NO166748B - Drivkrets for drift av en koblingsanordning med en felteffekttransistor. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en drivkrets for drift av en koblingsanordning med en felteffekttransistor med styreport for mottagning av et styreslgnal, hvilken koblingsanordning er tilsluttet en belastning som utnytter den strøm koblings-anordnlngen kobler inn.

DMOS effekt MOSFET er forholdsvis nye elektroniske komponenter som er blitt kommersielt tilgjengelige fra et antall produsenter i de Forenede Stater, herunder Motorola, Unitrode, og International Rectifier Corporation. Slike MOSFET skiller seg fra PNP bi-polare transistorer ved at det kreves en større spenning mellom port og inntakselektrode for å sette opp ledning av strøm enn til tilsvarende spenning mellom basis og emitter i den bipolare transistor. Av særlig interesse er oppbygningen av vendende regulatorer når det gjelder den økte hastighet på utkobling eller avslutning av ledningen av strøm i MOSFET enheten. MOSFET enheten kan kobles ut på omtrent 0,1 mikrosekunder eller mindre, sammen-lignet med 2 mikrosekunder for en bipolar transistor med tilsvarende ytelse.

En form for koblende regulator er kjent som motkoblingsregu-lator. I en slik regulator står den effektkoblende transistor under regulatorens llnjespennlng. Følekretser i regulatoren ligger på Jordspotensialet. Disse følekretser føler utgangs spenn ingen fra regulatoren og gir et pulsbreddemodulert styreslgnal der nyttefaktoren bestemmer den gjennomsnitlige verdi for strømmen som skal ledes av effektkobleren til regulatorens utgang.

Et problem oppstår ved kobling av styresignalet til den koblende transistor på grunn av at styresignalet må kobles fra følekretsen på jordpotensialet til kobleren som ligger på linjepotensialet. Tidligere er PNP bipolare transistorer ofte blitt benyttet som en del av effektkobleelementet. Transformatorer og optiske koblere er ofte benyttet for å koble styresignalet til effektkobletransistoren. Optiske koblere er ufordelaktige ved at deres drift er begrenset til lave effektnivåer som krever ekstra påfølgende forsterkning. Dessuten er frekvensfølsomheten for optiske koblere vesentlig lavere enn for effekt MOSFET enheter, slik åt en hovedfordel ved bruk av MOSFET enheter blir redusert.

De tidligere nevnte problemer som er knyttet til kobling av et styreslgnal fra følekretsen på jordpotenslalet til koblingsanordningen som flyter ved linjepoténsialet', har ledet andre til å benytte transformatorer eller fotokoblere for å forflytte inngangsdrivsignalet fra jordreferansén til linjereferansen. Den krets som er vist i Application Note 950 fra 1982-83 utgaven av Hexfet Databook (publisert av International Rectifier) er et godt eksempel på den tidligere kjente løsning. En koblingstransformator med mettbar kjerne, benyttes i denne tidligere kjente krets. Foreliggende oppfinnelse løser problemet med overgang fra jord uten å benytte transformatorer eller opto-koblere og eliminerer dermed de ulemper som er knyttet til disse komponenter. Den transformatorløse kobllngskrets i henhold til oppfinnelsen byr på bedre imuhitet mot høyfrekvensstøy enn tidligere kjente kretser av transformatortypen.

Transformatorer innfører også begrensninger når det gjelder årbeidskarakteristikkene for regulatoren ved at de ikke på en effektiv måte kan koble styresignalet når man har meget lave og meget høye nyttesykluserEn ytterligere ulempe med transformatorer når det gjelder produksjonsserien, er at transformatorer fra forskjellige prosjekter har tilbøylighet til å avvike fra hverandre når det gjelder deres' karakteri-stikker fordi spesifikasjonene er av begrenset omfang.. Dermed vil de resulterende egenskaper ved regulatoren bli forskjellige, avhengig av hvor transformatoren kommer fra og av uspesifiserte: parametere ved transformatoren. Omfattende spesifikasjoner som ville redusere variasjoner mellom transformatorene,, ville føre til en betydelig økning i omkostningene.

Fra EP-A-60336 er det kjent en fremgangsmåte til regulering av en effektkoblende felteffekttransistor og en anordning til drift av denne. For effektkobling med en FET transistor blir kapasiteten mellom portelektroden og inntakselektroden ladet opp ved å koble en kondensator gjennom en første transistor. For utkobling av den effektkoblende FET transistor blir kapasiteten mellom portelektroden og inntakselektroden ladet ut ved Innkobling av en andre transistor. Dermed vil oppladning, såvel som utladning, foregå i en tilstand med lav motstand, slik at denne prosess finner sted på meget kort tid. Av den grunn vil koblingstlden bli meget kort og dermed er også avledningen av koblingseffekt meget liten fra den effektkoblende FET transistor.

Dessuten er en basisdrivkrets for en bipolar effekttransistor i en koblende regulator og med likestrøm-til-likestrøm omformende strømtilførsel kjent fra EP-A-0 085 812 som innbefatter en første koblende transistor styrt av et logisk signal. Denne koblende transistor er anbragt 1 en strømbane fra basis i effekttransistoren. Når denne kobler skal tre i virksomhet, blir en høy basisdrivstrøm i stabil tilstand påtrykket en toppuls i en basisstrøm fra en strømgenerator. Denne krets Innbefatter også en andre koblingsanordning som ved innkobling påtrykker et omvendt potensial på basis i den koblende transistor for hurtig utkobling. Denne andre koblingsanordning innkobles av en kondensator som ble ladet opp under innkoblingst11standen for den koblende transistor. Under innkoblIng av denne andre koblingsanordning vil endel av ladningen på kondensatoren også flyte gjennom en motstand som er koblet i serie med kondensatoren på grunn av at den andre koblingsanordning demper denne innkobl ing.

Det er derfor en hensikt med denne oppfinnelse å øke koblingshastigheten for styresignalet ved den felteffekttransistor (FET) som er h<p>vedtransistoren I en krets med minst en hoved FET og en hjelpe FET ved innkohling og utkobling av hoved.transistoren.

De tidligere nevnte problemer er overvunnet og en rekke fordeler er oppnådd med en koblende regulator som innbefatter en effektkoblingsanordning som ligger på linjespenningen som angitt i krav 1. Denne elektroniske koblingsanordning innbefatter vanligvis en P-kanal DMO S felteffekttransistor (FET) og en drivkrets innbefattende oppfinnelsen for direkte kobling av et' styreslgnal fra den tilbakekoblede følekrets til en styreklemme for effektkoblingsanordningen uten bruk av en koblende transformator. Inntakselektroden for MOSFET 1 effektkoblingsanordningen er forbundet med høyspennings-linjen, mens portelektroden tjener som styreklemme og uttakselektroden er koblet til regulatorens utgangsdel. For maksimal frekvensfølsomhet påtrykkes en strømpuls på styreklemmen for innkpbling av kobllngsanordnlngen til opprettelse av ledning av strøm, mens en andre puls påtrykkes for utkobling av kobllngsanordnlngen for å avslutte ledningen. Strømpulsene har forskjellige amplituder for å utlade eventuelle spredekapaslteter som er knyttet til

styreklemmen, såvel som enhver; styreladning, i MOSFET for maksimal hastighet ved innkobling og utkobling.

Det- er' derfor en hensikt med oppfinnelsen, å komme frem til separate drivkretsér for inn og utkobling av den,effektkoblende transistor.

Oppfinnelsen gjør bruk: av et trekk ved MOSFET enheten der dens metningsspenning, mellom inntaks- og uttaksélektrodene ér mindre enn den.spenning som kreves mellom porteléktrode og inntakselektrode til å frembringe en lav spenningsfalltil-stand når det gjelder ledningen mellom inntakselektrode og uttakselektrode.

Den første strømpuls frembringes av en innkoblingstran-sistorkrets med én kollektorklemme forbundet med portklemmen i MOSFET kraftvenderen. En motstand er i serie med koblingspunktet mellom port og inntak for å begrense MOSFET enhetens strømdrift og en diodeklemme står i parallell med port-inntakskretsen for å forhindre for stor spenningsdrlft.

Den annen strømpuls frembringes av en flytende utkoblingskrets med en transistor og en bootstrap kondensatorkrets som lagrer energi til drift av transistoren. En diode er felles for både innkoblings- og utkoblingskretsene, og under innkobllngs-eller ledeintervaller, holdes utkoblingskretsen ute av virksomhet. Dioden tjener dermed til å koble inn utkoblingskretsen ved avslutning av ledningsintervaller.

Utkoblingskretsen er aktiv bare i et kort tidsintervall og tiden er kortere enn noen puls 1 det pulsbredde modulerte styreslgnal. I løpet av denne tid vil bootstrap kondensatorer drive transistoren Inntil kondensatoren lader ut. Bootstrapkretsen fører til at transistoren i utkoblingskretsen blir mettet. Denne transistor er også en MOSFET felteffekttransistor, men a<y> en N-kanal konstruksjon, og har sine inntaks-- og uttaksklemmer koblet mellom linjespenningen og styreklemmen for kraftvenderen. Ved metning av utkoblings MOSFET enheten, legges port-til-inntaksspenningen for kraftvender MOSFET enheten hurtig under ledningsnivået, slik at man får hurtig utkobling.

Derved vil transistoren I innkoblingskretsen hurtig trekke spenningen på portelektroden i kraft MOSFET enheten bort fra inntaket som er koblet til linjespenningen og derved sørge for hurtig Innkobling. Metningen av transistoren i utkoblingskretsen bringer spenningen på portelektroden i: kraft MOSFET enheten hurtig mot inntaket for hurtig utkobling.

Oppfinnelsen er kjennetegnet ved de i kravene gjengitte trekk og vil i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene der: Fig. 1 er et elektrisk koblingsskjema for oppfinnelsen og

fig. 2 er et tldsdlagram som er hensiktsmessig ved forklaring av oppfinnelsen.

FI8g. 1 viser en drivkrets som Innbefatter oppfinnelsen til bruk sammen med en regulator 22 der komponentene er anbragt i et vanlig mønster. Drivkretsen 20 omfatter en innkoblingskrets 24 og en utkoblingskrets 26. Fig. 1 viser også tre transistorer 31-33, som er anbragt henholdsvis i utkoblingskretsen 26, innkoblingskretsen 24 og regulatoren 22. Transistoren 31 er en MOSFET effekt transistor av N-kanal konstruksjon og har en uttåkselektrode 31D, en portelektrode 31G, og en inntakselektrode 31S. Transistoren 32 har en kbllektorklemme 32C, en basis elektrode- 32B og en emlt-terelektrode 32E. Transistoren 33 er, en MOSFET enhet, med P-kånal konstruksjon og har en inntakselektrode 33S, en portelektrode 33G, og en uttåkselektrode 33D.

Kretsen på fig. 1 omfatter videre 7 dioder, 41-47, hvorav diodene 42 og 45 er Zener dioder, åtte motstander, 51-58, fire kondensatorer, 61-64, og to digitale omformere, 71-72.

Regulatoren 22 omfatter den nevnte transistor 33, dioden 47 og omformeren 72 og har videre én induktans 74 koblet til en belastning 76 som utgjøres av. kondensatoren: 64 og motstanden 58. Dessuten finnes det i regulatoren 22 et sammenlignlngs-organ 78 som er koblet til én kilde 80 for referansespenning og en spenningsføler 82.

Under bruk frembringer, regulatoren 22 strømpulser gjennom transistoren 33 og denne tjener som en effektkobler som kobler strømmen fra llnjespenningsklemmen VI 1 regulatoren 22 gjennom belastningen 76 til Jord 84.

Regulatoren 22 tjener som en regulert energitilførsel for tilførsel av energi ved en på forhånd bestemt spenning til belastningen 76. Som eksempel, er belastningen 76 vist som en motstandskomponent representert av motstanden 58, og den kan også ha en kapasitiv komponent som representert av kondensatoren 64. Strømpulsene blir glattet ut av induktansen 74. Inntakselektroden 33S er forbundet med linjespenningen VI på linjen 86, og uttakselektroden 33D er forbundet med kobllngspunktet mellom Induktansen 74 og dioden 47.

Polariteten for dioden 47 er valgt slik at den tillater strømmen å fortsette gjennom induktansen 74 via dioden 47 og jord ved avslutning av en strømpuls ved transistoren 33. Dette tillater en Induktiv tilbakeslagsstrøm å fortsette i induktansen 74. Spenningen som påtrykkes belastningen 76 føles av føleren 82 som, som reaksjon på spenningens verdi, påtrykker et signal på sammenlignlngsanordningen 78. Sammenllgnlngsanordnlngen 78 som kan betegnes som en hysteresekomparator, sammenligner utgangsspenningen med referansespenningen for kilden 80 for å avgi et utgangsslgnal på linjen 88 som gjengitt i den første grafiske fremstilling på fig. 2.

Som vist på fig. 2 er de gjengitte bølgeformer på kurvene tidsmessig i takt med hverandre for å vise de respektive tidspunkter for opptreden av delene av de respektive bølgeformer. Signalet som er gjengitt på den første kurve, og som er signalet på linjen 88 på fig. 1, påtrykkes som et styreslgnal på drivkretsen 20.

Signalet antar den ene eller den annen av to tilstander, nemlig en logisk-0 eller en logisk-1. Det loglske-1 signal opptrer når spenningen som føles av føleren 82 faller under referansespenningen 80, og angir derfor at effektvenderen, nemlig transistoren 33, skal settes 1 en ledende tilstand for å slippe gjennom mer strøm via induktansen 74 til belastningen 76. Når den følte spenning stiger over en på forhånd bestemt verdi, vil sammenlignlngsanordningen 78 som utgang avgi et logisk-0 signal på linjen 88 for å avslutte transistorens 33 ledende tilstand. Derved virker regulatoren 22 og drivkretsen 20 på samme måte som en tllbakekobllngssløyfe, der styresignalet på linjen 88 bestemmer om kretsen 20 skal drive transistoren 33 eller koble denne ut.

Innkoblingstiden medlogisk-1 tilstand, har varighet som avhenger av behovet for strøm ved belastningen 76. Av den grunn er styresignalet på linjen 88 i form av et pulsbreddemodulert signal, der nyttefaktoren er proporsjonal med den spenning som avgis til belastningen 76 og omvendt proporsjonal med Inngangsspenningen VI.

Ved oppbygningen av en foretrukket utførelsesform for oppfinnelsen er linjespenningen VI 28 volt positiv i forhold til jord. V2 er 10.3 volt positiv i forhold til jord, og V3 er 5 volt positiv i forhold til Jord. Transistoren 31 er av typen MFE930, fremstilt av Motorola, transistoren 32 av typen 2N3019, og transistoren 33 av type IRF9130, fremstilt av International Rectifier Corporation.

Når transistoren 32 er i en ledende tilstand, vil strøm flyte fra linjen 86 gjennom motstanden 52, dioden 44, transistoren 32, motstanden 55 og motstanden 56 til Jord. Styrestrømmen kommer til transistoren 33 ved lnntaksklemmen 33S for transistoren 33 gjennom portklemmen 33G, gjennom dioden 44 og motstanden 53 til kollektorklemmen 32C og kommer ut fra transistoren 32 ved emitterklemmen 32E. Et spenningsfall opptrer over motstanden 52 på grunn av strømmen som flyter 1 denne og spenningsfallet overføres av motstanden 53 til portklemmen 33G for transistoren 33. Motstanden 53 har en forholdsvis lav verdi på 3.3 ohm og anvendes for å hindre eventuelle parasittiske svingninger som kan utvikle seg i transistoren 33. Motstanden 52 har en verdi på 10.000 ohm.

Motstanden 52, transistoren 32 og de andre elementer som er vist 1 blokken for Innkoblingskretsen 24, er komponenter i innkoblingskretsene 24. Visse komponenter benyttes både for innkoblings- og utkoblingsfunksjonene. Således virker diodene 42 og 43 i utkoblingskretsen 26 også under innkoblingsfunk-sjonen når strøm flyter i motstanden 52.

Ser i ekob lingen* av diodene 42 og 43 står i parallell med motstanden 52 og tjener dermed til å låse spenningsfallet over motstanden 52 til en verdi på 10.7 volt. Låsefunksjonen for diodene 42 og 43 beskytter lnntaks-portspenningsfallet over transistoren 33 mot å nå en for høy verdi som ellers ville skade transistoren 33. Når så den tidligere nevnte strøm flyter gjennom transistoren 32, vil transistoren 33 være i en ledende tilstand for å lede strøm fra linjen 86 til belastningen 76.

Dioden 44 blir også benyttet under innkoblings- og utkob-1ingsfunksjonene. Når den tidligere nevnte strøm flyter gjennom motstanden 52, dioden 44 og transistoren 32, har spenningen over dioden 44 en forholdsvis liten verdi og er av slik polaritet at den setter utkoblingskretsen 26 ut av virkning så lenge transistoren 33 er i ledende tilstand. Derved virker dioden 44 som en vender for avvekslende drift, enten under innkoblingsprosessen eller utkoblingsprosessen.

De to motstander 55 og 56 har verdier på henholdsvis 18 ohm og 200 ohm og sørger for en emitterfølgefunksjon som sikrer lineær drift av transistoren 32 som reaksjon på det styreslgnal som påtrykkes fra linjen 88 via de to omformere 72 og 71. Motstanden 57 har en verdi på 18 ohm. Det skal påpekes at motstandsverdlene er gitt som eksempel på konstrukjsjonen av en foretrukket utførelsesform for oppfinnelsen og at avvikelser fra disse verdier kan gjøres når oppfinnelsen skal benyttes med andre spenningsverdier og andre verdier for styresignalet.

Da verdien for V2 er tilnærmet det dobbelte av verdien for V3, har styresignalet en betydelig større amplitude ved utgangen fra omformeren 71 enn ved linjen 88. Kondensatoren som er koblet mellom V2 og jord, tjener til å filtrere den energi som tilføres omformeren 71 mellom klemmen for V2 og jord. Motstanden 57 kobler utgangssignalet fra omformeren 71 både til basiselektroden 32B og dioden 46, idet den siste virker som en låseanordnlng for å beskytte basisemitter punktet for transistoren 32 mot for høy tilbakevendende spenning.

koblingen av kondensatoren 62 i parallell med motstanden 56 fører til en hastighetsøkning i innkoblIngsprosessen. Når et logisk-1 signal første gang påtrykkes baslsklemmen 32B, bibeholder kondensatoren 62 en konstant spenning over motstanden 56 i en kort tid, med det resultat at det er forholdsvis lite tilbakekobling i emitterkretsen. Denne tilbakekobling sørger motstanden 55 for. Som et resultat vil transistoren 32 trekke langt mer strøm som reaksjon på det logiske-1 signal enn tilfellet er etterat kondensatoren 62 har ladet opp til det høyere spenningsnivå som er knyttet til resten av ledningstilstanden i transistoren 32.

Den resulterende innkoblingsstrøm for innkobling av transistoren 33 er gjengitt i den annen kurve på fig. 2, der gjengivelsen er noe stilisert for å fremheve den begynnende strømtopp som dør ut etter omtrent 800 nanosekunder. Dette ekstra strømstøt hjelper til méd å lade eventuelt spredeka-pasitans såvel som kåpasitansen i transistorén 33. Kon-densatorén 62 har en verdi på 0.047 mikrof^rad som, sammen med de motstander som er tilkoblet, gir en tidskonstant på de tidligere nevnte 800 nanosekunder.

Driften av transistoren 32 innenfor dens lineære område, sikrer en hurtig reaksjonstid for transistoren 32 ved å forhindre enhver dannelse av lagring av romladninger som ville forsinke driften. Dermed vil drift i det lineære området i kombinasjon med den opprinnelige strømtopp, sørge for en hurtig innkobling av transistoren 33. Strømmen i den gjenværende del av hver puls som er Inngitt 1 den annen kurve på fig. 2, er tilstrekkelig til å opprettholde ledetilstanden 1 transistoren 33.

Når tilstanden for styresignalet (linje 88) forandrer seg fra en logisk-1 til et logisk-0, opptrer den samme tilstands-overgang ved utgangen fra omformeren 71 da den dobbelte omforming i de to omformere 72 og 71, gjenoppretter den logiske tilstand. Som en følge av dette vil, under over-gangen fra logisk-1 til loglsk-0, drivkretsen 20 bli kommandert til å koble transistoren 33 og til å avslutte ledetilstanden i denne.

Ved begynnelsen av utkoblingsintervallet har kondensatoren 62 en forholdsvis høy spenningsverdi og denne spenning er større enn spenningen for den loglske-0 tilstand som opptrer ved utgangen for omformeren 71. Som en følge av dette, vil strøm flyte fra kondensatoren 62 gjennom dioden 46 og motstanden 57 til utgangsklemmen for omformeren 71. Dermed vil basis-klemmen 32B bli negativt forspendt i forhold til emitterklemmen 32E. Den negative forspenning avbryter strømmen i transistoren 32. Deretter vil spenningen i kondensatoren 62 falle etterhvert som kondensatoren 62 utlades gjennom motstanden 56.

Etterhvert som spenningen over motstanden 56 blir høyere, begynner Zener dioden 45 å lede, for derved å skape en stabil tilstandsverdi for spenningen over motstanden 56, basert på de relative verdier av motstanden 54 og 56, såvel som på spenningsfallet over Zener dioden 45. Dioden 45 er av typen 1N746A og har en Zener spenning på 3.3 volt. Motstanden 54 har en verdi på 510 ohm. Det resulterende stabile spenningsfall over motstanden 56 er tilstrekkelig stort i forhold til fallet i den logiske-0 spenning ved utgangen for omformeren 71 til å holde transistoren 32 i en ikkeledende tilstand.

For å starte en hurtig utkobling av transistoren 33, settes utkoblingskretsen 26 i virksomhet av dioden 44. Da samme strøm flyter både i dioden 44 og transistoren 32 ved avslutning av den sistnevnte strøm, opphører også strømmen i dioden 44. Som et resultat av dette, blir spenningen mellom inntakselektroden 31S og portelektroden 31G ikke lenger påtrykt som forspenning til lkkeledning i transistoren 31 av dioden 44. Dioden 44 kan stort sett betraktes som en åpen vender som tillater en innkoblingsspenningsforskjell å opptre mellom portelektroden 31G og inntakselektroden 31S som reaksjon på elektrisk ladning 1 kondensator 61 for utkoblingskretsen 26.

Kondensatoren 61 lades til en spenningsverdi som er lik Zenerspenningen for dioden 42 når transistoren 32 er i ledningstilstand. Zenerdioden 42 er av typen 1N753A og har en Zenerspenning på 10 volt. Diodene 41 og 42 er av samme type, nemlig 1N4150-1.

Det skal påpekes at spenningen ved koblingspunktet mellom kondensatoren 61 og dioden 43 alltid er lik spenningen ved koblingspunktet mellom motstandene 52 og 53 i innkoblingskretsen 24. Dermed vil, når transistoren 32 leder, klemmen 91 for kondensatoren 61 bli holdt på 10.7 volt under spenningen for inngangslinjen 86, mens klemmen 92 for kondensatoren 61 holdes på en spenning på 0.7 volt under linjen 86 ved hjelp av dioden 41.

Dioden 41 er i en ledende tilstand når transistoren 32 leder, idet strømmen flyter fra linjen 86 gjennom dioden 41 og dioden 44 til kollektorelektroden 32C. På grunn av, den foregående forskjell 1 spenning mellom klemmene 91 og 92, lader kondensatoren 61 til 10 volt når transistoren 32 leder, idet klemmen 92 er positiv i forhold til klemmen 91.

Ved avslutning av strømmen i transistoren 32 og ved åpning av venderen somji representeres av dioden 44, blir spenningsfallet 1 motstanden 51 sterkt redusert med det resultat at omtrent 10 volt opptrer over elektrodene 31G og 31S. Motstanden 51 har en verdi på 330 ohm, kondensatoren 61 en verdi på 2200 picofarad. Når kondensatorklemmen 91 bevezger seg opp mot spenningen på linjen 86 etter at transistoren 32 har sluttet å lede og transistoren 31 har begynt å lede, vil dioden 41 bryte og spenningen på klemmen 92 stiger over spenningen på linjen 86. Dette er bootstrap effekten. Transistoren 31 drives nu som resultat av den energi som påtrykkes over klemmene 31G og 31S av kondensatoren 61. Følgen er at strøm flyter fra linjen 86 inn i uttaksklemmen 31D og ut av inntaksklemmen 31S til koblingspunktet mellom motstandene 52 og 53. Derved flyter strømmen nu 1 den retning som er det motsatte av strømningsretningen ved Innkobling av transistoren 33.

Den motsatt rettede strøm er gjengitt i den tredje kurve på figur 2 og sees åvære en negativ puls med en varighet på tilnærmet 50 nanosekunder. Mens den reverserte strøm flyter, blir kondensatoren ved portklemmen 33G utladet for å muliggjøre hurtig utkobling av transistoren 33.

På denne måte vil innkoblingskretsen 24 og utkoblingskretsen 26 sørge for hurtige forandringer i transistorens 33 ledningstilstand.

Selv om den foretrukne utførelsesform som er beskrevet ovenfor er benyttet for positiv spenningsregulering, skal det påpekes at komplementære komponenter (så som N-kanal MOSFET enheter for høy effekt) kan benyttes for konstruksjon av en tilsvarende krets for regulering av negative spenninger, noe som vil ligge innenfor oppfinnelsens ramme.

Claims (9)

1. Drivkrets (20) for drift av en koblingsanordning (33) med en felteffekttransistor (FET) med styreklemme (33G) for mottagning av et styreslgnal, hvilken koblingsanordning er tilsluttet en belastning (76) som utnytter den strøm kobllngsanordnlngen kobler inn, hvilken koblingsanordning er innskutt mellom en tilførselsklemme (VI) for en strømkilde og belastningen (76) som også er forbundet med en returklemme (84) for strømkilden, hvilken koblingsanordning fører strøm ved en første spenning på styresignalet og avbryter strømmen ved en andre og forskjellig spenning på styresignalet der drivkretsen (20) omfatter en innkoblingskrets (24) innskutt mellom tilførselsklemmen (V^) og returklemmen (84) for strøm-kilden og er forbundet med styreklemmen (33G), der innkoblingskretsen (24) innbefatter en første transistor (32) og et første koblingsorgan (44) i serie mellom styreklemmen (33G) og returklemmen (84) for strømkilden, hvilken første transistor (32) skal reagere på et påtrykket inngangssignal for å sette opp en første strøm i seriekretsen til frembringelse av den førstnevnte spenning på styresignalet, hvilket koblingsorgan (44) er koblet mellom styreklemmen (33G) og den første transistor (32), samt en utkoblingskrets (26) koblet mellom det førstnevnte koblingsorgan (44) og tilførselsklemmen (VI) for strømkilden, hvilken utkoblingskrets (26) omfatter en andre transistor (31) tilkoblet styreklemmen (33G) for oppsetting av en andre strøm i en retning motsatt retningen for den førstnevnte strøm til frembringelse av den nevnte andre spenning i styrekretsen og der utkoblingskretsen (26) videre omfatter en kapasitanskrets innbefattende en kapasitans (61) tilkoblet den andre transistor (31) for drift av denne etter en ladning av kapasitansen (61), karakterisert ved at drivkretsen (20) videre omfatter en diode (42) til begrens-ning av ladningen av kapasitansen (61) til en på forhånd bestemt spenning og et organ (41) som påvirkes av den førstnevnte strøm til ladning av kapasitansen (61) og ved at organet (41) er en diode (41) for kobling av strømkildens positive klemme (V^) til en klemme (92) for kapasitansen (61) I et oppstartingskretsmønster der etter aktivisering av utkoblingskretsen (26) med den første koblingsanordning (44), dioden (41) tillater spenningen av kapasitansklemmen (92) å stige over spenningen for tilførselsklemmen (VI) ved strømkilden for metning av den nevnte andre transistor (31) og ved at etter avslutning av den første strøm som resultat av en tilstandsforandring i inngangssignalet, vil koblingsorganet (44) tillate kapasitansen (61) å påtrykke en spenning og en strøm på den andre transistor (31), noe som fører til den nevnte andre strøm og metning av den nevnte andre transistor (31), hvilken andre strøm flyter via den andre transistor (31) fra tilførselsklemmen (V^) for strømkilden til styreklemmen (33G) i kobllngsanordnlngen (33), hvilken metning hever spenningen på styresignalet til en verdi som er stort sett lik verdien for strømtilførselens spenning for utkobling av kobllngsanordnlngen (33).
2. 2.

   Drivkrets som angitt i krav 1, karakterisert ved at koblingsanordningens (33) felteffekttransistor er en P-kanal MOS felteffekttransistor, at tilførselsklemmen (Vi) er en positiv klemme, at styreklemmen er forbundet med en port (33G) i felteffekttransistoren, at en inntakselektrode (33S) for felteffekttransistoren (33) er forbundet med den positive tilførselsklemme (Vl^) for strømkilden og ved at en avbrytningsspenning for FET (33)- er større enn metningsspenningen for å sikre opphør av ledningen i den elektroniske koblingsanordning (33) ved metning av den nevnte krétstransistor.
3. 3.

   Drivkrets som angitt i krav 2, karakterisert ved at den andre transistor (31) er en N-kanal MOS FET som gir en hurtig brytning av den elektroniske koblingsanordning (33).
4. 4. Drivkrets som angitt i krav 3, karakterisert ved at den nevnte serlekrets innbefatter en motstand (52) koblet mellom styreklemmen (33G) og den positive tilførsels-klemme (VI) for strømkilden til frembringelse av et spenningsfall som reaksjon på den første og andre strøm.
5. 5. Drivkrets som angitt i krav 3, karakterisert ved at koblingsorganet (44) omfatter en diode (44) som forbinder motstanden (52) med den første transistor (32) som på sin side drives i en lineær modus for hurtig inn- og utkobling, hvilken diode (44) frembringer utkoblingsforspen-ning for en portklemme (31G) og en kildeklemme (31S) for den annen transistor (31) ved ledning av den første strøm for sperring av utkoblingskretsen (26) når innkoblingskretsen (24) er i drift.
6. 6. Drivkrets (20) som angitt i krav 1, karakterisert ved at den er utført som en koblende effekt-regulator der FET kobllngsanordnlngen (33) er en effekttransistor utført i form av en P-kanal DMOS felttransistor (FET) (33) og ved at ef f ekttransistoren (33) har en inntakselektrode (33S) koblet til tilførselsklemmen (VI) for strømkilden og en uttåkselektrode (33D) innkoblet i kretsen til returklemmen (84) for strømkilden, hvilken styreklemme (33G) er en portklemme (33G) mens tilførselsklemmen (VI) er en positiv klemme (VI) og returklemmen (84) er en negativ klemme (84), at den første transistor (32) og det første koblingsorgan (44) står i en serlekrets mellom portelektroden (33G) og den negative klemme (84) for å trekke strøm fra portklemmen (33G) ved innkobling av effekttransistoren i en strømførende tilstand fra inntakselektroden (33S) til uttakselektroden (33D), hvilken første transistor (32) reagerer på et inngangssignal som påtrykkes mellom en basisklemme (32B) og en emitterklemme (32E) i den første transistor (32) for oppsetning av strømmen, hviTken andre transistor (31) har form av en N-kanal felteffekttransistor (FET) (31), der en inntakselektrode (31S) og en portelektrode (31G) er koblet over det første koblingsorgan (44), mens inntakselektroden (31S) er forbundet mellom koblingsorganet (44) og portklemmen (33G) for effekttranslstoren (33), idet en uttaksklemme (31D) for den andre transistor (31) er koblet i en krets til den positive klemme (VI) for strømkilden, mens den kapasitive krets er koblet mellom inntakselektroden (31S) og portelektroden (31G) for den annen transistor (31), og ved avslutning av den første tran-sistorstrøm på grunn av en tilstandsforandring i inngangssignalet, vil koblingsorganet bryte for å tillate kapasitansen (61) å påtrykke spenning over portelektroden (31G) og inntakselektroden (31S) for den annen transistor (31) til påbegynnelse av en metningstilstand i den andre transistor (31), hvilken metningstilstand oppnås ved en metningsstrøm som flyter fra den positive klemme (VI) fra strømkilden inn i den annen transistor (31) og en metningsspenning mellom uttakselektroden (31D) og inntakselektroden (31S) i den andre transistor (31) og hvilken metningsspenning er mindre enn verdien av port-til-kildéspenning som kreves for å , opprettholde ledning i effekttranslstoren (33), hvilken metningsspenning påtrykkes over portklemmen (33G) og inntakselektroden (33S) for effekttranslstoren (33) for utkobling av den ledende tilstand for effekttranslstoren (33).
7. 7.

   Drivkrets som angitt i krav 6, karakterisert ved at en første klemme (91) for kapasitansen (61) og inntakselektroden (31S) i den annen transistor (31) er tilsluttet koblingspunktet mellom koblingsorganet (44) og portkretsen i effekttransistoren (33), der portklemmen (31G) for den annen transistor (31) er tilsluttet et koblingspunkt mellom koblingsorganet (44) og den første transistor (31), der portklemmen (31G) for den annen transistor (31) videre er forbundet med en motstand (51) til en andre klemme (92) for kapasitansen (61) og ved at kapasltansens (61) ladeanordnlng omfatter en diode (41) koblet mellom den positive klemme (VI) for strømkilden og den annen klemme (97) for kapasitansen (61), hvilken ladekrets videre omfatter en låsekrets koblet mellom den positive klemme (VI) for strømkilden og den første klemme (91) for kapasitansen (61), hvilken låsekrets omfatter en Zener diode (42) krets som tjener som endel av strømbanen for strømmen fra den første transistor (32), hvilken kapasltans (61) blir ladet til en spenning som begrenses av låsekretsen når det flyter strøm gjennom den første transistor (32).
8. 8. Drivkrets som angitt i krav 7, karakterisert ved at koblingsorganet (44) omfatter en tredje diode (44) som virker i serie med den førstnevnte diode (41) og kapasitansen (61) under ladning av denne, Idet strømmen fra den første transistor (32) flyter igjennom den tredje diode (44) som stort sett kortslutter forbindelsen mellom portelektroden og inntakselektroden for den annen transistor (31) når strømmen fra den første transistor (32) flyter gjennom den tredje diode (44), mens den tredje diode (44) bryter forbindelsen mellom portelektroden (31G) og inntakselektroden (31S) i den annen transistor (31) når strømmen fra den første transistor (32) avsluttes for å tillate kapasitansen (61) å bli utladet gjennom den andre transistor (31).
9. 9. Drivkrets som angitt i krav 8, karakterisert ved at en kollektorelektrode (32C) 1 den første transistor (32) er forbundet med koblingspunktet mellom den tredje diode (44) og portelektroden (31G) i den andre transistor (31), idet det finnes en motstandskrets som kobler en emitterklemme (32E) for den første transistor (32) til den negative klemme (84) for strømkilden for å sikre en lineær drift av den første transistor (32), mens endel av mot-standskretsen omkobles av en kapasitans (62) for åøke amplituden på strømmen i den første transistor (32) i det øyeblikk strømmen begynner å flyte for derfor hurtigere å koble inn effekttranslstoren (33).