PT929164E

PT929164E - Metodo e aparelho de determinacao do ponto operacional de um amplificador nao linear num canal de comunicacao

Info

Publication number: PT929164E
Application number: PT97122420T
Authority: PT
Inventors: Gerhard Bethscheider; Guy Harles
Original assignee: Europ Des Satellites Soc
Priority date: 1997-12-18
Filing date: 1997-12-18
Publication date: 2000-06-30
Also published as: NO323273B1; CN1285984A; BR9813708A; EA200000669A1; HK1021455A1; CN1136682C; AU2513499A; NO20003158D0; CA2315053C; TR200001780T2; AU741481B2; EP0929164B1; GR3033472T3; ES2145552T3; DE69701473D1; DE69701473T2; AR008353A1; BR9813708B1; KR20010015883A; WO1999033203A1

Description

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DESCRIÇÃO

'MÉTODO E APARELHO DE DETERMINAÇÃO DO PONTO OPERACIONAL DE UM AMPLIFICADOR NÃO LINEAR NUM CANAL DE COMUNICAÇÃO" A presente invenção refere-se a um método e um aparelho de determinação do ponto operacional de um amplificador não linear num canal de comunicação, mais especificamente num transponder de um satélite sobre tensão.

Em canais de comunicação de alta frequência, o amplificador não linear de elevada potência tem de ser controlado até ao seu ponto de saturação a fim de se obter a máxima saída possível. Por exemplo, num satélite, mas sem limitar a presente invenção a esta aplicação, o sinal recebido de uma estação transmissora em terra é captado péla antena, convertida em frequência, filtrada por um multiplexador de entrada, e é depois amplificado por um amplificador limitador do controlador e por um amplificador de elevada potência antes de ser filtrado num multiplexador de saída e retransmitido para terra. A fim de proporcionar um sinal suficiente em toda zona de feixe do satélite, o amplificador tem de ser controlado até ao ponto de saturação, ou seja, o ponto máximo na curva de transferência não linear na representação da potência de saída versus potência de entrada, como demonstra a fig. 6a. O amplificador limitador do controlador (driver limited amplifier - DLA) é um pré-amplificador e pode ser regulado por uma de duas maneiras. Em modo linear, este comporta-se como um simples amplificador linear. Em modo limitador, este proporciona a função de um controlador de nível automático (automatic levei control -ALC). O DLA é normalmente operado em modo limitador de forma a compensar as variações de nível de curta duração causadas por influências climatéricas. Em modo limitador o DLA proporcionará sempre a mesma potência de saída ao amplificador de 2

elevada potência (high power amplifier - HPA), de forma a operar o HPA permanentemente em saturação. Mesmo que o DLA seja capaz de manter o HPA em saturação se a potência recebida da estação transmissora em terra fôr abaixo do especificado, é muito importante que a potência da estação transmissora em terra seja mantida num nível alto porque se o DLA tiver de compensar pela potência transmitida de terra, o rácio sinal para ruído total (overall signal to noise ratio - SNR) decresce, em virtude de este ser principalmente controlado pelo SNR nas fases anteriores do percurso do sinal, que neste caso é o percurso do sinal transmitido de terra.

Do ponto de vista do operador do satélite, é importante saber que o HPA é sempre operado em saturação e que a potência do sinal da estação de transmissão é suficientemente elevado em nível à entrada do satélite. Assim o operador do satélite é forçado a monitorizar regularmente a densidade do fluxo da potência conforme recebido pelo transponder de entrada do satélite. O objectivo é que o sinal de vídeo vindo da estação transmissora seja suficientemente forte para que, em condições climatéricas favoráveis, o HPA na placa do satélite é controlado em saturação com o DLA em modo linear. Este critério tem também de ser cumprido se a curva de transferência do HPA mudar devido a envelhecimento .

Uma vez que a potência transmitida de terra não é conhecida com exactidão (por exemplo, se o sinal transmitido de terra não é emitido de uma localização pertencente ao próprio operador do satélite), o ponto operacional do amplificador de elevada potência não pode ser determinado apenas através da monitorização da potência transmitida para terra. Por um lado, isto é devido ao facto de perto de saturação, a potência de entrada poder variar por poucos dB, enquanto que a potência de saída variará no máximo por apenas algumas décimas de dB. Por outro lado, se for medida uma certa quantidade de potência de saída, não será possível determinar se o HPA está a operar abaixo ou acima de saturação porque a curva de transferência é ambígua em potência de saída. A fim de poder monitorizar a totalidade da potência do sinal recebido na entrada do HPA, muitos satélites estão equipados com um sistema de monitorização da potência.

Estes dados podem ser enviados em conjunto com dados de telemetria para o operador do satélite. Apesar de nem todos os satélites estarem necessariamente equipados com sistemas de monitorização da potência, a desvantagem deste método é que se existir tal sistema no satélite, os dados relacionados com a monitorização consomem uma certa quantidade de fluxo de dados de telemetria do satélite para a estação em terra do operador que poderia ser utilizada para outros dados vitais. Mais, a taxa de bits do fluxo de dados de telemetria podem conter um máximo de poucos kbit/s. Assim, mesmo que o satélite esteja equipado com um sistema de monitorização da potência, é preferível realizar as medições a partir da estação em terra em vez de a partir do satélite, por muitas razões (como por exemplo falha, peso do satélite, etc.).

Para além de medir a potência recebida no satélite, um operador de satélite está regularmente a executar testes em orbita (In Orbit Tests, IOT) a fim de medir a densidade do fluxo da potência necessária para conduzir o HPA em saturação.

Um primeiro método convencional, conforme descrito em International Journal of Satellite Communications, Special Issue on In-Orbit Testing of Communication Satellites, Volume 13, Number 5, Wiley 1995 ou em DE-C-33 33 418, é conhecido como AM nulling de acordo com o qual um sinal modulado em amplitude (amplitude modulated signa - AM) no sinal transmitido de terra é utilizado e varrido em potência até que a modulação por amplitude desapareça completamente. Este ponto está exactamente em saturação. Um segundo método convencional de determinação da curva de transferência do HPA consiste em medir a potência de transmissão e recepção de uma portadora limpa, em que todas as atenuações do percurso têm de ser canceladas. Ambos os métodos de medição do IOT requerem que o transponder sob teste não seja operado. Por outras palavras, o sinal de carga tem de estar desligado durante os testes. A necessidade de desligar o sinal de carga durante os IOT representa uma considerável desvantagem não só para o utilizador do transponder, em virtude da quebra de comunicação, como também para o operador do satélite uma vez que os testes têm de ser realizados de uma forma expedita para manter a duração da interrupção o mais curta

JL 7 /> ... Λίν ·> 4 “li;.;·· possível. Em alguns casos é impossível interromper as comunicações através do canal de comunicação, por isso os métodos convencionais não podem ser utilizados para testar o HPA depois de o satélite ter entrado em operação. A patente US 4,637,017 apresenta um método para medir a não linearidade de um tubo de onda progressiva (travelling wave tube - TWT) de um sistema de comunicação via satélite. Um sinal portador de baixo nível CW ou sinal piloto é transmitido a partir de uma das estações de terra ou de uma estação de monitorização. O sinal piloto tem a frequência dentro da banda do transponder mas suficientemente afastado do centro da banda e é suficientemente fraco para não interferir com o sinal de dados. Uma medição é depois feita na estação de monitorização sobre o nível da potência do sinal piloto retransmitido pelo TWT na ausência de uma portadora de dados durante o espaço de guarda (guard space). Depois, a transmissão de dados começa da estação em terra designada à ranhura seguindo o espaço de guarda, mas a transmissão do sinal piloto retransmitido pelo TWT continua com o mesmo nível da potência. A estação de monitorização reexamina posteriormente o nível do sinal piloto retransmitido. Devido à não linearidade do TWT, surge uma intermodulação entre o piloto e a portadora modulada com dados (data modulated carrier), que reduz a intensidade do sinal do piloto. Esta redução ou supressão do piloto é uma função constante do back-off de entrada. O TWT pode ser caracterizado antemão através da medição dos níveis do sinal piloto retransmitido na ausência da portadora de dados e na presença de uma portadora de dados medida na potência de entrada. Se o pico de saturação da potência de entrada da portadora for determinado por outro conjunto de medições da potência de entrada e de saída da portadora, então a relação entre a supressão do piloto e o back-off de entrada pode ser caracterizado por um único conjunto de testes, por exemplo, em terra antes do lançamento do satélite. Depois, com o satélite em orbita, a medição da supressão do piloto pode ser utilizado para medir o back-off de entrada da portadora para o TWT. A patente JP-A-3139027 dá a conhecer um circuito de controlo da potência de saída de um repetidor de satélite. A fim de manter constante a saída do repetidor de satélite, a transmissão da estação de terra é controlada para que a diferença do nível de recepção entre dois sinais de piloto aplicados ao repetidor seja sempre constante. Os dois sinais de piloto são transmitidos com uma certa diferença de nível em conjunto com o sinal principal para o repetidor. A diferença de nível entre ambos os sinais piloto é variada em função das características de entrada e saída (I/O) do repetidor. Assim, uma deslocação no ponto operacional resulta numa deslocação na diferença do nível a partir da qual a potência da transmissão pode ser adaptada.

Um dos objectivos da presente invenção é o de apresentar um método e um aparelho para a determinação do ponto operacional de um amplificador não linear num canal de comunicação.

Outro objectivo da presente invenção é o de proporcionar um dito método e um dito aparelho que evite a necessidade de interromper o transito via o canal de comunicação.

Para atingir os objectivos acima referidos, e outros objectivos, a presente invenção apresenta um método para a determinação do ponto operacional de um amplificador não linear num canal de comunicação através do qual um sinal de carga é transmitido a um pré-determinado nível, composto pela i.) a geração de um primeiro sinal de pseudo ruído PN(tj; ii.) a modulação de um sinal portador limpo f(t) com o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t) para gerar um sinal portador limpo modulado s(t); iii.) a transmissão do dito sinal portador limpo PM modulado s(t) em simultâneo com o dito sinal de carga através do dito canal de comunicação a um nível abaixo do nível do dito sinal de carga; iv.) recebendo o sinal de recepção s’(t) que corresponde ao dito sinal portador limpo PM modulado s(t) depois de ter percorrido o dito canal de comunicação; v.) correlacionando o dito sinal recepção s’(t) com o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t) para gerar um sinal portador recuperado f(t); vi) e determinando o ponto operacional do dito amplificador não linear do canal de comunicação com base no dito sinal portador limpo f(t) e no dito sinal portador recuperado f (t).

Em resumo, para determinar o ponto operacional de um amplificador não linear num canal de comunicação, por exemplo de um transponder num satélite de comunicação, Β ij “ f t um primeiro sinal de entrada é transmitido através'do canal de comunicação a um nível de potência que conduza o amplificador não linear a um modo de operação não linear. Adicionalmente, um segundo sinal de entrada é transmitido através do canal de comunicação em simultâneo com o primeiro sinal de entrada. O segundo sinal de entrada é transmitido a um nível abaixo do nível do primeiro sinal de entrada. Se a contribuição do segundo sinal de entrada para a totalidade da entrada do amplificador não linear é pequena, o ponto operacional do amplificador não linear é determinado quase unicamente pelo primeiro sinal de entrada. Assim, a potência de saída correspondente ao segundo sinal é determinado mais fortemente pela potência de entrada do primeiro sinal. O ponto operacional do dito amplificador não linear é determinado com base num sinal de saída do dito canal de comunicação correspondendo ao dito segundo sinal. . .

Como vantagem, o nível do dito sinal portador limpo PM modulado s(t) é aproximadamente 20 dB ou mesmo aproximadamente 30 dB ou mais abaixo do nível do dito sinal de carga.

De acordo com a presente invenção, o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t) é uma sequência de pseudo ruído em binário, sendo esta sequência de pseudo ruído em binário gerada por meios de um registo de deslocamento de retomo {feedback shift register) ou um dispositivo de memória em que uma sequência de valores de um sinal pseudo ruído é guardada. A dita correlação do dito sinal de recepção s’(t) e o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t) pode ser obtida atrasando o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t) e multiplicando este sinal de pseudo ruído PN(t) atrasado com o dito sinal de recepção s’(t).

Numa encorporaçâo preferida, um ganho é determinado com base no dito sinal portador limpo f(t) e o dito sinal portador recuperado f(t) e o dito ganho é utilizado para determinar a potência de entrada do dito sinal de carga. Valores de referência são 7

utilizados para obter, do dito ganho, a potência de entrada do dito sinal de carga, tendo os valores de referência sido pré-gravados para o dito amplificador não linear representando uma curva de ganho ou curva de transferência do dito amplificador não linear versus a potência de entrada do dito sinal de carga. O método de acordo com a presente invenção é aplicável com vantagens se o dito canal de comunicação for um transponder de um satélite de comunicação

Para atingir os objectivos acima referidos, e outros objectivos, a presente invenção apresenta ainda um aparelho para a determinação do ponto operacional de um amplificador não linear num canal de comunicação através do qual um sinal de carga é transmitido a um pré-determinado nível, composto por i) primeiros meios de geração de um sinal de pseudo ruído para a geração de um sinal de pseudo ruído PN(t); ii.) meios de primeira modulação para a modulação de um sinal portador limpo f(t) com o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t) para gerar um sinal portador limpo modulado s(t); iii.) meios de transmissão para a transmissão do dito sinal portador limpo PM modulado s(t) em simultâneo com o dito sinal de carga através do dito canal de comunicação a um nível abaixo do nível do dito sinal de carga; iv.) meios de recepção para a recepção de um sinal de recepção s’(t) correspondendo ao dito sinal portador limpo PM modulado s(t) depois de ter percorrido o dito canal de comunicação; v) primeiros meios de correlação para a correlação do dito sinal de recepção s’(t) com o dito sinal de pseudo ruído PN(t) para gerar um sinal portador recuperado f (t).

Como vantagem, o nível do dito sinal portador limpo PM modulado s(t) é pelo menos 20 dB ou mesmo pelo menos 30 dB abaixo do nível do dito sinal de carga.

De acordo com a presente invenção, o dito primeiro sinal de pseudo ruído gerando meios (9) é um registo de deslocamento de retomo (feedback shift register) ou um dispositivo de memória em que uma sequência de valores de um sinal pseudo ruído é guardado. & r> tj&tà. λ 8 f ii

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Em resumo, para determinar o ponto operacional de um amplificador não linear num canal de comunicação, por exemplo de um transponder num satélite de comunicação, um sinal portador limpo f(t) é modulado com um sinal de pseudo ruído PN(t) e transmitido através do canal de comunicação a um nível abaixo do nível do sinal de carga que é transmitido simultaneamente via o canal de comunicação. O sinal recebido s’(t) é correlacionado com o mesmo sinal de pseudo ruído PN(t) para obter um sinal portador recuperado f (t). A potência do sinal portador limpo f(t) e do sinal portador recuperado f (t) são utilizados para determinar o ganho do sinal e, com base em valores de referência (curvas de calibração) a potência de entrada do sinal de carga. Uma vez que o sinal portador limpo PM modulado s(t) é transmitido a um baixo nível, é possível executar medições sem desligar o sinal de carga, do qual a potência de entrada define o ponto operacional do amplificador não linear.

Uma vantagem importante do método e do aparelho de acordo com a presente invenção é naturalmente que o sinal de carga não necessita de ser desligado para se proceder à execução das medições. Isto limita consideravelmente o tempo de baixa necessário para a manutenção e verificação do canal de comunicação, e aumenta a disponibilidade de serviços.

Segue-se uma breve descrição do enquadramento da presente invenção fazendo referência a desenhos.

Fig. 1 mostra um diagrama esquematizado do canal de comunicação composto por um amplificador não linear;

Fig. 2 mostra curvas de transferência de um amplificador não linear;

Fig. 3 mostra um diagrama da diferença de ganho versus potência de entrada de um amplificador não linear;

Fig. 4 mostra um diagrama esquematizado de um transponder de um satélite de comunicação;

Fig. 5 mostra um diagrama esquematizado do enquadramento de um aparelho de acordo com a presente invenção:

Fig. 6a e 6b mostra curvas de transferência e curvas de ganho de um amplificador não linear para grandes e pequenos sinais.

Para descrever a presente invenção numa aplicação mais generalizada, a fig.l mostra um canal de comunicação 1 composto por um amplificador não linear 2 para a amplificação dos sinais transmitidos através do canal de comunicação. Se a totalidade do sinal de entrada I é alimentado num ponto de entrada 3 do canal de comunicação 1, o .sinal desloca-se no canal de comunicação 1, é amplificado pelo amplificador não linear 2, e sai como um sinal da totalidade do sinal de saída O no ponto de saída 4 do canal de comunicação 1.

Como indica a fig. 2, que mostra uma curva de transferência A de um amplificador de um túbo de onda progressiva (TWTA), como exemplo de um amplificador não linear, uma operação em modo não linear é efectuada se a potência de entrada P, da totalidade do sinal de entrada I for suficientemente elevada para operar o amplificador não linear na região não linear (a) da sua curva de transferência. Nalgumas aplicações o objectivo é o de conduzir o amplificador não linear 2 para o seu ponto de saturação conforme indicado por S na fig. 2 para assim obter o máximo de potência de saída. Conforme acontece na região linear (b) da curva de transferência, cada ponto operacional do amplificador não linear na região não linear (a) é definido por uma potência de entrada P, específica de um sinal de entrada I e de uma potência de saída P0 de um sinal de saída O do canal de comunicação. Em saturação o sinal de entrada proporciona uma potência de entrada P(S correspondente a uma potência de saída Pos.

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De acordo com a presente invenção, um primeiro sinal de entrada I, é transmitido através do canal de comunicação 1 a um nível de potência Pn que conduz o amplificador ο

Pj /?, π « Λ &,Λ λ ίο •fi não linear 2 num modo de operação não linear. Adicionalmente, um segundo sinal de entrada i2 é transmitido através do canal de comunicação 1 em simultâneo com o primeiro sinal de entrada I,. O segundo sinal de entrada i, é transmitido a um nível abaixo do nível do primeiro sinal de entrada I,. Por outras palavras, a potência de entrada PI2 do segundo sinal de entrada i2 é inferior à potência de entrada Pn do primeiro sinal de entrada I,. Se a contribuição do segundo sinal de entrada i2 para a totalidade de entrada do amplificador não linear for pequena, o ponto operacional do amplificador não linear é determinado quase exclusivamente pelo primeiro sinal de entrada. Assim, a potência de saída PQ2 correspondendo ao segundo sinal de entrada i2 é determinado mais fortemente pela potência de entrada Pn do primeiro sinal de entrada I,. Consequentemente qualquer variação de potência de entrada do primeiro sinal causa uma variação na potência de saída do segundo sinal. Para obter este efeito o segundo sinal de entrada deverá ser uns 15 a 30 dB, ou mais dependendo da aplicação, abaixo do primeiro sinal de entrada. Isto está indicado na região linear (b) da fig. 2 que mostra a curva de transferência B representando a potência de saída de um sinal de entrada pequeno registado graficamente versus a potência de entrada de um sinal de entrada grande.

Conforme também indica a fig. 2, na região não linear (a) a curva de transferência B do segundo sinal de entrada cai muito mais rapidamente do que a curva de transferência do primeiro sinal de entrada, fazendo com que qualquer variação da potência de saída do segundo sinal de entrada, causado por uma variação da potência de entrada do primeiro sinal de entrada, pode ser medido com maior facilidade desde de que a parte o2 do sinal de saída O correspondendo ao segundo sinal de entrada i2 pode ser separado da parte O, do sinal de saída O correspondendo ao primeiro sinal de entrada I„ como indicado na fig. 1. A separação dos contributos de parte O, e o2 do primeiro e segundo sinal de entrada I, e i2, respectivamente, no sinal de saída O pode ser conseguido de várias maneiras. Por exemplo, se o primeiro sinal de entrada I, for um sinal FM ou QPSK, o segundo sinal de entrada i2 põde ser um sinal de pseudo ruído portadoro limpo modulado como será explicado mais abaixo em mais detalhe. Através da correlação do sinal de saída com o sinal de pseudo ruído usado para geração do segundo sinal de entrada i2, o sinal portador pode ser recuperado. O sinal portador recuperado representa o sinal de saída o2 correspondendo ao segundo sinal de entrada i2. Como alternativa, o segundo sinal de entrada podia ser um sinal portador limpo tendo uma frequência que evite a deterioração do segundo sinal de entrada pelo primeiro sinal de entrada, por exemplo, tendo uma frequência fora da banda de frequência do primeiro sinal de entrada. Através de uma filtragem de faixa estreita do sinal de saída O à frequência do segundo sinal de entrada, a parte o2 do segundo sinal de entrada i2 no total do sinal de saída O pode ser determinada.

De acordo com a presente invenção, o ponto operacional do amplificador não linear pode ser determinado por diferentes maneiras. Se a potência de entrada do primeiro e do segundo sinal de entrada for conhecida, a potência de saída correspondente a estes sinais pode ser medida, obtendo uma curva de transferência ou uma curva de ganho, conforme demonstra a fig. 6b. Se a curva de transferência ou a curva de ganho for conhecida, a potência de entrada do primeiro sinal de entrada que conduz o amplificador não linear num modo não linear de operação pode ser determinada pela transmissão de um segundo sinal de entrada de conhecida potência de entrada através do canal de comunicação e medindo a potência de saída correspondendo ao segundo sinal de entrada.

Deverá ser notado que, no modo não linear é difícil, se não impossível, determinar a potência de entrada do primeiro sinal através da potência de saída do primeiro sinal de entrada, especialmente se o amplificador não linear é para ser operado em saturação, uma vez que mesmo variações relativamente grandes de potência de entrada resultam em pequenas variações da potência de saída do primeiro sinal, respectivamente. Mais, existe uma ambiguidade na região não linear em redor do ponto de saturação S como pode ser visto na fig. 2, fazendo com que a potência de entrada não possa ser determinado sem ambiguidade se um certo nível de potência de saída for medido como dois níveis de potência de entrada a ele correspondendo. 12 '~ν ίν *:'!· !.·

Todavia, de acordo com a presente invenção, a potência de entrada do primeiro sinal e, assim, o ponto operacional do amplificador não linear pode ser determinado com base na potência de entrada do segundo sinal e da curva de transferência e da curva de ganho (ou qualquer outra representação da relação acima descrita entre o sinal de entrada grande e o sinal de sinal de entrada pequeno), se o segundo sinal de entrada for um sinal pequeno em relação ao primeiro sinal de entrada, conforme acima descrito. Por exemplo, conforme a fig. 2, se a potência de saída do segundo sinal é medido e é P02a, a curva de transferência B do segundo sinal i, permite a determinação da potência de entrada do primeiro sinal I, que será PI)a sem se medir, de todo, a potência de saída do primeiro sinal.

Com o decorrer de um longo período, a curva de transferência e a curva de ganho do amplificador não linear pode alterar-se devido ao envelhecimento. De acordo com a presente invenção, tal alteração da curva de transferência pode ser detectada através da determinação do ponto operacional do amplificador não linear com base no primeiro e no segundo sinal de entrada, I, e i2, respectivamente, dos quais se conhecem as potências de entrada individuais Pn e PI2. Através da medição das potências de saída individuais Po, e P02, correspondendo ao primeiro e ao segundo sinal de entrada, I, e i2, o ponto operacional pode ser determinado e comparado com o ponto operacional obtido com base na curva de transferência (ou qualquer outra sua representação).

Para explicar este aspecto da presente invenção em mais pormenor, a fig. 3 mostra um diagrama representando uma diferença de ganho entre o primeiro sinal e o segundo sinal, i.e. ganho pequen0 - ganho grande, registado graficamente versus a potência de entrada do primeiro sinal. Se um ponto operacional (PIa, P0a) for determinado conforme acima descrito e não esteja na curva pré-gravada C, então o envelhecimento do amplificador não linear causou uma mudança da curva, indicado pela curva C\

Apesar de não constar na fig. 2, uma mudança semelhante também pode ser vista na curva de transferência do amplificador não linear.

Com a finalidade de descrever um enquadramento mais específico da presente invenção, mas sem limitar a presente invenção a esta aplicação, a fig. 4 mostra os componentes de um transponder de comunicação por satélite como um exemplo de um canal de comunicação.

Um transponder de comunicação por satélite é composto por uma antena receptora 11 para a recepção do sinal transmitido de terra (= ao primeiro sinal de entrada) enviado de uma estação transmissora em terra (não representada). Um sinal de saída da dita antena receptora 11 é aplicada a um desmultiplexador de entrada (IMUX) 13 após uma conversão de frequência no conversor de frequência 12. O dito desmultiplexador de entrada 13 é composto por vários primeiro filtros 14-1 a 14-n para a separação dos sinais individuais contidos no sinal vindo da antena. Tipicamente, um filtro é utilizado para cada sinal que é para ser separado dos restantes sinais recebidos através da dita antena da recepção 1 e corresponde a um canal de comunicação. Os n sinais de saída do dito desmultiplexador de entrada 13 são aplicados a um número correspondente de amplificadores de limitadores dos controladores (DLA) 15a-l a 15a-n e amplificadores de elevada potência 15b-l a 15b-n. Em cada amplificador de elevada potência é utilizado um tubo de onda progressiva (TWT) para a amplificação dos sinais de saída do dito desmultiplexador de entrada 13. Os amplificadores de elevada potência 15b-l a 15b-n são amplificadores não lineares com uma curva de transferência e curva de ganho conforme indicado pelas curvas A na fig. 6a e 6b, respectivamente. Se os amplificadores de limitadores dos controladores 15a-l a 15a-n não estiverem regulados para o modo linear, estes ou estão a limitar ou a ampliar o sinal de entrada recebido do desmultiplexador de entrada 13 antes de serem aplicados ao respectivo amplificador de elevada potência. Os sinais de saída do amplificador são passados pelo segundos filtros 16-1 a 16-n que são parte de um multiplexador de saída (OMUX) 17 juntando os n sinais de saída do amplificador. O sinal de saída do dito multiplexador de saída 17 é aplicado a uma antena de transmissão 18 para ser transmitida para a área deseja em terra. O ponto operacional de cada um dos ditos amplificadores de elevada potência 15b-1 a 15b-n depende dos sinal de carga (o primeiro sinal de entrada) vinda da estação transmissora em terra, cujo sinal deverá ser de tal forma que conduza o amplificador à saturação de forma a obter o máximo de potência de saída. Dentro de predeterminadas limitações, os amplificadores de limitadores dos controladores 15a-l a 15a-n podem ser regulados para que cada um dos ditos amplificadores de elevada potência seja operado no seu ponto de saturação. Para a medição abaixo descrita os amplificadores de limitadores dos controladores são regulados para a operação linear.

De acordo com a presente invenção, na estação em terra (10), conforme indicado na fig. 5, um sinal de pseudo ruído PN(t) é gerado através de um gerador de sinal de pseudo ruído 19, por exemplo um registo de deslocamento de retomo (feedback shift register) ou um dispositivo de memória em que uma sequência de valores de um sinal pseudo ruído é guardada. O sinal de pseudo ruído PN(t) tem uma função de autocorrelação muito aguda em atraso zero (zero delay). Isto permite a determinação do tempo de atraso entre o sinal de pseudo ruído PN(t) gerado localmente e um sinal recebido que é atrasado devido ao tempo de propagação. Um sinal portador limpo f(t) é modulado com o dito sinal de pseudo ruído PN(t) através de um primeiro multiplicador 20 para formar um sinal portador limpo PN modulado s(t) = PN(t) x f(t). O sinal portador limpo PN modulado s(t) é aplicado a um upconvertor 21 e através do amplificador de elevada potência 22 para a antena 23 que transmite o sinal portador limpo PN modulado s(t) (= segundo sinal de entrada) para o transponder do satélite de comunicação em teste. Todavia, do ponto de visto de um utilizador a transmitir um sinal de carga para o satélite, o transponder permanece utilizável durante o teste e pode ser continuamente fornecido com um sinal de carga.

De acordo com a presente invenção, o nível do sinal portador limpo PN modulado s(t) é suficientemente abaixo do nível do sinal de carga, por exemplo, cerca de 20 a 30 dB ou mais, de tal forma que o sinal de carga não é deteriorado de forma notável. Por esta razão, o sinal portador limpo PN modulado s(t) pode ser transmitido enquanto o canal de comunicação está em uso, i.e. em simultâneo com o sinal de carga que é transmitido para o transponder do satélite a partir da mesma ou de outra estação em terra.

No enquadramento, a antena 23 também é utilizado para receber o sinal retransmitido pelo transponder do satélite, por outras palavras, o sinal que passou através do canal de comunicação. O sinal de saída da antena 23 é passado por um downconverter 24 para obter um sinal de recepção s’(t) que é aplicado a um segundo multiplicador 25 que recebe também o mesmo, mas atrasado, sinal de pseudo ruído PN(t). O atraso é gerado pelos meios de atraso 26 que são regulados de forma a que a saída do segundo multiplicador 25 seja o máximo. Assim, o sinal de recepção s'(t) é multiplicado, por outras palavras correlacionado com o mesmo sinal de pseudo ruído PN(t) que tem sido utilizado para gerar o sinal portador limpo PN modulado s(t) e é obtido um sinal portador limpo recuperado f (t) que é apenas atrasado e atenuado em comparação com o sinal portador limpo f(t). A atenuação do percurso é constante em virtude de a perda em espaço livre não variar com a distância entre o satélite e a estação em terra. Uma vez que a atenuação atmosférica pode ser medida com radiómetros, esta pode ser tida em conta assim como o ganho da antena da estação em terra às frequências correspondentes. Assim, a potência de entrada do sinal portador limpo f(t) e a potência de saída do sinal portador limpo recuperado f (t) podem ser medidos para determinar o ganho deste sinal. A potência de entrada do sinal de carga é determinado com base no dito ganho e nos valores de referência ou nas curvas de calibração, que são mostradas na fig. 6a e 6b e que serão explicadas em mais pormenor mais adiante.

Se, por exemplo, como mostra a fig. 6b o ganho do sinal pequeno é medido e é de -4 dB, a potência de entrada do sinal grande é de -1 dB. Aqui deverá ser notado como é poderosa esta medição em comparação com a medição da potência de saída: enquanto que a potência de saída de um sinal grande muda por menos de 0,05 dB para uma variação de potência de entrada de 0 dB para -1 dB, o ganho do sinal pequeno varia por quase 2 dB.

Na fig. 6a, estão apresentadas curvas de transferência de um sinal grande (A) e três sinais pequenos (B,, B2, B3) através de um amplificador de tubo de onda progressiva (TWTA). Para simplificar, os valores são apresentados relativamente ao ponto de saturação do amplificador. Isto quer dizer que na fig. 6a, a potência de entrada de 0 dB 1

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I tf Λ f; " $ A? yj':'· riy 16 corresponde a uma potência de saída de 0 dB. Os três sinais pequenos (B„ B2, B3) estão 20 dB, 30 dB e 40 dB abaixo do sinal grande, respectivamente. Na fig. 6b, estão apresentadas as curvas de ganho do sinal grande (A) e três sinais pequenos (B„ B2, B3). Mais uma vez os valores são apresentados relativamente ao ponto de saturação do amplificador pelo que na fig. 6b, a potência de entrada de 0 dB corresponde a um ganho de 0 dB. Como o ganho dos sinais pequenos não depende da diferença da potência de entrada em relação ao sinal grande mas sim apenas da potência de entrada do sinal grande, as curvas de ganho para os três sinais pequenos sobrepõem-se completamente. As curvas de transferência e as curvas de ganho acima descritas e mostradas na fig. 6a e 6b, são obtidas como curvas de calibração para cada amplificador do satélite a fim de determinar o ponto operacional do amplificador individual mais tarde. Como vantagem, as curvas de calibração são gravadas na forma de valores de referência que são guardados em meios apropriados de guarda para serem utilizados na determinação do ponto operacional do amplificador não linear.

Para medir as curvas de calibração, são gerados um sinal grande e um sinal pequeno sendo o sinal pequeno, por exemplo, 20 dB, 30 dB ou 40 dB abaixo do sinal grande. Tanto o sinal grande como o sinal pequeno podem ser um sinal portador limpo ou o sinal grande pode ser um sinal FM ou OPSK modulado para se chegar o mais próximo de condições de operação verdadeiras e o sinal pequeno pode ser um sinal de pseudo ruído portador limpo. Ambos os sinais, i.e. o sinal grande e o sinal pequeno, são combinados e transmitidos para o transponder. A totalidade do sinal de entrada recebido pela antena 11 é aplicada na entrada do amplificador de elevada potência (TWTA). O sinal combinado é varrido em potência, consequentemente a diferença de nível entre o sinal grande e o sinal pequeno na entrada manter-se-á sempre o mesmo. Todavia, como alternativa, a potência do sinal pequeno pode ser mantida constante uma vez que este não influencia substancialmente o ponto operacional do amplificador não linear. O sinal de saída do amplificador de elevada potência (TWTA) é aplicado à antena 18 através do desmultiplexador de saída 17 e os níveis de saída correspondendo aos dois sinais são medidos separadamente. 17

Na curva de calibração apresentada na fíg. 6a, a potência de saída do sinal grande (que é quase igual à totalidade da potência de saída em virtude de o sinal pequeno ter uma contributo desprezível) é dada como uma função da potência de entrada do sinal grande. A potência de saída do sinal pequeno também é dada como uma função da potência de entrada do sinal grande. Na fig. 6b, o ganho do sinal grande e o ganho do sinal pequeno são dados como função da potência de entrada do sinal grande.

Na estação de terra representada na fíg. 5, são apresentados meios 27 para a determinação de um ganho com base no dito sinal portador limpo f(t) e o dito sinal portador recuperado f (t), recebendo tanto o sinal portador limpo f(t) e o sinal portador recuperado f (t). Mais, são apresentados meios 28 para depreender a potência de entrada do dito sinal de carga através dos valores de referência e do dito ganho. A saída dos ditos meios 27 para a determinação de um ganho são fornecidos aos ditos meios 28 para depreender a potência de entrada do dito sinal de carga. Os valores de referência são guardados e fornecidos nos meios 29 para a guarda dos ditos valores de referência. Os ditos valores de referência foram pré-gravados para o dito amplificador não linear e representam a curva de ganho e a curva de transferência do dito amplificador não linear versus a potência de entrada do dito sinal de carga, conforme descrito com respeito à fíg. 6a e 6b.

Apenas sinais de pseudo ruído foram acima discutidos porque este sinais podem ser gerados com comparativa facilidade. Todavia, sinais de ruído verdadeiro podem ser utilizados no método e no aparelho de acordo com a presente invenção. As propriedades de sinais de ruído verdadeiro e de pseudo ruído são bem conhecidos dos peritos na arte e são descritos, por exemplo, em Bernard Sklar, “Digital Communications -Fundamentais and Applications”, Prentice Hall, 1988.

Lisboa, 2 8 MAR. 2000A U

Américo da Silva Carvalho Agente Oííctó os Prosfiafetíe industrial R. Castilho, 201-3° C- Ί0Γ0 LiSEtOA TeleíS. 3851333-3364213

Claims

4 REIVINDICAÇÕES 1. Método de determinação de um ponto operacional de um amplificador não linear de um canal de comunicação através do qual é transmitido um sinal de carga a um nível pré-determinado, composto por: • gerando um primeiro sinal de pseudo ruído PN(t); • modulando um sinal portador limpo f(t) com o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t) para gerar um sinal portador limpo PN modulado s(t); • transmitindo o dito sinal portador limpo PN modulado s(t) em simultâneo com o dito sinal de carga através do dito canal de comunicação a um nível abaixo do nível do dito sinal de carga; • recebendo um sinal de recepção s’(t) correspondendo ao dito sinal portador limpo PM modulado s(t) após ter percorrido o dito canal de comunicação; • correlacionando o dito sinal de recepção s’(t) com o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t) para gerar um sinal portador recuperado f (t); e • determinando o ponto operacional do dito amplificador não linear do canal de comunicação com base no dito sinal portador limpo f(t) e no sinal portador recuperado f (t).
2. Método de acordo com reivindicação 1, em que o nível do dito sinal portador limpo PM modulado s(t) é aproximadamente 20 dB ou mais abaixo do nível do sito sinal de carga.
3. Método de acordo com reivindicação 2, em que o nível do dito sinal portador limpo PM modulado s(t) é aproximadamente 30 dB ou mais abaixo do nível do sito sinal de carga.
4. Método de acordo com qualquer das reivindicações 1 a 3, em que o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t) é uma sequência de pseudo ruído em binário. Ί
5. Método de acordo com reivindicação 4, em que a dita sequência de pseudo ruído em binário é gerada por meios de um registo de deslocamento de retorno (feedback shift register) ou um dispositivo de memória em que uma sequência de valores de um sinal pseudo ruído é guardado.
6. Método de acordo com qualquer das reivindicações 1 a 5, em que a dita correlação do dito sinal de recepção s’(t) e o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t) é obtida atrasando o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t) e multiplicando este atrasado sinal de pseudo ruído PN(t) com o dito sinal de recepção s’(t).
7. Método de acordo com qualquer das reivindicações 1 a 6, em que um ganho é determinado com base no dito sinal portador limpo f(t) e o dito sinal portador recuperado f (t) e o dito ganho é utilizado para determinar a potência de entrada do dito sinal de carga.
8. Método de acordo com reivindicação 7, em que valores de referência são utilizados para obter, do dito ganho, a potência de entrada do dito sinal de carga.
9. Método de acordo com reivindicação 8, em que os valores de referência terão sido pré-gravados para o dito amplificador não linear e representam uma curva de ganho ou uma curva de transferência do dito amplificador não linear versus a potência de entrada do dito sinal de carga.
10. Método de acordo com qualquer das reivindicações 1 a 9, em que o dito canal de comunicação é um transponder de um satélite de comunicação.
11. Aparelho para a determinação de um ponto operacional de um amplificador não linear de um canal de comunicação através do qual é transmitido um sinal de carga a um nível pré-determinado, composto por: • primeiros meios de geração de um primeiro sinal de pseudo ruído (19) para a J geração de um primeiro sinal de pseudo ruído PN(t); • primeiros meios de modulação (20) para a modulação de um sinal portador limpo f(t) com o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t) para gerar um sinal portador limpo PN modulado s(t); • meios de transmissão (21, 22, 23) para a transmissão do dito sinal portador limpo PN modulado s(t)' em simultâneo com o dito sinal de carga através do dito canal de comunicação a um nível abaixo do nível do dito sinal de carga; • meios de recepção (23, 24) para a recepção de um sinal de recepção s’(t) correspondendo ao dito sinal portador limpo PM modulado s(t) após ter percorrido o dito canal de comunicação; e • primeiros meios de correlação (25, 26) para a correlação do dito sinal de recepção s’(t) com o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t) para gerar um sinal portador recuperado f (t).
12. Aparelho de acordo com a reivindicação 11, em que o nível do dito sinal portador limpo PM modulado s(t) é aproximadamente 20 dB ou mais abaixo do nível do sito sinal de carga.
13. Aparelho de acordo com a reivindicação 12, em que o nível do dito sinal portador limpo PM modulado s(t) é aproximadamente 30 dB ou mais abaixo do nível do sito sinal de carga.
14. Aparelho de acordo com qualquer das reivindicações 11 a 13, em que os ditos meios de geração de um primeiro sinal de pseudo ruído (9) é um registo de deslocamento de retorno (feedback shift register) ou um dispositivo de memória em que uma sequência de valores de um sinal pseudo ruído é guardado.
15. Aparelho de acordo com qualquer das reivindicações 11 a 14, compreendendo ainda meios de primeiro atrasos (26) para atrasar o dito primeiro sinal de pseudo ruído PN(t).
16. Aparelho de acordo com qualquer das reivindicações 11 a 15, compreendendo ainda meios (27) para a determinação de um ganho com base no dito sinal portador limpo f(t) e o dito sinal portador recuperado f (t).
17. Aparelho de acordo com a reivindicação 16, compreendendo ainda meios (28) para a obtenção através de valores de referência e do dito ganho, a potência de entrada do dito sinal de carga.
18. Aparelho de acordo com a reivindicação 17, compreendendo meios (29) para a guarda dos ditos valores de referência que foram pré-gravados para o dito amplificador não linear e representam uma curva de ganho ou uma curva de transferência do dito amplificador não linear versus a potência de entrada do dito sinal de carga. Lisboa, 2 8 MAR. 2000

Américo da Silva Carvalho Αρεπίι" OK:!s! de Ρηκκ&άΰβ Industrial R.Castiihu, 20i -3.4 E - 10VG LISBOA Teleís. 385 13 39 - 3S5 4613