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Umrichter
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Die Erfindung betrifft einen Umrichter gemäß Oberbegriff von Anspruch
1.
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Ein derartiger Umrichter ist in der deutschen Patentanmeldung P 30
29 672.1 (VPA 80 P 4410 DE) beschrieben; das Tastverhältnis für die Ansteuerung
des Ladeschalters wird dabei von einem Regler bestimmt, dem als Sollwert die Halbwellenspannung
des Gleichrichters zugeführt wird, was aber mit einem verhältnismäßig hohem Schaltungsaufwand
erkauft ist.
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Bei der erwähnten Schaltung muß ferner der Hochsetzsteller abgeschaltet
werden, wenn dem Ladekondensator keine Energie entnommen wird, beispielsweise, wenn
der Wechselrichter nicht schwi t.
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Ziel der Erfindung ist, bei einem Umrichter der eingangs genannten
Art die Steuerung des Ladeschalters zu vereinfachen; insbesondere soll diese so
ausgebildet sein, daß sie den Hochsetzsteller bei nicht schwingendem Wechselrichter
automatisch abschaltet und möglichst verlustarm arbeitet.
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Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist bei einem solchen Umrichter
dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerteil für den Ladeschalter des Hochsetzstellers
durch die Rechteckspannung an einem der Schalter des Wechselrichters synchronisiert
ist.
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Bei der Erfindung arbeitet somit der Ladeschalter mit derselben Schaltfrequenz
wie die Schalter des Wechselrichters, wobei die Steuerspannung für den Ladeschalter
- z.B. über einen kapazitiven Spannungsteiler - von der Rechteckspannung an einem
der Schalter des Wechselrichters abgeleitet ist. Fällt diese Spannung bei nichtschwingendem
Wechselrichter weg, so bleibt auch der Ladeschalter des Hochsetzstellers offen.
Bei einer Störung braucht daher nur der Wechselrichter abgeschaltet zu werden.
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Das Tastverhältnis von Einschaltzeit des Ladeschalters zur Periodendauer,
das einerseits die Spannung am Ladekondensator bestimmt, aber auch Rückwirkungen
auf die Form des Netzstromes hat, ist vorzugsweise durch die Ladezeit eines Verzögerungsspeichers,
insbesondere in Form eines Verzögerungskondensators, bestimmt, dessen Lade-oder
Entladekreis zur Synchronisierung über einen der Schalter des Wechselrichters geführt
ist: Gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel kann die Einschaltzeit des Ladeschalters
jeweils bis zum Ende der rechteckigen Spannung an einem der Schalter des Wechselrichters
laufen, wobei ihr Beginn durch das Ende der Ladezeit des Verzögerungsspeichers auf
einen Ansprechwert bestimmt ist, deren Anfang mit der erwähnten Rechteckspannung
beginnt; die Einschaltzeit ist demnach um die Ladezeit kleiner als die halbe Periodendauer.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann aber die Einschaltzeit des
Ladeschalters auch direkt durch die Ladezeit des Verzögerungsspeichers gegeben sein
und mit dem Anfang oder Ende der Rechteckspannung an einem der Schalter des Wechselrichters
beginnen.
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Unter der Voraussetzung, daß die mittlere Spannung an dem Ladekondensator
nur wenig größer als der Spitzenwert der Halbwellenspannung des Gleichrichters sein
soll, variiert die Entladespannung (Differenz zwischen den Spannungen an dem Ladekondensator
und an dem Gleichrichter) der Ladedrossel innerhalb einer Halbwelle der Netzwechselspannung
sehr stark, was bei konstantem Tastverhältnis zu Abweichungen des Netzstromes von
der Sinusform führt.
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Um dies zu vermeiden, hat das Tastverhältnis in an sich bekannter
Weise (DE-OS 26 52 275) im Mittelbereich jeder Halbwelle der Halbwellenspannung
des Gleichrichters einen Minimalwert und im ersten und letzten Drittel der Halbwelle
einen Maximalwert und ändert sich dazwischen in Steuerabhängigkeit vom Momentanwert
dieser Halbwellenspannung oder der Spannung am Ladekondensator. Der Minimalwert
ist dabei vorzugsweise so bemessen, daß sich die Ladedrossel bei Nennspannung an
dem Ladekondensator und Belastung mit Nennlast vor jeder Aufladung vollständig entladen
kann. Ferner i t es vorteilhaft, das Tastverhältnis auch vom Mittelwert der Spannung
an dem Ladekondensator abhängig zu machen, um diese Spannung möglichst konstant
zu halten.
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Der Betrieb des Umrichters mit Halbleiterbauelementen erfordert zusätzlich
eine Steuerleistung auf niedrigem Spannungsniveau. Diese wird gemäß einer vorteilhaften
Weiterbildung der Erfindung weitgehend verlustfrei mit Hilfe eines .Spannungsteilers
aus zwei Kondensatoren bereitgestellt, der parallel zu dem Ladeschalter und/oder
einem der Schalter des Wechselrichters liegt und zugleich den Spannungsanstieg bei
dem Öffnen des Schalters begrenzt, was bei Verwendung von Transistoren als Schalter
zur Ausschaltentlastung beiträgt.
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Der von dem Hochsetzsteller gespeiste Wechselrichter kann als Brückenschaltung
mit vier Schaltern oder mit zwei Schaltern und zwei Kondensatoren ausgebildet sein;
vorzugsweise handelt es sich dabei jedoch um einen Umschwingwechselrichter mit nur
zwei Schaltern und einem Lastzweig, der dem Sekundär-Schalter parallel liegt und
in Reihenschaltung einen Umschwingkondensator, die Last, einen Reihenresonanzkreis
und die Primärwicklung eines Sättigungstransformators enthält. Der Sättigungstransformator
weist dabei Sekundärwicklungen zur abwechselnden Durchsteuerung der beiden Schalter
des Wechselrichters auf, wobei die durch den Sättigungstransformator bestimmte Betriebsfrequenz
des Wechselrichters etwas über der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises liegt.
Bei Verwendung von Transistoren als Schalter läßt sich dabei in Verbindung mit an
sich bekannten antiparallel geschalteten Rückstromdioden eine Uberlappung der Schaltzeiten
der Transistoren mit Sicherheit vermeiden. Der Startimpuls wird von einem Startkondensator
über eine Trigger-Diode dem Primärschalter des Wechselrichters zugeführt.
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Der Umrichter ist vor allem für den Betrieb von Entladungslampen mit
vorheizbaren Elektroden geeignet, wobei der Kondensator des Serienresonanzkreises
jeweils zwischen den beiden Elektroden einer Entladungslampe liegt.
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Hierbei ist bei dauernd zündunwilliger Lampe für eine Abschaltung
des Umrichters zu sorgen.
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Dazu dient eine bistabile Schalteinrichtung, die durch ein Auslösesignal
durchgeschaltet wird und einen Haltestromkreis aufweist, durch den dieser Schaltzustand
bis zur Unterbrechung des Haltestromkreises aufrechterhalten wird. Erfindungsgemäß
liegt eine der Elektroden der Entladungslampe oder die Reihenschaltung zweier Elektroden
bei einer Zweilampenschaltung in diesem Haltestromkreis
und im
Ladestromkreis eines Startkondensators: Bei einem Lampenwechsel wird somit automatisch
der Abschaltzustand beendet und der Lampenbetrieb wieder aufgenommen, ohne daß dazu
die ganze Beleuchtungsanlage abgeschaltet zu werden braucht.
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Vorzugsweise dient als Schalteinrichtung ein Stop-Thyristor, der den
Startkondensator und eine Abschaltwicklung des Sättigungstransformators bei dauernd
zündunwilliger Lampe kurzschließt und dadurch den Wechselrichter - und damit mittelbar
auch den Hochsetzsteller - außer Betrieb setzt. Dieser Zustand bleibt bis zur Unterbrechung
des Haltestromes des Stop-Thyristors, dessen Haltekreis hierzu über eine Elektrode
der Entladungslampe und einen Vorwiderstand an die Versorgungsspannung, beispielsweise
den Ladekondensator, gelegt ist: Beim Wechseln der Lampe wird dieser Stromkreis
zwangsläufig unterbrochen und der Kurzschluß aufgehoben. Nach dem Einsetzen einer
neuen Lampe kann sich der Startkon4nnsator wieder aufladen und der Umrichter nimmt
automatisch seinen Betrieb wieder auf.
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Die Erfindung wird anhand zweier Ausführungsbeispiele näher erläutert;
es zeigen FIG 1 ein erstes Ausführungsbeispiel, FIG 2 ein zweites Ausführungsbeispiel,
das sich nur durch den Steuerteil links'der strichpunktierten Mittellinie von der
Ausführungsform nach FIG 1 unterscheidet, FIG 3 den Verlauf der Halbwellenspannung
des Gleichrichters G (gestrichelt) und den Verlauf des Stromes I1 durch die Ladedrossel,
FIG 4a den Verlauf der Spannung Ul an der Ladedrossel, FIG 4b den Strom I1 durch
die Ladedrossel, FIG 4c die Phasenlage der synchronisierenden Rechteckspannung UT1
beim Ausführungsbeispiel nach FIG 1,
FIG 4d die Phasenlage der
synchronisierenden Rechteckspannung am Primärtransistor beim Ausführungsbeispiel
nach FIG 2, und FIG 5 ein drittes Ausführungsbeispiel.
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Ein Gleichrichter G in Zweiwegschaltung ist eingangsseitig über ein
nicht dargestelltes Filter an ein Wechselspannungsnetz (220 Volt / 50 Hertz) angeschlossen
und speist ausgangsseitig über eine Ladedrossel L und eine Ladediode D einen Ladekondensator
C. Parallel zu diesem ist die Reihenschaltung aus zwei abwechselnd durchschaltenden
Transistoren eines Wechselrichters angeschlossen; der der Ladediode D benachbarte
Transistor T3 wird im folgenden als Sekundärtransistor und der andere Transistor
T1 als Primärtransistor bezeichnet. Parallel zu dem Sekundärtransistor T3 liegt
ein Lastzweig mit einer Entladungslampe E, einem Serienresonanzkreis C2, L2, einem
Umschwingkondensator Ci und der Primärwicklung L30 eines Sättigungstransformators
in Reihenschaltung, wobei der Kondensator C2 des Serienresonanzkreises zwischen
den beiden vorheizbaren Elektroden der Entladungslampe E liegt, die mit einer Elektrode
direkt an den Ladekondensator C angeschlossen ist.
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Der Sättigungstransformator weist zwei Sekundärwicklungen L31, -L32
sowie eine Abschaltwicklung L33 auf; die Sekundärwicklungen L31, L32 sind derart
in die Steuerkreise von Primär- und Sekundärtransistor T1, T3 geschaltet, daß diese
jeweils während der Ummagnetisierungszeit des Sättigungstransformators abwechselnd
durchgesteuert werden. Hierbei ist der Sättigungstransformator so bemessen, daß
die durch ihn bestimmte Betriebsfrequenz des Wechselrchters etwas über der Resonanzfrequenz
des Serienresonanzkreises liegt: Dadurch entstehen Lücken zwischen aufeinanderfolgenden
Durchsteuerimpulsen, so daß ein gleich-
zeitiges Leiten von Primär-
und Sekundärtransistor und damit ein Kurzschluß der Spannung an dem Ladekondensator
C ausgeschlossen ist. Für die Stromführung während der gleichzeitigen Sperrung beider
Transistoren sind Rückstromdioden D1, D2 parallel zu jedem der Transistoren vorgesehen.
Während der Durchschaltezeit des Primärtransistors T1 liegt die Spannung des Ladekondensators
C an dem Lastzweig und führt zu einer Aufladung des Umschwingkondensators Cl mit
der in der Figur angegebenen Polarität. Nach dem Sperren von T1 fließt der Strom
über den Lastzweig, getrieben durch die Drossel L2 des Serienresonanzkreises, über
die Rückstromdiode D2 weiter, bis T3 durchschaltet: Dann entlädt sich der Umschwingkondensator
C1 über T3 und den Lastzweig, bis T3 wieder sperrt. Danach fließt der Laststrom
in der gleichen Richtung über den Ladekondensator C und Rückstromdiode D1 bis zur
erneuten Durchschaltung von T1 weiter. Der Verlauf der Rechteckspannung UT1 an dem
Primärtransistor ist - idealisiert - in FIG 4c, 4d dargestellt.
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Die beim Betrieb des Wechselrichters dem Ladekondensator C entnommene
Energie wird diesem vom Gleichrichter G über die Ladedrossel L und die Ladediode
D zugeführt. Beim Ausführungsbeispiel nach FIG 1 bilden hierzu der Primärtransistor
T1 und ein Ladethyristor T2 in Serienschaltung einen Ladeschalter, über den die
Ladedrossel L dem Gleichrichter G parallel geschaltet ist. Vorzugsweise handelt
es sich bei dem Ladethyristor T2 um eine Ausführung, die in Rückwärtsrichtung nicht
sperrt, sondern Diodenverhalten hat: In diesem Fall kann dann die Rückstromdiode
D2 entfallen, da ihre Funktion durch den Ladethyristor T2 -in Serienschaltung mit
D - mit übernommen wird.
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Eine Zündung des Ladethyristors T2 ist nur während der Durchschaitzeiten
des Primärtransistors T1 des Wechselrichters
möglich: Dementsprechend
wird er im Zeitpunkt tl mit einer Verzögerungszeit a nach dem Durchschaltzeitpunkt
tO des Primärtransistors T1 gezündet (vgl. FIG 4a bis 4c). Bis zur erneuten Sperrung
von T1 liegt die Ladedrossel an der Halbwellenspannung des Gleichrichters G und
nimmt Energie auf, die sie nach dem Sperren von Tl über die Ladediode D an den Ladekondensator
C bzw. den daran angeschlossenen Wechselrichter und seinen Verbraucher abgibt. Das
Auf- und Entladen der Ladedrossel verläuft somit synchron zu den Umschaltvorgängen
des Wechselrichters, der. beispielsweise mit 40 kHz schwingt. Dementsprechend oft
wird die Ladedrossel während einer Halbwelle der vom Gleichrichter G gelieferten
Halbwellenspannung auf- und entladen, wobei der Strom 1L durch die Ladedrossel den
schematisch dargestellten Verlauf hat. Die Stromimpulse werden von dem Filter vor
dem Gleichrichter zu einem etwa sinusförmigen Netzstrom integriert, wobei das Filter
wegen der hohen Schaltfrequenz relativ klein bemessen sein kann.
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In FIG 4a und 4b sind der Verlauf der Spannung UL an der Ladedrossel
L und ihr Strom IL während eines Auf- und Entladezyklus vergrößert dargestellt.
Die Ladedrossel L wird immer gegen den Momentanwert der Halbwellenspannung aufgeladen,
weshalb der Anstieg des Ladestromes entsprechend variiert. Für die Entladung der
Drossel ist dagegen jeweils die Differenz zwischen dem Momentanwert der Halbwellenspannung
und der praktisch konstanten Spannung an dem Ladekondensator C maßgebend, so daß'
sich die längste Entladezeit bei maximalem Momentanwert ergibt. Das Tastverhältnis
V von Einschaltzeit TL des Ladeschalters zur Periodendauer T hängt von der Verzögerungszeit
a der Zündung des Ladethyristors T2 gegenüber dem Durchschaltzeitpunkt tO des Primärtransistors
T1 ab und ist grundsätzlich so zu wählen, daß die von der Ladedrossel maximal
aufgenommene
Energie - also zum Zeitpunkt des Maximalwertes der Halbwellenspannung - vor der
nächsten Aufladung vollständig über die Ladediode D abfließen kann. Nur dann gibt
es beim Zünden des Ladethyristors T2 keinen Rückstrom über die Ladediode D und damit
ein verlustfreies Schalten des Ladethyristors; ferner ist nur dann die kleinstmögliche
Bemessung der Ladedrossel erreichbar.
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Der Ladethyristor T2 wird synchron zu den Umschaltvorgängen des Wechselrichters
gesteuert. Hierzu liegt dessen Steuerstrecke über eine Trigger-Diode D9 einem Verzögerungskondensator
C6 parallel, der einerseits über eine Entladediode D8 parallel zu dem Sekundärtransistor
T3 liegt und über den Primärtransistor T1, einen einstellbaren Entladewiderstand
R1 und eine Entkopplungsdiode D7 an eine Steuerspannungsquelle angeschlossen ist.
Letztere besteht aus einem Steuertransistor T5 und einem parallel dazu angeordnetem
Speicherkondensator C5, der zusammen mit einer Diode D5 und einer Teilerkondensator
C7 einen dem Primärtransistor T1 parallel liegenden Spannungsteiler bildet, der
dementsprechend periodisch über T3 aufgeladen und über T1 entladen wird: Auf diese
Weise entsteht an C5 eine praktisch verlustfrei von der hohen Spannung am Ladekondensator
C abgeleitete niedrige Betriebs spannung, de-.ren Höhe durch eine Zener-Diode D6
begrenzt ist, die zugleich der Entladung von C7 dient. C5 und C7 begrenzen zugleich
den Spannungsanstieg an T1 und bringen so eine Ausschaltentla stung.
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Bei durchgesteuertem Sekundärtransistor T3 wird der Ladethyristor
T2 über R5, D4 schnell gesperrt und der Verzögerungskondensator C6 über D8 entladen.
Seine Aufladung beginnt damit ausgehend von einem definierten Potential mit Beginn
der Durchsteuerung des Primärtransistors T1 im Zeitpunkt tO: Von da an entlädt sich
nämlich der Speicherkondensator
C5 über D7, Rl und den Primärtransistor
T1 in den Verzögerungskondensator C6, dessen Spannung nach einer an Rl einstellbaren
Verzögerungszeit a einen Wert erreicht, bei dem die Trigger-Diode D9 durchschaltet
und den Ladethyristor T2 zündet. Diese einfache, synchronisierte Ansteuerung des
Ladethyristors ist vor allem auch bemerkenswert, weil sich der Verzögerungskondensator
C6 auf einem höheren Potential befindet als der Speicherkondensator C5.
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An dem Speicherkondensator C5 liegt eine im wesentliche konstante
Betriebs spannung, die auch für eine konstante Zeitverzögerung a sorgt. Die damit
verbundenen, unterschiedlich langen Entladezeiten der Ladedrossel führen aber zu
einer Abweichung des vom Wechselspannungsnetz aufgenommenen Stromes von der Sinusform,
die umso größer ist, je weniger die Spannung am Ladekondensator. über dem Maximalwert
der Halbwellenspannung des Gleichrichters liegt. Im Ergebnis ist der Netzstrom zu
Beginn und zum Ende jeder Halbwelle etwas kleiner und im mittleren Bereich größer
als der Wert eines sinusförmigen Stromes.
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Eine weitgehende Annäherung läßt sich jedoch durch eine Veränderung
der Betriebs spannung an dem Speicherkondensator C5 abhängig von der Größe der Halbwellenspannung
erzielen. Hierzu ist dem C5 der Steuertransistor T5 parallelgeschaltet, dessen Steuerstrecke
über eine Zener-Diode D3 an ein RC-Glied und dieses über eine Diode D15 an R6, R7
parallel zu dem Gleichrichter G angeschlossen ist. Die Schaltung ist dabei so bemessen,
daß Transistor T5 nur im mittleren Bereich jeder Halbwelle der Halbwellenspannung
des Gleichrichters G über die Zener-Diode D3 etwas durchgesteuert wird und dadurch
die Spannung an dem Speicherkondensator C5 herabsetzt. Dadurch ergibt sich in diesem
Mittelbereich eine mit dem Momentanwert der Halbwellenspannung steigende Verzögerungszeit
a, was kürzere Strom-
impulse und damit eine reduzierte Energie
aufnahme der Ladedrossel zur Folge hat. Damit ist es andererseits möglich, im Bereich
des Beginns und Endes jeder Halbwelle die Verzögerungszeit kleiner zu wählen und
damit die vom Netz aufgenommenen Stromimpulse zu vergrößern, ohne daß sich die gewünschte
Betriebsart der vollständigen Rückmagnetisierung der Ladedrossel ändert. Aus diesen
Maßnahmen resultiert dann ein Netzstrom, der der Sinusform gut angenähert ist Die
Verzögerungszeit a wird ferner abhängig von dem Ver-'lauf und der Größe der Spannung
an dem Ladekondensator C beeinflußt; hierzu liegt das RC-Glied an der Steuerstrekke
des Steuertransistors T5 über eine Diode D16 und einen Widerstand R71 auch an dem
Ladekondensator C. Der Kondensator C4 des RC-Gliedes sorgt dabei für eine zusätzliche
Glättung und eine solche Phasenverschiebung, daß die etwas wellige (100 Hz) Gleichspannung
an ihm etwa synchron zu der Netzwechselspan;nling verläuft: Steigt somit die Spannung
an dem Ladekonc,-nsator C über einen durch den Spannungsteiler und die Zener-Diode
D3 bestimmten Wert, so wird über T5 die Verzögerungszeit vergrößert und somit die
Ladedauer der Ladedrossel im mittleren Bereich jeder Halbwelle der Netzwechselspannung
vermindert, was einer zusätzlichen Verbesserung der Sinusform des Netzstromes entgegenkommt.
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Durch die beschriebene Regelung kann die Spannung an dem Ladekondensator
einen bestimmten Grenzwert auch dann nicht überschreiten, wenn an ihn keine oder
eine zu kleine Last, beispielsweise eine Lampe zu niedriger Leistung, angeschlossen
ist.
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Unter Weglassung von D15 und D16 kann man C4 über R71 und parallel
dazu über Rl1 und C4' - gestrichelt dargestelltdirekt
an den Ladekondensator
C anschließen: Auch so erhält man eine Regelung der Spannung an C und wegen der
Welligkeit dieser Spannung zugleich - bei entsprechender Bemessung von R1' und C4'
- eine Kürzung der Ladezeit der Ladedrossel L im Mittelbereich der Halbwellen der
Netzwechselspannung und damit eine bessere Annäherung des Netzstromes an die Sinusform.
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Der Umschwingwechselrichter und anschließend der Hochsetzsteller beginnen
erst zu arbeiten, wenn die Spannung an einem Startkondensator C8 einen solchen Wert
erreicht hat, daß seine Energie über eine Trigger-Diode D13 auf die Steuerstrecke
des Primärtransistors T1 geschaltet wird und dieser damit durchschaltet. Der Startkondensator
C8 liegt hierzu einerseits über Widerstände R2, R4 und eine Elektrode der Lampe
E an dem Ladekondensator C und andererseits über eine Diode D10 parallel zur Schaltstrecke
des Primärtransistors T1: Nach dem Anlegen der Netzwechselspannung an den Gleichrichter
lädt sich der Ladekondensator C über Ladedrossel und Ladediode und damit auch der
Startkondensator C8 auf, bis der Primärtransistor T1 durchgezündet wird; dann wird
zugleich der Startkondensator über D10 wieder entladen, so daß diese Startschaltung
während des periodischen Schwingens des Wechselrichters nicht mehr eingreifen kann.
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Beim Betrieb des Umrichters mit einer Entladungslampe E ist für eine
Abschaltung des Umrichters zu sorgen, wenn die Entladungslampe dauernd startunwillig
ist, also es nur zu wiederholten, erfolglosen Startversuchen kommt.
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Zu diesem Zweck ist ein Stop-Thyristor T4 vorgesehen, dem eine Abschaltwicklung
L33 des Sättigungstransformators über Dioden Dii, D12 und der Startkondensator C8
über R2 parallelgeschaltet ist und der seinen Haltestrom über die dem Ladekondensator
C benachbarte Elektrode der Entladungslampe und einen Vorwiderstand R4 erhält.
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An die Abschaltwicklung L33 ist über die Diode DII auch ein RC-Glied
R3, C9 in Parallelschaltung angeschlossen, das wiederum über eine Trigger-Diode
D14 der Steuerstrekke des Stop-Thyristors T4 parallel liegt. Die Funktion und Bemessung
dieser Schaltung basiert auf der Tatsache, daß die Amplitude des über den Lastzweig
mit der Entladungslampe fließenden und von der Abschaltwicklung L33 erfaßten Stromes
bei ungezündeter Lampe (Resonanzfall) wesentlich größer ist als bei gezündeter Lampe
(gedämpfter Resonanzkreis): Nach einer durch die Bemessung vorgebbaren Anzahl vergeblicher
Startversuche hat sich C9 so weit aufgeladen, daß der Stop-Thyristor T4 über die
Trigger-Diode D14 durchzündet und die Abschaltwicklung L33 kurzschließt. Damit entfallen
die Steuerspannungen für die Transistoren des Wechselrichters und der Betrieb des
Wechselrichters ist unterbrochen. Zu einer solchen Abschaltung führen jedoch weder
die normalen Zündversuche noch der normale Lampenstrom, da hierbei die Spannung
an C9 nicht den zur Durchsteuerung der Trigger-Diode D14 erforderlichen Wert erreie
t.
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Wegen der Syrichronsteuerung des Hochsetzstellers abhängig von der
Rechteckspannung an den Schaltern des Wechselrichters, wird der Hochsetzsteller
automatisch mit dem Wechselrichter ab- und nach dem Start des Wechselrichters wieder
eingeschaltet.
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Der Wechselrichter bleibt abgeschaltet, bis der Haltestrom des Stop-Thyristors
T4 unterbrochen und dieser daher wieder in den Sperrzustand übergehen kann. Hierzu
kann beispielsweise die Netzwechselspannung abgeschaltet werden. Sehr häufig ist
jedoch eine Abschaltung das Resultat einer schadhaften Lampe, die ohne Abschaltung
der Netzspannung gewechselt wird. Da auch der Stromkreis des Startkondensators C8
über eine Elektrode der Lampe geführt
ist, schwingt der Umrichter
nach dem Einsetzen einer neuen Lampe automatisch wieder an.
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Das Auführungsbeispiel nach FIG 2 unterscheidet sich von dem nach
FIG 1 lediglich durch die Ansteuerung des Ladeschalters T2', der hier als MOS-Leistungstransistor
ausgeführt ist; die Schaltung rechts der strichpunktierten Linie ist mit dem entsprechenden
Teil der FIG 1 identisch.
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Zur Ansteuerung dient ein Komparator S, dessen Durchschalteingang
+ an einer Zener-Diode D19 liegt und über einen Widerstand R8 und parallelen Kondensator
C10 dem Primärtransistor Tl parallelgeschaltet ist. Der Sperreingang - des Komparators
liegt an einem Verzögerungskondensator C6', der über eine Entladediode D8' und einen
Widerstand R65 ebenfalls dem Primärtransistor T1 parallel geschaltet ist. Zur Aufladung
ist der Verzögerungskondensator C61 über einen Ladewiderstand R1' einerseits über
einen nichtlinearen Widerstand R61, R62, Zener-Diode D18 an den Gleichrichter G
und andererseits über einen Widerstand R64 - bei durchgeschaltetem Sekundärtransistor
T3 -an den Ladekondensator C angeschlossen. Die durch eine Zener-Diode D17 begrenzte
Spannung an dem VerzVgerungskondensator C6' ist somit von dem Momentanwert der Halbwellenspannung
des Gleichrichters und der Spannung an dem Ladekondensator C abhängig. Die Zener-Diode
D18 sorgt dabei dafür, daß die Aufladung von C6' abhängig von der Halbwellenspannung
bei kleinem Momentanwert, also bei noch nicht leitender Zener-Diode D18, im Vergleich
zur Aufladung durch die Spannung am Ladekondensator C zurücktritt. Bei größeren
Momentanwerten der Halbwellenspannung und damit leitender Zener-Diode D18 überwiegt
dagegen der Einfluß der Halbwellenspannung auf die Ladung von C6'.
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Der parallel zum Primärtransistor T1 liegende Speicherkondensator
C5 liefert die Betriebs spannung für den Kom-
parator S und den
Durchsteuerstrom für den Ladeschalter T2' und wird auf diese Weise periodisch entladen.
Der Durchsteuerstrom für T2' fließt dabei über Transistoren T5 und T6 sowie eine
Diode D21, wobei ein Transistor T7 gesperrt ist. Ein solcher Durchsteuerimpuls setzt
voraus, daß die Spannung an C5 mindestens einen durch eine Zener-Diode D20 bestimmten
Wert hat, damit der Transistor T5 durchgesteuert ist. Ferner muß der Transistor
T6 von dem Komparator S mit positivem Potential angesteuert sein, was der Fall ist,
wenn das Signal an dem Durchsteuereingang + größer als das an dem Sperreingang -
ist. Ist Transistor T6 durch den Komparator durch Minus signal gesperrt, dann entfällt
die Sperrvorspannung an R12 für den Transistor T7, über den dann ein Sperrimpuls
für T2' fließt.
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Zur Erläuterung der synchronen Ansteuerung des Ladeschalters T2' wird
auf FIG 4b und 4d Bezug genommen: Bei der Sperrung des Primärtransistors T1 im Zeitpunkt
tl liegt am Durchsteuereingang + es Komparators S sofort eine durch die Zener-Diode
D19 gegebene, positive Referenzspannung. Die Spannung am Sperreingang - steigt dagegen
erst langsam mit der Aufladung des zuvor entladenen Verzögerungskondensators C6'
gegen einen durch die Halbwellenspannung UG und die Spannung am Ladekondensator
C gegebenen Wert an. Somit ist das an dem Durchsteuereingang + liegende Signal größer,
so daß der Komparator S vom Zeitpunkt tl an ein positives Durchsteuersignal liefert
und damit der Ladeschalter T2' geschlossen ist. Nach einer von der Halbwellenspannung
Ug und der Spannung an dem Ladekondensator abhängigen Zeit TL ist das Signal an
dem Sperreingang - des Komparators S soweit angewachsen, daß jener umschaltet und
ein negatives Sperrsignal an seinem Ausgang liefert, durch das der Ladeschalter
T2' geöffnet wird.
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Dieser Schaltzustand bleibt erhalten bis zur nächsten Sperrung von
T1: Solange T1 noch gesperrt ist, liegen beide Eingänge des Komparators S über R1',
R64 bzw. über R8 und weiter über D10, R2 und R4 an der Spannung des Ladekondensators
C, wobei die Zener-Dioden D17 und D19 so bemessen sind, daß die Spannung am Sperreingang
- größer ist als am Durchsteuereingang. Auf diese Weise ist auch eine Abschaltung
von T2' bei dauernder Abschaltung des Wechselrichters gewährleistet.
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Während der folgenden Durchsteuerzeit des Primärtransistors T1 wird
der Verzögerungskondensator C6' über D8' und Widerstand R65 entladen, wobei die
Zeitkonstante so groß ist, daß das Signal an C6' während der gesamten Durchsteuerzeit
von T1 nicht unter die Spannung am Durchsteuereingang + fällt. Letztere Spannung
ist zunächst durch die Entladung von Cl0 über D19 und R8 bestimmt und daher negativ;
nach Entladung von C10 liegt das Potential am Durchsteuereingang + um den Spannungsabfall
von D8' und R65 unter dem am Sperreingang -, so daß der Komparator S bis zur erneuten
Sperrung von T1 den Ladeschalter T2' gesperrt hält.
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Das dritte Ausführungsbeispiel nach FIG 5 wird im folgenden nur soweit
behandelt, als es sich von dem nach FIG 2 unterscheidet: Der Hochsetzsteller - links
der strichpunktierten Linie -arbeitet mit einem bipolaren Transistor T2", für dessen
Steuerung eine negative Betriebsspannung erforderlich ist.
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Diese und die positive Betriebs spannung an dem Speicherkondensator
C5 werden auf folgende, verlustarme Weise erzeugt: Parallel zu dem Primärtransistor
T1 des Wechselrichters liegt ein kapazitiver Spannungsteiler mit den Kondensatoren
C7,
C7', die sich bei gesperrtem T1 positiv aufladen, wobei der größte Teil der hohen
Sperrspannung an T1 auf C7 mit der wesentlich kleineren Kapazität entfällt. Bei
Durchsteuerung von T1 entlädt sich dann C7 in C7' und -bei entsprechender Größe
seiner Spannung - über D27 in den Speicherkondensator CII, dessen Spannung durch
eine Zener-Diode D26 begrenzt ist. Nach dem Anschwingen des Wechselrichters laden
sich somit die Speicherkondensatoren C5 und C11 mit der angegebenen Polarität auf
die positive bzw. negative Betriebsspannung auf; an C7' entsteht dagegen eine Rechteckspannung,
die nach oben durch die Spannung an C5 und nach unten durch die an C11 begrenzt
ist und zur Steuerung des Komparators S dient. Der Hochsetzsteller nimmt allerdings
erst dann seinen Betrieb auf, wenn die positive Betriebsspannung an C5 ausreichend
groß ist und somit T5 über Zener-Diode D20 und R10 durchgesteuert wird.
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Der Speicherkondensatoi C5 bildet mit Diode D5' und Teilerkondensator
C5' eine Reihenschalttmg, die parallel zum Ladeschalter T2" angeordnet ist und als
Ausschaltentlastung wirkt. Bei'gesperrtem T2" laden sich somit diese beiden Kondensatoren
auf, wobei der Großteil der Spannung an dem wesentlich kleiner bemessenen C5' liegt.
Bei der folgenden Durchsteuerung von T2" entlädt sich dann C5' über Umschwingdrossel
L3 in den Kondensator CII, der die negative Betriebsspannung liefert.
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Der Verzögerungskondensator C6' am Minuseingang des Komparators S
ist hier über den Ladewiderstand R1' in Reihe mit einem Kondensator C4' und parallel
zu beiden über einen Widerstand R62' nur dem Ladekondensator C parallel geschaltet.
Die Spannung an C6' ist somit sowohl vom Mittelwert - über R62' - als auch von dem
Momentanwert -über C4' und R1' - der Spannung an dem Ladekondensator C
abhängig.
Der über C4' fließende, von der Welligkeit an Ladekondensator C abhängige Wechselstrom
könnte zu einer Polaritätsumkehr der Spannung an C6' führen, was durch die Dioden
D28, D29 verhindert wird; in positiver Richtung ist die Spannung an C6' durch D17'
auf den Wert der positiven Betriebsspannung an C5 begrenzt.
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Die Ansteuerung des Ladeschalters T2" abhängig von der Spannung am
Verzögerungskondensator C6 ist funktionsgleich wie bei der Ausführung nach FIG 2;
jedoch wird der Komparator S über R8 bzw. R65 und D8' nicht mit der hohen Rechteckspannung
am Primärtransistor T1 sondern nur mit einem Bruchteil davon - am Steuerkondensator
C7' abgegriffen - synchronisiert.
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Im Ergebnis ist die Durchsteuerzeit von T2" und damit die Ladezeit
der Ladedrossel L umso länger, je niedriger die Spannung am Ladekondensator C ist.
Diese regelt sich auf einen Wert ein, der mit Hilfe des Spannungsteilers am Positiveingang
des Komparators S einstellbar ist. Durch entsprechende Bemessung des RC-Gliedes
R1', C4' erhält man eine solche Phasenschiebung, daß die Ladezeit der Ladedrossel
und damit die Stromaufnahme vom Netz gerade im Mittelbereich der Halbwellen der
Netzwechselspannung am geringsten ist, wodurch sich eine gute Annäherung des Netzstromes
an die Sinusform ergibt.
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Der Wechselrichter - rechts der strichpunktierten Linie -ist in diesem
Ausführungsbeispiel mit zwei parallel geschalteten Lampen E, E' mit jeweils zugeordneten
Serienresonanzkreisen C2, L2 und C2', L2' belastet. Wichtig ist hierbei die symmetrische
Speisung der Lampenstromkreise, bei der der Umschwingkondensator CI am Verbindungspunkt
der Elektroden der beiden Lampen angeschlossen ist. Der Haltestromkreis des Stop-Thyristors
T4 und der Auflade-
kreis für den Startkondensator C8 verläuft
dagegen über R4, R4' und die unmittelbar miteinander in Reihe geschalteten Elektroden
der Lampen.
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Zur Abschaltung bei dauernd zündunwilliger Lampe werden hier die Spannungen
an den Drosseln L2, L2' der Serienresonanzkreise ausgewertet und über Spannungsteiler
und Entkopplungsdioden D22, D23 nach Art eines ODER-Gatters dem RC-Glied C9-, R3
zugeführt. Diese Spannungen sind bei dauernd zündunwilliger Lampe - im Resonanzfall
- so groß, daß der Stop-Thyristor T4 über die Trigger-Diode D14 gezündet wird, der
dann bis zu einem Auswechseln der schadhaften Lampe durchgesteuert bleibt. Er schließt
damit die Abschaltwicklung L33' des Sättigungstransformators über Diode D21 und
den Startkondensator C8 kurz und schaltet so den Wechselrichter ab. Da die Dioden
D22 und D23 nach Art eines ODER-Gatters an das RC-Glied R3, C9 angeschlossen sind,
kann die Abschaltbedingung durch jede der beiden parallel geschalteten Lampen -
oder auch durch beide gleichzeitig - herbeige~<hrt werden.
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Der Abschaltzustand bleibt erhalten, bis eine der beiden Lampen ausgewechselt
und dadurch der Haltestromkreis von T4 unterbrochen wird. Mit dem Einsetzen einer
neuen Lampe kann sich dann der Startkondensator C8 über R2, R4 und die in Reihe
geschalteten Elektroden der beiden Lampen E, E' aufladen, so daß zunächst der Wechselrichter
wieder anschwingt; kurz danach stehen ausreichend große Betriebsspannungen an C5
und CII für den Hochsetzsteller zur Verfügung, so daß auch dieser automatisch den
Betrieb wieder aufnimmt.
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Eine gealterte Lampe verhält sich wie ein Gleichrichter, ohne daß
zuvor die Polarität festliegen würde. Dementsprechend kann an dem Umschwingkondensator
C1 eine sehr
hohe positive oder negative Spannung von rund 1000
V auftreten, durch die die Uberwachungsschaltung, insbesondere der Stop-Thyristor
T4 gefährdet wäre. Daher dient eine Diode D24 in Reihe zu T4 zum Schutz bei negativer
Uberspannung an C1; eine Diode D25 hält dagegen das Potential bei positiver Uberspannung
auf dem Wert der Spannung an dem Ladekondensator C.
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Auch die hier beschriebene Variante der Uberwachung und Abschaltung
ist bei den Ausführungsbeispielen nach FIG 1 und 2 sowie losgelöst von der hier
beschriebenen Steuerung des Wechselrichters und Hochsetzstellers mit Vorteil anwendbar.
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