DK161274B

DK161274B - Vekselstroemsgenerator til forsyning og regulering af f.eks. lysstofroer, anvendelse af vekselstroemsgenerator og fremgansgsmaade til regulering af vekselstroem

Info

Publication number: DK161274B
Application number: DK523086A
Authority: DK
Inventors: Peer Herbsleb; Kjell Herbsleb; Kurt Halberg; Karl Aage Jensen
Original assignee: Jorck & Larsen; Halberg & Thomsen Elektronik
Priority date: 1986-10-31
Filing date: 1986-10-31
Publication date: 1991-06-17
Also published as: FI89998B; KR880005839A; EP0266207A2; HK51893A; RU1831774C; DD269276A5; HUT48059A; CN87107576A; NO874523D0; JPS63198296A; BR8705821A; CA1323655C; IL84228A; FI874764A0; PT86031B; IE872902L; DE3783014D1; NZ222294A; ES2037728T3; AU604773B2

Description

i

DK 161274 B

Den foreliggende opfindelse angår en vekselstrømsgenerator til frembringelse og regulering af højfrekvente elektriske vekselstrømme for strømforbrugere, deriblandt navnlig udladningslamper, såsom almindelige lysstofrør, og som nærmere angivet i den indledende del af krav 1. Op-5 findel sen angår endvidere et transformeringsorgan som angivet i indledningen til krav 4, en anvendelse af en vekselstrømsgenerator som angivet i indledningen til krav 7 og en fremgangsmåde til regulering af elektrisk vekselstrøm som angivet i indledningen til krav 8.

Lysstofrør nyder i dag udbredt anvendelse som lyskilder, selvom de 10 ikke helt har kunnet fortrænge de også meget populære glødelamper. Lysstofrørene har blandt deres fordele et forholdsvis højt lysudbytte i forhold til den forbrugte elektriske effekt, en lang levetid og acceptable lysmæssige egenskaber. Elektrisk kræver lysstofrørene imidlertid mere komplicerede foranstaltninger end glødelamper, idet lysstofrørene i 15 kold tilstand kræver en særlig høj tændspænding for at starte den elektriske udladning, for eksempel af størrelsesordenen 1000 volt spidsværdi, og idet lysudladningen har stærkt negativ impedans, som ydermere ændrer sig stærkt under tændingen af den elektriske udladning. Der må derfor i strømforsyningskredsløbet til lysstofrør træffes særlige foran-20 staltninger til tænding og særlige foranstaltninger til strømbegrænsning. Elektroderne i lysstofrørene forsynes traditionelt med indretninger til elektrisk opvarmning, hvorved tændspændingen kan nedsættes til størrelsesordenen 800 volt spidsværdi. Den negative og varierende impedans kræver anvendelse af strømbegrænsende foranstaltninger, og lysstof-25 rør, som skal drives fra en sædvanlig spændingskilde, tilsluttes derfor i praksis denne gennem serieforbindelse med en selvinduktion. Tænding af et slukket og koldt rør sker normalt med en elektrisk omkobling, der traditionelt udføres med en automatisk glimtænder, hvis væsentligste funktion er at afbryde den strøm, der opvarmer rørets elektroder, efter 30 at lysudladningen er startet. Glimtænderen er for at forlænge dens levetid desuden normalt forsynet med en parallel-forbundet kondensator.

Alle disse komponenter er indbygget i et traditionelt lysrørsarmatur i dag.

Serieinduktionen må ved den traditionelle forsyningsfrekvens på 50 35 eller 60 hertz have en betydelig størrelse, og den tilbagefører derfor til lysnettet kraftige induktive strømme, der er uønskede, fordi de medfører elektriske tab i forsyningsnettet. De kan modvirkes ved en fasekompensering med en kapacitet, der imidlertid også må have en tilsvaren-

DK 161274 B

2 de betydelig størrelse. Selvinduktionen forbruger desuden i sig selv en ganske betydelig elektrisk tabseffekt, der fuldt ud omsættes til varme.

Et almindeligt lysrørsarmatur med for eksempel 2 stk. 58 W lysrør altså en nominel lyseffekt på 116 W, bruger således ofte en effekt på omkring t 5 170 W. Andre almindeligt kendte ulemper ved lysstofrør udstyret som be skrevet, er stroboskopisk virkning, idet lyset tænder og slukker med en frekvens på det dobbelte af netfrekvensen, altså for eksempel 100 eller 120 hertz. Denne stroboskop-virkning er normalt ikke synlig, men kan dog være generende under ugunstige omstændigheder. Desuden frembringes især 10 på grund af selvinduktionen ofte akustisk støj, og den sædvanlige, simple tændingsindretning kan medføre langsom tænding, hvor der bruges flere forsøg, som ledsages af en utiltalende blinken. Endvidere vil glimtænderen, hvis et rør er brændt ud, så det er ude af stand til at tænde, alligevel blive ved med at forsøge at tænde det, hvad der giver anled-15 ning til en generende vedvarende blinken, indtil glimtænderen er ødelagt.

Det skønnes, at der ligger et betydeligt potentiel for energibesparelser ved en automatisk nedregulering af belysning, for eksempe’l i - forhold til dagslysets variationer, idet lysanlæg i dag i praksis får 20 lov til at stå tændt på fuld effekt i lange tidsrum, selvom der de pågældende steder måske er naturligt dagslys, så der egentlig kun var brug for delvis lyseffekt og kun i noget af tidsrummet. Det er i dag muligt at indrette automatiske anlæg med lysmåling og regulering af lysanlæggenes elektriske effekt, f.eks. med henblik på at opretholde et givet be-25 lysningsniveau.

Regulering af elektriske lyskilder er velkendt, også i forbindelse med lysstofrør. Ved regulering af lysstofrør med henblik på at nedsætte lyseffekten må det imidlertid tages i betragtning, at spændingen ikke kan nedsættes særlig meget, før rørene ikke længere kan tændes. Regule-30 ringer af lysstofrør udnytter derfor normalt en tidsstyring, der i dag let kan realiseres med for eksempel en såkaldt chopper regulering, der i princippet tænder og slukker rørene hurtigt, såsom med lysnettets frekvens, idet lyset reguleres ved at regulere forholdet mellem længderne af henholdsvis tændte og slukkede perioder. Disse i dag anvendte regule-35 ringer har imidlertid flere ulemper, idet de giver anledning til udstråling og udbredelse af elektrisk støj, og idet den normalt uønskede stroboskopvirkning, som allerede forekommer ved lysstofrør, bliver mange gange forværret. I disse reguleringssystemer må den fulde lampeeffekt 3

DK 161274 B

endvidere gå igennem reguleringskomponenterne, som derfor må dimensioneres for en tilsvarende stor elektrisk effekt.

Et andet princip til regulering af elektrisk effekt baseret på de såkaldte transduktorer har længe været kendt. Transduktorer er kort for- t 5 klaret transformatorer, hvor den transformerede strøm begrænses af magnetisk mætning i transformerkernen. Mætningen kan styres ved en særskilt magnetiseringsvikling, som påvirker og regulerer den effekt, som overføres ved transformeringen. I praksis anvendes transduktorregulering nu meget sjældent, idet transduktorerne er ret kostbare, og de er desuden 10 ikke egnede til induktive belastninger.

De anførte problemer med regulering af lysstofrør medfører i praksis ofte, at der vælges glødelamper til lysanlæg, der skal kunne nedre-guleres. Derved kan opnås en behagelig regulering, der kun har to væsentlige ulemper. For det første optræder der en rødfarvning af lyset 15 ved nedregulering, og for det andet forringes glødelampernes i forvejen lave elektriske nyttevirkning stærkt ved nedregulering. Det forstås, at belysningsanlæg med reguleringsmulighed i dag ikke er særligt almindelige, fordi de som nævnt enten giver et ubehageligt lys eller også dårlig økonomi.

20 Det er i dag kendt at strømforsyne lysstof rør fra en højfrekvens generator, se for eksempel Siemens Schaltbeispiele Ausgabe 82/83 side 78. Det deri viste kredsløb, som skal beskrives nærmere i den detaljerede beskrivelse, omformer en forsyningsspænding med en frekvens på for eksempel 50 hertz til vekselstrøm med en frekvens omkring 120 kHz. I ud-25 gangstrinnet anvendes en modtaktkobling med to felteffekttransistorer, som udmærker sig ved deres meget gode energiøkonomi. Ved at strømforsyne lysstofrør med et kredsløb som dette, opnås en række væsentlige fordele såsom større lysudbytte, idet rørenes effektivitet er højere ved den sto-30 re frekvens, længere levetid af rørene, ingen mekanisk bevægelige dele i tilbehøret til lysstofrørene, ingen stroboskopvirkning, idet den elektriske udladning ikke når at slukke i de yderst korte tidsrum, hvor vekselstrømmen skifter retning, 35 fuld fasekompensering er indbygget, praktisk taget omgående tænding af lysstofrørene, slukning af udbrændte rør, så de ikke står og blinker, og de forholdsvis kostbare og meget energislugende induktionsspoler er

DK 161274 B

4 mange gange mindre, og deres effektforbrug lige så meget mindre.

Sådanne kredsløb er i dag ikke særlig udbredt, men fagfolk skønner, at sådanne elektroniske kredsløb i dag kan bygges så billigt, at de på grund af deres ubestridelige stærke fordele i løbet af få år vil vinde t 5 stor udbredelse.

Det bemærkes, at der i praksis må indbygges et sådant højfrekvenskredsløb i hvert enkelt lysrørsarmatur, idet strømme med så høje frekvenser vanskeligt kan føres over særligt store afstande uden stor dæmpning, selv med specialkabler.

10 Dette kendte kredsløb og lignende kredsløb lider imidlertid af den ulempe, at de ikke særligt hensigtsmæssigt kan ombygges til at give mulighed for nedregulering. Blandt de vanskeligheder, der har været ved at forsyne sådanne kredsløb med reguleringsmulighed, kan især nævnes følgende: 15 - De strømme og spændinger, der kan forekomme i kredsløbet, er så høje, at mange almindelige elektroniske komponenter ikke kan anvendes.

- Felteffekttransistorernes stærkt ulineære forstærkningskarakteristik medfører, at det er svært at overskue, endsige garantere Udfaldet ved påtrykning af et reguleringssignal.

20 - Styresignalerne må ved de hidtil anviste løsninger være forholds vis kraftige og være vekselstrømssignaler, som følger udgangsfrekvensen, og er fasesynkrone i forhold hertil. Dette komplicerer styrekredsløbet, idet udgangsfrekvensen ikke er nøjagtigt kendt på forhånd, fordi den vil afhænge af de konkrete komponenters værdier inden for tolerancegrænser- 25 ne, og idet udgangsfrekvensen i praksis ændres afhængigt af reguleringen. Det er desuden forholdsvis vanskeligt at overføre de højfrekvente styresignaler over større afstande uden problemer med støj og signaltab.

Den foreliggende opfindelse har til formål at tilvejebringe en veksel strømsgenerator, hvormed en strømforbruger såsom et lysstofrør på 30 hensigtsmæssig måde kan forsynes med elektrisk strøm med høj frekvens, idet strømmen kan reguleres.

Dette opnås med en generator som angivet i det vedføjede patentkrav 1.

Med en sådan generator opnås en lang række fordele, hvoriblandt kan 35 nævnes:

Der opnås reguleringsmulighed med meget simple styrekredsløb, idet styres-ignalet kan være et jævnstrømssignal. Reguleringen giver ikke anledning til de ved andre tidligere kendte reguleringssystemer optrædende 5

DK 161274 B

stroboskopvirkninger, og den giver heller ikke anledning til radiostøj.

Det elektriske kredsløb til reguleringen kan arbejde ved lave spændinger, og er galvanisk adskilt fra kraftforsyningen. Reguleringen er veldefineret og ændrer sig ikke kritisk ved ændringer i komponenternes vær- t 5 dier. Reguleringen kan varieres meget frit, og der er mulighed for særskilt at regulere på de positive og negative halvpul ser af strømmene, hvorved kurveformen af den forløbende strøm kan påvirkes, omend der med det viste kredsløb dog ikke er mulighed for at frembringe en egentlig jævnstrømskomponent på udgangen. Kredsløbet kan bygges så kompakt, at 10 det kan indbygges i sædvanlige lysarmaturer.

Styrekredsløbet kan ifølge opfindelsen dimensioneres efter ret små effektkrav, idet der ikke vil være vanskeligheder ved at opretholde en stabil styrestrøm med den tilsigtede størrelse.

Ifølge en særlig fordelagtig udførelsesform føres tilbagekobl ings-15 viklingerne hver især omkring begge transformatorparters kerner, således at et magnetisk signal fra enhver af disse kerner vil inducere spændinger i begge tilbagekoblingsviklinger. Viklingerne er imidlertid dimensioneret således, at et signal fra en enkelt af disse kerner ved de udgangsstrømme, som kan forekomme, ikke er tilstrækkeligt til at bevirke 20 nogen tilbagekobling; dette kræver et samlet signal fra begge magnetiske kerner. Idet styreviklingerne forløber omkring begge kerner men i indbyrdes modsatte retninger opnås en kobling med den overraskende funktionsmåde, at fuld effekt til strømforbrugeren opnås, når styrestrømmen er nul, og at påtrykning af en styrestrøm vil reducere udgangseffekten 25 uanset i hvilken retning denne styrestrøm påtrykkes.

Herved opnås den fordel, at monteringen bliver lettere, idet montøren ikke behøver at iagttage en bestemt koblingsretning. Endvidere opnås absolut sikkerhed for, at kredsløbet ikke kan frembringe større udgangsstrøm end tilladeligt. Endvidere opnås der mulighed for at drive styre-30 kredsen med vekselstrøm, som blot skal have en passende lav frekvens i forhold til udgangsstrømmens frekvens, hvilket imidlertid giver et stort spillerum, da denne for eksempel kan være af størrelsesordenen 100 kHz.

Dette giver mulighed for utallige anvendelsesmuligheder, hvoriblandt blot skal nævnes to eksempler til illustration. For det første 35 kan der med apparatet ifølge opfindelsen udføres et stroboskop med lysstofrør, hvorved der kan opnås et lysudbytte, som vil være større end ved et sædvanligt stroboskop. Som et andet eksempel kan nævnes, at belysningen kunne moduleres med et signal fra et musikanlæg, som følger 6

DK 161274 B

audiofrekvenserne, således som man kunne tænke sig det anvendt i et diskotek.

Opfindelsen tilvejebringer videre et transformeringsorgan som angi-^ vet i krav 4. Med dette transformeringsorgan opnås, at der på basis af 5 et vekselstrømssignal ført gennem udgangsviklingen kan udtages to signaler på tilbagekobl ingsvikl ingerne, hvilke signaler kan dæmpes ved påtrykning af et jævnstrømsstyresignal, således at det ene tilbagekoblingssignal alene dæmpes i de perioder, hvor tidsdifferentialet af udgangsviklingens signal er positivt, og det andet tilbagekoblingssignal 10 alene dæmpes i de perioder, hvor tidsdifferentialet er negativt. Dette transformeringsorgan kan meget hensigtsmæssigt anvendes i en generator som angivet i krav 3.

Opfindelsen anviser endvidere en anvendelse af den opfundne generator til strømforsyning af en udladningslampe således som angivet i pa-15 tentkrav 7. Der opnås herved fordele svarende til de for generatoren nævnte.

Opfindelsen tilvejebringer endelig en fremgangsmåde til regulering af elektrisk vekselstrøm således som angivet i patentkrav 8. Der opnås herved fordele svarende til det ovenfor forklarede.

20 I det følgende skal opfindelsen forklares nærmere ved forskellige udførelsesformer under henvisning til den vedføjede tegning, hvorpå: fig. 1 viser et kendt elektronisk kredsløb til frembringelse af e-lektrisk vekselstrøm med høj frekvens, 25 fig. 2 viser et lignende kredsløb, men udbygget ifølge opfindelsens første udførelsesform, fig. 3 viser et kredsløb svarende til fig. 2 men yderligere udbygget ifølge en anden udførelsesform af opfindelsen, fig. 4 viser et kredsløb svarende til fig. 3 men tilpasset an-30 vendel se til en damplampe i stedet for lysrør, fig. 5 viser arrangementet af elektriske viklinger på de to transformatorer, der anvendes ifølge opfindelsen, fig. 6 viser et tidsskema over visse elektriske signaler i et kredsløb ifølge opfindelsen, 35 fig. 7 viser et belysningsanlæg med flere lysarmaturer, der regule res automatisk, fig. 8 viser et elektronisk reguleringskredsløb ttl frembringelse af styresignaler til de regulerbare generatorer i belysningsarmaturerne, og 7

DK 161274 B

fig. 9 viser eksempler på tidsforløb af belysningsniveauer, som kan opnås med et belysningsanlæg i henhold til fig. 7 og 8, under forskellige forstyrrende påvirkninger.

i 5

For nærmere at forklare opfindelsens arbejdsmåde betragtes først det kredsløb, som er beskrevet i publikationen Siemens Schaltbeispiele, Ausgabe 82/83, side 78-79, og som er gengivet i fig. 1. Dette kredsløb modtager gennem en formodstand RI elektrisk effekt fra lysnettet, hvil -10 ken effekt ensrettes i en broensretter Dl, D2, D3 og D4 og udjævnes af en kondensator Cl, så der opnås en jævnspænding. Ved anvendelse af to elektroniske forstærkningselementer i en modtaktkobling, en såkaldt push-pull kobling, kan potentialet af klemmen e i fig. 1 styres inden for det af jævnspændingen begrænsede spændingsinterval. Fra terminalen e 15 udtages strøm, som i figuren føres gennem en transformervikling til to selvinduktioner i serieforbindelse med hver sit lysstofrør. Strømkredsløbet sluttes af en kondensator C5. Kredsløbet giver således mulighed for at forsyne lysstofrørene med vekselstrøm med en frekvens bestemt’ af komponentværdierne.

20 Som aktive elektroniske elementer TI, T2 anvendes metaloxid feltef- fekttransistorer, som dem, der er sædvanligt kendt under handelsnavne som Mosfet, Sipmos og Hexfet. Disse komponenter har hver tre tilslutninger mærket S for "source", D for "drain" og G for "gate". De findes med forskellige polariteter, og den i det følgende beskrevne type er en så-25 kaldt N-channel, hvor D ved praktisk anvendelse tilsluttes en positiv spænding og S en negativ spænding, hvorefter strømmen fra D til S kan styres i afhængighed af spændingen på G. Disse former for transistorer har de særlige egenskaber, at G-tilslutningen har en meget høj impedans, og at strømmen fra D til S kan styres med en meget høj strømforstærk-30 ningsfaktor. Sålænge spændingen på G er negativ i forhold til S, er transistoren helt spærret. Ved positive spændinger på G, som ligger under en vis tærskelværdi, typisk af størrelsesordenen 4 volt, er transistoren stadig spærret. Først når spændingen på G overskrider tærskelværdien, begynder der at gå en strøm fra D til S. På grund af den meget hø-35 je impedans, der optræder på G-terminalen i sådanne transistorer, må der arrangeres eksterne kredsløbskomponenter til beskyttelse mod overspændinger. Transistoren TI i figuren er således i sit "gate"-kredsløb forsynet med en modstand R4 og en zenerdiode D7 og transistoren T2 er for- 8

DK 161274 B

synet med en tilsvarende modstand R5 og en zenerdiode D8, hvilke komponenter tjener til at sikre, at de til G-terminal erne tilførte spændinger ikke kan komme op på et niveau, som kunne beskadige lisse transistorer.

Til forklaring af virkemåden anskues først det tilfælde, hvor * 5 kredsløbet frembringer regelmæssige svingninger, idet det først senere vil blive forklaret, hvorledes disse svingninger sættes igang. Transistorerne TI og 12 må da åbne og lukke skiftevis, idet de naturligvis ikke må være åbne samtidigt. I det øjeblik for eksempel transistoren T2 åbner, antager potentialet ved dennes terminal D og dermed ved termina-10 len e en værdi, som pånær et ubetydeligt spændingsfald fra terminalen D til terminalen S på T2 vil svare til den negative forsyningsspænding. Kredsløbet vil derved søge at trække strøm igennem transformatorviklingen n3 fra kredsløbene ved lysstofrørene. Som det ses af figur 1, er der parallelt med hvert lysstofrør forbundet en kondensator, henholdsvis C6 15 og C7, og i serieforbindelse med lysstofrørene er der forbundet en selvinduktion LI fra det første og L2 fra det andet rør. Idet selvinduktionerne LI og L2 er forbundet i serie med lysstofrørene og har en betydelig størrelse, begrænser de den strøm, der kan gå, således at den Tom gradvist vil vokse. Sålænge lysstofrørene ikke er tændt, kan strømmen gå 20 igennem de parallelt forbundne kondensatorer C6 henholdsvis C7, og trækkes fra kondensatoren C5, der slutter kredsløbet. Når lysudladningen i rørene er startet, trækkes der strøm både igennem rørene og de dermed parallelt forbundne kondensatorer.

I fig. 6 er med optrukket streg vist tidsforløbene for spændingen 25 i punktet e (kurve a) og strømmen i viklingen n3 (kurve b), og det ses af kurve a i figuren, at spændingen i et vist tidsrum er i det væsentlige konstant på en negativ værdi. Kurve b i figuren viser, hvorledes strømmen ændrer sig, idet fortegnene i figuren er således, at strømmen ved starten af et tidsrum, hvor e har negativ spænding, ligger på et 30 højt niveau og går mod et lavere niveau. Denne aftagende strøm i viklingen n3 inducerer imidlertid et magnetfelt i den magnetiske kerne af transformeren Trl. Dette voksende magnetfelt inducerer spændinger i to tilbagekoblingsviklinger, nemlig ni, som står i forbindelse med G på TI, og n2, som står i forbindelse med G på T2. Viklingsretningerne er ind-35 byrdes afpasset således at en strøm, som trækkes gennem T2 vil inducere en sådan spænding i ni, at spændingen på Tl's terminal G bliver negativ -1 forhold til Tis terminal S, og TI- vil derfor være i det væsentlige fuldstændigt spærret. Tilbagekoblingsviklingen n2 er forbundet i en så- 9

DK 161274 B

dan retning, at det samme magnetfelt imidlertid vil inducere en spænding på T2's terminal G, som er positiv i forhold til T2's terminal S, og denne positive spænding vil bevirke, at forbindelsen gennem T2 fra D til S holdes åben.

t 5 Strømmen i vikling n3 vil imidlertid med passende dimensionering af komponenterne i dette kredsløb på et tidspunkt være steget til så høj en værdi, at den magnetiske kerne i TR mættes magnetisk, hvorved der ikke længere kan induceres spændinger i ni og n2. Spændingen i ni bliver da nul, men da TI i forvejen var strømløs, betyder dette ingen ændring af 10 tilstanden i TI. Spændingen i n2 bliver også nul, og dette bevirker i-midlertid, at T2 lukker og standser strømmen fra D til S i T2. Der kan stadig gå en vis strøm i n3, selvom begge transistorer TI og T2 er lukket, idet selvinduktionerne LI og L2 vil søge at opretholde en strøm i-gennem n3, som kan gå til modstanden R3 og kondensatoren C4; strømmen 15 vil derfor ikke momentant forsvinde, men den vil straks begynde at falde. Dette begyndende fald i strømmen gennem n3 vil imidlertid inducere spændinger i tilbagekoblingsviklingerne ni og n2, som har modsatte retninger af de, der blev nævnt ovenfor. Der induceres således i nZ en spænding, som gør T2's terminal G negativ i forhold til T2's terminal S, 20 hvorfor T2 vil være strømløs. Samtidig induceres imidlertid en spænding i ni, som gør TI's terminal G positiv i forhold til Tl's terminal $, og TI vil derfor blive åbnet for strøm fra terminalen D til terminalen S. Spændingen i punktet e bliver da på nær et ubetydeligt spændingsfald o-ver TI i det væsentlige lig med den positive forsyningsspænding, som det 25 ses af kurve a i figur 6 ved et senere tidspunkt. På grund af de serieforbundne induktioner LI og L2 ændres strømmen gradvist, således at der hele tiden induceres spændinger i nl og n2, som holder denne proces i-gang, idet induktionen i en transformer, som det er velkendt for fagfolk, sker i forhold til strømændringer og ikke ved konstante strømme.

30 Det anføres, at kondensatoren C5 har en så stor kapacitet, at spæn dingen på den terminal af C5, som står i forbindelse med lamperne, i det væsentlige vil være konstant og ligge midt mellem den positive og den negative forsyningsspænding, og der vil derfor kunne gå en strøm gennem lamperne, når TI er åben, og T2 er lukket. Strømmen i n3 forløber som 35 vist senere på kurve b i fig. 6, og det ses, at forløbet svarer ganske til det i den første tidsperiode blot med modsat retning. Strømmen i n3 fortsætter med at stige i den nye retning, indtil kernen i Trl på ny er ~ mættet, men i retning modsat før, hvorved spændingerne i nl og n2 falder

DK 161274 B

10 til nul, og TI på lignende måde som før T2 lukker, hvorpå T2 på grund af en fornyet induceret spænding i n2 åbnes, og hele forløbet gentager sig.

Det ses, at der således kan frembringes periodiske svingninger, og kredsløbet er indrettet således, at frekvensen af disse svingninger i t 5 det væsentlige er bestemt af selvinduktionerne LI og L2, kapaciteterne C6 og C7 og af lamperne. Kondensatoren C4 sikrer, at der under omkoblingen, hvor begge transistorer TI og T2 er spærret, ikke vil opstå spændinger på Tl's terminal S henholdsvis den hermed forbundne terminal D på T2, som kan være så høje, at de kunne beskadige transistorerne.

10 Forløbet af spænding og strøm over lysrøret Lyl er vist med optrukket streg i henholdsvis kurve c og kurve d i fig. 6. Det bemærkes, at et lysrørs impedans ved frekvenser af størrelsesordenen 100kHz, som der foreligger her, ikke forløber så uregelmæssigt, som det observeres ved 50Hz eller 60 Hz.

15 Nu skal forholdene ved start af svingningerne forklares. I udgangstilstanden er hele kredsløbet strømløst og alle spændinger nul.

Hvis der derpå tilkobles netspænding ved forsyningen til venstre i fig.

1, vil de ovenfor omtalte dele af kredsløbet ikke være i stand tiV at starte svingningerne. Dette forekommer måske overraskende, idet mange 20 almindelige elektroniske svingningsgeneratorer er i stand til at starte selv derved, at tilfældige små støjsignaler, som altid vil være tilstede, vil blive forstærket, og dermed danne startsignal til en generator.

En felteffekttransistor, som de, der anvendes i det beskrevne kredsløb, reagerer imidlertid slet ikke før spændingen på terminalen G overskrider 25 spændingen på terminalen S med en betydelig værdi, for eksempel 4 volt. Kredsløbet er derfor forsynet med en række særlige komponenter R2, C3, D5 og D6, der er indbygget i kredsløbet med det ene formål at starte svingningerne. Det tidspunkt, hvor der sættes spænding på kredsløbet, vil der nemlig ske det, at kondensatoren C3 langsomt oplades gennem mod-30 standen R2.Den elektroniske komponent D6 er imidlertid en såkaldt DIAC, som har den særlige egenskab, at den er spærret for strømmen, indtil spændingen når et vist niveau, den såkaldte gennemslagsspænding, der kan være på for eksempel 32 volt, hvorpå den pludselig åbner for strøm og forbliver åben, også ved lavere spændinger, så længe strømmen fortsætter 35 med at løbe igennem den. Når spændingen på C3 således overskrider DI-ACéns gennemslagsspænding, vil D6 åbne, og T2's terminal G får da en positiv spænding, som er tilstrækkelig høj til~at åbne for strøm fra T2's terminal D til T2's terminal S, hvorved svingningerne i svingningsgene- 11

DK 161274 B

ratoren er sat i gang. Under de regelmæssige svingninger vil C3 kun have ganske kort tid, nemlig det tidsrum, hvor TI er åben til at oplades af R2, hvorefter C3, når T2 åbner, straks bliver fuldt afladet igennem dioden D5. Ved passende dimensionering af R2 og C3 kan det derfor opnås, at 5 spændingen på C3 under de regelmæssige svingninger aldrig vil nå en sådan størrelse, at D6 vil komme til at åbne.

I serie med hver lampe kan der være indrettet sikringer (ikke vist).

Eksempel 1: 10 Et kredsløb som det i figur 1 viste kan ifølge ovennævnte Siemens publikation være opbygget med følgende komponentværdier: RI = 3,3 fi, R2 = 270 kOhm, R3 = 330 kOhm, R4 = 100 Ohm, R5 = 100 Ohm, Cl = 47 /iF, C3 = 0,1 mF, C4 = InF, C5 = 100 nF, C6 = 3,3 nF, C7 = 3,3 nF, LI = L2 = 420 μΗ og lamperne er 50 W lysstofrør. Transistorerne kan være Sipmos 15 BUZ 41A, zener-dioderne D7 og D8 kan være BZY 97 C8V2, og transformeren TR kan være viklet på en ferrit ringkerne, som Siemens R12,5, hvor ni har tre viklinger, n2 har tre viklinger, og N3 har én vikling. Med disse værdier angives i det nævnte Siemens skrift, at der opnås en tomgangsfrekvens, sålænge lamperne ikke er tændt, på ca. 150 kHz og en arbejds- 20 frekvens, når lamperne er tændt på ca. 120 kHz. Tomgangsfrekvensen svarer i det væsentlige til resonansfrekvensen af seriesvingningskredsen LI, C6, som er den samme som resonansfrekvensen for den hermed parallelt forbundne kreds L2, C7, hvorved der opstår meget høje spændinger over lamperne, for eksempel af størrelsesordenen 1000 volt, hvad der forårsa-25 ger omgående tænding af lamperne.

Nu skal kredsløbet ifølge opfindelsens første udførelsesform forklares. Som det ses i fig. 2, hvor denne udførelsesform er skitseret, adskiller den sig fra det kendte kredsløb ifølge fig. 1 ved, at der anvendes to tilbagekoblingstransformatorer. Endvidere har kredsløbet i føl -30 ge opfindelsen forbindelser med terminaler til påtrykning af en styrestrøm. Den øvrige del af kredsløbet svarer principielt ganske til kredsløbet ifølge fig. 1, og tilsvarende komponenter er mærket med de samme henvisningstal, og der skal for forklaringen af dets virkemåde generelt henvises til det, som er forklaret for kredsløbet ifølge fig. 1. Kreds-35 løbet ifølge opfindelsen er ejendommeligt ved at tilbagekoblingstransformeren er delt i to dele, henholdsvis Trl og Tr2. Trl har en tilbagekoblingsvikling nil, som er i forbindelse med Tl's terminal G. Trl har endvidere en vikling nl3, der gennemløbes af udgangsstrømmen til lamper- 12

DK 161274 B

ne, og endelig har Trl en ny vikling n5 i forbindelse med et styrestrømskredsløb. Tr2 har en tilbagekoblingsvikling nl2 forbundet med T2's terminal G, en vikling nl4, der gennemløbes af udgangsstrømmen til lamperne samt en vikling n6 i forbindelse med et styrestrømskredsløb. Det <t 5 ses, at udgangsstrømmen fra terminal e til lamperne gennemløber viklinger på begge transformere. Viklingernes indbyrdes orienteringsretninger er markeret med punkter på figuren efter en på fagområdet sædvanligt anvendt konvention.

Betragtes først det tilfælde, hvor styrestrømkredsene er strømløse, 10 ses det, at udgangsstrømme til lamperne kan inducere spændinger i tilbagekoblingsviklingerne nil og nl2, idet udgangsstrømmene føres igennem en vikling på Trl og en vikling på Tr2. Kredsløbets virkemåde svarer derfor nøjagtigt til virkemåden af kredsløbet i fig. 1.

Det antages nu, at der igennem n5 fra en ekstern og ikke nærmere 15 vist strømgenerator føres en jævnstrøm, en såkaldt styrestrøm. Denne strøm yder et bidrag til magnetiseringen af Trl. Kredsløbet antages at svinge stort set som før omtalt, og det ses, at den påtrykte strøm i n5 naturligvis ikke kan påvirke viklingen nl2 i forbindelse med T2, hvorfor T2 vil åbne ligesom før. Når T2 er åben vil der trækkes strøm fra lam-20 perne, d.v.s. i retning fra terminalen f til terminalen e. Dette bevirker en magnetisering af kernen i Trl, som er rettet modsat den af n5 på-trykte magnetisering, og idet det antages, at den af n5 påtrykte magnetisering er af begrænset størrelse og navnlig mindre end den af nl3 frembragte magnetisering, vil der gennem Trl induceres, en spænding i 25 nil, der bevirker en negativ spænding på Tl.#s terminal G i forhold til TI's terminal S. Denne del af funktionen svarer således ganske til det under fig. 1 beskrevne. I den periode, hvor T2 er spærret, og TI er å-ben, vil der imidlertid gå strøm i lampekredsen i den modsatte retning af den fra før, nemlig fra terminal e til terminal f. Denne magnetise-30 ring inducerer en spænding i nil, som frembringer en positiv spænding på Tl's terminal G, der holder strømmen igennem TI's terminaler D og S i gang ligesom før. Imidlertid vil magnetiseringsbidraget fra viklingen n5 nu bevirke, at kernen i Trl vil blive magnetisk mættet ved en lavere strømstyrke i nl3, end det, der var tilfældet, da n5 var strømløs. Når 35 mætningen af Trl's kerne indtræder, lukker TI ligesom tidligere beskrevet, og denne lukning får som tidligere beskrevet T2 til at åbne. Det "forstås, at reguleringen udnytter et transduktorprincip, men at det er styrestrømmen til transistorerne, der transduktorreguleres og ikke di- 13

DK 161274 B

rekte lampestrømmen, således som det er sædvanligt kendt.

Det ses, at den strøm, der blev påtrykt i viklingen n5 har den virkning at forkorte det tidsrum, hvor TI er åben for strøm. Da lamperne er serieforbundet med en kondensator C5 er det klart, at der ikke gennem 5 lamperne kan gå en resulterende jævnstrøm, fordi spændingen over kondensatoren C5 vil indstille sig, så middelværdien af lampestrømmen bliver nul. Derimod kan kurveformen og effektivværdien af den i lamperne gående strøm godt påvirkes ved reguleringen af de strømpulser, der går gennem TI. På lignende måde forstås, at en strøm påtrykt n5 i retning modsat 10 før vil bevirke, at der skal større strømstyrke i nl3 til for at mætte magnetkernen i Trl, og det tidsrum, hvor TI er åbent, vil da blive forlænget.

Det forstås, at styreviklingen n6 svarer ganske til n5, og at der ved påtrykning af strømme gennem viklingen n6 i enten den ene eller den 15 anden retning kan opnås henholdsvis forkortelse eller forlængelse af de tidsintervaller, hvor T2 er åben for strøm.

Ved påtrykning af symmetriske strømme i n5 og n6, her forstået som lige store strømme og i retninger, således at de åbne perioder for ΤΓ og T2 enten begge forkortes eller forlænges, forstås at der opnås en fre-20 kvensregulering af svingningskredsen, hvor frekvensændringen i forhold til tomgangsfrekvensen er større, jo større de påtrykte styrestrømme er, idet sammenhængen dog ikke nødvendigvis er lineær. Et eksempel på de forløb af de tidligere viste spændinger og strømme, som kan opnås ved symmetrisk forkortning af åbneperioderne for TI og T2, er vist i fig. 6 25 med punkteret streg.

Idet svingningskredsens normale frekvens, det vil sige frekvens, når styrestrømmen er nul, og lamperne er tændt, ligger noget under de sammenfaldende resonansfrekvenser i svingningskredsene C6 og LI henholdsvis C7 og L2, medfører en hævning af frekvensen imidlertid, at der 30 vil gå større strøm i kondensatorerne C6 og C7, hvilken strøm er reaktiv og dermed ikke er gået tabt, idet den populært sagt svinger frem og tilbage mellem kondensatorerne og selvinduktionerne. Dette medfører imidlertid, at lamperne får mindre strøm, men samtidig stadig næsten lige høje spændingsspidser, således at der opnås en nedsættelse af lampernes 35 lyseffekt, mens lampespændingen dog stadigvæk selv ved en betydelig nedregulering er fuldt tilstrækkelig til at sikre, at lamperne stadig kan tænde.

I det følgende forklares en anden fordelagtig udførelsesform af op- 14

DK 161274 B

findelsen, som er vist i forbindelsesdiagrammet i fig. 3, og hvori transformerviklingerne er arrangeret, som det yderligere er skitseret i fig. 5. Her er vist to alternative udførelsesformer, den ene i fig. 5a og den anden i fig. 5b. For hvert af alternativerne gælder det, at der 5 anvendes to ringkerner, hvoraf den nederste svarer til Trl og den øverste til Tr2. Lampestrømsviklingen er i begge tilfælde tegnet som blot en enkelt direkte gennemføring af en ledning fra e til f. Tilbagekoblingsviklingen til TI, nemlig nil, der går fra terminal a til terminal b på fig. 5, er ført omkring begge ringkernerne og i samme retning herom-10 kring. I den udformning, der er vist i fig. 5a går hver vinding på kredsen a til b omkring først den ene (Trl) og så den anden (Tr2) ringkerne-transformer. I den udformning, der er vist i fig. 5b, går samtlige viklinger først omkring den ene ringkerne Trl og derefter i samme omløbsretning omkring den anden ringkerne Tr2. Det forstås af fagfolk, at dis-15 se to fysisk forskellige udførelsesformer er elektrisk helt ækvivalente og fungerer nøjagtigt ens. Tilbagekoblingsviklingen til T2, nemlig den fra terminal c til· terminal d, er på lignende måde ført omkring begge ringkernerne, idet det på figuren er antydet, at dens orientering* er modsat den fra tilbagekoblingsviklingen fra a til b. Hver ringkerne har 20 en styrevikling, og de to styreviklinger er serieforbundne, således at en styrestrøm fra for eksempel terminal g forløber i den ene retning omkring den ene ringkerne og i modsat retning omkring den anden ringkerne, inden den går ud ved terminal h. Det forstås, at figuren skal illustrere det principielle arrangement og viklingsretningerne, men at viklingstal-25 lene for enhver af viklingerne kan være anderledes end det på figurerne viste. Det anses dog for mest hensigsmæssigt at udføre arrangementet symmetrisk, således at de forskellige viklingers vindingsforhold på en kerne skal være nøjagtig det samme som forholdet på den modsatte kerne.

Det forstås, at der ved at forbinde de to styreviklinger som vist 30 opnås den fordel, at enhver spænding, som induceres i den ene styrevikling ved strøm i udgangsledningen e til f altid vil udbalanceres af en ligeså stor men modsat rettet spænding, der induceres i den anden styrevikling. På styreviklingens udgangsterminaler g-h induceres der derfor totalt ingen spænding. I praksis kan det dog tænkes, at der på grund af 35 fremstillingstolerancer kan være små forskelle i de to styreviklinger, hvorved der kan induceres begrænsede spændinger, som ikke er perfekt udbalanceret. Endvidere kan der, nåF en kerne mættes magnetisk, induceres — spænding på styreviklingens terminaler. Sådanne spændinger bliver imid- 15

DK 161274 B

lertid dæmpet ved den parallelt over terminalerne g-h arrangerede kondensator C8 (vist i fig. 3 og 4). Det elektriske kredsløb, som skal frembringe styrestrømmen, kan derved dimensioneres forholdsvist lille, idet det ikke behøver være i stand til at modstå bagud inducerede spæn- t 5 dinger.

Ved siden af kondensatoren Cl er der arrangeret en mindre kondensator C2 forbundet parallelt med Cl med henblik på at dæmpe tilbageføring af højfrekvente støjsignaler til lysnettet.

Kredsløbets funktion anskues for det første i den situation, hvor 10 der ikke påtrykkes nogen styrestrøm. Det ses, at det da svarer nøjagtigt til kredsløbet ifølge fig. 1.

Det antages herefter, at der føres en jævnstrøm gennem styreviklingerne fra terminal g til terminal h. Denne strøm vil bevirke en vis magnetisering af begge transformerkerner, idet det antages, at denne 15 magnetisering er begrænset såsom for eksempel mindre end den magnetisering, der maksimalt kan frembringes af udgangsstrømmen fra viklingen e til f. Svingningskredsløbet vil generelt svinge som tidligere forklaret, idet TI og T2 skiftes til at føre strøm. I de tidsintervaller, hvor T2 er åben, går strømmen i udgangsviklingen fra f til e, hvad der medfører 20 en magnetisering af begge transformerkernerne. Det ses, at de nævnte to magnetiseringsbidrag i transformer 1 vil virke modsat hinanden, mens de i transformerkerne 2 vil summeres til hinanden. Der vil derfor indtræde mætning i kernen i Tr2 ved en lavere udgangsstrøm, end det ville være tilfældet, hvis styrestrømmen var nul. De i tilbagekoblingsviklingerne 25 inducerede spændinger vil da falde, idet kernen i Tr2 ikke længere yder noget bidrag hertil. I Trl vil mætning imidlertid først indtræffe ved en højere strømstyrke i udgangskredsen i forhold til den strømstyrke, hvor mætning ville indtræde, hvis styrestrømmen var nul. Ved strømstyrker i udgangskredsen f-e, som er så store, at Tr2 er mættet og således ikke 30 bidrager til induktionen i tilbagekoblingsviklingerne, kan kernen i Trl således stadig yde et bidrag til denne tilbagekoblingsinduktion. Den totale spænding, som induceres i hver af tilbagekoblingsviklingerne henholdsvis nil og nl2 vil således ikke forsvinde ved mætning af den ene transformerkerne, men stort set falde til det halve af sin umiddelbart 35 forudgående værdi.

Som tidligere anført har de anvendte transistorer imidlertid den egenskab, at de er fuldstændig spærret i gennemgangsretningen D-S, når spændingen på G ikke overskrider en vis tærskelværdi på for eksempel 4

DK 161274B

ie volt. Ved hensigtsmæssig dimensionering af viklingerne på transformerkernerne er det derfor muligt at opnå, at den spænding, der induceres i tilbagekoblingsviklingen til den åbne transistor, her T2, vil falde til under tærskelværdien, således at transistoren i det væsentlige lukker f 5 for strøm mellem sine terminaler D og S, selvom den ene transformer stadigvæk inducerer en vis spænding. Det bemærkes her, idet der henvises til kurve b i fig. 6, at udgangsstrømmen, når en transistor åbner, vil ændres noget stejlere i starten og derefter i faldende tempo på grund af selvinduktionerne i serie med lamperne. Der induceres derfor i tilbage-10 koblingsviklingerne forholdsvis stor spænding i starten af det interval, hvor en transistor er åben, mens denne spænding gradvist falder i løbet af dette interval. Det volder derfor ikke vanskeligheder at indrette viklingerne således, at tilbagekoblingsspændingen ved mætning af en transformerkerne, som vil indtræde i den sidste del af det nævnte inter-15 val, falder ned under tærskelværdien for den tilsvarende transistor.

Idet transistoren T2 derved spærrer, fungerer kredsløbet ligesom tidligere nævnt således, at strømmen i udgangskredsen, som på dette tidspunkt forløber fra f til e, vil begynde at falde fra sin maksimale værdi, hvilket vil inducere et magnetisk felt i begge transformerkerner, 20 som er rettet modsat det tidligere, hvilket medfører, at magnetiseringsbidragene fra udgangstrømmen og fra styrestrømmen vil summeres i transformer 1, mens de virker i indbyrdes modsat retning i transformer 2. I tilbagekoblingsviklingerne induceres der herved spændinger, som vil holde T2 lukket og vil åbne TI. Strømmen i udgangskredsen, som i starten 25 forløber i retning fra f til e, vil falde til nul og begynde at vokse op i den modsatte retning, dvs. fra e til f. Efter at udgangsstrømmen i kredsen fra e til f er begyndt at stige, vil den på et tidspunkt nå en sådan størrelse, at transformerkernen Trl mættes, hvorved den spænding, der induceres i tilbagekoblingsviklingerne, falder så langt ned, at po-30 tenti al et af TI's terminal G falder under tærskelværdien og TI lukker igen. Dette bevirker som tidligere, at T2 åbner, og det ses, at kredsløbet vil fortsætte med at svinge med kortere periodetider end i det tilfælde, hvor styrestrømmen var nul, og der er som tidligere forklaret således opnået en frekvensregulering.

35 Nu betragtes det tilfælde, hvor der påtrykkes en jævnstrøm i styre kredsen i retning fra terminal h til terminal g. Dette bevirker som tidligere forkTaret magnetisering af begge kernerne Trl henholdsvis Tr2.

Som før betragtes det øjeblik, hvor T2 åbner for strøm, der forløber fra 17

DK 161274 B

terminalen f gennem transformerne til terminalen e. Det ses, at magnetiseringsbidragene fra lampernes strøm og fra styreviklingens strøm summeres i kernen Trl, mens de virker modsat hinanden i kernen Tr2. Eftersom strømmen i lampekredsen vokser, vil der derfor på et tidspunkt ske en t 5 mætning af kernen i Trl, mens kernen i Tr2 endnu ikke er mættet. Mætnin gen af kernen i Trl bevirker derved, at den spænding, der er induceret i tilbagekoblingsviklingen c-d, falder, og transistor T2 lukker. Ligesom før bevirker lukningen af T2, at transistor TI åbner, og lampestrømmen, der går i retning fra f til e, vil begynde at falde. Lampestrømmen vil 10 efter nogen tids fald skifte retning og gå fra e til f og vokse, idet magnetiseringsbidragene fra lampestrømmen og fra styrestrømmen vil være modsat rettede i transformer 1 og have samme retning i transformer 2.

Ved et vist niveau af lampestrømmen vil der derfor indtræde mætning i transformerkernen Tr2, hvorved den i tilbagekoblingsviklingen nil indu-15 cerede spænding vil falde, så transistor TI lukker. Det ses, at svingningerne fortsætter på denne måde nøjagtig lige som før.

Det ses, at der herved er opnået det overraskende resultat, at styrestrømmen har samme indvirkning uanset dens retning. Frekvensen’ af spændingen på udgangsterminalen til lamperne er lavest, når styrestrøm-20 men er nul, hvorved lamperne tilføres den maksimale effekt, og frekvensen stiger ved påtrykning af en styrestrøm, uanset om styrestrømmen går i den ene eller den anden retning, hvorved lampeeffekten falder. Der opnås herved meget væsentlige fordele, nemlig:

Den effekt, der tilføres lamperne kan aldrig overskride en bestemt 25 værdi, som afhænger af kredsløbet, idet kredsløbet mest hensigtsmæssigt dimensioneres, således at denne maksimale værdi svarer til lampernes mærkeeffekt. Der er derfor fuldstændig sikkerhed mod at ødelægge lamperne, uanset om der måtte ske fejl i styrekredsløbet eller fejl i tilslutningerne. Derved opnås en installationsmæssig lettelse, idet en instal-30 latør af kredsløbet ikke behøver at iagttage en bestemt monteringsretning. Endelig opnås, at styresignalet ikke behøver være et jævnstrømssignal, det kan faktisk også være et vekselstrømssignal, når blot frekvensen ikke er så høj, at der forekommer interferensfænomener ved et samspil mellem styrestrøm og spændingskredsløbets frekvens. Idet spæn-35 dingskredsløbet arbejder med frekvenser af størrelsesordenen 100 kHz, er der i praksis næppe interferensproblemer ved vekselstrømme i styrekredsen, -når blot frekvensen ikke overstiger for eksempel 20 kHz. Styrekredsløbet kunne for eksempel udmærket forbindes til en udgangsterminal 18

DK 161274 B

fra et musikanlæg, hvorved der kunne opnås en modulering af lyset, som følger musiksignalet, således som man kunne tænke sig det anvendt ved et diskotek. Styrestrømmen kunne for eksempel også tænkes at følge de sædvanligt forekommende netfrekvenser, hvorved kredsløbet til frembringelse 5 af styrestrømmene kan være meget simpelt, det kunne for eksempel være en transformator i forbindelse med lysnettet.

Forbindelsesdiagrammet i fig. 4 viser en anden hensigtsmæssig udførelsesform. Denne udførelsesform anvendes til damplamper, som ikke har opvarmede elektroder, såsom kviksølvlamper, natriumlamper og xenonlam-10 per. Kredsløbet viser sig i praksis også at kunne fungere med lysrør, idet elektroderne i så fald dog ikke opvarmes. Kredsløbet svarer til det i fig. 3 viste med den forskel, at der kun er vist en enkelt lampe La, og at kondensatoren C6 nu ikke er forbundet til opvarmningsmodstande i lampeelektroderne men direkte til de lampeelektroder, som er i forbin-15 delse med henholdsvis LI og C5. Det forstås, at kredsløbet iøvrigt fungerer nøjagtigt som det i fig. 3 viste, hvorfor der angående funktionsmåden kan henvises til den ovenfor givne forklaring.

Eksempel 2:

Til transformerne anvendes to ferritkerner som Siemens R12,5. Viklingen 20 e-f er en enkelt gennemgående ledning. Viklingen a-b går tre gange omkring hver af ringkernerne, og viklingen c-d går ligeledes tre gange omkring hver kerne. Styreviklingerne har 30 vindinger omkring hver af kernerne. Kondensatoren C2 er på InF og C8 er på 0,1 /iF. Modstanden RI er på 1,5 Ω. De øvrige komponenter svarer til de under eksempel 1 anførte, 25 idet det dog bemærkes, at selvinduktionen i hver af spolerne LI og L2 er omtrent 580 /*H, men på grund af håndværksmæssige tolerancer kan afvige noget fra det anførte. Lysrørene var 2 stk. lysrør med en nominel effekt på hver 36W. Ved nul styrestrøm var svingningsfrekvensen med tændte lysrør 80 kHz. Ved gennem styrekredsen at føre en strøm på 20 mA blev 30 svingningsfrekvensen 140 kHz, og den af lamperne optagne elektriske effekt ca. 20W. Ved at øge strømmen gennem styrekredsen til 40 mA slukkes lamperne. Det samlede effektforbrug af det elektroniske kredsløb er af størrelsesordenen 4W og stort set proportionalt med lyseffekten, således at der ved fuld lysstyrke til det elektroniske kredsløb og til de to 35 lamper forbruges i alt ca. 80W, ved styrestrøm 20 mA forbruges ca. 38W og ved 40 mA styrestrøm forbruges under 1W.

Eksempel 3: ~~

Komponenterne var som under eksempel 2 med følgende afvigelser. Lysrøre- 19

DK 161274 B

ne var 2 stk. 58W og tilbagekoblingsviklingerne var udført, så vikling a-b har 6 vindinger omkring hver af transformerkernerne, og viklingen c-d ligeledes har 6 vindinger omkring hver af transformerkernerne. Selvinduktionerne LI og L2 var på hver omtrent 500 /iH. Ved styrestrøm lig med t 5 nul og dermed fuldt lysudbytte var svingningsfrekvensen 70 kHz, og effektforbruget 2 x 58W til lysstofrørene og ca. 5W i de øvrige komponenter ialt ca. 121W. Ved en styrestrøm på 20 mA var svingningsfrekvensen 125 kHz, og lampeeffekten ca. 2 x 30W. Den ohmske modstand i styrekreds-vikl ingerne er ialt 0,8 ohm, således at spændingsfaldet over styrekred-10 sen ved 20 mA er ca. 16 mV.

Som tidligere nævnt er forholdet mellem styrestrøm og lampeeffekt ikke lineært, men følger nærmest en kvadratisk karakteristik. Det ligger indenfor en fagmands kunnen at indrette et styrekredsløb til en lineari-sering af en sådan karakteristik. I praksis er dette problem ikke afgø-15 rende, idet der under alle omstændigheder må tages hensyn til stærkt u-lineære forhold mellem lampeeffekt og lysudbytte.

I fig. 7 vises et eksempel på, hvorledes opfindelsen hensigtsmæssigt kan anvendes. I et lokale med et gulv 24 og et loft 25 er'der arrangeret et antal lysrørsarmaturer 21, som hver især er forsynet med 20 et apparat ifølge opfindelsen. Til hvert armatur føres således en netspænding, som kan være indrettet med slukkemulighed men ikke er indrettet med reguleringsmulighed. Igennem lamperne føres endvidere et styrestrømskredsløb, hvori samtlige armaturer er serieforbundne, således at strøm fra en enkelt styrestrømkilde passerer samtlige armaturer. På et 25 passende tilgængeligt sted er der indrettet en styreenhed 23 med betjeningsknapper til at tænde og slukke lyset og med en justeringsmulighed, hvor der kan indstilles en ønsket værdi af lysstyrken. I rummet er endvidere indrettet en lysmåler 22. Styreenheden modtager fra lysmåleren signaler om faktisk lysstyrke og er indrettet med et reguleringskreds-30 løb, der frembringer et styresignal i afhængighed af den målte lysstyrke, som udsendes til belysningsarmaturerne og styrer deres belysning.

I fig. 8 er vist et eksempel på et reguleringskredsløb, som kan være indrettet i styreenheden 23. Idet kredsløbets virkemåde vil kunne forstås af fagfolk ud fra figuren, skal den blot kort beskrives. Kreds-35 løbet har indgangstilslutninger til forsyningsspændinger 5V DC, 12V DC og 220V AC; indgangstilslutninger til lysmåleren 22, udgangstilslutninger til styrestrømsløjfen og udgangstifslutninger til kraftforsyning af lysarmaturerne.

20

DK 161274 B

Lysmåleren 22 er her en såkaldt lysfølsom modstand med den egenskab, at modstanden falder ved stigende belysning. En operationsforstærker Opl frembringer herudfra en spænding, som udtrykker det målte belysningsniveau. Ved valg henholdsvis indstilling af værdier af * 5 komponenterne omkring Opl fastlægges det ønskede minimums-belysningsniveau, som betegnes N2 (se fig. 9). Signalet fra Opl føres videre ad to veje. Den første går forbi en operationsforstærker 0p2, som har den funktion sammen med det tilknyttede kredsløb at begrænse signalet, så der videreføres en spænding, som ved belysningsniveauer over en vis 10 grænse har en konstant maksimal værdi, f.eks. 2V, mens spændingen under grænseniveauet varierer med belysningsniveauet. Grænseniveauet, som fastlægges af komponenterne omkring 0p2, fastlægger et belysningsniveau, der betegnes ved NI (se fig. 9), og hvis betydning skal forklares senere. Det begrænsede signal føres videre til en operationsforstærker Op3, 15 der sammen med de tilhørende komponenter, heriblandt en transistor, konverterer spændingssignalet til et strømsignal, der udnyttes som styrestrøm i lysarmaturerne.

Signalet fra Opl føres som før antydet samtidigt ud ad en anden signalvej, der fører til en operationsforstærker Op4. Operations-20 forstærkeren 0p4 fungerer sammen med det tilknyttede kredsløb som en såkaldt Schmidt-trigger med hysterese, nærmere bestemt således, at når indgangssignalet stiger, er udgangssignalet sat, indtil indgangssignalet overskrider det såkaldte slukkeniveau (N4 i fig. 9), og når indgangssignalet falder, skal det ned på et andet og lavere niveau, før udgangssig-25 nalet igen bliver sat. Dette andet niveau kaldes tændingsniveauet (N3 i fig. 9).

Udgangssignalet fra 0p4 føres videre til en forsinkelsesenhed Tim, der sammen med de tilknyttede komponenter videregiver triggersignalet efter en forsinkelse, kaldet slukkeforsinkelsen, når lysniveauet er sti -30 gende, mens triggersignalet føres igennem umiddelbart, når lysniveauet er faldende. Udgangssignalet herfra styrer et relæ til at tænde og slukke kraftforsyningen til lysarmaturerne.

Til operationsforstærkerne Op 1-4 kan anvendes en komponent med betegnelsen LM 324, som netop indeholder fire operationsforstærkere i et 35 fælles hus. Til forsinkelsesenheden Tim kan anvendes en komponent med betegnelsen CD 4060.

Virkemåden af- belysningsanlægget' med det i fig.- 8 viste reguleringskredsløb skal nu forklares under henvisning til fig. 9. Heri vi 21

DK 161274 B

ser fig. 9a et længere tidsrum, det vil her sige af størrelsesordenen 14 timer, mens fig. 9b og 9c viser eksempler på kortere forløb såsom hver 20 minutter.

Det kunstige belysningsanlæg i rummet kan tilvejebringe et lys- ir 5 niveau N2, som svarer til det ønskede og for eksempel af arbejdsmæssige grunde krævede mindste niveau, såsom en belysningsstyrke på 300 lux.

Rummet kan imidlertid gennem ovenlysvinduer 26, vinduer og åbninger modtage lys udefra såsom dagslys. I fig. 9a er illustreret, hvorledes dagslysets bidrag til rummets total belysning kan tænkes at variere fra nul 10 tidligt om morgenen stigende til et maksimum ved middagstid og igen faldende til nul om aftenen. I figuren ses samtidig, hvorledes lysbidraget fra det kunstige belysningsanlæg varierer. I starten virker alene kunstlyset, og det drives med fuld effekt, hvorved lysniveauet holdes på N2.

Når dagslyset begynder, reguleres kunstlyset straks ned i forhold her-15 til, så det totale belysningsniveau holdes konstant. Ved stigende lysniveau nås et punkt, hvor kredsløbet omkring Op2 begrænser reguleringssignalet, hvorved kunstlyset ikke reguleres yderligere ned, men bidrager med et fast minimumslysniveau NI, f.eks. 100 lux. Rummet modtager ηΰ et konstant belysningsbidrag fra kunstlyset og et eventuelt stigende belys-20 ningsbidrag fra dagslyset.

Ved stigende dagslys nås på et tidspunkt slukkeniveauet N4, f.eks.

750 lux, og kunstlyset slukkes efter den ved Tim fastlagte slukkeforsinkelse, f.eks. 10 minutter. Rummet belyses nu alene af dagslyset, som stiger og falder.

25 Hvis dagslysniveauet falder ned under tændingsniveauet N3, f.eks.

450 lux, som vist længere til højre i figuren, tændes kunstlyset omgående omend på det lave niveau NI. Først når dagslyset bidrager med mindre end N2-N1 reguleres kunstlysanlægget op i styrke, således at det krævede mindsteniveau N2 netop opretholdes. Når dagslysbidraget er faldet til 30 nul, lyser kunstlysanlægget med fuld styrke.

Dagslys kan imidlertid som bekendt fluktuere meget hurtigt og uregelmæssigt på grund af vejrforhold såsom skyer. Eksemplerne i fig. 9b og 9c tjener til at forklare, hvorledes reguleringsanlægget vil reagere på sådanne hurtigere fluktuationer.

35 Fig. 9b illustrerer en situation, som f.eks. kunne forekomme midt på dagen, hvor dagslyset er kraftigt og kunstlyset er helt slukket. Pludselig passerer en mørk sky-henover, og dagslysbidraget falder til et meget lavt niveau. Kunstlyset tændes omgående og indreguleres omgående 22

DK 161274 B

på et niveau, hvor der under udnyttelse af det resterende lave dagslysniveau netop opnås den krævede mindstebelysning. På et senere tidspunkt går skyen væk igen. Kunstlyset reguleres straks ned på niveauet NI men slukkes først efter udløbet af slukkeforsinkelsen fastlagt ved Tim.

*5 Fig. 9c illustrerer en anden situation, som kunne tænkes på en dag med mørkt skydække. Dagslyset giver et lille bidrag, og kunstlyset er tændt og indreguleret til at give et passende supplerende bidrag. Pludselig åbnes skydækket, og dagslyset bliver kraftigt. Kunstlyset reguleres straks ned på minimumsniveauet NI, men kan selvom belysningsniveauet 10 er rigeligt, ikke slukke, før slukkeforsinkelsen er udløbet. Før det er sket, lukkes skydækket imidlertid igen, og kunstlyset reguleres straks op på et passende niveau.

Det forstås, at det beskrevne anlæg fungerer hensigtsmæssigt under realistiske forhold, idet lyset i rummet altid er tilstrækkeligt, idet 15 hyppig tænding og slukning, som kunne forkorte lyskildernes levetid og være psykologisk uheldig, er forhindret, og idet der forbruges mindst mulig energi til belysningen.

Omend opfindelsen er beskrevet under henvisning til et særligt‘eksempel, nemlig anvendelse til lysstofrør, er det klart, at den kan an-20 vendes til styring af en forsyningskreds til enhver elektrisk effektforbruger. Den kan, som allerede nævnt, således særdeles vel anvendes til andre gasudladningslamper såsom kviksølvlamper, natriumlamper, xenonlamper osv.

Reguleringen med et styresignal i form af en jævnstrøm eller vek-25 selstrøm af beskeden størrelse gør den endvidere velegnet til regulering eller modulering på utallige måder, for eksempel anvendelse som stroboskop eller lignende.

Claims

23 DK 161274 B

1. Vekselstrømsgenerator til forsyning af en udladningslampe såsom et lysstofrør (Lyl, Ly2, La) gennem en selvinduktion (LI, L2) forbundet * 5. serie med lysstofrøret, hvilken generator omfatter to elektroniske forstærkningselementer (TI, T2) i modtaktskobling til regulering af udgangsstrømmen, mindst ét transformeringsorgan (Trl, Tr2) omfattende en kerne af magnetiserbart og magnetisk, mætbart materiale, og hvorigennem der ved 10 en af udgangsstrømmen gennemløbet vikling, kaldet udgangsviklingen, induceres tilbagekoblingssignaler i såkaldte tilbagekoblingsviklinger, der føres til styreindgangene på de elektroniske forstærkningselementer på en sådan måde, at kredsløbet derved kan opretholde periodiske svingninger, 15 mindst en styrevikling (ng, ng) tilknyttet transformeringsorganet, KENDETEGNET ved, AT transformeringsorganet omfatter to adskilte transformatorparter (Trl, Tr2), som begge har viklinger (n^, n^), der gennemløbes af‘ud-gangsstrømmen, og som begge udnyttes til induktion af tilbagekoblings- 20 signaler til de elektriske forstærkningselementer.

2. Vekselstrømsgenerator ifølge krav 1, KENDETEGNET ved, AT de to transformatorparter har hver sin styrevikling, og AT de to styreviklinger er ens og serieforbundne med sådanne viklingsretninger, at ændringer i udgangsstrømmen vil inducere i det væsentlige lige store men modsat 25 rettede spændinger i de to styreviklinger, således at der på de serieforbundne styreviklingers fælles udgangsterminaler i det væsentlige ikke induceres spændinger.

3. Vekselstrømsgenerator ifølge krav 2, KENDETEGNET ved, AT udgangsviklingerne er ført omkring de to magnetiske kerner i samme ret- 30 ning, kaldet den første retning, AT tilbagekoblingsviklingen (n) til det ene elektroniske forstærkningselement (TI) er ført omkring de magnetiske kerner i begge transformatorer og begge steder i den samme retning, AT tilbagekoblingsviklingen (n^) til det andet elektroniske forstærkningselement (T2) er ført omkring begge magnetiske kerner og begge 35 steder i retning modsat den nævnte første retning, og AT de serieforbundne styreviklinger forløber, så en vikling går omkring den første " kerne i den første retning, og en dermed serieforbundet vikling fortsætter omkring den anden kerne i en retning modsat den første retning. 24 DK 161274 B

4. Transformeringsorgan til anvendelse i en vekselstrømsgenerator ifølge krav 3 og omfattende en kerne af magnetiserbart og magnetisk mætbart materiale, omkring hvilken der er arrangeret i det mindste én udgangsvikling, to tilbagekoblingsviklinger og en styrevikling, KENDETEGNS NET ved, AT kernen er opdelt i to kerneparter, AT udgangsviklingen omfatter en eller flere vindinger ført omkring begge kerneparter i en første retning, AT hver af tilbagekoblingsviklingerne omfatter en eller flere vindinger ført omkring begge kerneparter i samme første retning, og AT styreviklingen omfatter en eller flere vindinger ført omkring den 10 første kernepart i samme første retning og ført omkring den anden kernepart i retning modsat den nævnte første retning.

5. Transformeringsorgan ifølge krav 4, KENDETEGNET ved, AT hver vinding i tilbagekoblingsviklingen er ført omkring begge kerneparter.

6. Transformeringsorgan ifølge krav 4, KENDETEGNET ved, AT hver af 15 tilbagekobl ingsvikl ingerne omfatter en eller flere vindinger ført omkring den første kernepart i den første retning og fortsat i en eller flere vindinger ført omkring den anden kernepart i den første retning.

7. Anvendelse af vekselstrømsgenerator ifølge krav 1-3, KENDETEGNET ved, AT den udnyttes til strømforsyning af en udladningslampe (Lyl, Ly2,

20 La, 21) på en sådan måde, at den til udladningslampen tilførte elektriske effekt derved kan reguleres.

8. Fremgangsmåde til regulering af elektrisk vekselstrøm til en udladningslampe såsom et lysstofrør, hvor vekselstrømmen frembringes ved udnyttelse af induktiv tilbagekobling gennem et transformeringsorgan til 25 elektroniske forstærkningselementer, der forstærker den tilbagekoblede spænding, på en sådan måde at der derved opretholdes periodiske svingninger, og hvor transformeringsorganet er tilknyttet mindst én styrevikling, KENDETEGNET ved, AT transformeringsorganet omfatter to adskilte transformatorparter, som begge udnyttes til induktion af tilbagekob- 30 lingssignaler til de elektriske forstærkningselementer. 35