NO881626L - Belysningsanlegg med fluorescerende lamper. - Google Patents

Description

Denne oppfinnelse angår fluorescerende lampers lysregulering og er særlig, men ikke utelukkende viet belysningsanlegg for større arealer i bygninger.

Hittil har det vært vanlig å belyse større områder i bygninger ved hjelp av fluorescerende lamper, og samtlige av de benyttede lamper er da tilkoblet nettets strømforsyning, selv om en eller flere av lampene kan være betjent av separate brytere. De fluorescerende lamper er gjerne sammenkoblet i grupper med en eller flere lamper i hver gruppe. Hver slik gruppe har på sin side en eller flere startkretser, ballaster for begrensning av lampestrømmen og komponenter for å forbedre e ffektfaktoren.

Et problem med slike installasjoner er at nettspenningen som gir strømforsyning kan ha spenningsvariasjoner på mer enn - 10%. En lampe som således har nominell driftsspenning 240 V vekselspenning kan risikere å måtte arbeide med opptil 260 V. Dette kan på sin side gi for sterkt lys fra en fluorescerende lampe og en avgitt effekt som ligger over det som lampen er beregnet til å tåle, hvorved dens forventede levetid reduseres. I tillegg vil start- eller tennforholdene under slike forhold kunne medføre at lampenes glødetråder (katoder) trekker mer strøm enn normalt og oppvarmes til over-temperaturer, hvilket på sin side bidrar til (a) redusert forventet levetid for glødetrådene og (b) eksessiv varmegenere-ring ved starten som på sin side gir uønskede temperatur-forskjeller ved endeforseglingene i de fluorescerende lamper med eventuell risiko for brekkasje i disse, luftinntrengning og påfølgende ødeleggelse av varmetrådene på grunn av oksyda-sjon, og defekte lamper som følge.

Hvis i tillegg en fluorescerende lampe må arbeide med høyere spenning enn den nominelle vil lampens driftstem-peratur stige til høyere verdier enn det som er ønsket, og dette medfører på sin side at lampens forventede levetid sen-kes .

Det er kjent å drive fluorescerende lamper som skal belyse store arealer i bygninger fra en uavhengig for-syningsspenning. Typisk kan en slik spenning være omkring 500 V eller høyere og ha en frekvens på omkring 20 kHz. Virkningen ved å drive lampene ved så høy frekvens som 20 kHz, dvs. ved en frekvens som er langt høyere enn den normale nettspen-nings frekvens (50 Hz) er at lampens fosforbelegg da eksiteres ved en langt høyere repetisjonsfrekvens enn raten for lampens etterglødning hvorved lampelyset blir langt jevnere og den flimring som kan oppstå med 50 Hz drift nesten fullstendig er eliminert. Innenfor den kjente teknikk hvor installasjoner med lamper benytter høyere spenning og frekvens, tennes lampene fremdeles ved at det først tilveiebringes en glødestrøm for oppvarming av lampenes katoder til en egnet starttempera-tur. En slik oppvarmingsstrøm forårsaker imidlertid termisk påkjenning på selve glødetrådene og bidrar derfor til reduksjon av den forventede levetid av disse. I tillegg kan den termiske påkjenning være slik at eventuelle mekaniske vibra-sjoner som kan overføres fra f.eks. bygningens klimaanlegg under slike forhold kan forårsake tidlig utfall av lampene.

Foreliggende oppfinnelse har som mål å søke å forbedre den forventede levetid av fluorescerende lamper og samtidig søke å oppnå maksimal virkningsgrad. I samsvar med et første aspekt av den foreliggende oppfinnelse er det derfor skaffet til veie

et belysningsanlegg med fluorescerende

lamper, omfattende

(a) en effektomvandler for omvandling

av nettets effekt til vekselstrømseffekt for forsyning av en fluorescerende lampe, (b) en styreenhet forbundet med effektomvandleren for regulering av dennes spenningsutgang og således lyset fra de fluorescerende lamper, og (c) en reguleringskrets for de fluorescerende lamper, koblet til disse og effektomvandleren, idet reguleringskretsen har en ikke forhåndsoppvarmet katode,

og belysningsanlegget er kjennetegnet ved å omfatte en startkrets, en driftskrets og en strømsensorkrets for under bruk å koble startkretsen og driftskretsen til en fluorescerende lampe i reguleringskretsen,

idet strømsensorkretsen er slik innrettet at startkretsen kobles til den fluorescerende lampe når vekselstrømseffekt tilføres, mens driftskretsen tilkobles den fluorescerende lampe når denne trekker ioniseringsstrøm hvorved

startkretsen deaktiveres, idet denne er innrettet til å kunne tilveiebringe tilstrekkelig driftsspenning til de ikke forhåndsvarmede katoder i lampen til at ioniserende utladning etableres, og ved at driftskretsen har en reaktiv belastning som i vesentlig grad vil forbedre anleggets effektfaktor, og strømbegrensning for kontinuerlig drift av den fluorescerende lampe.

I samsvar med et ytterligere aspekt ved den foreliggende oppfinnelse er det skaffet til veie en effektomvandler, særlig, men ikke utelukkende for tilførsel av vekselstrømeffekt til en lampekrets for en ikke oppvarmet fluorescerende lampes katode, idet effektomvandleren omfatter kobleorganer for tilkobling av effekt og som er styrbare av en kurveformstyrt drivkrets for å gi et periodisk varierende nytteforholdssignal fra den tilførte effekt,

og denne effektomvandler er kjennetegnet ved at det varierende nytteforholdssignal ved bruk føres til en utgangskrets og omvandles til en utgangsvekselspenning slik at nytteforholdet i nytteforholdssignalet bestemmer den momentane størrelse av utgangsvekselspenningen, idet nytteforholdet bestemmes av den kurveformstyrte drivkrets fra en digitalt fastlagt kurveform med konstant amplitude og generert i et tilbakekoblingsnettverk forbundet med den utgang som fører utgangsvekselspenningen og den kurveformstyrte drivkrets og slik styrt at påvirkningen fra belastningsendringer på denne utgang såvel som endringer i effektkilden reduseres til et minimum.

For å få et klarere bilde av oppfinnelsen skal det vises til de ledsagende tegninger, hvor fig. 1 viser et blokkskjema for et foretrukket belysningsanlegg med fluorescerende lamper, fig. 2 viser en startkrets for en fluorescerende lampe ifølge teknikkens stand, fig. 3 viser et kurvediagram som benyttes til å forklare en fluorescerende lampes driftsforhold, fig. 4 viser skjematisk en glødetråd i en fluorescerende lampe, fig. 5 viser et koblingsskjerna av en foretrukket startkrets for en fluorescerende lampe og ifølge oppfinnelsen, fig. 6 viser blokkskjematisk startfor-holdene i kretsen vist på fig. 5, fig. 7 viser blokkskjematisk driftsforholdene ifølge skjemaet på fig. 5, fig. 8 viser et blokkdiagram av den styreenhet som inngår i skjemaet på fig. 1, fig. 9 viser et blokkdiagram over effektregulatoren vist på fig. 1, fig. 10 viser et koblingsskjema for effektomvandleren vist på fig. 9, fig. 11 viser blokkskjematisk en adressegenerator vist på fig. 9, fig. 12 viser blokkdiagrammet av en kurveformstyrt drivkrets vist på fig. 9, fig. 13 viser blokkskjematisk overbelastningsbeskyttelseskret— s e n vist pa o fig. 9,

og fig. 14 viser i et diagram, forskjellige kurveformer i de enkelte foretrukne kretser.

På fig. 1 vises blokkskjematisk en oversikt over et typisk belysningsanlegg i et forretningsbygg hvor lampegrupper 3 med konvensjonelle 40 watts fluorescerende lamper 1 er parallellkoblet og hvor hver lampegruppe 3 er koblet til en respektive effektregulator 5 for separat lysregulering av hver lampegruppe. Hver effektregulator 5 er tilkoblet det normale vekselstrømsnett såsom et trefasenett med 415 V ved 50 Hz. Regulatorene kan også i tillegg være tilknyttet et like-spenningsbatteri eller en sekundær strømforsyning slik at belysningsanlegget kan funksjonere også hvis nettspenningen skulle falle ut. Effektregulatorens funksjon er å tilføre vekselstrømseffekt ved en bestemt frekvens og på en bestemt måte til hver av lampegruppene 3 med fluorescerende lamper 1.

Typisk kan hver lampegruppe 3 omfatte førti

40 watts fluorescerende lamper. På denne måte kan hver lampegruppe 3 belyse bestemte områder i en bygning. Hver effektregulator 5 er på sin side forbundet med en styreenhet 7 som omfatter et tilbakekoblingsnettverk med en lysføler 9 som benyttes for å sette et ønsket utgangsnivå fra effektregulatorene 5. I denne sammenheng befinner lysføleren 9 seg inne i bygningen for å motta lys som sendes ut fra de fluorescerende lamper 1 og likeledes detektere den naturlige bakgrunns-belysning som foreligger via bygningens vinduer eller lignende. På denne måte gir lysføleren 9 et lyssignal 11 til styreenheten 7 som så innstiller effektregulatoren 5 for regulering av de

fluorescerende lamper 1 til ønsket lys. I tilfelle bakgrunns-belysning^ller det omgivende naturlige lys er sterkere enn et bestemt lysnivå kan effektregulatoren 5 slås av og redusere belysningsanleggets effektopptak og samtidig øke den forventede levetid av lampene 1. Manuelle betjeningsorganer 13 er

også anordnet for å sette et bestemt lysnivå. Et manuelt inn-stillbart utgangssignal 15 settes da opp fra de manuelle betjeningsorganer 13 og overføres til styreenheten 7 som endelig bestemmer det satte nivå. Styreenheten 7 har en nivåkrets 17 for et høyeste nivå og som tilføres utgangssignalet 15 slik at lysnivået fra omgivelseslyset i bygningen kan bevirke at effektregulatoren 5 slås av.

Virkemåten for en fluorescerende lampe ifølge den kjente teknikk skal nå beskrives i forbindelse med fig. 2 og 3. På fig. 3 viser en spenningskurve 106 den tilførte spenning fra en energi- eller effektkilde 101. Spenningen kan typisk være en vekselspenning på 240 V og 50 Hz eller kan ha både en annen spenning og frekvens. Spenningskurven 106 tilsvarer den påtrykte spenning når det ikke går strøm i anleggets fluorescerende lampe 1. Under starten eller tenningen forløper spenningen mellom de to katoder 103 i form av glødetråder gjerne som vist med spenningskurven 109 i heltrukken strek, idet effektkilden 101 tilkobles ved et eller annet tidlig tidspunkt 115 (fig. 3). Det antas her at kretsens starter 104 åpner ved diagrammets tidspunkt 116 og at den spenningstransient som oppstår på grunn av induktiviteten i kretsen når ioniseringsspenningen for en glødet katode, indikert ved nivået 107 i diagrammet, med det resultat at den fluorescerende lampe 1 tenner og spenningen over den når dens lysbuenivå 117. Lampe-strømmen slukkes ved tidspunktet 118. Under tidsintervallet 100 holdes gassen i den fluorescerende lampe 1 tilnærmet fullt ionisert og ny tenning finner da sted ved tidspunktet 119 i den negative halvperiode for den tilførte spenning. Lysbue-strøm vil forløpe under tidsintervallet 113. Deretter gjentas den beskrevne syklus periodisk.

I belysningsanlegget ifølge den foreliggende oppfinnelse er katodene 103 i form av glødetråder ikke forhåndsoppvarmet. Glødetrådene holdes derfor kalde selv om en viss temperaturstigning skjer under drift. Følgelig må en betydelig høyere spenning påtrykkes for å "tenne" eller ionisere gassen i den fluorescerende lampe 1. For å illustrere dette tenkes at spenningen påtrykkes ved tidspunktet 114 hvoretter en spenningsstigning indikert med kurven 111 deretter følger i takt med den påtrykte spenning. Denne spenningsstigning passerer nivået 107 for ioniseringsspenningen uten at den fluorescerende lampe 1 nå tennes, og først når spenningen når et høyere nivå 108 som er tennpunktet for en kald katode tennes lampen 1 og lampespenningen faller ned til lysbuenivået 117. Under spen-ningsstigningen (kurve 111) passeres først et nivåområde 112 hvor en glødeutladning før selve tenningen og med lav strøm finner sted.

I det foreliggende belysningsanlegg er katodene 103 i form av glødetråder kortsluttet som vist på fig. 4. Til-førselslinjen 120 for nettspenningen føres derfor til begge sider av glødetråden og setter igang en elektronstrøm langs to strømveier 121 og 122 som samles i en felles elektron-strømvei 125 fra katodens 103 overflate. Det typiske tap i en slik glødetrådskatode 103 i et konvensjonelt 40 watts fluorescerende rør under disse forhold kan være ca. 0,25 W.

I kretsen ifølge den kjente teknikk (fig. 2) fører lampen glødestrøm i begge katoder 103, og energiforbruket i katodene i et konvensjonelt 40 watts fluorescerende lysrør vil tilnærmet være 2 W som et resultat av strømmen i elektron-strømveien 125. Hvis glødetråden skulle bli brutt, f.eks. ved punkt 124 vil lysrøret ikke lenger kunne brukes for normal tenning. Hvis imidlertid et slikt glødetrådsbrudd skulle fore-komme ved punktet 124 i den foreliggende anvendelse vil tapene nærme seg de angitte 2 W for den konvensjonelle krets som er vist på fig. 2.

Virkemåten for belysningsanlegget ifølge oppfinnelsen skal nå beskrives med henvisning til fig. 5, 6 og 7. Lampenes belysningsanlegg kan deles inn i tre faser:

(i) en innledende fase,

(ii) en startfase, og

(iii) en driftsfase.

Virkemåten for anlegget under disse tre faser skal i det følgende gjennomgås i detalj:

( i) Den innledende fase

I den innledende fase er lampekretsens hovedbry-ter 145 (fig. 5) åpen, og den tilgjengelige driftsspenning fra effektkilden 101 er da tilnærmet 140-150 V ved 20 kHz.

^ f f

Den viste og foretrukne krets drives med denne spenning siden det typisk foretrekkes å drive en rekke slike parallelle lampe-kretser fra én styrekrets. Imidlertid skal det bemerkes at den viste krets ikke er begrenset til bare å kunne benyttes ved visse spenninger og denne frekvens, men strømforsyning fra et vanlig vekselstrømsnett med 240 V og 50 kHz kan også benyttes. Mindre modifikasjoner av enkelte av kretsens kompo-nentverdier kan også naturligvis tenkes. Når hovedbryteren 145 lukkes påtrykkes spenning fra effektkilden 101. I den innledende fase er da de to sett relékontakter 142, 143 i den stilling som er vist på fig. 5, og kretsens transformator får da åpen primærvikling 127, men lukket sekundærvikling 128. Denne transformator er typisk viklet på en ferrittkjerne og har et viklingsforhold på 5:1, idet sekundærviklingen 128 har flest tørn, hvilket tilsvarer at summen av inngangsspenningen og sekundærspenningen kan nå opp over spenningsnivået 108 vist på fig. 3. Typisk har en slik transformator stor spredning og tilsvarende stor spredereaktans 146. Denne spredereaktans 146 er indikert som en separat vikling i skjemaet på fig. 5. Den tilførte vekselspenning overføres således via transformatoren og en seriekoblet strømbegrensende reaktans 129 fra effektkilden 101 til den fluorescerende lampe 1 uten at denne tennes, siden tilførselsspenningen ikke er tilstrekkelig til å bevirke ionisering. En reaktans 141 som i dette eksempel er vist som en midttappet induktor (drossel) og som således virker som en autotransformator gir en nedtappet spenning som likerettes av en diode 135 og glattes av en filterkondensator 136 slik at det tilføres en likespenning til viklingen 131 i et relé for aktivering av relékontaktsettene 142 og 143, og likespenningen føres dessuten til de øvrige komponenter i belysningsanleggets strømsensor 144 som på fig. 5 er indikert som en blokk med stiplet linje. Strømsensorere 144 transistorer 134, 152, 153 og 154 er innledningsvis ikke ledende og strøm flyter da gjennom en motstand 132 til transistorens 152 base og får denne til å lede. Transistoren 134 og reléviklingen 131 tilføres strøm over en diode 150, og denne diodes strøm lader samtidig opp en ladekonsensator 148. Releet med viklingen 131 slår da om relékontaktene 142 og 143 hvorved kretsen går over fra sin innledende fase til sin startfase som er illustrert på koblingsskjemaet vist på fig. 6.

( ii) Startfase

I startfasen påtrykkes spenning fra effektkilden 101 transformatorens primærvikling 127 hvorved det oppstår en sekundærspenning over sekundærviklingen 128. Koblingen mellom disse viklinger 127 og 128 er slik at effektkildens og sekundærviklingens spenning ligger i fase og summeres slik at den resulterende spenning påtrykkes over den viste spredereaktans 146, en ytterligere strømbegrenserreaktans 179 og den seriekoblede strømbegrenserreaktans 129 til den fluorescerende lampe 1. Ved dette tidspunkt er strømsensoren 144 de-aktivert siden ingen strøm overføres til lampen 1. Resultant-spenningen som ligger over lampen 1 er nå tilstrekkelig til å forårsake tenning av denne, og strømmen som etableres begren-ses av strømbegrenserreaktansen 129 og spredereaktansen 146 i tillegg til den ytterligere strømbegrenserreaktans 179, og alle disse tre komponenter befinner seg i den strømsløyfe som kan åpnes eller lukkes med relékontaktsettet 143. Tennings-forløpet i den fluorescerende lampe 1 passerer den tidligere nevnte fase med gløde- eller lavstrømlysbue, indikert som nivåområdet 112 vist på fig. 3 og inn i det normale lysbue-eller tennområde ved et noe senere tidspunkt, i avhengighet av den påtrykte resultantspenning. Etter tenningen oppstår elektronstrøm i lampen, begrenset av reaktanskomponentene 146, 179 og 129.

( iii) Driftsfase

Under lampens driftsfase er strømsensoren 144

på ny aktiv. I kretsens innledende fase drives releet via transistoren 134 fra transistoren 152 over dioden 150. Når den fluorescerende lampe 1 fører strøm etter tenningen etableres en spenning over en parallellkobling mellom dioder 137 og 140 og en motstand 156, og den positive halvbølge av denne etablerte spenning har da så stor amplitude at en transistor 154 som får basestrøm gjennom en motstand 155 begynner å lede og trekker strøm fra basen på transistoren 152 slik at denne åpner. Transistoren 153 som får basestrøm gjennom en motstand 151 og er parallellkoblet med en tidskonstantkondensator 138 opprettholder denne kortslutning av transistoren 152 en viss tid. Drivstrømmen til transistoren 134 opphører som følge av

at transistoren 152 ikke lenger leder på grunn av kortslutnings-virkningen fra transistorene 153 og 154. Transistoren 134 kut-tes derfor ut etter en viss tidsforsinkelse som bestemmes av RC-leddet med motstanden 147 og kondensatoren 148. Transistorene 152 og 153 danner en bistabil krets som er stabil i begge tilstander. Kretsens bistabile natur, innbefattet virkningen fra transistorene 152 og 153 tillater en myk start og jevne driftsbetingelser uten reléklapring. For på ny å kunne starte lampen 1 må først effekttilførselen til strømsensoren 144 brytes og på ny tilføres. Tidskonstanten i RC-leddet settes slik at det tillates tilstrekkelig tid for stabilise-ring av lampens ionisering før kretsen går over i sin driftsfase. Denne fase er indikert på fig. 7 hvor releet med sin relévikling 131 befinner seg i sin passive stilling.

Kretsens normalstilling tilsier at relékontaktsettene 142 og 143 åpner for primærviklingen 127, men kort-slutter sekundærviklingen 128 slik at den adderte startspen-ning ikke lenger påtrykkes den fluorescerende lampe 1. Kretsen holdes da i den stilling hvor elektronstrømmen i strømveien 125 går fra effektkilden 101 gjennom den seriekoblede strøm-begrenserreaktans 129, og en parallell strøm flyter da gjennom reaktansen 141 hvis funksjon er å korrigere for den lavere effektfaktor som oppstår overfor nettet på grunn av den seriekoblede reaktans 129. Det tas sikte på å korrigere effektfaktoren slik at denne blir tilnærmet lik 1. Reaktansen 141

er komplementær til reaktansen 129 for å oppnå slik korreksjon, dvs. den ene reaktans gir positiv faseforskyvning, mens den andre gir negativ.

I den viste kretsutførelse kan reaktansen 129

være enten induktiv eller kapasitiv, mens reaktansen 141 kan være tilsvarende kapasitiv eller induktiv. M.a.o. kan den viste kondensator erstattes med en induktor, og den viste induktor kan erstattes med en kondensator. Det er foretrukket å benytte en seriekoblet kondensator som reaktans 129 siden det gir en strømbegrensende virkning som får karakteristikk av et høypassfilter hvor eventuelle harmoniske som genereres eller finnes i effektkilden 101 vil undertrykkes i belastningen i stedet for å reflekteres tilbake til kilden. I den kjente konstruksjon som er vist på fig. 2 virker den induktive

reaktans 27 sammen med kondensatoren 5 som et lavpassfilter hvor eventuelle slike harmoniske blir reflektert tilbake til effektkilden. I konstruksjonen ifølge den kjente teknikk må nemlig seriereaktansen 27 være induktiv for å tilveiebringe den nødvendige tennspenning når bryteren 104 åpner, og kor-reks jonskondensatoren 5 for å korrigere for effektfaktoren gir ingen effektiv harmonisk felle eller effektforbruker siden denne kondensator normalt ikke har nevneverdige tap, og den virkning som denne kondensator tilsynelatende har på innhol-det av harmoniske frekvenser i kretsen er å forårsake at disse danner sirkulerende harmoniske strømmer som føres tilbake til effektkilden 101. I den foreliggende konstruksjon for belysningsanlegg og i det tilfelle hvor det benyttes en kapasitiv strømbegrensende reaktans 129 absorberes effekt som er knyttet til de harmoniske frekvenser overlagret nettets grunnfrekvens i den fluorescerende lampe 1 og omvandles til nyttig lys slik at det representerer an relativt bredbåndet tilpasset belast-ningsimpedans overfor effektkilden 101 i stedet for en harmonisk reflekterende og lavpassvirkende belastning.

Det skal bemerkes at i den viste utførelses-form av den foreliggende oppfinnelse vil strømtettheten i katodene 103 reduseres siden elektronstrømmen fordeles over to strømveier 121 og 122. Ved å koble lampen 1 på denne måte reduseres også effekttapet i forhold til den konvensjonelle krets som er vist på fig. 2. Dette vil på sin side gi en betydelig reduksjon i katodetemperaturen under normal drift og en tilsvarendeøkning i den forventede levetid for katodene. Følgelig oppnås en tilsvarende reduksjon i temperaturen for endeforseglingene i lampene og dette vil bedre sikkerheten mot inntrengning av luft i lampen og gi lengre forventet levetid for denne.

På fig. 8 er vist blokkskjematisk belysningsanlegget med en styreenhet 7, en lysføler 9 og manuelle betjeningsorganer 13. Hensikten med styreenheten 7 er å tilveiebringe et utgangssignal med lav impedans på en utgangslinje 19 og som er summen av lyssignalet 11 og det manuelt innstillbare utgangssignal 15. Signalet på linjen 19 tjener som et referansesignal, og linjens lave impedans tillater at et større antall etterfølgende effektregulatorer 5 kan drives for på sin side å regulere strømmen i tilsvarende lampegrupper 3 med fluorescerende lamper og kretser slik som vist på fig. 5. Lampe-kretsene og lampegruppene vil heretter for enkelhets skyld kun kalles (fluorescerende) lamper 1. Fra fig. 1 kan videre ses at lysføleren 9 er tilkoblet en kalibreringskrets 23 for høy/lav grenseverdi hvis funksjon er å gi et lyssignal 11 som er knyttet til forhåndssatte øvre og endre grenseverdier og som har en bestemt stigning mellom disse verdier. Lysmåleren 9 kan passende være en hvilken som helst egnet føler eller sensor såsom en fotomotstand eller en fotodiode. Konstruksjonen av kalibreringskretsen 23 med grenseverdifastleggelsen er ansett å være kjent teknikk og detaljene skal derfor ikke omtales nærmere her. Lyssignalet 11 føres til den ene inngang på en summasjonsforsterker 25 som har lav utgangs impedans for utgangslinjen 19 som fører til en eller flere effektregulatorer 5.

De manuelt betjenbare organer 13 er koblet til en tilsvarende kalibreringskrets 27 som også har kretser for høy/lav grenseverdi, og fra denne kalibreringskrets går det manuelt innstillbare utgangssignal 15 ut. Organene 13 omfatter mest hensiktsmessig en dreibar innstillingsinnretning såsom et potensiometer. Hensikten med denne kalibreringskrets 27 er å fastlegge en øvre og en nedre grense for regulerings-området. Også denne kalibreringskrets er ansett å represen-tere kjent teknikk. Det manuelt innstillbare utgangssignal 15 er ført fra kalibreringskretsen til en forsterker 29 med formål å generere et sperresignal på en sperrelinje 21 dersom lyssignalet 11 overstiger utgangssignalet 15 med en viss verdi. Signalet 15 er likeledes ført til den andre inngang på summa-sjonsforsterkeren 25 slik at utgangssignalet på linjen 19 vil variere omvendt proporsjonalt med amplituden av lyssignalet 11 dersom signalet 15 holdes konstant. Signalet på linjen 19 representerer således en sperrebetingelse for lysgenereringen fra lampene, bestemt av innstillingen av betjeningsorganene 13 .

Signalet på sperrelinjen 21 føres til effektregulatorene for å slå av disse en viss periode når lyssignalet 11 overstiger utgangssignalet 15 med et nivå som er satt slik at belysningsanlegget ikke får oscillatoriske tendenser. Stillingen settes slik at det er sørget for et minimalt lysbehov i lysføleren 9 innenfor dennes registreringsområde.

Under drift plasseres lysføleren 9 i en stilling hvor den mottar utstrålt lys fra lampene 1 og hvor den også registrerer det eksterne eller omgivende lys som kan komme inn i den aktuelle bygning gjennom dennes vinduer eller lignende. På denne måte virker føleren 9 som et element i en til-bakekoblingssløyfe i belysningsanlegget.

På fig. 9 er vist et blokkskjema av anleggets effektregulator 5. En slik regulator omfatter en effektomvandler 31 som genererer en symmetrisk vekselspenning 33 fra den tilførte effekt fra enten vekselstrømsnettet eller fra en sekundær effektkilde såsom et likespenningsnødstrømsaggregat. Den symmetriske utgående vekselspenning 33 kan typisk ha amplitude mellom 200 og 260 Veffog en frekvens på 20 kHz. Denne spenning påtrykkes belastningen som omfatter de fluorescerende lamper 1 via en skilletransformator 35 som i tillegg til primær- og sekundærviklingen har en tertiærvikling 37 som gir en liten brøkdel av vekselspenningen 33 som en til-bakeføringsspenning for styring av kretser som skal beskrives senere. Effektomvandleren 31 styres på sin side av en kurveformstyrt drivkrets 39 som benyttes for å endre størrelsen av den symmetriske utgangsvekselspenning 33. Drivkretsen 39 styres av en A/D-koblet adressegenerator 41 som på sin side får styring fra utgangslinjene 19 og 21 fra styreenheten 7,

og generatoren representerer det forespurte lysnivå i det bestemte område av den bygning som skal belyses av lampene 1, i avhengighet av innstillingen av de manuelt betjente organer 13 og regulatorens utgangsspenning nedtransformert i tertiærviklingen 37.

En vender 43 er innskutt foran adressegeneratoren slik at utgangssignalet på linjen 19 fra styreenheten 7 kan frakobles og en lokal enhet 45 i stedet kan tilføre et referansesignal som så kan sammenlignes med tilbakeføringssignalet fra tertiærviklingen 37. Sammenligningen foregår slik at det etableres et utgangssignal 47 fra adressegeneratoren 41 til drivkretsen 39 slik at denne gir et digitalt drivsignal til effektomvandleren 31. Dette digitale drivsignal reduserer da forskjellen mellom tilbakekoblingssignalet fra tertiærviklingen 37 og referansesignalet fra den lokale enhet 45 eller fra linjen 19 til null. På denne måte endres amplituden av den symmetriske utgangsvekselspenning 33.

For drift med den tilbakekoblingssløyfe som omfatter styreenheten 7, slås venderen 43 om for å isolere den lokale enhet 45, det eksterne referansesignal på linjen 19 og en intern tilbakekoblingsspenning på en linje 17' fra skille-transformatorens 35 tertiærvikling 37, og denne tilbakekoblingsspenning adderes i en adderer 51 og tjener som referansesignal til adressegeneratoren 41.

En tilbakekoblingssløyfe som omfatter en D/A-omvandler 53 benyttes som en andre addisjonsreferanse for å unngå muligheten for digitale feil som måtte oppstå i det digitale utgangssignal fra adressegeneratoren 41.

Lampestrømmen i lampen 1 avkjennes i skilletransformatoren 35 ved hjelp av en strømtransformator 55 og et resulterende strømsignal 57 føres til sammenligning i en overbelastningsbeskyttelseskrets 59 med en grenseverdi fra en detektor 62 for eventuell registrering av en overbelastnings-situasjon.

Hvis dette er tilfelle går et utgangssignal på en linje 61 fra kretsen 59 til drivkretsen 39 og slår dennes utgangssignal av så raskt som mulig. Dette kan typisk skje i løpet av 30 ns og vekselspenningen 33 på utgangen av effektomvandleren 31 slås også av i løpet av ca. 1 us. Beskyttelseskretsen 59 omfatter i tillegg en overspenningsbeskyttelse som styres av en grenseverdidetektor -63. Feiltilstand indikeres av en lampe 65. En overspenning på tilbakekoblingssignalet fra tertiærviklingen 37, uansett grunn, vil bevirke momentant utfall av effektomvandleren 31 ved registrering av en overspenning i denne grenseverdidetektor 63. Hvis det derimot detekteres en overtemperatur i et av de effektavgivende ele-menter i selve effektomvandleren 31 vil en temperaturføler 64 (fig. 10) gi et utgangssignal over en linje 67 til overbelast-ningsbeskyttelseskretsen 59 og i denne generere et sperre-

signal på linjen 61.

På fig. 10 er nærmere vist koblingsskjemaet for effektomvandleren 31. Effektkilden 101 påtrykker vekselspenning over en brolikeretter 67' som omvandler spenningen til likespenning som etter filtrering føres til en transistor 69. Et digitalt drivsignal fra drivkretsen 39 føres .til transistoren over en linje 71 via en skilletransformator som gir galvanisk skille mellom transistoren og drivkretsen 39. Transistorens utgangssignal 70 opptrer som et pulstog med varierende nytteforhold, og dette skal omtales nærmere senere. Utgangssignalet 70 føres inn til et lavpassfilter 77 som omfatter en spole 79, en kondensator 81 og en holdediode 83. I tillegg, men ikke vist, finnes en transformert belastning som tilsvarer den belastning som utgjøres av lampene 1. Lavpass-filterets 77 utgang fører da et signal 85 med en kurveform

.slik som indikert på fig. 10 og hvor den momentane likespen-ningsamplitude tilsvarer den gjennomsnittlige verdi over en

samsvarende tidsperiode for det digitale drivsignal på linjen 71. Virkningen av dette er at dersom dette drivsignal har et periodisk forløp med varierende nytteforhold vil det asymme-triske signal 85 på utgangen av lavpassfilteret 77 få et tilsvarende periodisk forløp med en amplitude som følger varia-sjonene i nytteforholdet i det innkommende pulstog som ut-gjøres av signalet 70.

En bro 87 med fire transistorer er koblet bak filteret 77 for vekselvis å vende forbindelsen mellom skilletransformatoren 35 og lavpassfilteret 77 synkront slik at transformatoren får vekselspenningen 33 påtrykt sin primærvikling. Det periodiske signal 85 går i hver periode tilbake til null slik at transistorbroen 87 gir fasevending uten signal ved inngangen slik at det ikke oppstår noe problem ved kryssing av nullinjen. På grunn av dette forhold vil transistorbroen 87 direkte kunne overføre den belastning som de fluorescerende lamper 1 danner i transformert form til utgangen av lavpassfilteret 77.

På fig. 11 er vist et detaljert blokkdiagram av adressegeneratoren 41. De to analoge inngangssignaler på hen-holdsvis linjen 19 og 17' (fig. 9) føres etter addisjon i addereren 51 på en inngangslinje 43' til en ny adderer 95 til hvilken et signal fra omvandleren 53 også tilføres for addisjon. Addererens 95 utgang føres til en dødsonekrets 97 som virker som en detektor med en utgang når summen fra addereren 95 overskrider absoluttverdien utenfor to symmetriske knekk-grenser bestemt av dødsonekretsen 97 og på fig. 11 indikert i et grensediagram 99. Et signal på utsiden av en av disse grenser på den positive eller den negative side av null vil gi en tilsvarende positiv eller negativ utgang fra en etter-følgende egaliseringskrets (slewing gate) 151. Egaliserings-kretsens positive eller negative pulser bevirker opp- eller nedtelling i en teller 151 hvis status gir primær- eller elementadressen for den digitale ekvivalent til utgangsvekselspenningen 33 fra effektomvandleren 31. Det vil således foreligge et sett digitale signaler som hvert representerer et forskjellig pulsmønster på utgangen av transistoren 69.

Signalene 155 fra egaliseringskretsen 151 bestemmer raten for adressetellingen, og denne rate bestemmer hvor raskt effektomvandleren 33 kan endre amplituden av utgangsvekselspenningen 33 oppover eller nedover, uavhengig av stør-relsen av inngangssignalet på linjen 43', men under forutset-ning av at det ikke foreligger en feiltilstand. Telleren 153 er slik innrettet at den ikke kan telle lenger enn til det

tall.

høyeste grense- i posxtiv retning eller telle ned til under det laveste grense- i negativ retning, og disse grensebetingelser bestemmes av en grensekrets 157 som er tilknyttet tellere--!.

På fig. 12 vises et blokkskjema av den kurveformstyrte drivkrets 39, og på figurens venstre side vises hvor utgangssignalet 47 fra adressegeneratoren 41 føres inn til et leselager (ROM) 159. Utgangssignalet 47 er et digitalt adressesignal og representerer elementadressen for enhver gitt amplitude av utgangsvekselspenningen 33. Tilført leselageret 159 representerer signalet den mest signifikante del av samtlige adresser i en rekke digitale dataord som bestemmer en tilsvarende rekke separate driftsintervaller som samlet danner den digitale ekvivalent for amplituden av halvbølgen i den ønskede analoge vekselspenning 33. For å oppnå det ønskede digitale dataord som fastlegger det bestemte halvbølgemønster er det nødvendig å avsøke leselageret 159 i samtlige av dettes adresser for å komme frem til den ordkombinasjon som bestemmer det aktuelle mønster gitt av adressen i utgangssignalet 47. Dette oppnås ved å trinnvis søke gjennom de minst signifikante deler av totaladressen som fastlegger den aktuelle stilling for hvert dataord i leselageret 159, og antallet dataord i hvert ønskede halvbølgemønster (eller -vindu) bestemmes så av den ønskede omhylningsoppløsning som angir dennes glatthet i kombinasjon med lengden av hvert dataord for bestemmelse av den vertikale eller spenningsmessige oppløsning av utgangsvekselspenningen 33, samt raten ved hvilken et gitt antall gitte dataord blir gjort tilgjengelig, hvilket således sammen bestemmer den periodiske halvbølgetid eller frekvensen av vekselspenningen 33. På en avsøkingslinje 161 føres et adresse-avsøkingssignal for den minst signifikante del av adressen til leselageret 159 fra en digital avsøkingsteller 163 som genererer et pulssignal 165 for fastleggelse av hver av avsøkingenes start, samt et ytterligere signal på en linje 167 og som fastlegger en alternativ overføring i transistorbroen 87 etter at hver avsøking er avsluttet. For dette formål genereres mot-satte brodrivsignaler 169 fra en portkrets 171.

Det digitale dataord som bestemmer hver nytteperiode i hver halvperiode deles i to hvor den første del 170 fastlegger hoveddelen av den aktive puls i signalet, mens den andre del 173 av dataordet benyttes for å legge til et lite tidsintervall til denne hoveddel. Dette skjer i to forsinkel-seskretser 172 og 174.

For å ta et numerisk eksempel med et typisk åtte-bits dataord som fastlegger de to deler 170 og 173, gir de første fire bit i den første del 170 en oppløsning på 1:16, mens de neste fire bit i den andre del 173 gir en tilsvarende oppløsning på 1:16 innenfor hvert av delintervallene fra de første fire bit, hvilket gir en total oppløsning på 1:256

eller 0,4% av den totale likespenning i effektomvandleren 31. Den nødvendige oppløsning bestemmes av den digitale ordlengde som kan benyttes i praksis. Det finnes et fast intervall mellom de digitale ord innenfor hver tidsluke slik at de individuelle nytteintervaller i signalet kan settes som en for-

sinkelse etter at en repetitiv ordstartspuls gis av pulssignalet 165 til et lager 175 som senere nullstilles av summen av de to tidsforsinkelser som bestemmes av de digitale orddeler 170 Pg 173. Pulstogets individuelle pulslengde eller nytteperiode bestemmes således av pulssignalet 165 og nullstilles av et tilsvarende pulssignal 176. Den neste puls i pulstoget bestemmes ved den neste tilsynekomst av pulssignalet 165 og nullstilles ved den tilsvarende neste tilsynekomst av pulssignalet 106, og tidsavstanden mellom disse to puls-signaler vil så og si uten unntak være forskjellig fra den tilsvarende avstand mellom de to tidligere pulser. Forsinkelsen som forårsakes av den første dataorddel 170 oppnås ved å sammenligne denne del med et annet dataord 177 som genereres i den digitale avsøkningsteller 163. Dette andre dataord 177 varieres i en fast takt slik at forsinkelsen bestemmes av raten som dette dataord 177 kan endres med og med den hastig-het som leselageret 159 kan arbeide ved. Ved å benytte en serieforsinkelsesmetode som antydet ovenfor vil hastighets-kravet for leselageret 159 og de tilknyttede komponenter reduseres med en faktor på minst 10.

Dersom det skulle foreligge en strømoverbelast-ning eller en overspenning vil et overspenningssignal på linjen 61 fra beskyttelseskretsen 59 tilføres lageret 175 og på kretsen 171 hvorved utgangen fra disse kretser momentant faller til null. Digitale drivsignaler føres da over linjen 71 fra lageret 175 til skilletransformatoren 73 hvorved transistoren 69 genererer den ønskede utgang med hensyn til ut-gangssignalets 70 nytteforhold.

Fig. 13 viser et blokkskjema av overbelast-ningsbeskyttelseskretsen 59. Det resulterende strømsignal 57 detekteres som tidligere omtalt i strømtransformatoren 55 og setter opp en spenning over en motstand 187 og som kan være tilstrekkelig høy til å trigge grensefølere 189 og 191 i grenseverdidetektoren 63, og disse føleres triggegrense er satt i samsvar med den spenning som etableres over motstanden 187. Grenseføleren 189 er en momentan sperrekrets som er kon-struert for å virke så raskt som mulig, mens grensef øleroi 191 trigges via en tidsforsinkelse som bestemmes av en serie- motstand 193 og en parallellkondensator 195 for å gi en over-strømsbeskyttelse som tilsvarer en tidsforsinkelse^en sikring av HRC-typen dersom en slik hadde vært benyttet på samme sted som strømtransformatoren 55.

Et utgangssignal fra enten den ene eller den andre av grensefølerne 189, 191 føres til et lagerelement 197 via en ELLER-port 199. Utgangen fra lagerelementet 197 gir det tidligere omtalte sperresignal på linjen 61. Tilsvarende sperresignaler genereres også av andre komponenter som det fremgår av det følgende.

En overspenning på tilbakekoblingssignalet fra transformatorens 35 tertiærvikling 37 vil uansett årsak være grunn for å sperre effektomvandleren 31, og dette skjer ved å detektere overspenningsnivået i nok en grenseverdidetektor 63 vist nederst på fig. 13 for setting av et annet lagerelement 201 som så gir ut et tilsvarende sperresignal til linjen 61.

Tilsvarende vil en overtemperatur i et effektavgivende element i effektomvandleren 31 kunne detekteres med den tidligere omtalte temperaturføler 64, idet en grense-temperatur kan innstilles med en innstillingskrets 203 slik at når en overtemperatur registreres føres et signal til et lagerelement 205 som på samme måte som de to tidligere omtalte lagerelementer overfører et sperresignal over linjen 61. Alle tre lagerelementer kan nullstilles ved hjelp av en av/på-bryter (ikke vist) i effektomvandleren 31 og som gir et nullstillingssignal på linjen 207 for dette formål. En visuell feilindikasjon tilveiebringes av lampen 65 som nevnt tidligere (fig. 9). Denne lampe drives av en holdekrets (ikke vist) koblet for å motta sperresignalet fra linjen 61. Fig. 14 viser sammenhengen mellom de ulike signaler i effektomvandleren 31 over tid, og særlig med hensyn til genereringen av halvbølgene i vekselspenningen 33 ut fra digitale signalfølger med konstant amplitude, men med variabelt nytteforhold, og med hensyn til det endelige vekselstrøms-signal som overføres til belastningen som utgjøres av de fluorescerende lamper 1. Fig. 14a viser utgangsspenningen 169 fra port-kretsen 171 vist på fig. 12. Fig. 14b viser et pulstog som fastlegger starten av hvert underintervall eller tidsluke som benyttes for å etablere et bestemt pulsmønster. Fig. 14c viser de digitale drivsignaler på linjen 71 fra lageret 175. Fig. 14d viser en analog bølgeform som tilsvarer pulsbredde-mønsteret og som gir en gjennomsnittlig amplitude ut fra det digitale signal som finnes på linjen 71. Fig. 14e antyder det varierende nytteforhold ut fra transistoren 69, og henvis-ningstallet 211 viser en bestemt puls i det pulstog som utgangssignalet 70 representerer før dette signal føres til utglatting for å gi en gjennomsnittlig amplitudevariasjon. Fig. 14f viser utgangssignaler 85 med variabel amplitude som følge av glattingen gjennom filteret 77, og disse amplitude-forandringer skjer nettopp som følge av endringene i nytteforholdet i det innkommende pulstog. De viste tidspunkter 213 viser når faseendringen skjer i transistorbroen 87 som ut-fører faseendring av signalet 85 for å gi den endelige utgangsvekselspenning 33. Fig. 14g viser et digitalt mønster av binært veide dataord som representerer amplitudene av signalet 85. Endelig viser fig. 14h den symmetriske utgangsvekselspenning 33 ved overføringen til transformatoren 35.

Det skal bemerkes at fig. 11 viser en typisk dødsonekrets 97, men hvor forskjellen består i at utgangen er en digital ekvivalent (i stedet for en analog) og at tilbake-koblingen oppnås ved omvandling av den digitale utgang til en tilsvarende analog ekvivalent for å tilpasses den analoge inngang som mottas fra addereren 95. Drivkretsen 39 som er vist på fig. 12 er analog med en spenningskontrollert attenua-tor bak en effektkilde i form av en oscillator med fast frekvens .

Filteret 77 som er vist på fig. 10 arbeider kor-rekt med en bestemt belastningsmotstand som i transformert form presenteres via transformatoren 35 og transistorbroen 87. Det skal bemerkes at for faste verdier av filterspolen 79 vil den gjennomsnittlige utgangsspenning fra filteret variere med belastningsmotstanden, men være uavhengig av amplituden av signalet 70 på filterets inngang (denne amplitude er vanligvis konstant). Et brudd til belastningen som representeres av lampene 1 vil føre til en øket utgangsspenning over transistorbroen 87 og transformatoren 35, og denne økning vil være større enn det som kan nedreguleres av tilbakekoblingssløyfen. Imidlertid vil en slik overspenning reduseres av det tilbake-koblingssignal som føres ut fra transformatorens tertiærvikling 37 og forårsaker trigging av beskyttelseskretsen 59. Tiden det tar før en slik frakobling kan finne sted er i størrelsesorden 100 ns når triggepunktet settes like under den nominelle driftsspenning (regnet som spissverdi).

Med det system som er beskrevet ovenfor er det hensiktsmessig dersom frekvensen velges slik at de fluorescerende lamper 1 drives med effekt ved en frekvens som ligger vesentlig lavere enn den frekvens som tilsvarer etterglødnings-relaksasjonstiden for lampenes fosfor og at de gir en spiss-belysning som er lik eller mindre enn den gjennomsnittlige lys-verdi for lampene når de dri,res ved en frekvens hvis periode-tid er vesentlig lenger enn . fosforets relaksasjonstid. Således vil fluorescerende lamper 1 tilkoblet det belsynings-anlegg som er beskrevet her kunne drives med vesentlig redusert energitap pr. enhet avgitt lysmengde. Videre påpekes at lampene vil gi lys i tillegg til det omgivende lys i en bygning og således er beregnet til å gi lavere tilleggsbelysning enn i tidligere kjente belysningsanlegg hvor lampene ikke har en styrt tilbakekobling for å gi et gitt lysnivå i et område som alle-rede er delvis opplyst i en bygning, og at effektforbruket således er lavere enn i tilsvarende konvensjonelle belysningsanlegg med fluorescerende lamper. Lampene 1 vil også ha lengre forventet levetid som omtalt i beskrivelsen. Det skal videre bemerkes at dersom effektkilden 101 skulle falle ut vil likespenning kunne tilføres via nødstrømsanlegget eller de supple-rende batterier slik at fortsatt belysning opprettholdes også

ved nettutfall, uten vesentlig endring i lysnivået.

Claims (16)

1. Et belysningsanlegg med fluorescerende lamper, omfattende (a) en effektomvandler for omvandling av nettets effekt til vekselstrømseffekt for forsyning av en fluorescerende lampe, (b) en styreenhet forbundet med effektomvandleren for regulering av dennes spenningsutgang og således lyset fra de fluorescerende lamper, og (c) en reguleringskrets for de fluorescerende lamper, koblet til disse og effektomvandleren, idet reguleringskretsen har en ikke forhåndsoppvarmet katode, KARAKTERISERT VED at en startkrets, en driftskrets og en strømsensorkrets for under bruk å koble startkretsen og driftskretsen til en fluorescerende lampe i reguleringskretsen, idet strømsensorkretsen er slik innrettet at startkretsen kobles til den fluorescerende lampe når vekselstrømseffekt tilføres, mens driftskretsen tilkobles den fluorescerende lampe når denne trekker ioniseringsstrøm hvorved startkretsen deaktiveres, idet denne er innrettet til å kunne tilveiebringe tilstrekkelig driftsspenning til de ikke forhåndsvarmede katoder i lampen til at ioniserende utladning etableres, og ved at driftskretsen har en reaktiv belastning som i vesentlig grad vil forbedre anleggets effektfaktor, og strømbegrensning for kontinuerlig drift av den fluorescerende lampe.

2. Belysningsanlegg ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at den tilførte vekselspenning er slik at den fluorescerende lampe (1) drives ved en frekvens hvis periode er lik eller kortere enn etterglødningsrelaksasjons-tiden for lampens fosfor.

3. Belysningsanlegg ifølge krav 2, KARAKTERISERT VED at den tilførte vekselspennings amplitude reguleres av styreenheten (7) opptil en verdi som er tilstrekkelig til å gi et maksimalt lys fra den fluorescerende lampe (1) tilsvarende gjennomsnittslysverdien fra samme lampe hvis den ble drevet ved en frekvens hvis periode var lengre enn relaksa-sjonstiden for lampens fosfor, idet lampen således drives med vesentlig redusert effektforbruk pr. enhet lysmengde ved denne gjennomsnittlige verdi.

4. Belysningsanlegg ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at styreenhetens (7) utgang har lav impedans og benyttes til styring av effektomvandleren (31), og at det er anordnet flere effektomvandlere (31) tilkoblet styreenhetens utgang slik at hver effektomvandler får styring fra denne.

5. Belysningsanlegg ifølge krav 4, KARAKTERISERT VED at flere effektomvandlere (31) er forbundet med styreenheten (7), idet hver effektomvandler er koblet til en respektive reguleringskrets med separate lampegrupper (3) med fluorescerende lamper (1) for å gi lys til bestemte områder i en bygning.

6. Belysningsanlegg ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at effektomvandleren (31) omfatter et tilbakekoblingsnettverk som styres av lys i et område som skal belyses av anlegget slik at det foregår en automatisk innstil-ling av lysnivået til et nivå som bestemmes av tilbakekoblingsnettverket.

7. Belysningsanlegg ifølge krav 6, KARAKTERISERT VED at tilbakekoblingsnettverket omfatter lys-følsomme organer som kan detektere lyset i området som belyses av den fluorescerende lampe (1) og av andre kilder, og at effektomvandleren (31) er anordnet slik at den fluorescerende lampe (1) kan slås av dersom det omgivende lysnivå er slik at det vil gi et bestemt lysnivå i det område som skal belyses.

8. Belysningsanlegg ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at effektkilden for tilførsel av effekt omfatter både en vekselspenningskilde og en likespenningskilde i form av et batteri slik at det også ved utfall av veksel-spenningsnettet vil tilføres energi fra likespenningskilden som således virker som et nødstrømsaggregat.

9. Belysningsanlegg ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at effektomvandleren (31) omfatter bryterorganer for forbindelse til effektkilden og som er styrbare fra en kurveformstyrt drivkrets (39) slik at det skaffes til veie et signal med periodisk varierende nytteforhold og som under drift føres til en utgangskrets hvor signalet omvandles til en utgangsvekselspenning (33) på en slik måte at nytteforholdet bestemmer den momentane størrelse av denne vekselspenning (33) og hvor nytteforholdet bestemmes av den kurveformstyrte drivkrets (39) ved hjelp av et digitalt fastlagt signal med konstant amplitude, generert i et tilbakekoblingsnettverk som er koblet til utgangsvekselspenningen (33) og forbundet med drivkretsen (39) og som er regulert slik at effektene av belastningsendringer på utgangen og endringer i effektkilden blir redusert til et minimum.

10. Ef f ektomvandler, særlig, men ikke utelukkende: for til førs av vekselstrømeffekt til en lampekrets for en ikke oppvarmet fluorescerende lampes katode, idet effektomvandleren omfatter kobleorganer for tilkobling av effekt og som er styrbare av en kurveformstyrt drivkrets for å gi et periodisk varierende nytteforholdssignal fra den tilførte effekt, KARAKTERISERT VED at det varierende nytteforholdssignal ved bruk føres til en utgangskrets og omvandles til en utgangsvekselspenning slik at nytteforholdet i nytteforholdssignalet bestemmer den momentane størrelse av utgangsvekselspenningen, idet nytteforholdet bestemmes av den kurveformstyrte drivkrets fra en digitalt fastlagt kurveform med konstant amplitude og generert i et tilbakekoblingsnettverk forbundet med den utgang som fører utgangsvekselspenningen og den kurveformstyrte drivkrets og slik styrt at påvirkningen fra belastningsendringer på denne utgang såvel som endringer i effektkilden reduseres til et minimum.

11. Effektomvandler ifølge krav 10, KARAKTERISERT VED at utgangskretsen omfatter et lavpassfilter som omvandler signalet med det varierende nytteforhold til et halvbølgesignal og at det finnes bryterorganer innrettet for å motta dette og forholdsmes-sig invertere alternerende halvbølger for å danne en vekselspen-ningskurveform som føres til en skilletransformator for over-føring til utgangsvekselspenningen (33).

12. Effektomvandler ifølge krav 10, KARAKTERISERT VED å omfatte sperreorganer for å sperre utgangsvekselspenningen (33) dersom det registreres en overstrøm eller -spenning.

13. Effektomvandler ifølge krav 10, KARAKTERISERT VED at den digitalt fastlagte kurveform er én av et sett slike kurveformer som lagres i et lager og benyttes i sanntid til å generere følger av tidsvariante signaler med bestemt nytteforhold og konstant repetisjonsfrekvens fra et dualt og digitalt satt seriekoblet tidsforsinkelsesorgan.

14. Effektomvandler ifølge krav 10, KARAKTERISERT VED at en hvilken som helst ønsket utgangsvekselspenning oppnås ved hjelp av et passende definert digitalt kurveformsett lagret i et lager.

15. Effektomvandler ifølge krav 10, KARAKTERISERT VED at seleksjon av utgangsvekselspenningen oppnås med en ekstern tilbakekoblingssløyfe som digitalt selek-terer en digital kurveform som ligger lagret i et lager.

16. Effektomvandler ifølge krav 10, KARAKTERISERT VED at en digitalt fastlagt utgangsvekselspenning kan forhåndsbestemmes slik at det oppnås at belastnings-kretsen opptar eller avgir en konstant effekt.