NO160638B - Frekvensomformer. - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår en frekvensomformer som angitt i innledningen av krav 1.

En slik omformer er beskrevet i internasjonal patent-søknad WO81/03102. Den periodiske styrespenning for påstyring av ladebryteren blir der frembragt av en regulator, hvis ; driftsspenning kobles ut når vekselretteren ikke svinger.'

Hensikten med oppfinnelsen er ved en slik frekvensomformer å forenkle styringen av ladebryteren og spesielt skal den være utført slik at den automatisk kobles likestrømsregu-latoren ut ved en ikke-svingende vekselretter, og arbeider mest mulig tapsfritt.

Denne hensikt oppnås i henhold til oppfinnelsen ved

de trekk som er angitt i karakteristikken til krav 1.

I henhold til oppfinnelsen blir således ladebryteren synkront påstyrt med samme koblingsfrekvens som vekselretterens brytere, slik det i og for seg er kjent fra DS-A 2 642 272. Oppfinnelsen behøver i den forbindelse dog ingen særlig generator og dertil blir styrespenningen for ladebryteren avledet direkte av firkantspenningen på en av vekselretterens brytere, f.eks. over en kapasativ spenningsdeler. Herav fås den ekstra fordel at ved en stillestående vekselretter faller styrespenningen for ladebryteren automatisk bort og likespenningsregulatoren følgelig ikke leverer mer energi ved utkoblet vekselretter. Ved en forstyrrelse behøver derfor bare vekselretteren å kobles ut.

Samplingsforholdet mellom ladebryterens innkoblingstid og periode, et forhold som dels bestemmer spenningen på ladekondensatoren, men også har tilbakevirkninger på nettstrøm-mens form, er fortrinnsvis bestemt ved ladetiden for et forsinkelseslager, særlig i form av en forsinkelseskondensator, hvis lade- eller utladningskrets er ført over en av vekselretterens brytere med sikte på synkronisering.

Som et første utførelseseksempel kan ladebryterens innkoblingstid til enhver tid bare løpe til slutten av den rektangulære spenning på en av vekselretterens brytere, mens dens begynnelse ved hjelp av enden av forsinkelseslagerets ladetid er bestemt til en reaksjonsverdi som begynner samtidig med den nevnte rektangelspenning. Innkoblingstiden blir dermed mindre enn en halv periode, med en forskjell lik ladetiden.

Ifølge en annen utførelsesform kan ladebryterens innkoblingstid imidlertid også være gitt direkte ved forsinkelseslagerets ladetid og bygynne ved begynnelse eller slutt av rektangelspenningen på en av vekselretterens brytere.

Under forutsetning av at den midlere spenning på ladekondensatoren bare er lite større enn toppverdien av likeretterens halvbølgespenning, varierer ladedrosselens utlad-ningsspenning (differanse mellom spenningene på ladekondensator og likeretter) meget sterkt innen en halvbølge av nettvekselspenningen, noe som ved konstant samplingsforhold fører til avvik av nettstrømmen fra sinusformen.

For å unngå dette har samplingsforholdet på i og for seg kjent måte (DE-OS 26 52 275) en minimalverdi i det midlere område av hver halvbølge av likeretterens halvbølgespenning og en maksimalverdi i første og siste tredjedel av halvbølgen og endrer seg i mellomtiden i styrt avhengighet av momentanverdien av denne halvbølgespenning eller av spenningen på ladekondensatoren. Minimalverdien blir i den forbindelse fortrinnsvis tilmålt slik at ladedrosselen ved merkespenning på ladekondensatoren og belastning med merkelast kan utlade seg fullstendig før hver oppladning. Videre er det gunstig også å gjøre samplingsforholdet avhengig av middelverdien av spenningen på ladekondensatoren for å holde denne spenning mest mulig konstant.

Driften av omretteren med halvlederkomponenter krever i tillegg en styreeffekt på lavt spenningsnivå. Denne blir i henhold til en gunstig videreutvikling av oppfinnelsen langt på vei tapsfritt stilt parat ved hjelp av en spenningsdeler som består av to kondensatorer, og som ligger parallelt med ladebryteren og/eller en av vekselretterens brytere og tillike begrenser spenningsstigningen når bryteren åpnes, noe som bidrar til utkoblingsavlastning når der som brytere anvendes transistorer.

Den av likestrømregulatoren matede vekselretter kan være utført som brokobling med fire brytere eller med to brytere og to kondensatorer. Fortrinnsvis dreier det seg imidlertid i den forbindelse om en omsving-vekselretter med bare to brytere og en lastgren som ligger parallelt med sekundær-bryteren og inneholder i seriekobling en omsvingkondensator, lasten, en serieresoiranskrets og primærviklingen på en metningstransformator. Metningstransformatoren har sekundærviklinger til skiftevis gjennomstyring av vekselretterens to brytere, og vekselretterens driftsfrekvens som er bestemt ved metningstransformatoren, ligger noe over serieresonanskretsens resonansfrekvens. Ved anvendelse av transistorer som brytere er det da i forbindelse med i og for seg kjente antiparallell-koblede tilbakestrømdioder mulig med sikkerhet å unngå overlapning av transistorenes koblingstider. Start-impulsen blir via en triggerdiode tilført vekselretterens primærbryter av en startkondensator.

Frekvensomformeren er fremfor alt skikket for drift av utladningslamper med forhåndsoppvarmede elektroder, idet serieresonanskretsens kondensator plasseres mellom de respektive to elektroder hos en utladningslampe. I den forbindelse må

der sørges for frakobling av frekvensomformeren når en lampe ikke vil tenne.

Til formålet tjener en bistabil koblingsinnretning som blir gjennomkoblet ved hjelp av et utløsersignal, og som oppviser en holdestrømkrets hvormed denne koblingstilstand blir opprettholdt inntil holdestrømkretsen blir brutt. Ifølge oppfinnelsen ligger en av utladningslampens elektroder eller seriekoblingen av to elektroder ved en tolampekobling i denne holdestrømkrets og i ladestrømkretsen for en startkondensator: Ved lampeskift blir dermed den frakoblede tilstand automatisk bragt til opphør og lampedriften gjenopptatt uten at det til dette blir nødvendig å frakoble hele belysnings-anlegget.

Som koblingsinnretning tjener fortrinnsvis en. stopp-thyristor som når en lampe er varig uvillig til å tenne, kortslutter startkondensatoren og en frakoblingsvikling på metningstransformatoren og derved setter vekselretteren - og dermed indirekte også likestrømregulatoren - ut av drift. Denne tilstand holder seg inntil avbrudd i holdestrømmen for stopp-thyristoren, hvis holdekrets til formålet er koblet til forsyningsspenningen, f.eks. ladekondensatoren, over en elektrode hos utladningslampen og en seriemotstand: Ved skift av lampe blir denne strømkrets tvungent brutt og kort-slutningen opphevet. Etter innsetning av en ny lampe kan startkondensatoren lade seg opp igjen, og omretteren gjen-opptar automatisk sin drift.

Oppfinnelsen vil bli belyst nærmere ved et første og et annet utførelseseksempel.

Fig. 1 viser et første utførelseseksempel.

Fig. 2 viser et annet utførelseseksempel som skiller seg fra det på fig. 1 bare ved styredelen til venstre for den strekpunkterte midtlinje. Fig. 3 viser forløpet av halvbølgespenningen på likeretteren G (stiplet) og forløpet av strømmen IL gjennom ladedrosselen. Fig. 4a viser forløpet av spenningen U på ladedrosselen.

Fig. 4b viser strømmen IL gjennom ladedrosselen.

Fig. 4c viser fasestillingen av den synkroniserende rektangelspenning UTl i utførelseseksempelet på fig. 1.

Fi. 4d viser fasestillingen av den synkroniserende rektangelspenning på primærtransistoren i utførelseseksempelet på fig. 2, og

fig. 5 viser et tredje utførelseseksempel.

En likeretter G i toveiskobling er på inngangssiden via et ikke vist filter tilkoblet et vekselspenningsnett (220 V/ 50 Hz) og mater på utgangssiden via en ladedrossel L og en ladediode D en ladekondensator C. Parallelt med dette er der tilkoblet en seriekobling av to skiftevis gjennomkoblede transistorer hos en vekselretter. Av disse vil den transistor T3 som sitter nærmest ladedioden D, i det følgende bli betegnet som sekundærtransistor, og den annen Tl som primærtransistor. Parallelt med sekundærtransistoren T3 ligger en lastgren med en utladningslampe E, en serieresonanskrets C2, L2, en omsvingkondensator Cl samt primærviklingen L30 på en metningstransformator i seriekobling, samtidig som serieresonanskretsens kondensator C2 ligger mellom de to elektroder, som kan varmes opp på forhånd, hos utladningslampen E, som med en elektrode er direkte tilkoblet ladekondensatoren C.

Metningstransformatoren har to sekundærviklinger L31, L32 og en frakoblingsvikling L33. Sekundærviklingene L31, L32 er slik innkoblet i styrekretsene for primær- og sekun-dærtransistorene Tl, T3 at disse til enhver tid under met-ningstransf ormatorens avmagnetiseringstid blir gjennomstyrt skiftevis. Samtidig er metningstransformatoren dimensjonert slik at den driftsfrekvens for vekselretteren som den bestemmer, ligger noe over serieresonanskretsens resonansfrekvens; derved oppstår der gap mellom suksessive gjennomstyrings-pulser, så samtidig ledning av primær- og sekundærtransistor og dermed kortslutning av spenningen på ladekondensatoren C er utelukket. For strømføring under den samtidige sperring av begge transistorene er der koblet tilbakestrømdioder Dl, D2 parallelt med hver av transistorene. Under gjennomkob-lingstiden for primærtransistoren Tl ligger spenningen for ladekondensatoren C over lastgrenen og fører til oppladning av omsvingkondensatoren Cl med den polaritet som er avmerket på figuren. Etter sperring av Tl flyter strømmen gjennom lastgrenen, drevet av serieresonanskretsens drossel L2, videre over tilbakestrømdioden D2 inntil T3 kobler igjennom: Da utlader omsvingkondensatoren Cl seg via T3 og lastgrenen inntil T3 igjen sperrer. Deretter flyter laststrømmen i samme retning over ladekondensatoren C og tilbakestrømdioden Dl videre inntil fornyet gjennomkobling av Tl. Forløpet av rektangelspenningen UT1 på primærtransistoren er vist i idealisert form på fig. 4c, 4d.

Den energi som under vekselretterens drift uttas fra ladekondensatoren C, blir tilført denne av likeretteren G via ladedrosselen L og ladedioden D. I utførelseseksempelet på fig. 1 danner primærtransistoren Tl og en ladethyristor T2 i seriekobling til dette formål en ladebryter, over hvilken ladedrosselen L er koblet parallelt med likeretteren G. Fortrinnsvis dreier det seg ved ladethyristoren T2 om en ut-førelse som ikke sperrer i baklengsretning, men forholder seg som diode: I så fall kan tilbakestrømdioden D2 falle bort, da dens funksjon blir overtatt av .ladethyristoren T2 i seriekobling med D.

Tenning av ladethyristoren T2 er bare mulig under gjennomkoblingstidene for vekselretterens primærtransistor Tl: I samsvar med dette blir den på tidspunktet ti tent med en forsinkelse a etter gjennomkoblingstidspunktet tO for primærtransistoren Tl (jfr. fig. 4a-4c). Inntil fornyet sperring av Tl ligger ladedrosselen på halvbølgespenningen for likeretteren G og opptar energi som den etter sperring av Tl avgir via ladedioden D til ladekondensatoren C resp. til den dertil koblede vekselretter og dens forbruker. Opp- og utladning av ladedrosselen forløper således synkront med omkoblingsprosessen hos vekselretteren, som f.eks. svinger med 40 kHz. Tilsvarende ofte blir ladedrosselen opp- og utladet under en halvperiode av den halvbølgespenning som leveres av likeretteren G, hvorunder strømmen IL gjennom ladedrosselen har det skjematisk viste forløp. Strømpulsene blir av filteret foran likeretteren integrert til en omtrent sinusformet nettstrøm, og på grunn av den høye koblingsfrekvens kan filteret være dimensjonert relativt lite.

På fig. 4a og 4b er forløpet av spenningen UL på ladedrosselen L og dennes strøm IL under en opp- og utladnings-syklus vist i større målestokk. Ladedrosselen L blir alltid ladet opp mot momentanverdien av halvbølgespenningen, og stigningen av ladestrømmen varierer derfor tilsvarende. For utladningen av drosselen er derimot til enhver tid diffe-ransen mellom halvbølgespenningens momentanverdi og den praktisk talt konstante spenning på ladekondensatoren C bestemmende, så lengste utladningstid fås ved maksimal momentanverdi. Samplingsforholdet V mellom ladebryterens innkoblingstid T og periodens varighet T avhenger av forsinkelsen a av tenningen av ladethyristoren T2 i forhold til gjennomkoblingstidspunktet tO for primærtransistoren Tl og blir prinsipielt å velge slik at den energi som maksimalt opptas av ladedrosselen - altså på tidspunktet for halv-bølgespenningens maksimalverdi - fullstendig kan flyte bort via ladedioden D før neste oppladning. Bare da foreligger der ved tenningen av ladethyristoren T2 ingen tilbakestrøm over ladedioden D og dermed tapsfri kobling av ladethyristoren. Videre er det bare da mulig å dimensjonere ladedrosselen minst mulig.

Ladethyristoren T2 styres synkront med vekselretterens omkoblingsprosesser. Til formålet ligger dennes styrestrek-ning via en triggerdiode D9 parallelt med en forsinkelseskondensator C6, som på den ene side via en utladningsdiode D8 ligger parallelt med sekundærtransistoren T3 og over primærtransistoren Tl, en innstillbar utladningsmotstand Ri og en frakoblingsdiode D7 er tilsluttet en styrespenningskilde. Denne består av en styretransistor T5 og en dermed parallell lagringskondensator C5 som sammen med en diode D5 og en delerkondensator C7 danner en spenningsdeler som ligger parallelt med primærtransistoren Tl, og som dermed periodisk opplades over T3 og utlades over Tl. På denne måte oppstår der på C5 en praktisk talt tapsfri, lav driftsspenning som er avledet fra den høye spenning på ladekondensatoren C, og hvis høyde er begrenset av en zenerdiode D6, som tillike tjener til utladning av C7. C5 og C7 begrenser tillike spenningsstigningen på Tl og skaffer dermed en utkoblingsavlastning.

Ved gjennomstyrt sekundærtransistor T3 blir ladethyristoren T2 raskt sperret via R5, D4, og forsinkelseskondensatoren C6 utladet over D8. Denne oppladning begynner dermed ut fra et definert potensial med begynnelsen av gjennom-styringen av primærtransistoren Tl på tidspunktet tO: For fra da av utlader lagringskondensatoren C5 seg over D7, RI og primærtransistoren Tl til forsinkelseskondensatoren C6, hvis spenning etter en forsinkelse a som kan stilles inn ved RI,

når en verdi hvor triggerdioden D9 gjennomkobler og ladethyristoren T2 tenner. Denne enkle, synkroniserte påstyring av ladethyristoren er fremfor alt bemerkelsesverdig også fordi forsinkelseskondensatoren C6 befinner seg på et høyere potensial enn lagringskondensatoren C5.

Over lagringskondensatoren C5 ligger en hovedsakelig konstant driftsspenning som også sørger for en konstant forsinkelse a. De dermed forbundne, forskjellig lange utlad-ningstider for ladedrosselen fører imidlertid til et avvik av den av vekselspenningsnettet opptatte strøm fra sinusformen, et avvik som blir desto større jo mindre spenningen på ladekondensatoren ligger over maksimalverdien av likeretterens halvbølgespenning. Som resultat blir nettstrømmen ved begynnelsen og slutten av hver halvbølge noe svakere og i det midlere område noe sterkere enn en sinusformet strøm. En vidtgående tilnærmelse lar seg imidlertid oppnå ved en endring av driftsspenningen på lagringskondensatoren C5 avhengig av halvbølgespenningens høyde. Til dette formål er der parallelt med C5 koblet en styretransistor T5 hvis styre-krets via en zenerdiode D3 er tilkoblet et RC-ledd som via en diode D15 er koblet til R6, R7 parallelt med likeretteren G. Koblingen er dimensjonert slik at transistoren T5 bare i det midtre område av hver halvbølge av halvbølgespenningen på likeretteren G blir noe gjennomstyrt via zenerdioden D3 og derved senker spenningen på lagringskondensatoren C5. Dermed fås i dette midtre område en forsinkelse a som øker med halvbølgespenningens momentanverdi, noe som fører til kortere strømpulser og dermed redusert energiopptak hos ladedrosselen. Derved er det på den annen side mulig i området for begynnelse og slutt av hver halvbølge å velge forsinkelsen kortere og dermed øke de i nettet opptatte strømpulser uten at den ønskede driftsform med fullstendig tilbakemagneti-sering av ladedrosselen forandrer seg. Av disse tiltak resulterer så en nettstrøm som er godt tilnærmet sinusformen.

Forsinkelsen a blir videre påvirket avhengig av forløp og høyde av spenningen på ladekondensatoren C. Til formålet er RC-leddet på styrestrekningen for styretransistoren T5 via en diode D16 og en motstand R71 også tilkoblet ladekondensatoren C. RC-leddets kondensator C4 sørger i den forbindelse for en tilleggsglatting og en slik faseforskyvning at den noe pulserende (100 Hz) likespenning på den forløper omtrent synkront med nettvekselspenningen: Stiger spenningen på ladekondensatoren C således over en verdi som er bestemt ved spenningsdeleren hos zenerdioden D3, blir forsinkelsen forlenget via T5 og varigheten av ladningen av ladedrosselen minsket i det midtre område av hver halvbølge av nettvekselspenningen, noe som imøtekommer ønsket om en ekstra for-bedring av nettstrømmens sinusform.

Takket være den beskrevne regulering kan spenningen på ladekondensatoren ikke overskride en bestemt grenseverdi, selv om ingen eller bare en liten last, f.eks. en lampe med for liten effekt, er tilkoblet kondensatoren.

Under sløyfing av D15 og D16 er det mulig å koble C4 direkte til ladekondensatoren C over R71 og parallelt til dette over RI<1> og C4' - antydet stiplet: Også da får man en regulering av spenningen på C og på grunn av pulsasjonen av denne spenning også - ved passende dimensjonering av RI' og C4<1> - en forkortelse av ladetiden på ladedrosselen L i det midtre område av halvbølgene av vekselspenningen og dermed en bedre tilnærmelse av nettstrømmen til sinusformen.

Omsvingningsvekselretteren og derpå likestrømregulatoren begynner først å arbeide når spenningen på en startkondensator C8 har nådd en slik verdi at dens energi via en triggerdiode D13 blir koblet til styrestrekningen for primærtransistoren Tl og denne dermed gjennomkobles. Startkondensatoren C8 er til dette formål dels via motstander R2, R4 og en elektrode hos lampen E forbundet med ladekondensatoren C og dels via en diode D10 koblet parallelt med koblingsstrek-ningen hos primærtransistoren Tl: Etter påtrykning av nettvekselspenningen på likeretteren.lader ladekondensatoren C seg opp over ladedrossel og ladediode, og dermed også startkondensatoren C8, inntil primærtransistoren Tl tenner igjennom. Da blir tillike startkondensatoren utladet igjen over D10, så denne startkobling ikke lenger kan gripe inn under vekselretterens periodiske svingning.

Ved drift av omretteren med en utladningslampe E må man sørge for å frakoble omretteren når utladningslampen er varig uvillig til å tenne, dvs. når der bare forekommer gjentatte mislykkede startsforsøk. Til formålet tjener en stoppthy-ristor T4 hvormed en frakoblingsvikling L33 på metnings-transf ormatoren er parallellkoblet via dioder Dll, D12, og startkondensatoren C8 via R2, og som får sin holdestrøm over den elektrode hos utladningslampen som grenser til ladekondensatoren C, samt en seriemotstand R4.

Med frakoblingsviklingen L33 er der over dioden Dll også forbundet et RC-ledd som består av en motstand R3 og en kondensator C9 i parallellkobling, og som i sin tur via en triggerdiode D14 ligger parallelt med styrestrekningen for stoppthyristoren T4. Til grunn for denne koblings funksjon og dimensjonering ligger det forhold at amplituden av den strøm som flyter over lastgrenen med utladningslampen og av-føles av frakoblingsviklingen L33, er vesentlig større ved ikke tent lampe (resonanstilfelle) enn ved tent lampe (dempet resonanskrets): Etter et ved dimensjoneringen fastlagt antall forgjeves startforsøk har C9 ladet seg opp så langt at stoppthyristoren T4 gjennomtennes via triggerdioden D14 og kortslutter frakoblingsviklingen L33. Dermed bortfaller styrespenningene for vekselretterens transistorer, og driften av vekselretteren er avbrutt. En slik frakobling forårsakes derimot hverken av de normale tennforsøk eller av den normale lampestrøm, da spenningen på C9 under slike normale forhold ikke når den verdi som skal til for gjennornstyring av triggerdioden D14.

På grunn av synkroniseringen av likestrømregulatoren avhengig av rektangelspenningen på vekselretterens brytere blir likestrømregulatoren automatisk frakoblet sammen med vekselretteren og gjeninnkoblet etter start av denne.

Vekselretteren forblir frakoblet inntil holdestrømmen for stoppthyristoren T4 blir brutt og denne derfor igjen kan gå over i sperretilstand. Til formålet kan f.eks. nettvekselspenningen kobles fra. Imidlertid er en frakobling meget ofte resultatet av en defekt lampe som blir skiftet uten frakobling av nettspenningen. Da også strømkretsen for startkondensatoren C8 er ført over en elektrode hos lampen, svinger omretteren etter innsetning av en ny lampe automatisk igjen igang.

Utførelseseksemplet på fig. 2 skiller seg fra det på fig. 1 bare ved påstyringen av ladebryteren T2' som her er utført som MOS-effekttransistor. Koblingen til høyre for den strekpunkterte linje er identisk med den tilsvarende del av fig. 1.

Til påstyring tjener en komparator S, hvis gjennom-koblingsinngang + er forbundet med en zénerdiode D19 og via en motstand R8 og paralleltliggende kondensator CIO er koblet parallelt med primærtransistoren Tl. Komparatorens sperre-inngang - er forbundet med en forsinkelseskondensator D6' som via en utladningsdiode D8<1> og en motstand R65 likeledes er koblet parallelt med primærtransistoren Tl. For oppladning er forsinkelseskondensatoren C6' dels tilkoblet likeretteren G over en ikke-lineær motstand R61, R62 og zenerdiode D18 og dels tilkoblet ladekondensatoren C over en motstand R64 ved gjennomkoblet sekundærtransistor T3. Den med en zenerdiode D17 begrensede spenning på forsinkelseskondensatoren D6' er således avhengig av momentanverdien av likeretterens halv-bølgespenning og av spenningen på ladekondensatoren C. Zenerdioden D18 sørger i den forbindelse for at oppladningen av C6' avhengig av halvbølgespenningen ved lav momentanverdi, altså ennå ikke ledende zenerdiode D18, står tilbake i forhold til oppladningen av spenningen på ladekondensatoren C. Ved høyere momentanverdier av halvbølgespenningen og dermed ledende zenerdiode D18 overveier derimot innflytelsen av halvbølgespenningen på ladningen av C6'.

Lagringskondensatoren C5 som ligger parallelt med primærtransistoren Tl, leverer driftsspenningen for komparatoren S og gjennomstyringsstrømmen for ladebryteren T2<1> og blir dermed periodisk utladet. Gjennomstyringsstrømmen for T2' flyter over transistorer T5 og T6 samt en diode D21, hvorunder en transistor T7 er sperret. En slik gjennom-styringspuls forutsetter at spenningen på C5 minst har en verdi bestemt ved en zenerdiode D20 for at transistoren T5 skal være gjennomstyrt. Videre må transistoren T6 være påstyrt av komparatoren S med positivt potensial, noe som er tilfellet når signalet på gjennomstyringsinngangen + er høyere enn på sperreinngangen -. Er transistoren T6 sperret med komparatoren ved hjelp av minussignal, så bortfaller sperreforspenningen på R12 for transistoren T7, over hvilken der så flyter en sperrepuls for T2'.

Til forklaring av den synkrone påstyring av ladebryteren T2' skal der henvises til fig. 4b og 4d: Ved sperringen av primærtransistoren Tl på tidspunktet ti ligger der på gjennomstyringsinngangen + til komparatoren S straks en positiv referansespenning som er gitt ved zenerdioden D19. Spenningen på sperreinngangen - stiger derimot først langsomt med oppladningen av den på forhånd utladede forsinkelseskondensator C6<1> opp mot en verdi som er gitt ved halvbølgespen-ningen U„, og spenningen på ladekondensatoren C. Således er det signal som ligger på gjennomstyringsinngangen +, større, så komparatoren S fra tidspunktet ti av leverer et positivt gjennomstyringssignal og ladebryteren T2' dermed er sluttet. Etter en tid T^ som er avhengig av halvbølgespenningen UQ og spenningen på ladekondensatoren, er signalet på sperreinngangen - til komparatoren S steget så meget at denne kobler om og ved sin utgang leverer et negativt sperresignal, hvorved ladebryteren T2' åpnes.

Denne koblingstilstand blir opprettholdt inntil neste sperring av Tl: Så lenge Tl ennå er sperret, ligger begge inngangene til komparatoren S via RI', R64 resp. via R8 og videre via D10, R2 og R4 på spenningen på ladekondensatoren C, og i den forbindelse er zenerdiodene D17 og D19 slik dimensjonert at spenningen ved sperreinngangen - er større enn ved gjennomstyringsinngangen. På denne måte er en frakobling av T2<1> ved varig frakoblet vekselretter sikret.

Under den følgende gjennomstyringstid for primærtransistoren Tl blir forsinkelseskondensatoren C6' utladet over D8' og motstand R65, og tidskonstanten er i den forbindelse så stor at signalet C6<1> under hele gjennomstyringstiden for Tl ikke synker under spenningen på gjennomstyringsinngangen +. Den sistnevnte spenning er til å begynne med bestemt ved utladningen av D10 over D19 og R8 og derfor negativ. Etter utladning av CIO ligger potensialet ved gjennomstyringsinngangen + under det ved sperreinngangen - med en forskjell lik spenningsfallet på D8' og R65, så komparatoren S holder ladebryteren T2<1> sperret frem til fornyet sperring av Tl.

Det tredje utførelseseksempel, som er vist på fig. 5, vil i det følgende bare bli behandlet for så vidt det skiller seg fra det på fig. 2: Likestrømregulatoren - til venstre for den strekpunkterte linje - arbeider med en bipolar transistor T2'', som for sin styring behøver en negativ driftsspenning. Denne og den positive driftsspenning på lagringskondensatoren C5 blir frembragt tapsfritt på følgende måte: Parallelt til vekselretterens primærtransistor Tl ligger en kapasitiv spenningsdeler med kondensatorer C7, C7<1> som lader seg opp i positiv retning ved sperret Tl, hvorunder størstedelen av den høye sperrespenning på Tl faller på C7 med den vesentlig mindre kapasitet. Ved gjennomstyring av Tl utlader C7 seg da til C7' og - ved passende størrelse av dens spenning - via D27 til lagringskondensatoren Cll, hvis spenning er begrenset med en zenerdiode D26. Etter igang-svingning av vekselretteren lader lagringskondensatorene C5 og Cll seg således opp med den angitte polaritet til den positive resp. negative driftsspenning. På C7<1> oppstår derimot ;en rektangelspenning som er begrenset oppad ved spenningen på C5 og nedad ved spenningen på Cll og tjener til styring av komparatoren S. Likestrømregulatoren opptar riktignok først sin drift når den positive driftsspenning på C5 er tilstrekkelig stor og T5 dermed blir gjennomstyrt over zenerdiode D20 og motstand RIO.

Lagringskondensatoren C5 danner med diode D5' og delerkondensator C5<1> en seriekobling som er anordnet parallelt med ladebryteren T2<1>• og virker som utkoblingsavlastning. Ved sperret T2'<1> lader disse to kondensatorer seg således opp, hvorunder størstedelen av spenningen faller på den vesentlig mindre dimensjonerte C5'. Ved den følgende gjennomstyring av T2<1>' lader C5<1> seg da via omsvingdrosselen L3 ut til kondensatoren Cll, som leverer den negative driftsspenning.

Forsinkelseskondensatoren C6' ved minusinngangen til komparatoren S er her via lademotstaden Ri<*> i serie med en kondensator C4<1> og parallelt til disse via en motstand R62" bare koblet parallelt med ladekondensatoren C. Spenningen på C6<1> er således avhengig både av middelverdien - over R62V - og av momentanverdien - via C4<1> og RI' - av spenningen på ladekondensatoren C. Den vekselstrøm som flyter over C4', og som er avhengig av pulsasjonen på ladekondensatoren C, ville kunne føre til et polaritetsskift av spenningen på C6', noe som forhindres av diodene D28, D29. I positiv retning er spenningen på C6' ved hjelp av D17' begrenset til verdien av den positive driftsspenning på C5.

Påstyringen av ladebryteren T2<1>' i avhengighet av spenningen på forsinkelseskondensatoren C6 er funksjonsmessig den samme som ved utførelsen på fig. 2. Imidlertid blir komparatoren S via R8 resp. R65 og D8' ikke synkronisert med den høye rektangelspenning på primærtransistoren Tl, men bare med en brøkdel av den, uttatt på styrekondensatoren C7<1>.

Som resultat blir gjennomstyringstiden for T2'<1> og dermed ladetiden for ladedrosselen L desto lenger jo lavere spenningen på ladekondensatoren C er. Denne spenning regu-lerer seg inn på en verdi som kan stilles inn ved hjelp av spenningsdeleren ved den positive inngang til komparatoren S. Ved tilsvarende dimensjonering av RC-leddet Ri', C4' får man en slik faseforskyvning at ladedrosselens ladetid og dermed strømopptaket fra nettet er minst akkurat i det midtre område av halvbølgene av nettvekselspenningén, hvorved der frem-kommer en god tilnærmelse av nettstrømmen til sinusformen.

Vekselretteren - til høyre for den strekpunkterte

linje - er i dette utførelseseksempel belastet med to parallellkoblede lamper E, E<1> med hver sin tilhørende serieresonanskrets C2, L2 resp. C2', L2'.. Viktig i den forbindelse er den symmetriske matning av lampestrømkretsene, hvor omsvingkondensatoren Cl er tilkoblet ved forbindelsespunktet mellom de to lampers elektroder. Holdestrømkretsen for stopp-thyristoren T4 og oppladningskretsen for startkondensatoren C8 forløper derimot over R4, R4<1> og lampenes direkte seriekoblede elektroder.

For frakobling når en lampe er varig uvillig til å

tenne, blir spenningene på serieresonanskretsenes drosler L2, L2<1> her tolket og via spenningsdeler og avkoblingsdioder D22, D23 i likhet med en ELLER-port tilført RC-leddet C9, R3. Når lampen varig er uvillig til å tenne - i tilfellet av reso-nans - er disse spenninger så store at stopp-thyristoren T4 blir tent via triggerdioden D14, som så forblir gjennomstyrt inntil den defekte lampe skiftes ut. Den kortslutter dermed metningstransformatorens frakoblingsvikling L33<1> over dioden D21 og startkondensatoren C8 og kobler dermed vekselretteren fra. Da diodene D22 og D23 er tilkoblet RC-leddet R3, C9 som en ELLER-port, kan frakoblingsbetingelsen forårsakes av hver av de to parallellkoblede lamper eller også av begge samtidig.

Frakoblet tilstand forblir opprettholdt inntil en av de to lamper blir skiftet ut og holdestrømkretsen for T4 derved blir brutt. I og med innsetning av en ny lampe kan startkondensatoren C8 så lades opp via R2, R4 og de seriekoblede elektroder hos de to lamper E, E', så vekselretteren til å begynne med igjen svinger i gang. Kort etter står der tilstrekkelig store driftsspenninger til rådighet på C5 og Cll for likestrømregulatoren, så også denne automatisk gjen-opptar driften.

En eldet lampe forholder seg som en likeretter, uten at polariteten på forhånd ville være fastlagt. I samsvar med dette kan der på omsvingkondensatoren Cl opptre en meget høy positiv eller negativ spenning på omkring 1000 V, hvorved overvåkningskoblingen, særlig stopp-thyristoren T4, ville bli truet. Derfor tjener en diode D24 i serie med T4 til be-skyttelse ved negativ overspenning på Cl. En-diode D25 holder derimot potensialet ved positiv overspenning på verdien av spenningen på ladekondensatoren C.

Også den her beskrevne variant av overvåkning og frakobling er anvendelig med fordel ved utførelseseksemplene på fig. 1 og 2, uansett den her beskrevne styring av vekselretter og likestrømregulator.

Claims (4)

1. Frekvensomformer med en likestrømregulator som oppviser en ladekondensator (C) tilkoblet en likeretter (G) over en ladediode (D) og en ladedrossel (L) samt en ladebryter (T2,T2') som ved hjelp av en styredel periodisk sluttes med et samplingsforhold (V) avhengig av en styrestørrelse og derved kobler ladedrosselen (L) til likeretteren (G), samt med en vekselretter som mates av ladekondensatoren (C) og omfatter to skiftevis gjennomstyrte brytere - i det følgende betegnet som primærbryter (Tl) og sekundærbryter (T3) - som i seriekobling ligger parallelt med ladekondensatoren (C), karakterisert ved at styredelen for ladebryteren (T2,T2',T2") er synkronisert ved hjelp av rektangelspenningen på en av vekselretterens brytere (Tl,T3), og at samplingsforholdet (V) mellom ladebryterens (T2,T2') innkoblingstid (TT) og perioden (T) er bestemt ved den av styre-størrelsen avhengige ladetid for et forsinkelseslager (C6,C6') hvis utladningskrets er ført over en av vekselretterens brytere (T1,T3).

2. Frekvensomformer som angitt i krav 1, karakterisert ved at den positive driftsspenning for styredelen leveres av en lagringskondensator (C5) som via en avkoblingsdiode (D5) ligger parallelt med en styrekondensator (C7') som sammen med en delerkondensator (C7) danner en kapasitiv spenningsdeler parallell med vekselretterens primærbryter (Tl).

3. Frekvensomformer som angitt i krav 2, karakterisert ved at en lagringskondensator (Cll) for en negativ driftsspenning for styredelen for ladebryteren (T2) er parallellkoblet med vekselretterens primærtransistor (Tl) via en avkoblingsdiode (D27) og delerkondensatoren (C7), og ved at avkoblingsdioden (D27) er polarisert slik at delerkondensatoren (C7) ved gjennomstyrt primærtransistor (Tl) kan utlade seg til lagringskondensatoren (Cll).

4. Frekvensomformer som angitt i krav 3, karakterisert ved at dels seriekoblingen av lagringskondensatoren (C5) for positiv driftsspenning og en avkoblingsdiode (D5') og dels seriekoblingen av lagringskondensatoren (Cll) for negativ driftsspenning og en omsving-drossel (L3) er koblet parallelt med ladebryteren (T2,T2',T2") via en delerkondensator (C5').