RU2659807C1 - Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС - Google Patents

Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС Download PDF

Info

Publication number
RU2659807C1
RU2659807C1 RU2017131318A RU2017131318A RU2659807C1 RU 2659807 C1 RU2659807 C1 RU 2659807C1 RU 2017131318 A RU2017131318 A RU 2017131318A RU 2017131318 A RU2017131318 A RU 2017131318A RU 2659807 C1 RU2659807 C1 RU 2659807C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signals
radar
monopulse
phase
frequency
Prior art date
Application number
RU2017131318A
Other languages
English (en)
Inventor
Геннадий Алексеевич Соловьев
Original Assignee
Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Радар ммс"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Радар ммс" filed Critical Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Радар ммс"
Priority to RU2017131318A priority Critical patent/RU2659807C1/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2659807C1 publication Critical patent/RU2659807C1/ru

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
    • G01S13/44—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
    • G01S13/44—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing
    • G01S13/4409—HF sub-systems particularly adapted therefor, e.g. circuits for signal combination
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/66—Radar-tracking systems; Analogous systems
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/41—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00 using analysis of echo signal for target characterisation; Target signature; Target cross-section

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

Изобретение относится к радиолокационной технике и может быть использовано в моноимпульсных РЛС. Достигаемый технический результат - расширение возможностей и повышение точности моноимпульсного пеленгования. Технический результат достигается с использованием фазовой манипуляции сигнала, поступающего с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС, векторного сложения этого фазоманипулированного сигнала с использованием 3 дБ моста с сигналом, поступающим с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС, переноса результирующих сигналов на промежуточную частоту, их усиления, синхронного детектирования, аналого-цифрового преобразования, когерентного подпачечного накопления оцифрованных значений результирующих сигналов, время-частотного преобразования накопленных значений результирующих сигналов, вычисления моноимпульсных отношений с учетом фазовых соотношений сигналов в сформированной частотной области. 1 з.п. ф-лы, 8 ил.

Description

Изобретение относится к радиолокационной технике и может быть использовано в моноимпульсных РЛС.
Известен способ обработки принимаемых радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, изложенный в заявке Германии DE 102005060875 A1, опубликованной 21.06.2007 г., "Verfahren und Vorrichtung zur Signalverarbeitung bei einer Winkelbestimmung mittels Mikrowellen-Bewegungssensoren" ("Метод и устройство обработки сигналов для определения угла микроволновыми подвижными сенсорами"), иллюстрируемый схемой, приведенной на рисунке из этой заявки (фиг. 1).
Согласно этому аналогу импульсные радиолокационные сигналы, принимаемые парциальными антеннами, составляющими антенну моноимпульсной РЛС, при каждом зондировании, с использованием стабилизированного генератора, формирующего несущую частоту зондирующих сигналов, переносятся на видеочастоту. При этом переносе формируются видеосигналы, соответствующие синфазной и квадратурной составляющим принимаемых сигналов в принимающих парциальных каналах. Для рассматриваемого в патенте варианта фазовой моноимпульсной системы с двумя парциальными приемными антеннами формируются видеосигналы: SI1, SQ1 (соответствующие синфазной и квадратурной составляющим сигналов, принимаемых первой парциальной антенной) и SI2, SQ2 (соответствующие синфазной и квадратурной составляющим сигналов, принимаемых второй парциальной антенной). Каждый из этих видеосигналов усиливается (на схеме фиг. 1 - элементы 201а-201d) в соответствующем приемном канале, подвергается в этом канале низкочастотной фильтрации (элементы 202а-202d) и затем аналого-цифровому преобразованию (элементы 203а-203d). Значения оцифрованных квадратурных частей сигналов первого (SQ1) и второго (SQ2) приемных каналов умножаются на -j (элементы 205а и 205b схемы) и суммируются (элементы 206а и 206b схемы) с соответствующими значениями оцифрованных синфазных частей сигналов первого (SI1) и второго (SI2) приемных каналов.
Формирующиеся соответственно на выходах элементов 206а и 206b схемы (фиг. 1) при каждом зондировании цифровые значения s1(ti) и s2(ti), представляющие собой результаты суммирования, поступают на входы суммирующего элемента 301а и вычитающего элемента 301b. На основе выполнения операции суммирования на выходе элемента 301а формируются оценки, соответствующие абсолютной величине суммарного сигнала SSUM(ti)=s1(ti)+s2(ti), а на основе выполнения операции вычитания на выходе элемента 301b формируются оценки
SDIFF(ti)=s1(ti)-s2(ti),
соответствующие абсолютной величине разностного сигнала в моноимпульсной РЛС.
Далее эти значения фильтруются с использованием метода скользящего среднего (соответственно элементами 303а и 303b на схеме фиг. 1) и на основе получаемых средних значений mSUM и mDIFF рассчитывается значение моноимпульсного отношения mSUM/mDIFF, с использованием которого формируется оценка абсолютного значения угла визирования наблюдаемого объекта относительно равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС.
Знак этого угла определяется с использованием сопоставительных оценок (элемент 403 на схеме фиг. 1) в частотной области аргументов комплексных величин (соответствующих преобразованным сигналам, поступающим с парциальных антенн моноимпульсной РЛС), получаемых путем (подпачечного) накопления значений s1(ti) и s2(ti) (в первом варианте предложенного в изобретении метода обработки), их оконной обработки (элементы 401а и 401b на схеме фиг. 1) и преобразования Фурье накопленных подпачек значений (элементы 402а и 402b).
К основным недостаткам данного изобретения могут быть отнесены:
- необходимость использования четырех каналов приема, усиления и преобразования поступающих на вход системы обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, что требует повышенных аппаратурных затрат;
- необходимость обеспечения идентичности как амплитудных, так и фазовых характеристик каналов приема и усиления и преобразования сигналов: SI1, SQ1, SI2, SQ2,
- возможность возникновения дополнительных угловых ошибок моноимпульсного пеленгования в том случае, когда имеют место внешние и внутренние воздействия, искажающие фазовые соотношения сигналов, формирующих SSUM и SDIFF.
Известен способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, описанный в источнике [Samuel М. Sherman, David K. Barton - Monopulse Principles and Techniques, sec.ed., Artech House, 2011, стр. 170]. Обработка радиолокационной информации по этому способу осуществляется в соответствии со схемой, приведенной на фиг. 2.
В соответствии с классификацией, используемой в указанном источнике, данный способ обработки радиолокационных сигналов относится к тому типу способов, который предполагает формирование и обработку суммы s+jd и разности s-jd комплексных огибающих s и d сигналов, поступающих соответственно с суммарного и разностного выходов суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС.
В случае амплитудного моноимпульсного пеленгования, когда фаза δd разностного сигнала d в условиях отсутствия помех и других каких-либо искажающих воздействий отличается от фазы δs суммарного сигнала s на величину 0° или 180° (δ=δd-δs=0°∨180°) с целью обеспечения возможности образования указанных комбинаций (суммы s+jd и разности s-jd) сигналов в прототипе осуществляется доворот фазы поступающего разностного сигнала на 90° и используется Т-мост (HIBRID).
Тангенс
Figure 00000001
относительной фазы (tan ϕ0) сигналов s+jd и s-jd, оценка которой осуществляется с использованием фазового детектора, соответствует моноимпульсному отношению разностного и суммарного сигналов (d/s), поступающих с соответствующих выходов суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС. Указывается на возможность оценки относительной фазы с использованием синфазного детектора.
Основной недостаток данного способа указан в том же источнике [2, стр. 172]. Этот недостаток обусловлен тем, что условие синфазности - противофазности (или ортогональности) суммарного и разностного сигналов, поступающих из антенны моноимпульсной РЛС, может не выполняться, например, при наличии внешних мешающих воздействий или вследствие несовершенства антенно-фидерного тракта РЛС. Данный случай иллюстрируется в [2] диаграммой (фиг. 3). В условиях, соответствующих фиг. 3, вычисление ϕ0, как
Figure 00000001
относительной фазы сигналов суммы s+jd и разности s-jd, очевидно приводит к дополнительным ошибкам при оценке моноимпульсного отношения. Вариант устранения этих ошибок путем введения в состав моноимпульсной РЛС дополнительного (третьего) приемного канала представлен в патенте США US 5402130, опубликованном 28.03.1995 г., "Monopulse processor".
Для уменьшения влияния амплитуд суммы s+jd и разности s-jd сигналов при получении оценок их относительной фазы (2ϕ0) усиление этих комбинаций сигналов осуществляется в приемных каналах с жестким ограничением. При этом возможно подавление слабых полезных сигналов мешающими сильными.
Существенным недостатком рассматриваемого аналога, как и предыдущего, является также зависимость результатов оценки моноимпульсного отношения суммарного и разностного сигналов от величины фазового разбаланса приемных каналов РЛС.
Вариант устранения этого недостатка изложен в источнике [Справочник по радиолокации. Под ред. М. Сколника. Нью-Йорк, 1970: Пер. с англ. (в четырех томах) / Том 3. Радиолокационные устройства и системы / Под ред. А.С. Виницкого. - М.: Сов. радио, 1979, стр. 185]. Способ обработки радиолокационной информации, изложенный в этом источнике, является наиболее близким к предлагаемому способу обработки радиолокационной информации в моноимпульсной РЛС и рассматривается в качестве прототипа.
Обработка радиолокационной информации по способу прототипа осуществляется в соответствии со схемой, приведенной на фиг. 4.
Способ обработки радиолокационных сигналов, рассматриваемый в качестве прототипа, в соответствии с классификацией, используемой в источнике [2], также относится к тому типу способов, который предполагает формирование и обработку суммы s+jd и разности s-jd комплексных огибающих s и d сигналов, поступающих соответственно с суммарного и разностного выходов суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС.
Этот способ отличается от способа обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, предложенного в источнике [2] и изложенного выше, тем, что с целью коррекции фазовых ошибок (фазового рассогласования) приемных каналов в канал поступления принимаемого разностного сигнала включен фазовый манипулятор на ±π/2, а знак углового отклонения направления на объект радиолокационного моноимпульсного пеленгования формируется с использованием переключателя полярности сигнала ошибки, работа которого синхронизирована с работой фазового манипулятора. Кроме того, в процессе обработки сигналов, поступающих с выходов суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС, осуществляется их перенос на промежуточную частоту. В остальном, способ-прототип обладает теми же недостатками, что и способ, указанный в источнике [2].
Задачей настоящего изобретения является обеспечение возможности повышения точности оценки моноимпульсного отношения суммарного и разностного сигналов при наличии воздействий, нарушающих требуемые фазовые соотношения суммарного и разностного сигналов, поступающих из антенны моноимпульсной РЛС, а также фазового рассогласования приемных каналов.
Целью (техническим результатом) настоящего изобретения являются расширение возможностей применения и повышение точности пеленгования моноимпульсной РЛС.
Для достижения заявленной цели в соответствии с настоящим изобретением при приеме и обработке радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС (во временных промежутках между излучением зондирующих импульсов) осуществляются:
- череспериодная (от зондирования к зондированию) фазовая манипуляция
Figure 00000002
(где С=1 или С=-1) разностных сигналов
Figure 00000003
(сигналов, поступающих с разностного выхода суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС). Здесь
Figure 00000003
- комплексная огибающая разностного сигнала;
- образование сумм и разностей этих сигналов с суммарными сигналами
Figure 00000004
(сигналами, поступающими с суммарного выхода суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС) и передача образуемых сумм
Figure 00000005
в первый приемный канал РЛС, а разностей
Figure 00000006
- во второй приемный канал двухканального приемного устройства. Здесь
Figure 00000007
- комплексная огибающая суммарного сигнала;
- перенос сигналов, полученных в результате указанных сложения и вычитания, на промежуточную частоту соответственно в первом и втором приемных каналах, их усиление на промежуточной частоте, синхронное детектирование;
- аналого-цифровое преобразование вещественных и мнимых частей (квадратур) результирующих усиленных и продетектированных сигналов, их цифровое сжатие (в случае использования внутриимпульсной модуляции) в каждом интервале приема радиолокационных сигналов с образованием отсчетов вещественных
Figure 00000008
,
Figure 00000009
и мнимых
Figure 00000010
,
Figure 00000011
,
Figure 00000012
частей (квадратур) оцифрованных сумм и разностей
Figure 00000013
и
Figure 00000014
сигналов. При этом моменты {tm},
Figure 00000015
формирования указанных отсчетов на каждом интервале приема радиолокационных сигналов соответствуют формируемым каналам радиолокационного наблюдения по дальности;
- когерентное накопление в каждом (m-ом,
Figure 00000015
) канале дальности соответственно в первом и втором приемных каналах оцифрованных значений сумм:
Figure 00000016
,
Figure 00000017
и разностей:
Figure 00000018
,
Figure 00000019
сигналов, полученных в N соседних интервалах
Figure 00000020
их приема с образованием подпачек
Figure 00000021
и
Figure 00000022
,
Figure 00000023
и
Figure 00000024
Figure 00000025
,
Figure 00000026
указанных оцифрованных значений сумм и разностей. Здесь n - порядковый номер интервала приема радиолокационных сигналов (зондирования) в накапливаемой подпачке. Значения коэффициентов Cn,
Figure 00000027
соответствуют регулярной фазовой манипуляции разностных сигналов (Cn=(-1)n или Cn=(-1)n+1) в первом варианте предлагаемого изобретения и псевдослучайной фазовой манипуляции во втором варианте предлагаемого изобретения;
- время-частотное преобразование накопленных подпачек в каждом приемном канале и каждом канале дальности, включающее в себя оконное взвешивание этих подпачек и их быстрое преобразование Фурье (БПФ);
- формирование в каждом канале дальности
Figure 00000028
оценок комплексных огибающих сигналов, соответствующих сигналам, поступающим с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС путем суммирования
Figure 00000029
,
Figure 00000030
значений комплексных отсчетов
Figure 00000031
,
Figure 00000032
, образуемых в результате время-частотного преобразования соответственно подпачек
Figure 00000033
и
Figure 00000034
;
- формирование в каждом канале дальности
Figure 00000028
оценок комплексных огибающих сигналов, соответствующих сигналам, поступающим с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС путем нахождения разностей
Figure 00000035
,
Figure 00000036
значений комплексных отсчетов
Figure 00000037
,
Figure 00000038
, образуемых в результате время-частотного преобразования соответственно подпачек
Figure 00000039
и
Figure 00000040
;
- вычисление моноимпульсных отношений и пеленгов, соответствующих сигналам, поступающим с суммарного и разностного выходов антенны моноимпульсной РЛС.
Содержание настоящего изобретения поясняется следующими схемами и диаграммами:
Фиг. 1 - Общая схема обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС согласно аналогу [1];
Фиг. 2 - Общая схема обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС согласно аналогу [2];
Фиг. 3 - Векторная диаграмма, иллюстрирующая процесс обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС в соответствии с аналогом [2];
Фиг. 4 - Общая схема обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС согласно прототипу;
Фиг. 5 - Пример устройства, схема обработки радиолокационных сигналов в котором соответствует первому варианту реализации способа, предлагаемого в настоящем изобретении;
Фиг. 6 - Примеры распределения откликов принимаемых радиолокационных сигналов, формируемых в результате использования предлагаемого способа обработки сигналов в частотной области, при регулярной череспериодной манипуляции сигналов, поступающих с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС.
Фиг. 7 - Пример устройства, схема обработки радиолокационных сигналов в котором соответствует второму варианту реализации способа, предлагаемого в настоящем изобретении;
Фиг. 8 - Примеры распределения откликов принимаемых радиолокационных сигналов, формируемых в результате использования предлагаемого способа обработки сигналов в частотной области, при псевдослучайной череспериодной манипуляции сигналов, поступающих с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС.
Достижение технического результата настоящего изобретения в первом варианте его реализации может быть получено, с использованием устройства, обработка радиолокационных сигналов в котором иллюстрируется фиг. 5. На фиг. 5:
1 - фазовращатель (ФВ);
2 - управляемый фазовращатель (УФВ);
3 - синфазно-противофазный мост (СПМ);
4, 5 - смесители (СМ);
6 - формирователь опорных частот (ФОЧ);
7, 8 - усилители промежуточной частоты (УПЧ);
9, 10 - синхронные детекторы (СД);
11, 12 - устройства аналого-цифрового преобразования и согласованной фильтрации (АЦПФ);
13, 14 - управляемые формирователи подпачек (УФП);
15 - устройство стробирования и синхронизации (УСС);
16 - формирователь регулярной последовательности (ФРП);
17, 18 - преобразователи время-частота (ПВЧ);
19 - вычислительно-управляющая система (ВУС).
В рамках предлагаемого способа обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС предполагается, что после суммарно-разностного преобразования принимаемых радиолокационных сигналов в антенне моноимпульсной РЛС с суммарного и разностного выходов этой антенны в обработку поступают суммарный и разностный сигналы, представленные соответственно их комплексными огибающими:
Figure 00000041
и
Figure 00000042
. В рассматриваемом примере реализации устройства, использующего предлагаемый способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, аргументы αs(t) и αd(t) различаются между собой в условиях отсутствия помех и других каких-либо искажающих воздействий на величину 0° или 180° (т.е. эти сигналы синфазны или противофазны) в зависимости от знака угла отклонения линии визирования объекта радиолокационного наблюдения от равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС. Как указывается в источнике [2], данные соотношения фаз суммарного и разностного сигналов соответствуют случаю амплитудного пеленгования. Если антенной моноимпульсной РЛС осуществляется фазовое пеленгование, то требуемое соотношение фаз αs(t) и αd(t) достигается путем включения дополнительного фазовращателя в суммарный или разностный канал поступления сигналов. Последний вариант иллюстрируется включением в схему, приведенную на фиг. 5, фазовращателя (ФВ) 1, контур которого показан пунктирной линией. Включение фазовращателя 1 в канал поступления разностного сигнала в большинстве случаев является предпочтительным, так как при этом не вносятся дополнительные потери, ухудшающие возможности начального обнаружения лоцируемых объектов по уровню суммарного сигнала.
Представленный на фиг. 5 вариант устройства, реализующего обработку сигналов в моноимпульсной РЛС в соответствии с первым вариантом реализации предлагаемого способа, функционирует следующим образом.
1. С выхода фазовращателя 1 (при наличии такового) разностный сигнал
Figure 00000043
поступает на первый вход управляемого фазовращателя (УФВ) 2, который осуществляет на каждом интервале приема радиолокационных сигналов (между зондированиями) поворот фазы разностного сигнала на величину +90° или -90° относительно фазы суммарного сигнала, что соответствует произведению
Figure 00000044
, где С=1 или С=-1, в соответствии с управляющим сигналом, поступающим на второй вход управляемого фазовращателя 2 с выхода 3 формирователя регулярной последовательности (ФРП) 16 управляющих сигналов.
2. С выхода управляемого фазовращателя 2 сигнал
Figure 00000044
, поступает на второй вход синфазно-противофазного 3 дБ СВЧ моста (СПМ) 3 на первый вход которого поступает суммарный сигнал
Figure 00000045
с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС. При этом на выходах синфазно-противофазного моста одновременно формируются сигналы, соответствующие сумме
Figure 00000046
суммарного и разностного сигналов (на выходе 1 СПМ) и соответствующие разности
Figure 00000047
суммарного и разностного сигналов (на выходе 2 СПМ).
3. Сигналы, соответствующие
Figure 00000048
(с выхода 1 СПМ) и
Figure 00000049
(с выхода 2 СПМ) в каждом интервале приема поступают на первые входы соответственно смесителей (СМ): 4 - первого приемного канала и 5 - второго приемного канала, на вторые входы которых поступает сигнал когерентного гетеродина с первого выхода высокостабильного формирователя опорных частот (ФОЧ) 6. Смесители 4 и 5 осуществляют перенос сигналов
Figure 00000050
и
Figure 00000051
на промежуточную частоту.
4. Выходные сигналы смесителей 4 и 5 поступают на первые входы усилителей промежуточной частоты (УПЧ) соответственно 7 и 8, на вторые входы которых поступают соответственно с выходов 2 и 3 вычислительно-управляющей системы (ВУС) 19 сигналы (или команды), обеспечивающие необходимую регулировку коэффициентов усиления УПЧ.
5. С выходов усилителей промежуточной частоты 7 и 8 усиленные сигналы поступают на первые входы синхронных детекторов (СД) соответственно 9 и 10, на вторые входы которых со второго выхода высокостабильного формирователя опорных частот 6 поступает высокостабильный опорный сигнал промежуточной частоты, обеспечивающий формирование на выходах 1 и 2 синхронных детекторов 9 и 10 видеосигналов, соответствующих:
- вещественной
Figure 00000052
и мнимой
Figure 00000053
частям (квадратурам) сигнала
Figure 00000054
на выходах 1 и 2 СД 9;
- вещественной
Figure 00000055
и мнимой
Figure 00000056
частям (квадратурам) сигнала
Figure 00000057
на выходах 1 и 2 СД 10;
6. Видеосигналы с выходов 1 и 2 синхронных детекторов 9 и 10 поступают на входы 1 и 2 соответствующих устройств 11 и 12 (АЦПФ) двухканального аналого-цифрового преобразования и согласованной фильтрации (сжатия) принимаемых сигналов. Эта фильтрация осуществляется при использовании в моноимпульсной РЛС зондирующих радиолокационных сигналов с внутриимпульсной модуляцией.
Сигналы, поступившие с выходов 1 и 2 синхронных детекторов 9 и 10 оцифровываются соответственно в АЦПФ 11 и 12 двухканальными аналого-цифровыми преобразователями на временных интервалах приема (располагающихся в промежутках между излучением зондирующих импульсов), соответствующих стробу приема, формируемому в соответствии с управляющими сигналами, поступающими на входы 4 АЦПФ 11 и 12 с выхода 1 устройства стробирования и синхронизации (УСС) 13, работа которого, в свою очередь, синхронизируется сигналами, поступающими на вход 1 УСС 13 с выхода 4 ФОЧ 6.
Аналого-цифровое преобразование квадратур (вещественной и мнимой частей сигналов) сигналов
Figure 00000058
и
Figure 00000059
на интервалах приема при каждом зондировании осуществляется под управлением сигнала, поступающего на входы 3 АЦПФ 11 и 12 с третьего выхода высокостабильного формирователя опорных частот (ФОЧ) 6, в моменты времени tm,
Figure 00000060
Figure 00000061
, отсчитываемые от момента излучения зондирующего сигнала моноимпульсной РЛС. Эти моменты времени соответствуют М формируемым каналам дальности строба дальности. Моменты начала и окончания аналого-цифрового преобразования на интервалах приема (когда соответственно m=1 и m=M) определяются сигналами, поступающими на входы 4 АЦПФ 11 и 12 с выхода 1 УСС 13.
Для случая использования радиолокационных сигналов с внутриимпульсной модуляцией
Figure 00000062
,
Figure 00000063
, где К - коэффициент сжатия сигнала. Далее, для упрощения последующего изложения предлагаемого способа, полагаем, что К=1.
7. Оцифрованные комплексные огибающие
Figure 00000064
,
Figure 00000065
, представленные значениями их вещественных и мнимых частей, поступают с первого и второго выходов АЦПФ 11 и 12 соответственно на первый и второй входы управляемых формирователей подпачек (УФП) 14 и 15.
В управляемых формирователях подпачек 14 и 15, работа которых синхронизируется сигналами, поступающими на их третий вход с выходов 2 и 3 устройства стробирования и синхронизации (УСС) 13, в каждом (m-ом,
Figure 00000066
) канале дальности осуществляется накопление соответственно значений
Figure 00000067
и
Figure 00000068
, получаемых в N соседних интервалах приема радиолокационных сигналов (в N зондированиях).
При этом формируются последовательности (подпачки) оцифрованных значений сигналов:
- в первом приемном канале:
Figure 00000069
- во втором приемном канале:
Figure 00000070
Figure 00000071
,
Figure 00000072
где:
n - порядковый номер интервала приема (зондирования) в подпачке
Figure 00000073
;
Cn - коэффициенты (Cn=(-1)n или Cn=(-1)n+1), значения которых (+1 или -1) на n-ом интервале приема
Figure 00000073
соответствуют управляющим сигналам, поступающим на второй вход управляемого фазовращателя 2 с третьего выхода формирователя регулярной последовательности (ФРП) 16.
Одновременно управляемыми формирователями подпачек 14 и 15, с использованием цифрового гетеродинирования формируются последовательности (подпачки) значений соответственно:
- в первом приемном канале:
Figure 00000074
- во втором приемном канале:
Figure 00000075
Figure 00000076
,
Figure 00000077
Значения коэффициентов Cn при этом поступают на входы 4 УФП 14 и 15 соответственно с выходов 1 и 2 ФРП 16.
При формировании накапливаемых подпачек значений
Figure 00000078
и
Figure 00000079
учитывается, что
Figure 00000080
,
Figure 00000081
.
Необходимо отметить, что с учетом ортогональности
Figure 00000082
и
Figure 00000083
выполняется:
Figure 00000084
,
Figure 00000085
.
Далее индекс канала дальности (m) для упрощения обозначений опускается.
Сформированные в каждом канале дальности подпачки
Figure 00000086
,
Figure 00000087
оцифрованных значений сигналов, обрабатываемых в первом приемном канале, с выхода УФП 14 поступают на вход цифрового преобразователя время-частота (ПВЧ) 17, а подпачки
Figure 00000088
,
Figure 00000089
оцифрованных значений сигналов, обрабатываемых во втором приемном канале, с выхода УФП 15 поступают на вход цифрового преобразователя время-частота 18.
В преобразователях время-частота 17 и 18 эти подпачки значений подвергаются оконному взвешиванию с использованием окон типа Хемминга, Кайзера и др., и затем быстрому преобразованию Фурье (БПФ). Число точек БПФ соответствует размеру (N) накопленных подпачек.
В результате каждому каналу дальности сопоставляется совокупность отсчетов (откликов на выходах цифровых фильтров, формируемых БПФ) в частотных областях, соответствующих:
- результатам преобразований время-частота подпачек значений
Figure 00000086
,
Figure 00000087
в первом приемном канале моноимпульсной РЛС:
Figure 00000090
,
Figure 00000091
;
- результатам преобразований время-частота подпачек значений
Figure 00000092
,
Figure 00000093
во втором приемном канале моноимпульсной РЛС:
Figure 00000094
,
Figure 00000095
.
Здесь:
Wn,
Figure 00000096
- коэффициенты используемого взвешивающего окна.
На фиг. 6а) и фиг. 6б) показаны примеры распределения в одном канале дальности абсолютных значений
Figure 00000097
,
Figure 00000098
,
Figure 00000099
откликов, полученных для одной цели в частотных областях, сформированных БПФ, при наличии доплеровского сдвига несущей частоты принимаемых радиолокационных сигналов, равного -1500 Гц. Время накопления подпачек (из 128 отсчетов каждая) составляет 30 мс.
Максимальные по уровню отклики на фиг. 6а) и фиг. 6б) сформированы в первом приемном канале, сигналом, поступающим с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС.
В частотной области
Figure 00000100
, формируемой в результате время-частотного преобразования накопленной подпачки
Figure 00000101
, отклики, соответствующие составляющим разностных сигналов, находятся в тех же частотных фильтрах, в которых находятся отклики, соответствующие составляющим суммарных сигналов, после время-частотного преобразования накопленной подпачки
Figure 00000102
.
Распределение по частотным фильтрам откликов
Figure 00000103
и
Figure 00000104
,
Figure 00000105
в частотных областях, сформированных ПВЧ 18 во 2-м приемном канале, повторяет распределение соответственно
Figure 00000106
и
Figure 00000107
по частотным фильтрам в 1-м приемном канале.
При выровненных амплитудно-фазовых характеристиках приемных каналов моноимпульсной РЛС:
- абсолютные значения откликов
Figure 00000108
и
Figure 00000109
равны абсолютным значениям соответствующих откликов
Figure 00000110
и
Figure 00000111
;
- отклики, формируемые в фильтрах частотной области
Figure 00000112
составляющими суммарных сигналов во 2-м приемном канале, являются синфазными с откликами, формируемыми составляющими этих же сигналов в тех же фильтрах частотной области
Figure 00000113
в 1-м приемном канале;
- отклики, формируемые составляющими разностных сигналов в фильтрах указанных частотных областей в первом и втором приемных каналах, являются противофазными;
- отклики, формируемые в фильтрах частотной области
Figure 00000114
составляющими разностных сигналов во 2-м приемном канале, являются противофазными по отношению к откликам, формируемым составляющими этих же сигналов в тех же фильтрах частотной области
Figure 00000115
в 1-м приемном канале;
- отклики, формируемые составляющими суммарных сигналов в фильтрах указанных частотных областей в первом и втором приемных каналах, являются синфазными.
9. Результаты время-частотного преобразования оцифрованных сигналов в каждом канале дальности с выходов преобразователей время-частота 17 и 18 поступают соответственно на входы 1 и 2 вычислительно-управляющей системы (ВУС) 19.
Задачей, решаемой ВУС в плане обработки сигналов моноимпульсной РЛС, является вычисление моноимпульсного отношения, характеризующего величину и направление угла отклонения линии визирования цели от равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС в рассматриваемой плоскости пеленгования и, затем, пеленга наблюдаемой цели в этой плоскости.
Путем осуществления суммирования значений отсчетов
Figure 00000116
и
Figure 00000117
,
Figure 00000118
, поступивших соответственно из преобразователей время-частота 17 и 18, ВУС 19 в каждом канале дальности формирует оценку комплексной огибающей суммарного сигнала в k-ом частотном фильтре:
Figure 00000119
,
Figure 00000120
.
Составляющие, соответствующие разностным сигналам в частотных областях
Figure 00000121
и
Figure 00000122
, вычитаются друг из друга.
Путем определения разности значений отсчетов
Figure 00000123
и
Figure 00000124
,
Figure 00000125
, поступивших из время-частотных преобразователей 17 и 18, ВУС 19 в каждом канале дальности формирует оценку комплексной огибающей разностного сигнала в k-ом частотном фильтре:
Figure 00000126
,
Figure 00000127
.
Составляющие, соответствующие суммарным сигналам в частотных областях
Figure 00000128
и
Figure 00000129
, вычитаются друг из друга.
На фиг. 6в) и фиг. 6г) показаны примеры распределения в одном канале дальности абсолютных значений
Figure 00000130
,
Figure 00000131
,
Figure 00000132
, полученных в результате указанных суммирования и вычитания элементов соответственно последовательностей
Figure 00000133
,
Figure 00000134
и
Figure 00000135
,
Figure 00000136
, сформированных применительно к условиям наблюдения одной цели, при указанном выше доплеровском сдвиге несущей частоты принимаемых радиолокационных сигналов, равном -1500 Гц. Время накопления подпачек (из 128 отсчетов каждая) составляет 30 мс.
Отношение
Figure 00000137
, в котором
Figure 00000138
и
Figure 00000139
определяются в соответствии с предлагаемым способом обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, отражает абсолютное значение угла отклонения линии визирования цели от равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС. Значения величин
Figure 00000138
и
Figure 00000139
изменяются при появлении фазового рассогласования приемных каналов моноимпульсной РЛС, однако величина их отношения сохраняется, так как указанное рассогласование одинаковым образом влияет на составляющие, соответствующие суммарным и разностным сигналам в приемных каналах.
Следует также отметить, что величина отношения
Figure 00000137
не изменяется при наличии амплитудных флуктуаций сигналов, принимаемых антенной моноимпульсной РЛС, и, кроме того, заявляемый способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС обеспечивает формирование оценок указанных отношений, статистически усредненных за время накопления подпачек принимаемых радиолокационных сигналов.
Фазовые соотношения оценок аргументов комплексных огибающих
Figure 00000140
и
Figure 00000141
, формируемых в каналах дальности в соответствии с заявляемым способом обработки радиолокационных сигналов, повторяют фазовые соотношения аргументов суммарного сигнала, поступающего из антенны моноимпульсной РЛС, и разностного сигнала на выходе управляемого фазовращателя 2 (см. фиг. 5) в начальный момент времени накопления подпачки радиолокационных сигналов в этих каналах.
В условиях отсутствия искажений, иллюстрируемых фиг. 3, имеет место равенство
Figure 00000142
Оценка знака угла (направления) отклонения линии визирования цели от равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС формируется ВУС 19 по соотношению
Figure 00000143
,
в котором значения аргументов (arg( )) и их разности измеряются в интервале (-π, …, π].
Знак этого соотношения не изменяется при появлении воздействий, искажающих фазовые соотношения между сигналами, поступающими с суммарного и разностного выходов антенны моноимпульсной РЛС, как это показано на фиг. 3, в пределах
Figure 00000144
. Данное обстоятельство также определяет преимущество заявляемого способа по сравнению с прототипом. Моноимпульсное отношение, формируется ВУС 19 по соотношению
Figure 00000145
.
С использованием этой оценки моноимпульсного отношения, а также априорных данных о крутизне пеленгационной характеристики антенны моноимпульсной РЛС, ВУС 19 определяет пеленг Θ на объект радиолокационного наблюдения в соответствующей плоскости пеленгования.
В качестве недостатка изложенного варианта реализации заявляемого способа обработки радиолокационных сигналов можно рассматривать регулярность фазовой манипуляции сигнала, поступающего с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС (через период зондирования). Данное обстоятельство потенциально может быть использовано при постановке помех моноимпульсной РЛС.
Устранение этого недостатка достигается в другом варианте реализации предлагаемого способа обработки радиолокационных сигналов.
В этом варианте на вход 2 управляемого фазовращателя (УФВ) 2 поступают управляющие сигналы, обеспечивающие вместо регулярной череспериодной фазовой манипуляции сигналов, поступающих с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС, череспериодную манипуляцию их фазы по некоторому более сложному, например, псевдослучайному закону.
При этом последовательность {Cn},
Figure 00000146
, определяющая закон управления череспериодной манипуляцией в приведенных выше выражениях, соответствует кодирующей псевдослучайной последовательности, например М-последовательности, дополненной единицей, каждый элемент которой в соответствии с заданным правилом, как и раньше, может принимать значения +1 или -1.
Отличие схемы построения устройства (см. фиг. 7), реализующего рассматриваемый вариант реализации предлагаемого способа обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, от схемы построения устройства, приведенного на фиг. 5 заключается в том, что формирователь регулярной последовательности (ФРП) 16 управляющих сигналов заменен на формирователь псевдослучайной последовательности (ФПСП) 16.
В рассматриваемом варианте предлагаемого способа обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС:
- УФВ 2 осуществляет поворот фазы разностного сигнала на величину +90° или -90° относительно фазы суммарного сигнала в соответствии с управляющим сигналом, поступающим на второй вход УФВ 2 с выхода 3 формирователя псевдослучайной последовательности (ФПСП) 16;
- УФП 14 и 15 при формировании подпачек
Figure 00000147
и
Figure 00000148
осуществляют в каждом канале дальности умножение оцифрованных значений
Figure 00000149
и
Figure 00000150
сигналов, поступающих с выходов соответствующих АЦПФ 11 и 12, на соответствующий элемент псевдослучайной управляющей последовательности {Cn}.
На фиг. 8а) и фиг. 8б) показаны примеры распределения в одном канале дальности абсолютных значений
Figure 00000151
,
Figure 00000152
откликов, полученных для одной цели в частотных областях, сформированных преобразователем время-частота 17, при наличии доплеровского сдвига несущей частоты принимаемых радиолокационных сигналов. Время накопления подпачек (из 128 отсчетов каждая) составляет 30 мс. Величина доплеровского сдвига несущей частоты составляет -1500 Гц.
Максимальный по уровню отклик на фиг. 8а) соответствует сигналу на выходе первого приемного канала, поступающему с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС. Отклики, равномерно распределенные по всей частотной области, сформированной ПВЧ 17, соответствуют сигналу, поступающему с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС, фазоманипулированному по псевдослучайному закону управляемым фазовращателем (УФВ) 2, показанным на фиг. 5. Максимальная величина этих откликов, очевидно, уменьшается при уменьшении абсолютной величины угла отклонения направления на цель от равносигнального направления антенны моноимпульсной РЛС.
Максимальный по уровню отклик на фиг. 8б) соответствует сигналу на выходе первого приемного канала, поступающему с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС. Отклики, равномерно распределенные по всей частотной области, сформированной ПВЧ 17, соответствуют сигналу, поступающему с суммарного выхода антенны моноимпульсной РЛС, фазоманипулированному по псевдослучайному закону процедурой домножения накопленных отсчетов
Figure 00000153
на соответствующий элемент последовательности Cn.
Распределения абсолютных значений соответственно откликов
Figure 00000154
,
Figure 00000155
в частотных областях, сформированных БПФ во 2-м приемном канале, (при выровненных амплитудных характеристиках приемных каналов моноимпульсной РЛС) имеют тот же вид и те же значения, что и на фигурах 8а), 8б).
Осуществляя, как и ранее, суммирование и вычитание результатов время-частотных преобразований, полученных в одноименных частотных фильтрах, ВУС 19 формирует в каждом канале дальности оценки абсолютного значения величин
Figure 00000156
и
Figure 00000157
, соответствующих абсолютным значениям сигналов, поступающих с суммарного и разностного выходов антенны моноимпульсной РЛС:
Figure 00000158
,
Figure 00000159
,
Figure 00000160
,
а также моноимпульсное отношение по тому же самому соотношению, что и в случае использования регулярной череспериодной фазовой манипуляции сигналов, поступающих с разностного выхода антенны моноимпульсной РЛС.
На фиг. 8в) и фиг. 8г) показаны примеры распределения в одном канале дальности абсолютных значений
Figure 00000156
,
Figure 00000157
,
Figure 00000161
, полученных в результате указанных суммирования и вычитания элементов соответственно последовательностей
Figure 00000162
,
Figure 00000163
и
Figure 00000164
,
Figure 00000165
, сформированных применительно к условиям наблюдения одной цели, при указанном выше доплеровском сдвиге несущей частоты принимаемых радиолокационных сигналов, равном -1500 Гц. Время накопления подпачек (из 128 отсчетов каждая) составляет 30 мс.
Как следует из изложенного, при применении заявляемого способа обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС по сравнению с прототипом:
- обеспечивается возможность получения правильных оценок моноимпульсных отношений принимаемых сигналов при наличии существенных отклонений фазовых соотношений суммарных и разностных сигналов, поступающих с соответствующих выходов суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС, от требуемых;
- формируемые оценки моноимпульсных отношений обладают устойчивостью при наличии амплитудных флуктуаций сигналов, принимаемых антенной моноимпульсной РЛС, обеспечивается усреднение этих оценок за время накопления подпачек принимаемых радиолокационных сигналов;
- обеспечивается возможность радиолокационного пеленгования одновременно наблюдаемых объектов, находящихся на одной и той же дальности от моноимпульсной РЛС, но имеющих разные радиальные скорости движения относительно этой РЛС.
Указанные преимущества заявляемого способа обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС обеспечивают достижение технического результата настоящего изобретения, а именно - расширение возможностей применения и повышение точности пеленгования моноимпульсными РЛС.
Следует также отметить, что обработка радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, реализуемая в соответствии с заявляемым способом, может быть осуществлена на существующей элементной базе и не требует больших аппаратурных затрат.
Источники информации
1. Заявка Германии DE 102005060875 А1, опубл. 21.06.2007 г. "Verfahren und Vorrichtung zur Signalverarbeitung bei einer Winkelbestimmung mittels Mikrowellen-Bewegungssensoren".
2. Samuel M. Sherman, David K. Barton - Monopulse Principles and Techniques, sec.ed., Artech House, 2011.
3. Патент США US 5402130, опубл. 28.03.1995 г., "Monopulse processor".
4. Справочник по радиолокации. Под ред. М. Сколника. Нью-Йорк, 1970: Пер. с англ. (в четырех томах); том 3. Радиолокационные устройства и системы / Под ред. А.С. Виницкого. - М.: Сов радио, 1979.

Claims (2)

1. Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС, заключающийся в том, что в процессе реализации при приеме и обработке радиолокационных сигналов осуществляются: получение с соответствующих выходов суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС суммарного
Figure 00000166
и разностного
Figure 00000167
сигналов, образование с использованием управляемого фазовращателя и 3 дБ моста сигналов, соответствующих их сумме
Figure 00000168
и разности
Figure 00000169
, С=±1 этих сигналов, перенос сигналов, полученных в результате сложения и вычитания, на промежуточную частоту в двухканальном приемном устройстве, их усиление на промежуточной частоте, синхронное детектирование, аналого-цифровое преобразование и цифровая согласованная фильтрация, причем моменты аналого-цифрового преобразования соответствуют формируемым
Figure 00000170
каналам дальности обнаружения объектов радиолокационного наблюдения, отличающийся тем, что в N соседних зондированиях осуществляется череспериодная (от зондирования к зондированию) регулярная фазовая манипуляция (Сn=(-1)n или Cn=(-1)n+1,
Figure 00000171
) сигналов
Figure 00000172
, получаемых с разностного выхода суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС, а после двухканального переноса на промежуточную частоту, усиления, синхронного детектирования и аналого-цифрового преобразования указанных сумм и разностей сигналов осуществляется когерентное подпачечное накопление в каждом канале дальности и каждом приемном канале оцифрованных значений этих сумм и разностей
Figure 00000173
Figure 00000174
,
Figure 00000175
,
Figure 00000176
, цифровое гетеродинирование накопленных подпачек значений, время-частотное преобразование накопленных и гетеродинированных подпачек, образование сумм и разностей значений комплексных отсчетов, полученных в каждом канале дальности в приемных каналах в частотных фильтрах, образованных время-частотным преобразованием, определение в каждом канале дальности и каждом частотном фильтре абсолютных значений
Figure 00000177
откликов, соответствующих сигналам, поступающим с суммарного выхода суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС, определение абсолютных значений
Figure 00000178
, откликов, соответствующих сигналам, поступающим с разностного выхода суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС, вычисление соответствующих моноимпульсных отношений, определение их знаков и пеленгов в рассматриваемой плоскости пеленгования.
2. Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС по п. 1, отличающийся тем, что фазовая манипуляция разностных сигналов
Figure 00000179
, поступающих с разностного выхода суммарно-разностного преобразователя антенны моноимпульсной РЛС, осуществляется в соответствии с задаваемой псевдослучайной последовательностью.
RU2017131318A 2017-09-05 2017-09-05 Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС RU2659807C1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017131318A RU2659807C1 (ru) 2017-09-05 2017-09-05 Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017131318A RU2659807C1 (ru) 2017-09-05 2017-09-05 Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2659807C1 true RU2659807C1 (ru) 2018-07-04

Family

ID=62815904

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2017131318A RU2659807C1 (ru) 2017-09-05 2017-09-05 Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2659807C1 (ru)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2810535C1 (ru) * 2023-02-13 2023-12-27 Акционерное общество "Научно-производственная фирма "Микран" Способ и устройство оценки комплексной матрицы обратного рассеяния радиолокационных объектов (варианты)

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5072224A (en) * 1990-07-02 1991-12-10 Cardion Electronics, Inc. Monopulse processing systems
US5402130A (en) * 1981-05-28 1995-03-28 Martin Marietta Corporation Monopulse processor
EP1012623A1 (en) * 1997-05-23 2000-06-28 Raytheon Company Method for improving monopulse processing of aperture segment outputs
RU2260195C1 (ru) * 2004-03-11 2005-09-10 Федеральное государственное унитарное предприятие "Центральный научно-исследовательский институт "Гранит" Моноимпульсная радиолокационная система
RU2267137C1 (ru) * 2004-03-24 2005-12-27 ОАО "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" Моноимпульсная рлс
RU2309430C1 (ru) * 2006-02-21 2007-10-27 Открытое акционерное общество "Концерн "Гранит-Электрон" Моноимпульсная радиолокационная система
US8269665B1 (en) * 2010-01-29 2012-09-18 Lockheed Martin Corporation Monopulse angle determination

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5402130A (en) * 1981-05-28 1995-03-28 Martin Marietta Corporation Monopulse processor
US5072224A (en) * 1990-07-02 1991-12-10 Cardion Electronics, Inc. Monopulse processing systems
EP1012623A1 (en) * 1997-05-23 2000-06-28 Raytheon Company Method for improving monopulse processing of aperture segment outputs
RU2260195C1 (ru) * 2004-03-11 2005-09-10 Федеральное государственное унитарное предприятие "Центральный научно-исследовательский институт "Гранит" Моноимпульсная радиолокационная система
RU2267137C1 (ru) * 2004-03-24 2005-12-27 ОАО "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" Моноимпульсная рлс
RU2309430C1 (ru) * 2006-02-21 2007-10-27 Открытое акционерное общество "Концерн "Гранит-Электрон" Моноимпульсная радиолокационная система
US8269665B1 (en) * 2010-01-29 2012-09-18 Lockheed Martin Corporation Monopulse angle determination

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2810535C1 (ru) * 2023-02-13 2023-12-27 Акционерное общество "Научно-производственная фирма "Микран" Способ и устройство оценки комплексной матрицы обратного рассеяния радиолокационных объектов (варианты)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Rao et al. Axis rotation MTD algorithm for weak target detection
WO2005066649A2 (en) Radar receiver motion compensation system and method
Huang et al. Radar high speed small target detection based on keystone transform and linear canonical transform
Pang et al. Coherent detection algorithm for radar maneuvering targets based on discrete polynomial-phase transform
Yu et al. Estimating the delay-Doppler of target echo in a high clutter underwater environment using wideband linear chirp signals: Evaluation of performance with experimental data
JP2004537040A (ja) パッシブコヒーレント探索アプリケーションのための、広帯域事前検出信号を処理するシステムおよび方法
US5559516A (en) Dual cancellation interferometric AMTI radar
US20190324108A1 (en) Angular resolution of targets using separate radar receivers
EP3270180B1 (en) Signal processing apparatus for generating a range-doppler map
US6624783B1 (en) Digital array stretch processor employing two delays
EP0251498A2 (en) Radar
Wang et al. Simultaneous measurement of radial and transversal velocities using interferometric radar
RU2626380C1 (ru) Система селекции движущихся целей с измерением дальности, радиальной скорости и направления движения
Glass et al. Joint-bin monopulse processing of Rayleigh targets
Wang et al. A CLEAN-based synthetic aperture passive localization algorithm for multiple signal sources
RU2659807C1 (ru) Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС
RU2271019C1 (ru) Способ компенсации фазовых набегов сигнала в бортовой радиолокационной системе и бортовая радиолокационная система с синтезированной апертурой антенны для летательных аппаратов
Zhu et al. Suppression of noise amplitude modulation interference in triangle frequency modulation detector based on FrFt
RU2636058C1 (ru) Способ обработки радиолокационных сигналов в моноимпульсной РЛС
US10386471B1 (en) Velocity estimation with linear frequency modulated (LFM) waveforms
US20200348407A1 (en) Radar device
RU2699240C1 (ru) Способ определения координат цели в рлс с непрерывным излучением
Berkowitz et al. Information derivable from monopulse radar measurements of two unresolved targets
RU2686851C1 (ru) Модуль пространственной обработки радиотехнических сигналов
Liu et al. Slant-range velocity estimation based on small-FM-rate chirp