RU2286005C2 - Broadband amplifier - Google Patents
Broadband amplifier Download PDFInfo
- Publication number
- RU2286005C2 RU2286005C2 RU2005102534/09A RU2005102534A RU2286005C2 RU 2286005 C2 RU2286005 C2 RU 2286005C2 RU 2005102534/09 A RU2005102534/09 A RU 2005102534/09A RU 2005102534 A RU2005102534 A RU 2005102534A RU 2286005 C2 RU2286005 C2 RU 2286005C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- current
- transistor
- base
- input
- source
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в структуре широкополосных аналоговых микросхем различного функционального назначения.The invention relates to the field of radio engineering and communications and can be used in the structure of broadband analog microcircuits for various functional purposes.
Известны широкополосные усилители на основе дифференциальных каскадов, которые стали основой построения современных аналоговых микросхем радиочастотного диапазона [1, 2]. Проблема расширения их полосы пропускания относится к числу одной из актуальных проблем современной аналоговой микросхемотехники.Known broadband amplifiers based on differential stages, which became the basis for the construction of modern analog microcircuits of the radio frequency range [1, 2]. The problem of expanding their bandwidth is one of the urgent problems of modern analog microcircuitry.
Ближайшим прототипом заявляемого устройства является широкополосный усилитель (ШУ) [Патент США №4517525, Н 03 F 3/45], содержащий входной параллельно-балансный каскад на первом и втором входных транзисторах, эмиттеры которых соединены с первым источником опорного тока, базы связаны с первым и вторым входами дифференциального усилителя, а коллекторы - с соответствующим первым и вторым токовыми выходами, причем первый источник тока имеет паразитную емкость.The closest prototype of the claimed device is a broadband amplifier (ШУ) [US Patent No. 4517525, Н 03
Существенный недостаток известного ШУ состоит в том, что он имеет сравнительно невысокие значения верхней граничной частоты крутизны преобразования входного напряжения в выходной ток.A significant disadvantage of the known SH is that it has relatively low values of the upper cutoff frequency of the steepness of the conversion of the input voltage to the output current.
Основная цель предлагаемого изобретения состоит в повышении граничной частоты крутизны преобразования входного напряжения в выходной ток.The main objective of the invention is to increase the cutoff frequency of the steepness of the conversion of the input voltage to the output current.
Поставленная цель достигается тем, что в широкополосном усилителе, содержащем входной параллельно-балансный каскад на первом и втором входных транзисторах, эмиттеры которых соединены с первым источником опорного тока, базы связаны с первым и вторым входами дифференциального усилителя, а коллекторы - с соответствующим первым и вторым токовыми выходами, причем первый источник тока имеет паразитную емкость, введены новые элементы и связи между ними - первый вспомогательный транзистор, база которого соединена с базой первого входного транзистора, эмиттер соединен с первым дополнительным источником опорного тока, имеющим паразитную емкость, коллектор первого вспомогательного транзистора соединен со вторым токовым выходом через первый делитель тока.This goal is achieved by the fact that in a broadband amplifier containing an input parallel-balanced cascade on the first and second input transistors, the emitters of which are connected to the first reference current source, the bases are connected to the first and second inputs of the differential amplifier, and the collectors to the corresponding first and second current outputs, and the first current source has a stray capacitance, new elements are introduced and the connections between them are the first auxiliary transistor, the base of which is connected to the base of the first input trans stories, whose emitter is connected to a first reference current source further having a parasitic capacitance, the collector of the first auxiliary transistor is connected to the second current output through the first current divider.
Предлагаемый широкополосный усилитель (фиг.1) содержит входной параллельно-балансный каскад 1 на первом 2 и втором 3 входных транзисторах, эмиттеры которых соединены с источником опорного тока 4, базы связаны с первым 5 и вторым 6 входами дифференциального усилителя, а коллекторы - с соответствующим первым 7 и вторым 8 токовыми выходами, причем первый источник опорного тока 4 имеет паразитную емкость 9. Этой части чертежа фиг.1 соответствует усилитель-прототип. В схему введены первый 10 и второй 11 вспомогательные транзисторы, базы которых соединены с соответствующими базами первого 2 и второго 3 входных транзисторов, эмиттеры соединены с первым и вторым дополнительными источниками опорного тока 11 и 12, имеющими паразитные емкости 13 и 14. Коллектор первого вспомогательного транзистора 10 соединен со вторым токовым выходом 8 через первый делитель тока 15, а коллектор второго вспомогательного транзистора 11 соединен с первым токовым входом 7 через второй делитель тока 16.The proposed broadband amplifier (Fig. 1) contains an input parallel-
При использовании в схеме идентичных элементов, когда паразитные емкости 9, 13 и 14 одинаковы, при одинаковых статических токах всех транзисторов 2, 3, 10, 11, а также при одинаковых емкостях коллектор-база транзисторов 10, 11 и 2, 3 оптимальные коэффициенты передачи делителей тока 15 и 16 в соответствии с п.3 формулы изобретения выбираются в диапазоне 0,3-0,8.When identical elements are used in the circuit, when the
На фиг.2 приведен пример построения делителя тока. За счет соответствующего выбора площадей эмиттера применяемых транзисторов можно обеспечить коэффициент передачи тока в диапазоне 0.3÷0.7.Figure 2 shows an example of constructing a current divider. Due to the appropriate choice of emitter areas of the used transistors, it is possible to provide a current transfer coefficient in the range of 0.3 ÷ 0.7.
На фиг.3 приведена схема, поясняющая работу заявляемого устройства в диапазоне высоких частот.Figure 3 shows a diagram explaining the operation of the inventive device in the high frequency range.
На фиг.4 приведена схема ШУ (для случая, когда сигнал снимается в цепи коллектора Q13), реализованная на основе базового матричного кристалла НПО "Интеграл" (г.Минск). Она исследовалась авторами в среде "PSpice" (фиг.5). Оси "Y" на чертеже фиг.5 соответствует значение модуля крутизны преобразования входного напряжения усилителя в его выходной ток.Figure 4 shows the schematic diagram of the control circuit (for the case when the signal is removed in the collector circuit Q 13 ), implemented on the basis of the base matrix crystal of NPO Integral (Minsk). It was investigated by the authors in the environment "PSpice" (figure 5). The axis "Y" in the drawing of figure 5 corresponds to the value of the slope of the conversion of the input voltage of the amplifier into its output current.
Частотная зависимость модуля коэффициента преобразования входного напряжения в выходной ток (крутизны ШУ) приведена на чертеже фиг.5.The frequency dependence of the module coefficient of conversion of the input voltage to the output current (steepness SHU) is shown in the drawing of figure 5.
Зависимость верхней граничной частоты Fc (по уровню - 3 Дб) крутизны ШУ фиг.4 от коэффициента передачи по току Кi делителя 15 (16) показана на фиг.6. Из этого графика, а также других экспериментов следует, что экстремум функции Fc=φ(Ki) лежит в диапазоне 0.5÷0.8.The dependence of the upper cut-off frequency F c (level - 3 dB) of the steepness of the ШУ of Fig. 4 on the current transfer coefficient K i of the divider 15 (16) is shown in Fig. 6. From this graph, as well as other experiments, it follows that the extremum of the function F c = φ (K i ) lies in the range 0.5–0.8.
Анализ усилителя-прототипа. Эквивалентная схема ШУ прототипа для высоких частот показана на чертеже фиг.3, где обозначено: rэ2, rэ3 - дифференциальные сопротивления эмиттерных переходов транзистора 2 и 3. Комплекс тока эмиттера транзистора 3 связан с параметрами элементов схемы фиг.3 очевидными соотношениямиAnalysis of the prototype amplifier. An equivalent circuit of the prototype ШУ for high frequencies is shown in the drawing of Fig. 3, where it is indicated: r e2 , r e3 are the differential resistances of the emitter junctions of
гдеWhere
- постоянная времени конденсатора 9; - the time constant of the capacitor 9;
ω=2πf - круговая частота входного сигнала.ω = 2πf is the circular frequency of the input signal.
Поэтому ток коллектора транзистора 3Therefore, the collector current of
гдеWhere
- комплексный коэффициент передачи по току эмиттера транзистора 3, - complex current transfer coefficient of the emitter of the
ωα - верхняя граничная частота транзистора 3 в схеме с общей базой. ω α is the upper cutoff frequency of the
Уравнение (2) можно привести к видуEquation (2) can be reduced to the form
гдеWhere
- эквивалентная постоянная времени высоких частот. - equivalent time constant of high frequencies.
Численные значения ωα для современных интегральных транзисторов лежат в диапазоне сотен мегагерц - единиц гигагерц, в тоже время постоянная времени τ2.3 оказывается во многих случаях более низкочастотной, особенно при работе транзисторов 2 и 3 в микрорежиме. Действительно, при Iэ=10 мкА, С9=5 пФ получаем следующие численные значения параметров:The numerical values of ω α for modern integrated transistors lie in the range of hundreds of megahertz - units of gigahertz, while the time constant τ 2.3 is in many cases lower frequency, especially when the
rэ2=rэ3=φт/Iэ=2,5 кОм, τ2.3=6·10-9 с,r e2 = r e3 = φ t / I e = 2.5 kOhm, τ 2.3 = 6 · 10 -9 s,
где φm≈25 мВ - температурный потенциал,where φ m ≈25 mV is the temperature potential,
Iэ - статический ток эмиттера транзистора.I e - the static current of the emitter of the transistor.
Таким образом, в рассматриваемом примере, начиная с частоты f2.3=25 МГц крутизна передачи усилителя-прототипа начинает уменьшаться. Это является его существенным недостатком, который не устраняется в рамках известных схемотехнических решений. Емкость конденсатора 9, которая в реальных схемах складывается из емкости на подложку Сп=3÷5 пФ и емкости коллекторного перехода транзистора СК=0.1÷0.3 пФ, на котором выполняется источник опорного тока 4, ограничивает "сверху" полосу пропускания известного усилителя на уровне десятков сотен мегагерц.Thus, in the considered example, starting from the frequency f 2.3 = 25 MHz, the steepness of the transmission of the prototype amplifier begins to decrease. This is its significant drawback, which is not eliminated in the framework of well-known circuitry solutions. The capacitance of the capacitor 9, which in real circuits consists of the capacitance on the substrate With p = 3 ÷ 5 pF and the collector capacitance of the transistor With K = 0.1 ÷ 0.3 pF, which runs the reference
Анализ заявляемого усилителя. Направления переменных токов в схеме фиг.1 при подаче положительной полуволны входного напряжения приведены на чертеже фиг.3. Из рассмотрения составляющих выходного тока (тока выхода 8) следует, что токи , , с учетом их фазовых сдвигов, могут взаимно компенсировать друг друга при определенных значениях Ki. Причем составляющая определяется величиной выходной емкости 13 источника тока 13 (емкости на подложку). Найдем условия этой компенсации.Analysis of the claimed amplifier. Directions of alternating currents in the circuit of figure 1 when applying a positive half-wave of the input voltage shown in the drawing of figure 3. From the consideration of the components of the output current (output current 8) it follows that the currents , , taking into account their phase shifts, can mutually cancel each other at certain values of K i . Moreover, the component determined by the value of the
С учетом (1) при τα≪τ2.3 ток коллектора транзистора 3In view of (1), at τ α ≪τ 2.3 , the collector current of
где τ2.3=τ2.3·C9.where τ 2.3 = τ 2.3 · C 9 .
С другой стороны, ток коллектора транзистора 10, обусловленный емкостью 13 C13 (при СК10≪C13):On the other hand, the collector current of
где rэ10 - сопротивление эмиттерного перехода транзистора 10,where r e10 is the resistance of the emitter junction of the
- постоянная времени конденсатора С13. - the time constant of the capacitor C 13 .
Поэтому в диапазоне высоких частот суммарный ток выхода 8Therefore, in the high-frequency range, the
или с учетом (5) и (6)or subject to (5) and (6)
После преобразований формулы (8) можно найтиAfter transformations of formula (8), we can find
гдеWhere
, τ13=(rэ2+rэ3)С13, , τ 13 = (r e2 + r e3 ) C 13 ,
После дополнительных преобразований (при ) последнее уравнение можно привести к видуAfter additional transformations (at ) the last equation can be reduced to
гдеWhere
- выходной ток усилителя в диапазоне низких частот. - the output current of the amplifier in the low frequency range.
Из формулы (10) можно определить формулу для нормированной АЧХ усилителя фиг.3From formula (10), you can determine the formula for the normalized frequency response of the amplifier of figure 3
Последнее уравнение позволяет сравнить частотные характеристики заявляемого 0<Кi<1 и известного (Ki=0) дифференциального усилителей, а также усилителя с произвольным значением Кi.The last equation allows you to compare the frequency characteristics of the claimed 0 <K i <1 and the known (K i = 0) differential amplifiers, as well as an amplifier with an arbitrary value of K i .
Уравнение (11) объясняет наличие экстремума функции М=φ(ω) при Кi=0,5 - в его числителе имеется коэффициент τ13-Кiτ13, который при rэ10=rэ2=rэ3 принимает нулевое значение, если Кi=0,5.Equation (11) explains the extremum of the function M = φ (ω) for K i = 0.5 - in its numerator there is a coefficient τ 13 -K i τ 13 , which for r e10 = r e2 = r e3 assumes a zero value if K i = 0.5.
Если положить Кi=0, то из (11) получаем нормированную АЧХ усилителя-прототипа:If we put K i = 0, then from (11) we get the normalized frequency response of the prototype amplifier:
Для выявления положительного эффекта авторами был выполнен численный расчет коэффициента М по формуле (11) в среде MAPL при С13=С9=5 пф, rэ2=rэ3=rэ10=25 кОм (график фиг.7) и С13=С9=5 пф, rэ2=rэ3=rэ10=2,5 кОм (график фиг.8) при различных коэффициентах передачи тока Кi=0÷1. Анализ этих графиков показывает, что существует некоторое оптимальное значение Кi≈0,5, при котором верхняя граничная частота коэффициента М существенно улучшается. Эти данные подтверждаются и другими результатами эксперимента, выполненными авторами в среде PSpice (фиг.5, 6). Причем некоторое смещение экстремума функции Fc=φ(Ki) от уровня Ki=0,5 объясняется небольшим влиянием емкостей коллекторных переходов транзисторов. В целом выигрыш по верхней граничной частоте достигает 20÷30 раз.To identify a positive effect, the authors performed a numerical calculation of the coefficient M according to formula (11) in a MAPL medium with C 13 = C 9 = 5 pF, r e2 = r e3 = r e10 = 25 kOhm (graph of Fig. 7) and C 13 = With 9 = 5 pF, r e2 = r e3 = r e10 = 2.5 kOhm (graph of Fig. 8) at various current transfer coefficients K i = 0 ÷ 1. An analysis of these graphs shows that there is some optimal value of K i ≈0.5, at which the upper boundary frequency of the coefficient M improves significantly. These data are confirmed by other experimental results performed by the authors in the environment of PSpice (figure 5, 6). Moreover, a certain shift of the extremum of the function F c = φ (K i ) from the level K i = 0.5 is explained by the small influence of the capacitances of the collector junctions of the transistors. In general, the gain in the upper cutoff frequency reaches 20–30 times.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫBIBLIOGRAPHY
1. Алексеенко А.Г. Основы микросхемотехники. Элементы морфологии микроэлектронной аппаратуры / А.Г.Алексеенко. - Изд.2-е, перераб и доп. - М., "Сов. радио", 1977. - 408 с.1. Alekseenko A.G. Fundamentals of microcircuitry. Elements of the morphology of microelectronic equipment / A.G. Alekseenko. - Vol. 2, revised and ext. - M., "Sov. Radio", 1977. - 408 p.
2. Проектирование и применение операционных усилителей / Под ред. Дж.Грэма, Дж.Тоби, Л.Хьюлсмана // Пер. с англ. В.И.Левина и И.М.Хейфеца. Под. ред. к.т.н. И.Н.Теплюка. - М.: Изд-во Мир, 1974.2. Design and use of operational amplifiers / Ed. J. Graham, J. Toby, L. Huhlsman // Per. from English V.I. Levina and I.M. Kheifets. Under. ed. Ph.D. I.N. Teplyuk. - M.: Mir Publishing House, 1974.
3. Патент США №4517525, H 03 F 3/45 (прототип).3. US patent No. 4517525, H 03
4. Патент США №5311144, H 03 F 3/45.4. US patent No. 5311144, H 03
5. Патент США №427479, H 03 F 3/45.5. US patent No. 427479, H 03
6. Патент США №5115205, H 03 F 3/45.6. US patent No. 5115205, H 03
7. Патент США №3883816, H 03 F 3/45.7. US patent No. 3883816, H 03
8. Патент US 2004/0145414 А1, H 03 F 3/45.8. Patent US 2004/0145414 A1, H 03
9. Патент США №4586000, H 03 F 3/45.9. US patent No. 4586000, H 03
10. Патент США №6060956 (фиг.1), H 03 F 3/45.10. US patent No. 6060956 (figure 1), H 03
11. Патент США №3693108, H 03 F 3/45.11. US patent No. 3693108, H 03
Claims (3)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2005102534/09A RU2286005C2 (en) | 2005-02-02 | 2005-02-02 | Broadband amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2005102534/09A RU2286005C2 (en) | 2005-02-02 | 2005-02-02 | Broadband amplifier |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2005102534A RU2005102534A (en) | 2006-07-10 |
RU2286005C2 true RU2286005C2 (en) | 2006-10-20 |
Family
ID=36830492
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2005102534/09A RU2286005C2 (en) | 2005-02-02 | 2005-02-02 | Broadband amplifier |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2286005C2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2511331C1 (en) * | 2013-04-29 | 2014-04-10 | Общество с ограниченной ответственностью "ЛОКУС" | High-frequency balanced amplifier |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2479113C1 (en) * | 2012-02-22 | 2013-04-10 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС") | Wideband differential amplifier with paraphase output |
RU2480896C1 (en) * | 2012-03-13 | 2013-04-27 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС") | Selective amplifier |
-
2005
- 2005-02-02 RU RU2005102534/09A patent/RU2286005C2/en not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2511331C1 (en) * | 2013-04-29 | 2014-04-10 | Общество с ограниченной ответственностью "ЛОКУС" | High-frequency balanced amplifier |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
RU2005102534A (en) | 2006-07-10 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
WO2000002307A1 (en) | Semiconductor amplifier circuit and system | |
RU2286005C2 (en) | Broadband amplifier | |
RU2427071C1 (en) | Broadband amplifier | |
Özer et al. | On the realization of electronically tunable mutually coupled circuit employing voltage differencing current conveyors (VDCCs) | |
RU2346388C1 (en) | Differential amplifier | |
RU2396697C2 (en) | High-frequency differential amplifier | |
RU2436227C1 (en) | Broadband amplifier | |
RU2321156C1 (en) | Broadband amplifier | |
RU2384938C1 (en) | Complementary differential amplifier with controlled gain | |
RU2568317C1 (en) | Broadband bias circuit of static level in transistor stages of amplification and conversion of signals | |
RU2475942C1 (en) | Broadband differential amplifier | |
RU2422981C1 (en) | Differential ac amplifier | |
RU2310268C1 (en) | Low-voltage powered cascade differential amplifier | |
RU2421888C1 (en) | Differential amplifier | |
JP2000077976A (en) | Active electronic filter circuit | |
RU2460206C1 (en) | Cascode microwave amplifier with low supply voltage | |
RU2394364C1 (en) | Two-channel controlled alternating current amplifier | |
RU2293433C1 (en) | Differential amplifier with increased weakening of input cophased signal | |
RU2320078C1 (en) | Complementary differential amplifier | |
RU2278466C1 (en) | Differential amplifier with increased depletion of cophased signal | |
RU2515538C1 (en) | Broadband amplifier based on common base (or common emitter) stage | |
RU2568780C1 (en) | Cascade amplifier with expanded range of working frequencies | |
Emanovic et al. | Influence of CMOS CCII parasitics in realization of two-integrator band-pass filter | |
RU2277752C2 (en) | Broadband amplifier | |
Park et al. | A New Low-voltage Tunable CMOS VDTA-based 10MHz LP/BP Filter |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20110203 |