PL179971B1

PL179971B1 - Sposób i urzadzenie do redukcji echa resztkowego w sieci lacznosci glosowej PL PL PL PL PL

Info

Publication number: PL179971B1
Application number: PL96317068A
Authority: PL
Inventors: Patrick Michael Velardo Jr; Woodson Dale Wynn
Original assignee: At & T Corp; At & T Ipm Corp
Priority date: 1995-03-03
Filing date: 1996-01-11
Publication date: 2000-11-30
Also published as: JPH09512980A; CN1149945A; CA2189489A1; CA2189489C; EP0759235A1; WO1996027951A1; US5587998A; JP3228940B2; PL317068A1; BR9605921A

Abstract

1. Sposób redukcji echa resztkowego w sieci lacznosci glosowej, w której sygnaly dalekie z sieci oddalonej odbiera sie przez siec lokalna dla redukcji ech zwrotnych sygnalów bliskich, które znajdowaly sie w sieci lokalnej dla nadawania do sieci oddalonej, w którym mierzy sie opóznienie pomiedzy sygnalami bliskimi i nadejsciem odpo- wiednich ech w sygnalach dalekich, znamienny tym, ze przetwarza sie kopie sygnalów bliskich i wy- twarza sie sygnal zmienny w czasie reprezentujacy wygladzony poziom energii sygnalów bliskich opó- znianych o mierzone opóznienie i tlumionych o oce- niana utrate nadawania dla ech, przy czym sygnal zmienny w czasie wykorzystuje sie jako szablon, na- stepnie w procesorze nieliniowym przepuszcza sie sygnaly dalekie zasadniczo bez tlumienia, jezeli przekraczaja one próg wydzielony co najmniej w czesci z szablonu i tlumi sie sygnaly dalekie w pro- cesorze, jezeli leza one w okreslonym zakresie po- nizej progu. FIG.3 PL PL PL PL PL

Description

Przedmiotem wynalazku jest sposób i urządzenie do redukcji echa resztkowego w sieci łączności głosowej.

W sieciach łączności głosowej występuje efekt zawracania od oddalonej końcówki opóźnionej kopii głosu rozmówcy, znajdującego się przy bliskiej końcówce. Takie echo jest szczególnie nieprzyjemne, kiedy występuje z opóźnieniem około 40 ms lub większym, gdyż przy takich

179 971 opóźnieniach echo jest wyraźnie odczuwane przez rozmówcę jako zakłócenie. Zatem także echo stanowi szczególnie poważny problem dla tych typów sieci, z których działaniem związane są stosunkowo duże opóźnienia. Obejmuje to sieci satelitarne i przynajmniej kilka sieci, które realizują kodowanie i kompresję mowy.

Są dostępne urządzenia, które umożliwiają oddalonemu rozmówcy tłumić lub usuwać składową mowy bliskiej końcówki, którąpowraca do bliskiej końcówki. Jednakże są przypadki, kiedy oddalony rozmówca nie używa takiego urządzenia. Ponadto, nawet jeśli urządzenie do tłumienia lub kasowania echajest używane w oddalonej końcówce, może ono nie w pełni usuwać echo. Zatem w wielu przypadkach wystąpi przynajmniej resztkowe echo, wracające do bliskiej końcówki.

W konsekwencji, często jest pożądane, aby bliski rozmówca posiadał urządzenie, które może redukować takie składowe mowy z bliskiej końcówki, które są zawracane do bliskiego rozmówcy po przejściu całej drogi między oddalonymi końcówkami sieci łączności.

Znany jest nieliniowy procesor dla redukcji echa, który został opisany w artykule O.M. Mracka Mitchella i D.A. Berkleya,,A Full-Duplex Echo Suppressor Using Center-Clipping” w Bell System Technical Journal, tom 50 z 1971 r., strony 1619-1630. W artykule jest opisany układ wycinający środek podpasma, przeznaczony do użytku w urządzeniu autonomicznym dla zastąpienia tradycyjnego reduktora echa w oddalonej, to znaczy odbierającej końcówce. Układ wycinający środek podpasma nie miał elementów dostosowujących go do sytuacji, w których występuje znaczne opóźnienie echa.

W opisie patentowym USA nr 4764955 jest przedstawiony sposób określania opóźnienia echa i układ kasowania echa wykorzystujący ten sposób w sieci łączności głosowej. Sieć ma układ kasowania echa, zawierający płaską linię opóźniającą włączoną szeregowo z adaptacyjnym filtrem cyfrowym. W sposobie reguluje się długość płaskiej linii opóźniającej, w celu umożliwienia ograniczania długości filtru do wartości minimalnej. Ten znany sposób jest oparty na działaniach interkorelacyjnych, w którym pierwsze sekwencje interkorelujące wartości energii bloków lub następnych próbek wykorzystuje się dla uzyskania z nich wstępnego oszacowania opóźnienia płaskiego, następnie sekwencje interkorelujące próbek sygnałów z jedną z sekwencji sąwstępnie opóźniane, w celu uzyskania z nich dokładnego oszacowania opóźnienia płaskiego.

W opisie patentowym USA nr 5274705 jest opisane rozwiązanie do tłumienia resztkowego echa przy użyciu urządzenia w oddalonej (odbierającej) końcówce. Echo, które nie zostało całkowicie usunięte przez tradycyjny reduktor echajest dodatkowo usuwane przez nieliniowy procesor. W tym nieliniowym procesorze, określany jest szacunkowy poziom szumów tła dla ustalenia progu przenoszenia szumów w całym paśmie. Transmisje o poziomie sygnału niższym od tego progu, sąprzepuszczane dla zamaskowania resztkowego echa i dla uniknięcia nienaturalnie brzmiących przerw w szumie tła. Ta technika wykorzystuje również energię w echu, w oparciu o oszacowane wzmocnienie na drodze echa, dla ustalenia zmiennego w czasie progu dla pełnopasmowego układu wycinającego środek pasma.

Przedstawione w tym opisie rozwiązanie może, w pewnych przypadkach, nie zapewnić dostatecznego stopnia redukcji echa. Na przykład echo resztkowe, które pozostanie po procesie wycinania środka pasma, będzie rozproszone po różnych częstotliwościach pasma, a zatem może być rozpoznawane jako mowa, a zatem może przeszkadzać, nawet przy bardzo niskim stosunku wartości sygnału do szumu. Ponadto, przepuszczanie szumu w całym paśmie jest niekorzystne, ponieważ szumy wąskopasmowe, takie jak przy dźwięk zasilania, będą zwiększały próg przenoszenia szumu w całym paśmie częstotliwości. Może to powodować niepożądaną transmisję ech, które są maskowane przez szum tylko w ograniczonym zakresie częstotliwości.

Ponadto stwierdzono, że urządzenie umieszczone przy bliskiej (nadającej) końcówce może być używane dla redukcji echa od oddalonej końcówki, jeśli jest skompensowane pod względem opóźnienia, wprowadzanego przez przesyłanie echa przez całą drogę przez lokalną sieć i oddaloną sieć. Na przykład, w publikacji zgłoszenia międzynarodowego nr WO 94/14248 opisano stosowanie tradycyjnego reduktora echa w bliskiej (nadającej) końcówce. Ponieważ może wystąpić znaczne opóźnienie między nadaniem mowy z bliskiej końcówki a nadejściem

179 971 echa, które ma być zredukowane, reduktor echa pracuje w połączeniu z urządzeniem opóźniającym, które jest zaprogramowane, przed zainstalowaniem, dla dostarczania ustalonego opóźnienia kompensującego. W reduktorze echa, adaptacyjny, pełnopasmowy filtr poprzeczny wytwarza zanegowaną kopię echa. Jednakże pewne czynniki mogą spowodować, że układ nie będzie pracował w pełni zadowalająco. Na przykład dokładność kopii echa jest ograniczona przez szumy linii. Może to zmniejszyć sprawność reduktora echa. Ponadto, urządzenia wzmacniające lub kompresujące, znajdujące się między sieciami lokalną a oddaloną, mogą zniekształcić częściowo sygnał echa, prowadząc do niepełnego tłumienia. Jakość działania układu może również ulec pogorszeniu w wyniku przesunięcia fazy, na przykład w wyniku stosowania analogowych urządzeń transmisyjnych, lub w wyniku szumu kwantyzacji i nieliniowości, wprowadzanych przez układy kodujące głos w cyfrowych układach transmisyjnych.

Z opisu patentowego USA 5313498 znany jest sposób i urządzenie do eliminacji echa w cyfrowym systemie łączności, w którym w celu zmniejszenia złożoności adaptacyjnego filtru cyfrowego wykorzystywanego do kasowania opóźnionych ech sieciowych, szeregowo z nim jest włączony układ opóźnieniowy dla kompensacji opóźnienia zawartego w układzie kodująco/dekodującym mowy. W przypadku układu o zmiennym opóźnieniu wykrywany jest stopień, o który jest opóźniane echo w adaptacyjnym filtrze cyfrowym, przy czym jest on wykorzystywany do modyfikacji czasu opóźnienia. Zastosowany obwód sterowania wzmocnieniem może być wykorzystywany do redukcji wzmocnienia sygnału odebranego, gdy rozmowa jest prowadzona w części bliskiej, a zdolności adaptacyjne filtru są przekroczone.

W opisie patentowym USA nr 5406552 jest przedstawione urządzenie i sposób linearnego kasowania echa. W znanym rozwiązaniu wykorzystuje się konfigurację linearnego sprzężenia zwrotnego dla oszacowania i kasowania echa słuchacza, w którym układy korektora i kasowania echa słuchacza sąwspólnie modyfikowane w celu określenia sygnału błędu. Urządzenie korekcji fazowej jest wykorzystywane do kompensacji przesunięcia częstotliwości w echu słuchacza, przy czym związek pomiędzy echem słuchacza i dalekim echem rozmówcy jest wykorzystywany do kasowania echa słuchacza.

Istotą sposobu redukcji echa resztkowego w sieci łączności głosowej, według wynalazku, w której sygnały dalekie z sieci oddalonej odbiera się przez sieć lokalną dla redukcji ech zwrotnych sygnałów bliskich, które znajdowały się w sieci lokalnej dla nadawania do sieci oddalonej, w którym mierzy się opóźnienie pomiędzy sygnałami bliskimi i nadejściem odpowiednich ech w sygnałach dalekich, jest to, że przetwarza się kopię sygnałów bliskich i wytwarza się sygnał zmienny w czasie reprezentujący wygładzony poziom energii sygnałów bliskich opóźnianych o mierzone opóźnienie i tłumionych o ocenianąutratę nadawania dla ech, przy czym sygnał zmienny w czasie wykorzystuje się jako szablon, następnie w procesorze nieliniowym przepuszcza się sygnały dalekie zasadniczo bez tłumienia, jeżeli przekraczają one próg wydzielony co najmniej w części z szablonu i tłumi się sygnały dalekie w procesorze, jeżeli leżą one w określonym zakresie poniżej progu.

Korzystnie, analizuje się sygnały dalekie w wielu składowych podpasma częstotliwości, które określa się jako sygnały podpasma dalekiego, i analizuje się sygnały bliskie w wielu składowych podpasma częstotliwości, które określa się jako sygnały podpasma bliskiego, po czym przetwarza się kopię sygnałów bliskich poprzez przetwarzanie kopii każdego sygnału podpasma bliskiego i wytwarza się sygnał zmienny w czasie reprezentujący wygładzony poziom energii sygnału podpasma bliskiego opóźnionego o mierzone opóźnienie i tłumionego o ocenianą utratę nadawania dla ech.

Korzystnie, poddaje się syntezie przetworzone nieliniowo sygnały podpasma dalekiego i tworzy się sygnał daleki pełnego pasma o zredukowanym echu.

Korzystnie, w trakcie etapu pomiaru opóźnienia ocenia się koherentną wartość metryczną C(t; f) zakresu częstotliwości sygnałów bliskich i dalekich, przy czym wartość metryczna jest funkcjączęstotliwości f i opóźnienia względnegoτ pomiędzy wymienionymi sygnałami, sumuje się wartość metryczną C(t; f) w badanym paśmie częstotliwości i otrzymuje się funkcję energii

179 971 koherentnej C(t), po czym identyfikuje się miejscową wartość szczytową funkcji energii koherentnej C(t).

Korzystnie, wartość progu równa się szablonowi.

Korzystnie, wartość progu określa się przez sumowanie szablonu z wartościąwydzielonąz oszacowania poziomu szumu odebranego w odpowiednim podpasmie z drugiej sieci.

Korzystnie, ustala się dla każdego sygnału podpasma dalekiego poziomu szumu, któiy w każdym badanym czasie jest mniejszy lub równy odpowiedniemu sygnałowi szablonu, oraz dla każdego sygnału podpasma dalekiego, w trakcie etapów przepuszczania i tłumienia, przepuszcza się sygnał podpasma dalekiego bez tłumienia, jeżeli spada poniżej poziomu szumu.

Korzystnie, dla każdego sygnału podpasma dalekiego, w trakcie etapu ustalania odpowiedniego poziomu szumu, uzyskuje się obwiednię energii sygnału podpasma dalekiego i wygładza się tę obwiednię w procedurze uśredniania.

Korzystnie, w trakcie etapu tłumienia obcina się sygnał podpasma dalekiego do określonego poziomu.

Korzystnie, wartość metryczną C(t; f) wyraża się przez zależność

C(t; f) = |SYX(x; f) |²/[SY(f) x SY(x; f)], w której f reprezentuje częstotliwość, SY(f) jest uśrednionym widmem akustycznym sygnału bliskiego, SX(t; f) jest uśrednionym widmem akustycznym sygnału dalekiego i SYX(t; f) jest średnią widma poprzecznego sygnałów bliskich i dalekich.

Istotą urządzenia do redukcji echa resztkowego w sieci łączności głosowej, według wynalazku, zawierającej sieć lokalną, sieć oddalonąi połączenia międzysieciowe, w której bliskie sygnały łączności są zlokalizowane w sieci lokalnej dla nadawania do sieci oddalonej i dalekie sygnały łączności są odbierane przez sieć lokalną z sieci oddalonej, oraz układ redukcji echa do przetwarzania sygnałów dalekich dla redukcji ech zwrotnych sygnałów bliskich z sieci oddalonej, przy czym urządzenie zawiera układ obliczania opóźnienia do pomiaru opóźnienia pomiędzy sygnałami bliskimi i nadejściem odpowiednich ech w sygnałach dalekich, jest to, że w sieci lokalnej jest umieszczony układ sterowania resztkowym echem zdalnym odbierający kopię sygnałów bliskich, przetwarzający tę kopię i wytwarzający sygnał wyjściowy zmienny w czasie, określany jako szablon, który reprezentuje wygładzony poziom energii sygnałów bliskich opóźnionych o mierzone opóźnienie i tłumionych o ocenianąutratę nadawania dla ech, zaś urządzenie zawiera procesor sygnału nieliniowego przepuszczający sygnały dalekie zasadniczo bez tłumienia, jeżeli przekraczają one próg wydzielony co najmniej w części z szablonu, i tłumiący sygnały dalekie, jeżeli leżą one w określonym zakresie poniżej progu.

Korzystnie, zawiera dołączony do procesora sygnału nieliniowego procesor analizy częstotliwościowej analizujący sygnały dalekie w wielu składowych podpasma częstotliwości, określane jako sygnały podpasma dalekiego, i analizujący sygnały bliskie w wielu składowych podpasma częstotliwości, określane jako sygnały podpasma bliskiego, przy czym procesor sygnału nieliniowego odbierający kopię każdego sygnału podpasma bliskiego, zawiera układy uśredniania przetwarzające każdą taką kopię i wytwarzające sygnał zmienny w czasie, określany jako szablon, który reprezentuje wygładzony poziom energii zawarty w sygnale podpasma bliskiego opóźnionego o mierzone opóźnienie i tłumionego o ocenianą utratę nadawania dla ech oraz jest dostosowany do przepuszczania każdego podpasma sygnału dalekiego zasadniczo bez tłumienia, jeżeli przekracza on odpowiedni szablon, i do tłumienia każdego podpasma sygnału dalekiego, jeżeli leży on w określonym zakresie poniżej odpowiedniego szablonu.

Korzystnie, układ obliczania opóźnienia zawiera procesor koherentnej wartości metrycznej oceniający koherentną wartość metryczną C(t; f) zakresu częstotliwości sygnałów bliskich i dalekich, gdzie wartość metryczna jest funkcją częstotliwości f i względnego opóźnienia τ pomiędzy wymienionymi sygnałami, układ sumujący częstotliwości, sumujący wartość metryczną C(t; f) w badanym paśmie częstotliwości dla otrzymania funkcji koherentnej energii C(t), i układ

179 971 poszukiwania wartości szczytowej identyfikujący lokalną wartość szczytową funkcji koherentnej energii C(t).

Korzystnie, wartość metryczna C(t; f) jest wyrażona przez:

C(t; f) = |SYX(x; f) |²/[SY(f) x SY(t; f)], gdzie f reprezentuje częstotliwość, SY(f) jest uśrednionym widmem akustycznym sygnału bliskiego, SX(t; f) jest uśrednionym widmem akustycznym sygnału dalekiego i SYX(x; f) jest średnią widma poprzecznego sygnałów bliskich i dalekich.

Wynalazek w przykładzie wykonania jest przedstawiony na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia schemat sieci łączności, włącznie ze znanym wykorzystaniem urządzeń do redukcji echa, fig. 2 - schemat sieci łączności z układem sterowania resztkowym echem zdalnym (RFEC), fig. 3 - schemat układu sterowania resztkowym echem zdalnym według wynalazku, fig. 4 - schemat procesora sygnału nieliniowego z fig. 3 do przetwarzania sygnału podpasma, fig. 5 - funkcję przenoszenia dla urządzenia wycinającego środek pasma, zaś fig. 6 - schemat układu pomiaru opóźnienia echa.

Przedstawiona na figurze 1 sieć łączności głosowej zawiera sieć lokalną 10, sieć oddaloną 20 i połączenia międzysieciowe 30. Każda sieć 10,20 zawiera zwykle hybrydowy układ telefoniczny 32 i jedną lub kilka przełącznic lub central 34. Połączenia międzysieciowe 30 mogą zawierać łącza komunikacyjne pomiędzy narodowymi i międzynarodowymi sieciami oraz łącza z satelitami telekomunikacyjnymi. Sieć łączności dla łączności dalekosiężnej zwykle zawiera również układy wzmacniające 40 dla redukcji szerokości pasma transmisji przez kodowanie mowy lub inne procesy kompresji mowy. Sieci lokalna i oddalona mogą również zawierać tradycyjne układy 50,55 redukcji echa. Na przykład, w oddalonej sieci układ 55 redukcji echajest użyty do redukcji echa z bliskiej końcówki wytwarzanego w lokalnym układzie, który jest zawracany przez oddaloną sieć i wraca do bliskiego rozmówcy jako echo jego własnego głosu.

W wielu przypadkach układ 55 redukcji echa nie istnieje, lub redukuje on echo nieefektywne. Dlatego jest korzystne dla bliskiego rozmówcy zastosowanie układu sterowania resztkowym echem zdalnym (RFEC), który jest zainstalowany w lokalnej sieci. Taki układ RFEC 60, jak pokazano na figurze 2, jest użyteczny dla dalszej redukcji echa, które wraca do bliskiego rozmówcy od oddalonej końcówki.

Na figurze 3 przedstawiono schemat układu RFEC, który pracuje na pełnopasmowym, bliskim sygnale głosu y[n] i pełnopasmowym, dalekim sygnale głosu x[n] (zmienna n oznacza dyskretną miarę czasu). Układ ten wykorzystuje cyfrowy procesor sygnałowy.

W układzie obliczania opóźnienia 100 układu RFEC wyznaczana jest wartość EPD[nJ, która jest szacunkową wartością opóźnienia echa między bliskimi sygnałami 'wysyłanym a wracającym. Jak wyjaśniono poniżej, pośredni etap w wyznaczaniu EPD[n] obejmuje wyliczenie pełnopasmowej, średniej energii widma sygnałów bliskiego i dalekiego. Opcjonalny pomiar strat między sygnałami nadawanym a odbieranym można uzyskać na podstawie stosunku energii widma dalekiego sygnału do energii widma bliskiego sygnału. W tym stosunku, energia widma sygnału bliskiego jest opóźniana o szacunkowe opóźnienie echa.

Opcjonalny pomiar strat jest najlepiej przedstawiony w układzie oszacowania straty echa powrotnego 425, na figurze 6. Pomiar strat może być użyteczny dla dobrania wielkości tłumienia szablonu i może być również użyty jako sygnał sterujący dla określania, kiedy należy uaktywnić przetwarzanie sygnału podpasma w procesorze sygnału nieliniowego 130, przedstawionym na figurze 3.

W bloku opóźnienia 110 pozostałe części nadawanego z bliskiej końcówki głosu sąpoddawane opóźnieniu o wielkości EPD[n] dla utworzenia opóźnionego, pełnopasmowego, sygnału bliskiego y [n-EPD]. Jest on użyty do wytworzenia szablonu, który, j ak wspomniano, reprezentuje szacunkową obwiednię echa po tłumieniu.

W dołączonym do bloku opóźnienia 110 procesorze analizy częstotliwościowej 120, opóźniony bliski sygnał jest rozkładany na liczne podpasma częstotliwościowe, ponumerowane od 1

179 971 do M. Każdy sygnał podpasma, na przykład sygnał Utego subpasma ya_k[n] jest poddawany oddzielnie przetwarzaniu sygnału podpasma. Jak przedstawiono na figurze, każdy sygnał podpasma jest przetwarzany w odpowiednim procesorze sygnału nieliniowego 130. W korzystnym przykładzie wykonania, procesor analizy częstotliwościowej 120 jest blokiem filtrów analizy wielofazowej ze zredukowaną częstotliwością próbkowania, który wytwarza przetworzone sygnały podpasm, zwłaszcza blokiem filtrów z modulacją kosinusową które są zastosowane w wydajnych obliczeniowo, układach przetwarzania wielofazowego, zapewniając minimalne zniekształcenia przy rekonstrukcji sygnału pełnopasmowego.

Ponadto, selektywna regulacja poszczególnych podpasm częstotliwości prowadzi do wyższej stabilności roboczej i lepszej jakości głosu niż można to uzyskać tradycyjnymi, pełnopasmowymi procesorami nieliniowymi dla redukcji echa. Ponadto, podejście podpasmowe daje wrażenie połączenia w pełni dwustronnego, ponieważ większość aktywnych pasm częstotliwości oddalonego rozmówcy może różnić się od pasm echa lokalnego rozmówcy. Dalej, pompowanie szumów jest mniej zauważalne w przypadku podpasm niż przy przetwarzaniu pełnego pasma, nawet bez stosowania, opisanego powyżej, przepuszczania szumów podprogowych.

W odpowiednim bloku procesora sygnału nieliniowego 130 są również przetwarzane sygnały podpasma M, uzyskane przez rozkład sygnału dalekiego x[n] w bloku analizy częstotliwości 140.W korzystnym wykonaniu, blok analizy częstotliwości 140 jest również blokiem filtrów analizy wielofazowej ze zredukowaną częstotliwością próbkowania, który wytwarza przetworzone sygnały podpasmowe. Dla każdej wartości k (k przyjmuje wartości całkowite od 1 do M), daleki sygnał £-tego podpasma xa_k[n] jest poddawany, w procesorze sygnału nieliniowego 130, operacji wycinania środka pasma w oparciu o porównanie między dalekim sygnałem podpasma a odpowiadającej mu wartości szablonu. ^!

Sygnałem wyjściowym każdego bloku procesora sygnału nieliniowego 130 jest odpowiedni, przetworzony sygnał pódpasmowy xe_k[n]. M przetworzonych sygnałówpodpasmowych jest łączonych w bloku syntezy częstotliwościowej 150 dła wytworzenia pełnopasmowego sygnału wyjściowego x_p0[n]. W korzystnym przykładzie wykonania, blok 150 jest blokiem filtrów syntezy wielofazowej.

Błok pełnopasmowego wykrywania głosu 135 dołączony do procesora sygnału nieliniowego 130 stosowany jest dla zablokowania przetwarzania podpasmowego w tym procesorze 130, kiedy wykrywany jest głos z oddalonej końcówki i dla umożliwienia przetwarzania podpasmowego w innych momentach. Funkcje blokowania i odblokowywania sąprzykładowo inicjowane przez odpowiednie ustawianie wskaźnika, mającego stan ZEZWOLENIE i stan BLOKADA. Pełnopasmowe oszacowanie strat echa może być użyteczne dla określania, kiedy energia w sygnale wejściowym x[n] reprezentuje rzeczywiście głos, a nie echo głosu z bliskiej końcówki. Inaczej mówiąc, x[n] może być uznany za głos z dalekiej końcówki raczej niż echo, jeśli obwiednia jego energii reprezentuje większy ułamek obwiedni opóźnionej energii y[n] niż można by oczekiwać na podstawie tylko strat echa. Na fig. 3 blok pełnopasmowego wykrywania głosu 135 ma wejście dla sygnału, który reprezentuje takie oszacowanie strat echa, przy czym oszacowanie może być wykonane w układzie oszacowania straty echa powrotnego 425, z fig. 6.

Poniżej, w odniesieniu do figury 4, opisano szczegóły przetwarzania w procesorze sygnału nieliniowego 130 sygnałów ya_k[n] i xa_k[n] dziesiętnego Zr-tego podpasma.

W pierwszym module 200 następuje wyznaczenie amplitudy przebiegu sygnału bliskiego ya_k[n] i przekazanie do pierwszego układu uśredniania 210. Podobnie, w drugim module następuje określenie amplitudy przebiegu sygnału dalekiego xa_k[n] i przekazanie do drugiego układu uśredniania 230. Każdy z układów 210 i 230 realizuje operację zabezpieczenia przed wyskokami, wygładzenia o stosunkowo krótkim czasie narastania i powolnym opadaniu, przy czym pożądane jest przynajmniej w tym pierwszym układzie 210 przybliżenie w spodziewanej części pogłosowej echa.

Na przykład, wygładzony sygnał wyjściowy yb_k[n] z pierwszego układu uśredniania 210 wyraża się średnią rekurencyjną jeżeli | ya_k[n]| >yb_k[n] (warunek narastania):yb_k[n] = A2 · | ya_k[n]| + (1-A2) -yb_k[n-l];

179 971 jeżeli | ya_k[n]| <yb_k[n] (warunek opadania):yb_k[n] = A3 | ya_k[n]| + (1-A3) -yb_k[n-l], gdzie A2 dobrane jako bliskiej jedności w celu zapewnienia krótkiego czasu narastania, a A3 dobrane jest dla otrzymania zaniku rzędu 40-50 ms.

Przez zapewnienie we wzorze na yb_k[n] przewyższenia wyskoków w ya_k[n] w ciągu zadanego okresu przetrzymywania rozwiązanie według wynalazku może być mniej wrażliwe na błędy oszacowania opóźnienia trasy echa. Korzystnie okres przetrzymywania ustawiony jest na oczekiwane opóźnienie sieci odległej, które wynosi zwykle 20-40 ms, przy czym warunek przetrzymywania stosowanyjest zgodnie z następującymi wskazówkami: (i) jeżeli spełnionyjest warunek narastania, uaktualnić yb_k[n] i zainicjować okres przetrzymywania; (ii) jeżeli spełniony jest warunek opadania, uaktualnić yb_k[n] tylko, jeżeli upłynął ostatni okres przetrzymywania.

Ewentualne regulacje do oczekiwanych strat na trasie echa, EPL_k[n] dokonywane są w układzie regulacji straty 240, przy czym w konwencjonalnych obcinaczach dwustronnych wyznaczona jest wstępnie stała wartość minimalnych strat oczekiwanych, który wynosi zwykle około 18 dB ze względu na sterowanie echem resztkowym w sieciach telekomunikacyjnych.

Korzystne jest dokonanie korekcji tej oczekiwanej wartości strat, jeżeli na przykład poziom energii szablonu wykazuje tendencje do przekraczania rzeczywistych poziomów energii odbieranych sygnałów echa.

Stwierdzono praktycznie, że stałe, minimalne straty oczekiwane we wszystkich podpasmach zawierają się w zakresie 10-12 dB i należy ustawiać EPLjako równe tej wartości. Ta wartość strat może być wyznaczona z łatwością, na przykład z pomiarów sieciowych wykonanych przy monitorowaniu wewnątrzsieciowych łączy dalekosiężnych w ciągu odpowiednio długiego czasu.

Przynajmniej w niektórych przypadkach może być pożądane zastosowanie innej stałej wartości EPL_kfn] dla każdego pasma częstotliwości k. Umożliwia to kształtowanie wartości strat zgodnie, na przykład, z kryteriami percepcji lub wynikami pomiarów sieciowych.

Innąmożliwościąjest adaptacyjne wyznaczanie EPL[n], albo we wszystkich podpasmach częstotliwościowych, albo indywidualnie w odpowiednich podpasmach. Zgodnie z tą możliwością założona minimalna wartość strat oczekiwanych może służyć za dolną granicę EPL, przy regulacji EPL uzależnionej od wyników obliczania strat. Odpowiednie obliczenia strat pełnego pasma omówiono powyżej. Zgodnie z jeszcze inną możliwością straty można wyznaczać przez aktywne testowanie sieci zdalnej za pomocąznanego sygnału, i analizowanie echa powrotnego.

W pierwszym układzie mnożącym 250 obwiednia bliska z pierwszego układu uśredniania 210 mnożona jest przez wartość oszacowania strat, w celu otrzymania nadążającego za przebiegiem progu CL 1 _k[n]

CLl_k[n]=EPL_k[n]xyb_k[n].

W drugim układzie uśredniania 230 daleki sygnał wejściowy jest wygładzany w sposób podobny do wygładzania wejściowego sygnału bliskiego w pierwszym układzie uśredniania 210. Wygładzony daleki sygnał wejściowy służy do realizacji ewentualnego doregulowania strat w układzie regulacji straty 240 i do realizacji oszacowania poziomu szumów w następnych układach 260 i 265, co opisano poniżej.

Wygładzony sygnał wyjściowy xb_k[n] z drugiego układu uśredniania 230 wyraża się przykładowo przez średnią rekursyjną jeżeli | ya_k[n]| >yb_k[n]:yb_k[n] = A4 · | ya_k[n]| + (1-A4) yb_k[n-l];

jeżeli | ya_k[n]| <yb_k[n]:yb_k[n] = A5 · | ya_k[n]| + (1-A5) -yb_k[n-l], gdzie A4 dobrane jako bliskiej jedności w celu zapewnienia krótkiego czasu narastania, a A5 dobrane jest dla otrzymania zaniku rzędu 40-50 ms.

Sygnał wyjściowy xb_k[n] z drugiego układu uśredniania 230, który reprezentuje wygładzoną obwiednię sygnału dalekiego, jest przetwarzany w trzecim układzie uśredniania 260, w celu otrzymania sygnału oszacowania xc_k[n] z poziomu szumu z sieci dalekiej. Na przykład, sygnał wyj ścio

179 971 wy xb_k[n] z drugiego układu uśredniania 230 poddawany jest operacji średniej rekurencyjnej określonej przez:

jeżeli | xb_k[n]| > xc_k[n]:xc_k[n] = A6 · | xb_k[n]| + (1-A6) · xc_k[n-l];

jeżeli | xb_k[n]| <xc_k[n]:xc_k[n] = A7 · | xb_k[n]| + (1-A7) · xc_k[n-l], gdzie A6 dobrane jako stosunkowo małe w celu zapewnienia krótkiego czasu narastania, a A7 dobrane jest dla otrzymania krótkiego zaniku rzędu 1-5 ms.

Z oszacowania szumu dalekiego xc_k[n] otrzymuje się podążający za przebiegiem próg dolny (to znaczy poziom szumów) CL2_k[n], jak to jest realizowane w trzecim układzie mnożącym 265, na fig. 4. Przykładowo, ten próg otrzymuje się przez wymnożenie wartości oszacowania szumu przez opcjonalny współczynnik skalowania NFAC_k[n], który zwykle przybiera wartości między 0,5-1,5. Ponadto, korzystne jest jeżeli przyjmuje się, że próg CL2_k[n] nigdy nie przekracza oczekiwanego poziomu echa. Tak więc przykładowy próg dolny określony jest wzorem:

CL2k[n] = min (NFACk[n] x xck[n], Cl 1 k[n]).

Stwierdzono, że oszacowanie poziomu szumów można poprawić jeszcze bardziej, jeżeli wygładzenie xa_k[n] i xb_k[n] wykonuje się tylko kiedy daleki sygnał wejściowy zawiera sam szum, bez mowy. Blok pełnopasmowego wykrywania głosu 135, z fig. 3, z łatwością można wykorzystać do rozróżnienia sytuacji, w której mowa (lub echo) występuje, i sytuacji, w której 'występuje sam szum. Zgodnie z tym, w pierwszym przypadku blokuje się oszacowanie poziomu szumów, a w drugim przypadku się ją odblokowuje.

W układzie obcinania środkowego 270 sygnał wejściowy daleki, podpasma, xa_k[n] jest poddawany obcinaniu dwustronnemu. Zgodnie z wynalazkiem sygnał wejściowy tłumiony jest zawsze kiedy jego wartość bezwzględna znajduje się między progami CL2_k[n] a CLl_k[n] + CL2_k[n], lecz przepuszczany jest bez tłumienia jeżeli albo: (1) jest większy od CLl_k[n] + CL2_k[n] albo jest mniejszy od CL2_k[n],

Funkcje przenoszenia przy obcinaniu dwustronnym przedstawiono na figurze 5. Jak widać z tej figury, sygnał wejściowy jest przepuszczany w zasadzie bez tłumienia, jeżeli wartość bezwzględna sygnału jest mniejsza od progu dolnego CL2 lub większa od progu górnego CLI + CL2, przy czym na tej figurze dla uproszczenia opuszczono indeks dolny £ i jawną zależność od skwantyzowanego czasu n. Natomiast, w obszarze pośrednim między tymi progami, sygnał wejściowy obcinany jest do płaskiego poziomu wyjściowego CL2.

Stwierdzono, że kiedy szum jest stosunkowo duży w danym podpasmie k, w podpasmie może być przez powyższy układ nadawane pewne zredukowane i zniekształcone echo. W celu zamaskowania tej składowej echa, skuteczne jest zmieszanie przenoszonego sygnału podpasma z pewną składową szumu białego, to znaczy składowej szumowej o płaskim widmie w danym podpasmie k. Korzystnie poziom sygnału podpasma (1-FFAC) x xa_k mieszany jest z poziomem szumu białego FFAC x CL2_k[n]. Zwykle wybieramy wartość FFAC w zakresie 25-50%. Ponieważ widmo wprowadzonego szumujest płaskie tylko w każdym podpasmie, to wynikowy pełnopasmowy zsyntetyzowany sygnał wyjściowy będzie przybliżał pełnopasmowe widmo szumowe.

W układzie po wygładzającym 275 opcjowalna funkcja wygładzania końcowego usuwa pasożytnicze wyskoki otrzymane z wyjścia układu obcinania środkowego 270. Zgodnie z procedurą obcinania końcowego, która jest podobna do procedury filtru uśredniającego, dokonuje się sprawdzenia czy bieżąca próbka sygnału xd_k[n] występuje podczas trwania dalekiego sygnału mowy. Określenie to opiera się na sygnale wyjściowym układu wykrywania mowy 320, z fig. 6, w połączeniu z pomiarem strat, w sposób opisany powyżej. Jeżeli mowa z końca odległego nie występuje, a aktualny blok sygnału zawiera oddzielne wyskoki wzbudzone przez obcięte próbki sygnału, to wycinany jest cały blok. Z drugiej strony, jeżeli wykrywa się mowę z końca odległego, to w całym bloku odtwarzane są wartości obcięte. W tym celu korzystne jest stosowanie rozmiarów bloku około 10-20 ms. Poza tym układ powygładzający 275 może realizować dodatkowe tłumienie tych segmentów obciętego sygnału z końca odległego, które zawierają sam szum.

179 971

Jak wspomniano, wartość oszacowania pełnopasmowego EPD[n] opóźnienia na trasie echa jest obliczana w układzie obliczania opóźnienia 100, z fig. 3. Poniżej, w odniesieniu do fig. 6, przedstawiono obliczanie tego opóźnienia. Sposób ten opiera się na obliczeniu koherentnej wartości metrycznej zakresu częstotliwości. Ta wartość jest wyznaczana z periodogramu widma autokorelacyjnego sygnałów, odpowiednio, bliskiego i dalekiego, oszacowania periodogramu, a periodogram przybliża jego widmo korelacji wzajemnej. Jednakże w odróżnieniu od znanych metod, w rozwiązaniu według wynalazku wyznacza się koherentną wartość metryczną i kończy się znormalizowaną energetyczną wartością metryczną przed wykonaniem odwrotnej transformaty FFT przetwarzania ze strefy częstotliwości na powrót w strefę czasu. W wyniku tej modyfikacji otrzymuje się mniej dokładne oszacowanie czasowe niż przy pełnym oszacowaniu, lecz pozwala to zmniejszyć wymagania dotyczącej mocy obliczeniowej i zajętości pamięci.

Bliski sygnał wejściowy y [n] i daleki sygnał wejściowy x[n] odbierane są w czasie rzeczywistym w układach odbiorczych 300 i 310, przy czym te sygnały wejściowe dzielone są na zachodzące na siebie bloki. W oknie czasowym, na przykład oknie Hanninga, dokonywana jest ocena próbek w każdym bloku. Korzystne jest zastosowanie rozmiaru bloku wynoszącego 240 próbek z nakładką33%, to znaczy 80 próbek. Obliczanie opóźnienia przeznaczone jest do wykonywania tylko na sygnałach bliskich mowy, i na tej części wracającego sygnału echa dalekiego, który, jak się zakłada, zawiera echa bliskiego sygnału mowy. Tak więc obliczanie opóźnienia inicjuje się tylko przy wykryciu bliskich sygnałów mowy. W tym celu układ wykrywania mowy 320 daje sygnał „naprzód”, kiedy stwierdzi, że mówi strona bliska, przy czym wykorzystuje się układy wykrywania mowy pracujące na zasadzie prostego pomiaru energii, w celu stwierdzenia aktywności w rozmowie końca bliskiego.

Pożądane jest umożliwienie uniknięcia niekoniecznych obliczeń w okresach czasu, w których nie oczekuje się echa. Wszystkie echa po zainicjowaniu danego wyskoku mowy bliskiej spodziewane są w pewnym okresie czasu. Do prezentacji tego okresu czasu wybiera się okres czasu T₂, zwykle około 1000 ms. Ponadto, wystąpienie pierwszego echa spodziewane jest po pewnym minimalnym opóźnieniu transmisyjnym. Dla prezentacji tego opóźnienia wybraliśmy okres czasu T_b Jakkolwiek okres czasu T, można ewentualnie ustawić na 0, to korzystne jest zastosowanie wartości niezerowej, skończonej, zwykle około 150 ms. Okresy czasu Tj i T₂ zostają zapisane w układzie zegarowym 330. Ten układ zegarowy ogranicza przetwarzanie sygnału dalekiego do tych bloków dalekich, które nadchodzą z opóźnieniem między okresami czasu T₁ a T₂, względem aktualnie przetwarzanego bloku bliskiego.

Kiedy układ wykrywania mowy 320 stwierdza, że energia mowy k-tego bloku sygnału bliskiego przekracza zadany próg, to ten układ wysyła sygnał startu. W odpowiedzi na to następuje uzupełnienie bloku sygnału bliskiego zerami i przetransformowanie go na sygnał Y(f) zakresu częstotliwości z użyciem szybkiej transformacji Fouriera (FFT) w pierwszym układzie FFT 340. Na przykład, korzystne jest zastosowanie transformacji FFT o długości 256 punktów, wymagającej uzupełnienia 16 zerami. Widmo autokorelacyjne sygnału bliskiego otrzymuje się przez obliczenie kwadratu modułu z Y(f), to znaczy przez utworzenie )Y(f)|², w układzie | Y|² 350.

Podobnie, te bloki sygnału dalekiego, które odebrano między okresami czasu T, a T₂ po wykryciu mowy bliskiej uzupełniane są zerami i poddawane transformacji w drugim układzie FFT 360, takim jak pierwszy układ FFT 340. Jednakże ten sygnał daleki zakresu częstotliwości obliczany jest dla każdego zbioru wartości dyskretnych zmiennego opóźnienia czasowegoT, który znajduje się wewnątrz przedziału od Tj do T₂. Kolejne wartości τ rozdzielone są przez, na przykład, 160 próbek (2/3 długości bloku). Wynikowy sygnał zakresu częstotliwości oznaczono jako Χ(τ, f). Bliskie widmo autokorelacyjne (dla każdego z dyskretnych opóźnieńτ) kształtowane jest przez wyznaczenie kwadratu modułu | Χ(τ, f)| ² w przykładzie |X| ² 370.

Widmo korelacji wzajemnej kształtowane jest przez każdy blok opóźniony między T] a T₂w układzie XY 380. To widmo korelacji wzajemnej stanowi iloczyn sygnału bliskiego zakresu częstotliwości przez sprzężony daleki sygnał zespolony zakresu częstotliwości. Podobnie jak bliskie widmo autokorelacyjne, to widmo korelacji wzajemnej ΧΥ* (τ, f) jest uzależniona od opóźnienia τ.

179 971

Cały zespół widma Y(f), Χ(τ, f) oraz ΥΧ*(τ, f) jest uaktualniany w sposób ciągły. Zgodnie z wynalazkiem tworzy się wygładzoną wartość periodogramu raz na każde J wykrytych bloków mowy bliskiej, przy czym J jest ustawione na wartość 25. Każdy z otrzymanych periodogramów aperiodycznych stanowi średnią, na przykład arytmetyczną widma autokorelacyjnego i widma korelacji wzajemnej dla J wykrytych bloków. Procedura jest realizowana w układzie uśredniania auto widma bliskiego końca 390, układzie uśredniania auto widma dalekiego końca 400 i układzie uśredniania widma poprzecznego 410. Otrzymane widmo średnie oznacza się poniżej jako, odpowiednio, SY(f), SX(T, i) i SYX(t, f).

W celu zwiększenia szybkości i zmniejszenia wymagań tej procedury co do pamięci, korzystne jest podanie dziesiętnej wartości częstotliwości autowidma i widma poprzecznego. Stopień podania dziesiętnego, który może być tolerowany, będzie zależał od oczekiwanej gładkości widma dla mowy bliskiego końca. Podczas bieżących prób użyty był współczynnik podania dziesiętnego widma równy 2, z zakresu pasma mowy 187-3187 Hz, lecz wydaje się, że pasmo 187-2000 Hz może być właściwsze.

Na końcu każdej sekwencji bloków mowy bliskiego końca J, kwadratowa koherentna wartość metryczna jest wytwarzana przy każdej wartości opóźnienia τ, jak jest to realizowane w procesorze koherentnej wartości metrycznej 420. Ta wartość metryczna jest wyrażona przez wzór

C(t; f) - |SYX(t; f)| ²/[SY(f) x SY(t; f)].

Ta znormalizowana kwadratowa koherentna wartość metryczna jest sumowana w dziesiętnym nadanym paśmie widma, które jest obecnie 187-3187 Hz dla zastosowań związanych z telefonią aby uzyskać funkcję koherentnej energii C(t), która zależy od dyskretnego czasu opóźnienia τ. Procedura sumowania częstotliwości jest realizowana w układzie sumującym częstotliwość 430.

W układzie poszukiwania wartości szczytowej 440, funkcja koherentnej energii C(t) jest następnie poddawana procedurze znajdywania wartości szczytowych tej funkcji. Ta procedura identyfikuje opóźnienia toru echa (EPD) jako tę dyskretną wartość τ, gdzie funkcja C(x) ma lokalną wartość szczytową. Po odbiorze następnych bloków sygnałów obliczana jest ponownie kwadratowa koherentna wartość metryczna. To umożliwia śledzenie ocenianego opóźnienia toru echa w czasie rozmowy. Może występować więcej niż jedno opóźnienie EPD i każde jest wykrywane i śledzone od poziomów lokalnych funkcji C(t), które leżą powyżej przepisanego poziomu progowego wykrywania.

Jeżeli jest potrzebna większa dokładność oceny lub ocen opóźnienia EPD, funkcja C(t) może być transformowaną funkcją odwrotną Fouriera i uzyskuje się autokorelację oceny wyszukiwaną dla maksymalnych położeń czasowych przy każdym dyskretnym podokresie τ. Dla wymiarów bloku i pokryć, które były zastosowane, nie wydaje się konieczne przenoszenie obliczeń opóźnienia poprzez ostatni etap transformacji, w celu uzyskania wystarczającej dokładności opóźnienia EPD. Suma funkcji C(t) jest wystarczającą wartością metryczną do badania wykrywania opóźnienia EPD.

Zwykle określanie, które tutaj jest przynajmniej jedną lokalną wartością szczytową funkcji Ο(τ), jest samo wskazaniem, że echo występuje.

Rozwiązanie według wynalazku jest użyteczne w różnego rodzaju systemach łączności, które są zakłócane przez nadchodzące echa po pewnym opóźnieniu. To opóźnienie będzie zwykle zawierać składową związaną z czasem propagacji w torze echa. Jednak w pewnych zastosowaniach może występować dalsza, a nawet dominująca, składowa związana z przetwarzaniem sygnału. Opóźnienia tego rodzaju zawierają opóźnienia kodowania w komórkowych systemach łączności i w systemach telekonferencyjnych.

W szczególności rozwiązanie według wynalazku jest użyteczne w połączeniu z urządzeniem konferencyjno-telekomunikacyjnym na dalekim końcu, takim jak urządzenie głośnomówiące lub system telckonfcrcncyjny, do usuwania echa resztkowego w związku z niecałkowitym usuwaniem echa w urządzeniu konferencyjno-telekomunikacyjnym.

179 971

Ponadto, wynalazek może być stosowany do redukcji echa przy międzynarodowych rozmowach telefonicznych, przy czym zalecany stan dla opisanego przetwarzania sygnału ma miejsce w centrali międzynarodowej, korzystnie na łączu międzynarodowym w punkcie bezpośrednio za, to jest po stronie międzynarodowej centrali. To powoduje umieszczenie urządzenia przetwarzającego w unikalnym punkcie transmisji dla wszystkich rozmów telefonicznych przechodzących do tego łącza i z tego łącza.

Następnie, w przypadku, gdy rozwiązanie według wynalazku jest stosowane do redukcji echa w domowych komórkowych rozmowach telefonicznych, jednym pożądanym sposobem wykorzystania urządzenia przetwarzającego jest dołączenie go do łączy, które łączą centralę komórkową, zaś gdy jest stosowane do redukcji echa w domowych łączach satelitarnych, korzystne jest przyłączenie urządzenia przetwarzającego do kanału odbiorczego z satelity.

FIG.2

179 971

FIG.3

179 971

265

FIG.4

179 971

FIG.5

Π9 971

FIG.6

179 971

ECHO ROZMOWY LOKALNEJ

ECHO ROZMOWY ODDALONEJ

CZĘŚĆ ODDALONA

CZĘŚĆ LOKALNA

przełącznik LUB KOMUTATOR

PRZEŁĄCZNIK LUB KOMUTATOR

UKŁAD KASOWANIA ECHA

WYPOSAŻENIE UKŁADU MNOŻENIA

FIG.1

Departament Wydawnictw UP RP. Nakład 70 egz. Cena 4,00 zł.

Claims

Zastrzeżenia patentowe

1. Sposób redukcji echa resztkowego w sieci łączności głosowej, w której sygnały dalekie z sieci oddalonej odbiera się przez sieć lokalną dla redukcji ech zwrotnych sygnałów bliskich, które znajdowały się w sieci lokalnej dla nadawania do sieci oddalonej, w którym mierzy się opóźnienie pomiędzy sygnałami bliskimi i nadejściem odpowiednich ech w sygnałach dalekich, znamienny tym, że przetwarza się kopię sygnałów bliskich i wytwarza się sygnał zmienny w czasie reprezentujący wygładzony poziom energii sygnałów bliskich opóźnianych o mierzone opóźnienie i tłumionych o ocenianą utratę nadawania dla ech, przy czym sygnał zmienny w czasie wykorzystuje się jako szablon, następnie w procesorze nieliniowym przepuszcza się sygnały dalekie zasadniczo bez tłumienia, jeżeli przekraczają one próg wydzielony co najmniej w części z szablonu i tłumi się sygnały dalekie w procesorze, jeżeli leżą one w określonym zakresie poniżej progu.
2. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że analizuje się sygnały dalekie w wielu składowych podpasma częstotliwości, które określa się jako sygnały podpasma dalekiego, i analizuje się sygnały bliskie w wielu składowych podpasma częstotliwości, które określa się jako sygnały podpasma bliskiego, po czym przetwarza się kopię sygnałów bliskich poprzez przetwarzanie kopii każdego sygnału podpasma bliskiego i wytwarza się sygnał zmienny w czasie reprezentujący wygładzony poziom energii sygnału podpasma bliskiego opóźnionego o mierzone opóźnienie i tłumionego o ocenianą utratę nadawania dla ech.
3. Sposób według zastrz. 2, znamienny tym, że poddaje się syntezie przetworzone nieliniowo sygnały podpasma dalekiego i tworzy się sygnał daleki pełnego pasma o zredukowanym echu.
4. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że w trakcie etapu pomiaru opóźnienia ocenia się koherentną wartość metrycznąCty; f) zakresu częstotliwości sygnałów bliskich i dalekich, przy czym wartość metryczna jest funkcją częstotliwości f i opóźnienia względnego! pomiędzy wymienionymi sygnałami, sumuje się wartość metrycznąCty; f) w badanym paśmie częstotliwości i otrzymuje się funkcję energii koherentnej C(x), po czym identyfikuje się miejscową wartość szczytową funkcji energii koherentnej C(t).
5. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że wartość progu równa się szablonowi.
6. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że wartość progu określa się przez sumowanie szablonu z wartością wydzieloną z oszacowania poziomu szumu odebranego w odpowiednim podpasmie z drugiej sieci.
7. Sposób według zastrz. 4, znamienny tym, że ustala się dla każdego sygnału podpasma dalekiego poziomu szumu, który w każdym badanym czasie jest mniejszy lub równy odpowiedniemu sygnałowi szablonu, oraz dla każdego sygnału podpasma dalekiego, w trakcie etapów przepuszczania i tłumienia, przepuszcza się sygnał podpasma dalekiego bez tłumienia, jeżeli spada poniżej poziomu szumu.
8. Sposób według zastrz. 7, znamienny tym, że dla każdego sygnału podpasma dalekiego, w trakcie etapu ustalania odpowiedniego poziomu szumu, uzyskuje się się obwiednię energii sygnału podpasma dalekiego i wygładza się tę obwiednię w procedurze uśredniania.
9. Sposób według zastrz. 7, znamienny tym, że w trakcie etapu tłumienia obcina się sygnał podpasma dalekiego do określonego poziomu.
10. Sposób według zastrz. 4, znamienny tym, że wartość metryczną C(t; f) wyraża się przez zależność

C(t; f) = | SYX(t; f) 1²/[SY(f) x SY(t; f)],

179 971 w której f reprezentuje częstotliwość, SY(f) jest uśrednionym widmem akustycznym sygnału bliskiego, SX(x; f) jest uśrednionym widmem akustycznym sygnału dalekiego i SXY(t; f) jest średnią widma poprzecznego sygnałów bliskich i dalekich.
11. Urządzenie do redukcji echa resztkowego w sieci łączności głosowej, zawierającej sieć lokalną, sieć oddaloną i połączenia międzysieciowe, w której bliskie sygnały łączności są zlokalizowane w sieci lokalnej dla nadawania do sieci oddalonej i dalekie sygnały łączności są odbierane przez sieć lokalnąz sieci oddalonej, oraz układ redukcji echa do przetwarzania sygnałów dalekich dla redukcji ech zwrotnych sygnałów bliskich z sieci oddalonej, przy czym urządzenie zawiera układ obliczania opóźnienia do pomiaru opóźnienia pomiędzy sygnałami bliskimi i nadejściem odpowiednich ech w sygnałach dalekich, znamienne tym, że w sieci lokalnej jest umieszczony układ sterowania (60) resztkowym echem zdalnym odbierający kopię sygnałów bliskich, przetwarzający tę kopię i wytwarzający sygnał wyjściowy zmienny w czasie, określany jako szablon, który reprezentuje wygładzony poziom energii sygnałów bliskich opóźnionych o mierzone opóźnienie i tłumionych o ocenianą utratę nadawania dla ech, zaś urządzenie zawiera procesor sygnału nieliniowego (130) przepuszczający sygnały dalekie zasadniczo bez tłumienia, jeżeli przekraczająone próg wydzielony co najmniej w części z szablonu, i tłumiący sygnały dalekie, jeżeli leżą one w określonym zakresie poniżej progu.
12. Urządzenie według zastrz. 11, znamienne tym, że zawiera dołączony do procesora sygnału nieliniowego (130) procesor analizy częstotliwościowej (120) analizujący sygnały dalekie w wielu składowych podpasma częstotliwości, określane jako sygnały podpasma dalekiego, i analizujący sygnały bliskie w wielu składowych podpasma częstotliwości, określane jako sygnały podpasma bliskiego, przy czym procesor sygnału nieliniowego (130) odbierający kopię każdego sygnału podpasma bliskiego, zawiera układy uśredniania (210,230) przetwarzające każdą taką kopię i wytwarzające sygnał zmienny w czasie, określany jako szablon, który reprezentuje wygładzony poziom energii zawarty w sygnale podpasma bliskiego opóźnionego o mierzone opóźnienie i tłumionego o ocenianąutratę nadawania dla ech oraz jest dostosowany do przepuszczania każdego podpasma sygnału dalekiego zasadniczo bez tłumienia, jeżeli przekracza on odpowiedni szablon, i do tłumienia każdego podpasma sygnału dalekiego, jeżeli leży on w określonym zakresie poniżej odpowiedniego szablonu.
13. Urządzenie według zastrz. 11, znamienne tym, że układ obliczania opóźnienia (100) zawiera procesor koherentnej wartości metrycznej (420) oceniający koherentną wartość metryczną C(t; i) zakresu częstotliwości sygnałów bliskich i dalekich, gdzie wartość metryczna jest funkcją częstotliwości f i względnego opóźnienia τ pomiędzy wymienionymi sygnałami, układ sumujący częstotliwości (430) sumujący wartość metrycznąC(x; f) w badanym paśmie częstotliwości dla otrzymania funkcji koherentnej energii C(x), i układ poszukiwania wartości szczytowej (440) identyfikujący lokalną wartość szczytową funkcji koherentnej energii C(t).
14. Urządzenie według zastrz. 12, znamienne tym, że wartość metryczna C(t; f) jest wyrażona przez:

C(t; f) = | SYX(t; f) |²/[SY(f) x SY(t; f)], gdzie f reprezentuje częstotliwość, SY(f) jest uśrednionym widmem akustycznym sygnału bliskiego, SX(t; f) jest uśrednionym widmem akustycznym sygnału dalekiego i S ΥΧ(τ; f) jest średnią widma poprzecznego sygnałów bliskich i dalekich.

* * *