KR100609315B1 - 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법 및 장치 - Google Patents

통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

통신 채널(1)의 비선형 증폭기(2) 예컨대 통신 위성의 트랜스폰더의 동작점을 결정하기 위해, 비선형 동작 모드에서 상기 비선형 증폭기(2)를 구동시키는 전력 레벨(PI1)에서 통신 채널을 통해 제 1 입력 신호(I1)이 전송된다. 또한, 상기 제 1 입력 신호(I1)와 함께 상기 상기 통신 채널(1)을 통해 제 2 입력 신호(i2)가 전송되는데, 상기 제 2 입력 신호는 상기 제 1 입력 신호(I1)의 레벨 이하인 레벨에 전송된다. 비선형 증폭기의 전체 입력에 대한 상기 제 2 입력 신호(i2)의 분포가 작은 경우, 상기 비선형 증폭기의 동작점이 거의 상기 제 1 입력 신호만으로 결정되므로, 상기 제 2 입력 신호(i2)에 대응하는 출력 전력(P02)이 거의 상기 제 1 입력 신호(I1)의 입력 전력(PI1)으로 결정된다. 상기 비선형 증폭기(2)의 동작점(I1, P0)은 상기 제 2 입력 신호(i2)에 대응하는 상기 통신 채널(1)의 출력 신호(O2)에 의해 결정된다.
위성 통신, 트랜스폰더, 비선형 증폭기, 통신 채널, 동작점

Description

통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DETERMINING AN OPERATING POINT OF A NON-LINEAR AMPLIFIER OF A COMMUNICATION CHANNEL}
본 발명은 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법 및 장치, 특히 로드 상태에 있는 통신 위성의 트랜스폰더(transponder)의 동작점을 결정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
고주파 통신 채널들에 있어서, 비선형 고전력 증폭기는 최대가능한 출력을 얻기 위해 그 포화점에서 종종 구동되어야 한다. 예컨대 위성에 있어서, 본 출원의 발명을 제한하는 것없이, 업링크 지상국으로부터의 신호는 안테나에 의해 수신되어, 주파수 변환된 다음, 입력 멀티플렉서에서 필터링되고, 출력 멀티플렉서에서 필터링되어 지상으로 재전송되기 전에 구동 제한 증폭기(driver limiter amplfier) 및 고전력 증폭기에 의해 증폭된다. 위성 풋프린트(satellite footprint)내의 어디에나 충분한 신호를 제공하기 위해, 고전력 증폭기는 그 포화점, 즉 예컨대 도 6a에 도시된 바와 같이 출력 전력 대 입력 전력을 나타내는 비선형 전달 곡선의 최대점에서 구동되어야 한다.
상기 구동 제한 증폭기(DLA)는 전치 증폭기이고, 2개의 모드 중 하나의 모드에서 동작하도록 세팅될 수 있다. 선형 모드에서, 이는 단일 선형 증폭기 역할을 한다. 제한 모드에서, 이는 자동 레벨 제어(ALC) 기능을 제공한다. 상기 DLA는 통상적으로 제한 모드에서 동작하여 기후의 영향에 의한 단기간 레벨 변화들을 보상한다. 제한 모드에서, 상기 DLA는 동일한 출력 전력을 상기 고전력 증폭기(HPA)에 제공하여 상기 HPA는 영구적으로 포화 상태에서 동작한다. DLA가 HPA를 포화 상태로 유지할 수 있을 지라도, 상기 업링크 지상국으로부터 수신된 전력이 규정보다 아래인 경우, 상기 업링크 지상국 전력은 하이 레벨로 유지되는 것이 매우 중요한데, 그 이유는 DLA가 업링크 전력을 보상하여만 하는 경우, 전체 신호 대 잡음비(SNR)가 감소하고 있기 때문이며, 즉 이 경우에 업링크 경로인 신호 경로의 최초 스테이지의 SNR에 의해 주로 구동되기 때문이다.
위성 오퍼레이터의 관점에서 보면, HPA가 항상 포화 상태에서 동작하고, 상기 업링크 지상국으로부터의 신호 전력이 위성에서 충분히 높은 레벨에 있다는 것을 인식하는 것이 중요하다. 따라서, 상기 위성 오퍼레이터는 위성 트랜스폰더 입력에서 수신되는 바와 같이 전력 자속 밀도를 정규적으로 모니터링해야 한다. 그 목적은 상기 업링크 스테이션으로부터의 비디오 신호가 충분히 강하여, 맑은 기후 조건하에서 위성에 탑재된 HPA가 포화 상태에서 선형 모드의 DLA로 구동된다. 이러한 기준은 HPA 전달 곡선이 에이징(aging)으로 인해 변화되는 경우에도 충족되어야 한다.
업링크 전력이 정확히 공지되어 있지 않기 때문에(예컨대, 업링크가 위성 오퍼레이터 자체에 속하는 사이트에서 실행되지 않는 경우), 상기 고전력 증폭기의 동작점은 다운링크 전력의 모니터링만으로 결정될 수 없다. 한편, 이는 포화점 가까이에 있는 입력 전력이 수 dB까지 변할 수 있는 반면, 출력 전력이 거의 수십 dB까지만 변한다는 사실로 인한 것이다. 다른 한편으로, 일정한 양의 다운링크 전력이 측정되는 경우, HPA가 포화점 보다 아래 또는 이 보다 위에서 동작하는지가 결정될 수 없는데, 그 이유는 전달 곡선이 출력 전력에서 명확하지 않기 때문이다.
HPA 입력에서 총수신 신호 전력을 모니터링하기 위해, 많은 위성들은 전력 모니터링 시스템을 구비하고 있다. 이러한 데이터는 원격측정(telemetry) 데이터와 함께 위성 오퍼레이터에 전송될 수 있다. 모든 위성들이 전력 모니터링 시스템을 구비할 필요가 없는 것은 별문제로 하고, 이 방법의 단점은 그러한 시스템이 위성에 있는 경우, 관련 데이터가 위성에서 오퍼레이터 지상국까지 다른 중요한 데이터에 이용될 수 있는 일정한 양의 원격측정 데이터 스트림을 소모한다는 것이다. 또한, 상기 원격측정 데이터 스트림의 비트 전송 속도는 최대 수 kbit/s를 포함할 수 있다. 따라서, 위성이 전력 모니터링 시스템을 구비한 경우, 여러 이유(즉, 위성의 고장, 중량 등등)로 위성에 내장하는 대신 지상국으로부터 측정들을 실행하는 것이 바람직하다.
위성에서 수신 전력을 측정하는 것 이외에, 위성 오퍼레이터는 HPA를 포화 상태로 구동시키는데 필요한 전력 자속 밀도를 측정하기 위해 'In Orbit Test'(IOT)를 정규적으로 실행하고 있다.
종래의 제 1 방법은 International Journal of Satellite Communications, Special issue on In-Orbit Testing of Communications Satellites, Volume 13, Number 5, Wiley 1995 or in DE-C-33 33 418에 개시되어 있는 바와 같이 AM 널링(nulling)으로 공지되어 있고, 이 널링에 따라 업링크에서의 진폭 변조(AM) 신호가 이용되며, 이 신호는 진폭 변조가 완전히 없어질 때까지 전력으로 스위프(sweep)된다. 이러한 포인트는 정확히 포화 상태에 있게 된다. HPA의 전달 곡선을 결정하는 종래의 제 2 방법은 모든 경로 감쇄가 제거되어야 하는 클린 캐리어(clean carrier)의 송/수신 전력을 측정하는 단계로 구성된다. IOT 측정 방법 둘 다 테스트에 있는 트랜스폰더가 동작되지 않아야 한다는 것을 필요로 한다. 다시 말하면, 페이로드 신호가 테스트 동안 스위치 오프되어야 한다.
In Orbit Test 동안 페이로드 신호를 스위치 오프시키는 것은 통신이 중단되므로, 트랜스폰더의 사용자에게 상당한 단점을 제공할뿐만 아니라, 상기 테스트가 가능한 한 짧은 통신 중단을 유지하도록 신속히 실행되어야 하므로, 위성의 오퍼레이터에게도 상당한 단점을 제공한다. 어떤 경우에, 통신 채널을 통한 통신을 중단하는 것이 불가능하므로, 종래의 방법은 위성이 동작된 후 HPA를 테스트하는데 사용될 수 없다.
본 발명의 제 1 목적은 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하기 위한 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 제 2 목적은 통신 채널을 통해 트래픽을 중단시킬 필요성을 방지하기 위한 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
이들 및 다른 목적들은 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하기 위한 방법에 의해 달성되는데, 여기서 상기 통신 채널을 통해 제 1 신호가 제 2 신호와 동시에 전송되고, 상기 비선형 증폭기의 동작점이 상기 제 2 신호에 대응하는 상기 통신 채널의 출력 신호를 기초로 결정되며, 상기 제 1 신호의 입력 전력이 존재하여 상기 비선형 증폭기가 비선형 모드에서 동작하고, 상기 제 2 신호의 입력 전력이 상기 제 1 신호의 입력 전력 보다 아래에 있게 된다.
바람직하게도, 상기 제 2 신호의 레벨은 상기 제 1 신호의 레벨 보다 거의 20dB 또는 그 보다 아래에 있다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 제 2 신호는 의사 잡음(PN) 변조 클린 캐리어 신호이고, 상기 제 2 신호에 대응하는 상기 통신 채널(1)의 출력 신호는 복구 캐리어 신호이다.
다른 바람직한 실시예에 있어서, 상기 제 2 신호는 클린 캐리어 신호이고, 상기 제 2 신호에 대응하는 통신 채널의 출력 신호는 협대역 필터링 캐리어 신호이다.
유용하게도, 상기 비선형 증폭기의 동작점을 결정하기 위해 상기 제 2 신호에 대응하는 상기 통신 채널의 출력 신호와 함께 기준값들이 사용된다. 이 기준값들은 상기 비선형 증폭기에 사전기록될 수 있고, 상기 비선형 증폭기의 전달 곡선에 대응한다.
또한, 상술한 및 다른 목적들은 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하기 위한 장치에 의해 달성되는데, 상기 장치는 상기 통신 채널을 통해 전송되는 제 1 신호와 동시에 상기 통신 채널을 통해 제 2 신호를 전송하기 위한 수단, 및 상기 제 2 신호에 대응하는 상기 통신 채널의 출력 신호를 기초로 상기 비선형 증폭기의 동작점을 결정하기 위한 수단을 포함하며, 상기 제 1 신호의 입력 전력이 존재하여 상기 비선형 증폭기가 비선형 모드에서 동작하고, 상기 제 2 신호의 입력 전력이 상기 제 1 신호의 입력 전력 보다 아래에 있게 된다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 제 2 신호에 대응하는 상기 통신 채널의 출력 신호를 기초로 상기 비선형 증폭기의 동작점을 결정하기 위한 수단은 상기 비선형 증폭기의 동작점을 결정하기 위해 상기 제 2 신호에 대응하는 통신 채널의 출력 신호와 함께 사용되는 기준값들을 저장하는 수단을 포함한다.
요약하면, 통신 채널의 비선형 증폭기, 예컨대 통신 채널내의 트랜스폰더의 동작점을 결정하기 위해, 제 1 입력 신호는 비선형 동작 모드에서 상기 비선형 증폭기를 구동시키는 전력 레벨에 있는 통신 채널을 통해 전송된다. 또한, 제 2 입력 신호는 상기 제 1 입력 신호와 동시에 상기 통신 채널을 통해 전송된다. 상기 제 2 입력 신호는 상기 제 1 입력 신호 레벨보다 아래인 레벨로 전송된다. 상기 비선형 증폭기의 전체 입력에 대한 상기 제 2 입력 신호의 기여(contribution)가 작은 경우, 상기 비선형 증폭기의 동작점은 거의 상기 제 1 입력 신호에 의해서만 결정된다. 따라서, 상기 제 2 신호에 대응하는 상기 출력 전력은 대부분 상기 제 1 신호의 입력 전력만으로 결정된다. 상기 비선형 증폭기의 동작점은 상기 제 2 신호에 대응하는 상기 통신 채널의 출력 신호를 기초로 결정된다.
상술된 목적 및 다른 목적들을 달성하기 위해, 본 발명은 소정 레벨의 페이로드 신호가 전송되는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하기 위한 방법을 제공하는데, 상기 방법은 제 1 의사 잡음 신호[PN(t)]를 발생시키는 단계; PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]를 발생시키기 위해 상기 의사 잡음 신호[PN(t)]로 클린 캐리어 신호[f(t)]를 변조시키는 단계; 페이로드 신호의 레벨보다 아래 레벨에 있는 상기 통신 채널를 통해 상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]를 상기 페이로드 신호와 동시에 전송하는 단계; 상기 통신 채널을 통해 전송된 후 상기 PN 변조 클린 캐리어신호[s(t)]에 대응하는 수신 신호[s'(t)]를 수신하는 단계; 복구 캐리어 신호[ f'(t)]를 발생시키기 위해 상기 제 1 의사 잡음 신호[PN(t)]와 상기 수신 신호[s'(t)]를 상관시키는 단계; 및 상기 클린 캐리어 신호[f(t)]와 상기 복구 캐리어 신호[f'(t)]를 기초로 상기 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 단계를 포함한다.
바람직하게도, 상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]의 레벨은 상기 페이로드 신호 레벨보다 대략 20dB 또는 심지어 30dB 또는 그 보다 아래에 있다.
본 발명에 따르면, 상기 제 1 의사 잡음 레벨[PN(t)]은 2진 의사 잡음 시퀀스이며, 상기 2진 의사 잡음 시퀀스는 의사 잡음 신호값의 시퀀스가 저장되는 메모리 장치 또는 피드백 시프트 레지스터에 의해 발생된다.
상기 수신 신호[s'(t)]와 상기 제 1 의사 잡음 신호[PN(t)]의 상관은 상기 제 1 의사 잡음 신호[PN(t)]를 지연시키고, 상기 지연된 제 1 의사 잡음 신호[PN(t)]와 상기 수신 신호[s'(t)]를 승산함으로써 달성될 수 있다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 클린 캐리어 신호[f(t)]와 상기 복구 캐리어 신호[f'(t)]를 기초로 이득이 결정되고, 상기 이득은 상기 페이로드 신호의 입력 전력을 결정하는데 이용된다. 기준값들은 상기 이득에서 상기 페이로드 신호의 입력 전력을 유도하는데 이용되며, 이 기준값들은 상기 비선형 증폭기에 사전 설정되어 있고, 상기 페이로드 신호의 입력 전력을 통해 상기 비선형 증폭기의 이득 곡선 또는 전달 곡선을 나타낸다.
본 발명에 따른 방법은 상기 통신 채널이 통신 위성의 트랜스폰더인 경우 적용될 수 있는 것이 바람직하다.
상술한 및 다른 목적들을 달성하기 위해, 본 발명은 또한 소정 레벨의 페이로드 신호가 전송되는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하기 위한 장치를 제공하는데, 이 장치는 의사 잡음 신호[PN(t)]를 발생시키는 제 1 의사 잡음 신호 발생 수단; PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]를 발생시키기 위해 상기 의사 잡음 신호[PN(t)]로 클린 캐리어 신호[f(t)]를 변조시키는 제 1 변조 수단; 상기 페이로드 신호 레벨보다 아래의 레벨에 있는 상기 통신 채널을 통해 상기 페이로드 신호와 동시에 상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]를 전송하는 전송 수단; 상기 통신 채널을 통해 전송된 후 상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]에 대응하는 수신 신호[s'(t)]를 수신하는 수신 수단; 및 복구 캐리어 신호[f'(t)]를 발생시키기 위해 상기 제 1 의사 잡음 신호[PN(t)]와 상기 수신 신호[s'(t)]를 상관시키는 수단을 포함한다.
바람직하게도, 상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]의 레벨은 상기 페이로드 신호 레벨보다 적어도 20dB 또는 30dB 또는 그 보다 아래에 있다.
본 발명에 따르면, 상기 제 1 의사 잡음 신호 발생 수단(9)은 의사 잡음 신호값의 시퀀스가 저장되어 있는 메모리 장치 또는 피드백 시프트 레지스 이다.
요약하면, 통신 채널의 비선형 증폭기 예컨대 통신 위성의 트랜스폰더의 동작점을 결정하기 위해, 클린 캐리어 신호[f(t)]는 의사 잡음 신호[PN(t)]와 변조되어, 통신 채널을 통해 동시 전송되는 페이로드 신호 레벨보다 아래의 레벨에 있는 상기 통신 채널을 통해 전송된다. 상기 수신 신호[s'(t)]는 복구 캐리어 신호[f'(t)]를 얻기 위해 동일한 의사 잡음 신호[PN(t)]와 상관된다. 상기 클린 캐리어 신호[f(t)]와 상기 복구 캐리어 신호[f'(t)]의 전력은 신호의 이득을 결정하는데 이용되고, 상기 기준값(보정 곡선)을 기초로 상기 페이로드 신호의 입력 전력을 결정하는데 이용된다. 상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]가 로우 레벨로 전송되므로, 페이로드 신호를 스위치하는 것없이 측정들을 실행하는 것이 가능한데, 이의 입력 전력은 비선형 증폭기의 동작점을 정의한다.
물론, 본 발명에 따른 방법 및 장치의 중요한 장점은 페이로드 신호가 측정들을 수행하기 위해 스위치 오프되지 않어야 한다는 것이다. 이것은 통신 채널의 유지 및 검사에 필요한 고장 시간을 상당히 제한하여, 서비스의 이용율을 증가시킨다.
이하, 발명의 실시예는 도면을 참조하여 더 상세히 설명될 것이다.
도 1은 비선형 증폭기를 구비하는 통신 채널의 개략도를 도시하며;
도 2는 비선형 증폭기의 전달 곡선을 도시하며;
도 3은 비선형 증폭기의 입력 전력 대 이득 차이에 대한 다이어그램을 도시하며;
도 4는 통신 위성의 트랜스폰더의 개략도를 도시하며;
도 5는 본 발명에 따른 장치 실시예의 개략도를 도시하고;
도 6a 및 6b는 대신호 및 소신호에 대한 비선형 증폭기의 전달 곡선 및 이득곡선을 도시한다.
본 발명을 더 일반적으로 설명하기 위해, 도 1은 통신 채널을 통해 송신된 신호들을 증폭하기 위한 비선형 증폭기(2)를 포함하는 통신 채널(1)을 도시한다. 전체 입력 신호(I)가 상기 통신 채널(1)의 입력(3)에 공급되는 경우, 이 신호는 통신 채널(1)을 통해 진행되어, 상기 비선형 증폭기(2)에 의해 증폭되고, 통신 채널(1)의 출력(4)에서 전체 출력 신호 O으로 출력된다.
비선형 증폭기의 일례로서, 진행파관 증폭기(traveling wave tube amplifier)(TWTA)의 전달 곡선 A를 도시하는 도 2에서 볼 수 있는 바와 같이, 전체 입력 신호[I]의 입력 전력[PI]이 전달 곡선의 비선형 영역(a)에서 비선형 증폭기를 동작시키기에 충분히 큰 경우, 비선형 동작 모드가 이루어진다. 일부 애플리케이션들에서, 그 목적은 최대 출력 전력을 얻기 위해 도 2에 S로 도시된 바와 같이 비선형 증폭기(2)를 그 포화점에서 구동시키는 것이다. 상기 전달 곡선의 비선형 영역(b)에서와 같이, 비선형 영역(a)내의 상기 비선형 증폭기의 각 동작점은 입력 신호(I)의 특정 입력 전력(PI), 및 통신 채널의 출력 신호 O의 대응 출력 전력(PO)으로 정의된다. 포화시, 입력 신호는 출력 전력(POS)에 대응하는 입력 전력(PIS)를 나타낸다.
본 발명에 따르면, 제 1 입력 신호(I1)는 상기 비선형 증폭기(2)을 비선형 증폭 모드에서 구동시키는 전력 레벨(PI1)에 있는 상기 통신 채널(1)을 통해 전송된다. 또한, 제 2 입력 신호(i2)는 상기 제 1 입력 신호(I12)와 동시에 상기 통신 채널(1)을 통해 전송된다. 상기 제 2 입력 신호(i2)는 상기 제 1 입력 신호(I1)의 레벨 이하인 레벨로 전송된다. 다시 말하면, 상기 제 2 입력 신호(i2)의 입력 전력(PI2)은 상기 제 1 입력 신호(I1)의 입력 전력(PI1) 보다 더 작다. 상기 비선형 증폭기의 전체 입력에 대한 상기 제 2 입력 신호(i2)의 기여가 작은 경우, 상기 비선형 증폭기의 동작점은 상기 제 1 입력 신호만으로 거의 결정된다. 따라서, 상기 제 2 신호(i2)에 대응하는 출력 전력(PO2)은 거의 상기 제 1 신호(I1)의 입력 전력(PI1)에 의해 결정된다. 그러므로, 상기 제 1 신호의 입력 전력의 임의의 변동은 상기 제 2 신호의 출력 전력의 변동을 발생시킨다. 이러한 효과를 달성하기 위해, 상기 제 2 입력 신호는 그 적용에 따라 상기 제 1 입력 신호보다 약 15 내지 30dB 또는 그 보다 아래에 있어야 한다. 이것은 도 2의 선형 영역(b)으로 도시되는데, 이 영역은 큰 입력 신호의 입력 전력 대해 작은 입력 신호의 출력 전력를 나타내는 전달 곡선 B를 도시한다.
도 2에 또한 도시되어 있는 바와 같이, 비선형 영역(a)에서, 상기 제 2 입력 신호의 전달 곡선 B는 상기 제 1 입력 신호의 전달 곡선 보다 훨씬 빠르게 하강하여, 상기 제 2 입력 신호(i2)에 대응하는 출력 신호 O의 부분(o2)이 도 1에 도시된 바와 같이 상기 제 1 입력 신호(I1)에 대응하는 출력 신호 O의 부분(O1)에서 분리될 수 있는 한 상기 제 1 입력 신호의 입력 전력의 변동에 의해 발생되는 상기 제 2 입력 신호의 출력 전력의 임의의 변동이 훨씬 빠르게 측정될 수 있다.
출력 신호 O내의 제 1 및 제 2 입력 신호(I1 및 i2)의 분포(O1 및 O2)의 분리는 각각 수 개의 다른 방식으로 이루어진다. 예컨대, 상기 제 1 입력 신호(I1)가 FM 또는 QPSK 신호인 경우, 상기 제 2 입력 신호(i2)는 이하 상세히 기술되는 바와 같이, 의사 잡음 변조 클린 캐리어 신호일 수 있다. 상기 제 2 입력 신호(i2)를 생성하는데 이용되는 의사 잡음 신호와 상기 출력 신호를 상관시킴으로써, 상기 캐리어 신호가 복구될 수 있다. 상기 복구 캐리어 신호는 상기 제 2 입력 신호(i2)에 대응하는 출력 신호(o2)를 나타낸다. 선택적으로, 상기 제 2 입력 신호는 상기 제 1 입력 신호에 의해 제 2 입력 신호의 열화를 방지하는 주파수를 갖는, 예컨대 상기 제 1 입력 신호의 주파수 대역 외측의 주파수를 갖는 클린 캐리어 신호일 수 있다. 상기 제 2 입력 신호의 주파수에서 상기 출력 신호(O)를 협대역 필터링함으로써, 상기 전체 출력 신호(O)내의 제 2 입력 신호(i2)의 부분(o2)이 결정될 수 있다.
본 발명에 따르면, 비선형 증폭기의 동작점은 다른 방식들로 결정될 수 있다. 상기 제 1 및 제 2 입력 신호의 인력 출력이 공지되어 있는 경우, 이 신호들에 대응하는 출력 전력이 측정될 수 있으며, 전달 곡선 또는 이득 곡선은 예컨대 도 6b에 도시되어 있는 바와 같이 얻어질 수 있다. 상기 전달 곡선 또는 이득 곡선이 공지되어 있는 경우, 비선형 동작 모드에서 상기 비선형 증폭기를 구동시키는 제 1 입력 신호의 입력 전력은 통신 채널을 통해 공지된 입력 전력의 제 2 입력 신호를 전송함으로써, 및 상기 제 2 입력 신호에 대응하는 출력 전력을 측정함으로써 결정될 수 있다.
비선형 모드에 있어서, 입력 전력의 비교적 큰 변동들이 제 1 입력 신호의 출력 전력의 작은 변동들만으로 일어나기 때문에, 상기 제 1 입력 신호의 출력 전력으로부터 상기 제 1 신호의 입력 전력을 결정하는 것이 가능한 경우, 특히 비선형 증폭기가 포화 상태에서 동작하는 경우 어려워진다는 것에 주목해야 한다. 또한, 도 2에서 알 수 있는 바와 같이, 상기 포화점(S) 주위의 비선형 영역에 모호성(ambiguity)이 존재하여, 일정한 레벨의 출력 전력이 그에 대응하는 입력 전력의 두 배의 레벨로 측정되는 경우 입력 전력이 명확하게 측정될 수 없다.
그러나, 본 발명에 따르면, 상기 제 1 신호의 입력 전력, 및 상기 비선형 증폭기의 동작점은 제 2 입력 신호가 상술한 바와 같이 제 1 입력 신호에 비해 소신호인 경우 제 2 입력 신호의 입력 전력 및 전달 곡선 또는 이득 곡선(또는 큰 입력 신호와 작은 입력 신호간의 상술한 관계의 어떤 다른 표현)에 의해 결정될 수 있다. 예컨대, 도 2에 도시되어 있는 바와 같이, 상기 제 2 신호의 출력 전력이 Po2a로 측정되는 경우, 상기 제 2 신호(i2)의 전달 곡선 B는 제 1 신호의 출력 전력을 측정하지 않고, 상기 제 1 신호(I1)의 입력 전력을 PI1a로 결정할 수 있게 한다.
장기간에 걸쳐서, 상기 비선형 증폭기의 전달 곡선 및 이득 곡선은 에이징으로 인해 변할 수 있다. 본 발명에 따르면, 이러한 전달 곡선의 변화는 제 1 및 제 2 입력 신호(I1 및 i2)를 기초로 상기 비선형 증폭기의 동작점을 결정함으로써 검출될 수 있는데, 상기 신호의 각 입력 전력(PI1 및 PI2)은 공지되어 있다. 상기 제 1 및 제 2 입력 신호(I1 및 i2)에 대응하는 각 출력 전력(Po1 및 Po2)을 측정함으로써, 동작점이 결정될 수 있고, 전달 곡선(또는 어떤 다른 표현)을 기초로 유도된 동작점과 비교된다.
본 발명의 이러한 양상을 일부 더 상세히 설명하기 위해, 도 3은 상기 제 1 신호의 입력 전력을 통해 얻어진 상기 제 1 신호와 제 2 신호간의 이득 차이, 즉 이득대 - 이득소를 나타내는 다이어그램을 도시한다. 상술한 바와 같이, 사전기록된 곡선 C상에 있지 않은 동작점(PIa, Poa)이 결정되는 경우, 상기 비선형 증폭기의 에이징은 곡선 C'로 지시된 곡선의 시프트를 발생시킨다. 도 2에 도시되어 있지 않을 지라도, 유사한 시프트는 또한 상기 비선형 증폭기의 전달 곡선에서 알 수 있다.
이 출원의 발명을 제한하는 것없이, 본 발명의 더 구체적인 실시예를 설명하기 위해, 도 4는 통신 채널에 대한 일례로서 통신 위성의 트랜스폰더의 구성요소를 도시한다.
통신 채널의 트랜스폰더는 업링크 지상국(도시되지 않음)으로부터 전송된 업링크 신호(제 1 입력 신호)를 수신하기 위한 수신 안테나(11)를 포함한다. 상기 수신 안테나(11)의 출력 신호는 주파수 변환기(12)에서 주파수 변환된 후 입력 디멀티플렉서(IMUX)(13)에 공급된다. 상기 입력 디멀티플렉서(13)는 상기 안테나로부터의 신호내의 각 신호를 분리하기 위한 수 개의 제 1 필터(14-1 내지 14-n)를 포함한다. 통상적으로, 하나의 필터에는 상기 안테나(11)로부터 수신된 다른 신호들로부터 분리되는 각각의 신호가 제공되고 이 안테나는 통신 채널에 대응한다. 상기 입력 디멀티플렉서(13)의 n개의 출력 신호들은 대응하는 수의 구동 제한 증폭기들(15a-1 내지 15a-n) 및 고전력 증폭기들(15b-1 내지 15b-n)에 공급된다. 각각의 고전력 증폭기에 있어서, 상기 진행파관(TWT)이 상기 입력 디멀티플렉서(13)의 출력 신호를 증폭하는데 이용된다. 상기 고전력 증폭기들(15b-1 내지 15b-n)은 도 6a 및 6b의 곡선 A로 지시된 바와 같이 전달 곡선 및 이득 곡선을 갖는 비선형 증폭기들이다. 선형 모드로 세팅되지 않는 경우, 상기 구동 제한 증폭기들(15a-1 내지 15a-n)은 각각의 고전력 증폭기에 공급되기 전에 상기 입력 디멀티플렉서(13)로부터 수신된 입력 신호를 제한 또는 증폭시키지 않는다. 상기 증폭기 출력 신호는 제 2 필터들(16-1 내지 16-n)을 통해 통과되며, 이 필터들은 n개의 증폭기 출력 신호들을 결합하는 출력 멀티플렉서(OMUX')의 일부이다. 상기 출력 멀티플렉서(17)의 출력 신호는 지상의 소정 영역으로 전송되도록 송신 안테나(18)에 공급된다.
상기 고전력 증폭기들(15b-1 내지 15b-n)의 각 동작점은 업링크 지상국으로부터의 페이로드 신호(제 1 입력 신호)에 의존하며, 이 신호에 의해 상기 증폭기가 포화 상태에서 동작하여 최대 전력 출력을 얻을 수 있다. 소정의 제한들내에서, 상기 구동 제한 증폭기(15a-1 내지 15a-n)는 상기 고전력 증폭기들 각각이 그 포화점에서 동작되도록 세팅될 수 있다. 후술되는 측정을 위해, 상기 구동 제한 증폭기는 선형 동작으로 세팅된다.
본 발명에 따르면, 도 5에 도시되어 있는 지상국(10)에서, 의사 잡음 신호[PN(t)]가 의사 잡음 신호 발생기(19), 예컨대 피드백 시프트 레지스터, 또는 의사 잡음 신호값의 시퀀스가 저장되어 있는 메모리 장치에 의해 발생된다. 이 의사 잡음 신호[PN(t)]는 제로 지연으로 매우 샤프한 자기 상관 함수를 갖는다. 이것은 국부 발생 의사 잡음 신호[PN(t)], 및 전파(propagation) 시간으로 인해 지연된 수신 신호 사이의 시간 지연을 결정할 수 있다. 클린 캐리어 신호[f(t)]는 제 1 승산기(20)에 의해 상기 의사 잡음 신호[PN(t)]와 변조되어 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t) = PN(t) ×f(t)]를 형성한다. 상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)](제 2 입력 신호)는 상향 변환기(21)에 공급되고, 고전력 증폭기(22)를 통해 안테나(23)에 공급되는데, 이 안테나(23)는 테스트시 통신 위성의 트랜스폰더에 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]를 전송한다. 그러나, 위성에 페이로드 신호를 전송하는 사용자의 관점에서 볼 때, 상기 트랜스폰더는 테스트 동안 사용할 수 있는 상태로 유지되고, 페이로드 신호를 연속적으로 공급할 수 있다.
본 발명에 따르면, 전송된 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]의 레벨은 페이로드 신호가 현저히 열화되지 않도록 페이로드 신호의 레벨 이하, 예컨대 20 내지 30dB 또는 그 이상이다. 이러한 이유로, 상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]가 전송될 수 있는 반면, 상기 통신 채널은 동일 또는 다른 지상국으로부터 위성의 트랜스폰더에 전송되는 페이로드 신호를 사용할 수 있다.
상기 실시예에 있어서, 안테나(23)는 또한 위성으로부터 트랜스폰더에 의해 재전송된 신호, 다시 말하면 통신 채널을 통해 진행되는 신호를 수신하도록 이용된다. 안테나(23)의 출력 신호는 동일하지만 지연된 의사 잡음 신호[PN(t)]를 수신하는 제 2 승산기(25)에 공급되는 수신 신호[s'(t)]를 얻도록 하향 변환기(24)를 통과한다. 이러한 지연은 상기 제 2 승산기(25)의 출력이 최대가 되도록 세팅되는 지연 수단(26)에 의해 발생된다. 이것에 의해, 수신 신호[s'(t)]는 매우 동일한 의사 잡음 신호[PN(t)]와 승산되며, 다시 말하면 상관되는데, 상기 잡음 신호는 PN 변조 클린 캐리어 신호를 생성하기 위해 이용되고, 클린 캐리어 신호[f(t)]와 비교할 때 지연 및 감쇄되는 복구 캐리어 신호[f'(t)]가 얻어진다. 경로 감쇄는 자유 공간 손실이 위성과 지상국 사이의 거리에 따라 실질적으로 변하지 않기 때문에 일정하다. 대기 감쇄(atmosperical attenuation)가 방사계로 측정될 수 있기 때문에, 이것은 대응하는 주파수에서의 지상국 안테나의 이득을 고려할 수 있다. 따라서, 클린 캐리어 주파수[f(t)]의 입력 전력과 복구 캐리어 신호[f'(t)]의 출력 전력은 이러한 신호의 이득을 결정하기 위해 측정될 수 있다. 상기 페이로드 신호의 입력 전력은 상기 이득 및 기준값 또는 보정 곡선들에 기초되어 결정되며, 이들은 6a 및 6b에 도시되어 있고 이하 더 상세히 설명될 것이다.
예컨대, 도 6b에 도시되어 있는 바와 같이, 소신호의 이득은 -4dB이고 대신호의 이득은 -1dB이다. 여기서, 상기 측정이 출력 전력 측정과 비교될 때 상당히 효과적이라는 것에 주목해야 한다: 대신호의 출력 전력이 OdBW 내지 -1dB로 변하는 입력 전력에 대해 0.05dB 보다 작게 변하는 동안, 소신호의 이득은 거의 2dB로 변한다.
도 6a에는, 진행파관 증폭기(TWTA)를 통하는 대신호(A)와 3개의 소신호들(B1, B2, B3)에 대한 전달 곡선들이 도시되어 있다. 간략화를 위해, 이 값들은 상기 증폭기의 포화점쪽에 제공된다. 이것은 도 6a에서, 0dB 입력 전력이 0dB 출력 전력에 대응한다는 것을 의미한다. 상기 3개의 소신호들(B1, B2, B3)은 상기 대신호 이하인 20dB, 30dB 및 40dB이다. 도 6b에는, 대신호(A) 및 3개의 소신호들(B1, B2, B3)에 대한 이득 곡선들이 도시되어 있다. 또한, 이 값들은 도 6b에서 0dB 입력 전력이 0dB 이득에 대응하도록 상기 증폭기의 포화점쪽에 제공된다. 소신호들의 이득이 대신호쪽 입력 전력 차이에 의존하는 것이 아니라 대신호의 입력 전력에 의존하기 때문에, 3개의 소신호들에 대한 이득 곡선들은 완전히 중첩된다. 도 6a 및 6b에 도시되어 있는 바와 같이, 상술한 전달 곡선들 및 이득 곡선들은 이후에 개별 증폭기의 동작점을 결정하도록 위성내의 각 증폭기에 대한 보정 곡선들로부터 얻어진다. 유리하게도, 상기 보정 곡선들은 상기 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는데 이용되는 적합한 저장 수단에 저장되어 있는 기준값들의 형태로 기록된다.
상기 보정 곡선들을 측정하기 위해, 대신호 및 소신호가 발생되며, 여기서 소신호는 예컨대 상기 대신호보다 아래인 20dB, 30dB 및 40dB이다. 상기 큰신호 및 소신호는 클린 캐리어이거나, 또는 상기 대신호는 FM 또는 QPSK 변조 신호로 되어 가능한 한 실제 동작 조건에 가깝게 되고, 상기 소신호는 의사 잡음 변조 캐리어 신호이다. 이들 두 신호 즉 대신호와 소신호가 합성되어 트랜스폰더에 전달된다. 안테나(11)에 의해 수신된 전체 입력 신호는 상기 고전력 증폭기(TWTA)의 입력에 공급된다. 상기 합성 신호는 전력으로 스위프되어, 상기 입력에서의 상기 대신호와 소신호 간의 레벨 차이가 항상 동일하게 유지된다. 그러나, 선택적으로, 상기 소신호의 전력은 이것이 상기 비선형 증폭기의 동작점에 실질적으로 영향을 미치지 않기 때문에 일정하게 유지될 수 있다. 상기 고전력 증폭기(TWTA)의 출력 신호는 출력 디멀티플렉서(17)를 통해 안테나(18)에 공급되어, 이를 입력 신호들에 대응하는 출력 레벨이 각각 측정된다.
도 6a 도시된 바와 같은 보정 곡선에 있어서, 상기 대신호의 출력 전력(이 신호는 소신호가 무시가능한 분포를 가질 때 전체 출력 전력과 거의 같음)은 대신호 입력 전력의 함수로 제공된다. 상기 소신호의 출력 전력은 대신호의 입력 전력의 함수로 제공된다. 도 6b에 있어서, 상기 대신호의 이득과 상기 소신호들의 이득은 상기 대신호의 입력 전력의 함수로 제공된다.
도 5에 도시되어 있는 지상국에 있어서, 상기 클린 캐리어 신호[f(t)]와 상기 복구 캐리어 신호[f'(t)]를 기초로 이득을 결정하기 위한 수단(27)이 제공되고, 클린 캐리어 신호[f(t)]와 복구 캐리어 신호[f'(t)]를 수신한다. 더욱이, 기준값들 및 상기 이득으로부터 상기 페이로드 신호의 입력 전력을 유도하기 위한 수단(28)이 제공된다. 상기 이득을 결정하기 위한 상기 수단(27)의 출력은 상기 페이로드 신호의 입력 전력을 유도하기 위한 상기 수단(28)에 공급된다. 상기 기준값들은 이 기준값들을 저장하기 위한 수단(29)으로부터 저장 및 공급된다. 상기 기준값들은 비선형 증폭기에 사전 설정되며, 도 6a 및 도 6b와 관련하여 설명된 바와 같이, 상기 페이로드 신호의 입력 전력을 통해 상기 비선형 증폭기의 이득 곡선 또는 전달 곡선을 나타낸다.
의사 잡음 신호들이 비교적 용이하게 발생될 수 있기 때문에, 의사 잡음 신호들만이 앞서 논의되었다. 그러나, 순수 잡음 신호들이 본 발명에 따른 방법 및 장치에 이용될 수 있다. 상기 순수 잡음 신호 및 의사 잡음 신호의 특성은 당업자에게 자명하고, 예컨대 Bernard Sklar, "Digital Communications-Fundamentals and Applications", Prentice Hall, 1988에 개시되어 있다.
본 발명은 위성 통신 분야에 적용, 실시할 수 있다.

Claims (18)

  1. 페이로드 신호를 소정 레벨로 전송하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법에 있어서:
    - 제 1 의사 잡음 신호[PN(t)]를 발생시키는 단계;
    - PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]를 발생시키기 위해 상기 제 1 의사 잡음 신호[PN(t)]로 클린 캐리어 신호[f(t)]를 변조시키는 단계;
    - 상기 페이로드 신호의 레벨 보다 아래의 레벨에서 상기 통신 채널을 통해 상기 페이로드 신호와 동시에 상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]를 전송하는 단계;
    - 상기 통신 채널을 통해 진행된 후 상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]에 대응하는 수신 신호[s'(t)]를 수신하는 단계;
    - 복구 캐리어 신호[f'(t)]를 발생시키기 위해 상기 제 1 의사 잡음 신호[PN(t)]와 상기 수신 신호[s'(t)]를 상관시키는 단계; 및
    - 상기 클린 캐리어 신호[f(t)]와 상기 복구 캐리어 신호[f'(t)]를 기초로 상기 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]의 레벨은 상기 페이로드 신호의 레벨 보다 20dB 또는 그 보다 아래인 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]의 레벨은 상기 페이로드 신호의 레벨 보다 30dB 또는 그 보다 아래인 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 의사 잡음 신호[PN(t)]는 2진 의사 잡음 시퀀스인 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 2진 의사 잡음 시퀀스는 의사 잡음 신호값의 시퀀스가 저장되어 있는 메모리 장치 또는 피드백 시프트 레지스터에 의해 발생되는 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호[s'(t)]와 상기 제 1 의사 잡음 신호[PN(t)]의 상관은 상기 제 1 의사 잡음 신호[PN(t)]를 지연시키고 상기 지연된 의사 잡음 신호[PN(t)]와 상기 수신 신호[s'(t)]를 승산함으로써 구해지는 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 클린 캐리어 신호[f(t)]와 상기 복구 캐리어 신호[f'(t)]를 기초로 이득이 결정되고, 상기 이득은 상기 페이로드 신호의 입력 전력을 결정하는데 이용되는 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 이득으로부터 상기 페이로드 신호의 입력 전력을 유도하도록 기준값들이 이용되는 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 기준값들은 상기 비선형 증폭기에 사전기록되며, 상기 페이로드 신호의 입력 전력에 대한 상기 비선형 증폭기의 이득 곡선 또는 전달 곡선을 나타내는 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 통신 채널은 통신 위성의 트랜스폰더인 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 방법.
  11. 페이로드 신호가 소정의 레벨로 전송되는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 장치에 있어서:
    - 의사 잡음 신호[PN(t)]를 발생시키기 위한 제 1 의사 잡음 신호 발생 수단(19);
    - PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]를 발생시키기 위해 상기 제 1 의사 잡음 신호[PN(t)]로 클린 캐리어 신호 f(t)를 변조시키는 제 1 변조 수단(20);
    - 상기 페이로드 신호 레벨 보다 아래의 레벨에 있는 상기 통신 채널을 통해 상기 페이로드 신호와 동시에 상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]를 전송하는 전송 수단(21, 22, 23);
    - 상기 통신 채널을 통해 진행된 후 상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]에 대응하는 수신 신호[s'(t)]를 수신하기 위한 수신 수단(23, 24); 및
    - 복구 캐리어 신호[f'(t)]를 발생시키기 위해 상기 의사 잡음 신호[PN(t)]와 상기 수신 신호[s'(t)]를 상관시키기는 제 1 상관 수단(25, 26)을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]의 레벨은 상기 페이로드 신호의 레벨 보다 20dB 또는 그 보다 아래인 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 PN 변조 클린 캐리어 신호[s(t)]의 레벨은 상기 페이로드 신호의 레벨 보다 30dB 또는 그 보다 아래인 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 장치.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 1 의사 잡음 신호 발생 수단(9)은 의사 잡음 신호값의 시퀀스가 저장되는 메모리 장치 또는 피드백 시프트 레지스터인 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 장치.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 1 의사 잡음 신호[PN(t)]를 지연시키기 위한 제 1 지연 수단(26)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 장치.
  16. 제 11 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 클린 캐리어 신호[f(t)]와 상기 복구 캐리어 신호[f'(t)]를 기초로 이득을 결정하기 위한 수단(27)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 장치.
  17. 제 16 항에 있어서,
    기준값들 및 상기 이득으로부터 상기 페이로드 신호의 입력 전력을 유도하기 위한 수단(28)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 장치.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 비선형 증폭기에 사전기록되며, 상기 페이로드 신호의 입력 전력에 대한 상기 비선형 증폭기의 이득 곡선 또는 전달 곡선을 나타내는 상기 기준값들을 저장하기 위한 수단(29)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 채널의 비선형 증폭기의 동작점을 결정하는 장치.
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