NO310848B1 - Lineariseringsteknikk for ADC/DAC ved pseudo tilfeldig svitsjede kondensatorer - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse angår en svitsjet-kondensator spenningsforsterker som har minst en signalinngang, minst en referanseinngang, en utgang og et antall klokkeinnganger, ifølge kravinnledningen.

Den begrensede evne til å implementere en forsterker med forsterkning eksakt lik 2M, hvor M er et helt tall, begrenser den oppnåelige linearitet av algoritmiske og pipeline analog-digital-omformere. Slike forsterkere med nøyaktig forsterkning er typisk implementert som svitsjet kondensator-forsterkere. En svitsjet kondensator-forsterker med forsterkning lik to (X2 forsterker) er vist i figur 5. Kretsen virker i to faser (figurene 1 og 2). I den første fase (målefasen) er svitsjene merket (j>i sluttet og forbinder inngangssignalet med CF (tilbakekoplingskondensator) og Cs (samplingskondensator) som vist skjematisk på figur 1. Ved enden av fasen blir kondensatorene frakoplet og levner inngangsspenningene lagret på hver kondensator. I den andre fase (forsterkningsfasen) blir svitsjene merket <J)2 sluttet som vist skjematisk på figur 2. All ladning lagret på Cs vil bli overført til CF, hvilket resulterer i den overføringsfunksjon som er vist i likning (1) hvis man antar en uendelig åpen-sløyfe-forsterkning i operasjonsforsterkeren.

Forsterkningen blir eksakt lik 2 hvis Cs og CF er eksakt like. Nøyaktigheten av forsterkningen er begrenset hvor like to kondensatorer kan gjøres under produksjonen ved nåværende teknologi. Både samplingsfasen og forsterkningsfasen er fortrinnsvis utført en gang hver klokkesyklus når X2 forsterkeren brukes i en høyhastighet ADC. Ved normal drift i en high-speed ADC vil X2-forsterkeren kontinuerlig veksle mellom målefasen og forsterkningsfasen, slik at hver fase utføres en gang i hver klokkesyklus.

Flere prinsipper har vært foreslått for å forbedre ytelsen av X2-forsterkeren. Problemet med avvik i kondensatorverdi er kjent for å bli løst ved bruk av samme kondensator både for sampling og tilbakekopling. Dette er oppnådd ved å sample inngangen to ganger og å overføre ladningen frem og tilbake fra en ekstra kondensator. Fire operasjonsforsterker (op-amp) -innsvingingsperioder er nødvendig i denne løsningen, og den oppnåelige omformingstakt vil derfor bli redusert ved minst en faktor på to.

På figur 6 er den samme konfigurasjon som på figur 5 brukt, unntatt at kretsen er forbundet slik at både Cs og CF kan brukes som tilbakekoplingskondensator. Hvis kapasitansen av Cs og CF er forskjellig med en viss prosent, vil forsterkningen bli høyere enn to eller lavere enn to, avhengig av hvilken av kondensatorene er valgt som tilbakekoplingskondensator (likning 1). Det er kjent fra tidligere teknikk å bruke verdien av inngangssignalet Vin, for å bestemme om Cs eller CF bør brukes som tilbakekoplingskondensator. Når denne konfigurasjonen er brukt i en såkalt pipelined (parallell) ADC, som har flere forsterkere, er deres forsterkning avhengig av inngangsspenningen, og vil derfor resultere i harmonisk forvrengning. Denne tilnærmingsmåte kan derfor ikke forbedre forvrengningen av ADC, målt ved parameteren SFDR (spurious free dynamic range), TDH (total harmonisk forvrengning) for fullskala inngangssignaler. Differensial ikke-linearitet (DNL) for omformeren blir forbedret.

Vesentlige forbedringer kan oppnås med lineariseringsteknikken ifølge foreliggende oppfinnelse slik den er definert med de i kravene anførte trekk.

Figur 1 viser skjematisk en forsterker med forsterkning lik 2 med CF = Cs i samplingsfasen, figur 2 tilsvarer figur 1, imidlertid i forsterkningsfasen, figur 1 viser igjen skjematisk en forsterker med forsterkning lik 2 med CF = Cs og lineariserings-teknikk i samplingsfasen, figur 3 tilsvarer figur 1, imidlertid i forsterkningsfasen, figur 4 viser en forsterker med forsterkning lik 2 (forsterkning av to forsterkere) og CF = Cs hvor CF og Cs er delt i N = 2 enhetskondensatorer i samplingsfasen, figur 5 beskriver en svitsjet kondensatorimplementering av en forsterker med forsterkning lik 2, og figur 6 viser en forsterker med forsterkning lik 2 med tilbakekoplingskondensator valgt ved Ds.

ADC-lineariseirngsteknikken ifølge den foreliggende oppfinnelse kan benyttes i en X2 forsterker som er vist på figurene 1 og 3. A på figur 3 tilsvarer CF med et digitalt signal, Ds lik null, og med Cs hvis Ds er lik en. Tilsvarende, B på figur 3 tilsvarer Cs hvis Ds er lik null, og med CF hvis Ds er lik en. En styringsanordning bruker tilstanden av det digitale signal Ds, generert ved en pseudo tilfeldig binær tallgenerator (PRNG), til å bestemme om Cs eller CF brukes som tilbakekoplingskondensator, slik at valget mellom Cs og CF blir bestemt for hver klokkesyklus. PRNG-signalet kan ikke ha noen korrelasjon med inngangssignalet Vin, og det må være symmetrisk. I denne sammenheng betyr symmetrisk at under et visst antall klokkesykler, må antallet ganger Cs og CF brukes som tilbakekoplingskondensator være like. Utgangen av PRNG må være "hvit"

(helt tilfeldig), eller kan ha gitte spektrale egenskaper, avhengig av anvendelsen. Hvis CF og Cs er forskjellige med en gitt prosent, vil forsterkningen bli høyere enn to og lavere enn to for det samme antall av klokkesykler (se likning 1). Lineariseringsteknikken reduserer derfor betydelig den gjennomsnittlige forsterkningsfeil. Siden PRNG-utgangen er ukorrelert med inngangssignalet, blir den systematiske forsterkningsfeil forårsaket av feil ved kondensatorverdien eliminert, og erstattet med støy som har en frekvenskarakteristikk uavhengig av inngangssignalet.

Oppfinnelsen blir brukt i systemer hvor forvrengningsytelsen er begrenset ved begrensning av komponenttilpasning. Eksempler på slike systemer er analog-digital og digital-analog-omformere. Virkemåten av slike kretser er basert på det følgende prinsipp. Flere sett av komponenter hvor summen av komponentverdiene i hvert sett er et multiplum av (eller lik) summen av verdiene i det andre sett, blir brukt til å implementere en gitt overføringsfunskjon. Nøyaktigheten av overføringsfunksjonen er begrenset ved tilpasningen av komponentverdiene. Eksempler på slike systemer finnes i tidligere teknikk.

Oppfinnelsen er basert på denne linearisermgsteknikk og gir praktiske løsninger på linearitetsproblemer ved å forbedre ytelsen av slike systemer på den følgende måte. Komponentene i de tilpassede sett blir utvekslet mellom settene som en funksjon av tid, og på en måte som er ukorrelert med inngangssignalet og tilstanden av systemklokken (for eksempel tilfeldig komponentutveksling). Komponentutvekslingen må utføres slik at gjennomsnittstiden av summen av komponentverdier i hvert sett er nøyaktig tilpasset hverandre. På denne måte oppnås at gjennomsnittsverdien av komponentverdier i hvert sett blir tilpasset hverandre. Det fører til at lenearitetsfeil som oppstår på grunn av ulikheter i komponentverdi mellom settene, blir redusert. Lineariseringsteknikken eliminerer derfor signalavhengige feil og erstatter disse feilene med en støy som ikke er korrelert til inngangssignalet. Denne dekorreleringen oppnås ved å styre komponentutvekslingen på en måte som ikke er avhengig av inngangssignalet (for eksempel tilfeldig).

Oppfinnelsen omfatter også å dele Cs i N kondensatorer med lik størrelse, og Cp i N kondensatorer med lik størrelse, hvilket resulterer i et kondensatorsystem med 2ljl kondensatorer (se figurene 4 og 3). I samplingsfasen blir inngangssignalet samplet på alle 2N kondensatorene i parallell. I forsterkningsfasen, er N kondensatorer, valgt ved det digitale signal Ds, forbundet i tilbakekoplingsbanen for operasjonsforsterkeren.

Kombinasjoner av CF og Cs på figur 3:

Lineariteten tatt som gjennomsnitt over mange A/D-omforminger av en pipelined ADC basert på den kjente krets på figur 1, kan forbedres ved lmearisermgsteknikken. Kondensatormismatch i en pipelined ADC øker linearitetsfeilin av omformeren på grunn av forsterkningsfeil. Dette resulterer i harmonisk forvrengning. Lineariseringsteknikken gjør derfor feilen tilfeldig, og fordeler energien av de harmoniske komponenter over hele det samplede frekvensspektrum hvis det digitale signal Ds er tilfeldig og ukorrelert med inngangssignalet. På denne måte blir harmoniske feil eliminert og omformet til signal-uavhengig hvit støy. Dette resulterer i en betydelig forbedring i SFDR og THD på bekostning av en liten reduksjon i SNR.

Lineariseringsteknikken kan også tilpasses andre kretstopologier hvis funksjon er basert på matching av hvilke som helst elektroniske komponenter.

Claims (6)

1. Svitsj et-kondensator spenningsforsterker som har minst en signalinngang, minst en referanseinngang, en utgang og et antall klokkeinnganger, en høy spen-ningsforsterkings-operasjonsforsterker (for eksempel 100 dB) som har en inverterende inngang, en ikke-inverterende inngang og en utgang, flere svitsjede kondensatorer som i lik klokkefase er forbundet mellom operasjonsforsterkerens inverterende inngang eller den svitsjede kondensators referanseinngang og den svitsjede kondensators forsterkersignalinngang, og i den ulike klokkefase forbinder minst en av de nevnte kondensatorer mellom operasjonsforsterkerens inverterende inngang og operasjonsforsterkerens utgang, mens resten av de svitsjede kondensatorer er forbundet mellom operasjonsforsterkerens inverterende inngang og en referanseinngang, karakterisert ved en anordning for å velge om hver av de svitsjede kondensatorer skulle forbindes med den svitsjede kondensator-forsterkningssignals inngang, referanseinngang eller utgang, og en pseudo tilfeldig tallgenerator (PRNG), styrt av den samme klokke, som styrer den svitsjede kondensatorforsterker, og dermed styrer anordningen slik at spennm<g>sforsterkriingen av den svitsjede kondensatorforsterker, tatt i gjennomsnitt over flere klokkesykler, er eksakt lik et rasjonelt tall.

2. Forsterker ifølge foregående krav, karakterisert ved at referanseinngangen er jord.

3. Forsterker ifølge krav 1, karakterisert ved at forsterkeren er implementert på en differensiell måte.

4. Forsterker ifølge krav 1, karakterisert ved at den tilfeldige tallgenerator har et spektralt formet utgangssignal.

5. Pipelined analog-digital-omformer med en forsterker ifølge kravene 1-4, karakterisert ved at forsterkeren er brukt som en mellomtrinnsforsterker, for å oppnå en nøyaktig mellomtrinnsspenningsforsterker, tatt i gjennomsnitt over flere A/D-omforminger.

6. Algoritmisk eller resyklings analog-digitalomformer med en forsterker ifølge krav 1-4, karakterisert ved at forsterkeren er brukt som en restforsterker.