NO172419B - Analog-til-digital-omformer samt fremgangsmaate til omforming av et analogt inngangssignal til et digitalt signal - Google Patents

Abstract

En M-bit helkapasitiv analog-til-digital (A/D) omformer (10) er beskrevet og den innbefatter 2^ vekslede kapasitanser (CP01-CP16 og CN01-CN16) med så godt som Identisk kapasitet for bestemmelse av de N mest fremtredende biter. Hver av kapasitansene har en klemme forbundet med et felles knutepunkt (19) og dens annen klemme vekselvis koblingsbar med enten Jord eller en positiv referansespenning (Vg). Ved begynnelsen av en omformersyklus, ligger det felles knutepunkt (19) på et potensiale som angir en samplet analog inngangsspenning (V), en første gruppe på 2kapasitanser (20) er koblet til Jord og en andre gruppe på 2kapasitanser (30) er koblet til den positive referansespenning (V{). For en gitt omf ormersyklus blir valgte kapasitanser i en av kapasitansgruppene rekke-følgemessig koblet for å drive spenningen ved det felles knutepunkt (19) mot Jord. Det er også beskrevet en fremgangsmåte for omforming av analoge signaler til digitale signaler ved anvendelse av parallelle kapasi-tanselementer med hovedsaklig identisk kapasitans.

Description

Foreliggende oppfinnelse angår analog-til-digitalomformer for omforming av en analog inngangsspenning samt en fremgangsmåte til omforming av et analogt inngangssignal til et digitalt signal med N mest fremtredende biter.

Analog-til-digital (A/D) omformere anvendes i systemer der analoge signaler f.eks. signaler man får fra analoge trans-duktorer, blir behandlet digitalt. Oppløsningen fra en bestemt A/D omformer øker med antall utgangsbiter og oppløs-ningen vil avhenge av det ønskede dynamiske område for den anvendelse det gjelder.

Selv om behovet for A/D omformere med nøyaktig høy oppløs-ning har eksistert i en viss tid, har de forsøk som er utført for å tilfredsstille behovene ikke vært tilfredsstillende. Med kjente A/D omformerteknikker som anvender binært vektede elementer, blir opprettholdelse av monotoniteten stadig vanskeligere med øket oppløsning. Særlig når antallet biter øker, blir kravet til tilpasningskretselementer hurtig strengere. Som et eksempel på anvendelse av binært vektede elementer, skal det vises til US-PS 4.129.863, der det benyttes binært vektede kapasitanser.

Med monolittiske integrerte kretser kan de strenge tilpasningskrav imøtekommes ved å øke dimensjonene på elementer med presisjonsforhold for å redusere mistilpasning. Imidlertid vil økning av elementets dimensjoner redusere ytelsen.

En annen måte å imøtekomme de strenge tilpasningskrav på, er å benytte tynnfilms presisjonsmotstander og lasertrimming på brikken. I tillegg til at lasertrimming er mer innviklet, kan den imidlertid også innvirke på temperaturfølgekarakteri-stikkene for motstandene.

En spesiell måte å behandle tilpasningskravet på, er beskrevet i en artikkel "High-Resolution A/D Conversion in MOS/LSI", IEEE Journal of Solid State Phvsics. Fotouhi og andre, bind SC-14, nr. 6, desember 1979, sidene 920-926. Den teknikk som her er beskrevet kombinerer en rekke diffunderte motstander med lik verdi og en kapasitans sats med binært forhold, slik at man får en 12 bit monotonitet, mens det kreves 8 bits forholdsnøyaktige kretselementer. Tilpasning av motstander er imidlertid vanligvis mer innviklet enn tilpasning av kapasitanser. En tilsvarende teknikk er omhandlet i US-PS 4.200.863.

Ennu en løsning er omhandlet i en artikkel "A Monolithic 12b 3us ADC", av McGlinchey, 1982 IEEE International Solid-State Circuits Conference, Digest of Technical Papers, side 80-81. Den teknikk som her er omhandlet anvender parallelle strøm-kilder med lik verdi for de mest fremtredende biter. Denne teknikk er imidlertid nødvendigvis mer innviklet på grunn av anvendelsen av aktive anordninger.

Ennu en kjent løsningsmåte innebærer bruk av parallelle motstander med lik verdi for de mest fremtredende biter. Imidlertid er tilpasning av motstander vanskeligere enn tilpasning av kapasitanser.

Det ville derfor være en fordel å komme frem til en analog-til-digitalomformer med høy oppløsning, der kravene til tilpasning av elementer kunne settes lavere.

En annen fordel ville det være å komme frem til en analog-til-digitalomformer med høy oppløsning som ikke krever lasertrimming for oppnåelse av denne høye oppløsning.

Ennu en fordel ville det være å komme frem til en analog-til-digitalomformer med høy oppløsning der det benyttes selektivt vekslede parallelle kapasitive elementer med stort sett identisk verdi.

Det ville også være en fordel å komme frem til en M-bit analog-til-digitalomformer med høy oppløsning, der de øvre N biter blir behandlet med selektivt vekslede parallelle kapasitive elementer med stort sett identisk verdi med et kapasitivt tilpasningskrav på en del av 2<M>_<N> for ikke at koder skal gå tapt.

Videre vil det være en fordel å komme frem til en analog-til-digitalomformer med høy oppløsning, der det bare benyttes kapasitive elementer og der man får reduserte krav til elementtilpasningen.

Ovenfornevnte tilveiebringes ved hjelp av en anordning av den innledningsvis nevnte art hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 1. Ytterligere trekk ved digitalomformeren fremgår av de øvrige uselvstendige kravene.

Oppfinnelsen innbefatter videre en fremgangsmåte til omforming av et analogt signal til et digitalt signal, innbefattende trinnene (1) kobling av de første klemmer for 2^ kapasitanser med stort sett lik verdi til et felles knutepunkt og veksling av koblingen av de respektive klemmer for kapasitansene til et knutepunkt med en første referansespenning eller et knutepunkt med en andre referansespenning, (2) sampling av den analoge inngangsspenning for å danne en spenning på det felles knutepunkt til angivelse av den samplede analoge inngangsspenning, (3) styring av forbindel-sene for de respektive andre klemmer for kapasitansene, for å danne en første kapasitans mellom det felles knutepunkt og knutepunktet med den første referansespenning og for å danne en andre kapasitans mellom det felles knutepunkt og knutepunktet for den andre referansespenning og (4) veksling av de første og andre kapasitanser i rekkefølge for inkrementelt å drive spenningene for det felles knutepunkt mot den nevnte første referanse og for å avgi en utgangsbit etter hver av de påfølgende tilstander av de første og andre kapasitanser.

Ytterligere trekk ved fremgangsmåten fremgår av de øvrige uselvstendige fremgangsmåtekravene.

Fordelene og trekkene ved den beskrevne oppfinnelse vil fagfolk lett kunne forstå på grunnlag av den følgende detaljerte beskrivelse som skal leses sammen med tegningene og der: Fig. 1 er et skjema for den beskrevne analog-til-digital (Å/D) omformer. Fig. 2 er et skjema for kapasitansgruppene i A/D omformeren på fig. 1. Fig. 3 er et tilstandsdiagram som viser de mulige vekslede tilstander av parallell kapasitansene i A/D omformeren på fig. 1. Fig. 4 er en grafisk fremstilling av en bestemt analog inngangsspenning, nemlig den samplede spenning for A/D omformeren på fig. 1, idet den forandrer seg som resultat av den selektive veksling av parallellkapasitansene for bestemmelse av de mest fremtredende biter. Fig. 5 er en grafisk fremstilling av eksempelet på fig. 4, med den samplede spenning for A/D omformeren på fig. 1, idet den forandrer seg som resultat av vekslingen av de binært vektede kapasitanser for bestemmelse av den minst fremtredende bit.

I den følgende detaljerte beskrivelse og på figurene på tegningen er like elementer betegnet med like henvisnings-tall.

På fig. 1 er det vist en analog-til-digital (A/D) omformer 10 som skal gi en 12-bit utgang (innbefattende tegnbiter) og den innbefatter en inngangslinje 11 som er forbundet med en inngangsvender INSW. Inngangsvenderen i INSW kan selektivt veksles mellom et analogt inngangsknutepunkt 13 og et jordreferanse-knutepunkt 15. Den analoge inngangsspenning V^ som skal omformes, opptrer ved det analoge inngangsknutepunkt 13. I utgangstilstanden før omforming, blir venderen INSW koblet til det analoge inngangsknutepunkt 13 og derfor er inngangslinjen 11 koblet til den analoge inngangsspenning V^. Når inngangsvenderen INSW veksles fra utgangsstilstanden til referanseknutepunktet 15 for jord, blir den analoge inngangsspenning V^ på en effektiv måte samplet.

A/D omformeren 10 innbefatter videre en første kapasitansgruppe 20 og en andre kapasitansgruppe 30 som benyttes til å bestemme de fem mest fremtredende biter (MSB's) i 12-bit utgangen. Kapasitansene har stort sett identisk verdi C, og antallet av kapasitanser i begge grupper er 2-^, der N er det antall MSB'er som skal fastlegges av kapasitansgruppene 20, 30. Hver kapasitansgruppe innbefatter halvparten av de 2N kapasitanser, nemlig 2-^-1 kapasitanser. I det beskrevne eksempel blir fem MSB'er (identifisert som MSB1 til MSB5), innbefattende tegnbiten fastlagt av kapasitansgruppene 20, 30 som derfor innbefatter et samlet antall på trettito kapasitanser .

Den første kapasitansgruppe 20 innbefatter seksten CP01 til CP16 som er koblet til et felles knutepunkt 19. Kapasitansene CP01 til CP16 er videre henholdsvis koplet til respektive vendere SP01 til SP16, som kan selektivt veksles mellom inngangslinjen 11 og et positivt referanseknutepunkt 17 som ligger på en referansespenning Vp. I utgangstilstanden før omforming er venderene SP01 til SP16 koblet til inngangslinjen 11, og dermed er kapasitansene CP01 til CP16 også

koblet til inngangslinjen 11.

Den annen kapasitansgruppe 30 innbefatter seksten kapasitanser CN01 til CN16 som er koblet til det felles knutepunkt 19. Kapasitansene CN01 til CN16 er videre koblet til hver sin av de respektive vendere SNOI til SN16 som kan selektivt veksles mellom jordreferanseknutepunktet 15 og det positive referanseknutepunkt 17. I utgangstilstanden før omformningen er venderene SNOI til SN16 koblet til det positive referanseknutepunkt og derfor er kapasitansene CN01 til CN16 hver for seg koblet til det positive referanseknutepunkt 17.

Det felles knutepunkt 19 er koblet til den inverterende inngangen på en spenningskomparator 21 som har sin ikke-inverterende inngang koblet til ref eranseknutepunktet 15 for jord. Den inverterende inngang til komparatoren 21 er videre forbundet med en vender CMPSW som kan selektivt veksle mellom en åpen stilling og utgangen fra komparatoren 21 som avgir et CMPOUT signal. I utgangsstillingen før omformingen blir venderen CMPSW vekslet til utgangen fra komparatoren 21 for å sette det felles knutepunkt 19 til jord.

CMPOUT utgangen fra komparatoren 21 er koblet til en logikk-og styreenhet 40 som sørger for de nødvendige logiske- og styrefunksjoner for A/D omformeren 10 og i rekkefølge avgir den digitale utgang fra A/D omformeren til et utgangsregister 50.

A/D omformeren 10 innbefatter videre en digital-til-analog (D/A) omformer 60 med et standard suksessivt tilnærmingsmøn-ster som benyttes for å bestemme de syv minst fremtredende biter (LSB'er). D/A omformeren 60 er koblet til det felles knutepunkt 19 via en kapasitans 23 som har stort sett samme verdi som hver av kapasitansene i kapasitansgruppene 20, 30. D/A omformeren 60 innbefatter syv binære vektede kapasitanser Cl til C7 som samlet er forbundet med den inverterende inngang for en operasjonsforsterker 25. Den ikke-inverterende inngang for operasjonsforsterkeren 25 er koblet til referanseknute-punktet 15 for jord. Kapasitansene Cl til C7 er videre koblet til vendere Sl til S7 som kan selektivt veksles til ref eranseknutepunktet 15 for jord, eller til det positive referanseknutepunkt 17. I utgangstilstanden før omformingen blir venderene Sl til S7 vekslet til referanseknutepunktet 15 for Jord og derfor er kapasitansene Cl til C7 koblet til jord.

Kapasitansene Cl til C7 er vektet binært der kapasitansen Cl har en basisverdi CAP, kapasitansen C2 har en verdi på 2CAP, kapasitansen C3 har en verdi på 4CAP, og så videre til kapasitansen C7 som har verdien 64CAP.

Utgangen fra operasjonsforsterkeren 25 er koblet via en kapasitans C8 til dens inverterende inngang. Kapasitansen C8 har en verdi på 128CAP, der CAP er verdien for kapasitansen Cl. En vender INTSW står i parallell med kapasitansen C8 og kan veksle mellom åpen og sluttet stilling. I utgangstilstanden er venderen INTSW i den sluttede stilling og danner da en kortslutning mellom utgangen for operasjonsforsterkeren 25 og dens inverterende inngang. Med venderen INTSW sluttet ligger utgangen fra operasjonsforsterkeren 25 på jordpotensialet.

Under drift er de ovenfor beskrevne venderelementer i A/D omformeren 10 styrt av den logiske styreenhet 40, slik at de står i utgangsstillingene på det tidspunkt da det analoge inngangssignal som skal omformes ligger på det analoge inngangsknutepunkt 13. Den følgende tabell I oppsummerer utgangstilstandene for venderene:

For lettere å kunne forstå virkningene av venderene som er tilknyttet kapasitansgruppene 20, 30, skal det vises til figur 2 som skjematisk gjengir kapasitansene som dannes av kapasitansgruppene 20, 30. CV1 representerer kapasitansen mellom det felles knutepunkt 19 og det felles referanseknutepunkt 17, mens CV2 representerer kapasitansen mellom det felles knutepunkt 19 og referanseknutepunktet 15 for jord. Med venderene som er knyttet til kapasitansgruppene 20, 30 i deres utgangsstill inger, svarer CV1 til kapasitansen som dannes av kapasitansene CN01 til CN16, og CV2 tilsvarer kapasitansen som dannes av kapasitansene CP01 til CP16. Verdiene for kapasitansene for CV1 og CV2 styres av venderene SNOI til SN16 og venderene SP01 til SP16.

For henvisningens skyld skal hver kapasitans i hver kapasitansgruppe betraktes som "borte" eller "ute" når den tilhør-ende vender er i utgangstilstanden. En kapasitans skal betraktes som "tilstede" eller "inne" når dens tilhørende vender er i ikke-utgangsstilling eller den vekslede stilling. Dermed blir kapasitansene i kapasitansgruppen 20 tilstede eller borte i parallell i forhold til kapasitansene i den annen kapasitansgruppe 30 eller omvendt. Med dette vil forandringen i verdiene på kapasitansene CV1 og CV2 være like og motsatt rettet.

Som omhandlet mer i detalj i det følgende, vil kapasitansene i bare en av kapasitansgruppene 20, 30, for en gitt omformersyklus, bli selektivt tilstede eller bort for i rekkefølge å drive den felles knutepunktsspenning mot jordreferansen. Som omhandlet ovenfor vil imidlertid slik veksling forandre begge kapasitanser CV1 og CV2. En utgangsbit blir bestemt etter hver på hverandre følgende tilstand av kapasitansene CV1 og CV2, styrt av venderene som er tilsluttet en av kapasitansgruppene 20, 30.

Når venderene som er knyttet til den tilhørende kapasitansgruppe er i stillinger som tillater bestemmelse av en av de fem MSB'er, blir kapasitansgruppene 20, 30 betraktet som værende i tilstand en for bestemmelse av den første mest fremtredende bit MSB1, tilstand to for bestemmelse av den andre mest fremtredende bit MSB2 o.s.v.

Ved begynnelsen av en omformersyklus, blir venderen INTSW brutt og venderen CMPSW brutt deretter. Inngangsvenderen INSW blir så koblet til jord for på en effektiv måte sample-og-holde den analoge inngangsspenning V^. Det skal påpekes at før veksling av inngangsvenderen INSW til jord ligger det felles knutepunkt 19 på jordpotensialet som et resultat av at venderen CMPSW opprinnelig var sluttet.

Veksling av inngangsvenderen INSW til jord bringer spenningen på inngangslinjen 11 til å forandre seg med en verdi lik den samplede analoge inngangsspenning V^, slik at den ligger på jordreferansen. Spenningen Vq ved det felles knutepunkt 19 forandrer seg med en verdi som er lik halvparten av verdien av den samplede analoge inngangsspenning V^, siden kapasitansgruppene 20, 30 virker som en femti prosents spennings-deler. Forandringen i den felles knutepunktsspenning Vq er i negativ retning når den samplede analoge inngangsspenning V^ er positiv og er i positiv retning når den samplede analoge inngangsspenning er negativ. Da den felles knutepunktsspenning Vc ved begynnelsen ligger på jordreferansen, vil en positiv samplet analog inngangsspenning V^ føre til en felles knutepunktsspenning Vq som er negativ, mens en negativ samplet analog inngangsspenning V^ vil resultere i en felles knutepunktsspenning Vq som er positiv. På denne måte vil veksling av INSW til jord på en effektiv måte føre til at en samplet spenning opptrer ved det felles knutepunkt 19, der den samplede spenning er - Vi V^.

Etter sampling av den analoge inngangsspenning V^, blir de fem mest fremtredende biter MSB1 til MSB5 i rekkefølge bestemt ved på hverandre følgende tilnærmelse, der den felles knutepunktsspenning Vq blir inkrementelt drevet mot jordreferansen ved i rekkefølge å forandre verdiene på kapasitansene CV1 og CV2. Som forklart i forbindelse med fig. 2, vil verdiene på kapasitansen CV1 og CV2 forandre seg likt og i motsatte retninger ved veksling av venderene som er knyttet til kapasitansgruppene 20, 30. Mer bestemt blir verdiene på kapasitansene CV1 og CV2 forandret ved å føye til eller fjerne i binært vektede grupper kapasitanser i en av kapasitansgruppene 20, 30. Veksling for oppnåelse av slik fjernelse og/eller tilføyelse styres av logikk-og styreenheten 40, som særlig styrer omformersyklusen som følger.

Ved sampling av den analoge inngangsspenning V^ blir polariteten for den felles knutepunktsspenning Vq under tilstand en benyttet for å bestemme den kapasitansgruppe hvis kapasitanser i rekkefølge skal tilføyes eller fjernes og også skal fastlegge MSB1. Polariteten på den felles knutepunktsspenning Vq angis av CMPOUT utgangen fra spenningskapasi-tansen 21. CMPOUT verdien er høy når Vq er negativ og er lav når Yq er positiv.

Mer bestemt vil kapasitansene i den første kapasitansgruppe 20 bli vekslet i løpet av omformingen når den felles knutepunktsspenning Vq opprinnelig er negativ etter en positiv samplet analog inngangsspenning V^. Kapasitansene i den annen kapasitansgruppe 30 vil bli vekslet i løpet av omformingen når Yq opprinnelig er positiv etter en negativ samplet analog inngangsspenning Vj^.

Når det gjelder MSB1, vil denne ha verdien 1 hvis den felles knutepunktsspenning Vq er positiv. Hvis Vq er negativ, vil MSB1 ha verdien 0. CMPOUT utgangen fra spenningskomparatoren 21 er komplementet til MSB1 og derfor blir utgangen som avgis av komparatoren 21 for MSB1 kommplementert av logikk-og styreenheten 40 som overfører den rette verdi for MSB1 til utgangsregisteret 50.

For bestemmelse av MSB2 til MSB5, kontrollerer logikk-og styreenheten 40 spesielt om kapasitans blir tilføyet eller fjernet på grunnlag av resultatet fra en eksklusiv ELLER operasjon på CMPOUT utgangen fra komparatoren 21 og den forkastede verdi av MSB1 blir identifisert som MSB1'. Denne operasjon blir definert slik:

Evis det eksklusive ELLER resultat A er 0 (lavt), må kapasitanser tilføyes ved veksling av venderene fra deres utgangsstillinger. Hvis det eksklusive ELLER resultat A er 1 (høy), må kapasitanser fjernes ved veksling av de tilhørende vendere fra deres alternative stillinger.

Bestemmelsen av hvilke bestemte kapasitanser som skal tilføyes eller fjernes bygger på de følgende regler. Kapasitans tilføyes fra kapasitans som ble sist fjernet, om det finnes noen. Ellers blir kapasitans tilføyet fra kapasitans som ikke har vært tidligere tilføyet eller fjernet. Kapasitans fjernes fra kapasitans som ble senest tilføyet.

Også når det gjelder MSB1 blir ingen kapasitanser omkoblet fra deres utgangstilstand. For MSB2 blir halvparten av kapasitansene i den valgte kapasitansgruppe koblet om. For MSB3, blir en-fjerdedel av kapasitansene i den valgte kapasitansgruppe koblet om. For MSB4 blir en-åttendedel av kapasitansene i den valgte gruppe koblet om og for MSB5 blir en-sekstendedel av en slik gruppe koblet om. For bestemmelse av N MSB'er, har således hver kapasitansgruppe 2^-<1> kapasitanser, og undergruppene som omkobles, har henholdsvis de følgende antall kapasitanser: der Kj representerer antallet av kapasitanser man behøver koble om for bestemmelse av den I<te> MSB, der I er lik 1 til N. Ligning 3 kan forenkles til det følgende:

Sagt på en annen måte blir for MSB2 en-halvdel av kapasitansene i den valgte kapasitansgruppe omkoblet og for påfølgende MSB'er er antallet av kapasitanser som skal kobles om halvparten av antallet av kapasitanser som ble koblet om for den umiddelbare foregående MSB.

Ved i rekkefølge å føye til eller fjerne kapasitanser som en funksjon av det eksklusive ELLER resultat A, blir den felles knutepunktsspenning Vq inkrementelt drevet mot jordreferanse-potensialet. Etter hver tilføyelse eller fjernelse av en kapasitans, benyttes polariteten for den felles knutepunktsspenning til frembringelse av en utgangsbit for en av de mest fremtredende biter.

Som nevnt tidligere blir for MSB1, CMPOUT komplementert og ført til utgangsregisteret 50. For MSB 2 til MSB 5 blir verdien for CMPOUT ført direkte til utgangsregisteret 50. Som omhandlet mer i detalj i det følgende blir for de syv siste minst fremtredende biter, identifisert som MSB6 til MSB12, CMPOUT, komplementert og overført til utgangsregisteret 50.

Den ovenfor beskrevne rekkefølgemessige ommkobling av kapasitanser er eksemplifisert i tilstandsdiagrammet på fig. 3, der man ser de kapasitanser i den valgte kapasitansgruppe som blir koblet fra deres utgangstilstander. Fig. 3 angir bare kapasitanser i den valgte gruppe, siden kapasitansene i den annen kapasitansgruppe forblir i deres utgangstilstand. For eksempel vil en blokk som inneholder det følgende, angi at kapasitansene 01 til 14 i den valgte gruppe blir koblet til deres alternative tilstander: 01 02 03 04 05 06 07 08 09 10 11 12 13 14

Tallene i blokkene på flg. 3 tilsvarer den numeriske del av referanse-designeringene for kapasitansene i den valgte kapasitansgruppe 20, 30.

Den bestemte bane kurven følger gjennom tilstandsdiagrammet på fig. 3 vil avhenge av resultatet A fra den eksklusive ELLER operasjon av ligning 1 ved hver tilstand. De for-skjellige grener av fig. 3 identifiseres enten med 1 eller 0, for å angi hvilken gren som skal følges, avhengig av resultatet A fra den eksklusive ELLER operasjon av ligning 1 for den umiddelbart foregående tilstand.

Et eksempel som tas i forbindelse med figurene 3 og 4 kan være nyttig. Forutsett at den samplede analoge inngangsspenning V^ er 0,725 Vg, der Vjj er potensialet ved ref eranseknutepunktet 17. Etterat venderen INSW er koblet til jord, er kapasitansgruppene 20, 30 i tilstand 1 og den felles knutepunktsspenning er negativ. Derfor er MSB1 0, den forkastede MSB1 1, og den første kapasitansgruppe 20 (CP01 til CP16) er bestemt til å bli den valgte kapasitansgruppe. Det eksklusive ELLER resultat A av ligning 1 er et 0 og en halvdel av de ukoblede kapasitanser, nemlig CP01 til CP08, føyes til ved veksling av deres tilhørende vendere fra deres utgangsstillinger som vist i blokken 103. Dette setter kapasitansgruppene 20, 30 i tilstand 2. Den felles knutepunktsspenning Vq er negativ, og derfor er MSB2 lik 1.

I tilstand 2 er det eksklusive ELLER resultat A av ligning 1 et 0 og en halvdel av de gjenværende ukoblede kapasitanser, nemlig CP01 til CP12, blir føyet til ved veksling av deres tilhørende vendere fra deres utgangsstillinger som vist i blokken 105. Dette setter kapasitansgruppene 20 og 30 i tilstand 3. Den felles knutepunktsspenning Yq er positiv og derfor er MSB3 lik 0.

I tilstand 3 er det eksklusive ELLER resultat A av ligning 1 1, og en halvdel av de tidligere tilføyde kapasitanser, nemlig CPU og CP12, blir fjernet ved veksling av deres tilhørende vender tilbake til de opprinnelige stillinger som vist i blokk 107. Den felles knutepunktsspenning er negativ og derfor er MSB4 1. Dette setter kapasitansgruppene 20, 30 i tilstand 4.

I tilstand 4 er det eksklusive ELLER resultat Å fra ligning 1

et 0, og en halvdel av de tidligere fjernede kapasitanser, nemlig CPU, blir føyet til ved veksling av den tilhørende vender SP11 til den alternative stilling som vist med blokken 109. Dette setter kapasitansgruppene 20, 30 i tilstand 5. Den felles knutepunktsspenning er negativ, og derfor er MSB5 1.

På denne måte er MSB1 til MSB 5 fastlagt for et bestemt eksempel ved inkremental drivning av den felles knutepunktsspenning Vc mot jordreferansen. I alminnelighet kan man si at for en positiv analog inngangsspenning blir kapasitansen i den første kapasitansgruppe 20 føyet til (d.v.s. valgte vendere veksles til alternative stillinger) når den felles knutepunktsspenning Mq er negativ, mens kapasitans fjernes (d.v.s. valgte vendere veksles til utgangsstillingene) når den felles knutepunktsspenning Vq er positiv. For en negativ analog inngangsspenning blir kapasitansen i den annen kapasitansgruppe 30 føyet til,( d.v.s. valgte vendere blir vekslet til alternative stillinger) når den felles knutepunktsspenning V c er positiv, mens kapasitans blir fjernet (d.v.s. valgte vendere blir vekslet til utgangsstillingene) når den felles knutepunktsspenning Vq er negativ.

Etter MSB1 (tegnbiten) til MSB5 er blitt bestemt, blir den gjenværende spenning Yq ved det felles knutepunkt 19 benyttet sammen med D/A omformeren 20 for å bestemme de syv minst fremtredende biter. Imidlertid er standardmønsteret for D/A omformeren 60 unipolart og derfor må den felles knutepunktsspenning Vq være positiv før den kan benyttes til å frembringe de syv minst fremtredende biter. Dette foregår slik: Vekslingen som kan være nødvendig for å oppnå tilstand 6 til bestemmelse av MSB5 er i virkeligheten basert på to opera-sjoner. Først blir det eksklusive ELLER resultat A fra ligning 1 benyttet bare til å bestemme om en kapasitans er fjernet. Hvis resultatet A er 0, er der ingen forandring. Hvis resultatet A er 1, er en kapasitans fjernet. Det skal påpekes at for bestemmelse av den siste MSB, nemlig MSB5, benyttes ligningen 1 på en annen måte enn til bestemmelse av tidligere MSB'er. Forskjellen er at for MSB5 vil resultatet A på 0 ikke kreve noen forandring.

Den annen operasjon er basert på de følgende betraktninger. Det er klart at polariteten for den felles knutepunktsspenning Vc ville være den samme som den var i tilstand 1, hvis tilstand 6 ble bestemt bare under henvisning til ligning 1. Dette betyr at hvis den felles knutepunktsspenning Vq er negativ i tilstand 1 (d.v.s. V^ er positiv og MSB1 er 0) ville Vc være svakt negativ hvis tilstanden 6 ble bestemt bare ut fra ligning 1. Hvis den felles knutepunktsspenning Vc er positiv i tilstand 1 (d.v.s. V^ er negativ og MSB1 er 1) ville Vc være svakt positiv hvis tilstand 6 ble bestemt utelukkende ut fra ligning 1. Av den grunn innebærer den annen operasjon for bestemmelse av tilstand 6 tilføyelse av en ekstra kapasitans hvis Vj^ er positiv (d.v.s. MSB1 er 0). Hvis V^ er negativ (d.v.s. MSB1 er 1) blir ingen kapasitans føyet til.

På figur 3 er den ekstra kapasitans vist i parenteser for å angi at den blir bare tilføyet hvis V^ er positiv (MSB1 er 0). Logikkenheten for tilføyelse av en ekstra kapasitans kan enkelt utnytte verdien for MSB1. Kort kan man si at tilstand 6 blir bestemt under henvisning til det eksklusive ELLER resultat A fra ligning 1 (0 = ingen endring, 1 = fjernelse) og med henvisning til MSB1 (0 = tilføy, 1 = ingen endring).

j det foregående eksempel er i tilstand 5 det eksklusive ELLER resultat A et 0, som angir ingen forandring. Imidlertid var den analoge inngangsspenning positiv og som et resultat vil den felles knutepunktsspenning Yq være negativ i tilstand 1 og MSB1 er 0. Derfor blir kapasitansen CP12 føyet til ved veksling av den tilhørende vender SP12 til dennes alternative stilling som vist i blokk 111. Dette vil i virkeligheten sette kapasitansgruppene i tilstand 6, slik at de syv LSB'er kan bestemmes av D/A omformeren 60.

Etterat kapasitansgruppene 20, 30 er anbragt i tilstand 6, blir venderen INTSW brutt for å muliggjøre bestemmelse av de syv minst fremtredende biter som skal identifiseres som MSB6 til MSB12. Etter kjent teknikk blir MSB6 til MSB12 bestemt i serie ved rekkefølgevis veksling av kapasitansene C7 til Cl for å drive den felles knutepunktsspenning Yq mot jord. Som nevnt tidligere blir CMPOUT utgangen fra spenningskomparatoren 21 komplettert med logikk-og styreenheten 40 for MSB6 til MSB12.

Når det gjelder det ovenfor omhandlede eksempel, viser figur 5 i utvidet målestokk bølgeformen for den felles knutepunktsspenning Yq når MSB6 til MSB12 blir bestemt. Venderen S7 er forbundet med Vg og den felles knutepunktsspenning Yq blir negativ. MSB6 er derfor 0.

Venderen S7 blir vekslet tilbake til jord og venderen S6 blir forbundet med Vjj. Den felles knutepunktsspenning Yq blir positiv og derfor er MSB7 lik 1. Venderen S6 forblir forbundet med Vr og venderen S5 blir forbundet med Vjj. Den felles knutepunktsspenning Yq forblir positiv og derfor er MSB8 lik 1.

Venderene S6 og S5 forblir forbundet med Vjj og venderen S4 blir forbundet med Vg. Den felles knutepunktsspenning V^ blir negativ og derfor er MSB9 lik 0.

Da den felles knutepunktsspenning Yq er negativ, veksler venderen S4 tilbake til jord og venderen S3 forbindes med Vjj, mens venderene S6 og S5 forblir forbundet med Vjj. Den felles knutepunktsspenning forblir negativ og derfor er MSB10 lik 0.

Venderen S3 kobler tilbake til jord og venderen S2 veksler til Vjj, mens venderene S6 og S5 forblir forbundet med Vjj. Den felles knutepunktsspenning Yq blir positiv og derfor er MSB11 lik 1.

Venderene S6, S5 og S2 forblir forbundet med Vjj og venderen Sl veksler til Vjj. Den felles knutepunktsspenning Vc forblir positiv og derfor er MSB12 lik 1.

Av det foregående skulle det være klart at når det gjelder de syv minst fremtredende biter (d.v.s. MSB6 til MSB12) blir kapasitans fjernet når den felles knutepunktsspenning Vc er negativ, mens kapasitans føyes til når den felles knutepunktsspenning Vc er positiv.

Selv om det i det foregående er beskrevet og vist bestemte utførelsesformer for oppfinnelsen, kan modifikasjoner og endringer av denne utføres av fagfolk på området uten å avvike fra oppfinnelsens ramme og ånd slik den er fastlagt i følgende krav.

Claims (10)

1. Analog-til-digitalomformer (10) for omforming av en analog inngangsspenning (Va), karakterisert ved at den omfatter: kapasitive anordninger (20, 30) med 2N kapasitanser med stort sett lik verdi (C) med de respektive første klemmer koblet til en samplet spenning som angir den analoge inngangsspenning (Va) og med de respektive andre klemmer som hver enkelt kan kobles for forbindelse enten med en første referansespenning eller en andre referansespenning (Vjj), der N er antall av de mest fremtredende biter som skal bestemmes med den kapasitive anordning (20, 30), venderanordninger (SP01, SP02, SP14, SP15, SP16, SNOI, SN02, SN14, SN15, SN16) for styring av koblingene av de respektive andre klemmer, for å danne en første kapasitans mellom den samplede spenning (Va) og den første referansespenning (Vjj) og for å danne en andre kapasitans mellom den samplede spenning (Va) og den andre referansespenning (Vjj) og styreanordninger (40) som reagerer på den samplede spenning (Va) for styring av venderanordningene for i rekkefølge å forandre de første og andre kapasitanser (20, 30) for inkrementelt å drive den samplede spenning (Va) mot den første referansespenning og for å avgi en utgangsbit etter hver på hverandre følgende tilstand for de første og andre kapasitanser (20, 30).

2. Analog-til-digitalomformer som angitt i krav 1, karakterisert ved at venderanordningene (SP01, SP02, SP14, SP15, SP16) kobler en første gruppe på 2^-<1> kapasitanser (20) til den første referansespenning og en andre gruppe på 2<N>_<*> kapasitanser (30) til den andre referansespenning (Vjj) ved begynnelsen av en omf ormersyklus.;

3. Analog-til-digitalomformer som angitt i krav 1, karakterisert ved at for en gitt omformersyklus blir bare kapasitanser fra enten den første eller andre gruppe på 2-^-<1> kapasitanser (20, 30) vekslet selektivt.;

4. Analog-til-digitalomformer som angitt i krav 1-3, karakterisert ved at de selektivt vekslede kapasitanser veksler i en rekkefølge der kapasitanser som skal omkobles fra deres utgangstilstand, velges blant kapasitanser som sist er vekslet tilbake til deres utgangstilstand, om noen er det, og ved at kapasitanser som veksles tilbake til deres utgangsstilstand velges blant kapasitanser som senest veksles fra deres utgangstilstand.;

5. Analog-til-digitalomformer som angitt i krav 1-4, karakterisert ved at de selektivt vekslede kapasitanser veksles i en rekkefølge av undergrupper med 2^~<* >kapasitanser, der I representerer den I'ende mest fremtredende bit og er lik 2 til N.

6. Fremgangsmåte til omforming av et analogt inngangssignal til et digitalt signal med N mest fremtredende biter, karakterisert ved følgende trinn: Kobling av de første klemmer for 2^ kapasitanser med hovedsaklig lik verdi til et felles knutepunkt (19) og omkoblingsbar kobling av de respektive andre klemmer for disse kapasitanser til enten et første knutepunkt for referansespenning eller et andre knutepunkt for referansespenning (VR), sampling av den analoge inngangsspenning (Va) for å avgi en spenning ved det felles knutepunkt (19) som angivelse av den samplede analoge inngangsspenning (Va), styring av koblingene av de respektive andre klemmer for kapasitansene for å danne en første kapasitans mellom det felles knutepunkt (19) og det første knutepunkt for referansespenning og for å danne en andre kapasitans mellom det felles knutepunkt (19) og det andre knutepunkt (17) for referansespenning og rekkefølgemessig forandring av de første og andre kapasitanser (20, 30) for inkrementelt å drive spenningene ved det felles knutepunkt (19) mot den nevnte første referanse og for å frembringe en utgangsbit etter hver på hverandre følgende tilstand for de første og andre kapasitanser (20, 30).

7. Fremgangsmåte som angitt i krav 6, karakterisert ved at styringstrinnet innbefatter kobling av en første gruppe på 2^-<1> kapasitanser (20) til det første knutepunkt for referansespenning og kobling av en andre gruppe på 2^~<1 >kapasitanser (30) til det annet knutepunkt (17) for referansespenning ved begynnelsen av hver omformersyklus.

8. Fremgangsmåte som angitt i krav 7, karakterisert ved at trinnet med rekkefølgemessig forandring av de første og andre kapasitanser (20, 30) innbefatter selektiv veksling av kapasitansene i bare en av den første og andre gruppe (20, 30) for en gitt omformersyklus.

9. Fremgangsmåte som angitt i krav 8, karakterisert ved at trinnet med selektiv veksling av kapasitansene innebærer valg av de kapasitanser som skal veksle fra deres opprinnelige tilstand blant kapasitanser som senest er vekslet tilbake til deres opprinnelige tilstand om noen, og valg av kapasitanser som skal veksles tilbake til deres opprinnelige tilstand blant kapasitanser som senest er vekslet fra deres opprinnelige tilstand.

10. Fremgangsmåte som angitt i krav 6-9, karakterisert ved at trinnet ved selektiv veksling av kapasitanser innebærer veksling av kapasitansene i en rekke av undergrupper med 2<N>_<I> kapasitanser, der I representerer den I'ende mest fremtredende bit og er lik 2 til N.