NO973541L - Fremgangsmåte for dannelse av overgansmetrikker, samt mottaker i et celledelt radiosystem - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en fremgangsmåte for å danne overgangsmetrikker i en mottaker i et digitalt, celledelt radiosystem, hvor mottakeren er basert på en apparatmessig implementering av en Viterbi-dekoding, og hvor systemet benytter forutbestemte metrikker og et signal kodet ved hjelp av en eller flere foldingskoder.

Oppfinnelsen angår videre en mottaker i et digitalt, celledelt radiosystem, som omfatter den apparatmessige implementeringen av en overgangsmetrikk-beregningsenhet for Viterbi-dekoding, hvor systemet benytter forbestemte metrikker og et signal kodet ved hjelp av en eller flere foldingskoder.

En foldingskode (konvolveringskode) er rekursiv, og den dannes på kjent måte ved hjelp av en koder med et endelig antall tilstander (finite-state coder) hvis tilstand bare avhenger av kodens forutgående symboler. Kodeordene i foldingskoden, som er symboler som representerer biter eller kombinasjoner av biter, kan avbildes ved hjelp av et trellis-diagram. Trellis-diagrammet representerer den inn-byrdes avhengighet mellom tilstandene i Viterbi-dekodingen og de mottatte symbolene. Ved å benytte et trellis-diagram, estimeres de mottatte symbolene. En foldingskoder kan betraktes som et skiftregister med lengde m, noe som resulterer i at den kan avbildes ved hjelp av et polynom av høyst m-te grad. Dette betyr at polynom-koeffisientene representerer filtertappene, og polynomene omtales som generator-polynomene forfoldingskoden. Ved hjelp av redundans som skapes ved foldingskoding, reduseres feilene som bevirkes av kanalen på meldingen som overføres, og det er tidligere kjent å benytte flere genererende polynomer for samme signal i foldingskodingen, hvorved en bit som skal sendes, vil bli et symbol som omfatter en kombinasjon av biter.

I en Markov-prosess med endelige tilstander og diskrete tidspunkter (finite-state discretely-timed Markov process), med hvit støy som påvirker estimatene angående forholdene i det celledelte radiosystemet, er den optimale, rekursive algoritme Viterbi-algoritmen. Det mottatte signalet kan Viterbi-dekodes i en basestasjon i det celledelte radiosystemet, eller i en abonnent-endeterminal. I mottake-rens Viterbi-blokk blir den foldingskodede meldingens trellis funnet, hvorved overgangsmetrikkene som baseres på den overførte meldingens foldings-polynom blir beregnet. I Viterbi-dekoding blir således symbolene som tilsvarer den overførte informasjonen detektert, idet symbolene representerer bitene eller bit-kombinasjonene i den overførte meldingen. Slik det er kjent, benyttes Viterbi-algoritmen ved signaldetektering og -dekoding. Utfra signalet genererer Viterbi-algoritmen et estimat for en ML-sekvens (ML = Maksimal sannsynlighet, Maximum Likelihood), og myke avgjørelser for kanaldekodings-funksjonene. ML-estimatet omfatter estimater av symbolsekvensene i signalet. ML-metoden omtales i: Proakis J. G., Digital Communications, McGraw-Hill Book Company, 1989, kapitel 4.2, og den apparatmessige implementering av Viterbi-algoritmen omtales i publi-kasjonen: Fettweis, G. og H. Meyer, «High-Speed Parallel Viterbi Decoding: Algorithm and VLSI-Architecture», IEEE Communications Magazine, bind 29 (5), 1991, som innlemmes herved henvisning.

På grunn av at Viterbi-algoritmen ofte er en for krevende oppgave for et digitalt signalbehandlings-program innen den behandlingstid som tillates av mottakeren, må det benyttes separat Viterbi-apparatur. Den apparatmessige blokken i de tidligere kjente løsningene erfoldingspolynom-spesifikk, hvilket betyr at den apparatmessige løsningen må om-utformes og gjen-implementeres dersom gere-rator-polynomene for foldingskoden forandres. Dette beskrives i nærmere detalj hos J. Hagenauer, P. Hoeher: «A Viterbi Algorithm with Soft-decision Outputs and its Applications», IEEE GLOBECOM 1989, Dallas, Texas, november 1989, og i: «Digital Communications» av Proakis J. G., McGraw-Hill Book Company, 1989, kapitlene 5.3.2, 5.3.3 og 5.3.4, som innlemmes herved henvisning.

Det er derfor et mål for foreliggende oppfinnelse å implementere en mottaker hvis apparatmessige løsning ikke må modifiseres på grunn av forandring av foldingskodingen eller på grunn av tillegg av nye foldingspolynomer. Viterbi-blokken kan gjøres programmerbar hvis overgangsmetrikk-beregningsenheten tar i betraktning muligheten for å benytte forskjellige foldingspolynomer.

Dette målet oppnås gjennom en fremgangsmåte av den type som omtales i innledningen, og som kjennetegnes ved lagring av koeffisientene i polynomene som genererer foldingskoden, i en eller flere minneanordninger hvis innhold kan forandres gjentatte ganger; maskering av Viterbi-dekodingens tilstand ved hjelp av koeffisientene i generator-polynomene for foldingskoden, hvilke koeffisienter lagres i minneanordningene, og dannelse av en bit som representerer pariteten for tilstanden til Viterbi-dekodingen som maskeres av koeffisientene i foldingskodens generator-polynomer, hvilken bit benyttes for å styre dannelse av overgangsmetrikkene.

Mottakeren ifølge oppfinnelsen i et digitalt, celledelt radiosystem kjennetegnes ved at den omfatter en eller flere minneanordninger som koeffisientene i polynomet som genererer foldingskoden, er innrettet for å lagres i, og hvis innhold er innrettet for å forandres kontinuerlig; ved at den omfatter maskeringsmidler, hvor koeffisientene i polynomet som genererer foldingskoden som er lagret der, er innrettet for å bli benyttet til å maskere tilstanden for Viterbi-dekodingen; og ved at den omfatter paritetsmidler innrettet for danne en bit som representerer pariteten for tilstanden til den maskerte Viterbi-kodingen, hvilken bit er innrettet for å styre sammenligningsanordningen som benyttes for å danne overgangsmetrikkene.

Løsningen ifølge oppfinnelsen tilveiebringer en rekke fordeler. Den kombi-nerer fordelene ved programvare- og maskinvare-implementeringsmetoder ved å gjøre Viterbi-dekoderens apparatmessige beregningsenhet for overgangsmetrikker programmerbar. Dette gjør det mulig, ved hjelp av løsningen, å forandre fol-dingspolynomene i Viterbi-dekodingen i en ASIC-løsning uten noen ny utforming av ASIC-løsningen. Dette sparer tid og penger f.eks. ved å ta i bruk en ny kanal-kodings-funksjon i en GSM-basestasjon.

De foretrukne utførelsesformer av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen og av det celledelte radiosystemet ifølge oppfinnelsen fremgår også av de vedføyde, uselvstendige kravene.

I det følgende skal oppfinnelsen beskrives i nærmere detalj med henvisning til eksemplene i de vedføyde tegningene, hvor

Fig. 1 illustrerer et trellis-diagram,

Fig. 2 illustrerer de viktigste deler av en Viterbi-blokk,

Fig. 3 illustrerer strukturen av den programmerbare overgangsmetrikk-beregningsenheten ifølge oppfinnelsen, Fig. 4 illustrerer strukturen av overgangsmetrikk-beregningsenheten ifølge oppfinnelsen, og Fig. 5 illustrerer de viktigste delene av en mottaker i et celledelt radiosystem.

Den apparatmessige løsningen ifølge oppfinnelsen kan brukes i radiosy-stemer hvor mottatte signaler Viterbi-dekodes. Et typisk system kan f.eks. repre-senteres av et celledelt radiosystem, spesielt GSM-systemet, og mottakeren kan i et slikt tilfelle være en basestasjon eller en abonnent-endeterminal.

Funksjonen av Viterbi-algoritmen kan belyses ved hjelp av et åtte-tilstanders trellisdiagram i fig. 1. Dersom kanalens estimerte pulsrespons har N symboler, utsettes Viterbi-dekodingen for en overgang til en kjent tilstand ved å gå gjennom N -1 kjente symboler. Følgelig er disse N symbolene tilstede i trellisdia-grammets tilstand og i tilstands-overgangen. Således omfatter trellisdiagrammet

2<N>'<1>tilstander. Pulsresponsen har normalt 5 symboler, hvorved det er 16 tilstander (i fig. 1 er det bare 8 tilstander for klarhets skyld). Løsningen av Viterbi-algoritmen fortsetter fra venstre mot høyre i trellisdiag rammet, som representerer den krono-logiske rekkefølge av hendelsene i trellisdiagrammet. Fra hvert punkt, dvs. tilstand, er det mulig å ankomme til to punkter, hvilket foregår ved hjelp av to forskjellige ruter, avhengig av den mottatte biten. Tilstanden i metrikken representerer et vindu som fremviser bare noen få biter om gangen, vanligvis fire biter i en endeløs bit-sekvens. Fra sekvensen av biter Som opptrer i vinduet, vil alltid en bit bli utelatt når metrikken går videre fra en tilstand til en annen, og samtidig entrer en ny, mottatt bit sekvensen i dens motsatte ende. For å bestemme den mottatte biten velges i hvert punkt den beste av de veier som ankommer til det nevnte punktet, og denne informasjonen blir lagret i minnet. I tillegg til en rent hard bit-avgjørelse (0 eller 1), kan også informasjon om avgjørelsens «godhet» (merit) lagres (en såkalt «myk avgjørelse»), og således økes den nødvendige minnekapasi-tet for hvert punkt i trellisdiagrammet. I løsningen ifølge oppfinnelsen benyttes det forutbestemte metrikker, bestemt av polynomene som genererer foldingskoden i systemet. Antallet polynomer bestemmer hvor mange overførte biter som tilsvarer en bit kodet, og graden kan sees av polynomenes høyeste grad.

Viterbi-algoritmen kan også presenteres på blokkdiagram-form slik som illustrert i fig. 2. Viterbi-dekoderen omfatter en overgangs-grenmetrikkenhet 21 (BMU, Transition Branch Metrics Unit), en adder-sammenlign-velg-enhet 22 (ACS, Add-Compare-Select Unit), en overlevende-minneenhet 23 (SMU, Survivor Memory Unit) og et kumulativt metrikk-minne 24 (CUM, Cumulative Metrics Memory). De mottatte data 25 tilføres til BMU 21.1 hvert punkt, dvs. tilstand, danner BMU 21, på grunnlag av sendingens foldingskoding, en verdi som tilsvarer hver bane som entrer punktet fra begge mulige punkter. I ACS 22 sammenlignes de opp-nådde størrelsene med hverandre, verdien som gir det beste resultat, velges, og denne verdien legges til summen som oppnås fra CUM 24, og verdien lagres i CUM 24 for å beregne neste søyle. Verdien som oppnås, lagres også i minneenheten 23 for å spore den korrekte banen. CUM 24 lagrer de verdier som er beregnet tidligere for hvert punkt i søylen. Ved å sette den kumulative metrikken 24 til null, vil alle verdier som er lagret der bli slettet, hvilket resulterer i at den neste Viterbi-dekodingen vil være uavhengig av den foregående. Sporing av den korrekte banen utføres i minneenheten 23, slik som i den tidligere kjente teknikk, ved å skride frem fra venstre mot høyre i trellis-diagrammet. De dekodede symbolene 26 oppnås fra minneenhetens 23 utgang.

I det følgende skal overgangsmetrikk-beregningsenheten 21, som er det spesielle mål for oppfinnelsen, bli beskrevet i nærmere detalj, idet fig. 3 illustrerer et eksempel på et blokkdiagram for en slik enhet. Overgangsmetrikk-beregningsenheten 21 ifølge den foretrukne utførelsesform av oppfinnelsen omfatter separate beregningsanordninger for hvert polynom som benyttes for å gene-rere foldingskoden. Det vil være nødvendig med minst like mange overgangsmetrikk-beregningsenheter (CALC_TR) 31, 32, 33 og 34, som antallet foldingskoder som benyttes i systemet. Innmatning til hver overgangsenhet 31, 32, 33 og 34 tilveiebringes av Viterbi-dekodingstilstanden STATE og en koeffisient fra hvert respektivt polynom POL_0, POL_1, POL_2 og POL_3 som genererer foldingskoden, og et mottatt symbol tilknyttet polynomet som kommer inn i Viterbi-dekodingen, idet symbolet med fordel er en myk avgjørelses-bit SOFT_BIT0, SOFT_BIT1, SOFT_BIT2, SOFT_BIT3. Polynomene POL_0, POL_1, POL_2 og POL 3 er i løsningen ifølge oppfinnelsen programmerbare i overgangsmetrikk-beregningsenheten 31, 32, 33 og 34. Hvis symbolet som går inn i Viterbi-dokodingen, er en myk avgjørelses-bit, er den fordel som vinnes, at i tillegg til biten som assosieres med den egentlige informasjonsoverføringen, inneholder den også informasjon om bit-verdiens «godhet» (merit). Denne biten kan også være en hard avgjørelses-bit, hvis det ikke legges noe vekt på bit-avgjørelsens «godhet». Utgangssignalene fra hver overgangsmetrikk-beregningsenhet 31, 32, 33 og 34 tilveiebringes med biter som, i Viterbi-dekodings-trellisdiagrammet (fig. 1) representerer baner i samsvar med hvilke en av de mulige banene kommer til hver tilstand. Således indikerer utgangssignalene hvorvidt det er et like eller odde antall av biten «1». Den utmatede pariteten indikerer derfor biten som utelates fra trellis-tilstandens symbolsekvens når en ny mottatt bit entrer den motsatte enden av symbolsekvensen. De like kombinasjonene av utgangssignalene fra overgangsmetrikk-beregningsenheten 31, 32, 33 og 34 påtrykkes på en summeringsenhet 35, og de odde kombinasjonene av utgangssignalene påtrykkes på en summeringsenhet 36, idet begge disse summeringsenhetene 35 og 36 fungerer på enkleste måte i den foretrukne utførelsesform av oppfinnelsen i toerkomplement-logikk når det anvendes myke bit-avgjørelser. De ovennevnte summeringsenhetene beregner summen av enkelt-overganger i de forskjellige overgangsmetrikk-beregningsenhetene 31, 32, 33 og 34, og kompenserer følgelig forfeil som muligens har forekommet på overføringsbanen i noen av kodingene. Utgangssignalene fra summeringsenhetene 35 og 36 mates til adder-sammenlign-velg-enheten 22, idet de andre blokkene i Viterbi-dokodingen er slik som i den tidligere kjente teknikk.

En utførelsesform av overgangsmetrikk-beregningsenheten 31 beskrives i nærmere detalj i fig. 4. Overgangsmetrikk-beregningsenheten 31 omfatter i samsvar med den foretrukne utførelsesform av oppfinnelsen minneanordninger41, maskeringsmidler42, paritetsmidler 43, overgangsmetrikk-genererende blokker 44 og 45, og paritetsmidler 46. Et skiftregister fungerer med fordel som minneanordninger41. OG-porter tjener med fordel som maskeringsmidler 42. Sammenligningsanordningene 44 og 45, som styrer dannelsen av overgangsmetrikkene, er komplement-anordninger som danner et toerkomplement når det anvendes myke bit-avgjørelser. Paritetsmidlene 43 og 46 er med fordel odde paritetsmidler, hvorved utgangssignalet vil være «1» hvis et odde antall «1»-ere har ankommet til de odde paritetsmidlene. En EKSKLUSIV-ELLER-port tjener med fordel som pari-tetsmiddel 43.

I det følgende skal driften av overgangsmetrikk-beregningsenheten 31 bli beskrevet i nærmere detalj ved å benytte som eksempel polynomet F(D) =

D<2>+ 1 som et polynom (POL i fig. 4) som genererer foldingskoden. Her betyr

F(D) funksjonen F med variabel D. Den generelle form av polynomet er F(D) = fn..,D<n>-<1>+ fn.2D<n>'<2>f,D + f0lhvor fn.„ ..., f0er koeffisienter for variabelen D.

I eksempelets tilfelle er f2lik 1, f, er 0 og f0er 1, dvs. matrise-formen (her vektor-form) f er f [1 0 1]. Innholdet i skiftregisteret 41 vil således være f, dvs. 10 1, slik at i fig. 4 er LSB (minst signifikante bit, Least Significant Bit) øverst, og MSB (mest signifikante bit, Most Significant Bit) er nederst, slik det indikeres i figuren som et eksempel. Ved hjelp av OG-porter 42 benyttes polynom-bitene til å maskere bort den insignifikante delen, hva koding angår, fra den tilstand i Viterbi-kodingen som avhenger av de aktuelle og mottatte bitene, dvs. i dette eksempelet den midterste biten 0. La oss anta at STATE 01 forekommer. Dette betyr at LSB (minst signifikante bit) for STATE er 0 og MSB (mest signifikante bit) er 1. Utgangssignalet fra begge OG-porter 42 vil følgelig være 0. Disse utgangssignalene tilføres til paritetsmidlene, dvs. i dette tilfellet til de odde paritetsmidlene, dvs. i dette tilfellet videre til EKSKLUSIV-ELLER porten 46. Utgangssignalet COMPIike fra de odde paritetsmidlene 46 koples til sammenligningsanordningen 45, hvis utgangssignal vil være 0, dvs. TRIike er 0. Koeffisienten for polynomet med leddet med høyest grad, koples fra skiftregisteret 41 direkte til EKSKLUSIV-ELLER porten 43, som utgangssignalet fra de odde paritetsmidlene 46 vil bli tilført til den andre inngan-gen på. Utgangssignalet COMPodde fra porten 43 koples til sammenligningsanordningen 44, hvis andre inngangssignal er det mottatte symbolet SOFT_BIT. Bitene COMPodde og COMPIike representerer et estimat av hvilken bit som skal utelates fra trellistilstand-symbolsekvensen ved overgang fra en tilstand til en annen. Når COMPodde er 1, betyr dette at den estimerte biten som skal utelates fra tilstanden, er 1, og når COMPIike er 0, er den estimerte biten som skal utelates, 0. Det «0» som benyttes her, kan tilsvare 0 eller 1 i binærsystemet, og på lignende måte kan «1» tilsvare 0 eller 1 i binærsystemet, avhengig av hva man har blitt enig om i systemet ifølge oppfinnelsen. Ved å sammenligne den mottatte biten SOFT_BIT med estimatet COMPodde og COMPIike, vil det bli klart hvilket av estimatene som kommer nærmest det å være korrekt. Når den mottatte biten SOFT_BIT er i samsvar med den myke avgjørelsen, beregnes avstanden mellom estimatet (COMPodde og COMPIike) og den mottatte biten SOFT_BIT, og på grunnlag av avstanden vil det bli foretatt estimater vedrørende hvilken bit som mest sannsynlig ble mottatt. På denne måten dannes det overgangsmetrikker. F.eks. en toerkomplement-komponent kan tjene som sammenligningsanordninger 44 og 45. Når flere polynomer som genererer foldingskoden, anvendes, bruker deteksjonen på tilsvarende måte flere overgangsmetrikk-begregningsenheter 31, 32, 33 og 34, slik som beskrevet i tilknytning til fig. 3.

For paritetsmidlene 46 er det i prinsipp nødvendig med et lignende par som utgangene fra de maskerte tilstandene og koeffisientene for polynomene som genererer foldingskoden, koples til. I praksis er det derfor ikke nødvendig med en komponent som ofte har mange innganger, fordi en tilstand som tilsvarer polynomets høyeste grad, ikke eksisterer, og derfor tjener med fordel en EKSKLUSIV-ELLER-port med to innganger som paret i paritetsmidlene 46, idet paritetsmidle-nes 46 utgangssignal og en koeffisient som tilsvarer polynomets høyeste grad, koples til denne EKSKLUSIV-ELLER-porten.

I det følgende skal en mottaker ifølge oppfinnelsen i et celledelt radiosystem beskrives i nærmere detalj, idet fig. 5 illustrerer, på blpkkdiagram-form, de vesentlige delene i en slik mottaker. Mottakeren omfatter en antenne 51 som mottar et signal som skal påtrykkes på en DETEKTOR 52. Signalet fortsetter til den oppfinneriske delen av mottakeren som er en Viterbi-dokodingsanordning 53 (VITERBI-DEKODING). Etter Viterbi-dekodingen går signalet videre til andre sig-nalbehandlingsanordninger 54 (ETTER-BEHANDLING) i mottakeren. I deteksjonsanordningen 52 omformer radiofrekvens-delene vanligvis signalet til en mel-lomfrekvens, hvoretter deteksjonsanordningen omformer signalet fra analogt til digitalt. Deteksjonsanordningen 52 kan videre f.eks. filtrere signalet. Detektoren 52 omfatter videre ofte minst tilbake-interfoliering (deinterleaving). Hvordan detektoren 52 fungerer, er ikke avgjørende for løsningen ifølge oppfinnelsen. Viterbi-dokodingsanordningen 53 fungerer i samsvar med prinsippet for overgangsmetrikk-dannelse som benyttes i Viterbi-dekodingen i samsvar med oppfinnelsen, og utgangssignalene fra Viterbi-dekodingsanordningen 53 er de dekodede symbolene. En mer detaljert beskrivelse av strukturen og driften av Viterbi-dekodingsanordningen 53 gis i tilknytning til fig. 2, 3 og 4.1 de andre signalbehandlingsan- ordningene 54 foregår f.eks. kilde-dekoding og omforming av signalet til en pas-sende form sett fra brukerens synspunkt, f.eks. tale fra en høyttaler.

I den fordelaktige utførelsesform av oppfinnelsen sendes informasjon om hvilke generator-polynomer for foldingskoden som benyttes eller som vil være in-korporert i systemet, til mottakeren via signalleringen som anvendes av systemet. Følgelig foreligger det ikke noe behov for f.eks. å sende noen med en installe-ringsanordning til hver enkelt basestasjon for å forandre polynom-koeffisientene hver gang en ny foldingskode tas i bruk i systemet. Mottakeren mottar og lagrer de overførte polynomene i minneanordningen 41. Informasjonen om de nye polynomene kan også mates til minneanordningen 41 fra en innlastingsanordning som forbindes operativt med mottakeren.

Selv om oppfinnelsen er beskrevet ovenfor med henvisning til eksemplene i de vedføyde tegningene, er det åpenbart at oppfinnelsen ikke er begrenset til dette, men kan modifiseres på forskjellige måter innenfor den oppfinneriske ide som fremgår av de vedføyde patentkravene.

Claims (10)

1. Fremgangsmåte for å danne overgangsmetrikker i en mottaker i et digitalt, celledelt radiosystem, hvor mottakeren er basert på en apparatmessig implementering av en Viterbi-dekoding, og hvor systemet benytter forutbestemte metrikker og et signal kodet ved hjelp av en eller flere foldingskoder, karakterisert ved at koeffisientene for polynomene som genererer foldingskoden, lagres i en eller flere minneanordninger (41) hvis innhold kan forandres gjentatte ganger; tilstanden for Viterbi-dekodingen maskeres ved hjelp av koeffisientene for generator-polynomene for foldingskoden, hvilke koeffisienter lagres i minneanordningene (41); og en bit som representerer pariteten for tilstanden til Viterbi-dekodingen som maskeres av koeffisientene for generator-polynomene for foldingskoden, dannes, hvilken bit benyttes for å styre dannelsen av overgangsmetrikkene.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at overgangsmetrikker relatert til flere enn et generator-polynom for foldingskoden dannes ved å beregne de overganger som angår hvert polynom separat, og ved å kombinere overgangene som dannes således.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at kombinering av de overganger som angår flere enn et generator-polynom for foldingskoden, utføres ved å summere overgangene for odde og like pariteter separat.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at overgangsmetrikker som er tilknyttet hver kode, dannes slik at det mottatte symbolet sammenlignes med det estimat som dannes av paritetsmidler ved anvendelse av toerkomplement.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at koeffisienter for generator-polynomene for foldingskoden sendes gjennom signalering som benyttes av det celledelte radiosystemet for å bli lagret i minneanordninger (41) i mottakeren.

6. Mottaker i et digitalt, celledelt radiosystem, omfattende den apparatmessige implementering av en overgangsmetrikk-beregningsenhet (21) for Viterbi-dekoding, hvilket system benytter forutbestemte metrikker og et signal kodet ved hjelp av en eller flere foldingskoder, karakterisert ved at den omfatter en eller flere minneanordninger (41) som koeffisientene for polynomet som genererer foldingskoden, er innrettet for å lagres i, og hvis innhold er innrettet for å endres kontinuerlig; maskeringsmidler (42), hvor koeffisientene for polynomet som genererer foldingskoden som er lagret der, er innrettet for å bli benyttet til å maskere tilstanden for Viterbi-dekodingen; og paritetsmidler (43 og 46) innrettet for å danne en bit som representerer pariteten for tilstanden til den maskerte Viterbi-dekodingen, hvilken bit er innrettet for å styre sammenligningsanordningene (44 og 45) som benyttes for å danne overgangsmetrikkene.

7. Mottaker ifølge krav 6, karakterisert ved at mottakeren omfatter en rekke separate overgangsmetrikk-beregningsenheter (31, 32, 33 og 34), hvor hver av disse er innrettet for å danne en overgangsmetrikk relatert til et generator-polynom for foldingskoden ved å beregne de overganger som angår hvert polynom separat, og at mottakeren omfatte kombineringsanordninger (35 og 36) som er innrettet for å kombinere de overganger som dannes således.

8. Mottaker ifølge krav 7, karakterisert ved at overgangs-kombineringsanordningene (35 og 36) innbefattet i mottakeren er summeringsenheter som er innrettet for fungere slik at overgangene for like og odde pariteter summeres separat.

9. Mottaker ifølge krav 6, karakterisert ved at minneanordningene (41) som er innrettet for å lagre koeffisientene for generator-polynomet for foldingskoden, er et programmer-bart registet.

10. Mottaker ifølge krav 6, karakterisert ved at sammenligningsanordningene (44 og 46) er en toerkomplement-krets.