегов фазы принимаемых радиолокационных сигналов в управляемом формирователе подпачек 9.
На фиг. 8 б) и фиг. 8 в) показано распределение в частотной области нормированных (к значению
Figure 00000100
точного случая) абсолютных значений сигналов, полученных также после БПФ подпачки, взвешенной по Хэммингу, при наличии неучтенного доплеровского сдвига несущей частоты принимаемых радиолокационных сигналов, величина которого составляет соответственно +950 Гц и -950 Гц. Время накопления подпачки из 64 отсчетов составляет 15 мс.
В том случае, когда период повторения Tr зондирующих импульсов РЛС выбран таким образом, что выполняется условие
Figure 00000101
,
где
Figure 00000102
– ширина полосы возможных доплеровских сдвигов несущих частот радиолокационных сигналов, одновременно принимаемых моноимпульсной РЛС, то указанные смещения номеров частотных фильтров не будут выходить за рамки значений (N/4,…, 3N/4-1) - для суммарного сигнала, а для разностного за рамки значений: (0…, N/4-1) и (3N/4,…, N-1).
При этом любое обнаружение сигнала в окне частотных фильтров с номерами (N/4,…, 3N/4-1) свидетельствует об обнаружении суммарного сигнала, поступающего с выхода антенны моноимпульсной РЛС.
Пребывание отсчетов сигналов, соответствующих сигналам
Figure 00000103
, поступающим с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС, в срединной части образованной БПФ частотной области облегчает организацию процесса автосопровождения объектов радиолокационного наблюдения в этой области.
Определение номеров частотных фильтров, комплекснозначные отсчеты которых соответствуют сигналам, поступающим с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС, может быть осуществлено, например, путем порогового обнаружения сигналов в заданной частотной зоне с формированием соответствующих признаков обнаружения суммарного сигнала
Figure 00000104
при
Figure 00000105
,
Figure 00000106
при
Figure 00000107
,
где:
Π - установленный порог обнаружения;
ks - номер частотного фильтра, в котором обнаружен сигнал, соответствующий сигналу, поступающему с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС.
Если kc - число частотных фильтров, на которое сдвинут обнаруживаемый суммарный сигнал относительно частотного фильтра с номером
Figure 00000108
и
Figure 00000109
- номер частотного фильтра, в котором зафиксировано обнаружение суммарного сигнала, то номер частотного фильтра
Figure 00000110
, в котором "находится" соответствующий разностный сигнал, определяется формирователем отсчетов 11 с использованием следующих выражений:
Figure 00000111
при
Figure 00000112
,
Figure 00000113
при
Figure 00000114
.
При радиолокационном картографировании, очевидно, «взаимопривязка» номеров частотных фильтров, соответствующих суммарному и разностному сигналам, может осуществляться без использования процедуры порогового обнаружения для всех частотных фильтров, в которых могут находиться сигналы, поступающие с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС.
Обнаружение номеров частотных фильтров, соответствующих только суммарным сигналам во всей частотной области, сформированной преобразователем время-частота 10, может быть осуществлено также при прекращении фазовой манипуляции сигналов
Figure 00000115
, поступающих с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС.
Результаты формирования отсчетов, в состав которых входят номера частотных фильтров
Figure 00000116
и соответствующие им в частотной области комплексные значения
Figure 00000117
, с выхода формирователя отсчетов 11 поступают на первый вход вычислительно-управляющей системы (ВУС) 13.
Этой системой в каждом канале дальности для каждой пары номеров фильтров ks,
Figure 00000118
, поступившей из формирователя отсчетов 11, определяются величина и знак моноимпульсного отношения
Figure 00000119
,
с использованием которого при известной крутизне пеленгационной характеристики антенны моноимпульсной РЛС определяется пеленг Θ на объект радиолокационного наблюдения в соответствующей плоскости пеленгования.
Как следует из приведенного описания, применение предложенного способа обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС позволяет:
- за счет использования фазовой манипуляции разностного сигнала, поступающего из моноимпульсной антенны РЛС, избежать существенного влияния нелинейностей амплитудной характеристики приемного канала РЛС на результаты формируемой оценки величины моноимпульсного отношения;
- формировать моноимпульсное отношение на основе оценок абсолютных значений сигналов, поступающих с суммарного и разностного выходов антенны моноимпульсной РЛС, что увеличивает точность оценок углового отклонения линии визирования объекта радиолокационного наблюдения от равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС в условиях воздействия различного рода воздействий, искажающих требуемые фазовые соотношения между суммарным и разностным сигналами, формируемыми антенной моноимпульсной РЛС;
- увеличить чувствительность моноимпульсной РЛС за счет когерентного накопления принимаемых радиолокационных сигналов;
- обеспечить возможность одновременного моноимпульсного пеленгования объектов радиолокационного наблюдения, находящихся на одной и той же дальности от моноимпульсной РЛС, но имеющих различающиеся скорости сближения с РЛС.
Следует также отметить, что обработка радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, реализуемая в соответствии с заявляемым способом, осуществляется при использовании в моноимпульсной РЛС одноканального приемного устройства, может быть осуществлена на существующей элементной базе и не требует больших аппаратурных затрат.
Источники информации
1. Патент США US 5402130, опубл. 28.03.1995 г., "Monopulse processor".
2. Samuel М. Sherman, David K. Barton - Monopulse Principles and Techniques, sec. ed., Artech House, 2011.
3. Патент Германии DE 102005060875 A1, опубл. 21.06.2007 г. "Verfahren und Vorrichtung zur Signalverarbeitung bei einer Winkelbestimmung mittels Mikrowellen-Bewegungssensoren".
4. Патент США № 5926128, опубл. 20.07.1999 г., "Radar systems".

Claims (1)

  1. Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, в процессе реализации которого осуществляется череспериодная (от зондирования к зондированию) фазовая манипуляция принимаемых разностных сигналов, поступающих с разностного выхода моноимпульсной антенны РЛС, векторное сложение принимаемых фазоманипулированных через период зондирования разностных сигналов с принимаемыми суммарными сигналами, поступающими с суммарного выхода моноимпульсной антенны РЛС, перенос результирующей векторной суммы сигналов на промежуточную частоту, ее одноканальное усиление на промежуточной частоте, синхронное детектирование, аналого-цифровое преобразование вещественных и мнимых частей усиленных и продетектированных результирующих сигналов и последующая цифровая согласованная фильтрация этих сигналов, в случае использования в РЛС зондирующих импульсов с внутриимпульсной модуляцией, при этом моменты реализации аналого-цифрового преобразования соответствуют формируемым каналам обнаружения объектов радиолокационного наблюдения по дальности, отличающийся тем, что после аналого-цифрового преобразования осуществляются: когерентное накопление в каждом канале дальности оцифрованных результатов векторного сложения суммарного и фазоманипулированного разностного сигналов, полученных в интервалах приема в соседних зондированиях, с образованием подпачек этих значений, корректировка значений аргументов накопленных в подпачках комплексных величин в каждом канале дальности с учетом ожидаемых доплеровских набегов фазы принимаемых радиолокационных сигналов за время накопления подпачек, цифровое гетеродинирование в каждом канале дальности цифровых сигналов, накопленных в подпачках, обеспечивающее последующий сдвиг цифровых отсчетов суммарных сигналов в середину анализируемой частотной области, оконное взвешивание в каждом канале дальности значений накопленных подпачек, быстрое преобразование Фурье (БПФ) этих взвешенных значений, определение в каждом канале дальности номеров частотных фильтров, соответствующих суммарным сигналам и разностным сигналам, сопоставляемым частотным фильтрам, в которых присутствуют суммарные сигналы, вычисление абсолютных значений суммарных и соответствующих им разностных сигналов, а также абсолютных значений соответствующих моноимпульсных отношений, определение знаков вычисленных моноимпульсных отношений, соответствующих направлениям отклонения линий визирования объектов радиолокационного наблюдения от равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС в рассматриваемой плоскости пеленгования.
RU2016144434A 2016-11-11 2016-11-11 Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС RU2636058C1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2016144434A RU2636058C1 (ru) 2016-11-11 2016-11-11 Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2016144434A RU2636058C1 (ru) 2016-11-11 2016-11-11 Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2636058C1 true RU2636058C1 (ru) 2017-11-20

Family

ID=60328611

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2016144434A RU2636058C1 (ru) 2016-11-11 2016-11-11 Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2636058C1 (ru)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2731546C1 (ru) * 2019-09-11 2020-09-04 Акционерное общество "Научно-исследовательский институт Приборостроения имени В.В. Тихомирова" Способ обработки радиолокационного сигнала с фазовой модуляцией
RU2798822C1 (ru) * 2022-10-28 2023-06-28 Акционерное общество "Научно-исследовательский институт Приборостроения имени В.В. Тихомирова" Способ картографирования земной поверхности бортовой радиолокационной станцией с антенной решеткой

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5926128A (en) * 1972-11-01 1999-07-20 The Marconi Company Limited Radar systems
RU2267137C1 (ru) * 2004-03-24 2005-12-27 ОАО "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" Моноимпульсная рлс
US8004453B1 (en) * 1972-10-16 2011-08-23 Raytheon Company Elevation null command generator for monopulse radar airborne missile guidance systems
JP2011191100A (ja) * 2010-03-12 2011-09-29 Mitsubishi Electric Corp モノパルスレーダ装置
US8269665B1 (en) * 2010-01-29 2012-09-18 Lockheed Martin Corporation Monopulse angle determination
RU2546999C1 (ru) * 2014-04-04 2015-04-10 Закрытое акционерное общество "АЭРО-КОСМИЧЕСКИЕ ТЕХНОЛОГИИ" Короткоимпульсный радиолокатор с электронным сканированием в двух плоскостях и с высокоточным измерением координат и скорости объектов
RU2600109C1 (ru) * 2015-04-16 2016-10-20 Акционерное общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" Моноимпульсная рлс миллиметрового диапазона

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8004453B1 (en) * 1972-10-16 2011-08-23 Raytheon Company Elevation null command generator for monopulse radar airborne missile guidance systems
US5926128A (en) * 1972-11-01 1999-07-20 The Marconi Company Limited Radar systems
RU2267137C1 (ru) * 2004-03-24 2005-12-27 ОАО "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" Моноимпульсная рлс
US8269665B1 (en) * 2010-01-29 2012-09-18 Lockheed Martin Corporation Monopulse angle determination
JP2011191100A (ja) * 2010-03-12 2011-09-29 Mitsubishi Electric Corp モノパルスレーダ装置
RU2546999C1 (ru) * 2014-04-04 2015-04-10 Закрытое акционерное общество "АЭРО-КОСМИЧЕСКИЕ ТЕХНОЛОГИИ" Короткоимпульсный радиолокатор с электронным сканированием в двух плоскостях и с высокоточным измерением координат и скорости объектов
RU2600109C1 (ru) * 2015-04-16 2016-10-20 Акционерное общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" Моноимпульсная рлс миллиметрового диапазона

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2731546C1 (ru) * 2019-09-11 2020-09-04 Акционерное общество "Научно-исследовательский институт Приборостроения имени В.В. Тихомирова" Способ обработки радиолокационного сигнала с фазовой модуляцией
RU2798822C1 (ru) * 2022-10-28 2023-06-28 Акционерное общество "Научно-исследовательский институт Приборостроения имени В.В. Тихомирова" Способ картографирования земной поверхности бортовой радиолокационной станцией с антенной решеткой

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5561641A (en) Underwater detection system for determining carrier frequencies of signals arriving from a wide area
Rao et al. Axis rotation MTD algorithm for weak target detection
US5818383A (en) Interferometric moving vehicle imaging apparatus and method
US3943514A (en) Dual base line interferometer antenna
US20050179579A1 (en) Radar receiver motion compensation system and method
CN110109102B (zh) 一种sar运动目标检测与速度估计的方法
US20190324108A1 (en) Angular resolution of targets using separate radar receivers
Deming et al. Simultaneous sar and gmti using ati/dpca
Baumgartner et al. Multi-channel SAR for ground moving target indication
CN114545411B (zh) 一种基于工程实现的极坐标格式多模高分辨sar成像方法
US5559516A (en) Dual cancellation interferometric AMTI radar
WO2019162839A4 (en) Spoofing detection in real time kinematic positioning
Shapir et al. Doppler ambiguity resolving in TDMA automotive MIMO radar via digital multiple PRF
Zhang et al. Extraction of vibrating features with dual-channel fixed-receiver bistatic SAR
Li et al. A new motion parameter estimation and relocation scheme for airborne three-channel CSSAR-GMTI systems
JP6008640B2 (ja) 探知画像生成装置、レーダ装置、探知画像生成方法、および探知画像生成プログラム、
RU2626380C1 (ru) Система селекции движущихся целей с измерением дальности, радиальной скорости и направления движения
US5315307A (en) Doppler frequency angle measurement technique
RU2636058C1 (ru) Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС
US6982668B1 (en) Tangential velocity measurement using interferometric MTI radar
Sletten et al. The NRL multi aperture SAR system
Raj et al. Velocity-ISAR: On the application of ISAR techniques to multichannel SAR imaging
Zheng et al. A deep learning approach for Doppler unfolding in automotive TDM MIMO radar
RU2659807C1 (ru) Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС
Ishtiaq et al. Detection and tracking of multiple targets using dual-frequency interferometric radar