NO892767L

NO892767L - HIGH-FREQUENCY LIKE RIGHTS WITH SINUS-SHAPED PRIMARY CURRENT.

Info

Publication number: NO892767L
Application number: NO89892767A
Authority: NO
Inventors: Alfred Lyne; Tadeus Wolpert
Original assignee: Ericsson Telefon Ab L M
Priority date: 1987-11-20
Filing date: 1989-07-04
Publication date: 1989-09-05
Also published as: NO892767D0

Description

Høyfrekvens-likeretter med sinus-formet primærstrøm. High-frequency rectifier with sinusoidal primary current.

TEKNISK OMRÅDETECHNICAL AREA

Den foreliggende oppfinnelse vedrører høyfrekvens-likeret-terapparater i henhold til den innledende del av patentkrav 1, for likeretting av en innkommende vekselspenning fra et nett, f.eks. 220V vekselspenning, til en ønsket likespenning, f.eks. 50V likespenning. Likeretterapparatet i henhold til den foreliggende oppfinnelse er i første rekke tenkt brukt i forbindelse med kraftforsyn-ing til telefonsentraler. The present invention relates to high-frequency rectifier devices according to the introductory part of patent claim 1, for rectification of an incoming alternating voltage from a network, e.g. 220V alternating voltage, to a desired direct voltage, e.g. 50V direct voltage. The rectifier device according to the present invention is primarily intended to be used in connection with power supply to telephone exchanges.

KJENT TEKNIKKPRIOR ART

Omkoblende eller svitsjemodus-likerettere med høyfrekvens-likeretting for bredere og bredere anvendelse innen kraft-forsyning til telekommunikasjonsanlegg og andre anvendel-ser. I den foreliggende forbindelse innebærer høyfre-kvens-likeretting at likeretteren innbefatter en opp-hakkings-likeretterkrets ("chopping rectifier circuit") som fungerer ved en vesentlig høyere frekvens enn frekvensen for nettet. De vesentlige fordeler ved denne likerettertype, sammenlignet med lavfrekvens-likerettere, f.eks. av transistortypen, innebærer små, lette komponenter, støyfri drift og rask regulering. Switching or switching mode rectifiers with high frequency rectification for wider and wider application in power supply to telecommunications facilities and other applications. In the present connection, high-frequency rectification means that the rectifier includes a chopping rectifier circuit ("chopping rectifier circuit") which operates at a significantly higher frequency than the frequency of the mains. The significant advantages of this rectifier type, compared to low-frequency rectifiers, e.g. of the transistor type, involves small, light components, noise-free operation and fast regulation.

En vanlig løsning ved slike likerettertyper er omtaltA common solution for such rectifier types is discussed

i D.J. Becker, "A 3000 W High Frequency, Single Phase, Switch-Mode Type, Telecommunications Battery Charger", Proceedings of the INTELEC 1986, side 81. Tilførsels-spenningen blir likerettet i en diodebro og glattet ved hjelp av en kondensator. Den likerettede likespenning blir omformet til en utgående likespenning i en like-strømsomformer ved høy svitsjefrekvens (vanligvis 20- in D.J. Becker, "A 3000 W High Frequency, Single Phase, Switch-Mode Type, Telecommunications Battery Charger", Proceedings of the INTELEC 1986, page 81. The supply voltage is rectified in a diode bridge and smoothed by means of a capacitor. The rectified direct voltage is transformed into an output direct voltage in a direct current converter at a high switching frequency (typically 20-

100 kHz) under bruken av raske halvledersvitsjer og mag-netkomponenter som er avpasset denne frekvens. 100 kHz) during the use of fast semiconductor switches and magnet components that are adapted to this frequency.

En ulempe ved den omtalte løsning går ut på at likeretteren opptar en sterkt forvrengt vekselstrøm fra nettet. Effektfaktoren vil være dårlig, og likeretterstrømmen vil omfatte visse overharmoniske som skaper uheldige forstyr-relser i nettforsyningen. Likerettere med sterkt forvrengt primærstrøm bevirker også vanskeligheter i forbindelse med reservekraftverk (dieselmotorer og genera-torer) , f.eks. ustabilitet og spenningsforvrengning. A disadvantage of the mentioned solution is that the rectifier absorbs a strongly distorted alternating current from the mains. The power factor will be poor, and the rectifier current will include certain overharmonics which create unfortunate disturbances in the grid supply. Rectifiers with strongly distorted primary current also cause difficulties in connection with reserve power plants (diesel engines and generators), e.g. instability and voltage distortion.

De omtalte ulemper har ført til visse konfigurasjoner som nå omfatter organer som resulterer i sinusformet primærstrøm. Teknikken for slik aktiv omforming av strømbølgeformen er kjent fra f.eks. F.E. Spooner, "Switch Mode Power Supplies with Idealised Perform-ance", Proceedings of the INTELEC, 1986, side 89. Idé-en her går ut på et spesielt reguleringssystem som fungerer ved høy frekvens, og som påvirker strømmens mo-mentanverdi mange ganger under en halvperiode av nettspenningen. The mentioned disadvantages have led to certain configurations which now include devices which result in sinusoidal primary current. The technique for such active transformation of the current waveform is known from e.g. FAIRY. Spooner, "Switch Mode Power Supplies with Idealized Perform-ance", Proceedings of the INTELEC, 1986, page 89. The idea here is a special regulation system that works at high frequency, and which affects the instantaneous value of the current many times during half a period of the mains voltage.

I dette tilfelle blir der benyttet to likerettertrinn, hvert med sin egen halvlederbryter og reguleringskrets. En for-regulator påvirker strømbølgeformen, mens en omformer omformer inngangsspenningen til en utgangsspenning isolert fra nettspenningen. Omformerens reguleringskrets holder utgangsspenningen eller -strømmen konstant, avhengig av driftsmodus. In this case, two rectifier stages are used, each with its own semiconductor switch and control circuit. A pre-regulator affects the current waveform, while an inverter transforms the input voltage into an output voltage isolated from the mains voltage. The inverter's regulation circuit keeps the output voltage or current constant, depending on the operating mode.

Svitsjefrekvensen ved for-regulatoren og i omformeren kan være forskjellig, men begge trinn funksjonerer ved høy frekvens. The switching frequency at the pre-regulator and in the inverter can be different, but both stages operate at a high frequency.

En slik likeretter opptar sinusformet strøm fra nettetSuch a rectifier absorbs sinusoidal current from the grid

i fase med nettspenningen. Sett fra nettutgangen kan likeretteren bli betraktet som en resistiv belastning. Likeretteren utgjør en perfekt løsning på de krav som stil-les til den, men realiseringen er forholdsvis dyr, kom-plisert og volumkrevende. in phase with the mains voltage. Seen from the mains output, the rectifier can be considered a resistive load. The rectifier is a perfect solution to the requirements that are placed on it, but the realization is relatively expensive, complicated and bulky.

REDEGJØRELSE FOR OPPFINNELSENACCOUNT OF THE INVENTION

Hensikten med oppfinnelsen er å skaffe et høyfrekvens-li-keretterapparat som gir en løsning på de ovenfor omtalte problemer, det vil si The purpose of the invention is to provide a high-frequency rectifier apparatus which provides a solution to the above-mentioned problems, that is

a) omforming av energi ved høy frekvens til en passende utgangsspenning isolert fra nettspenningen; b) konstant spenning- eller strømregulering på utgangen; c) aktiv påvirkning på primærstrømbølgen for å gi denne a) conversion of energy at high frequency into a suitable output voltage isolated from the mains voltage; b) constant voltage or current regulation on the output; c) active influence on the primary current wave to provide this

sinusform i fase med nettspenningen.sinusoid in phase with the mains voltage.

Likeretteren i henhold til den foreliggende oppfinnelse er således kjennetegnet ved de trekk som er definert i den karakteriserende del av det vedføyde patentkrav 1. The rectifier according to the present invention is thus characterized by the features defined in the characterizing part of the attached patent claim 1.

KORT OMTALE AV TEGNINGSFIGURENEBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWING FIGURES

Oppfinnelsen vil nå bli beskrevet i ytterligere detalj under henvisning til de vedføyde tegningsfigurer. Figur 1 er et blokkdiagram over likeretterapparatet i henhold til oppfinnelsen. Figur 2 er et tidsskjema vedrørende styrepulser som til-føres et svitsjeelement i den foreliggende likeretter. Figur 3 er et tidsskjema over primærstrømmen i likeretteren ifølge oppfinnelsen. Figur 4 er et tidsskjema over sekundærstrømmen i likeretteren ifølge oppfinnelsen. Figur 5 er et tidsskjema over primærstrømmen og sekundær-strømmene i den foreliggende likeretter. The invention will now be described in further detail with reference to the attached drawings. Figure 1 is a block diagram of the rectifier apparatus according to the invention. Figure 2 is a time chart relating to control pulses which are supplied to a switching element in the present rectifier. Figure 3 is a time chart of the primary current in the rectifier according to the invention. Figure 4 is a time diagram of the secondary current in the rectifier according to the invention. Figure 5 is a time diagram of the primary current and the secondary currents in the present rectifier.

OMTALE AV FORETRUKNE UTFØRELSESFORMERDISCUSSION OF PREFERRED EMBODIMENTS

Høyfrekvens-likeretterapparatet i henhold til den foreliggende oppfinnelse slik den fremgår av figur 1, omfatter en likeretterbro DB, som fullbølge-likeretter en innkommende nettspenning Un, f.eks. en sinusformet vekselspenning av størrelse 220V og frekvens 50 Hz. Nettspenningen trenger ikke å være fullstendig sinusformet, The high-frequency rectifier apparatus according to the present invention as it appears in Figure 1 comprises a rectifier bridge DB, which full-wave rectifies an incoming mains voltage Un, e.g. a sinusoidal alternating voltage of magnitude 220V and frequency 50 Hz. The mains voltage does not have to be completely sinusoidal,

og den kan være forvrengt såvel som omfatte overharmoniske, i henhold til det som er omtalt ovenfor. and it can be distorted as well as include overharmonics, according to what is discussed above.

Likeretterbroen DB er forbundet med en primær kraftkrets, omfattende primærviklingen k-^hos en induktor TF, et styrbart svitsjeelement omfattende en MOSFET transistor TR The rectifier bridge DB is connected to a primary power circuit, comprising the primary winding k-^ of an inductor TF, a controllable switching element comprising a MOSFET transistor TR

og en lav ohmsk motstand R som strømfølende organ.and a low ohmic resistance R as current-sensing organ.

Også andre typer strømfølere kan benyttes, f.eks. en strømtransformator. Other types of current sensors can also be used, e.g. a current transformer.

Apparatet i henhold til figur 1 omfatter ytterligere en sekundær kraftkrets omfattende sekundærviklingen k2hos induktoren TF, en diode D2 og et glattefilter omfattende en kondensator C2 og induktans Li. En ytterligere kondensator C3 kan eventuelt være forbundet via kraft-kretsutgangen, som danner utgangen fra apparatet hvor den ønskede likespenning Uo opptrer. The apparatus according to Figure 1 further comprises a secondary power circuit comprising the secondary winding k2 of the inductor TF, a diode D2 and a smoothing filter comprising a capacitor C2 and inductance Li. A further capacitor C3 can optionally be connected via the power circuit output, which forms the output from the device where the desired direct voltage Uo occurs.

I henhold til oppfinnelsen omfatter således likeretterapparatet en primær kraftkrets omfattende bare en magnetisk koblet induktor med to viklinger kl og k2, idet primærviklingen kl er forbundet med den primære kraftkrets til det styrbare svitsjeelement TR, mens sekundærviklingen k2 er forbundet med den sekundære kraftkrets. Svitsjeelementet TR blir således styrt slik at likeretteren arbeider som en såkalt "fly-back" likeretter, det vil si under intervallet når transistoren TR leder, vil magnetisk energi bli lagret ved hjelp av primærstrømmen i-^, mens under tidsintervallet når svitsjeelementet er blokkert, vil induktoren TF bli utladet via den sekundære kraftkrets. Dette vil bli ytterligere omtalt i forbindelse med figurene 2-5. According to the invention, the rectifier apparatus thus comprises a primary power circuit comprising only a magnetically coupled inductor with two windings kl and k2, the primary winding kl being connected to the primary power circuit of the controllable switching element TR, while the secondary winding k2 is connected to the secondary power circuit. The switching element TR is thus controlled so that the rectifier works as a so-called "fly-back" rectifier, i.e. during the interval when the transistor TR conducts, magnetic energy will be stored by means of the primary current i-^, while during the time interval when the switching element is blocked, the inductor TF will be discharged via the secondary power circuit. This will be further discussed in connection with figures 2-5.

Likeretterapparatet omfatter dessuten to reguleringsorganer Ri og R2 som danner et reguleringssystem for om forming av den likerettede inngangsspenning til den ønskede utgangs-likespenning Uo. The rectifier apparatus also comprises two regulating means Ri and R2 which form a regulating system for transforming the rectified input voltage into the desired output DC voltage Uo.

Reguleringsorganet Ri omfatter en komparator JFl for sammenligning av utgangsspenningen Uo med en referansespen-ning Ur, og en omformingskrets G for galvanisk isolasjon av utgangsspenningen Ulr fra komparatoren JFl til det annet reguleringsorgan R2. Omformingskretsen G kan f.eks. være en optosvitsj av kjent art. The regulator Ri comprises a comparator JFl for comparing the output voltage Uo with a reference voltage Ur, and a conversion circuit G for galvanic isolation of the output voltage Ulr from the comparator JFl to the other regulator R2. The conversion circuit G can e.g. be an optoswitch of a known type.

Det annet reguleringsorganR2 omfatter en multiplikator M, en komparator JF2 og styrbar pulsoscillator PO, som sender styrepulser til transistoren TR. Disse styrepulser har en variabel puls/pause-syklus med en fiksert frekvens fh, som er mye større enn nettfrekvensen, det vil si i størrelsesorden 20 kHz. Pulsoscillatoren PO kan omfatte en oscillator som sender en fiksert frekvens, en multivibratorkrets som klokkes ved hjelp av oscillatoren og som nullstilles ved utgangssignalet fra komparatoren JF2 og en drivkrets. Det er også mulig å ha en såkalt VCO, det vil si en styrbar oscillator som får sin frekvens styrt ved hjelp av utgangssignalet fra komparatoren JF2. I det kommende beskrevne tilfelle vil frekvensen fh for de sendte pulser være konstant, mens pulsbredden varierer som reaksjon på utgangssignalet fra komparatoren JF 2. The second control device R2 comprises a multiplier M, a comparator JF2 and controllable pulse oscillator PO, which sends control pulses to the transistor TR. These control pulses have a variable pulse/pause cycle with a fixed frequency fh, which is much greater than the mains frequency, i.e. in the order of 20 kHz. The pulse oscillator PO may comprise an oscillator which transmits a fixed frequency, a multivibrator circuit which is clocked by means of the oscillator and which is set to zero by the output signal from the comparator JF2 and a drive circuit. It is also possible to have a so-called VCO, that is, a controllable oscillator whose frequency is controlled using the output signal from the comparator JF2. In the next described case, the frequency fh of the sent pulses will be constant, while the pulse width varies in response to the output signal from the comparator JF 2.

Virkemåten for apparatet i henhold til figur 1 er som følger. The operation of the apparatus according to Figure 1 is as follows.

Komparatoren JFl i det første reguleringsorgan Ri sender et signal Ulr som angir forskjellen mellom utgangsspenningen Uo og referansespenningen Ur, idet U2r i prin-sippet er den samme som Ulr, men galvanisk separert fra utgangskretsen. The comparator JFl in the first regulating device Ri sends a signal Ulr which indicates the difference between the output voltage Uo and the reference voltage Ur, U2r being in principle the same as Ulr, but galvanically separated from the output circuit.

Multiplikatoren M mottar både den fullbølge-likerettede nettspenning og spenningen U2r, som indikerer forskjellen mellom Uo og Ur. Multiplikatoren sender således en størrelse Urs som er den samme som Us, men hvor ampli-tuden varierer som reaksjon på variasjonen i U2r. The multiplier M receives both the full-wave rectified mains voltage and the voltage U2r, which indicates the difference between Uo and Ur. The multiplier thus sends a quantity Urs which is the same as Us, but whose amplitude varies in response to the variation in U2r.

Den fullbølge-likerettede nettspenning Us blir brukt i den utførelsesform for reguleringsorganR2 som er anskue-liggjort her. Det er også mulig å forme Us og således Urs ved hjelp av en digital sinusgenerator, som blir synkronisert med "nettspenningen, f.eks. nullgjennomgangene. The full-wave rectified mains voltage Us is used in the embodiment of regulating device R2 which is illustrated here. It is also possible to shape Us and thus Urs by means of a digital sine generator, which is synchronized with the mains voltage, e.g. the zero crossings.

Komparatoren JF2 danner forskjellen mellom den avfølte verdi av primærstrømmen i^representert ved verdien UR= The comparator JF2 forms the difference between the sensed value of the primary current i^represented by the value UR=

R x i-^og størrelsen Urs. Ved det her omtalte utførelses-eksempel sender pulsoscillatoren PO styrepulser til transistoren TR som har konstant frekvens fr, men hvis signal/pause-syklus er en reaksjon på verdien av utgangs-størrelsen Uffra komparatoren JF2. Størrelsen U^ kan enten være en analog eller digital spenning. På figur 2 er der vist styrepulsene fra pulsoscillatoren PO. R x i-^and the size Urs. In the embodiment mentioned here, the pulse oscillator PO sends control pulses to the transistor TR which have a constant frequency fr, but whose signal/pause cycle is a reaction to the value of the output quantity Uffra the comparator JF2. The quantity U^ can either be an analog or digital voltage. Figure 2 shows the control pulses from the pulse oscillator PO.

Ved t = 0 er det antatt at Urs > Ur, og transistorenAt t = 0, it is assumed that Urs > Ur, and the transistor

TR blir slått på. Når i]_ har øket til en gitt verdiTR is switched on. When i]_ has increased to a given value

ved t = t^, Urs = UR og styrepulsen er null, vil dette resultere i at transistoren TR opphører å lede og i-^ = at t = t^, Urs = UR and the control pulse is zero, this will result in the transistor TR ceasing to conduct and i-^ =

0. Spenningsfallet UR vil være lik null under tidsintervallet t-^- T inntil transistoren TR på nytt vil lede, fordi pulsoscillatoren sender styrepulsene ved en fiksert frekvens. Primærstrømmen vil således bli "svitsjet på" med en gitt frekvens fh, og "svits- 0. The voltage drop UR will be equal to zero during the time interval t-^- T until the transistor TR will conduct again, because the pulse oscillator sends the control pulses at a fixed frequency. The primary current will thus be "switched on" with a given frequency fh, and "switch-

jet av" ved en varierende fasevinkel hos styrepulsene,jet off" at a varying phase angle of the control pulses,

se figur 3. Primærstrømmen i-^vil således følge formen for Urs. Imidlertid vil størrelsen Urs svare til den fullbølge-likerettede sinusformede spenning Us multi-plisert med størrelsen U2r som angir avviket fra utgangsspenningen Uo fra referansespenningen Ur. Puls-mønsteret i henhold til figur 3 er symmetrisk fra toppen av sinuskurven mot nullgjennomgangene. see figure 3. The primary current i-^ will thus follow the form of Urs. However, the magnitude Urs will correspond to the full-wave rectified sinusoidal voltage Us multiplied by the magnitude U2r which indicates the deviation of the output voltage Uo from the reference voltage Ur. The pulse pattern according to figure 3 is symmetrical from the top of the sine curve towards the zero crossings.

Man skal nå anta at utgangsspenningen Uo faller, f.eks. på grunn av lastøkning. Den aktuelle strøm i]_ kan ikke bygge seg opp for å gi den riktige Uo, hvilket innebærer at størrelsene Ulr og U2r øker. Denne endring bevirker at størrelsen Urs vil få en øket verdi. Etter sammen-ligningen med UR vil dette på sin side gi en økt verdi av Uffor hver amplitudeverdi ved tidspunktene T, 2T, 3T Fordi frekvensen fh er meget større enn nettfrekvensen (fj1>400 ganger nettfrekvensen) foregår der en meget rask regulering av primærstrømmen i^, slik at denne alltid følger bølgeformen for spenningen Us samtidig som den konstante verdi av Uo bibeholdes. One must now assume that the output voltage Uo drops, e.g. due to load increase. The relevant current i]_ cannot build up to give the correct Uo, which means that the sizes Ulr and U2r increase. This change means that the size Urs will have an increased value. After the comparison with UR, this will in turn give an increased value of Uffor each amplitude value at times T, 2T, 3T Because the frequency fh is much greater than the grid frequency (fj1>400 times the grid frequency) takes place where a very rapid regulation of the primary current in ^, so that this always follows the waveform of the voltage Us while maintaining the constant value of Uo.

Utseendet av sekundærstrømmen er vist på figur 4.The appearance of the secondary current is shown in figure 4.

Som nevnt ovenfor arbeider konverteringstrinnet som en såkalt "fly-back" likeretter, det vil si når transistoren leder og primærstrømmen i-^kan flyte, foreligger der en magnetisering av induktoren TF via primærviklingen k^(figur 3). Når transistoren TR er blokkert, vil induktoren TF bli avmagnetisert via sekundærviklingen k2, og en sekundærstrøm i2vil flyte gjennom utgangskretsen, se figur 4. På samme måte som på figur 3, vil pulsmønsteret være symmetrisk fra toppen av sinusbølgen og mot nullgjennomgangene. Regulering av utgangsspenningen Uo vil således finne sted ved hjelp av en styring av primærstrømmen i^ til den riktige verdi (= referanseverdi Urs), som tilkjennegir den såkalte strømmodus-styring. As mentioned above, the conversion stage works as a so-called "fly-back" rectifier, i.e. when the transistor conducts and the primary current i-^ can flow, there is a magnetization of the inductor TF via the primary winding k^ (figure 3). When the transistor TR is blocked, the inductor TF will be demagnetized via the secondary winding k2, and a secondary current i2 will flow through the output circuit, see figure 4. In the same way as in figure 3, the pulse pattern will be symmetrical from the top of the sine wave and towards the zero crossings. Regulation of the output voltage Uo will thus take place by means of a control of the primary current i^ to the correct value (= reference value Urs), which indicates the so-called current mode control.

Figur 5 viser et tidsdiagram som er felles for begge spenninger som opptrer over viklingene kl og k2 under tidsintervallene når disse leder strøm og under en halvperiode for den matede sinusformede vekselspenning Us. Figure 5 shows a timing diagram that is common to both voltages that appear across the windings kl and k2 during the time intervals when these conduct current and during a half-period for the supplied sinusoidal alternating voltage Us.

Ved tidspunktet t = 0, t = T, t = 2T osv. blir transistoren styrt til ledende tilstand ved hjelp av styrepulsen i henhold til figur 2, og ved tidspunket t-^, t2, ... vil transistoren TR være blokkert. Virkemåten for primær-siden og sekundærsiden vil da bli som følger ved de for-skjellige tidsintervaller: 0 - t. Viklingen k-^ leder strøm, og dette starter oppbyg-ningen av en spenning over viklingen k-^. Spenningsfallet over viklingen k2er av en slik polaritet at dioden D2 blir blokkert og ingen strøm flyter gjennom denne diode ( ±2 = 0) . Viklingen k-^vil være magnetisert. At the time t = 0, t = T, t = 2T, etc., the transistor is controlled to the conducting state by means of the control pulse according to figure 2, and at the time t-^, t2, ... the transistor TR will be blocked. The operation of the primary side and the secondary side will then be as follows at the different time intervals: 0 - t. The winding k-^ conducts current, and this starts the build-up of a voltage across the winding k-^. The voltage drop across the winding k2 is of such a polarity that the diode D2 is blocked and no current flows through this diode (±2 = 0). The winding k-^will be magnetized.

t^- T. Primærstrømmen i-^ blir avbrutt av transistoren , TR. Det innebærer at spenningsfallet over sekundærviklingen k2blir reversert/og vil øyeblikkelig vokse til t^- T. The primary current i-^ is interrupted by the transistor, TR. This means that the voltage drop across the secondary winding k2 will be reversed/and will instantly increase

en viss (negativ) verdi, slik dioden D2 vil lede. Strøm-men i2lader kondensatoren C2 til en viss spenning. Dette blir hovedsakelig utgangsspenningen UQfordi motstand-en i induktansen Li er liten. a certain (negative) value, as diode D2 will conduct. Current-but i2 charges the capacitor C2 to a certain voltage. This mainly becomes the output voltage UQ because the resistance in the inductance Li is small.

T - t2. Transistoren TR leder på nytt, noe som innebærer at spenningsfallet over viklingen k2blir reversert, og at dioden D2 blir blokkert, hvilket på sin side innebærer at i2= 0. Samtidig vil spenningen bygge seg opp over viklingen kl, men nå fra et høyere startutgangs-punkt, avhengig av den påtrykte sinusformede spenning Us- T - t2. The transistor TR conducts again, which means that the voltage drop across the winding k2 is reversed, and that the diode D2 is blocked, which in turn means that i2= 0. At the same time, the voltage will build up across the winding kl, but now from a higher initial output point, depending on the applied sinusoidal voltage Us-

unde r de følgende tidsintervaller under halvbølgen for Us foreligger der en alternerende reversering av spenningsfallet over viklingene kl, k2 i henhold til det ovenstående. Spenningsfallet over viklingen kl holdes på en konstant (negativ) verdi under intervallene during the following time intervals during the half-wave for Us there is an alternating reversal of the voltage drop across the windings kl, k2 in accordance with the above. The voltage drop across the winding at is kept at a constant (negative) value during the intervals

(t-^-T, t2-2T osv.) når viklingen er ledende. Utgangsspenningen UQutgjør hovedsakelig spenningen hos den ladede kondensator C2, idet denne er hovedsakelig konstant . (t-^-T, t2-2T, etc.) when the winding is conductive. The output voltage Uconstitutes mainly the voltage of the charged capacitor C2, as this is mainly constant.

Spennings-tid-areal for den sekundære viklingsspenningVoltage-time-area for the secondary winding voltage

er avhengig av tiden , t2, det vil si på puls/pause-forholdet. Fordi spenning-tid-arealet for de to spenninger for viklingene er like, vil også sekundærspen-ningen være avhengig av puls/pause-forholdet. Induktoren TF vil våledes gi et spenningsforhold som varierer i tid med variasjonene for puls/pause-forholdet hos is dependent on the time , t2, i.e. on the pulse/pause ratio. Because the voltage-time area for the two voltages for the windings is the same, the secondary voltage will also depend on the pulse/pause ratio. The inductor TF will inevitably give a voltage ratio that varies in time with the variations in the pulse/pause ratio of

styrepulsen i henhold til figur 2. -Virkemåten for omformeren eller transformatoren er sinusmodulert "fly-back", og er således ikke det samme som en transforma-torfunksjon hos en omformer. the control pulse according to Figure 2. - The mode of operation of the converter or transformer is sinusoidally modulated "fly-back", and is thus not the same as a transformer function of a converter.

Den indre tilbakekoblingssløyfe i det annet reguleringsorgan R2, som regulerer verdien av primærstrømmen i^, arbeider med større hastighet tilpasset frekvensen f^, mens den ytre tilbakekoblingssløyfe i det første reguleringsorgan R^g som svitsjer utgangsspenningen Uo, opererer langsommere, men likevel tilstrekkelig reaskt til å sikre god regulering av utgangsspenningen. The inner feedback loop in the second regulator R2, which regulates the value of the primary current i^, operates at a greater speed adapted to the frequency f^, while the outer feedback loop in the first regulator R^g which switches the output voltage Uo, operates more slowly, but still sufficiently reaskt to to ensure good regulation of the output voltage.

Claims

High frequency rectifier apparatus for rectifying an incoming alternating voltage (Un) to an outgoing direct voltage (Uo) at a given level, comprising

a) rectifier means (DB) for the incoming AC voltage (Un) to generate a rectified DC voltage (Us),

b) an incoming power circuit comprising a controllable switching element (TR) as well as a sensing means (R) for current through the circuit,

c) an output power circuit over whose output said DC voltage (Uo) is provided, comprising a rectifier (D2) and a capacitor (C2),

d) means for magnetic coupling between said incoming and outgoing power circuit,

e) a first and second regulating means (respectively Ri and R2) for forming a control variable for controlling said switching element (TR) depending on the sensed output DC voltage (Uo) when compared with a reference voltage (Ur) and depending on the sensed current when compared to a value (Urs) proportional to the instantaneous value of the DC current (Us), and

f) a controllable pulse oscillator (PO) which emits to the controllable switching element (TR) pulses with specific high-frequency pulses (fh) in comparison with the mains frequency with a variable pulse/pause cycle depending on said control value (Uf),

characterized in that the magnetic coupling means comprises an inductor (TF) with two magnetically coupled windings (kl, k2), one of the windings (kl) forming part of the incoming power circuit and the

another winding (k2) forms part of the outgoing power circuit, while one winding is arranged in series with the switching element (TR) in the incoming power circuit and the other winding is formed in series with said rectifier (D2) and capacitor (C2) , while one of the windings (kl) is magnetized in such a way that a pulse-shaped 1 voltage which is modulated by the aforementioned rectified AC current (Us) is generated during the time interval (0 - t] _,

T - t2 etc.) the switching element (TR) is conductive and the other winding (k2) is magnetized so that a pulse-shaped voltage with a constant amplitude is generated during the time interval (tj_ - T, t2 - 2T, etc.) when the switching element ( TR) is blocked.