NO163014B - 13 alfa-gonaner og antikonsepsjonsmidler inneholdende diss - Google Patents

Description

Koplingskrets for transistorforsterker.

Foreliggende oppfinnelse angår en koplingskrets for sammenkopling av to individuelle transistortrinn i en transistorforsterker som er beregnet på å arbeide ved en på forhånd bestemt frekvens, og som omfatter to transistorer og en arbeidsspenningskilde, og formålet med oppfinnelsen er ved slike koplingskretser å redusere de uheldige virkninger av innvendig tilbakekopling i halvlederne eller transistorene.

Enten tran3istorforsterkeren er avstemt eller ikke er det et faktum at kapasiteten mellom kollektor- og basiselektrodene har en tilbøyelighet til å innføre uønskede tilbakekoplede signaler fra ut-gangskretsen til inngangskretsen. Dette blir særlig fremtredende ved forholdsvis høye frekvenser der regenerativ eller positiv tilbakekopling kan frembringe ukontrollerte svingninger i forsterkeren og/ eller der degenerativ eller negativ tilbakekopling kan føre til ned-settelse av forsterkerens forsterkningsgrad.

Disse problemer er særlig akutte i flertrinns avstemte transistorforsterkere som man har fveks. i mellomfrekvensdelen for bildet i en fjernsynsmottaker.

Hvis .man ikke har noen nøytralisering :vil til og med en svakt uriktig avstemning i ett av trinnene føre til at dette begynner å svinge, og ved tilfeldig tilbakekopling kan disse svingninger bryte ut i alle trinn i forsterkeren. Enhver tilbøyelighet til at inngangs-og/eller utgangsimpedansene for de enkelte transistorer endrer seg i løpet av deres levetid, kan resultere i vesentlige endringer i forsterkningen og båndbreddekarakteristikken for hvert, trinn.

Koplingskretsen i henhold til opppfinnelsen er kjenne-tegnet ved en kondensator, en spole og en motstand som er seriekoplet slik at det dannes tre koplingspunkter mellom disse, og innretninger-som forbinder utgangen fra den første transistor med koplingspunktet mellom spole og kondensator, innretninger som kopler motstandens ene koplingspunkt til inngangen for den annen transistor, pg innretninger som kopler motstandens andre koplingspunkt til arbeidsspenningskilden, hvorved motstandens resistans er mindre enn halvdelen av verdien av inngangsreaktansen for den annen transistor ved den nevnte, på forhånd bestemte frekvens.

Et annet trekk ved oppfinnelsen består i at kondensatoren er koplet mellom kollektorelektroden i den første transistor og arbeidsspenningskilden, og en hensiktsmessig utførelsesform er kjenne-tegnet ved at spolen er koplet mellom kollektorelektroden i den første transistor og den samme arbeidsspenningskilde. Dessuten kan verdiene for kondensatoren og spolen være valgt.slik at de gir maksimum forsterkning av s,ignaler med en frekvens som tilsvarer mellomfrekvensen for videodelen..

For at .oppfinnelsen lettere skal kunne forstås vil den i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningen der: Fig. 1 viser et koplingsskj.ema for en transistorfor-sterkerkrets.med.en mellomkoplingskrets utført i henhold til oppfinnelsen,

fig. 2 viser en transistorforsterkérkrets med en modifi-sert form for mellomkoplingskrets i henhold til oppfinnelsen,

fig. 3 viser et koplingsskjema for en ikke nøytralisert transistorforsterkérkrets med et mellomkoplingstrinn som vanligvis anvendes og

fig. 4a og- 4 b viser amplitude- og fasekarakteristikkane for den innvendige tilbakekoplingsspenning som en funksjon av frekvensen i transistorforsterkerkretsene på fig. 1-3, hvorav ingen gjør bruk av den vanlige tilbakekoplingskondensator.

På fig. 1 representerer en transistor 10 med emitter, basis og kollektor 12, 14 resp. 16, det første méllomfrekvenstrinn i en fjernsynsmottaker. Basiselektroden 14 er koplet via en koplingskondensator 18 til utgangen for en første detektor i fjernsynsavstem-ningskretsen og er betegnet med klemmen.100, mens emitterelektroden 12 er koplet ved hjelp av en vanlig emittermotstand 20 og en parallell-, koplet avledningskondensator 22 til jord. En likestrømsforspenning er anordnet for basiselektroden 14 ved hjelp av motstandene 24 og 26 som er seriekoplet mellom jord og en leder 28 med positivt potensial. Kondensatoren 30 og spolen 32 er seriekoplet mellom basiselektroden 14 og jord for å danne en seriekoplet avstemt felle som svinger i re-sonans ved 4l, 25 megacykler for på en hensiktsmessig ,måte å dempe mellomfrekvenssignalet for lyden.

En mellomkoplingskrets 34 er forbundet med kollektorelektroden 16 i transistoren 10. Koplingskretsen 34 omfatter en kondensator 36, en spole 38 og en motstand 40. En side av kondensatoren 36 er koplet til kollektorelektroden 16. Den annen side av kondensatoren 36 er tilkoplet den positive leder 28, men man kunne som et alternativ kople kondensatoren til jord. En ende av spolen J>Q er koplet til koplingspunktet for kondensatoren 36 og kollektorelektroden 16, mens den annen ende er koplet til en ende av motstanden 40. Motstandens 40 annen ende er også forbundet med lederen 28. Spolen 38 er her vist variabel slik at man kan avstemme koplingskretsen 34 til mellomfrekvensen for bildet, for eksempel. 45,75 megacykler. Man vil lett se at spolen 38 som et alternativ kan være av en fast verdi og at kondensatoren 36 kan være variabel for avstemning av kretsen 34 på den frekvens som er nevnt. Sett fra kollektorelektroden 16 i transistoren 10 virker mellomkoplingskretsen 34 som en parallell-resonanskrets.

Et ytterligere méllomfrekvenstrinn er også vist på fig. 1.

Dette trinn innbefatter en transistor 50 med emitterelektrode, basis-elektrode og kollektorelektrode 52, 54 resp. 56. Basiselektroden 54

er gjennom en koplingskondensator 58 forbundet med koplingspunktet mellom spolen 38 og motstanden 40, mens emitterelektroden 52 er koplet gjennom en emittermotstand 60 til jord. Emitterelektroden 52 er også med en avledningskondensator 62 koplet til den positive leder 28. En likestrøms forspenning påtrykkes basiselektroden 54 fra motstandene 64 og 66 som er seriekoplet mellom jord og lederen 28. Kondensatoren 68 og lederen 70 er ment å skulle representere begynnelsen av en ytterligere mellomkoplingskrets som er koplet mellom kollektoren 56 og det tredje méllomfrekvenstrinn. Man vil se at denne koplingskrets kan til-svare koplingskretsen 34 som er tilsluttet kollekforelektroden 16 i transistoren 10. Selv om den er vist med fast verdi kan kondensatoren 68 være variabel i stedet for spolen i den annen koplingskrets, som nevnt tidligere. Sett fra basiselektroden 54 i transistoren 50 virker koplingskretsen 34 for sammenkopling av trinnene som en serieresonans-krets.

Når den avstemte transistorforsterker på fig. 1 er i drift, finner man at når størrelsen av den motstand som er innbefattet i mellomkoplingskretsen reduseres, vil også forholdet mellom interelek-trode tilbakekoplingsspenning og inngangsspenningen for transistoren avta. Det har vist seg at hvis størrelsen av motstanden velges slik at den i det minste er flere ganger mindre enn inngangsreaktansen for det følgende transistortrinn kan dette forhold bringes til å nærme seg null. Hvor nær man ønsker å bringe det til null avhenger av motstandstapene i selve trinnefc idet jo mindre motstandstap man har desto nærmere null kan forholdet bringes. Selv om motstandstapene ikke kan elimineres fullstendig har det imidlertid vist seg at forholdet fremdeles kan gjøres langt mindre enn det er mulig for det tilsvarende forhold i mellomfrekvens transistorforsterkere som ikke har noen nøy-traliseringskondensator, og et eksempel på en slik krets er vist på fig. 3. Forholdet mellom tilbakekoplingsspenning og inngangespenning i utførelseseksemplet på fig. 1 er slik at de problemer som omhandler stabiliteten av forsterkerens drift er omtrent eliminert. Ved på denne måte å velge motstanden 40 på fig. 1 slik at den blir mindre enn halv-parten av inngangsreaktansen for transistoren 50 ved mellomfrekvenstrinnets frekvens, kan man få nøytralisering uten at det er nødvendig, som tidligere, å anvende noen tilbakekoplingskondensator.

Det har videre vist seg at med et slikt valg av motstands-verdi vil nøytraliseringen bare svakt bli påvirket av forskjeller som finnes i elektrodekapasiteten i forskjellige transistorer av samme type som anvendes i forsterkeren. Når man velger 18 ohm for motstanden 40, det vil si omtrent en fjortendedel av 250 ohms inngangsreaktans for transistoren 50 ved mellomfrekvenstrinnets frekvens, viste det seg at nøytraliseringen var så godt som uavhengig av forskjellene i transistorparametrene.

På fig. 2 er det vist en ytterligere mellomfrekvenstransis-torforsterker som har en alternativ form for mellomkoplingskrets. Bort-sett fra de elektriske forbindelser til og inne i koplingskretsen som er betegnet med 80, er utførelsen på fig. 2 identisk med koplingen på fig. 1. De komponenter på fig. 2 som er identiske med komponenter på fig. 1 har derfor de samme henvisningstall.

På fig. 2 og mer bestemt i mellomkoplingskretsen 80, er en ende av spolen 82 koplet til kollektorelektroden 16 i transistoren 10. Den annen ende er koplet til den positive leder 28 selv om man som et alternativ, kunne koplet denne ende til jord. En side av kondensatoren 84 er koplet til punktet mellom spolen 82 og kollektorelektroden 16, mens den annen side er koplet til en ende av motstanden 86. Denne ende er også gjennom koplingskondensatoren 58, forbundet med basiselektroden 54 i den annen mellomfrekvenstransistor 50. Den annen ende av motstanden 86 er koplet til den positive leder 28. På samme måte som på fig. 1 er spolen 82 vist som den variable avstemningskomponent, men man skal være klar over at avstemningen også like godt kan foretas ved i stedet å variere kondensatoren 84. Spolen 88 og lederen 90 på fig. 2 er ment å skulle representere begynnelsen av den neste koplingskrets mellom trinnene.

Det har vist seg at liknende nøytraliseringskarakteristikk oppnås med mellomkoplingskretsen på fig. 2 som de resultater man opp-nådde med koplingen på fig. 1. Ved således å velge motstanden 86 slik at den får en verdi som er flere ganger mindre enn inngangsreaktansen i transistoren 50 ved arbeidsfrekvensen, vil man fremdeles få nøytrali-sering og med en vesentlig besparelse i omkostninger ved at man unngår den vanlig benyttede tilbakekoplingskondensator. Nøytraliseringskarak-teristikken som oppnås blir også her bare svakt påvirket av tilfeldige motstandstap i kretsen og/eller ved variasjoner i kapasiteten mellom elektrodene.

Fig. 4a viser amplitudekarakteristikken for den innvendige tilbakekoplingsspenning i transistorforsterkertrinnet i forhold til inngangsspenningen, med spenningsforholdet avsatt langs ordinaten som en funksjon av frekvens avsatt langs abscissen vedrørende utførelsen på fig. 1-3- "A" representerer amplitudekarakteristikken for den tidligere kjente forsterkérkrets på fig. 3» det vil si uten tilbakekoplingskondensator for nøytralisering. "B" representerer amplitudekarakteristikken for forsterkerkretsene enten på fig. 1 eller fig. 2 under forutsetning av at man ikke har noen tilfeldige motstandstap. "C" representerer forsterkerkarakteristikken for de samme forsterkere når man har tilfeldige motstandstap. Man vil se av disse tre kurver at ved den avstemte resonansfrekvens som er bildets mellomfrekvens, har man alle-rede fått nøytralisering i kretsene på fig. 1 og 2 (stiplet kurve B ,

og prikket kurve C), mens en eller annen form for nøytralisering fremdeles er nødvendig når det gjelder kretsen på fig. 3 (heltrukken kurve A) for at man skal hindre kretsen fra å bli ustabil i drift. Amplitude-karakteristikkene "B" og "C" får den viste form på grunn av impedans-karakteristikken for mellomkoplingskretsen 34. Sett fra basiselektroden 54 i forsterkeren 50 virker koplingskretsen 34 som en kortslutning ved resonansfrekvensen u>Q og som en eller annen form for kompleks impedans ved andre frekvenser der kondensatoren 36 og spolen 38 på en effektiv måte parallellkopler motstanden 40.

Fig. 4b viser fasekarakteristikkene for tilbakekoplingsspenningen i transistorforsterkertrinnet sett i relasjon til inngangsspenningen målt langs ordinaten, som en funksjon av frekvensen langs abscissen, og kurven gjelder kretsene på fig. 1-3. Fasekarakteristikkene kan anvendes for ytterligere å vise selvnøytraliseringsegenskapen i henhold til oppfinnelsen. På fig. 4b representerer "A" fasekarakteristikken for den tidligere kjente forsterkérkrets på fig. 3> "B" representerer fasekarakteristikken for forsterkerkretsen enten på fig. 1 eller fig. 2 under forutsetning av at man ikke har noen tilfeldige motstandstap, og "C" representerer fasekarakteristikken for de samme for-sterkerkretser når man har tilfeldige motstandstap. På fig. 4a vil man se at ved frekvensen co-^, det vil si en frekvens som avviker fra reso-nansf rekvensen, er amplitudene for tilbakekoplingsspenningene i alle tre kretser omtrent lik. Som vist på fig. 4b er tilbakekoplingsspenningen i den tidligere kjente krets ved denne frekvens direkte i fase med inngangsspenningen (fasekarakteristikken "A"). Dette er den tilstand da tilbakekoplingsspenningen vil ha sin største virkning på forsterkerens drift. Man ser imidlertid videre på fig. 4b at tilbakekoplingsspenningene ved den samme frekvens og for forsterkerkretsene i henhold til oppfinnelsen, forskyves omtrent 90° ut av fase med inngangsspenningen (fasekarakteristikkene "B" og "C"). Man vil lett forstå at slik fase-forskyvning reduserer virkningen som en gitt tilbakekoplingsspenning vil ha på driften av transistorforsterkerkretsen.

Ved siden av å være utført slik at man får nøytralisering uten bruk av en tilbakekoplingskondensator er de avstemte transistor-forsterkerkretser i henhold til oppfinnelsen slik at de i vesentlig grad reduserer variasjoner i forsterkningen i de enkelte trinn når disse variasjoner skyldes variasjoner i inngangs- og/eller utgangsimpedansene for de transistorer som anvendes. Man vil også se at disse variasjoner i forsterkning såvel som dermed følgende forandringer i båndbredde ikke kan aksepteres i en mellomfrekvensforsterker for bildet i en fjernsynsmottaker.

I de transistorkretser for mellomfrekvensforsterkningen som fig. 1 og 2, viser, er imidlertid mellomkoplingskretsene 34 og 80

i virkeligheten parallellresonanstransformatorer. Impedanstransforma-sjonen som de skaper mellom mellomfrekvenstrinnene er derfor slik at de utlikner i stor utstrekning virkningen av eventuelle impedansfor-andringer eller bringer disse forandringer ned til null. Hvis man antar at verdien av mellomkoplingsmotstanden (40 på fig. 1, 86 på fig. 2) er mange ganger mindre enn reaktansen for mellomkoplingskondensatoren (36 på fig. 1, 84 på fig. 2) ved den avstemte mellomfrekvens kan man vise at impedanstransformasjonsforholdet varierer i henhold til utttrykket (J ir f"0RC) p, der f representerer den avstemte resonansfrekvens, R representerer verdien av mellomkoplingsmotstanden og C er verdien av mellomkoplingskondensatoren. Man vil av dette se at valg av forskjellige verdier for mellomkoplingsmotstanden ikke bare vil gi en ønsket nøytralisering av tilbakekoplingen, men vil også gi den ønskede impedanstransformasjon for stabilisering av forsterkerens forsterkningsgrad og båndbredde.

Claims (4)

1. Koplingskrets for sammenkopling av to individuelle transistortrinn i en transistorforsterker som er beregnet på å arbeide ved en på forhånd bestemt frekvens og omfattende en første (10) og en andre (50) transistor og en arbeidsspenningskilde, karakterisert ved en kondensator (36), en spole (38) og en motstand (40) som er seriekoplet slik at det dannes tre koplingspunkter mellom disse, og innretninger som forbinder utgangen fra den første transistor (10) med koplingspunktet mellom spole og kondensator, innretninger som kopler motstandens ene koplingspunkt til inngangen for den annen transistor (50) og innretninger som kopler motstandens andre koplingspunkt til arbeidsspenningskilden, hvorved motstandens resistans er mindre enn halvdelen av verdien av inngangsreaktansen for den annen transistor ved den nevnte, på forhånd bestemte frekvens.

2. Koplingskrets som angitt i krav 1, karakterisert ved at kondensatoren er koplet mellom kollektorelektroden i den første transistor og arbeidsspenningskilden.

3. Koplingskrets som angitt i krav 1, karakterisert ved at spolen er koplet mellom kollektorelektroden i den første transistor og arbeidsspenningskilden.

4. Koplingskrets som angitt i krav 1 til bruk i videomellom-frekvensdelen i en fjernsynsmottaker, karakterisert v e d at verdiene for kondensatoren og spolen er valgt slik at de gir maksimum forsterkning av signaler med en frekvens som tilsvarer mellomfrekvensen for videodelen.