NO168920B - Fremgangsmaate og apparat for regulering av hoeyfrekvent elektrisk vekselstroem til en stroemforbruker - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår et apparat og en fremgangsmåte for regulering av høyfrekvent elektrisk vekselstrøm til en strømforbruker og da særlig utladningsrør såsom almin-nelige lysstoffrør eller lysrør.

Med "høyfrekvent" skal her ikke forstås høyfrekvens i radio- eller kommunikasjonssammenheng, men frekvenser i kHz-området.

Lysrør nyter idag utbredt anvendelse som lyskilder

selv om de ikke helt har kunnet fortrenge de også svært popu-lære glødelamper. Lysrørene har blant sine fordeler et forholdsvis høyt lysutbytte i forhold til den opptatte elektriske effekt, lang levetid og aksepterbare lysmessige egenskaper. Elektrisk krever lysrørene imidlertid mer kompliserte foranstaltninger enn glødelamper, idet lysrørene i kald tilstand krever en temmelig høy tennspenning for å starte den elektriske utladning, for eksempel i størrelsesorden 1000 V spisspenning, og siden lysutladningen skjer ved en sterkt negativ strøm/ spenningskarakteristikk som i tillegg endrer seg betydelig under tenningen av den elektriske utladning, må det i strøm-forsyningskretsene til lysrør skaffes særlige foranstaltninger for tenningen og særlige foranstaltninger for strømbegrensning. Lysrørenes elektroder forsynes tradisjonelt med innretninger

for elektrisk oppvarming hvorved tennspenningen kan senkes til omkring 800 V spissverdi. Den negative og varierende impedans krever anvendelse av strømbegrensende foranstaltninger, og lys rør som skal strømforsynes fra en vanlig spenningskilde kopler derfor i praksis til denne i serie med et induktivt element. Tenning av et slukket og kaldt rør skjer normalt med en elektrisk omkopling som tradisjonelt utføres ved hjelp av en autc matisk glimtenner hvis hovedfunksjon er å avbryte den strøm som oppvarmer rørenes elektroder etter at lysutladningen har startet. Glimtenneren har vanligvis en parallellkoplet konde sator for å øke levetiden. Alle disse komponenter er idag innebygget i en tradisjonell lysarmatur.

Selvinduksjonen i det seriekoplede induktive elemen

må ved den vanlige nettfrekvens på 50 eller 60 Hz ha en betydelig størrelse, denne komponent trekker derfor kraftige induktive strømmer fra lysnettet, og disse er uønsket fordi de medfører elektriske tap. De induktive strømmer kan utlig-

nes ved en fasekompensering med en kapasitet som imidlertid også må ha en tilsvarende betydelig størrelse. Den induktive

komponent forbruker dessuten selv ganske stor elektrisk energi som omsettes til varme. En vanlig lysrørarmatur med for eksempel 2 stk. 58 W lysrør, dvs. en nominell lyseffekt på

116 W, opptar således ofte en effekt på omkring 170 W fra

nettet. Andre alminnelig kjente ulemper ved lysrør som er ut-styrt som beskrevet, er den stroboskopiske virkning, idet lyset tennes og slukkes med en frekvens som er den dobbelte av nett-frekvensen, altså vanligvis 100 eller eventuelt 12 0 Hz. Denne stroboskopvirkning er normalt ikke synlig, men den kan være sjenerende under ugunstige forhold. Dessuten frembringes, og da især på grunn av den induktive komponent, ofte akustisk støy, og den vanlige, enkle tenningsinnretning kan føre til langsom tenning hvor tenningen først finner sted etter flere forsøk som følges av en sjenerende blinking. Endelig vil glimtenneren, dersom et rør er utbrent slik at det ikke er i stand til å tennes, likevel fortsette forsøkstenning, hvilket gir opphav til en sjenerende vedvarende blinking helt til glimtenneren bryter sammen.

Ved automatisk nedregulering av belysning, for eksempel i forhold til dagslysets variasjoner ligger et betydelig potensiale for energisparing, idet lysanlegg idag i praksis får lov til å stå tent med full effekt over lange tidsperioder, selv om det på de aktuelle steder kanskje finnes naturlig dagslys slik at det egentlig bare ville være behov for delvis kunstlysdekning og over begrensede tidsperioder. Det er idag mulig å innrette automatiske anlegg med lysmåling og regulering av den opptatte elektriske effekt, f.eks. med henblikk på å opprettholde et bestemt lysnivå.

Regulering av elektriske lyskilder er velkjent, også i forbindelse med lysrør. Ved regulering av lysrør med henblikk på å redusere lyseffekten må man imidlertid ta i betrakt-ning at spenningen ikke kan reduseres særlig mye før det oppstår tenningsvanskeligheter. Reguleringer av lysrør benytter derfor vanligvis tidsstyring som idag lett kan realiseres ved for eksempel en såkalt "chopper"-regulering som i prinsippet tenner og slukker rørene i rask rekkefølge, såsom med lysnet-tets frekvens, idet lyset reguleres ved å endre forholdet mellom varighetene av henholdsvis de tente og de slukkede perioder. Disse idag anvendte reguleringer har imidlertid flere ulemper, idet de genererer utstråling og utbredelse av elektrisk støy, og den normalt uønskede stroboskopvirkning som allerede forefinnes ved uregulerte lysrør, blir mange gan-ger forverret. I 'slike reguleringssystemer må dessuten hele lysrøreffekten passere reguleringskomponentene som derfor må dimensjoneres for en tilsvarende elektrisk effekt.

Et annet prinsipp for regulering av elektrisk

effekt bygger på de såkalte transduktorer, og dette prinsipp har også lenge vært kjent. Transduktorer er kort forklart transformatorer hvis transformerte strøm begrenses av magnetisk metning i transformatorkjernen. Metningen kan styres av en særskilt magnetiseringsvikling som påvirker og regulerer den effekt som overføres ved transformeringen. I praksis anvendes transduktorregulering imidlertid temmelig sparsomt fordi trans-duktorene er ganske kostbare komponenter og de ssuten ikke egnet for induktive belastninger.

De anførte problemer med regulering av lysrør medfører i praksis ofte at det i stedet velges glødelamper til lysanlegg som skal kunne nedreguleres. Derved kan oppnås en behagelig regulering som kun har to hovedulemper: For det første opptrer en rødfarging av lyset ved nedregulering, og for det andre reduseres glødelampenes allerede på forhånd lave elektriske virkningsgrad i stor grad ved nedreguleringen. Ut fra dette innses at lysanlegg med reguleringsmulighet idag ikke er særlig utbredt fordi de som nevnt enten gir et ubehagelig lys eller dårligere økonomi.

Det er idag kjent å strømforsyne lysrør fra en høy-frekvent generator, se for eksempel Siemens Schaltbeispiele Ausgabe 82/83, side 78. Der er beskrevet en krets som omformer en nettspenning med frekvens på f.eks. 50 Hz til en spenning med en frekvens omkring 120 kHz. Ved å strømforsyne lysrør via en slik krets oppnås en rekke vesentlige fordeler såsom: større lysutbytte, idet rørenes virkningsgrad er bedre ved høyere frekvens,

lengre levetid av lysrørene,

ingen mekanisk bevegelige deler i tilbehøret til lysrørene,

ingen stroboskopvirkning, idet den elektriske utladning ikke rekker å slukke i de særdeles korte tidsperioder hvor vekselstrømmen skifter.retning,

innebygget full fasekompensering,

praktisk talt momentan tenning av rørene,

slukking av utbrente rør slik at de ikke blir stående å blinke, og

de forholdvis kostbare og energikrevende induksjonsspoler kan dimensjoneres langt mindre med tilsvarende mindre effektforbruk.

Slike kretser er idag ikke særlig utbredt, men fagfolk innser at slike elektroniske kretser idag kan bygges så rimelig at de takket være sine ubestridelige fordeler i løpet av få år vil kunne få stor utbredelse.

Det skal bemerkes at slike høyfrekvenskretser i praksis må bygges inn i hver enkelt lysrørarmatur, idet strømmer med slike frekvenser vanskelig kan overføres over særlig lange avstander uten stor dempning, selv med spesialkabler.

Disse kjente kretser og lignende kretser lider imidlertid av den ulempe at de ikke umiddelbart kan bygges om slik at de gir mulighet for nedregulering.

Foreliggende oppfinnelse har til formål å skaffe til veie et apparat som gjør det mulig å forsyne en strømforbruker såsom et lysstoffrør med elektrisk strøm med høy frekvens, idet strømmen kan reguleres, men hvor det selv under nedregulering av denne frembringes så store spenninger at for eksempel lys-stoffrør kan tenne uten vanskeligheter.

Dette oppnås med et apparat hvis karakteristiske trekk fremgår av det etterfølgende patentkrav 1.

Med et slikt apparat oppnås en lang rekke fordeler av hvilke kan nevnes: Det oppnås en reguleringsmulighet med svært enkle styrekretser, idet styresignalet kan være et likestrømssignal. Reguleringen gir ikke opphav til de stroboskopvirkninger som kjennes fra andre tidligere kjente reguleringssystemer, og den genererer heller ikke radiostøy. De elektriske kretser for reguleringen kan arbeide med lavspenning og er galvanisk adskilte fra kraftforsyningen. Reguleringen kan endres innen vide grenser og det er anledning til å utføre særskilt regulering av de positive og de negative strømpulser, hvorved totalstrømmens kurveform kan påvirkes, selv om det med de viste kretser ikke kan tilveiebringes en egentlig likestrøms-komponent på utgangen. Reguleringskretsen kan bygges så kom-pakt at den kan finne plass i vanlige lysarmaturer.

Styrekretsene kan ifølge oppfinnelsen dimensjoneres

for temmelig lave effekter, idet det ikke er vanskelig å opprettholde en stabil styrestrøm med den ønskede størrelse.

Ifølge en særlig fordelaktig utførelsesform føres

hver tilbakekoplingsvikling rundt begge de magnetiske kjerner slik at et magnetisk signal fra hver av disse kjerner vil indusere spenninger i begge kjernene og dermed begge tilbakekoplingsviklingene. Viklingene er imidlertid dimensjonert slik at et signal fra bare én av kjernene, ved de utgangsstrøm-mer som kan forekomme, ikke er tilstrekkelig til å bevirke noen tilbakekopling, dette krever et samlet signal fra begge de magnetiske kjerner. Idet styreviklingene ligger viklet om begge kjerner, men med motsatt vikleretning i forhold til tilbakekoplingsviklingene, oppnås en kopling som har den overraskende virkning at full effekt oppnås til strømforbrukeren når styre-strømmen er null og at påtrykk av en styrestrøm vil redusere ut-gangseffekten uansett i hvilken retning denne styrestrøm forløper.

Ved dette oppnås den fordel at monteringen lettes,

idet montøren ikke behøver å ta hensyn til noen bestemt kop-lingsretning. Videre oppnås absolutt sikkerhet for at kretsene ikke kan generere større utgangsstrøm enn det tillatte. Endelig oppnås en mulighet for å drive styrekretsene med veksel-strøm, med den begrensning at strømmen skal ha en passende lav frekvens i forhold til utgangsstrømmens frekvens, men dette gir imidlertid et stort spillerom, da utgangsfrekvensen for eksempel kan være i størrelsesordenen 100 kHz.

Dette gir mulighet for utallige anvendelsesmuligheter, blant hvilke det kun skal nevnes to eksempler på illustrasjon: For det første kan det med apparatet ifølge oppfinnelsen kon-strueres et stroboskop med lysrør og med et oppnåelig lysutbytte som vil være høyere enn ved vanlige stroboskoper. Som det andre eksempel skal nevnes at belysningen vil kunne modu-leres med et signal som følger et musikkanleggs audiofrekvens, slik man vil kunne tenke seg anvendt i et diskotek.

Ved hjelp av oppfinnelsens apparat vil man videre kunne bygge opp et belysningsanlegg som er energiøkonomisk ved at lysstyrken automatisk tilpasses dagslyset og slik at det sørges for at lysnivået alltid er tilstrekkelig. Belysningen oppleves behagelig i et slikt anlegg ved at det ikke skjer hyppige ten-ninger eller slukkinger, og anlegget kan realiseres forholdsvis prisgunstig.

Oppfinnelsen angår også en fremgangsmåte for reguleringen, slik som angitt i krav 7.

I det følgende skal oppfinnelsen beskrives nærmere ved hjelp av forskjellige utførelsesformer, under henvisning til de vedføyede tegninger, hvor fig. 1 viser en kjent elektronisk krets for generering av elektrisk vekselstrøm med høy frekvens, fig. 2 viser en lignende krets, men videreført i samsvar med en første utførelsesform av oppfinnelsen, fig. 3 viser en krets som tilsvarer kretsen på fig. 2, men som er videreført i samsvar med en andre utførelsesform av oppfinnelsen, fig. 4 viser en krets som tilsvarer kretsen på fig. 3, men som er til-passet anvendelsen av en damplarap.e i stedet for lysrørene, fig.

5 viser arrangementet av elektriske viklinger på de magnetiske

kjerner ifølge oppfinnelsen, fig. 6 viser et tidsdiagram over visse elektriske signaler i en krets ifølge oppfinnelsen, fig.

7 viser et belysningsanlegg med flere lysarmaturer som reguleres

automatisk ifølge oppfinnelsen, fig. 8 viser en elektronisk reguleringskrets for generering av styresignalene i regulerings-apparatene i belysningsarmaturene, og fig. 9 viser eksempler på tidsforløp av lysnivåer, oppnåelige med et belysningsanlegg i samsvar med fig. 7 og 8 og med forskjellige forstyrrende på-virkninger.

For å beskrive oppfinnelsens arbeidsmåte nærmere betraktes først den kjente krets, vist på fig. 1. Denne krets mottar via en formotstand Ri elektrisk effekt fra lysnettet, likeretter denne i en brolikeretter Dl, D2, D3 og D4 og glatter ut den likerettede spenning med en kondensator Cl, slik at en relativt jevn likespenning oppnås. Ved å benytte to elektroniske forsterkerelementer i en mottaktkopling kan potensialet på klemmen e på fig. 1 styres innenfor det spenningsomfang som begrenses av likespenningen. Fra klemmen e tas strøm ut via en transformatorvikling til to induksjonsspoler LI og L2 som er seriekoplet med hvert sitt lysrør Lyl og Ly2. Strømkretsen sluttes over en kondenstor C5, og denne kjente krets gir således anledning til vekselstrømsforsyning til lysstoffrørene ved en frekvens som bestemmes av kretsens komponentverdier.

Som aktive elektroniske forsterkerelementer Tl, T2 benyttes e?fekttransistorer av metalloksydtypen, gjerne kjent under handelsnavn som "Mosfet", "Sipmos" eller "Hexfet".

Disse komponenter har hver tre elektroder merket S for "source", D for "drain" og G for "gate". Slike transistorer fremstilles med forskjellig polaritet, og den type som her er anvendt er en N-kanals hvor D i praktisk anvendelse tilsluttes en positiv spenning, mens S tilsluttes en negativ spenning, hvoretter strømmen fra D til S kan styres i avhengighet av den påtrykte spenning på styreelektroden G. Slike transistorer,. felteffekt-transistorer, har de karakteristiske egenskaper at styreelektroden G fremviser en meget høy impedans og at strømmen fra D til S kan styres med meget høy forsterkningsfaktor. Så lenge spenningen på styreelektroden G er negativ i forhold til S sperres felteffekttransistoren fullstendig. Ved positive spenninger på G under en bestemt terskelverdi som typisk kan ligge omkring 4 V, vil felteffekttransistoren fortsatt være sperret, og først når spenningen på G overskrider terskelverdien begynner en strøm å flyte fra D til S. Takket være den meget høye impedans på styreelektroden må det sørges for eksterne eller interne kretskomponenter for beskyttelse mot overspenninger. Transistoren Tl på fig. 1 har således en motstand R4 og en zenerdiode D7 tilkoplet styreelektroden, og disse komponenter sikrer at spenningene ikke kan overstige et visst begrenset nivå som ikke kan skade en slik transistors styreelektrode G.

For å forklare virkemåten for kretsen betraktes

først det tilfelle hvor det genereres regelmessige svingninger, og deretter skal omtales hvordan disse svingninger genereres. Transistorene Tl og T2 lukker og åpner da etter tur, idet de naturligvis ikke må være åpne samtidig. I det øyeblikk for eksempel transistoren T2 åpner antar potensialet på dennes elektrode D og derved på klemmen e en verdi som med fratrekk

av et ubetydelig spenningsfall fra D til S på transistoren T2 tilsvarer den negative forsyningsspenning. Kretsen vil derved trekke strøm via den lille transformatorvikling n2 fra lysrør-kretsene. Som det fremgår av fig. 1 har hvert lysrør en parallellkoplet kondensator C6 hhv. C7, og i serie med hvert lysrør er koplet en induksjonsspole Li hhv. L2. Siden disse ligger i serie med lysrørene og har en betydelig selvinduksjon begrenser de den strøm som kan trekkes gjennom røret slik at den bare stiger relativt langsomt. Så lenge lysrørene ikke er tent kan strømmen passere de parallellkoplede kondensatorer C6 og C7 og trekkes fra ladningen i kondensatoren C5 som lukker lysrørkretsen. Når utladningen i rørene har startet trekkes strøm både gjennom dem og de parallellkoplede kondensatorer.

På fig. 6 er med hel strek vist tidsforløpene for spenningen på klemmen eller terminalen e (kurve a) og strømmen i viklingen n3 (kurve b), og det fremgår av kurve a på figuren at spenningen over en viss tidsperiode ligger tilnærmet konstant på en negativ verdi. Kurve b på figuren viser hvordan strømmen endrer seg, idet fortegnene på figuren er slik at strømmen ved starten av en tidsperiode hvor ehar negativ spenning, har et høyt nivå, men går mot et lavere nivå. Denne stigende strøm i viklingen n3 genererer et økende magnetfelt som induserer spenninger i to tilbakekoplingsviklinger, henholdsvis ni som står i forbindelse med transistorens Tl styreelektrode G, og n2 som står i forbindelse med transistorens T2 styreelektrode G, og viklingsretningene i disse to tilbakekoplingsviklinger er slik at en strøm som trekkes gjennom transistoren T2 vil indusere en slik spenning i viklingen ni at spenningen på transistorens Tl styreelektrode G blir negativ i forhold til denne transistors elektrode S, og transistoren sperres derfor så og si fullstendig. Tilsvarende er tilbakekoplingsviklingen n2 koplet slik at samme magnetfelt induserer en spenning på transistorens T2 styreelektrode G med positiv verdi i forhold til denne transistors elektrode S, og denne positive spenningsforskjell bevirker at transistoren T2 leder og tillater strømgjennomgang fra dens elektrode D til dens elektrode S. De tre viklinger ni, n2 og n3 og den til-hørende magnetkjerne danner således en transformator Tr^.

Strømmen i viklingen n3 vil imidlertid med passende dimensjonering av komponentene i kretsen ved et visst tidspunkt ha nådd så høy verdi at transformatorens Tr^ magnetiske kjerne nærmer seg magnetisk metning hvorved det ikke lenger vil kunne induseres vesentlige spenninger i viklingene ni eller n2. Spenningen over ni nærmer seg da null, men siden transistor Tl på forhånd var strømløs gir dette ingen endring av denne transistors tilstand. Spenningen over n2 nærmer seg også null, og dette bevirker at transistoren T2 sperres og hindrer strøm-gjennomgang fra dens elektrode D til S. Det kan fortsatt gå

en viss strøm i viklingen n3, selv om begge felteffekttransis-torene Tl og T2 er sperret, idet induksjonsspolene Li og L2

vil søke å opprettholde en strøm gjennom denne vikling og som kan passere til motstanden R3 og kondensatoren C4. Strømmen forsvinner derfor ikke momentant, men et strømfall vil finne sted umiddelbart. Dette strømfall i viklingen n3 vil imidlertid indusere spenninger i tilbakekoplingsviklingene ni og n2, motsatt rettet de spenninger som er nevnt ovenfor. Det induseres således i viklingen n2 en spenning som gjør styreelektroden G på transistoren T2 negativ i forhold til denne transistors elektrode S, slik at transistoren sperres. Samtidig induseres imidlertid en spenning i viklingen ni slik at styreelektroden G på transistoren Tl blir positiv i forhold til denne transistors S-elektrode, og transistoren Tl leder derfor og tillater strøm å passere fra elektroden D til elektroden S. Spenningen på klemmen e blir da hovedsakelig lik den positive forsyningsspenning (med unntak av et ubetydelig spenningsfall over transistoren Tl) som det ses av kurve a på fig. 6 ved et noe senere tidspunkt. Takket være de seriekoplede induksjonsspoler Li og L2 vil strømmen kun endres gradvis slik at det hele tiden induseres spenninger i viklingene ni og n2, og denne prosess holdes igang, idet induksjonen i en transformator skjer ved strømendringer og ikke når strømmene er konstante.

Det skal bemerkes at kondensatoren C5 har så stor kapasitet at spenningen på den av dens elektroder som er koplet til lysrørene hovedsakelig vil være konstant og ligge midt mellom den positive og den negative forsyningsspenning, og det vil derfor kunne gå en strøm gjennom lysrørene når transistor Tl leder og transistor T2 sperrer. Strømmen i viklingen n3 går som vist med kurve b på fig. 6,og det fremgår at strømforløpet helt tilsvarer den første tidsperiode, men med motsatt retning. Strømmen i n3 fortsetter å stige i den nye retning til transformatorkjernen på ny mettes, men nå i motsatt retning, hvorved spenningene over viklingene ni og n2 faller til null og transistor Tl sperrer,hvoretter T2 på grunn av den nye induserte spenning i viklingen n2 åpnes (blir ledende). Hele forløpet gjentas så. Ut fra dette forstås at det frembringes periodiske svingninger, og kretsen er innrettet slik at disse svingningers frekvens hovedsakelig bestemmes av induksjonsspolene Li og L2, kondensatorene C6 og C7 og av selve lysrørene. Kondensatoren C4 sikrer at det under omkoplingen når begge transistorer Tl og T2 er sperret ikke kan oppstå spenninger på Tl's elektrode Seller den til denne tilkoplede elektrode D på transistoren T2, med så høy spenningsverdi at transistorene vil kunne beskadiges.

Forløpet av spenning og strøm over lysrøret Lyl er vist med heltrukket strek som henholdsvis kurven c og kurven d på fig. 6. Det skal bemerkes at et lysrørs impedans szed frekvenser omkring 100 kHz som i dette tilfelle, ikke går så uregelmessig som ved 50 eller 60 Hz.

Nå skal forholdene ved svingningsstarten beskrives:

I utgangstilstanden er hele kretsen strømløs og samtlige spenninger null. Hvis det så tilkoples nettspenning ved klemmene vist til venstre på fig. 1, vil de deler av kretsen som nylig er beskrevet ikke være i stand til å starte svingninger på

egen hånd. Dette forekommer kanskje overraskende, idet mange vanlige elektroniske svingningsgeneratorer nettopp har denne evne at tilfeldige, mindre støysignaler som alltid vil være til stede vil forsterkes og danne startsignaler for generatoren. En felteffekttransistor av den type som er anvendt i denne krets vil imidlertid ikke reagere før spenningen på styreelektroden G overstiger spenningen på elektroden S med en temmelig stor verdi, f.eks. 4 V. Kretsen har derfor spesielle komponenter R2, C3, D5 og D6 med det ene formål å starte svingningene. Ved tidspunktet når nettspenning påtrykkes vil kondensatoren C3 langsomt starte sin oppladning gjennom motstanden R2. Den elektroniske komponent D6 er imidlertid

en såkalt bidirektiv diodetyristor (DIAC) som -har den særlige egenskap at den sperrer for strømmen inntil spenningen over den når et visst nivå, den såkalte vippe- eller gjennomslags-spenning som for eksempel kan være på 32 V. Ved dette spenningsnivå åpner tyristoren momentant for strømgjennomgang og forblir ledende også ved lavere spenninger så lenge strømmen holdes vedlike gjennom komponenten. Når spenningen over C3 således overskrider vippespenningen for tyristoren D6 vil denne lede og styreelektroden G på transistor T2 får en tilstrekkelig høy positiv spenning til å slippe gjennom strøm fra transistorens D til dens S, hvorved svingningene i generatoren startes. Når svingningene forløper regelmessig vil C3 bare ha et relativt kort tidsintervall å lades i, nemlig den tid hvor transistor Tl er ledende, hvoretter C3 når transistor T2 åpner umiddelbart lades ut gjennom dioden D5. Ved passende dimensjonering av R2 og C3 kan det oppnås at spenningen over C3 under de regelmessige svingninger aldri vil nå opp til en slik verdi at tyristoren D6 åpner.

I serie med hvert lysrør kan det være innsatt sikrin-ger (ikke vist).

Eksempel 1

r en krets som den som er vist med koplingsskjemaet på fig. 1 kan det være benyttet følgende komponentverdier:

RI = 3,3 ohm, R2 = 270 kohm, R3 = 330 kohm, R4 = 100 ohm,

R5 = 100 ohm, Cl = 47 jiF, C3 = 0,1 \ iF, C4 = InF, C5 = 100 nF,

C6 = 3,3 nF, C7 = 3,3 nF, LI = L2 = 420 uH, og lysrørene kan være på 50 W. Transistorene kan være Sipmos BUZ 41A, zener-diodene D7 og D8 kan være av typen BZY 97 Z8V2, transformatoren Tr^ kan være viklet på en ringkjerne av ferritt, for eksempel på kjernen R12,5 fra Siemens, og ni kan ha tre, n2

tre og n3 én tørn. Med disse verdier oppgis i den omtalte publikasjon fra Siemens at det oppnås en tomgangsfrekvens når lysrørene ikke er tent, på ca. 150 kHz og en arbeidsfrekvens når lampene er tent på ca. 120 kHz. Tomgangsfrekvensen tilsvarer hovedsakelig resonansfrekvensen av seriesvingekretsen Li - C6, og denne resonansfrekvens er den samme som den for kretsen L2 - C7, hvorved det oppstår meget høye spenninger over

lysrørene, f.eks. i størrelsesorden 1000 V slik at disse tenner momentant.

Nå skal kretsen ifølge oppfinnelsens første utførel-sesform beskrives, og denne krets er vist med koplingsskjemaet på fig. 2. Kretsen adskiller seg fra kretsen på fig. 1 ved tilbakekoplingstransformatoren som ifølge oppfinnelsen er er-stattet av to separate transformatorer. Videre har kretsen ifølge oppfinnelsen forbindelser med klemmer for tilførsel av styrestrøm. Den øvrige del av kretsen svarer imidlertid prin-sipielt ganske godt til kretsen som er vist på fig. 1, og tilsvarende komponenter har fått samme henvisningstall. Med forklaringen av kretsens virkemåte generelt henvises til det som er forklart for kretsen vist på fig. 1. Kretsen ifølge oppfinnelsen har som nevnt to tilbakekoplingstransformatorer Tri og Tr2 Tri har en tilbakekoplingsvikling nil som står tilknyttet transistorens Ti styreelektrode G. Tilbakekoplings-transf orma tor en Trt har videre en vikling nl3 som gjennomløpes av utgangsstrømmen til lysrørene, og endelig har transformatoren en tredje vikling n5 som står i forbindelse med en styre-strømkrets. Transformatoren Tr^ har en tilbakekoplingsvikling nl2 forbundet med T2<1>s elektrode G, en vikling nl4 som gjennom-løpes av utgangsstrømmen til lysrørene, samt en tredje vikling n3 som står i forbindelse med en styrestrømkrets. Det fremgår av figuren at utgangsstrømmen fra klemmen e til lysrørene passerer viklinger i begge transformatorer. Viklingenes innbyrdes vikleretning er markert med punkter på . figuren på konvensjonell måte.

Betraktes først det tilfelle hvor styrestrømkretsene er strømløse ses det at utgangsstrømmene til lysrørene kan indusere spenninger i tilbakekoplingsviklingene nil og nl2 ved at disse strømmer passerer en vikling i hver av transformatorene Tri °9 Tr2 Kretsens virkemåte tilsvarer derfor nøyaktig virkemåten av den krets som er vist på fig. 1.

Antar man nå at det føres en likestrøm gjennom n5 fra en ekstern, men ikke nærmere vist strømgenerator, en såkalt styrestrøm, gir denne et bidrag til magnetiseringen av transformatorens Tri kjerne.Kretsens virkemåte er tilsvarende det som er beskrevet før, og det ses at den tilførte strøm gjennom n5 naturligvis ikke kan påvirke viklingen nl2 som står i forbindelse med transistoren T2, hvorved denne transistor vil lede som tidligere. Når transistoren leder vil strøm trekkes fra lysrørene i retning fra klemme; f til klemme, e. Dette bevirker en magnetisering av kjernen i transformatoren Tr^, motsatt rettet den magnetisering som bevirkes av viklingen n5, og idet det forutsettes at dennes magnetisering er begrenset og mindre enn den magnetisering som frembringes av viklingen nl3, vil det induseres en spenning i transformatorens Tri vikling nil som gir negativ spenning på styreelektroden G på transistoren Tl i forhold til dennes elektrode S. Denne del av funksjonen tilsvarer helt det som er beskrevet i forbindelse med fig. 1.

I den periode hvor transistor T 2 er sperret, men hvor Tl er ledende, vil det imidlertid gå strøm i lampekretsen i motsatt retning av tidligere, nemlig fra klemme e til klemme f. Magnetiseringen i denne retning induserer en spenning i nil som gir en positiv spenning på styreelektroden G på transistor Tl, og dette fører til at strømmen opprettholdes fra transistorens elektrode D til dens elektrode S. Imidlertid vil magnetiserings-bidraget fra viklingen n5 nå bevirke at kjernen i transformator Tr^ mettes ved en lavere strømstyrke i nl3 enn den metnings-strøm som måtte til når viklingen n5 var strømløs. Når metningen av Tr^'s kjerne inntrer sperrer transistoren Tl som tidligere beskrevet, og dette får den andre transistor T2 til å lede. Det forstås herved at reguleringen utnytter et transdukror-prinsipp, men at det er styrestrømmen til transistorene som transduktorreguleres og ikke lysrørstrømmen direkte slik som det vanligvis er kjent.

Det fremgår at den strøm som passerer viklingen n5 har den virkning at tidsintervallet hvor transistor Tl leder blir kortere. Siden lysrørene er seriekoplet med en kondensator C6 er det klart at det ikke kan passere noen likestrøm gjennom rørene, men strømmen i rørene reguleres ved at kurve-formen av de strømpulser som passerer transistoren Tl påvirkes ved reguleringen. På samme måte forstås at en strøm gjennom n5 i motsatt retning medfører at det trengs større strøm i viklingen nl3 for å mette transformatorens Tr^ magnetkjerne,

og det tidsintervall hvor Tl leder forlenges derved.

Det fremgår videre at styreviklingen n6 helt tilsvarer viklingen n5 og at det ved tilførsel av strøm gjennom viklingen n6 i den ene eller den andre retning oppnås henholdsvis forkortning eller forlengelse av de tidsintervaller hvor transistoren T2 leder.

Ved tilførsel av symmetriske strømmer i viklingene n5 og n6, dvs. like store, men motsatt rettede strømmer, slik at ledeperiodene for transistorene Tl og T2 enten begge for-kortes eller forlenges, innses at det oppnås en frekvensregulering av svingekretsen, idet frekvensendringen i forhold til tomgangsfrekvensen er større desto større de tilførte styrestrømmer er, selv om sammenhengen ikke nødvendigvis behøver å være lineær. Et eksempel på de strømforløp som oppnås ved symmetrisk forkortning av ledeperiodene for Tl og T2 er vist med stiplede kurver på fig. 6.

Siden svingekretsens normale frekvens, dvs. den frekvens som foreligger når styrestrømmen er null, når lysrørene er tente ligger noe under de sammenfallende resonansfrekvenser i svingekretsene C6 - Li hhv. C7 - L2, fører en økning av frekvensen til at det vil gå større strøm i kondensaatorene C6 og C7, og denne strøm er reaktiv og forsvinner ikke, idet den populært sagt svinger frem og tilbake mellom kondensatorene og induksjonsspolene. Dette medfører imidlertid at lysrørene får mindre strøm, men samtidig stadig nesten like høye spen-ningsspisser, slik at det oppnås en senkning av lampenes lyseffekt. Imidlertid er lampespenningen fortsatt tilstrekkelig selv ved en betydelig nedregulering til å sikre at lampene tennes problemfritt.

I det følgende skal en annen fordelaktig utførelses-form av oppfinnelsen og som er vist på koplingsskjemaet på

fig. 3 forklares, idet transformatorviklingene er noe anner-leder arrangert og i tillegg vist i detalj på fig. 5. Som fig. 5 viser benyttes to ringkjerner, og lysrørstrømviklingen ni er her kun inntegnet som en gjennomgående ledning fra klemmen e til klemmen f. Tilbakekoplingsviklingen til Tl, nemlig nil som går fra klemme a til klemme e er viklet rundt begge ringkjerner og da i samme retning. I den utførelsesform som er vist på fig. 5a går hver tørn i viklingen nil mellom a og b

først delvis rundt den ene og deretter delvis rundt den andre ringkjerne, mens viklingen nil i den utførelsesform som er vist på fig. 5b er utført som to halvdeler hvor den første halvdel er omviklet den ene ringkjerne og hvor den andre halv-

del er omviklet den andre ringkjerne med samme vikleretning.

En fagkyndig vil innse at disse to fysisk forskjellige utførelsesformer elektrisk sett er ekvivalente og virker på

samme måte. Tilbakekoplingsviklingen til T2, nemlig den vik-

ling som går fra klemme c til klemme d er utført på lignende måte omkring begge ringkjerner, idet det på figuren er antydet at vikleretningen er motsatt vikleretningen for tilbakekoplingsviklingen fra klemme a til klemme b. H<y>er ringkjerne har i tillegg en styrevikling, og de to styreviklinger er seriekoplet slik at en styrestrøm fra for eksempel klemme g og passerer i den ene retning om den ene ringkjerne og i motsatt retning om den andre ringkjerne før strømmen går ut til klemme h.

Det skal forstås slik at figuren illustrerer det prinsipielle arrangement og viklingsretningene, men at antallet tørn i hver vikling kan være vilkårlig og et annet enn det som er indikert på figurene. Det anses imidlertid mest hensiktsmessig å utføre beviklingen symmetrisk slik at de forskjellige viklingers plassering og fcørrrantall på den ene kjerne nøyaktig tilsvarer utførelsen på den andre kjerne.

Man innser at ved forbindelse mellom de to styreviklinger oppnås den fordel at enhver spenning som induseres i den ene styrevikling som følge at strøm fra klemmen e til f i utgangsledningen vil kompenseres av en like stor, men motsatt rettet spenning som induseres i den andre styrevikling. Mellom styreviklingens utgangsklemmer g og h opptrer således ingen spenning. I praksis vil det imidlertid kunne tenkes at det på grunn av fremstillingstoleranser kan være noe forskjell mellom de to styreviklinger,og da vil det kunne induseres begrensede spenninger, slik at når en av kjernene mettes magnetisk vil det også induseres spenning som vil opptre over disse klemmer.

Slike spenninger dempes imidlertid av den kondensator C8 som

er koplet mellom klemmene g og h. Den elektriske krets som skal generere styrestrømmen kan derfor dimensjoneres relativt begrenset, idet den ikke behøver å kunne motstå reversert induserte spenninger.

Ved siden av kondensatoren Cl er det anordnet en

mindre kondensator C2 i parallell for ytterligere å dempe høyfrekvente støysignaler og hindre at slike kommer iit. på lysnettet.

Kretsfunksjonen skal først omtales når det ikke til-føres noen styrestrøm. Det ses at funksjonen da helt tilsvarer kretsfunksjonen beskrevet i forbindelse med fig. 1.

Så antas at det tilføres en likestrøm gjennom styreviklingene fra klemme g til klemme h. Denne strøm vil gi en viss magnetisering av begge transformatorkjerner, idet det an-

tas at magnetiseringen er begrenset til for eksempel mindre verdi enn den magnetisering som maksimalt kan frembringes av utgangs-strømmen fra viklingen mellom klemme e og klemme f. Svingekretsen vil generelt svinge som tidligere beskrevet, idet Tl og T2 skifter på å lede strøm. I de tidsintervaller hvor T2

leder går strømmen i utgangsviklingen fra klemme f til klemme e, hvilket medfører en magnetisering av begge transformatorkjernene. Det ses at de nevnte to magnetiseringsbidrag i kjernen i transformator Tx± virker motsatt rettet, mens de i kjernen i transformator Tr2 summeres. Det vil således inntre metning i Tr2 ved en lavere utgangsstrøm enn det som er til-fellet dersom styrestrømmen var null. De induserte spenninger i tilbakekoplingsviklingene vil falle til null siden kjernen i transformator Tr2 ikke lenger gir noe indusert bidrag. I transformator Trt vil imidlertid metning først finne sted ved høyere strømstyrke i utgangskretsen i forhold til den strøm hvor metning ville ha inntruffet dersom styrestrømmen var null. Ved store strømstyrker i utgangskretsen f - e og som bringer transformatorkjernen i Tr2 til metning og således ikke bidrar til induksjonen i tilbakekoplingsviklingene, kan kjernen i Tr^ derfor fortsatt gi et bidrag til denne tilbakekoplingsinduksjon.

Den totale spenning som induseres i hver av tilbakekoplingsviklingene nil henholdsvis nl2 vil således ikke forsvinne ved metning av den ene transformatorkjerne, men stort sett fal]e til det halve av sin umiddelbart forutgående verdi.

Som tidligere anført har de anvendte transistorer imidlertid den egenskap at de sperrer fullstendig i gjennom-gangsretningen D-S når spenningen på styreelektroden G befinner seg under en viss terskelverdi som for eksempel kan være 4 V. Ved hensiktsmessig dimensjonering av transformatorkjernenes viklinger vil det være mulig å oppnå at den spenning som induseres i tilbakekoplingsviklingen til den ledende transistor,

her T2, vil falle til et nivå som ligger under terskelverdien slik at transistoren i alt vesentlig sperrer for strømgjennom-gang gjennom elektrodene D og S selv om den ene transformator fortsatt induserer en viss spenning. Det skal her bemerkes, idet det henvises til kurve b på fig. 6, at utgangsstrømmen når en transistor leder vil endres noe raskere i starten og deretter i fallende grad på grunn av selvinduksjonen i induksjonsspolene i serie med lysrørene. En forholdsvis stor spenning induseres derfor i tilbakekoplingsviklingene i starten av det intervall hvor transistoren leder, mens denne spenning gradvis reduseres i løpet av dette tidsintervall. Det volder ingen problemer å anordne viklingen slik at tilbakekoplings-spenningen som bevirker metning av en transformatorkjerne, idet metningen vil skje i den siste del av intervallet, faller under terskelverdien for den tilsvarende transistor.

Ved at transistoren T2 derved sperrer virker krets-løpet akkurat som tidligere omtalt slik at strømmen som i utgangskretsen også på dette tidspunkt går fra f til e, vil begynne å falle fra sin maksimalverdi, hvorved det settes opp et magnetfelt i begge transformatorkjerner, motsatt rettet det tidligere etablerte magnetfelt, og dette fører på sin side til at megneti-seringsbidragene fra utgangsstrømmen og fra styrestrømmen summeres i transformator Tr^, men virker mot hverandre i transformator Tr2- I tilbakekoplingsviklingene induseres det derved spenninger som vil holde T2 sperret, men bevirke åpning av Tl. Strømmen i utgangskretsen og som til å begynne med går fra f

til e vil da passere null og stige i motsatt retning, dvs. fra e til f. Etter et visst tidspunkt vil denne motsatt rettede strøm nå en verdi som bevirker metning i Tr^'s kjerne, hvorved

den spenning som induseres i tilbakekoplingsviklingene reduseres i så stor grad at potensialet på styreelektroden G på transistor Tl faller under terskelverdien slik at denne transistor sperrer. Dette bevirker som tidligere at T2 åpner, og det ses at kretsen fortsetter å svinge med kortere periodetider enn i det tilfelle

hvor styrestrømmen var null, og det oppnås således som tid-

ligere beskrevet en frekvensregulering.

Nå skal det tilfelle betraktes hvor det tilføres en likestrøm i styrekretsen, fra klemme h til klemme g. Dette bevirker som tidligere beskrevet magnetisering av begge transformatorer Tr i og Tr2. Som før betraktes det tidspunkt hvor T2 åpner for strøm som går fra klemme f gjennom transformatorviklingene til klemme e. Det ses at magnetiseringsbidragene fra lysrørstrømmen og styreviklingens strøm summeres i transformatoren Tr^, mens disse strømmer er motsatt rettet i transformatoren Tr2. Siden strømmen i lysrørkretsen stiger vil det ved et visst tidspunkt finne sted metning av transformatoren Tr^, mens Tr2 ennå ikke er mettet. Metningen av Tri bevirker

at den spenning som er indusert i tilbakekoplingsviklingen C-D faller slik at transistor Tr sperrer. Som tidligere beskrevet bevirker sperringen av Tz at transistoren Tl åpner og lysrør-strømmen som går i retning av f til e vil begynne å falle.

Etter en viss tid vil lysrørstrømmen passere null og gå fra e

til f og stige i denne retning, idet magnetiseringsbidragene fra denne strøm og styrestrømmen vil ligge motsatt rettet i transformator Tr , mens de har samme retning i transformator Tr . Ved en viss verdi av lysrørstrømmen vil metning inntre

i transformator Tr hvorved den induserte spenning i tilbakekoplingsviklingen nil vil falle slik at transistor Tl sperrer. Det ses at svingningene fortsetter på denne måte akkurat som tidligere.

Det er på denne måte oppnådd det overraskende resul-

tat at styrestrømmen har samme innvirkning uansett strømretning. Frekvensen av den spenning som foreligger på utgangsklemmene

til lysrørene er lavest når styrestrømmen er null, og da til-føres lysrørene sin maksimale effekt, mens frekvensen stiger ved tilførsel av en styrestrøm uansett hvilken retning denne har, og da faller lysrøreffekten. Det oppnås på denne måte meget vesentlige fordeler: Effekten som tilføres lysrørene vil aldri kunne over-skride en bestemt maksimalverdi som avhenger av apparatets kretser, idet disse fortrinnsvis dimensjoneres slik at denne maksimalverdi tilsvarer lysrørenes nominelle effekt. Det foreligger således

en fullstendig sikkerhet mot at lampene ødelegges, selv om det skulle oppstå en feil i apparetet eller i tilkoplingene. Ved dette oppnås lettelse ved installasjonen, idet en installatør av apparetet ikke behøver å ta hensyn til noen bestemt hånd-ter ingsretning. Endelig oppnås at styresignalet ikke behøver å være et likestrømssignal, men det kan også faktisk være et vekselstrømssignal dersom bare frekvensen ikke er så høy at det vil opptre interferensfenomener ved et samspill mellom styrestrømmens og spenningskretsens frekvens. Idet spennings-kretsen arbeider med frekvenser i størrelsesorden 100 kHz vil det i praksis neppe forekomme interferensproblemer dersom vekselstrømmer benyttes i styrekretsen, når disses frekvenser ikke overstiger for eksempel 20 kHz. Styrekretsen kunne for eksempel gjerne forbindes med utgangsklemmene fra et musikk-anlegg slik at det kunne foregå en lysmodulering i takt med musikksignalet fra dette anlegg, slik som det kunne tenkes anordnet for bruk i et diskotek. Styrestrømmen kunne for eksempel også tenkes å følge de vanlig forekommende nettfre-kvenser hvorved kretsen for å frembringe styrestrømmene kunne være meget enkel, for eksempel en transformator tilkoplet lysnettet.

Koplingsskjemaet vist på fig. 4 demonstrerer en annen hensiktsmessig utførelsesform som kan anvendes til damplamper som ikke har oppvarmede elektroder, såsom kvikksølvdamplamper, natriumdamplamer og xenonlamper. Apparatet viser seg i praksis også i denne utførelse å virke sammen med lysrør, men da uten at elektrodene oppvarmes. Apparatet svarer til det apparat som er vist på fig. 3 med den forskjell at det kun nå benyttes en enkelt lampe La og at kondensatoren C6 nå ikke er tilkoplet oppvarmingsmotstander i lampeelektrodene, men direkte til de lampeelektroder som er koplet med henholdsvis Li og C5. For-øvrig virker apparatet akkurat tilsvarende det som er vist på fig. 3, og derfor forklares ikke virkemåten på ny nå.

Eksempel 2:

For transformatorene benyttes nå to ferrittkjerner såsom typen R12,5 fra Siemens. Viklingen e-f er en enkelt gjennomgående ledning. Viklingen a-b har tre tørn rundt hver ringkjernene, og viklingen c-d er likeledes lagt i tre vindin-ger omkring hver kjerne. Styreviklingene har 30 tørn rundt hver av kjernene. Kondensatoren C2 er på 1 nF og C8 er 0,1 \ iF. Motstanden Ri er på 1,5 ohm. De øvrige komponenter tilsvarer

de som er anført i forbindelse med eksempel 1, idet det imidlertid skal bemerkes at selvinduksjonen i spolene Li og L2 er ca. 580 uH, men på grunn av fremstillingstoleranser kan denne verdi variere noe. Lysrørene er i dette eksempel hver på 36W. Ved null styrestrøm var svingefrekvensen med tente lysrør 80 kHz. Ved å tilføre en strøm på 2 0 mA gjennom styrekretsen steg svingefrekvensen til 140 kHz og den opptatte elektriske effekt i lampene sank til 20W. Ved å øke strømmen gjennom styrekretsen til 40 mA slukket lampene. Det totale effektforbruk av

selve apparatet er i størrelsesorden 4W og stort sett proporsjo-nal med lyseffekten slik at det ved full lysstyrke til apparatet og de to lamper tilsammen går med ca. 8 0W, mens det ved en styre-strøm på 20 mA forbrukes ca. 38W og ved 40 mA styrestrøm forbrukes under 1W.

Eksempel 3;

Komponentene var da som under eksempel 2 med følgende avvik: Lysrørene var hver på 58W og tilbakekoplingsviklingene var utført slik at vikling a-b hadde 6 tørn rundt hver av transformatorkjernene og vikling c-d likeledes 6 tørn om hver av kjernene. Induksjonsspolene Li og L2 hadde begge ca. 500

UH selvinduksjon. Ved null styrestrøm og maksimalt lysutbytte var svingefrekvensen 70 kHz og effektforbruket 2 x 58W for lys-rørene og ca. 5W i de øvrige komponenter, totalt ca. 121W. Ved en styrestrøm på 20 mA var svingefrekvensen 125 kHz og lampe-effekten ca. 2 x 3 0W. Den ohmske motstand i styrekretsviklin-gene var ialt 0,8 ohm slik at spenningsfallet over styrekretsen ved 20 mA var ca. 16 mV.

Som tidligere nevnt er forholdet mellom styrestrøm og lampeeffekt ikke lineært, men følger nærmest en kvadratisk karakteristikk. Det ligger innenfor faget å kunne innrette en styrekrets for linearisering av slik karakteristikk, og i praksis er dette problem ikke vesentlig, da det i ethvert tilfelle må tas hensyn til sterkt ulineære forhold mellom lampeeffekt og lysutbytte.

På fig. 7 vises et eksempel på hvordean oppfinnelsen .;kunne tenkes anvendt. I et lokale med et gulv 24 og en him-ling 25 er det anordnet flere lysrørarmaturer 21 som hver er tilknyttet et apparat ifølge oppfinnelsen. Til hver armatur føres således en nettspenning som kan være tilknyttet en slukkemulighet, men ikke en reguleringsmulighet. Til lysrørene hører videre en styrestrømkrets som seriekopler samtlige armaturer slik at strøm fra en enkelt styrestrømkilde passerer samtlige armaturer. På et passende tilgjengelig sted er det anordnet en styreenhet 23 med betjeningsknapper for å tenne og slukke lyset og med en justeringsinnretning med hvilken det kan innstilles en ønsket verdi av lysstyrken. I samme lokale befinner det seg videre en lysmåler 22. Styreenheten mottar fra denne signalet om den faktiske lysstyrke og er forsynt med en reguleringskrets som genererer et styresignal i avhengighet av den målte lysstyrke som etableres av belysningsarmaturene og disses lysrør og styrer deres belysning.

På fig. 8 er vist et eksempel på et reguleringsappa-rat som kan være anordnet i styreenheten 23. Idet apparatets virkemåte ut fra figuren vil kunne forstås av fagfolk skal det kun beskrives kort: Apparatet har inngangsklemmer for forsyn-ingsspenner 5 og 12 V likespenning og 220V vekselspenning, inngangsklemmer for lysmåleren 22, utgangsklemmer for styrestrøm-kretsen eller -sløyfen og utgangsklemmer for kraftforsyning til lysarmaturene.

Lysmåleren 22 er her en lysfølsom motstand som har den egenskap at motstanden faller ved stigende belysning.

En operasjonsforsterker Opi gir ut fra denne motstandsverdi

en spenning som indikerer det målte lysnivå. Ved valg henholdsvis innstilling av verdier på komponentene som er tilknyttet operasjonsforsterkeren Opi fastlegges det ønskede minimale lysnivå som betegnes N2 (se fig. 9). Signalet (likespenningen) fra operasjonsforsterkeren Opi føres videre ad to veier. Den første går forbi en operasjonsforsterker 0p2 som sammen med sine tilknyttede komponenter begrenser signalet slik at det føres videre en spenning som ved lysnivåer over en viss grense har en konstant maksimalverdi .på f.eks. 2V, mens spenningen under dette grensenivå varierer med

belysningen. Grensenivået som bestemmes av komponentene rundt 0p2 fastlegger et lysnivå som angis ved N, (se fig. 9) og hvis betydning skal forklares senere. Det begrensede signal føres videre til en operasjonsforsterker 0p3 som sammen med sine tilhørende komponenter, blant disse en transistor T^ omformer spenningssignalet til et strømsignal som utnyttes som styre-strøm i lysarmaturene.

Signalet fra operasjonsforsterkeren Opi føres som før nevnt også ut ad en annen signalvei som fører til en operasjonsforsterker 0p4. Denne virker sammen med sine tilknyttede kretskomponenter som en såkalt Schmitt-trigger med hysterese, nærmere bestemt at når inngangssignalet stiger holdes utgangssignalet fastlåst inntil inngangssignalet overskrider det såkalte slukkenivå (N^ angitt på fig. 9), og tilsvarende når inngangssignalet faller må det ned til et annet og lavere nivå før utgangssignalet igjen settes. Dette andre nivå kalles tenn-nivået (N^ i henhold til fig. 9).

Utgangssignalet fra operasjonsforsterkeren 0p4 føres videre til en forsinkelsesenhet Tim som sammen med sine tilknyttede komponenter fører triggersignalet videre etter en forsinkelse kalt slukkeforsinkelsen når lysnivået er stigende, mens triggersignalet føres gjennom direkte når lysnivået faller. Utgangssignalet fra forsinkelsesenheten styrer et relé for tenning og slukking av kraftforsyningen til lysarmaturene.

Operasjonsforsterkerne Opi - 0p4 kan inngå i en kom-binert integrert krets såsom LM 324 og forsinkelsesenheten Tim kan bygges opp med kretsen CD 4060.

Virkemåten for belysningsanlegget vist på fig. 8

skal nå beskrives med henvisning til fig. 9: På fig. 9 vises et lengere tidsrom, dvs. av størrelsesorden 14 timer, mens fig. 9b og 9c viser eksempler på kortere tidsforløp såsom hver på 20 minutter.

Det kunstige belysningsanlegg i lokalet kan tilveiebringe et lysnivå N2 som svarer til det ønskede og for eksempel det minste lysnivå som kreves av arbeidsmessige grunner, for eksempel en lysstyrke på 300 lux. Et slikt rom kan imidlertid ved hjelp av overlysvinduer 26, andre vinduer og åpninger motta lys utenfra såsom dagslys. På fig. 9a er vist på hvilken måte dagslysets bidrag til rommets totalbelysning kan tenkes å variere fra null tidlig på morgenen og stigende til et maksimum ved middagstid, hvoretter det på ny faller til null om aftenen. På figuren ses også hvordan lysbidraget fra det kunstige belysningsanlegg varierer. I starten virker kunstlyset alene,

og det drives med full effekt, hvorved lysnivået holdes på N2• Når dagslyset gradvis øker reguleres kunstlyset straks ned i forhold til dette slik at det samlede belysningsnivå holdes konstant. Ved stigende lysnivå nås et punkt hvor kretsen rundt operasjonsforsterkeren 0p2 begrenser reguleringssignalet hvorved kunstlyset ikke reguleres ytterligere ned, men bidrar med et fast minimumsnivå N^ f.eks. 100 lux. Rommet får nå et konstant belysningsbidrag fra kunstlyset og et eventuelt stigende bidrag fra dagslyset.

Ved sterkere daglys nås ved et visst tidspunkt slukke-nivået N^, f.eks. 750 lux, og kunstlyset slukkes etter den tidsforsinkelse som er fastlagt i forsinkelseskretsen Tim,

f.eks. etter 10 minutter. Rommet belyses fra nå av alene av dagslyset som kan øke eller avta.

Hvis dagslysnivået faller under tenningsnivået N3, f.eks. 450 lux som vist lenger til høyre på figuren, tennes kunstlyset omgående og gir minimumslysnivået N^. Først når daglyset bidrar med mindre enn differansen N2 - ^ reguleres kunstlysanlegget opp i styrke slik at det fastsatte minste-

nivå N2 opprettholdes. Når dagslysbidraget er falt til null lyser kunstlysanlegget med full styrke.

Dagslys kan imidlertid som bekjent fluktuere meget hurtig og uregelmessig på grunn av skyer og værforhold. Eksemplene på fig. 9b og 9c tjener til å forklare hvordan reguleringsanlegget vil reagere på slike hurtige fluktuasjoner.

Fig. 9b illustrerer en situasjon som for eksempel

kunne forekomme midt på dagen når dagslyset er sterkt og kunstlyset er helt slukket. En mørk sky stenger plutselig for solen og reduserer lysbidraget til et meget lavt nivå. Kunstlyset tennes omgående og innreguleres likeledes omgående til et nivå hvor det under utnyttelse av det resterende lavere dagslysnivå nettopp oppnås den fastlagte minstebelysning. På et noe senere tidspunkt har skyen passert og kunstlyset reguleres straks

ned til nivået N^, men slukkes først etter utløpet av slukkeforsinkelsen fastlagt ved Tim.

Fig. 9c illustrerer en annen situasjon som kunne tenkes på en dag med mørkt skydekke. Dagslyset gir et mindre bidrag og kunstlyset er tent og innregulert slik at det gir et fast supplerende tilleggslys. Plutselig åpnes skydekket og dagslyset blir sterkt. Kunstlyset reduseres straks ned til minimumsnivået N^, men slukker ikke selv ombelysningsnivået er rikelig, før slukkeforsinkelsen er utløpt. Før det er skjedd lukkes skydekket imidlertid igjen og kunstlyset reguleres straks opp til et passende nivå.

Det forstås at det beskrevne apparat funksjonerer hensiktsmessig under realistiske forhold, slik at lyset i rommet alltid vil være tilstrekkelig, og hyppig tenning og slukking som ellers kunne forkorte lyskildenes levetid og virke ubehagelig, forhindres, og det brukes minst mulig energi til belysningen.

Selv om oppfinnelsen nå er beskrevet med henvisning til et spesielt eksempel, nemlig anvendelse for lysstoffrør, vil det være klart at oppfinnelsens apparat kan anvendes til styring av en forsyningskrets for forskjellige elektriske effektforbrukere. Den kan, som allerede nevnt således særdeles vel anvendes til andre gassutladningslamper som kvikksølvlamper, natriumlamper, xenonlamper osv.

Reguleringen ved hjelp av styresignal i form av en likestrøm eller en vekselstrøm med beskjeden styrke gjør apparatet videre velegnet til regulering eller modulering på utallige måter, f.eks. ved anvendelse som stroboskop eller lignende.

Claims (7)

1. Apparat for regulering av høyfrekvent elektrisk veksel-strøm til en strømforbruker, særlig en utladningslampe såsom et lysstoffrør, omfattende en induksjonsspole koplet i serie med en utgang, aktive elektroniske komponenter, særlig transistorer, som regulerer apparatets utgangsstrøm og som styres av elektriske spenninger som induseres av magnetfelter i et magnetisk materiale og frembringes av utgangsstrømmen i magnetiseringsviklinger i form av tilbakekoplingsviklinger, idet magnetiske metningsfenomener i det magnetiske materiale utnyttes til å endre induksjonsforholdene på en slik måte at de aktive komponenter periodisk vender utgangsstrømmens retning, karakterisert ved at det magnetiske materiale er oppdelt i minst to deler som hver er forsynt med minst én ytterligere elektrisk magnetiseringsvikling i form av en styrevikling, idet elektriske strømmer som ledes gjennom styreviklingene bidrar til magnetisering av det magnetiske materiale hvorved metning inntreffer ved en verdi av utgangsstrømmen som avviker fra den strømverdi som ville ha gitt metning uten styrestrøm, og at den ene styrevikling hovedsakelig påvirker utgangsstrøm i én retning, mens den andre styrevikling hovedsakelig påvirker utgangsstrøm i den motsatte retning.

2. Apparat ifølge krav 1, karakterisert ved at det magnetiske materiale omfatter to kjerner av magnetisk materiale, og at det er anordnet to like, seriekoplede utgangsviklinger og to like, seriekoplede styreviklinger med viklingsretningene slik at endringer i utgangsstrømmen vil indusere hovedsakelig like store, men motsatt rettede spenninger i de to styreviklinger og slik at det på styreviklingenes utgangsklemmer hovedsakelig ikke induseres spenninger.

3. Apparat ifølge krav 1-2, karakterisert ved at utgangsviklingene er viklet om de to magnetiske kjerner i en viss første retning, at den første tilbakekoplingsvikling er viklet om begge magnetiske kjerner og begge steder i samme første retning, at en andre tilbakekoplingsvikling er viklet om begge magnetiske kjerner og begge steder i retning motsatt nevnte første retning, og at seriekoplede styreviklinger er viklet slik at én vikling ligger om den første kjerne i en første retning og en med denne seriekoplet vikling fortsetter som en vikling omkring den andre kjerne i en retning motsatt den første retning.

4. Apparat ifølge krav 1-3, karakterisert ved at det er innebygget i en belys-ningsarmatur med gassutladningslamper, for forsyning av lampene med elektrisk effekt.

5. Apparat ifølge krav 1-4, karakterisert ved at det ytterligere omfatter en styreenhet som kan tilveiebringe styrte strømmer til styreviklingene.

6. Anlegg omfattende minst to apparater ifølge krav 1, karakterisert ved at styreviklingene er seriekoplede slik at en bestemt styrestrøm passerer flere apparater og styrer dem.

7. Fremgangsmåte for regulering av høyfrekvent elektrisk vekselstrøm til en strømforbruker, særlig en utladningslampe såsom et lysstoffrør, hvor vekselstrømmen frembringes ved utnyttelse av induktiv tilbakekopling via magnetisk materiale og aktive elektroniske komponenter, særlig transistorer, for for-sterkning av den tilbakekoplede spenning, idet det utnyttes magnetisk metning i et magnetisk materiale for å endre induksjonsforholdene på en slik måte at utgangsstrømmen periodisk endrer retning, og hvor utgangsstrømmen begrenses av en seriekoplet induktiv enhet, KARAKTERISERT VED oppdeling av det magnetiske materiale i to deler, hver tilordnet én eller flere elektriske magnetiseringsviklinger i form av styreviklinger, kopling av styreviklingene slik at en styrestrøm gjennom dem bidrar til magnetiseringen av det magnetiske materiale, og påtrykk av en styrestrøm som bevirker at magnetisk metning inntreffer ved en annen verdi av utgangsstrømmen enn uten styre-strøm og følgelig ved andre tidspunkter, hvorved de tidsperioder hvor strømmen har en bestemt retning blir underlagt styring.