NO892767L - Hoeyfrekvens-likeretter med sinus-formet primaerstroem. - Google Patents

Description

Høyfrekvens-likeretter med sinus-formet primærstrøm.

TEKNISK OMRÅDE

Den foreliggende oppfinnelse vedrører høyfrekvens-likeret-terapparater i henhold til den innledende del av patentkrav 1, for likeretting av en innkommende vekselspenning fra et nett, f.eks. 220V vekselspenning, til en ønsket likespenning, f.eks. 50V likespenning. Likeretterapparatet i henhold til den foreliggende oppfinnelse er i første rekke tenkt brukt i forbindelse med kraftforsyn-ing til telefonsentraler.

KJENT TEKNIKK

Omkoblende eller svitsjemodus-likerettere med høyfrekvens-likeretting for bredere og bredere anvendelse innen kraft-forsyning til telekommunikasjonsanlegg og andre anvendel-ser. I den foreliggende forbindelse innebærer høyfre-kvens-likeretting at likeretteren innbefatter en opp-hakkings-likeretterkrets ("chopping rectifier circuit") som fungerer ved en vesentlig høyere frekvens enn frekvensen for nettet. De vesentlige fordeler ved denne likerettertype, sammenlignet med lavfrekvens-likerettere, f.eks. av transistortypen, innebærer små, lette komponenter, støyfri drift og rask regulering.

En vanlig løsning ved slike likerettertyper er omtalt

i D.J. Becker, "A 3000 W High Frequency, Single Phase, Switch-Mode Type, Telecommunications Battery Charger", Proceedings of the INTELEC 1986, side 81. Tilførsels-spenningen blir likerettet i en diodebro og glattet ved hjelp av en kondensator. Den likerettede likespenning blir omformet til en utgående likespenning i en like-strømsomformer ved høy svitsjefrekvens (vanligvis 20-

100 kHz) under bruken av raske halvledersvitsjer og mag-netkomponenter som er avpasset denne frekvens.

En ulempe ved den omtalte løsning går ut på at likeretteren opptar en sterkt forvrengt vekselstrøm fra nettet. Effektfaktoren vil være dårlig, og likeretterstrømmen vil omfatte visse overharmoniske som skaper uheldige forstyr-relser i nettforsyningen. Likerettere med sterkt forvrengt primærstrøm bevirker også vanskeligheter i forbindelse med reservekraftverk (dieselmotorer og genera-torer) , f.eks. ustabilitet og spenningsforvrengning.

De omtalte ulemper har ført til visse konfigurasjoner som nå omfatter organer som resulterer i sinusformet primærstrøm. Teknikken for slik aktiv omforming av strømbølgeformen er kjent fra f.eks. F.E. Spooner, "Switch Mode Power Supplies with Idealised Perform-ance", Proceedings of the INTELEC, 1986, side 89. Idé-en her går ut på et spesielt reguleringssystem som fungerer ved høy frekvens, og som påvirker strømmens mo-mentanverdi mange ganger under en halvperiode av nettspenningen.

I dette tilfelle blir der benyttet to likerettertrinn, hvert med sin egen halvlederbryter og reguleringskrets. En for-regulator påvirker strømbølgeformen, mens en omformer omformer inngangsspenningen til en utgangsspenning isolert fra nettspenningen. Omformerens reguleringskrets holder utgangsspenningen eller -strømmen konstant, avhengig av driftsmodus.

Svitsjefrekvensen ved for-regulatoren og i omformeren kan være forskjellig, men begge trinn funksjonerer ved høy frekvens.

En slik likeretter opptar sinusformet strøm fra nettet

i fase med nettspenningen. Sett fra nettutgangen kan likeretteren bli betraktet som en resistiv belastning. Likeretteren utgjør en perfekt løsning på de krav som stil-les til den, men realiseringen er forholdsvis dyr, kom-plisert og volumkrevende.

REDEGJØRELSE FOR OPPFINNELSEN

Hensikten med oppfinnelsen er å skaffe et høyfrekvens-li-keretterapparat som gir en løsning på de ovenfor omtalte problemer, det vil si

a) omforming av energi ved høy frekvens til en passende utgangsspenning isolert fra nettspenningen; b) konstant spenning- eller strømregulering på utgangen; c) aktiv påvirkning på primærstrømbølgen for å gi denne

sinusform i fase med nettspenningen.

Likeretteren i henhold til den foreliggende oppfinnelse er således kjennetegnet ved de trekk som er definert i den karakteriserende del av det vedføyde patentkrav 1.

KORT OMTALE AV TEGNINGSFIGURENE

Oppfinnelsen vil nå bli beskrevet i ytterligere detalj under henvisning til de vedføyde tegningsfigurer. Figur 1 er et blokkdiagram over likeretterapparatet i henhold til oppfinnelsen. Figur 2 er et tidsskjema vedrørende styrepulser som til-føres et svitsjeelement i den foreliggende likeretter. Figur 3 er et tidsskjema over primærstrømmen i likeretteren ifølge oppfinnelsen. Figur 4 er et tidsskjema over sekundærstrømmen i likeretteren ifølge oppfinnelsen. Figur 5 er et tidsskjema over primærstrømmen og sekundær-strømmene i den foreliggende likeretter.

OMTALE AV FORETRUKNE UTFØRELSESFORMER

Høyfrekvens-likeretterapparatet i henhold til den foreliggende oppfinnelse slik den fremgår av figur 1, omfatter en likeretterbro DB, som fullbølge-likeretter en innkommende nettspenning Un, f.eks. en sinusformet vekselspenning av størrelse 220V og frekvens 50 Hz. Nettspenningen trenger ikke å være fullstendig sinusformet,

og den kan være forvrengt såvel som omfatte overharmoniske, i henhold til det som er omtalt ovenfor.

Likeretterbroen DB er forbundet med en primær kraftkrets, omfattende primærviklingen k-^hos en induktor TF, et styrbart svitsjeelement omfattende en MOSFET transistor TR

og en lav ohmsk motstand R som strømfølende organ.

Også andre typer strømfølere kan benyttes, f.eks. en strømtransformator.

Apparatet i henhold til figur 1 omfatter ytterligere en sekundær kraftkrets omfattende sekundærviklingen k2hos induktoren TF, en diode D2 og et glattefilter omfattende en kondensator C2 og induktans Li. En ytterligere kondensator C3 kan eventuelt være forbundet via kraft-kretsutgangen, som danner utgangen fra apparatet hvor den ønskede likespenning Uo opptrer.

I henhold til oppfinnelsen omfatter således likeretterapparatet en primær kraftkrets omfattende bare en magnetisk koblet induktor med to viklinger kl og k2, idet primærviklingen kl er forbundet med den primære kraftkrets til det styrbare svitsjeelement TR, mens sekundærviklingen k2 er forbundet med den sekundære kraftkrets. Svitsjeelementet TR blir således styrt slik at likeretteren arbeider som en såkalt "fly-back" likeretter, det vil si under intervallet når transistoren TR leder, vil magnetisk energi bli lagret ved hjelp av primærstrømmen i-^, mens under tidsintervallet når svitsjeelementet er blokkert, vil induktoren TF bli utladet via den sekundære kraftkrets. Dette vil bli ytterligere omtalt i forbindelse med figurene 2-5.

Likeretterapparatet omfatter dessuten to reguleringsorganer Ri og R2 som danner et reguleringssystem for om forming av den likerettede inngangsspenning til den ønskede utgangs-likespenning Uo.

Reguleringsorganet Ri omfatter en komparator JFl for sammenligning av utgangsspenningen Uo med en referansespen-ning Ur, og en omformingskrets G for galvanisk isolasjon av utgangsspenningen Ulr fra komparatoren JFl til det annet reguleringsorgan R2. Omformingskretsen G kan f.eks. være en optosvitsj av kjent art.

Det annet reguleringsorganR2 omfatter en multiplikator M, en komparator JF2 og styrbar pulsoscillator PO, som sender styrepulser til transistoren TR. Disse styrepulser har en variabel puls/pause-syklus med en fiksert frekvens fh, som er mye større enn nettfrekvensen, det vil si i størrelsesorden 20 kHz. Pulsoscillatoren PO kan omfatte en oscillator som sender en fiksert frekvens, en multivibratorkrets som klokkes ved hjelp av oscillatoren og som nullstilles ved utgangssignalet fra komparatoren JF2 og en drivkrets. Det er også mulig å ha en såkalt VCO, det vil si en styrbar oscillator som får sin frekvens styrt ved hjelp av utgangssignalet fra komparatoren JF2. I det kommende beskrevne tilfelle vil frekvensen fh for de sendte pulser være konstant, mens pulsbredden varierer som reaksjon på utgangssignalet fra komparatoren JF 2.

Virkemåten for apparatet i henhold til figur 1 er som følger.

Komparatoren JFl i det første reguleringsorgan Ri sender et signal Ulr som angir forskjellen mellom utgangsspenningen Uo og referansespenningen Ur, idet U2r i prin-sippet er den samme som Ulr, men galvanisk separert fra utgangskretsen.

Multiplikatoren M mottar både den fullbølge-likerettede nettspenning og spenningen U2r, som indikerer forskjellen mellom Uo og Ur. Multiplikatoren sender således en størrelse Urs som er den samme som Us, men hvor ampli-tuden varierer som reaksjon på variasjonen i U2r.

Den fullbølge-likerettede nettspenning Us blir brukt i den utførelsesform for reguleringsorganR2 som er anskue-liggjort her. Det er også mulig å forme Us og således Urs ved hjelp av en digital sinusgenerator, som blir synkronisert med "nettspenningen, f.eks. nullgjennomgangene.

Komparatoren JF2 danner forskjellen mellom den avfølte verdi av primærstrømmen i^representert ved verdien UR=

R x i-^og størrelsen Urs. Ved det her omtalte utførelses-eksempel sender pulsoscillatoren PO styrepulser til transistoren TR som har konstant frekvens fr, men hvis signal/pause-syklus er en reaksjon på verdien av utgangs-størrelsen Uffra komparatoren JF2. Størrelsen U^ kan enten være en analog eller digital spenning. På figur 2 er der vist styrepulsene fra pulsoscillatoren PO.

Ved t = 0 er det antatt at Urs > Ur, og transistoren

TR blir slått på. Når i]_ har øket til en gitt verdi

ved t = t^, Urs = UR og styrepulsen er null, vil dette resultere i at transistoren TR opphører å lede og i-^ =

0. Spenningsfallet UR vil være lik null under tidsintervallet t-^- T inntil transistoren TR på nytt vil lede, fordi pulsoscillatoren sender styrepulsene ved en fiksert frekvens. Primærstrømmen vil således bli "svitsjet på" med en gitt frekvens fh, og "svits-

jet av" ved en varierende fasevinkel hos styrepulsene,

se figur 3. Primærstrømmen i-^vil således følge formen for Urs. Imidlertid vil størrelsen Urs svare til den fullbølge-likerettede sinusformede spenning Us multi-plisert med størrelsen U2r som angir avviket fra utgangsspenningen Uo fra referansespenningen Ur. Puls-mønsteret i henhold til figur 3 er symmetrisk fra toppen av sinuskurven mot nullgjennomgangene.

Man skal nå anta at utgangsspenningen Uo faller, f.eks. på grunn av lastøkning. Den aktuelle strøm i]_ kan ikke bygge seg opp for å gi den riktige Uo, hvilket innebærer at størrelsene Ulr og U2r øker. Denne endring bevirker at størrelsen Urs vil få en øket verdi. Etter sammen-ligningen med UR vil dette på sin side gi en økt verdi av Uffor hver amplitudeverdi ved tidspunktene T, 2T, 3T Fordi frekvensen fh er meget større enn nettfrekvensen (fj1>400 ganger nettfrekvensen) foregår der en meget rask regulering av primærstrømmen i^, slik at denne alltid følger bølgeformen for spenningen Us samtidig som den konstante verdi av Uo bibeholdes.

Utseendet av sekundærstrømmen er vist på figur 4.

Som nevnt ovenfor arbeider konverteringstrinnet som en såkalt "fly-back" likeretter, det vil si når transistoren leder og primærstrømmen i-^kan flyte, foreligger der en magnetisering av induktoren TF via primærviklingen k^(figur 3). Når transistoren TR er blokkert, vil induktoren TF bli avmagnetisert via sekundærviklingen k2, og en sekundærstrøm i2vil flyte gjennom utgangskretsen, se figur 4. På samme måte som på figur 3, vil pulsmønsteret være symmetrisk fra toppen av sinusbølgen og mot nullgjennomgangene. Regulering av utgangsspenningen Uo vil således finne sted ved hjelp av en styring av primærstrømmen i^ til den riktige verdi (= referanseverdi Urs), som tilkjennegir den såkalte strømmodus-styring.

Figur 5 viser et tidsdiagram som er felles for begge spenninger som opptrer over viklingene kl og k2 under tidsintervallene når disse leder strøm og under en halvperiode for den matede sinusformede vekselspenning Us.

Ved tidspunktet t = 0, t = T, t = 2T osv. blir transistoren styrt til ledende tilstand ved hjelp av styrepulsen i henhold til figur 2, og ved tidspunket t-^, t2, ... vil transistoren TR være blokkert. Virkemåten for primær-siden og sekundærsiden vil da bli som følger ved de for-skjellige tidsintervaller: 0 - t. Viklingen k-^ leder strøm, og dette starter oppbyg-ningen av en spenning over viklingen k-^. Spenningsfallet over viklingen k2er av en slik polaritet at dioden D2 blir blokkert og ingen strøm flyter gjennom denne diode ( ±2 = 0) . Viklingen k-^vil være magnetisert.

t^- T. Primærstrømmen i-^ blir avbrutt av transistoren , TR. Det innebærer at spenningsfallet over sekundærviklingen k2blir reversert/og vil øyeblikkelig vokse til

en viss (negativ) verdi, slik dioden D2 vil lede. Strøm-men i2lader kondensatoren C2 til en viss spenning. Dette blir hovedsakelig utgangsspenningen UQfordi motstand-en i induktansen Li er liten.

T - t2. Transistoren TR leder på nytt, noe som innebærer at spenningsfallet over viklingen k2blir reversert, og at dioden D2 blir blokkert, hvilket på sin side innebærer at i2= 0. Samtidig vil spenningen bygge seg opp over viklingen kl, men nå fra et høyere startutgangs-punkt, avhengig av den påtrykte sinusformede spenning Us-

unde r de følgende tidsintervaller under halvbølgen for Us foreligger der en alternerende reversering av spenningsfallet over viklingene kl, k2 i henhold til det ovenstående. Spenningsfallet over viklingen kl holdes på en konstant (negativ) verdi under intervallene

(t-^-T, t2-2T osv.) når viklingen er ledende. Utgangsspenningen UQutgjør hovedsakelig spenningen hos den ladede kondensator C2, idet denne er hovedsakelig konstant .

Spennings-tid-areal for den sekundære viklingsspenning

er avhengig av tiden , t2, det vil si på puls/pause-forholdet. Fordi spenning-tid-arealet for de to spenninger for viklingene er like, vil også sekundærspen-ningen være avhengig av puls/pause-forholdet. Induktoren TF vil våledes gi et spenningsforhold som varierer i tid med variasjonene for puls/pause-forholdet hos

styrepulsen i henhold til figur 2. -Virkemåten for omformeren eller transformatoren er sinusmodulert "fly-back", og er således ikke det samme som en transforma-torfunksjon hos en omformer.

Den indre tilbakekoblingssløyfe i det annet reguleringsorgan R2, som regulerer verdien av primærstrømmen i^, arbeider med større hastighet tilpasset frekvensen f^, mens den ytre tilbakekoblingssløyfe i det første reguleringsorgan R^g som svitsjer utgangsspenningen Uo, opererer langsommere, men likevel tilstrekkelig reaskt til å sikre god regulering av utgangsspenningen.

Claims (1)

1. Høyfrekvens-likeretterapparat for likeretting av en innkommende vekselspenning (Un) til en utgående likespenning (Uo) ved et gitt nivå, omfattende

   a) likeretterorganer (DB) for den innkommende vekselspenning (Un) for å generere en likerettet DC spenning (Us) ,

   b) en innkommende kraftkrets omfattende et styrbart svitsjeelement (TR) såvel som et følerorgan (R) for strøm-men gjennom kretsen,

   c) en utgående kraftkrets over hvis utgang nevnte DC-spenning (Uo) fremskaffes, omfattende en likeretter (D2) og en kondensator (C2),

   d) organer for magnetisk kobling mellom nevnte innkommende og utgående kraftkrets,

   e) et første og annet reguleringsorgan (henholdsvis Ri og R2) for dannelse av en styrestørrelse for styring av nevnte svitsjeelement (TR) avhengig av den avfølte utgangs-likespenning (Uo) ved sammenligning med en re-feransespenning (Ur) og avhengig av den avfølte strøm når den sammenlignes med en verdi (Urs) proporsjonal med øyeblikksverdien av DC strømmen (Us), og

   f) en styrbar pulsoscillator (PO) som til det styrbare svitsjeelement (TR) avgir pulser med bestemte i sammenligning med nettfrekvensen høyfrekvenspulser (fh) med en variabel puls/pause-syklus avhengig av nevnte styre-verdi (Uf),

   karakterisert ved at det magnetiske koblingsorgan omfatter en induktor (TF) med to magnetisk koblede viklinger (kl, k2), idet en av viklingene (kl) utgjør en del av den innkommende kraftkrets og den

   annen vikling (k2) utgjør en del av den utgående kraftkrets, samtidig som den ene vikling er anordnet i serie med svitsjeelementet (TR) i den innkommende kraftkrets og den annen vikling er tildannet i serie med nevnte likeretter (D2) og kondensator (C2), samtidig som en av viklingene (kl) er slik magnetisert at en pulsformet 1 spenning som moduleres ved den nevnte likerettede AC strøm (Us) blir generert under det tidsintervall (0 - t] _,

   T - t2 osv.) svitsjeelementet (TR) er ledende og den annen vikling (k2) blir magnetisert slik at der genereres en pulsformet spenning med en konstant amplitude under det tidsintervall (tj_ - T, t2 - 2T, osv.) når svitsjeelementet (TR) er blokkert.