RU2450418C1 - Broadband frequency synthesiser - Google Patents
Broadband frequency synthesiser Download PDFInfo
- Publication number
- RU2450418C1 RU2450418C1 RU2011128578/08A RU2011128578A RU2450418C1 RU 2450418 C1 RU2450418 C1 RU 2450418C1 RU 2011128578/08 A RU2011128578/08 A RU 2011128578/08A RU 2011128578 A RU2011128578 A RU 2011128578A RU 2450418 C1 RU2450418 C1 RU 2450418C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- frequency
- output
- input
- mixer
- signal
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в радиолокации, в измерительной технике, в технике связи, а именно в устройствах, где требуется быстрая перестройка частоты в широких пределах и высокая чистота спектра выходного сигнала.The invention relates to radio engineering and can be used in radar, in measuring equipment, in communication technology, namely in devices where fast frequency tuning over a wide range and high purity of the output signal spectrum are required.
Известны синтезаторы частот [Приложение №1. Шапиро Д.Н., Паин А.А. Основы теории синтеза частот. Радио и Связь, 1981 г., с.102-111] на основе опорного генератора, формирующего несколько значений фиксированных опорных частот, устройства коммутации сигналов опорных частот и последовательно включенных блоков. Каждый из блоков содержит смеситель, полосовой фильтр (ПФ) и делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления. Перестройка частоты достигается независимой коммутацией частот опорных сигналов в каждом блоке.Known frequency synthesizers [Appendix No. 1. Shapiro D.N., Pain A.A. Fundamentals of the theory of frequency synthesis. Radio and Communications, 1981, pp. 102-111] based on a reference generator that generates several values of fixed reference frequencies, a device for switching signals of reference frequencies and series-connected blocks. Each of the blocks contains a mixer, a bandpass filter (PF) and a frequency divider with a fixed division ratio. Frequency tuning is achieved by independent switching of the frequencies of the reference signals in each block.
Первым недостатком данных синтезаторов является узкая полоса перестройки выходной частоты, так как для получения низкого уровня дискретных составляющих необходимо обеспечивать такое соотношение между преобразуемыми частотами сигналов, поступающих на вход гетеродина и вход ПЧ смесителя, чтобы исключить попадание паразитных спектральных составляющих выходного сигнала смесителя в полосу пропускания ПФ. На практике данное соотношение должно быть не менее 10. Вторым недостатком является необходимость большого количества блоков для получения малого шага перестройки частоты, что делает конструкцию синтезатора достаточно сложной.The first drawback of these synthesizers is a narrow output frequency tuning band, since in order to obtain a low level of discrete components, it is necessary to ensure such a ratio between the converted frequencies of the signals received at the input of the local oscillator and the input of the mixer IF to prevent spurious spectral components of the mixer output signal from falling into the PF passband . In practice, this ratio should be at least 10. The second drawback is the need for a large number of blocks to obtain a small frequency tuning step, which makes the design of the synthesizer quite complicated.
Известен синтезатор частот (авторское свидетельство SU №1695488), содержащий опорный генератор, блоки формирования сетки частот и формирователь управляющих сигналов. Каждый блок содержит смеситель, ПФ и делитель с переключаемым коэффициентом деления (ДПКД). Коэффициент деления переключают с помощью формирователя управляющих сигналов. В каждом блоке на вход ДПКД поступает сигнал с выхода смесителя предыдущего блока, на вход гетеродина смесителя поступает сигнал опорной частоты, на вход промежуточной частоты (ПЧ) поступает сигнал с выхода ДПКД. Для первого блока сигнал опорной частоты поступает одновременно на ДПКД и вход гетеродина смесителя. Перестройка частоты достигается независимым переключением коэффициентов деления ДПКД в каждом блоке. Количество синтезируемых частот определяется количеством сочетаний значений коэффициентов деления ДПКД Di и увеличивается в геометрической прогрессии при увеличении количества блоков формирования сетки частот. В данном устройстве обеспечивается подавление комбинационных составляющих, возникающих при преобразовании частоты, во всех блоках кроме последнего за счет последующего деления частоты.Known frequency synthesizer (copyright certificate SU No. 1695488), containing a reference oscillator, blocks of the formation of the frequency grid and the shaper of the control signals. Each block contains a mixer, PF and a divider with a switchable division ratio (DPKD). The division ratio is switched using a shaper of control signals. In each block, the signal from the mixer output of the previous block is input to the DPKD input, the reference frequency signal is input to the mixer local oscillator input, and the signal from the DPKD output is input to the intermediate frequency (IF) input. For the first block, the reference frequency signal is supplied simultaneously to the DPKD and the input of the mixer local oscillator. Frequency tuning is achieved by independently switching the division coefficients of the DPKD in each block. The number of synthesized frequencies is determined by the number of combinations of the values of the division coefficients of the DPKD D i and increases exponentially with an increase in the number of frequency grid blocks. This device provides suppression of the combination components that occur during frequency conversion in all blocks except the last due to the subsequent division of the frequency.
Недостатком данного устройства в случае низкого уровня паразитных составляющих и малого шага перестройки частоты является узкий диапазон перестройки частоты. Чем больше минимальное значение коэффициента деления ДПКД Di,min, тем меньше будет уровень паразитных спектральных составляющих в выходном сигнале синтезатора, но, одновременно, тем меньше будет ширина полосы перестройки у выходной частоты, теоретически не более , где fвых max - максимально возможное значение частоты выходного сигнала, Dmin - минимальное значение коэффициента деления ДПКД в последнем блоке. С учетом необходимости обеспечения низкого уровня комбинационных составляющих, возникающих за счет нелинейности смесителя и попадающих в полосу полезного сигнала, соотношение между частотами сигналов, поступающих на вход гетеродина и вход ПЧ, должно быть не менее 10. В результате ширина полосы перестройки частоты выходного сигнала составит несколько процентов от частоты опорного сигнала.The disadvantage of this device in the case of a low level of spurious components and a small step of frequency tuning is the narrow frequency tuning range. The larger the minimum value of the division coefficient of the DPKD D i, min , the lower the level of spurious spectral components in the output signal of the synthesizer will be, but, at the same time, the smaller will be the tuning bandwidth at the output frequency, theoretically no more where f o max - the maximum possible value of the frequency of the output signal, D min - the minimum value of the division coefficient of the DPKD in the last block. Taking into account the need to ensure a low level of combinational components that arise due to the nonlinearity of the mixer and fall into the useful signal band, the ratio between the frequencies of the signals fed to the local oscillator input and the IF input should be at least 10. As a result, the frequency tuning bandwidth of the output signal will be several percent of the frequency of the reference signal.
Известен также синтезатор частот (патент US №5495202), который состоит из опорного генератора, цифрового синтезатора прямого синтеза (ЦСПС), блока преобразования и деления частоты и блока преобразования частоты вверх. Блок преобразования и деления частоты состоит из смесителя, полосового фильтра, делителя с фиксированным коэффициентом деления и фильтра нижних частот. Блок преобразования частоты вверх состоит из смесителя и полосового фильтра. За счет преобразования частоты сигнала ЦСПС в диапазон высоких частот и последующего деления частоты достигается уменьшение уровня паразитных дискретных составляющих в спектре выходного сигнала до желаемого уровня при сохранении высокой скорости перестройки частоты. Блок преобразования частоты вверх обеспечивает перенос выходной частоты блока преобразования и деления частоты в требуемый диапазон частот.A frequency synthesizer is also known (US patent No. 5495202), which consists of a reference generator, a digital direct synthesis synthesizer (DSPC), a frequency conversion and division unit, and a frequency conversion unit up. The frequency conversion and division unit consists of a mixer, a band-pass filter, a divider with a fixed division coefficient and a low-pass filter. The up-conversion unit consists of a mixer and a band-pass filter. By converting the frequency of the DSPC signal into a high frequency range and then dividing the frequency, a reduction in the level of spurious discrete components in the spectrum of the output signal is achieved to the desired level while maintaining a high frequency tuning rate. The frequency conversion unit up transfers the output frequency of the conversion and frequency division unit to the required frequency range.
Недостатком данного синтезатора является узкий диапазон перестройки частоты, так как получаемая полоса перестройки выходной частоты меньше диапазона перестройки частоты ЦСПС в D раз, где D - коэффициент деления делителя.The disadvantage of this synthesizer is the narrow frequency tuning range, since the resulting output frequency tuning band is D times smaller than the DSP frequency tuning range, where D is the divisor division factor.
Наиболее близким аналогом к заявляемому устройству является синтезатор (патент US №4791377), который состоит из четырех формирователей сигналов опорных частот на основе генераторов с фазовой автоподстройкой частоты (ФАПЧ), ЦСПС, формирователя команд управления, блоков преобразования и деления частоты и блока преобразования частоты вверх. Каждый блок преобразования и деления частоты состоит из смесителя, полосового фильтра и делителя с фиксированным коэффициентом деления. Блок преобразования частоты вверх состоит из смесителя и полосового фильтра. Данный синтезатор обеспечивает высокую скорость перестройки частоты. Другим достоинством является широкая полоса перестройки частоты выходного сигнала: отношение максимального значения частоты выходного сигнала к минимальному составляет 1,453.The closest analogue to the claimed device is a synthesizer (US patent No. 4791377), which consists of four reference signal shapers based on phase-locked oscillators (PLL), a digital signal converter, a command shaper, frequency conversion and division blocks, and a frequency conversion block up . Each frequency conversion and division unit consists of a mixer, a band-pass filter and a divider with a fixed division coefficient. The up-conversion unit consists of a mixer and a band-pass filter. This synthesizer provides a high speed tuning frequency. Another advantage is the wide band of tuning the frequency of the output signal: the ratio of the maximum value of the frequency of the output signal to the minimum is 1.453.
Однако при сохранении широкого диапазона перестройки частоты данное устройство не позволяет получить высокий уровень подавления паразитных спектральных составляющих из-за малого значения коэффициента деления делителей частоты и структуры блоков преобразования и деления частоты, в которых на входы гетеродина и ПЧ смесителей поступают сигналы с некратными частотами. При этом значение частоты сигнала на входе ПЧ смесителей всего в 3 раза меньше значения частоты на входе гетеродина смесителей, что приводит к попаданию комбинационных составляющих низкого порядка, имеющих высокий уровень, в полосу пропускания полосового фильтра на выходе смесителя.However, while maintaining a wide frequency tuning range, this device does not allow to obtain a high level of suppression of spurious spectral components due to the small value of the division coefficient of the frequency dividers and the structure of the conversion and frequency division blocks, in which the signals with non-multiple frequencies are fed to the inputs of the local oscillator and the inverter of the mixers. At the same time, the signal frequency at the input of the inverter of the mixers is only 3 times less than the frequency at the input of the mixer local oscillator, which leads to the combination of low-order combination components with a high level in the passband of the bandpass filter at the output of the mixer.
Задачей заявляемого изобретения является увеличение ширины диапазона перестройки частоты синтезатора при обеспечении высокой чистоты спектра выходного сигнала и высокой скорости перестройки частоты.The task of the invention is to increase the width of the frequency tuning range of the synthesizer while ensuring high purity of the output signal spectrum and high frequency tuning speed.
Сущность заявляемого изобретения заключается в том, что в широкополосном синтезаторе частот, содержащем перестраиваемый по частоте источник сигнала, формирователь команд управления и блоки расширения диапазона перестройки частоты, причем вход первого блока соединен с выходом источника сигнала и каждый из блоков содержит смеситель, полосовой фильтр и делитель; в каждом блоке расширения диапазона перестройки частоты делитель выполнен с переключаемым коэффициентом деления и имеет высокочастотный вход и вход управления, при этом в каждом блоке высокочастотный вход делителя и вход гетеродина смесителя соединены со входом блока, вход управления делителя соединен с выходом формирователя команд управления, выход делителя соединен с входом промежуточной частоты смесителя, выход последнего соединен через полосовой фильтр с выходом блока, и блоки соединены так, что вход каждого последующего блока соединен непосредственно с выходом предыдущего.The essence of the claimed invention lies in the fact that in a broadband frequency synthesizer containing a frequency-tunable signal source, a command shaper and blocks for expanding the frequency tuning range, the input of the first block being connected to the output of the signal source and each of the blocks containing a mixer, a bandpass filter, and a divider ; in each unit for expanding the frequency tuning range, the divider is made with a switchable division factor and has a high-frequency input and a control input, while in each block the high-frequency input of the divider and the input of the mixer local oscillator are connected to the unit input, the divider control input is connected to the output of the control command generator, the divider output connected to the input of the intermediate frequency of the mixer, the output of the latter is connected through a band-pass filter to the output of the block, and the blocks are connected so that the input of each subsequent block with SINGLE output directly from the previous one.
Кроме того, заявляется широкополосный синтезатор частот, в котором к выходу последнего блока расширения диапазона перестройки частоты подключен дополнительно блок расширения диапазона перестройки частоты посредством выполненных с возможностью управления двух коммутаторов, первый из которых имеет один вход, соединенный с выходом последнего блока, и два выхода, первый из которых соединен с первым входом второго коммутатора, имеющего два входа и один выход, второй - с входом добавленного блока, выход которого соединен со вторым входом второго коммутатора.In addition, a broadband frequency synthesizer is claimed in which an additional frequency tuning range expansion unit is additionally connected to the output of the last frequency tuning range extension unit by means of two switches that can be controlled, the first of which has one input connected to the output of the last unit and two outputs, the first of which is connected to the first input of the second switch, which has two inputs and one output, the second to the input of the added unit, the output of which is connected to the second input cerned switch.
Кроме того, заявляется широкополосный синтезатор частот, в состав которого дополнительно введен делитель с переключаемым коэффициентом деления, высокочастотный вход которого соединен с выходом второго коммутатора, вход управления - с выходом формирователя команд управления.In addition, a broadband frequency synthesizer is claimed, which additionally includes a divider with a switchable division coefficient, a high-frequency input of which is connected to the output of the second switch, and a control input - with the output of the control command generator.
Кроме того, заявляется широкополосный синтезатор частот, в котором перестраиваемый по частоте источник сигнала состоит из формирователя сигналов опорных частот, узла формирования сигналов гетеродина, содержащего смеситель, делитель с переключаемым коэффициентом деления, фильтр нижних частот и полосовой фильтр, узла формирования сетки частот, содержащего цифровой синтезатор прямого синтеза, фильтр, смеситель, полосовой фильтр, делитель с переключаемым коэффициентом деления и фильтр нижних частот, и узла преобразования частоты вверх, содержащего смеситель и полосовой фильтр, при этом в узле формирования сигналов гетеродина, вход которого соединен с формирователем сигналов опорных частот, делитель и вход гетеродина смесителя соединены со входом узла формирования сигналов гетеродина, выход делителя через фильтр нижних частот соединен с входом промежуточной частоты смесителя, выход последнего соединен с полосовым фильтром, выход которого является выходом узла формирования сигналов гетеродина, соединенным с узлом формирования сетки частот, в котором вход цифрового синтезатора прямого синтеза соединен с формирователем сигналов опорных частот, выход - через фильтр с входом промежуточной частоты смесителя, вход гетеродина которого соединен с выходом узла формирования сигналов гетеродина, выход смесителя соединен через полосовой фильтр с делителем, выход которого через фильтр нижних частот соединен с выходом узла формирования сетки частот, соединенным с узлом преобразования частоты вверх, в котором вход промежуточной частоты смесителя соединен с выходом узла формирования сетки частот, вход гетеродина смесителя соединен с формирователем сигналов опорных частот, выход смесителя соединен через полосовой фильтр с выходом узла преобразования частоты вверх, который является выходом перестраиваемого по частоте источника сигнала.In addition, a broadband frequency synthesizer is claimed in which the frequency-tunable signal source consists of a reference signal generator, a local oscillator signal conditioning unit comprising a mixer, a switchable dividing factor divider, a low-pass filter and a bandpass filter, and a digital meshing unit containing a digital direct synthesis synthesizer, filter, mixer, band-pass filter, switchable dividing factor divider and low-pass filter, and up-frequency converting unit, containing a mixer and a band-pass filter, while in the local oscillator signal generating unit, the input of which is connected to the reference frequency driver, the mixer divider and the local oscillator input are connected to the input of the local oscillator signal generator, the output of the divider through the low-pass filter is connected to the intermediate frequency input of the mixer, the output the latter is connected to a band-pass filter, the output of which is the output of the local oscillator signal generating unit, connected to the frequency grid generating unit, in which the digital input a direct synthesis synthesizer is connected to a reference frequency driver, the output is through a filter with an intermediate frequency input of the mixer, the local oscillator input is connected to the output of the local oscillator signal generation unit, the mixer output is connected through a bandpass filter with a divider, the output of which is connected through the low-pass filter to the output of the node forming a frequency grid connected to the frequency conversion unit up, in which the input of the intermediate frequency of the mixer is connected to the output of the node forming the frequency grid, input heterodyne on the mixer it is connected to the driver of the reference frequency signals, the output of the mixer is connected through a band-pass filter to the output of the frequency conversion unit up, which is the output of the frequency-tunable signal source.
Техническим результатом заявляемого изобретения является решение поставленной задачи за счет использования предлагаемого соединения блоков расширения диапазона перестройки частоты на основе делителя с переключаемым коэффициентом деления. Последовательное соединение блоков заявляемой структуры позволяет получить широкую полосу перестройки частоты на выходе синтезатора - порядка 35% (отношение максимального значения частоты выходного сигнала к минимальному - 1,35). Заявляемый синтезатор обеспечивает шаг перестройки частоты меньше точности установки частоты и непрерывную полосу перестройки частоты, что позволяет получить любую частоту выходного сигнала с требуемой точностью. Заявляемая конструкция блоков, в которой на вход гетеродина и вход ПЧ смесителя поступают сигналы с кратными частотами, позволяет подавить все паразитные компоненты в выходном сигнале смесителя до требуемого уровня с помощью полосового фильтра, обеспечивая высокую чистоту спектра выходного сигнала. Кроме того, заявляемая конструкция блоков не снижает скорости переключения частоты, т.е. скорость перестройки частоты выходного сигнала остается равной скорости перестройки частоты источника сигнала из-за использования в конструкции блоков только широкополосных фильтров.The technical result of the claimed invention is to solve the problem by using the proposed connection of the units for expanding the range of the frequency adjustment based on the divider with a switchable division ratio. The serial connection of the blocks of the claimed structure allows you to get a wide frequency tuning band at the output of the synthesizer - about 35% (the ratio of the maximum value of the frequency of the output signal to the minimum is 1.35). The inventive synthesizer provides a frequency tuning step less accurate than the frequency setting and a continuous frequency tuning band, which allows you to get any frequency of the output signal with the required accuracy. The inventive design of the blocks, in which the input of the local oscillator and the input of the inverter of the mixer receives signals with multiple frequencies, allows you to suppress all spurious components in the output signal of the mixer to the desired level using a band-pass filter, ensuring high purity of the spectrum of the output signal. In addition, the claimed design of the blocks does not reduce the frequency switching speed, i.e. the speed of tuning the frequency of the output signal remains equal to the speed of tuning the frequency of the signal source due to the use in the design of blocks only broadband filters.
Кроме того, использование на выходе каскада блоков дополнительного блока расширения диапазона перестройки частоты, подключенного через два коммутатора, позволяет дополнительно расширить диапазон перестройки частоты выходного сигнала и получить на выходе суммарную ширину полосы синтезируемых частот, равную октаве.In addition, the use at the output of the cascade of blocks of an additional block for expanding the frequency tuning range connected through two switches allows us to further expand the frequency tuning range of the output signal and to obtain the total synthesized frequency bandwidth equal to an octave at the output.
Использование соединенного с выходом второго коммутатора дополнительного делителя с переключаемым коэффициентом деления обеспечивает дополнительное расширение диапазона перестройки частоты выходного сигнала и позволяет получить на выходе заявляемого устройства любое значение частоты в пределах нескольких октав.The use of an additional divider connected to the output of the second switch with a switchable division factor provides an additional extension of the frequency tuning range of the output signal and allows any frequency value within a few octaves to be obtained at the output of the inventive device.
Использование перестраиваемого по частоте источника с шагом меньше требуемой точности установки выходной частоты синтезатора позволяет решить проблему неравномерности шага сетки частот, возникающую при преобразовании частот в каскадах БРДП, и обеспечить возможность получения любой частоты из диапазона перестройки. Предлагаемая схема перестраиваемого по частоте источника позволяет получить диапазон перестройки частоты источника в 5-10 раз больше, чем в устройстве по патенту US №5495202, при том же уровне подавления паразитных спектральных составляющих ЦСПС и сохранении высокой скорости перестройки частоты.The use of a frequency-tunable source with a step less than the required accuracy of setting the output frequency of the synthesizer allows us to solve the problem of uneven step of the frequency grid that occurs when converting frequencies in cascades of the frequency converter and to provide the possibility of obtaining any frequency from the tuning range. The proposed scheme tunable in frequency of the source allows you to get the frequency tuning range of the source is 5-10 times larger than in the device according to US patent No. 5495202, with the same level of suppression of spurious spectral components of the DSPC and maintaining a high frequency tuning speed.
Заявляемое изобретение поясняется с помощью Фиг.1-5, на которых изображено:The invention is illustrated using Fig.1-5, which depict:
на Фиг.1 - базовая схема широкополосного синтезатора частот;figure 1 is a basic diagram of a broadband frequency synthesizer;
на Фиг.2 - схема широкополосного синтезатора частот с дополнительным блокомfigure 2 - diagram of a broadband frequency synthesizer with an additional unit
расширения диапазона перестройки частоты (БРДП), подключенным сextend the frequency tuning range (BRDP) connected with
помощью двух коммутаторов, и дополнительным делителем сusing two switches, and an additional divider with
переключаемым коэффициентом деления (ДПКД);switchable division factor (DPKD);
на Фиг.3 - диаграмма перестройки частоты выходного сигнала БРДП;figure 3 is a diagram of the tuning of the frequency of the output signal BRDP;
на Фиг.4 - диаграмма перестройки частоты выходного сигнала при использовании дополнительного БРДП;figure 4 is a diagram of the tuning of the frequency of the output signal when using an additional LDP;
на Фиг.5 - схема источника сигнала;5 is a diagram of a signal source;
На Фиг.1, 2 и 5 позициями 1-26 обозначены:In figure 1, 2 and 5, positions 1-26 are indicated:
1 - источник сигнала;1 - signal source;
2.i - i-й блок расширения диапазона перестройки частоты (БРДП), где i=1,2,3,…,N;2.i - i-th block of the expansion of the range of the frequency adjustment (BRDP), where i = 1,2,3, ..., N;
3 - формирователь команд управления (ФКУ);3 - control command shaper (PKU);
4.i - делитель с переключаемым коэффициентом деления (ДПКД)i-го БРДП;4.i - divider with switchable division coefficient (DPKD) of the i-th BRDP;
5.i - фильтр нижних частот (ФНЧ) i-го БРДП;5.i - low-pass filter (LPF) of the i-th BRDP;
6.i - смеситель i-го БРДП;6.i - mixer of the i-th BRDP;
7.i - полосовой фильтр (ПФ) i-го БРДП;7.i - band-pass filter (PF) of the i-th BRDP;
8 - первый коммутатор;8 - the first switch;
9 - второй коммутатор;9 - the second switch;
10 - ДПКД;10 - DPKD;
11 - формирователь сигналов опорных частот (ФСОЧ);11 - a shaper of signals of reference frequencies (FSOCH);
12 - узел формирования сигналов гетеродина (УФСГ);12 - site for the formation of local oscillator signals (UFSG);
13 - узел формирования сетки частот (УФСЧ);13 - node forming a frequency grid (UFSC);
14 - узел преобразования частоты вверх (УПЧВ);14 - node frequency conversion up (UPCHV);
15 - ДПКД в УФСГ;15 - DPKD in UFSG;
16 - ФНЧ в УФСГ;16 - low-pass filter in UFSH;
17 - смеситель в УФСГ;17 - mixer in UFSG;
18 - ПФ в УФСГ;18 - PF in UFSG;
19 - цифровой синтезатор прямого синтеза (ЦСПС);19 - digital direct synthesis synthesizer (DSPC);
20 - фильтр в УФСЧ;20 - filter in the UFSC;
21 - смеситель в УФСЧ;21 - mixer in UFSK;
22 - ПФ в УФСЧ;22 - PF in UFSK;
23 - ДПКД в УФСЧ;23 - DPKD in UFSH;
24 - ФНЧ в УФСЧ;24 - low-pass filter in UFSC;
25 - смеситель в УПЧВ;25 - mixer in UPCHV;
26 - ПФ в УПЧВ.26 - PF in the HRE.
Широкополосный синтезатор частот содержит источник сигнала 1, перестраиваемый по частоте, N блоков расширения диапазона перестройки частоты (БРДП) 2 и формирователь команд управления (ФКУ) 3. Каждый БРДП 2.i состоит из делителя с переключаемым коэффициентом деления (ДПКД) 4.i, фильтра нижних частот (ФНЧ) 5.i, смесителя 6.i и полосового фильтра (ПФ) 7.i. Вход БРДП 2.i соединен через разветвление с ВЧ входом ДПКД 4.i и входом гетеродина смесителя 6.i. Выход ДПКД 4.i через ФНЧ 5.i соединен с входом ПЧ смесителя 6.i, выход которого соединен с ПФ 7.i. Выход ПФ 7.i является выходом БРДП 2.i. Входы управления всех ДПКД 4.i соединены с выходом ФКУ 3.Broadband frequency synthesizer contains a
К выходу последнего блока БРДП 2.N предусмотрено подключение дополнительного БРДП 2.N+1 с помощью первого 8 и второго 9 коммутаторов (Фиг.2). Первый коммутатор 8 имеет один вход и два выхода. Второй коммутатор 9 имеет два входа и один выход. Вход первого коммутатора 8 соединен с выходом БРДП 2.N. Первый выход первого коммутатора 8 соединен с первым входом второго коммутатора 9. Второй выход первого коммутатора 8 соединен со входом БРДП 2.N+1. Выход БРДП 2.N+1 соединен со вторым входом второго коммутатора 9. Первый 8 и второй 9 коммутаторы выполнены с возможностью управления посредством ФКУ 3.To the output of the last unit of the BRDP 2.N, an additional BRDP 2.N + 1 is connected using the first 8 and second 9 switches (Figure 2). The first switch 8 has one input and two outputs. The
Широкополосный синтезатор может дополнительно содержать ДПКД 10, ВЧ вход которого соединен с выходом второго коммутатора 9 (Фиг.2). Вход управления ДПКД 10 соединен с выходом ФКУ 3.The broadband synthesizer may further comprise a
Источник сигнала 1 может быть выполнен в соответствии со схемой, изображенной на Фиг.5. Она состоит из соединенных формирователя сигналов опорных частот (ФСОЧ) 11, узла формирования сигналов гетеродина (УФСГ) 12, узла формирования сетки частот (УФСЧ) 13 и узла преобразования частоты вверх (УПЧВ) 14. УФСГ 12 состоит из ДПКД 15, ФНЧ 16, смесителя 17 и ПФ 18. Вход УФСГ 12, соединенный с одним из выходов ФСОЧ 11, соединен через разветвление с ВЧ входом ДПКД 15 и входом гетеродина смесителя 17. Выход ДПКД 15 через ФНЧ 16 соединен с входом ПЧ смесителя 17, выход которого соединен с ПФ 18. Выход ПФ 18 является выходом УФСГ 12. УФСЧ 13 состоит из цифрового синтезатора прямого синтеза (ЦСПС) 19, фильтра 20, смесителя 21, ПФ 22, ДПКД 23 и ФНЧ 24. Опорный вход ЦСПС 19 соединен с одним из выходов ФСОЧ 11. Выход ЦСПС 19 соединен через фильтр 20 с входом ПЧ смесителя 21, вход гетеродина которого соединен с выходом УФСГ 12. Выход смесителя 21 соединен через ПФ 22 с ВЧ входом ДПКД 23. Выход ДПКД 23 соединен с ФНЧ 24, выход которого является выходом УФСЧ 12. Узел преобразования частоты вверх (УПЧВ) 14 состоит из смесителя 25 и ПФ 26. Вход ПЧ смесителя 25 соединен с выходом УФСЧ 13. Вход гетеродина смесителя 25 соединен с одним из выходов ФСОЧ 11. Выход смесителя 25 соединен с ПФ 26, выход которого является выходом УПЧВ 14. Выход последнего является выходом источника сигнала 1. Входы управления ДПКД 15, ДПКД 23 и ЦСПС 19 соединены с выходом ФКУ 3.The
Устройство работает следующим образом.The device operates as follows.
С помощью источника сигнала 1, перестраиваемого по частоте в узком диапазоне (порядка 1%), формируют сигнал с частотой fвх. Данный сигнал поступает на вход первого БРДП 2.1, в котором, разветвляясь, поступает на ВЧ вход ДПКД 4.1 и вход гетеродина смесителя 6.1. Коэффициент деления D1 ДПКД 4.1 задают посредством ФКУ 3 в диапазоне от D1min до D1max. С выхода ДПКД 4.1 через ФНЧ 5.1 сигнал с частотой fвх/D1 поступает на вход ПЧ смесителя 6.1. На выходе смесителя 6.1 полезный сигнал имеет частоту:Using a
, где fвх - частота сигнала, формируемого источником сигнала 1, D1 - значение коэффициента деления ДПКД 4.1. where f I - the frequency of the signal generated by the
Подавление паразитных спектральных компонент сигнала осуществляют с помощью ПФ 7.1, который может быть настроен на суммарную (fвх+fвx/D1) или разностную (fвх-fвx/D1) компоненту частоты сигнала с выхода смесителя 6.1. Далее для определенности будем учитывать, что фильтры настраивают на суммарную компоненту сигнала на выходе смесителей. Данный выбор не влияет на работу заявляемого устройства.The parasitic spectral components of the signal are suppressed using PF 7.1, which can be tuned to the total (f in + f vx / D 1 ) or differential (f in -f vx / D 1 ) component of the signal frequency from the output of the mixer 6.1. Further, for definiteness, we will take into account that the filters are tuned to the total signal component at the output of the mixers. This choice does not affect the operation of the claimed device.
Диаграмма перестройки выходной частоты БРДП 2.1 для различных коэффициентов деления ДПКД 4.1 и осуществления перестройки входной частоты изображена на Фиг.3. На выходе БРДП 2.1 обеспечивается формирование любой частоты в диапазоне от fвых min до fвых mах. Для этого необходимо, чтобы при коэффициенте деления D1 и минимально необходимой частоте источника сигнала 1 fвх min значение частоты выходного сигнала было меньше или равно значению выходной частоты при увеличенном на единицу коэффициенте деления, т.е. при D1+1, и максимальной частоте источника сигнала 1 fвх max. Для стыковки участков перестройки при D1min и D1min+1 требуется наибольший диапазон перестройки частоты источника сигнала 1 fвх. Математически условие непрерывной перестройки частоты определяется выражением:The diagram of the tuning of the output frequency BRDP 2.1 for various division ratios of the DPKD 4.1 and the implementation of the tuning of the input frequency is shown in Fig.3. At the output of the BRDP 2.1, the formation of any frequency in the range from f o min to f o max max is provided . For this, it is necessary that, with a division coefficient D 1 and a minimum required frequency of the signal source 1 f in min, the value of the frequency of the output signal is less than or equal to the value of the output frequency with a division coefficient increased by unity, i.e. at D 1 +1, and the maximum frequency of the signal source is 1 f in max . For docking of the tuning sections at D 1min and D 1min +1, the largest tuning range of the signal source frequency 1 f in is required. Mathematically, the condition of continuous frequency tuning is determined by the expression:
f1вых(D1min, fвх min)≤f1вых(D1min+1, fвх max).f 1out (D 1min , f in min ) ≤f 1 out (D 1min +1, f in max ).
Выбирая знак равенства в выражении для непрерывной перестройки частоты, можно получить минимально и максимально необходимые значения перестройки входной частоты БРДП 2.1 при обеспечении непрерывной перестройки по частоте выходного сигнала БРДП 2.1. Отношение максимального к минимальному значению входной частоты БРДП 2.1 определяется с помощью формулы:Choosing an equal sign in the expression for continuous frequency tuning, you can get the minimum and maximum necessary values for tuning the input frequency of the BRDP 2.1 while ensuring continuous tuning in frequency of the output signal of the BRDP 2.1. The ratio of the maximum to the minimum value of the input frequency BRDP 2.1 is determined using the formula:
Данная формула справедлива для всех БРДП 2.i. В этом случае в качестве значения коэффициента деления используют коэффициент Di min, соответствующий выбранному блоку, fвх max и fвх min соответствуют минимальному и максимальному значениям частоты выходного сигнала предыдущего блока БРДП 2i-1.This formula is valid for all SLDS 2.i. In this case, as the value of the division coefficient, the coefficient D i min corresponding to the selected block is used, f in max and f in min correspond to the minimum and maximum values of the frequency of the output signal of the previous block of the PDLU 2i-1.
Отношение максимального значения диапазона перестройки частоты на выходе БРДП 2.1 к минимальному рассчитывается по формуле:The ratio of the maximum value of the frequency tuning range at the output of the BRDP 2.1 to the minimum is calculated by the formula:
Чем больше максимальное значение коэффициента деления, тем больше полоса перестройки на выходе БРДП 2.1, но тем выше требования к избирательности ПФ 7.1 на выходе смесителя 6.1. Максимальное значение коэффициента деления выбирается из условия реализуемости ПФ 7.1.The greater the maximum value of the division coefficient, the greater the tuning band at the output of the PDL 2.1, but the higher the requirements for the selectivity of PF 7.1 at the output of the mixer 6.1. The maximum value of the division coefficient is selected from the feasibility condition PF 7.1.
Эффективность расширения диапазона перестройки частоты с помощью одного БРДП2.1 оценивается с помощью коэффициента расширения Kрасш, выраженного как отношение ширины полосы перестройки на выходе к ширине полосы перестройки на входе:The efficiency of expanding the frequency tuning range using one BRDP2.1 is estimated using the expansion coefficient K exp , expressed as the ratio of the tuning bandwidth at the output to the tuning bandwidth at the input:
где f1 вых max(min) - максимальное (минимальное) значение частоты выходного сигнала БРДП2.1, f1 вых max(min) - (минимальное) значение частоты входного сигнала БРДП 2.1. where f 1 o output max (min) is the maximum (minimum) value of the frequency of the output signal BRDP 2.1, f 1 o output max (min) is the (minimum) value of the frequency of the input signal BRDP 2.1.
Величину коэффициента расширения Kрасш можно выразить через минимальный D1min и максимальный D1max коэффициент деления ДПКД 4.1:The magnitude of the expansion coefficient K exp can be expressed in terms of the minimum D 1min and maximum D 1max dividing factor DPKD 4.1:
. .
Если принять, что отношение максимального к минимальному коэффициенту деления ДПКД 4.1 Dmax/Dmin равно 2, то выражение для коэффициента расширения примет вид:If we assume that the ratio of the maximum to the minimum division coefficient of the DPKD 4.1 D max / D min is 2, then the expression for the expansion coefficient takes the form:
. .
При коэффициенте деления D1min, равном 2, коэффициент расширения Kраш будет равен 3,5, при D1min, равном 16, Kрасш составит 10,0625. Однако, несмотря на то, что с увеличением D1min коэффициент расширения Kрасш тоже растет, абсолютное значение полосы перестройки будет невелико, так как для больших значений коэффициента деления D1min требуется узкая полоса перестройки частоты входного сигнала. Например, для D1min, равного 16, ширина полосы перестройки частоты входного сигнала должна удовлетворять выражению:With a division coefficient D 1min equal to 2, the expansion coefficient K rash will be 3.5, with D 1min equal to 16, K ras will be 10.0625. However, despite the fact that with an increase in D 1min, the expansion coefficient K exp also increases, the absolute value of the tuning band will be small, since for large values of the division coefficient D 1min a narrow frequency tuning band of the input signal is required. For example, for D 1min equal to 16, the bandwidth of the frequency tuning of the input signal must satisfy the expression:
. .
Соответственно, ширина полосы перестройки частоты выходного сигнала будет равна:Accordingly, the frequency bandwidth of the output signal will be equal to:
f1вых max-f1вых min≈0,035·fвх min.f 1out max -f 1out min ≈0,035 · f in min .
Использование последовательного соединения нескольких БРДП 2.i, имеющих идентичную конструкцию и отличающихся задаваемыми коэффициентами деления и полосами пропускания фильтров, позволяет получить широкую полосу перестройки.The use of the serial connection of several BJC 2.i, which have an identical design and differ in specified dividing coefficients and filter passbands, allows to obtain a wide tuning band.
В этом случае с выхода БРДП 2.1 полезный сигнал с частотой поступает на вход следующего БРДП 2.2. Минимальный коэффициент деления ДПКД 4.2 в БРДП 2.2 выбирают исходя из диапазона перестройки выходной частоты БРДП 2.1, используя выражение (*) с учетом замены D1min на D2min. При правильном D2min рассчитанное по формуле (*) значение должно быть меньше или равно . С учетом преобразования частоты в БРДП 2.2 значение частоты выходного сигнала рассчитывается по формуле:In this case, from the output of the PDLP 2.1 a useful signal with a frequency arrives at the input of the next BRDP 2.2. The minimum division coefficient of the DPKD 4.2 in the PDLF 2.2 is selected based on the tuning range of the output frequency of the PDLP 2.1 using the expression (*) taking into account the replacement of D 1min by D 2min . With the correct D 2min, the value calculated by the formula (*) must be less than or equal . Taking into account the conversion of frequency into the PDL 2.2, the value of the output signal frequency is calculated by the formula:
, где D2 - коэффициент деления второго ДПКД 4.2. Для N последовательно соединенных БРДП 2.i выходная частота может быть рассчитана по формуле: where D 2 is the division coefficient of the second DPKD 4.2. For N series-connected PDLF 2.i, the output frequency can be calculated by the formula:
, где DN - коэффициент деления ДПКД 4.N в БРДП 2.N. , where D N is the division coefficient of the DPKD 4.N in the NLR 2.N.
Оценим максимально возможный диапазон перестройки выходной частоты сигнала на выходе N БРДП 2.i. Минимальное значение коэффициента деления ДПКД 4.i не может быть меньше 2. Максимальное значение выбирают равным 4, чтобы отношение Dimax/Dimin не превышало значения 2. Максимально возможное отношение выходной частоты сигнала к входной в N-м БРДП 2.N в соответствии с формулой составит: , т.е не более 35% от минимального значения выходной частоты. При этом на выходе предпоследней ячейки БРДП 2.N-1 обеспечивают отношение максимального значения частоты к минимальному, равное 9/8.Let us evaluate the maximum possible tuning range of the output frequency of the signal at the output N of the PDL 2.i. The minimum value of the division coefficient of the DPKD 4.i cannot be less than 2. The maximum value is chosen equal to 4, so that the ratio D imax / D imin does not exceed the
Полезной особенностью схемы БРДП 2.i является возможность подавить все паразитные спектральные составляющие выходного сигнала, возникающие из-за нелинейных свойств смесителя, до любого необходимого уровня за счет того, что в преобразовании частоты участвуют сигналы с кратными частотами. Объясним это. Традиционным при преобразовании частоты является использование некратных частот на входах гетеродина и ПЧ смесителя. Значение частоты на входе ПЧ смесителя можно представить в виде , где f - частота на входе гетеродина смесителя, K - целое число, δf - отстройка значения реальной частоты от ближайшего кратного значения. В общем случае на выходе смесителя образуются спектральные составляющие, частоты которых соответствуют формуле:A useful feature of the BRID 2.i circuit is the ability to suppress all spurious spectral components of the output signal arising due to the nonlinear properties of the mixer to any desired level due to the fact that signals with multiple frequencies are involved in the frequency conversion. Explain this. When converting frequency, it is traditional to use multiple frequencies at the inputs of the local oscillator and the inverter of the mixer. The value of the frequency at the input of the inverter of the mixer can be represented as where f is the frequency at the input of the mixer local oscillator, K is an integer, δf is the detuning of the real frequency from the nearest multiple value. In the general case, at the mixer output, spectral components are formed whose frequencies correspond to the formula:
, где m и n - целые числа. where m and n are integers.
Амплитуда образующихся на выходе смесителя спектральных составляющих тем выше, чем меньше сумма n и m, являющихся порядком нелинейности и приводящих к образованию соответствующих компонент в спектре выходного сигнала. Частота одной из наиболее близких к частоте полезного сигнала комбинационных составляющих выходного сигнала смесителя может быть представлена формулой:The amplitude of the spectral components formed at the mixer output is the higher, the smaller the sum of n and m, which are the order of nonlinearity and lead to the formation of the corresponding components in the spectrum of the output signal. The frequency of one of the closest to the frequency of the useful signal combination components of the output signal of the mixer can be represented by the formula:
. .
Частота полезного сигнала будет иметь вид:The frequency of the useful signal will be:
. .
При малых δf паразитная компонента спектра будет расположена в непосредственной близости к полезному сигналу и не может быть отфильтрована ПФ, а при малых К будет иметь большую амплитуду, т.к. является продуктом нелинейности низкого порядка. Аналогичная проблема возникает с паразитной составляющей вида , которая соответствует К+1 гармонике сигнала, поступающего на вход ПЧ смесителя. Для преодоления данной проблемы значение отношения частот сигналов, участвующих в преобразовании, должно быть величиной больше 10(K≥10), что приводит к ограничению диапазона перестройки выходной частоты в синтезаторах прямого синтеза, построенных по известным схемам (Приложение №2. А.Ченакин. Частотный синтез: текущие решения и новые тенденции. ЭЛЕКТРОНИКА: Наука, Технология, Бизнес, январь 2008, стр.92-97).For small δf, the parasitic component of the spectrum will be located in close proximity to the useful signal and cannot be filtered by the FS, and for small K it will have a large amplitude, since is a product of low order nonlinearity. A similar problem arises with a parasitic component of the form , which corresponds to the K + 1 harmonic of the signal supplied to the input of the inverter of the mixer. To overcome this problem, the value of the frequency ratio of the signals involved in the conversion should be greater than 10 (K≥10), which leads to a limitation of the tuning range of the output frequency in direct synthesis synthesizers constructed according to well-known schemes (Appendix No. 2. A. Chenakin. Frequency synthesis: current solutions and new trends. ELECTRONICS: Science, Technology, Business, January 2008, pp. 92-97).
Схема преобразования частоты в заявляемом устройстве лишена описанного выше недостатка, так как при кратности частот на входе гетеродина и входе ПЧ смесителя 6.i все возможные комбинационные составляющие его выходного сигнала могут быть описаны формулой:The frequency conversion circuit in the inventive device is devoid of the disadvantage described above, since when the frequency multiplicity at the input of the local oscillator and the input of the inverter of the mixer 6.i all possible combination components of its output signal can be described by the formula:
fСМвых m,n=fвх|m±n/Di|.f CMout m, n = f in | m ± n / D i |.
Из формулы видно, что наименьшая отстройка ближайшей паразитной спектральной составляющей от полезной составляет . ПФ 7.i с соответствующими полосами пропускания и заграждения позволяет подавить все паразитные спектральные компоненты до требуемого уровня. Выбор полосы пропускания и полосы заграждения ПФ 7.i зависит от отношения коэффициентов деления ДПКД 4.i D1max/D1min. Если данное отношение меньше 1,5, на выходе смесителя 6.i достаточно одного ПФ 7.i. Если значения отношения Dmax/Dmin находятся в интервале от 1,5 до 2, то для подавления паразитных спектральных компонент на выходе смесителя необходимо использовать два переключаемых полосовых фильтра. При этом верхняя граница полосы пропускания более низкочастотного фильтра должна совпадать с нижней границей полосы пропускания более высокочастотного фильтра. При еще больших значениях D1max/D1min количество необходимых фильтров возрастает.It can be seen from the formula that the smallest detuning of the nearest spurious spectral component from the useful one is . PF 7.i with the appropriate bandwidths and barriers allows you to suppress all spurious spectral components to the desired level. The choice of the passband and the fence bandwidth of PF 7.i depends on the ratio of the division coefficients of the DPKD 4.i D 1max / D 1min . If this ratio is less than 1.5, at the output of the mixer 6.i one PF 7.i is enough. If the values of the ratio D max / D min are in the range from 1.5 to 2, then to suppress spurious spectral components at the output of the mixer, two switched band-pass filters must be used. In this case, the upper limit of the passband of the lower-pass filter should coincide with the lower limit of the passband of the higher-pass filter. At even greater values of D 1max / D 1min, the number of necessary filters increases.
Заявляемая схема широкополосного синтезатора обладает еще одним достоинством - высокой скоростью перестройки частоты независимо от шага перестройки. При преобразовании частоты сигнала в БРДП 2.1 время перестройки частоты увеличивается незначительно, и его увеличение связано с прохождением ПФ 7.1, полоса которого в несколько раз шире полосы перестройки источника сигнала 1. Время переходного процесса при изменении частоты на входе определяется длительностью импульсной характеристики фильтра, так как сигнал на выходе полосового фильтра является сверткой входного сигнала с импульсной характеристикой полосового фильтра. Для фильтров длительность импульсной характеристики обратно пропорциональна ширине полосы пропускания. Поэтому длительность импульсной характеристики ПФ 7.1 будет в несколько раз меньше длительности импульсной характеристики фильтров, используемых в источнике сигнала 1 и являющихся более узкополосными. Длительность импульсной характеристики фильтров в остальных БРДП 2.i еще меньше, поэтому основной вклад в величину времени перестройки частоты будет вносить наиболее узкополосный фильтр в каскаде БРДП 2. В конечном счете, скорость перестройки выходной частоты синтезатора будет определяться скоростью перестройки сигнала на выходе источника сигнала 1.The inventive scheme of a broadband synthesizer has another advantage - a high frequency tuning speed, regardless of the tuning step. When converting the signal frequency to BRDP 2.1, the frequency tuning time increases slightly, and its increase is associated with the passage of PF 7.1, the band of which is several times wider than the tuning band of
Подключение БРДП 2.N+1 к выходу N-го БРДП 2.N через первый 8 и второй 9 коммутаторы, как изображено на Фиг.2, позволяет дополнительно расширить диапазон перестройки частоты выходного сигнала синтезатора.Connecting the PDU 2.N + 1 to the output of the N-th PDU 2.N through the first 8 and second 9 switches, as shown in Figure 2, allows you to further expand the frequency tuning range of the synthesizer output signal.
При одном положении переключателей коммутаторов 8 и 9 на выход второго коммутатора 9 поступает сигнал с выхода БРДП 2.N без преобразования. При другом положении на выход второго коммутатора 9 поступает сигнал, полосу перестройки которого дополнительно расширяют с помощью дополнительного БРДП 2.N+1. Данная схема дает возможность использовать в совокупности диапазон перестройки частоты выходного сигнала последнего БРДП 2.N и диапазон, получаемый на выходе БРДП 2.N+1. Полученные полосы частот, дополняя друг друга, образуют суммарно диапазон перестройки больший, чем максимально возможный диапазон перестройки выходного сигнала блока БРДП 2.N.With one position of the switches of the
На Фиг.4 наглядно проиллюстрирован механизм непрерывной перестройки частоты сигнала на выходе второго коммутатора 9. По оси абсцисс отложена частота сигнала на выходе N-го БРДП 2.N, нормированная на ее минимальное значение, по оси ординат - частота сигнала на выходе второго коммутатора 9, также нормированная на минимальное значение частоты выходного сигнала N-го БРДП 2.N. Диаграмма построена для значений коэффициентов деления 2 и 4 ДПКД 4.N+1 (коэффициент деления 3 не используют). Линия «транзит» соответствует положению переключателей коммутаторов 8 и 9, при которых сигнал идет в обход БРДП 2.N+1, т.е. перестройке частоты сигнала в схеме N последовательно соединенных БРДП 2.i, обеспечивая диапазон перестройки выходной частоты в диапазоне от 1 до 4/3.Figure 4 clearly illustrates the mechanism of continuous tuning of the signal frequency at the output of the
Для получения перестройки частоты на выходе синтезатора от 4/3 до 3/2 схему из N БРДП 2.i настраивают так, чтобы на ее выходе получить диапазон перестройки от 16/15 до 6/5, а коэффициент деления ДПКД 4.N+1 устанавливают с помощью ФКУ 3 равным 4, обеспечивая преобразование частоты в соответствии с выражением: , где fвых - частота сигнала с выхода БРДП 2.N+1, fвх - частота входного сигнала БРДП 2.N+1.To obtain frequency tuning at the output of the synthesizer from 4/3 to 3/2, the circuit from N BRDP 2.i is tuned so that at its output a tuning range of 16/15 to 6/5 is obtained, and the division coefficient of the DPKD is 4.N + 1
Для получения диапазона перестройки выходной частоты от 3/2 до 2 схему из N БРДП 2.i настраивают таким образом, чтобы на ее выходе получить диапазон перестройки частоты от 1 до 4/3. Коэффициент деления ДПКД 4.N+1 устанавливают с помощью ФКУ 3 равным 2, обеспечивая преобразование частоты в соответствии с выражением: .To get the output frequency tuning range from 3/2 to 2, the circuit from N PDL 2.i is set up in such a way as to obtain the frequency tuning range from 1 to 4/3 at its output. The division coefficient of the DPKD 4.N + 1 is set using
В совокупности три участка перестройки частоты на Фиг.4 образуют непрерывную полосу перестройки выходной частоты с шириной, равной октаве.Together, the three frequency tuning sections of FIG. 4 form a continuous tuning band of the output frequency with an octave width.
Для построения синтезатора частот с диапазоном перестройки частоты больше октавы в соответствии с Фиг.3 к выходу второго коммутатора 9 подключают ДПКД 10 с переключаемым с помощью ФКУ 3 коэффициентом деления, равным 2p при p=0,1,2…pmах. Коэффициент деления ДПКД 10, равный единице при p=0, соответствует прямому прохождению сигнала с выхода второго коммутатора 9 без преобразования. При задании коэффициента деления, равным 2, нормированное значение нижней граничной частоты диапазона перестройки будет равно , а верхнее будет равно 1 и будет совпадать с минимальным значением при коэффициенте деления равном 1, обеспечивая непрерывность диапазона перестройки выходной частоты в полосе от до 2. Аналогично будет обеспечена стыковка участков перестройки выходной частоты при больших значениях коэффициента деления, равных 2p. В результате общий диапазон возможных значений выходной частоты составит от до 2.To build a frequency synthesizer with a frequency tuning range of more than an octave, in accordance with FIG. 3, the output of the
Последовательное соединение БРДП 2.i обеспечивает преобразование частоты источника сигнала 1, эквивалентное умножению частоты в дробное число раз. При переключении коэффициента деления шаг перестройки частоты на выходе синтезатора становится неравномерным.The serial connection of the PDU 2.i provides the conversion of the frequency of the
Для обеспечения эквидистантного шага перестройки выходной частоты перестройку входной частоты необходимо осуществлять с неравномерным щагом, зависящим от коэффициентов деления Di ДПКД 4.i. Таким образом, для практической реализации необходимо использовать входной сигнал, перестраиваемый до частоте с шагом, меньшим, чем требуемая точность задания частоты в раз.To ensure an equidistant step of tuning the output frequency, tuning of the input frequency must be carried out with an uneven pitch, depending on the division factors D i DPKD 4.i. Thus, for practical implementation, it is necessary to use an input signal tunable to a frequency with a step smaller than the required accuracy of setting the frequency in time.
Данное требование может быть удовлетворено при выполнении источника сигнала 1, например, в соответствии со схемой на Фиг.5.This requirement can be satisfied when executing the
Формирователь сигналов опорных частот (ФСОЧ) 11 обеспечивает формирование трех когерентных сигналов фиксированной частоты.The reference frequency signal generator (FSOC) 11 provides the formation of three coherent signals of a fixed frequency.
Один из сигналов ФСОЧ 11 с частотой fОП2 поступает на вход УФСГ 12, схема которого аналогична схеме БРДП 2.L Так как частота fОП2 фиксирована, то на выходе УФСГ 12 количество формируемых частот будет соответствовать количеству коэффициентов деления D1 ДПКД 15. Значения частот на выходе УФСГ 12 определяются формулой fОП2(1+1/D1). Шаг перестройки частоты будет наибольшим для значений D1=D1min и D1=D1min+1 и может быть рассчитан по формуле .One of the signals of
С выхода УФСГ 12 сигнал поступает на вход гетеродина смесителя 21 узла формирования сетки частот (УФСЧ) 13, на вход ПЧ которого через фильтр 20 поступает сигнал, формируемый ЦСПС 19 в соответствии с формулой:From the output of the
, ,
где S - разрядность накапливающего сумматора ЦСПС 19; R - значение кода, управляющего частотой ЦСПС 19, поступающего на вход управления ЦСПС 19 с выхода ФКУ 3, fОП3 - тактовая частота ЦСПС 19, поступающая на опорный вход ЦСПС 19 с выхода ФСОЧ 11. Сигналы с выхода смесителя 21 будут иметь частоту:where S is the capacity of the accumulating
fСМ2=fОП2(1+1/D1)±fЦСРС.f CM2 = f OD2 (1 + 1 / D1) ± f DSSR .
С помощью ПФ 22 выделяют один из сигналов с выхода смесителя 21, подавляя все нежелательные комбинационные составляющие. В дальнейшем будем считать, что этим сигналом является сигнал с частотой fОП2(1+1/D1)±fЦСПС.Using
Если ширина полосы перестройки ЦСПС 19 равна ΔfЦСПС, то на выходе смесителя 21 будет возможно сформировать сигнал с любым значением частоты в полосе:If the tuning bandwidth of the
. .
При обеспечении условия ΔfЦСПС≥ΔfУФСГ перестройка частоты на выходе смесителя 21 будет непрерывной.When providing conditions Δf TSSPS ≥Δf UFSG frequency tuning at the output of
Ширина полосы частот данного сигнала будет шире, чем полоса перестройки ЦСПС 19, за счет возможности изменения коэффициента деления D1 ДПКД 15 в УФСГ 12. Из-за особенностей работы ЦСПС 19 в его выходном сигнале содержатся паразитные составляющие вблизи частоты полезного сигнала (Приложение №3. Макаренко В. Компоненты для построения беспроводных устройств связи, часть 7. Синтезаторы частоты прямого цифрового синтеза. ЭКиС, №1, январь 2010 г., рис.5), которые также будут содержаться и в сигнале на выходе ПФ 22. Их уровень понижают с помощью деления частоты. Объясним это.The frequency bandwidth of this signal will be wider than the tuning band of the
Паразитные составляющие слабого уровня могут быть представлены в виде компонент, образующихся за счет паразитных амплитудной и угловой модуляций. Паразитная амплитудная модуляция может быть подавлена за счет ограничения амплитуды сигнала на ВЧ входе ДПКД. При делении частоты сигнала флуктуация фазы за счет паразитной угловой модуляции сохраняется по абсолютной величине, однако период выходного сигнала возрастает в D раз (где D - коэффициент деления) что приводит к снижению индекса паразитной угловой модуляции, величина которого определяет уровень паразитных спектральных составляющих. При делении частоты выходного сигнала смесителя 21 с помощью ДПКД 23, коэффициент деления которого равен D2, уровень паразитных составляющих, попадающих в полосу пропускания ПФ 22, снизится на 20lgD2, однако ширина полосы перестройки также уменьшится в D2 раз.Low-level spurious components can be represented in the form of components formed due to spurious amplitude and angular modulations. Spurious amplitude modulation can be suppressed by limiting the amplitude of the signal at the RF input of the DPKD. When dividing the signal frequency, the phase fluctuation due to spurious angular modulation is retained in absolute value, however, the period of the output signal increases by D times (where D is the division coefficient), which leads to a decrease in the spurious angular modulation index, the value of which determines the level of spurious spectral components. When dividing the frequency of the output signal of the
Для расширения диапазона перестройки частоты выходного сигнала используют делитель с переключаемым коэффициентом деления, обеспечивая перестройку частоты на ВЧ входе ДПКД 23 для каждого значения коэффициента деления. Диаграмма перестройки частоты выходного сигнала ДПКД 23 будет аналогичной диаграмме, приведенной на Фиг.3. Для обеспечения перекрытия участков перестройки на выходе ДПКД 23 при значениях коэффициентов деления D2min и D2min+1 необходим наибольший диапазон перестройки. Требуемая ширина полосы перестройки, при которой возможна непрерывная перестройка по частоте, определяется из условия:To expand the range of tuning the frequency of the output signal, a divider with a switchable division ratio is used, providing frequency tuning at the RF input of the
, ,
где fСМ2 min (max) - минимально (максимально) возможное значение частоты с выходаwhere f CM2 min (max) is the minimum (maximum) possible value of the output frequency
ПФ 22; D2min - наименьший коэффициент деления ДПКД 23.
В этом случае ширина полосы перестройки на выходе ДПКД 23 будет равна:In this case, the width of the adjustment band at the output of the
. .
Полный диапазон перестройки частоты с учетом возможности переключения коэффициента деления D2 ДПКД 23 может быть вычислен по формуле:The full frequency tuning range, taking into account the possibility of switching the division coefficient D2 of the
, ,
где fДПКД min(max) - минимально (максимально) возможное значение частоты на выходе ДПКД 23; D2min(max) - наименьший (наибольший) коэффициент деления ДПКД 23;where f DPKD min (max) - the minimum (maximum) possible value of the frequency at the output of the
fСМ2 min - значение частоты выходного сигнала смесителя 21.f CM2 min - the value of the frequency of the output signal of the
Для компенсации понижения частоты при делении с помощью ДПКД 23 и обеспечения требуемых границ перестройки выходной частоты сигнал с частотой fДПКД через ФНЧ 24 поступает на вход ПЧ смесителя 25 в УПЧВ 14. На вход гетеродина смесителя 25 поступает сигнал фиксированной частоты fОП1 от ФСОЧ 11. На выходе смесителя 25 формируется сигнал с частотой fвых=fОП1±fДПКД. С помощью ПФ 26 на выходе смесителя 25 выделяют суммарную или разностную компоненту сигнала, которая является полезной частотой источника сигнала 1. Так как частота выходного сигнала ЦСПС 19 подвергается делению, то максимальная величина шага перестройки частоты на выходе источника сигнала 1 будет не более .To compensate for the reduction in frequency during dividing by the DPCD 23 and to provide the required boundaries for tuning the output frequency, a signal with a frequency f of the DPCD through the low-
По сравнению с техническим решением, описанным в патенте US №5495202, предлагаемая схема источника сигнала 1 позволяет получить более широкую полосу перестройки частоты за счет расширения диапазона перестройки частоты ЦСПС 19 при ее преобразовании с различными значениями частоты гетеродина смесителя 25 и использования нескольких значений коэффициента деления в ДПКД 23. В результате диапазон перестройки частоты источника сигнала 1 получается в 5-10 раз больше, чем в устройстве по патенту US №5495202, при том же уровне подавления паразитных спектральных составляющих ЦСПС 19 и том же значении скорости перестройки частоты.Compared with the technical solution described in US patent No. 5495202, the proposed
Пример.Example.
Практическая реализация заявляемого устройства поясняется с помощью фиг.6-10, на которых изображены:The practical implementation of the inventive device is illustrated using Fig.6-10, which depict:
на Фиг.6 - структурная схема практической реализации синтезатора;figure 6 is a structural diagram of a practical implementation of the synthesizer;
на Фиг.7 - диаграмма перестройки частоты выходного сигнала БРДП 2.1;7 is a diagram of the frequency tuning of the output signal of the BRDP 2.1;
на Фиг.8 - диаграмма перестройки частоты выходного сигнала БРДП 2.2;on Fig is a diagram of the tuning frequency of the output signal BRDP 2.2;
на Фиг.9 - диаграмма перестройки частоты выходного сигнала БРДП 2.3;figure 9 is a diagram of the frequency tuning of the output signal of the BRDP 2.3;
на Фиг.10 - диаграмма перестройки частоты выходного сигнала БРДП 2.4.figure 10 is a diagram of the tuning of the frequency of the output signal BRDP 2.4.
На Фиг.6 дополнительно отмечены:In Fig.6 additionally noted:
27 - делитель с фиксированным коэффициентом деления 4;27 - divider with a fixed division ratio of 4;
28-30 - коммутаторы.28-30 - switches.
Схема широкополосного синтезатора частот, изображенная на Фиг.6, позволяет обеспечить следующие параметры выходного сигнала:The scheme of the broadband frequency synthesizer shown in Fig.6, allows to provide the following output signal parameters:
1) диапазон выходных частот от 0,75 ГТц до 12 ГГц;1) the range of output frequencies from 0.75 GHz to 12 GHz;
2) шаг перестройки частоты менее 0,025 Гц;2) frequency tuning step less than 0.025 Hz;
3) относительный уровень паразитных дискретных составляющих в спектре выходного сигнала не более -90 dB;3) the relative level of spurious discrete components in the spectrum of the output signal is not more than -90 dB;
4) время перестройки частоты (для любых двух значений частот диапазона выходных частот) менее 200 нс;4) the frequency tuning time (for any two values of the frequencies of the output frequency range) is less than 200 ns;
5) относительный уровень спектральной плотности частотных флуктуации на частоте 12 ГГц не более -135 дБнес/Гц при отстройке 50 кГц от несущей;5) the relative level of the spectral density of the frequency fluctuations at a frequency of 12 GHz is not more than -135 dB ns / Hz with a detuning of 50 kHz from the carrier;
6) нестабильность частоты выходного сигнала равна нестабильности частоты опорного генератора.6) the instability of the frequency of the output signal is equal to the instability of the frequency of the reference oscillator.
В качестве ФСОЧ 11 используют опорный генератор с одним значением выходной частоты. С его помощью формируют сигнал с частотой 4000 МГц с низким уровнем фазового шума.As
С помощью УФСГ 12 формируют из сигнала опорного генератора 11 сигнал гетеродина для смесителя 21, который может иметь семь значений частоты в зависимости от коэффициента деления D1 ДПКД 15. Коэффициент деления D1 может принимать целочисленные значения от 11 до 17. Значения возможных частот выходного сигнала смесителя 17, МГц: 4363,64; 4333,33; 4307,69; 4285,71; 4266,67; 4250; 4235,29. Для подавления всех нежелательных спектральных составляющих ФНЧ 16 должен иметь частоту среза не менее 364 МГц и частоту начала полосы заграждения 470 МГц, полосовой фильтр ПФ 18 должен иметь полосу пропускания от 4285 МГц до 4364 МГц и подавлять сигналы с частотой ниже 4000 МГц и выше 4470 МГц. Принципиально ФНЧ 16 в схеме может отсутствовать. Однако в этом случае на выходе смесителя 17 будет повышенный уровень комбинационных составляющих от сигнала, поступающего на вход ПЧ, что усложняет реализацию ПФ 18. На выходе ПФ 18 все нежелательные составляющие должны быть подавлены до уровня -70 дБ. Данное значение величины подавления должно быть, не больше уровня паразитных составляющих на выходе ЦСПС 19, попадающих в полосу пропускания ПФ 20. Значение -70 дБ соответствует типичному уровню паразитных составляющих вблизи несущей частоты сигнала для микросхем ЦСПС. Возникновение этих паразитных составляющих связано с ограничением разрядности быстродействующего цифроаналогового преобразователя (ЦАП), входящего в ЦСПС. Значения частоты опорного сигнала ЦСПС 19 и полосу выходных частот, формируемых ЦСПС 19, выбирают так, чтобы в полосу пропускания ПФ 20 не попадали комбинационные составляющие ниже пятого порядка.Using
ЦСПС 19 формирует выходной сигнал в полосе частот от 357 МГц до 388 МГц. Так как значения выходной частоты составляют 0,357-0,388 от частоты дискретизации ЦАП в ЦСПС 19, то комбинационные составляющие образуются как выше, так и ниже полосы полезных частот. Поэтому на выходе ЦСПС 19 в данной схеме используют полосовой фильтр вместо фильтра нижних частот. Для подавления комбинационных составляющих ниже пятого порядка необходимо, чтобы ПФ 20 имел полосу пропускания, соответствующую полосе частот выходного сигнал и подавлял частоты ниже 285 МГц и выше 429 МГц.
С выхода ПФ 20 сигнал поступает на вход ПЧ смесителя 21, на вход гетеродина которого поступает сигнал с выхода УФСГ 12, имеющий семь различных значений частоты. В спектре выходного сигнала смесителя 21 с помощью ПФ 22 выделяют суммарную частоту. В результате формируется сигнал, частота которого перестраивается в диапазоне от 4602 МГц до 4752 МГц. Для подавления возникающих в смесителе 21 паразитных составляющих ПФ 22 должен подавлять частоты менее 4364 МГц и более 4970 МГц до уровня -70 дБ.From the output of the
ПФ 18 и ПФ 22 с указанными выше параметрами могут быть выполнены по стандартной микрополосковой технологии. При этом может потребоваться каскадное включение двух ПФ. В качестве более низкочастотного ПФ 20 целесообразно использовать фильтр на сосредоточенных параметрах. Так как комбинационные составляющие на выходе ЦСПС 19 обычно имеют уровень менее -45 дБ по отношению к полезному сигналу, то требования по подавлению к ПФ 20 значительно ниже - достаточно обеспечить затухание в полосе заграждения около -30 дБ.
Сигнал с выхода ПФ 22 поступает на ВЧ вход ДПКД 23, минимальное значение коэффициента деления которого выбирают так, чтобы обеспечить непрерывность перестройки выходной частоты при изменении коэффициента деления и при перестройке частоты на его входе в пределах от 4692 МГц до 4752 МГц. Изменение коэффициента деления D2 от 31 до 38 обеспечивает непрерывную перестройку частоты сигнала на выходе от 121,21 МГц до 153,27 МГц. ФНЧ 24 с частотой среза 154 МГц и частотой заграждения 242 МГц обеспечивает подавление гармонических составляющих в выходном сигнале ДПКД 23. При делении частоты происходит уменьшение уровня паразитных составляющих не менее чем на 20lg(D2) в децибелах. При D2 равным 31 подавление минимально и составляет 29,8 дБ. Таким образом, если обеспечить относительный уровень паразитных составляющих на выходе ПФ 22 не более -70 дБ, то уровень паразитных составляющих будет не более -100 дБ. С помощью смесителя 25, на вход гетеродина которого поступает сигнал опорной частоты 4000 МГц, обеспечивается перенос полосы частот сигнала на выходе ДПКД 23 в диапазон требуемых входных частот БРДП 2.1.The signal from the output of the
Требуемые значения граничных частот полосы перестройки на входе БРДП 2.1 определяют следующим образом. Сначала находят значение верхней граничной частоты в соответствии с формулой:The required values of the boundary frequencies of the tuning band at the input of the PDL 2.1 are determined as follows. First, find the value of the upper cutoff frequency in accordance with the formula:
, ,
где fвых,max - значение частоты выходного сигнала синтезатора, Dimin - наименьшее значение коэффициента деления ДПКД 4.1-4.4, i=3, 4, 5, 6.where f o, max is the value of the frequency of the output signal of the synthesizer, Di min is the smallest value of the division coefficient of the DPKD 4.1-4.4, i = 3, 4, 5, 6.
Затем, используя формулу (*) и подставляя в нее D1min, определяют и по известному значению fвх 2-1,max определяют fвх 2-1, max. С учетом значений коэффициента деления, используемых в схеме на Фиг.6: fвх 2-1, min=3846,8 МГц, fвх 2-1, max=3878,8 МГц, поэтому в смесителе 25 в качестве полезного сигнала используют разностную составляющую.Then, using the formula (*) and substituting D1 min into it, determine and from the known value of f in 2-1, max determine f in 2-1, max . Taking into account the values of the division coefficient used in the scheme of FIG. 6: f in 2-1, min = 3846.8 MHz, f in 2-1, max = 3878.8 MHz, therefore, in the
При реализации БРДП 2.1 используют значения коэффициентов деления ДПКД 7.1 от 10 до 16. Диаграмма перестройки частоты выходного сигнала БРДП 2.1 приведена на Фиг.7. Требования к ФНЧ 5.1 следующие: граничная частота полосы пропускания -388 МГц, граничная частота полосы подавления - 482 МГц. ФНЧ 5.1 может быть реализован на сосредоточенных элементах. ПФ 7.1 должен пропускать сигнал в полосе от 4096 МГц до 4266,7 МГц, подавлять частоты ниже 3847 МГц и выше 4337 МГц и обеспечивать подавление паразитных составляющих до уровня -100 дБ относительно уровня полезного сигнала. Для реализации этого требования необходимо использовать каскадное соединение двух одинаковых фильтров. ПФ7.1 может быть выполнен по стандартной микрополосковой технологии.When implementing the PDLP 2.1, the values of the division coefficients of the DPKD 7.1 are used from 10 to 16. The frequency tuning diagram of the output signal of the PDLP 2.1 is shown in Fig.7. The requirements for the low-pass filter 5.1 are as follows: the cutoff frequency of the passband is 388 MHz, the cutoff frequency of the suppression band is 482 MHz. LPF 5.1 can be implemented on lumped elements. PF 7.1 should pass a signal in the band from 4096 MHz to 4266.7 MHz, suppress frequencies below 3847 MHz and above 4337 MHz and provide suppression of spurious components to a level of -100 dB relative to the level of the useful signal. To implement this requirement, it is necessary to use a cascade connection of two identical filters. PF7.1 can be performed using standard microstrip technology.
Для БРДП 2.2 из-за широких пределов изменения коэффициента деления ДПКД 4.2 добиться подавления всех паразитных составляющих с помощью одного ПФ 7.2, подключенного к выходу смесителя 6.2, не представляется возможным, поэтому в схеме используют переключаемые фильтры ПФ 7.2.1 и ПФ 7.2.2 и ФНЧ 5.2.1 и ФНЧ 5.2.2. Аналогичное схемотехническое решение применяют в БРДП 2.3 и БРДП 2.4. С целью обеспечения подавления паразитных составляющих до уровня от -90 до -100 дБ целесообразно также использовать каскадное соединение фильтров.Because of the wide range of variation of the division coefficient of the DPKD 4.2, it is not possible to suppress all parasitic components using one PF 7.2 connected to the output of the mixer 6.2, because of the wide limits of variation of the division coefficient of DPKD 4.2, therefore, the switching filters PF 7.2.1 and PF 7.2.2 are used in the circuit LPF 5.2.1 and LPF 5.2.2. A similar circuit solution is used in the BRDP 2.3 and the BRDP 2.4. In order to ensure suppression of spurious components to a level of from -90 to -100 dB, it is also advisable to use a cascade connection of filters.
В БРДП 2.2 используют для ДПКД 4.2 коэффициенты деления от 4 до 7. Диаграмма перестройки выходной частоты БРДП 2.2 представлена на Фиг.8. ФНЧ 5.2.1 должен пропускать сигналы с частотой ниже 711,1 МГц и подавлять выше 1185,2 МГц. ФНЧ 5.2.2 должен пропускать сигналы с частотой ниже 1066,6 МГц и подавлять выше 1659,2 МГц. ПФ 7.2.1 должен подавлять сигналы с частотой менее 4266,7 МГц и более 5333,3 МГц. ПФ 7.2.2 должен подавлять сигналы с частотой менее 4266,7 МГц и более 5807,3 МГц. ПФ 7.2.1, ПФ 7.2.2 и ФНЧ 5.3.1, ФНЧ 5.3.2 переключают одновременно при изменении коэффициента деления ДПКД 4.2 с 6 до 5.In the PDLM 2.2, for the DPKD 4.2, division factors from 4 to 7 are used. The diagram of the tuning of the output frequency of the PDLF 2.2 is presented in Fig. 8. The low-pass filter 5.2.1 should pass signals with a frequency below 711.1 MHz and suppress above 1185.2 MHz. The low-pass filter 5.2.2 should pass signals with a frequency below 1066.6 MHz and suppress above 1659.2 MHz. PF 7.2.1 should suppress signals with a frequency of less than 4266.7 MHz and more than 5333.3 MHz. PF 7.2.2 should suppress signals with a frequency of less than 4266.7 MHz and more than 5807.3 MHz. PF 7.2.1, PF 7.2.2 and low-pass filter 5.3.1, low-pass filter 5.3.2 switch at the same time when changing the division coefficient of the DPKD 4.2 from 6 to 5.
В БРДП 2.3 используют для ДПКД 4.3 значения коэффициентов деления, равные 2, 3 и 4. Диаграмма перестройки выходной частоты БРДП 2.3 представлена на Фиг.9. ФНЧ 5.3.1 должен пропускать сигналы с частотой ниже 1700 МГц и подавлять выше 2400 МГц. ФНЧ 5.3.2 должен пропускать сигналы с частотой ниже 2666,7 МГц и подавлять выше 3400 МГц. ПФ 7.3.1 должен подавлять сигналы с частотой менее 5333,3 МГц и более 6800 МГц. ПФ 7.3.2 должен подавлять сигналы с частотой менее 5333,3 МГц и более 8475,5 МГц. ПФ 7.3.1, ПФ 7.3.2 и ФНЧ 5.3.1, ФНЧ 5.3.2 при перестройке частоты переключают одновременно. При коэффициенте деления ДПКД 4.3, равным 4, для всех значений входной частоты блока используют ПФ 7.3.1 и ФНЧ 5.3.2. Данные фильтры используют также при коэффициенте деления 3 и входной частоте менее 5100 МГц. В остальных случаях используют ПФ 7.3.2 и ФНЧ 5.3.1. На выходе БРДП 2.3 обеспечивается перестройка частоты в полосе от 6 до 8 ГГц.In the PDLD 2.3, for the PDKD 4.3, the values of the division coefficients equal to 2, 3, and 4 are used. The diagram of the tuning of the output frequency of the PDLD 2.3 is shown in Fig. 9. The low-pass filter 5.3.1 must pass signals with a frequency below 1700 MHz and suppress above 2400 MHz. The low-pass filter 5.3.2 must pass signals with a frequency below 2666.7 MHz and suppress above 3400 MHz. PF 7.3.1 should suppress signals with a frequency of less than 5333.3 MHz and more than 6800 MHz. PF 7.3.2 should suppress signals with a frequency of less than 5333.3 MHz and more than 8475.5 MHz. PF 7.3.1, PF 7.3.2 and low-pass filter 5.3.1, low-pass filter 5.3.2 at the frequency tuning switch simultaneously. When the division coefficient of the DPKD 4.3 is 4, for all values of the input frequency of the block use PF 7.3.1 and low-pass filter 5.3.2. These filters are also used with a division ratio of 3 and an input frequency of less than 5100 MHz. In other cases, use PF 7.3.2 and low-pass filter 5.3.1. At the output of the BRDP 2.3, frequency tuning in the band from 6 to 8 GHz is provided.
В БРДП 2.4 для ДПКД 4.4 используют значения коэффициентов деления 2 и 4. Диаграмма перестройки выходной частоты БРДП 2.4 представлена на Фиг.10. ФНЧ 5.4.1 должен пропускать сигналы с частотой менее 4000 МГц и подавлять более 6200 МГц. ФНЧ 5.4.2 должен пропускать сигналы с частотой менее 1860 МГц и подавлять более 3200 МГц. ПФ 7.4.1 должен подавлять сигналы с частотой менее 7440 МГц и более 9600 МГц. ПФ 7.4.2 должен подавлять сигналы с частотой менее 8000 МГц и более 12400 МГц. ФНЧ 5.4.1, ФНЧ 5.4.2 и ПФ 7.4.1, ПФ 7.4.2 переключают одновременно с изменением коэффициента деления ДПКД 4.4 с 4 до 2. При этом обеспечивается формирование выходных частот в диапазоне от 8 до 12 ГГц.In the BRDP 2.4 for the DPKD 4.4, the values of the
Перестройка в полосе от 6 до 8 ГГц обеспечивается за счет использования выходного сигнала БРДП 2.3 за счет переключения коммутаторов 8 и 9 в положение, соответствующее транзитному прохождению сигнала.Tuning in the band from 6 to 8 GHz is ensured by using the output signal of the PDLD 2.3 by switching the
На выходе БРДП 2.4 обеспечивается перестройка частоты в пределах от 6 до 12 ГГц. Расширение диапазона перестройки частоты в низкочастотную область без снижения требований к параметрам синтезатора частот может быть получено за счет введения ДПКД 10, подключенного к выходу второго коммутатора 9. Для диапазона от 6 до 12 ГГц сигнал через коммутаторы 29 и 30 идет в обход ДПКД 10. Для получения перестройки в диапазоне от 3 до 6 ГГц, сигнал подают на ВЧ вход ДПКД 10, коэффициент которого устанавливают равным 2. Используя ДПКД 10 с коэффициентами 2, 4, 8, можно получить минимальное значение частоты на выходе синтезатора 750 МГц при максимальном значении частоты выходного сигнала 12 ГГц.At the output of the BRDP 2.4, frequency tuning in the range from 6 to 12 GHz is provided. The extension of the frequency tuning range to the low-frequency region without reducing the requirements on the parameters of the frequency synthesizer can be obtained by introducing the
Для достижения заявленного уровня спектральной плотности мощности фазового шума необходим малошумящий опорный генератор. При сопоставлении абсолютных величин фазового шума опорного генератора 11 и ДПКД 23 шум опорного генератора 11 будет выше шума ДПКД 23 для отстройки от несущей менее 10 кГц. При отстройках более 10 кГц фазовый шум ДПКД 23 будет больше фазового шума опорного генератора 11. Поэтому шум на выходе источника сигнала 1 при отстройках от несущей менее 10 кГц будет соответствовать уровню фазового шума опорного генератора, а при отстройках более 100 кГц он будет порядка -153 дБнес/Гц. Преобразование частоты сигнала, производимое в БРДП 2,1-2.4, эквивалентно умножению частоты на дробное число, равное , максимальное значение которого 3,09 для схемы на Фиг.6. При увеличении частоты в 3,09 раза уровень фазового шума увеличится на 20lg(3,09)=9,8 дБ. Однако, это справедливо для уровня шума вблизи несущей при отстройках менее 10 кГц. При отстройках более 100 кГц шум дополнительно увеличится ориентировочно на 6-7 дБ из-за добавки собственных шумов ДПКД 4.1-4.4 и 10. В результате уровень спектральной плотности фазовых шумов при отстройке от несущей более 100 кГц для синтезатора в соответствии с Фиг.6 составит около -135 дБнес/Гц.To achieve the declared level of spectral power density of phase noise, a low-noise reference generator is required. When comparing the absolute values of the phase noise of the
При использовании в качестве опорного генератора 11 высокочастотного кварцевого генератора с частотой 100 МГц и умножением частоты в 40 раз можно получить уровень фазового шума для выходного сигнала при отстройках более 100 кГц около -135 дБнес/Гц, что намного больше уровня шума, вносимого ДПКД. С учетом увеличения в 3,09 раз фазовый шум на выходе синтезатора будет составлять -135+ 9,8≈-125 дБнес/Гц. Для обеспечения фазового шума не более -135 дБнес/Гц необходимо использовать опорный генератор 11, построенный по более сложной схеме, в которой используют синхронизацию высокочастотного генератора, стабилизированного высокодобротным ПАВ-резонатором или диэлектрическим резонатором, по сигналу высокочастотного кварцевого генератора с частотой 100 МГц при помощи узкополосной петли фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Полосу петли ФАПЧ выбирают приблизительно равной частоте отстройки от несущей, на которой спектральная плотность фазовых шумов кварцевого генератора с учетом коэффициента умножения в 40 раз равна спектральной плотности фазового шума синхронизируемого высокочастотного генератора. Например, малошумящий генератор, стабилизированный высокодобротным ПАВ-резонатором, с выходной частотой 500 МГц имеет следующие значения спектральной плотности мощности спектральных флуктуации: при отстройке от несущей на 100 Гц порядка -105 дБнес/Гц, при отстройке от несущей на 1 кГц порядка -135 дБнес/Гц, при отстройке от несущей более 50 кГц менее -170 дБнес/Гц. При умножении его частоты в 8 раз для отстроек более 50 кГц уровень спектральной плотности мощности частотных флуктуации будет менее -152 дБнес/Гц, что совпадает с уровнем фазового шума цифровых делителей частоты. Оптимальная полоса пропускания петли ФАПЧ будет составлять приблизительно 1,5 кГц.When using a high-frequency crystal oscillator with a frequency of 100 MHz and multiplying the frequency by 40 times as the
Для обеспечения заявленной скорости переключения выходной частоты необходимо использовать быстродействующий ФКУ 3. В случае, когда широкополосный синтезатор используется в качестве задающего генератора в системах связи или в радиолокационных станциях, обычно требуется относительно небольшое (от 10 до 10000) количество рабочих частот. При этом все значения коэффициентов деления ДПКД 4.1-4.4, 10, 15 и 23 и кодов управления ЦСПС 19 могут быть вычислены заранее и храниться в памяти ФКУ 3. При таком построении достаточно легко обеспечить скорость обновления значений частот, близкую к скорости переключения частоты (200 нс). При использовании заявляемого синтезатора в качестве генератора сигналов требуемые значения в общем случае необходимо вычислять для каждого значения частоты и обеспечить скорость обновления частоты порядка 200 нс весьма сложно из-за конечного быстродействия вычислительных устройств. Для упрощения вычислительных алгоритмов целесообразно заранее рассчитать граничные частоты полосы перестройки выходной частоты синтезатора для всех используемых сочетаний коэффициентов деления ДПКД 4.1-4.4, 10, 15 и 23 и записать их в память ФКУ 3. При этом для каждого конкретного значения частоты, заданного с точностью 0,025 Гц, значения всех коэффициентов деления ДПКД 4.1-4.4, 10, 15 и 23 определяются методом сравнения с вычисленными граничными частотами без выполнения вычислений, и вычисляется только значение кода частоты ЦСПС 19.To ensure the declared switching frequency of the output frequency, it is necessary to use a high-
Claims (4)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2011128578/08A RU2450418C1 (en) | 2011-07-12 | 2011-07-12 | Broadband frequency synthesiser |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2011128578/08A RU2450418C1 (en) | 2011-07-12 | 2011-07-12 | Broadband frequency synthesiser |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2450418C1 true RU2450418C1 (en) | 2012-05-10 |
Family
ID=46312432
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2011128578/08A RU2450418C1 (en) | 2011-07-12 | 2011-07-12 | Broadband frequency synthesiser |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2450418C1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2804407C1 (en) * | 2023-04-04 | 2023-09-29 | Акционерное общество "Концерн "Созвездие" | Wide-range synthesizer with phase-locked loop controlled oscillator with switchable resonators |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
SU1181113A1 (en) * | 1983-11-29 | 1985-09-23 | Предприятие П/Я А-7672 | Frequency synthesizer |
EP1184970A2 (en) * | 2000-08-17 | 2002-03-06 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Frequency synthesizer and multi-band radio apparatus using said frequency synthesizer |
RU2273952C2 (en) * | 2001-12-18 | 2006-04-10 | Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Алмаз" им. акад. А.А. Расплетина" | Frequency synthesizer |
-
2011
- 2011-07-12 RU RU2011128578/08A patent/RU2450418C1/en active
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
SU1181113A1 (en) * | 1983-11-29 | 1985-09-23 | Предприятие П/Я А-7672 | Frequency synthesizer |
EP1184970A2 (en) * | 2000-08-17 | 2002-03-06 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Frequency synthesizer and multi-band radio apparatus using said frequency synthesizer |
RU2273952C2 (en) * | 2001-12-18 | 2006-04-10 | Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Алмаз" им. акад. А.А. Расплетина" | Frequency synthesizer |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2808222C1 (en) * | 2023-03-10 | 2023-11-28 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" | Arbitrary waveform generator |
RU2804407C1 (en) * | 2023-04-04 | 2023-09-29 | Акционерное общество "Концерн "Созвездие" | Wide-range synthesizer with phase-locked loop controlled oscillator with switchable resonators |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US10587276B2 (en) | Wide range frequency synthesizer with quadrature generation and spur cancellation | |
KR960001074B1 (en) | Multiple latched accumulator & fractional n-synthesizer | |
US5093632A (en) | Latched accumulator fractional n synthesis with residual error reduction | |
JPH08228150A (en) | Frequency synthesizer | |
WO2014012180A1 (en) | Ultra low phase noise signal source | |
JP2003534700A (en) | Rotation frequency synthesizer | |
JP6366523B2 (en) | Frequency synthesizer | |
CN105553475A (en) | High frequency point frequency source synthetic circuit based on digital frequency division and harmonic frequency mixing | |
WO2019094509A1 (en) | Midband phase noise reducer for plls | |
KR100707221B1 (en) | Broad Band Frequency Synthesizer | |
RU2450418C1 (en) | Broadband frequency synthesiser | |
CN115208384B (en) | Low-spurious DDS (direct digital synthesizer) spread spectrum device and method | |
RU172814U1 (en) | HYBRID FREQUENCY SYNTHESIS WITH IMPROVED SPECTRAL CHARACTERISTICS | |
RU111946U1 (en) | FREQUENCY SYNTHESIS | |
CN210075197U (en) | Ultra-small stepping low-spurious broadband frequency synthesizer based on DDS and PLL structure | |
RU114242U1 (en) | FAST FREQUENCY FORMER | |
CN109936363B (en) | Broadband fractional frequency division phase-locked loop system and spurious optimization method thereof | |
JP6428498B2 (en) | Signal generator | |
JP3567779B2 (en) | Synthesizer and reference signal generation circuit | |
JP2002217724A (en) | Frequency synthesizer | |
JP6584330B2 (en) | Frequency synthesizer | |
RU114245U1 (en) | MICROWAVE FREQUENCY SYNTHESIS | |
RU2710299C1 (en) | Broadband frequency synthesizer | |
JP2002141797A (en) | Frequency synthesizer | |
WO2021120836A1 (en) | Frequency synthesizer, frequency synthesis method, electronic device and storage medium |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
PD4A | Correction of name of patent owner |