NO160638B

NO160638B - FREQUENCY CONVERTER.

Info

Publication number: NO160638B
Application number: NO83831157A
Authority: NO
Inventors: Armin Kroening; Max Kerscher; Peter Krummel
Original assignee: Siemens Ag
Priority date: 1981-07-31
Filing date: 1983-03-29
Publication date: 1989-01-30
Also published as: NO831157L; NO160638C; ATE31000T1

Description

Oppfinnelsen angår en frekvensomformer som angitt i innledningen av krav 1. The invention relates to a frequency converter as stated in the introduction of claim 1.

En slik omformer er beskrevet i internasjonal patent-søknad WO81/03102. Den periodiske styrespenning for påstyring av ladebryteren blir der frembragt av en regulator, hvis ; driftsspenning kobles ut når vekselretteren ikke svinger.' Such a converter is described in international patent application WO81/03102. The periodic control voltage for actuating the charger switch is there produced by a regulator, if ; operating voltage is switched off when the inverter is not rotating.'

Hensikten med oppfinnelsen er ved en slik frekvensomformer å forenkle styringen av ladebryteren og spesielt skal den være utført slik at den automatisk kobles likestrømsregu-latoren ut ved en ikke-svingende vekselretter, og arbeider mest mulig tapsfritt. The purpose of the invention is with such a frequency converter to simplify the control of the charger switch and in particular it must be designed so that the direct current regulator is automatically switched off by a non-oscillating inverter, and works as loss-free as possible.

Denne hensikt oppnås i henhold til oppfinnelsen ved This purpose is achieved according to the invention by

de trekk som er angitt i karakteristikken til krav 1. the features specified in the characteristic of claim 1.

I henhold til oppfinnelsen blir således ladebryteren synkront påstyrt med samme koblingsfrekvens som vekselretterens brytere, slik det i og for seg er kjent fra DS-A 2 642 272. Oppfinnelsen behøver i den forbindelse dog ingen særlig generator og dertil blir styrespenningen for ladebryteren avledet direkte av firkantspenningen på en av vekselretterens brytere, f.eks. over en kapasativ spenningsdeler. Herav fås den ekstra fordel at ved en stillestående vekselretter faller styrespenningen for ladebryteren automatisk bort og likespenningsregulatoren følgelig ikke leverer mer energi ved utkoblet vekselretter. Ved en forstyrrelse behøver derfor bare vekselretteren å kobles ut. According to the invention, the charging switch is thus synchronously actuated with the same switching frequency as the inverter's switches, as is known in and of itself from DS-A 2 642 272. The invention, however, does not require a particular generator in this connection, and to that end the control voltage for the charging switch is derived directly from the square voltage on one of the inverter's switches, e.g. across a capacitive voltage divider. This gives the added advantage that when the inverter is stationary, the control voltage for the charger switch automatically drops and the DC voltage regulator consequently does not supply more energy when the inverter is switched off. Therefore, in the event of a disturbance, only the inverter needs to be switched off.

Samplingsforholdet mellom ladebryterens innkoblingstid og periode, et forhold som dels bestemmer spenningen på ladekondensatoren, men også har tilbakevirkninger på nettstrøm-mens form, er fortrinnsvis bestemt ved ladetiden for et forsinkelseslager, særlig i form av en forsinkelseskondensator, hvis lade- eller utladningskrets er ført over en av vekselretterens brytere med sikte på synkronisering. The sampling ratio between the switch-on time and period of the charger, a ratio which partly determines the voltage on the charging capacitor, but also has repercussions on the form of the mains current, is preferably determined by the charging time of a delay storage, particularly in the form of a delay capacitor, whose charging or discharging circuit is carried over one of the inverter's switches with a view to synchronization.

Som et første utførelseseksempel kan ladebryterens innkoblingstid til enhver tid bare løpe til slutten av den rektangulære spenning på en av vekselretterens brytere, mens dens begynnelse ved hjelp av enden av forsinkelseslagerets ladetid er bestemt til en reaksjonsverdi som begynner samtidig med den nevnte rektangelspenning. Innkoblingstiden blir dermed mindre enn en halv periode, med en forskjell lik ladetiden. As a first embodiment, the switch-on time of the charger can at any time only run until the end of the rectangular voltage on one of the switches of the inverter, while its beginning by means of the end of the delay storage's charging time is determined to a reaction value that begins at the same time as the mentioned rectangle voltage. The switch-on time is thus less than half a period, with a difference equal to the charging time.

Ifølge en annen utførelsesform kan ladebryterens innkoblingstid imidlertid også være gitt direkte ved forsinkelseslagerets ladetid og bygynne ved begynnelse eller slutt av rektangelspenningen på en av vekselretterens brytere. According to another embodiment, however, the switch-on time of the charger can also be given directly by the delay storage's charging time and build advantage at the beginning or end of the rectangular voltage on one of the inverter's switches.

Under forutsetning av at den midlere spenning på ladekondensatoren bare er lite større enn toppverdien av likeretterens halvbølgespenning, varierer ladedrosselens utlad-ningsspenning (differanse mellom spenningene på ladekondensator og likeretter) meget sterkt innen en halvbølge av nettvekselspenningen, noe som ved konstant samplingsforhold fører til avvik av nettstrømmen fra sinusformen. Under the assumption that the average voltage on the charging capacitor is only slightly greater than the peak value of the rectifier's half-wave voltage, the charge choke's discharge voltage (difference between the voltages on the charging capacitor and the rectifier) varies very strongly within a half-wave of the mains AC voltage, which with a constant sampling ratio leads to a deviation of the mains current from the sinusoidal form.

For å unngå dette har samplingsforholdet på i og for seg kjent måte (DE-OS 26 52 275) en minimalverdi i det midlere område av hver halvbølge av likeretterens halvbølgespenning og en maksimalverdi i første og siste tredjedel av halvbølgen og endrer seg i mellomtiden i styrt avhengighet av momentanverdien av denne halvbølgespenning eller av spenningen på ladekondensatoren. Minimalverdien blir i den forbindelse fortrinnsvis tilmålt slik at ladedrosselen ved merkespenning på ladekondensatoren og belastning med merkelast kan utlade seg fullstendig før hver oppladning. Videre er det gunstig også å gjøre samplingsforholdet avhengig av middelverdien av spenningen på ladekondensatoren for å holde denne spenning mest mulig konstant. In order to avoid this, the sampling ratio in a manner known per se (DE-OS 26 52 275) has a minimum value in the middle range of each half-wave of the half-wave voltage of the rectifier and a maximum value in the first and last third of the half-wave and changes in the meantime in dependence of the instantaneous value of this half-wave voltage or of the voltage on the charging capacitor. In this connection, the minimum value is preferably measured so that the charging choke can discharge completely before each charging at rated voltage on the charging capacitor and load with rated load. Furthermore, it is also advantageous to make the sampling ratio dependent on the mean value of the voltage on the charge capacitor in order to keep this voltage as constant as possible.

Driften av omretteren med halvlederkomponenter krever i tillegg en styreeffekt på lavt spenningsnivå. Denne blir i henhold til en gunstig videreutvikling av oppfinnelsen langt på vei tapsfritt stilt parat ved hjelp av en spenningsdeler som består av to kondensatorer, og som ligger parallelt med ladebryteren og/eller en av vekselretterens brytere og tillike begrenser spenningsstigningen når bryteren åpnes, noe som bidrar til utkoblingsavlastning når der som brytere anvendes transistorer. The operation of the inverter with semiconductor components also requires a control effect at a low voltage level. According to a favorable further development of the invention, this is made loss-free by means of a voltage divider consisting of two capacitors, which is parallel to the charging switch and/or one of the inverter's switches and also limits the voltage rise when the switch is opened, which contributes to switch-off relief when transistors are used as switches.

Den av likestrømregulatoren matede vekselretter kan være utført som brokobling med fire brytere eller med to brytere og to kondensatorer. Fortrinnsvis dreier det seg imidlertid i den forbindelse om en omsving-vekselretter med bare to brytere og en lastgren som ligger parallelt med sekundær-bryteren og inneholder i seriekobling en omsvingkondensator, lasten, en serieresoiranskrets og primærviklingen på en metningstransformator. Metningstransformatoren har sekundærviklinger til skiftevis gjennomstyring av vekselretterens to brytere, og vekselretterens driftsfrekvens som er bestemt ved metningstransformatoren, ligger noe over serieresonanskretsens resonansfrekvens. Ved anvendelse av transistorer som brytere er det da i forbindelse med i og for seg kjente antiparallell-koblede tilbakestrømdioder mulig med sikkerhet å unngå overlapning av transistorenes koblingstider. Start-impulsen blir via en triggerdiode tilført vekselretterens primærbryter av en startkondensator. The inverter fed by the DC regulator can be designed as a bridge connection with four switches or with two switches and two capacitors. Preferably, however, in this connection it is a turn-by-turn inverter with only two switches and a load branch which lies parallel to the secondary switch and contains in series connection a turn-by-turn capacitor, the load, a series resistor circuit and the primary winding of a saturation transformer. The saturation transformer has secondary windings to alternately control the inverter's two switches, and the inverter's operating frequency, which is determined by the saturation transformer, is slightly above the resonance frequency of the series resonant circuit. When using transistors as switches, it is then possible, in connection with per se known antiparallel-connected reverse current diodes, to avoid overlapping of the transistors' switching times with certainty. The start impulse is fed via a trigger diode to the inverter's primary switch by a start capacitor.

Frekvensomformeren er fremfor alt skikket for drift av utladningslamper med forhåndsoppvarmede elektroder, idet serieresonanskretsens kondensator plasseres mellom de respektive to elektroder hos en utladningslampe. I den forbindelse må The frequency converter is above all suitable for operating discharge lamps with pre-heated electrodes, the capacitor of the series resonant circuit being placed between the respective two electrodes of a discharge lamp. In that connection, must

der sørges for frakobling av frekvensomformeren når en lampe ikke vil tenne. provision is made for disconnection of the frequency converter when a lamp does not want to light.

Til formålet tjener en bistabil koblingsinnretning som blir gjennomkoblet ved hjelp av et utløsersignal, og som oppviser en holdestrømkrets hvormed denne koblingstilstand blir opprettholdt inntil holdestrømkretsen blir brutt. Ifølge oppfinnelsen ligger en av utladningslampens elektroder eller seriekoblingen av to elektroder ved en tolampekobling i denne holdestrømkrets og i ladestrømkretsen for en startkondensator: Ved lampeskift blir dermed den frakoblede tilstand automatisk bragt til opphør og lampedriften gjenopptatt uten at det til dette blir nødvendig å frakoble hele belysnings-anlegget. For this purpose, a bistable switching device is used which is switched through by means of a trigger signal, and which exhibits a holding current circuit with which this switching state is maintained until the holding current circuit is broken. According to the invention, one of the discharge lamp's electrodes or the series connection of two electrodes in the case of a two-lamp connection is located in this holding current circuit and in the charging current circuit for a starting capacitor: When changing the lamp, the disconnected state is thus automatically brought to an end and lamp operation is resumed without it being necessary to disconnect the entire lighting - the facility.

Som koblingsinnretning tjener fortrinnsvis en. stopp-thyristor som når en lampe er varig uvillig til å tenne, kortslutter startkondensatoren og en frakoblingsvikling på metningstransformatoren og derved setter vekselretteren - og dermed indirekte også likestrømregulatoren - ut av drift. Denne tilstand holder seg inntil avbrudd i holdestrømmen for stopp-thyristoren, hvis holdekrets til formålet er koblet til forsyningsspenningen, f.eks. ladekondensatoren, over en elektrode hos utladningslampen og en seriemotstand: Ved skift av lampe blir denne strømkrets tvungent brutt og kort-slutningen opphevet. Etter innsetning av en ny lampe kan startkondensatoren lade seg opp igjen, og omretteren gjen-opptar automatisk sin drift. A preferably serves as a coupling device. stop thyristor which, when a lamp is permanently unwilling to light, short-circuits the starting capacitor and a disconnection winding on the saturation transformer and thereby puts the inverter - and thus indirectly also the DC regulator - out of operation. This state remains until interruption of the holding current for the stop thyristor, whose holding circuit is connected to the supply voltage for the purpose, e.g. the charging capacitor, across an electrode at the discharge lamp and a series resistor: When changing the lamp, this current circuit is forcibly broken and the short circuit is cancelled. After inserting a new lamp, the starting capacitor can charge up again, and the inverter automatically resumes operation.

Oppfinnelsen vil bli belyst nærmere ved et første og et annet utførelseseksempel. The invention will be explained in more detail by a first and a second exemplary embodiment.

Fig. 1 viser et første utførelseseksempel. Fig. 1 shows a first design example.

Fig. 2 viser et annet utførelseseksempel som skiller seg fra det på fig. 1 bare ved styredelen til venstre for den strekpunkterte midtlinje. Fig. 3 viser forløpet av halvbølgespenningen på likeretteren G (stiplet) og forløpet av strømmen IL gjennom ladedrosselen. Fig. 4a viser forløpet av spenningen U på ladedrosselen. Fig. 2 shows another design example which differs from that in fig. 1 only at the steering part to the left of the dotted center line. Fig. 3 shows the course of the half-wave voltage on the rectifier G (dashed) and the course of the current IL through the charging choke. Fig. 4a shows the course of the voltage U on the charging throttle.

Fig. 4b viser strømmen IL gjennom ladedrosselen. Fig. 4b shows the current IL through the charging throttle.

Fig. 4c viser fasestillingen av den synkroniserende rektangelspenning UTl i utførelseseksempelet på fig. 1. Fig. 4c shows the phase position of the synchronizing rectangle voltage UT1 in the design example of Fig. 1.

Fi. 4d viser fasestillingen av den synkroniserende rektangelspenning på primærtransistoren i utførelseseksempelet på fig. 2, og Fi. 4d shows the phase position of the synchronizing rectangle voltage on the primary transistor in the embodiment of fig. 2, and

fig. 5 viser et tredje utførelseseksempel. fig. 5 shows a third embodiment example.

En likeretter G i toveiskobling er på inngangssiden via et ikke vist filter tilkoblet et vekselspenningsnett (220 V/ 50 Hz) og mater på utgangssiden via en ladedrossel L og en ladediode D en ladekondensator C. Parallelt med dette er der tilkoblet en seriekobling av to skiftevis gjennomkoblede transistorer hos en vekselretter. Av disse vil den transistor T3 som sitter nærmest ladedioden D, i det følgende bli betegnet som sekundærtransistor, og den annen Tl som primærtransistor. Parallelt med sekundærtransistoren T3 ligger en lastgren med en utladningslampe E, en serieresonanskrets C2, L2, en omsvingkondensator Cl samt primærviklingen L30 på en metningstransformator i seriekobling, samtidig som serieresonanskretsens kondensator C2 ligger mellom de to elektroder, som kan varmes opp på forhånd, hos utladningslampen E, som med en elektrode er direkte tilkoblet ladekondensatoren C. A rectifier G in two-way connection is on the input side via a filter not shown connected to an alternating voltage network (220 V/ 50 Hz) and feeds on the output side via a charging choke L and a charging diode D a charging capacitor C. Parallel to this, a series connection of two alternately connected through-connected transistors in an inverter. Of these, the transistor T3 which is closest to the charging diode D will be referred to below as the secondary transistor, and the other T1 as the primary transistor. In parallel with the secondary transistor T3, a load branch with a discharge lamp E, a series resonance circuit C2, L2, a shunt capacitor Cl and the primary winding L30 of a saturation transformer in series connection is located, while the series resonance circuit's capacitor C2 is located between the two electrodes, which can be heated in advance, of the discharge lamp E, which with an electrode is directly connected to the charging capacitor C.

Metningstransformatoren har to sekundærviklinger L31, L32 og en frakoblingsvikling L33. Sekundærviklingene L31, L32 er slik innkoblet i styrekretsene for primær- og sekun-dærtransistorene Tl, T3 at disse til enhver tid under met-ningstransf ormatorens avmagnetiseringstid blir gjennomstyrt skiftevis. Samtidig er metningstransformatoren dimensjonert slik at den driftsfrekvens for vekselretteren som den bestemmer, ligger noe over serieresonanskretsens resonansfrekvens; derved oppstår der gap mellom suksessive gjennomstyrings-pulser, så samtidig ledning av primær- og sekundærtransistor og dermed kortslutning av spenningen på ladekondensatoren C er utelukket. For strømføring under den samtidige sperring av begge transistorene er der koblet tilbakestrømdioder Dl, D2 parallelt med hver av transistorene. Under gjennomkob-lingstiden for primærtransistoren Tl ligger spenningen for ladekondensatoren C over lastgrenen og fører til oppladning av omsvingkondensatoren Cl med den polaritet som er avmerket på figuren. Etter sperring av Tl flyter strømmen gjennom lastgrenen, drevet av serieresonanskretsens drossel L2, videre over tilbakestrømdioden D2 inntil T3 kobler igjennom: Da utlader omsvingkondensatoren Cl seg via T3 og lastgrenen inntil T3 igjen sperrer. Deretter flyter laststrømmen i samme retning over ladekondensatoren C og tilbakestrømdioden Dl videre inntil fornyet gjennomkobling av Tl. Forløpet av rektangelspenningen UT1 på primærtransistoren er vist i idealisert form på fig. 4c, 4d. The saturation transformer has two secondary windings L31, L32 and a disconnection winding L33. The secondary windings L31, L32 are connected in the control circuits for the primary and secondary transistors T1, T3 in such a way that these are controlled alternately at any time during the demagnetization time of the saturation transformer. At the same time, the saturation transformer is dimensioned so that the operating frequency of the inverter which it determines is slightly above the resonant frequency of the series resonant circuit; thereby there are gaps between successive drive-through pulses, so simultaneous conduction of the primary and secondary transistor and thus a short circuit of the voltage on the charging capacitor C is excluded. For current flow during the simultaneous blocking of both transistors, reverse current diodes Dl, D2 are connected in parallel with each of the transistors. During the switching-through time for the primary transistor Tl, the voltage for the charging capacitor C lies above the load branch and leads to charging of the shunt capacitor Cl with the polarity marked in the figure. After blocking Tl, the current flows through the load branch, driven by the series resonant circuit's choke L2, further over the reverse current diode D2 until T3 switches through: Then the shunt capacitor Cl discharges via T3 and the load branch until T3 blocks again. The load current then flows in the same direction over the charge capacitor C and the reverse current diode Dl further until renewed through-connection of Tl. The course of the rectangle voltage UT1 on the primary transistor is shown in idealized form in fig. 4c, 4d.

Den energi som under vekselretterens drift uttas fra ladekondensatoren C, blir tilført denne av likeretteren G via ladedrosselen L og ladedioden D. I utførelseseksempelet på fig. 1 danner primærtransistoren Tl og en ladethyristor T2 i seriekobling til dette formål en ladebryter, over hvilken ladedrosselen L er koblet parallelt med likeretteren G. Fortrinnsvis dreier det seg ved ladethyristoren T2 om en ut-førelse som ikke sperrer i baklengsretning, men forholder seg som diode: I så fall kan tilbakestrømdioden D2 falle bort, da dens funksjon blir overtatt av .ladethyristoren T2 i seriekobling med D. The energy that is extracted from the charging capacitor C during the inverter's operation is supplied to it by the rectifier G via the charging choke L and the charging diode D. In the design example in fig. 1, the primary transistor Tl and a charging thyristor T2 in series connection for this purpose form a charging switch, across which the charging choke L is connected in parallel with the rectifier G. Preferably, the charging thyristor T2 is a design that does not block in the reverse direction, but behaves like a diode : In that case, the reverse current diode D2 can be omitted, as its function is taken over by the charging thyristor T2 in series connection with D.

Tenning av ladethyristoren T2 er bare mulig under gjennomkoblingstidene for vekselretterens primærtransistor Tl: I samsvar med dette blir den på tidspunktet ti tent med en forsinkelse a etter gjennomkoblingstidspunktet tO for primærtransistoren Tl (jfr. fig. 4a-4c). Inntil fornyet sperring av Tl ligger ladedrosselen på halvbølgespenningen for likeretteren G og opptar energi som den etter sperring av Tl avgir via ladedioden D til ladekondensatoren C resp. til den dertil koblede vekselretter og dens forbruker. Opp- og utladning av ladedrosselen forløper således synkront med omkoblingsprosessen hos vekselretteren, som f.eks. svinger med 40 kHz. Tilsvarende ofte blir ladedrosselen opp- og utladet under en halvperiode av den halvbølgespenning som leveres av likeretteren G, hvorunder strømmen IL gjennom ladedrosselen har det skjematisk viste forløp. Strømpulsene blir av filteret foran likeretteren integrert til en omtrent sinusformet nettstrøm, og på grunn av den høye koblingsfrekvens kan filteret være dimensjonert relativt lite. Ignition of the charge thyristor T2 is only possible during the switching times of the inverter's primary transistor Tl: In accordance with this, it is switched on at time ti with a delay a after the switching time tO of the primary transistor Tl (cf. Fig. 4a-4c). Until renewed blocking of Tl, the charging choke is on the half-wave voltage for the rectifier G and absorbs energy which, after blocking Tl, it emits via the charging diode D to the charging capacitor C resp. to the connected inverter and its consumer. Charge-up and discharge of the charging throttle thus proceed synchronously with the switching process at the inverter, which e.g. oscillates at 40 kHz. Correspondingly often, the charging choke is charged and discharged during a half-period of the half-wave voltage supplied by the rectifier G, during which the current IL through the charging choke has the course shown schematically. The current pulses are integrated by the filter in front of the rectifier into an approximately sinusoidal mains current, and due to the high switching frequency, the filter can be dimensioned relatively small.

På fig. 4a og 4b er forløpet av spenningen UL på ladedrosselen L og dennes strøm IL under en opp- og utladnings-syklus vist i større målestokk. Ladedrosselen L blir alltid ladet opp mot momentanverdien av halvbølgespenningen, og stigningen av ladestrømmen varierer derfor tilsvarende. For utladningen av drosselen er derimot til enhver tid diffe-ransen mellom halvbølgespenningens momentanverdi og den praktisk talt konstante spenning på ladekondensatoren C bestemmende, så lengste utladningstid fås ved maksimal momentanverdi. Samplingsforholdet V mellom ladebryterens innkoblingstid T og periodens varighet T avhenger av forsinkelsen a av tenningen av ladethyristoren T2 i forhold til gjennomkoblingstidspunktet tO for primærtransistoren Tl og blir prinsipielt å velge slik at den energi som maksimalt opptas av ladedrosselen - altså på tidspunktet for halv-bølgespenningens maksimalverdi - fullstendig kan flyte bort via ladedioden D før neste oppladning. Bare da foreligger der ved tenningen av ladethyristoren T2 ingen tilbakestrøm over ladedioden D og dermed tapsfri kobling av ladethyristoren. Videre er det bare da mulig å dimensjonere ladedrosselen minst mulig. In fig. 4a and 4b are the course of the voltage UL on the charging choke L and its current IL during a charging and discharging cycle shown on a larger scale. The charging choke L is always charged against the instantaneous value of the half-wave voltage, and the rise of the charging current therefore varies accordingly. For the discharge of the choke, on the other hand, the difference between the instantaneous value of the half-wave voltage and the practically constant voltage on the charging capacitor C is decisive at all times, so the longest discharge time is obtained at the maximum instantaneous value. The sampling ratio V between the switch-on time T of the charger and the duration of the period T depends on the delay a of the ignition of the charging thyristor T2 in relation to the switching-on time tO of the primary transistor Tl and must in principle be chosen so that the energy that is maximally absorbed by the charging choke - i.e. at the time of the maximum value of the half-wave voltage - can completely flow away via the charging diode D before the next charge. Only then, when the charging thyristor T2 is switched on, is there no reverse current across the charging diode D and thus lossless connection of the charging thyristor. Furthermore, it is only then possible to dimension the charging throttle as small as possible.

Ladethyristoren T2 styres synkront med vekselretterens omkoblingsprosesser. Til formålet ligger dennes styrestrek-ning via en triggerdiode D9 parallelt med en forsinkelseskondensator C6, som på den ene side via en utladningsdiode D8 ligger parallelt med sekundærtransistoren T3 og over primærtransistoren Tl, en innstillbar utladningsmotstand Ri og en frakoblingsdiode D7 er tilsluttet en styrespenningskilde. Denne består av en styretransistor T5 og en dermed parallell lagringskondensator C5 som sammen med en diode D5 og en delerkondensator C7 danner en spenningsdeler som ligger parallelt med primærtransistoren Tl, og som dermed periodisk opplades over T3 og utlades over Tl. På denne måte oppstår der på C5 en praktisk talt tapsfri, lav driftsspenning som er avledet fra den høye spenning på ladekondensatoren C, og hvis høyde er begrenset av en zenerdiode D6, som tillike tjener til utladning av C7. C5 og C7 begrenser tillike spenningsstigningen på Tl og skaffer dermed en utkoblingsavlastning. The charging thyristor T2 is controlled synchronously with the inverter's switching processes. For this purpose, its control line via a trigger diode D9 is parallel to a delay capacitor C6, which on the one hand via a discharge diode D8 is parallel to the secondary transistor T3 and above the primary transistor Tl, an adjustable discharge resistor Ri and a disconnection diode D7 are connected to a control voltage source. This consists of a control transistor T5 and a parallel storage capacitor C5 which, together with a diode D5 and a dividing capacitor C7, forms a voltage divider which is parallel to the primary transistor Tl, and which is thus periodically charged across T3 and discharged across Tl. In this way, C5 a practically lossless, low operating voltage which is derived from the high voltage of the charging capacitor C, and whose height is limited by a zener diode D6, which also serves to discharge C7. C5 and C7 also limit the voltage rise on Tl and thus provide a cut-out relief.

Ved gjennomstyrt sekundærtransistor T3 blir ladethyristoren T2 raskt sperret via R5, D4, og forsinkelseskondensatoren C6 utladet over D8. Denne oppladning begynner dermed ut fra et definert potensial med begynnelsen av gjennom-styringen av primærtransistoren Tl på tidspunktet tO: For fra da av utlader lagringskondensatoren C5 seg over D7, RI og primærtransistoren Tl til forsinkelseskondensatoren C6, hvis spenning etter en forsinkelse a som kan stilles inn ved RI, If the secondary transistor T3 is properly controlled, the charging thyristor T2 is quickly blocked via R5, D4, and the delay capacitor C6 is discharged via D8. This charging thus begins from a defined potential with the beginning of the through-control of the primary transistor Tl at time tO: Because from then on the storage capacitor C5 discharges itself via D7, RI and the primary transistor Tl to the delay capacitor C6, whose voltage after a delay a which can be set in at RI,

når en verdi hvor triggerdioden D9 gjennomkobler og ladethyristoren T2 tenner. Denne enkle, synkroniserte påstyring av ladethyristoren er fremfor alt bemerkelsesverdig også fordi forsinkelseskondensatoren C6 befinner seg på et høyere potensial enn lagringskondensatoren C5. reaches a value where the trigger diode D9 switches through and the charge thyristor T2 turns on. This simple, synchronized control of the charging thyristor is above all remarkable also because the delay capacitor C6 is at a higher potential than the storage capacitor C5.

Over lagringskondensatoren C5 ligger en hovedsakelig konstant driftsspenning som også sørger for en konstant forsinkelse a. De dermed forbundne, forskjellig lange utlad-ningstider for ladedrosselen fører imidlertid til et avvik av den av vekselspenningsnettet opptatte strøm fra sinusformen, et avvik som blir desto større jo mindre spenningen på ladekondensatoren ligger over maksimalverdien av likeretterens halvbølgespenning. Som resultat blir nettstrømmen ved begynnelsen og slutten av hver halvbølge noe svakere og i det midlere område noe sterkere enn en sinusformet strøm. En vidtgående tilnærmelse lar seg imidlertid oppnå ved en endring av driftsspenningen på lagringskondensatoren C5 avhengig av halvbølgespenningens høyde. Til dette formål er der parallelt med C5 koblet en styretransistor T5 hvis styre-krets via en zenerdiode D3 er tilkoblet et RC-ledd som via en diode D15 er koblet til R6, R7 parallelt med likeretteren G. Koblingen er dimensjonert slik at transistoren T5 bare i det midtre område av hver halvbølge av halvbølgespenningen på likeretteren G blir noe gjennomstyrt via zenerdioden D3 og derved senker spenningen på lagringskondensatoren C5. Dermed fås i dette midtre område en forsinkelse a som øker med halvbølgespenningens momentanverdi, noe som fører til kortere strømpulser og dermed redusert energiopptak hos ladedrosselen. Derved er det på den annen side mulig i området for begynnelse og slutt av hver halvbølge å velge forsinkelsen kortere og dermed øke de i nettet opptatte strømpulser uten at den ønskede driftsform med fullstendig tilbakemagneti-sering av ladedrosselen forandrer seg. Av disse tiltak resulterer så en nettstrøm som er godt tilnærmet sinusformen. Above the storage capacitor C5 lies an essentially constant operating voltage which also ensures a constant delay a. The associated, different long discharge times for the charging choke, however, lead to a deviation of the current taken up by the alternating voltage network from the sinusoidal form, a deviation that becomes all the greater the smaller the voltage on the charging capacitor is above the maximum value of the rectifier's half-wave voltage. As a result, the mains current at the beginning and end of each half-wave is somewhat weaker and in the middle region somewhat stronger than a sinusoidal current. However, a far-reaching approximation can be achieved by changing the operating voltage on the storage capacitor C5 depending on the height of the half-wave voltage. For this purpose, a control transistor T5 is connected in parallel with C5, whose control circuit via a zener diode D3 is connected to an RC link which is connected via a diode D15 to R6, R7 in parallel with the rectifier G. The connection is dimensioned so that the transistor T5 only in the middle area of each half-wave of the half-wave voltage on the rectifier G is somewhat controlled via the zener diode D3 and thereby lowers the voltage on the storage capacitor C5. This results in a delay a in this middle area which increases with the instantaneous value of the half-wave voltage, which leads to shorter current pulses and thus reduced energy absorption by the charging choke. Thereby, on the other hand, it is possible in the area for the beginning and end of each half-wave to choose a shorter delay and thereby increase the current pulses taken up in the network without the desired mode of operation with complete remagnetization of the charging choke changing. These measures then result in a mains current that closely approximates the sinusoidal form.

Forsinkelsen a blir videre påvirket avhengig av forløp og høyde av spenningen på ladekondensatoren C. Til formålet er RC-leddet på styrestrekningen for styretransistoren T5 via en diode D16 og en motstand R71 også tilkoblet ladekondensatoren C. RC-leddets kondensator C4 sørger i den forbindelse for en tilleggsglatting og en slik faseforskyvning at den noe pulserende (100 Hz) likespenning på den forløper omtrent synkront med nettvekselspenningen: Stiger spenningen på ladekondensatoren C således over en verdi som er bestemt ved spenningsdeleren hos zenerdioden D3, blir forsinkelsen forlenget via T5 og varigheten av ladningen av ladedrosselen minsket i det midtre område av hver halvbølge av nettvekselspenningen, noe som imøtekommer ønsket om en ekstra for-bedring av nettstrømmens sinusform. The delay a is further affected depending on the course and height of the voltage on the charging capacitor C. For this purpose, the RC link on the control line for the control transistor T5 via a diode D16 and a resistor R71 is also connected to the charging capacitor C. The RC link's capacitor C4 provides in this connection an additional smoothing and such a phase shift that the somewhat pulsating (100 Hz) direct voltage on it proceeds approximately synchronously with the mains alternating voltage: If the voltage on the charging capacitor C thus rises above a value determined by the voltage divider of the zener diode D3, the delay is extended via T5 and the duration of the charge of the charging choke decreased in the middle region of each half-wave of the mains alternating voltage, which accommodates the desire for an additional improvement of the mains current's sinusoidal form.

Takket være den beskrevne regulering kan spenningen på ladekondensatoren ikke overskride en bestemt grenseverdi, selv om ingen eller bare en liten last, f.eks. en lampe med for liten effekt, er tilkoblet kondensatoren. Thanks to the regulation described, the voltage on the charging capacitor cannot exceed a certain limit value, even if no or only a small load, e.g. a lamp with too little power is connected to the capacitor.

Under sløyfing av D15 og D16 er det mulig å koble C4 direkte til ladekondensatoren C over R71 og parallelt til dette over RI<1> og C4' - antydet stiplet: Også da får man en regulering av spenningen på C og på grunn av pulsasjonen av denne spenning også - ved passende dimensjonering av RI' og C4<1> - en forkortelse av ladetiden på ladedrosselen L i det midtre område av halvbølgene av vekselspenningen og dermed en bedre tilnærmelse av nettstrømmen til sinusformen. During looping of D15 and D16, it is possible to connect C4 directly to the charging capacitor C via R71 and in parallel to this via RI<1> and C4' - indicated by the dotted line: Also then you get a regulation of the voltage on C and due to the pulsation of this voltage also - by suitable dimensioning of RI' and C4<1> - a shortening of the charging time on the charging choke L in the middle area of the half-waves of the alternating voltage and thus a better approximation of the mains current to the sinusoid.

Omsvingningsvekselretteren og derpå likestrømregulatoren begynner først å arbeide når spenningen på en startkondensator C8 har nådd en slik verdi at dens energi via en triggerdiode D13 blir koblet til styrestrekningen for primærtransistoren Tl og denne dermed gjennomkobles. Startkondensatoren C8 er til dette formål dels via motstander R2, R4 og en elektrode hos lampen E forbundet med ladekondensatoren C og dels via en diode D10 koblet parallelt med koblingsstrek-ningen hos primærtransistoren Tl: Etter påtrykning av nettvekselspenningen på likeretteren.lader ladekondensatoren C seg opp over ladedrossel og ladediode, og dermed også startkondensatoren C8, inntil primærtransistoren Tl tenner igjennom. Da blir tillike startkondensatoren utladet igjen over D10, så denne startkobling ikke lenger kan gripe inn under vekselretterens periodiske svingning. The oscillating inverter and then the direct current regulator only start working when the voltage on a starting capacitor C8 has reached such a value that its energy via a trigger diode D13 is connected to the control line for the primary transistor Tl and this is thus switched through. For this purpose, the starting capacitor C8 is partly via resistors R2, R4 and an electrode of the lamp E connected to the charging capacitor C and partly via a diode D10 connected in parallel with the connection line of the primary transistor Tl: After applying the mains alternating voltage to the rectifier, the charging capacitor C charges up across the charging choke and charging diode, and thus also the starting capacitor C8, until the primary transistor Tl fires through. Then the starting capacitor is also discharged again via D10, so that this starting link can no longer intervene during the periodic oscillation of the inverter.

Ved drift av omretteren med en utladningslampe E må man sørge for å frakoble omretteren når utladningslampen er varig uvillig til å tenne, dvs. når der bare forekommer gjentatte mislykkede startsforsøk. Til formålet tjener en stoppthy-ristor T4 hvormed en frakoblingsvikling L33 på metnings-transf ormatoren er parallellkoblet via dioder Dll, D12, og startkondensatoren C8 via R2, og som får sin holdestrøm over den elektrode hos utladningslampen som grenser til ladekondensatoren C, samt en seriemotstand R4. When operating the inverter with a discharge lamp E, care must be taken to disconnect the inverter when the discharge lamp is permanently unwilling to light, i.e. when there are only repeated unsuccessful starting attempts. The purpose is served by a stop thyristor T4 with which a disconnection winding L33 on the saturation transformer is connected in parallel via diodes D11, D12, and the starting capacitor C8 via R2, and which receives its holding current via the electrode of the discharge lamp adjacent to the charging capacitor C, as well as a series resistance R4.

Med frakoblingsviklingen L33 er der over dioden Dll også forbundet et RC-ledd som består av en motstand R3 og en kondensator C9 i parallellkobling, og som i sin tur via en triggerdiode D14 ligger parallelt med styrestrekningen for stoppthyristoren T4. Til grunn for denne koblings funksjon og dimensjonering ligger det forhold at amplituden av den strøm som flyter over lastgrenen med utladningslampen og av-føles av frakoblingsviklingen L33, er vesentlig større ved ikke tent lampe (resonanstilfelle) enn ved tent lampe (dempet resonanskrets): Etter et ved dimensjoneringen fastlagt antall forgjeves startforsøk har C9 ladet seg opp så langt at stoppthyristoren T4 gjennomtennes via triggerdioden D14 og kortslutter frakoblingsviklingen L33. Dermed bortfaller styrespenningene for vekselretterens transistorer, og driften av vekselretteren er avbrutt. En slik frakobling forårsakes derimot hverken av de normale tennforsøk eller av den normale lampestrøm, da spenningen på C9 under slike normale forhold ikke når den verdi som skal til for gjennornstyring av triggerdioden D14. With the disconnection winding L33, there is also connected above the diode Dll an RC link consisting of a resistor R3 and a capacitor C9 in parallel connection, and which in turn via a trigger diode D14 is parallel to the control line for the stop thyristor T4. The function and dimensioning of this connection is based on the fact that the amplitude of the current that flows over the load branch with the discharge lamp and is sensed by the disconnection winding L33 is significantly greater when the lamp is not lit (resonant case) than when the lamp is lit (damped resonant circuit): After a number of futile starting attempts determined by the dimensioning, C9 has charged up to such an extent that the stop thyristor T4 fires through via the trigger diode D14 and short-circuits the disconnection winding L33. Thus, the control voltages for the inverter's transistors disappear, and operation of the inverter is interrupted. Such a disconnection, on the other hand, is caused neither by the normal ignition attempts nor by the normal lamp current, as the voltage on C9 under such normal conditions does not reach the value required for normal control of the trigger diode D14.

På grunn av synkroniseringen av likestrømregulatoren avhengig av rektangelspenningen på vekselretterens brytere blir likestrømregulatoren automatisk frakoblet sammen med vekselretteren og gjeninnkoblet etter start av denne. Due to the synchronization of the DC regulator depending on the rectangular voltage on the inverter's switches, the DC regulator is automatically disconnected together with the inverter and reconnected after starting it.

Vekselretteren forblir frakoblet inntil holdestrømmen for stoppthyristoren T4 blir brutt og denne derfor igjen kan gå over i sperretilstand. Til formålet kan f.eks. nettvekselspenningen kobles fra. Imidlertid er en frakobling meget ofte resultatet av en defekt lampe som blir skiftet uten frakobling av nettspenningen. Da også strømkretsen for startkondensatoren C8 er ført over en elektrode hos lampen, svinger omretteren etter innsetning av en ny lampe automatisk igjen igang. The inverter remains disconnected until the holding current for the stop thyristor T4 is broken and this can therefore again go into blocking state. For this purpose, e.g. the mains AC voltage is switched off. However, a disconnection is very often the result of a defective lamp that is replaced without disconnecting the mains voltage. As the current circuit for the starting capacitor C8 is also led over an electrode at the lamp, the inverter automatically turns on again after inserting a new lamp.

Utførelseseksemplet på fig. 2 skiller seg fra det på fig. 1 bare ved påstyringen av ladebryteren T2' som her er utført som MOS-effekttransistor. Koblingen til høyre for den strekpunkterte linje er identisk med den tilsvarende del av fig. 1. The design example in fig. 2 differs from that in fig. 1 only when the charging switch T2' is activated, which is designed here as a MOS power transistor. The connection to the right of the dotted line is identical to the corresponding part of fig. 1.

Til påstyring tjener en komparator S, hvis gjennom-koblingsinngang + er forbundet med en zénerdiode D19 og via en motstand R8 og paralleltliggende kondensator CIO er koblet parallelt med primærtransistoren Tl. Komparatorens sperre-inngang - er forbundet med en forsinkelseskondensator D6' som via en utladningsdiode D8<1> og en motstand R65 likeledes er koblet parallelt med primærtransistoren Tl. For oppladning er forsinkelseskondensatoren C6' dels tilkoblet likeretteren G over en ikke-lineær motstand R61, R62 og zenerdiode D18 og dels tilkoblet ladekondensatoren C over en motstand R64 ved gjennomkoblet sekundærtransistor T3. Den med en zenerdiode D17 begrensede spenning på forsinkelseskondensatoren D6' er således avhengig av momentanverdien av likeretterens halv-bølgespenning og av spenningen på ladekondensatoren C. Zenerdioden D18 sørger i den forbindelse for at oppladningen av C6' avhengig av halvbølgespenningen ved lav momentanverdi, altså ennå ikke ledende zenerdiode D18, står tilbake i forhold til oppladningen av spenningen på ladekondensatoren C. Ved høyere momentanverdier av halvbølgespenningen og dermed ledende zenerdiode D18 overveier derimot innflytelsen av halvbølgespenningen på ladningen av C6'. For control, a comparator S is used, whose feed-through input + is connected to a zener diode D19 and via a resistor R8 and parallel capacitor CIO is connected in parallel with the primary transistor Tl. The blocking input of the comparator - is connected to a delay capacitor D6' which via a discharge diode D8<1> and a resistor R65 are likewise connected in parallel with the primary transistor Tl. For charging, the delay capacitor C6' is partly connected to the rectifier G via a non-linear resistor R61, R62 and zener diode D18 and partly connected to the charging capacitor C via a resistor R64 via a through-connected secondary transistor T3. The voltage on the delay capacitor D6', which is limited by a zener diode D17, is thus dependent on the instantaneous value of the rectifier's half-wave voltage and on the voltage on the charging capacitor C. In this connection, the zener diode D18 ensures that the charging of C6' depends on the half-wave voltage at a low instantaneous value, i.e. not yet conducting zener diode D18, stands back in relation to the charging of the voltage on the charging capacitor C. At higher instantaneous values of the half-wave voltage and thus conducting zener diode D18, on the other hand, the influence of the half-wave voltage on the charging of C6' prevails.

Lagringskondensatoren C5 som ligger parallelt med primærtransistoren Tl, leverer driftsspenningen for komparatoren S og gjennomstyringsstrømmen for ladebryteren T2<1> og blir dermed periodisk utladet. Gjennomstyringsstrømmen for T2' flyter over transistorer T5 og T6 samt en diode D21, hvorunder en transistor T7 er sperret. En slik gjennom-styringspuls forutsetter at spenningen på C5 minst har en verdi bestemt ved en zenerdiode D20 for at transistoren T5 skal være gjennomstyrt. Videre må transistoren T6 være påstyrt av komparatoren S med positivt potensial, noe som er tilfellet når signalet på gjennomstyringsinngangen + er høyere enn på sperreinngangen -. Er transistoren T6 sperret med komparatoren ved hjelp av minussignal, så bortfaller sperreforspenningen på R12 for transistoren T7, over hvilken der så flyter en sperrepuls for T2'. The storage capacitor C5, which lies in parallel with the primary transistor Tl, supplies the operating voltage for the comparator S and the drive current for the charging switch T2<1> and is thus periodically discharged. The control current for T2' flows over transistors T5 and T6 as well as a diode D21, under which a transistor T7 is blocked. Such a through-control pulse requires that the voltage on C5 has at least a value determined by a zener diode D20 in order for the transistor T5 to be through-controlled. Furthermore, the transistor T6 must be controlled by the comparator S with a positive potential, which is the case when the signal on the feed-through input + is higher than on the blocking input -. If the transistor T6 is blocked with the comparator by means of a minus signal, then the blocking bias voltage on R12 for the transistor T7 disappears, above which then flows a blocking pulse for T2'.

Til forklaring av den synkrone påstyring av ladebryteren T2' skal der henvises til fig. 4b og 4d: Ved sperringen av primærtransistoren Tl på tidspunktet ti ligger der på gjennomstyringsinngangen + til komparatoren S straks en positiv referansespenning som er gitt ved zenerdioden D19. Spenningen på sperreinngangen - stiger derimot først langsomt med oppladningen av den på forhånd utladede forsinkelseskondensator C6<1> opp mot en verdi som er gitt ved halvbølgespen-ningen U„, og spenningen på ladekondensatoren C. Således er det signal som ligger på gjennomstyringsinngangen +, større, så komparatoren S fra tidspunktet ti av leverer et positivt gjennomstyringssignal og ladebryteren T2' dermed er sluttet. Etter en tid T^ som er avhengig av halvbølgespenningen UQ og spenningen på ladekondensatoren, er signalet på sperreinngangen - til komparatoren S steget så meget at denne kobler om og ved sin utgang leverer et negativt sperresignal, hvorved ladebryteren T2' åpnes. For an explanation of the synchronous control of the charging switch T2', reference should be made to fig. 4b and 4d: When the primary transistor Tl is blocked at time ten, there is immediately a positive reference voltage on the feed-through input + of the comparator S which is given by the zener diode D19. The voltage on the blocking input -, on the other hand, first rises slowly with the charging of the pre-discharged delay capacitor C6<1> up to a value given by the half-wave voltage U„, and the voltage on the charging capacitor C. Thus, the signal on the feed-through input +, larger, so the comparator S from time ten off supplies a positive feed-through signal and the charger switch T2' is thus closed. After a time T^ which depends on the half-wave voltage UQ and the voltage on the charging capacitor, the signal on the blocking input - to the comparator S has risen so much that it switches over and delivers a negative blocking signal at its output, whereby the charging switch T2' is opened.

Denne koblingstilstand blir opprettholdt inntil neste sperring av Tl: Så lenge Tl ennå er sperret, ligger begge inngangene til komparatoren S via RI', R64 resp. via R8 og videre via D10, R2 og R4 på spenningen på ladekondensatoren C, og i den forbindelse er zenerdiodene D17 og D19 slik dimensjonert at spenningen ved sperreinngangen - er større enn ved gjennomstyringsinngangen. På denne måte er en frakobling av T2<1> ved varig frakoblet vekselretter sikret. This switching state is maintained until the next blocking of Tl: As long as Tl is still blocked, both inputs to the comparator S via RI', R64 or via R8 and further via D10, R2 and R4 on the voltage on the charging capacitor C, and in that connection the zener diodes D17 and D19 are dimensioned such that the voltage at the blocking input - is greater than at the feed-through input. In this way, a disconnection of T2<1> is ensured if the inverter is permanently disconnected.

Under den følgende gjennomstyringstid for primærtransistoren Tl blir forsinkelseskondensatoren C6' utladet over D8' og motstand R65, og tidskonstanten er i den forbindelse så stor at signalet C6<1> under hele gjennomstyringstiden for Tl ikke synker under spenningen på gjennomstyringsinngangen +. Den sistnevnte spenning er til å begynne med bestemt ved utladningen av D10 over D19 og R8 og derfor negativ. Etter utladning av CIO ligger potensialet ved gjennomstyringsinngangen + under det ved sperreinngangen - med en forskjell lik spenningsfallet på D8' og R65, så komparatoren S holder ladebryteren T2<1> sperret frem til fornyet sperring av Tl. During the following pass-through time for the primary transistor Tl, the delay capacitor C6' is discharged across D8' and resistor R65, and the time constant is in this connection so large that the signal C6<1> during the entire pass-through time for Tl does not drop below the voltage on the pass-through input +. The latter voltage is initially determined by the discharge of D10 across D19 and R8 and is therefore negative. After discharge of CIO, the potential at the pass-through input + is below that at the blocking input - with a difference equal to the voltage drop on D8' and R65, so the comparator S keeps the charging switch T2<1> blocked until renewed blocking of Tl.

Det tredje utførelseseksempel, som er vist på fig. 5, vil i det følgende bare bli behandlet for så vidt det skiller seg fra det på fig. 2: Likestrømregulatoren - til venstre for den strekpunkterte linje - arbeider med en bipolar transistor T2'', som for sin styring behøver en negativ driftsspenning. Denne og den positive driftsspenning på lagringskondensatoren C5 blir frembragt tapsfritt på følgende måte: Parallelt til vekselretterens primærtransistor Tl ligger en kapasitiv spenningsdeler med kondensatorer C7, C7<1> som lader seg opp i positiv retning ved sperret Tl, hvorunder størstedelen av den høye sperrespenning på Tl faller på C7 med den vesentlig mindre kapasitet. Ved gjennomstyring av Tl utlader C7 seg da til C7' og - ved passende størrelse av dens spenning - via D27 til lagringskondensatoren Cll, hvis spenning er begrenset med en zenerdiode D26. Etter igang-svingning av vekselretteren lader lagringskondensatorene C5 og Cll seg således opp med den angitte polaritet til den positive resp. negative driftsspenning. På C7<1> oppstår derimot ;en rektangelspenning som er begrenset oppad ved spenningen på C5 og nedad ved spenningen på Cll og tjener til styring av komparatoren S. Likestrømregulatoren opptar riktignok først sin drift når den positive driftsspenning på C5 er tilstrekkelig stor og T5 dermed blir gjennomstyrt over zenerdiode D20 og motstand RIO. The third embodiment, which is shown in fig. 5, will in the following only be treated insofar as it differs from that in fig. 2: The direct current regulator - to the left of the dotted line - works with a bipolar transistor T2'', which needs a negative operating voltage for its control. This and the positive operating voltage on the storage capacitor C5 are generated losslessly in the following way: Parallel to the inverter's primary transistor Tl is a capacitive voltage divider with capacitors C7, C7<1> which charges up in the positive direction at the barrier Tl, during which the majority of the high barrier voltage on Tl falls on C7 with its significantly smaller capacity. When Tl is driven through, C7 then discharges to C7' and - at a suitable size of its voltage - via D27 to the storage capacitor Cll, whose voltage is limited by a zener diode D26. After start-oscillation of the inverter, the storage capacitors C5 and C11 thus charge up with the specified polarity to the positive or negative operating voltage. On C7<1>, on the other hand, a rectangular voltage occurs which is limited upwards by the voltage on C5 and downwards by the voltage on Cll and serves to control the comparator S. The DC regulator does indeed only start operating when the positive operating voltage on C5 is sufficiently large and T5 thus is controlled via zener diode D20 and resistor RIO.

Lagringskondensatoren C5 danner med diode D5' og delerkondensator C5<1> en seriekobling som er anordnet parallelt med ladebryteren T2<1>• og virker som utkoblingsavlastning. Ved sperret T2'<1> lader disse to kondensatorer seg således opp, hvorunder størstedelen av spenningen faller på den vesentlig mindre dimensjonerte C5'. Ved den følgende gjennomstyring av T2<1>' lader C5<1> seg da via omsvingdrosselen L3 ut til kondensatoren Cll, som leverer den negative driftsspenning. The storage capacitor C5 forms with diode D5' and dividing capacitor C5<1> a series connection which is arranged in parallel with the charging switch T2<1>• and acts as disconnection relief. When T2'<1> is blocked, these two capacitors thus charge up, during which the majority of the voltage falls on the significantly smaller sized C5'. In the following through control of T2<1>', C5<1> then discharges itself via the bypass choke L3 to the capacitor Cll, which supplies the negative operating voltage.

Forsinkelseskondensatoren C6' ved minusinngangen til komparatoren S er her via lademotstaden Ri<*> i serie med en kondensator C4<1> og parallelt til disse via en motstand R62" bare koblet parallelt med ladekondensatoren C. Spenningen på C6<1> er således avhengig både av middelverdien - over R62V - og av momentanverdien - via C4<1> og RI' - av spenningen på ladekondensatoren C. Den vekselstrøm som flyter over C4', og som er avhengig av pulsasjonen på ladekondensatoren C, ville kunne føre til et polaritetsskift av spenningen på C6', noe som forhindres av diodene D28, D29. I positiv retning er spenningen på C6' ved hjelp av D17' begrenset til verdien av den positive driftsspenning på C5. The delay capacitor C6' at the minus input of the comparator S is here via the charge resistor Ri<*> in series with a capacitor C4<1> and parallel to these via a resistor R62" only connected in parallel with the charge capacitor C. The voltage on C6<1> is thus dependent both of the mean value - above R62V - and of the instantaneous value - via C4<1> and RI' - of the voltage on the charging capacitor C. The alternating current flowing across C4', which depends on the pulsation on the charging capacitor C, could lead to a polarity shift of the voltage on C6', which is prevented by diodes D28, D29.In the positive direction, the voltage on C6' is limited by means of D17' to the value of the positive operating voltage on C5.

Påstyringen av ladebryteren T2<1>' i avhengighet av spenningen på forsinkelseskondensatoren C6 er funksjonsmessig den samme som ved utførelsen på fig. 2. Imidlertid blir komparatoren S via R8 resp. R65 og D8' ikke synkronisert med den høye rektangelspenning på primærtransistoren Tl, men bare med en brøkdel av den, uttatt på styrekondensatoren C7<1>. The actuation of the charging switch T2<1>' depending on the voltage on the delay capacitor C6 is functionally the same as in the embodiment in fig. 2. However, the comparator S via R8 resp. R65 and D8' not synchronized with the high rectangular voltage on the primary transistor Tl, but only with a fraction of it, tapped on the control capacitor C7<1>.

Som resultat blir gjennomstyringstiden for T2'<1> og dermed ladetiden for ladedrosselen L desto lenger jo lavere spenningen på ladekondensatoren C er. Denne spenning regu-lerer seg inn på en verdi som kan stilles inn ved hjelp av spenningsdeleren ved den positive inngang til komparatoren S. Ved tilsvarende dimensjonering av RC-leddet Ri', C4' får man en slik faseforskyvning at ladedrosselens ladetid og dermed strømopptaket fra nettet er minst akkurat i det midtre område av halvbølgene av nettvekselspenningén, hvorved der frem-kommer en god tilnærmelse av nettstrømmen til sinusformen. As a result, the control time for T2'<1> and thus the charging time for the charging choke L becomes longer the lower the voltage on the charging capacitor C is. This voltage adjusts to a value that can be set using the voltage divider at the positive input to the comparator S. With corresponding dimensioning of the RC link Ri', C4', such a phase shift is obtained that the charge choke's charging time and thus the current consumption from the grid is at least exactly in the middle range of the half-waves of the grid alternating voltage, whereby a good approximation of the grid current to the sinusoid appears.

Vekselretteren - til høyre for den strekpunkterte The inverter - to the right of the dotted line

linje - er i dette utførelseseksempel belastet med to parallellkoblede lamper E, E<1> med hver sin tilhørende serieresonanskrets C2, L2 resp. C2', L2'.. Viktig i den forbindelse er den symmetriske matning av lampestrømkretsene, hvor omsvingkondensatoren Cl er tilkoblet ved forbindelsespunktet mellom de to lampers elektroder. Holdestrømkretsen for stopp-thyristoren T4 og oppladningskretsen for startkondensatoren C8 forløper derimot over R4, R4<1> og lampenes direkte seriekoblede elektroder. line - is in this design example loaded with two parallel-connected lamps E, E<1>, each with its associated series resonance circuit C2, L2 resp. C2', L2'.. Important in this connection is the symmetrical supply of the lamp current circuits, where the shunt capacitor Cl is connected at the connection point between the two lamp electrodes. The holding current circuit for the stop thyristor T4 and the charging circuit for the starting capacitor C8, on the other hand, runs over R4, R4<1> and the lamps' directly series-connected electrodes.

For frakobling når en lampe er varig uvillig til å For disconnection when a lamp is permanently unwilling to

tenne, blir spenningene på serieresonanskretsenes drosler L2, L2<1> her tolket og via spenningsdeler og avkoblingsdioder D22, D23 i likhet med en ELLER-port tilført RC-leddet C9, R3. Når lampen varig er uvillig til å tenne - i tilfellet av reso-nans - er disse spenninger så store at stopp-thyristoren T4 blir tent via triggerdioden D14, som så forblir gjennomstyrt inntil den defekte lampe skiftes ut. Den kortslutter dermed metningstransformatorens frakoblingsvikling L33<1> over dioden D21 og startkondensatoren C8 og kobler dermed vekselretteren fra. Da diodene D22 og D23 er tilkoblet RC-leddet R3, C9 som en ELLER-port, kan frakoblingsbetingelsen forårsakes av hver av de to parallellkoblede lamper eller også av begge samtidig. switch on, the voltages on the series resonance circuit chokes L2, L2<1> are interpreted here and via voltage dividers and decoupling diodes D22, D23 similar to an OR gate supplied to the RC link C9, R3. When the lamp is permanently unwilling to light - in the case of resonance - these voltages are so great that the stop thyristor T4 is lit via the trigger diode D14, which then remains in control until the defective lamp is replaced. It thus short-circuits the saturation transformer disconnection winding L33<1> across the diode D21 and the starting capacitor C8 and thus disconnects the inverter. Since the diodes D22 and D23 are connected to the RC link R3, C9 as an OR gate, the disconnection condition can be caused by each of the two parallel-connected lamps or by both at the same time.

Frakoblet tilstand forblir opprettholdt inntil en av de to lamper blir skiftet ut og holdestrømkretsen for T4 derved blir brutt. I og med innsetning av en ny lampe kan startkondensatoren C8 så lades opp via R2, R4 og de seriekoblede elektroder hos de to lamper E, E', så vekselretteren til å begynne med igjen svinger i gang. Kort etter står der tilstrekkelig store driftsspenninger til rådighet på C5 og Cll for likestrømregulatoren, så også denne automatisk gjen-opptar driften. The disconnected state remains maintained until one of the two lamps is replaced and the holding current circuit for T4 is thereby broken. With the insertion of a new lamp, the starting capacitor C8 can then be charged up via R2, R4 and the series-connected electrodes of the two lamps E, E', so that the inverter will initially start again. Shortly afterwards, sufficiently large operating voltages are available on C5 and Cll for the DC regulator, so this too automatically resumes operation.

En eldet lampe forholder seg som en likeretter, uten at polariteten på forhånd ville være fastlagt. I samsvar med dette kan der på omsvingkondensatoren Cl opptre en meget høy positiv eller negativ spenning på omkring 1000 V, hvorved overvåkningskoblingen, særlig stopp-thyristoren T4, ville bli truet. Derfor tjener en diode D24 i serie med T4 til be-skyttelse ved negativ overspenning på Cl. En-diode D25 holder derimot potensialet ved positiv overspenning på verdien av spenningen på ladekondensatoren C. An aged lamp behaves like a rectifier, without the polarity being determined in advance. In accordance with this, a very high positive or negative voltage of around 1000 V can occur on the shunt capacitor Cl, whereby the monitoring circuit, in particular the stop thyristor T4, would be threatened. Therefore, a diode D24 in series with T4 serves for protection in case of negative overvoltage on Cl. Single-diode D25, on the other hand, holds the potential in case of positive overvoltage at the value of the voltage on the charging capacitor C.

Også den her beskrevne variant av overvåkning og frakobling er anvendelig med fordel ved utførelseseksemplene på fig. 1 og 2, uansett den her beskrevne styring av vekselretter og likestrømregulator. Also the variant of monitoring and disconnection described here can be used with advantage in the design examples in fig. 1 and 2, regardless of the control of the inverter and DC regulator described here.

Claims

1. Frequency converter with a direct current regulator which exhibits a charging capacitor (C) connected to a rectifier (G) over a charging diode (D) and a charging choke (L) as well as a charging switch (T2,T2') which, by means of a control part, is periodically closed with a sampling ratio (V) depending on a control variable and thereby connects the charging choke (L) to the rectifier (G), as well as with an inverter which is fed by the charging capacitor (C) and comprises two alternately controlled switches - hereinafter referred to as primary switch (Tl) and secondary switch (T3) - which in series connection is parallel to the charging capacitor (C), characterized in that the control part for the charging switch (T2,T2',T2") is synchronized using the rectangular voltage on one of the inverter's switches (Tl,T3), and that the sampling ratio (V) between the switch-on time (TT) of the charging switch (T2,T2') and the period (T) is determined by the charge time dependent on the control size for a delay storage (C6,C6') whose discharge circuit is passed over one of the inverter's switches (T1 ,T3).

2. Frequency converter as stated in claim 1, characterized in that the positive operating voltage for the control part is supplied by a storage capacitor (C5) which, via a decoupling diode (D5), lies in parallel with a control capacitor (C7') which together with a dividing capacitor (C7) forms a capacitive voltage divider in parallel with the inverter's primary switch (Tl).

3. Frequency converter as specified in claim 2, characterized in that a storage capacitor (Cll) for a negative operating voltage for the control part for the charger switch (T2) is connected in parallel with the inverter's primary transistor (Tl) via a decoupling diode (D27) and the dividing capacitor (C7), and by that the decoupling diode (D27) is polarized so that the dividing capacitor (C7) can discharge to the storage capacitor (Cll) when the primary transistor (Tl) is controlled.

4. Frequency converter as specified in claim 3, characterized in that partly the series connection of the storage capacitor (C5) for positive operating voltage and a decoupling diode (D5') and partly the series connection of the storage capacitor (Cll) for negative operating voltage and a shunt choke (L3) are connected in parallel with the charging switch (T2,T2',T2") via a dividing capacitor (C5').