NO159563B - Mottaker i et globalt posisjoneringssystem. - Google Patents

Description

Mottager for bruk i et navigasjonssystem, omfattende en spenningsstyrt oscillator, et første blandemiddel som reagere på et første radiofrekvens-innsignal og et første signal fra et fastlåst signalgeneratormiddel, middel for å skaffe et hurtig frekvensstyresignal for den spenningsstyrte oscillator, og middel for å skaffe et grovt frekvensstyresignal som summeres med det hurtige frekvensstyresignal og påtrykkes den spenningsstyrte oscillator.

Et globalt posisjoneringssystem som heretter ganske enkelt

vil være betegnet som GPS, er et satellittnavigasjonssystem under utvikling. Når dette er fullt utviklet, vil GPS bestå

av en konstellasjon av 18 satellitter som vil sette brukeren i stand til å betrakte ikke mindre enn fire (med et lite unntak) brukbare satellitter fra et hvilket som helst sted ved et hvilket som helst tidspunkt. Én foreslått løsning har satellittene plassert i seks jordsentrerte sirkulære baner, hver med tre satellitter, hvor hvert omløpsbaneplan er skrå-stilt i en vinkel av 55° relativt ekvatorplanet, og seks omløpsbaneplan adskilt innbyrdes med 60° langs ekvator. Satellittene kretser i en høyde av ca. 11 000 nautiske mil over jorden og holdes i en praktisk talt perfekt sirkulær bane ved hjelp av bakkestyringssegmentet i GPS systemet.

Hver satellitt sender data som setter brukeren i stand til å . beregne en korreksjon for dens klokketid og til å beregne dens posisjon innenfor et område av noen metre. Satellittens klokke og bane overvåkes av bakkekontrollstasjoner og dataene opplastes til hver satellitt hver dag over en 24-timers periode. Dataene som sendes av satellitten endres hver time for å bevare den ønskede nøyaktighet for systemet- Grove efemerale data for alle satellitter sendes av hver satellitt i systemet på sekvensmessig måte, hvilket setter brukeren i stand til å skape en almanakk for hele systemet fra et

hvilket som helst signal.

Dataene moduleres av to pseudotilfeldige støykoder som med-fører en sending med spredt spektrum fra satellitten. Denne teknikk muliggjør evnen til å velge en hvilken som helst satellitt ved anvendelsen av en kodefamilie som har meget små krysskorreleringskoeffisienter, med andre medlemmer i familien. Disse koder innehar også meget lave auto-korrela-sjonssideloberesponser som tillater den utvetydige måling av tidsforsinkelsen og således avstand. Korreleringen eller "desprednings"-prosessen i mottageren tilveiebringer en stor "behandlingsforsterkning" som gir gode signal-/støyforhold med lave nivåer av sendt signal, og har tendens til å avvise forstyrrende signaler som vanligvis finnes i det marine miljø. De to kodene "klar/hente" ((C/A kode (clear/acquisi-tion)j og L"presisjon" (P kode), modulerer bærebølgen på en kvadrifasemåte, slik at hver kan mottas individuelt uten forstyrrelse av eller endog behovet for å demodulere den andre. Slik navnet innebærer, sendes C/A koden i klar tekst og anvendes for den begynnende henting fra hver satellitt. P koden som i øyeblikket sendes i klar tekst, men som kan sifreres etter systemets forgodtbefinnende av nasjonale sik-kerhetsgrunner, tilveiebringer den høyeste nøyaktighet med hensyn til avstandsmåling og derfor systemnøyaktighet.

En av de største bidragsytere til systemfeil, hvis disse ikke korrigeres, vil være den variable ionosfæriske forsinkelse av bærebølgen som en funksjon av natt/dag, solflekk-åktivitet, geografisk sted, etc. Heldigvis er denne forsinkelse, selv om den er variabel, en vel kontrollert funksjon av frekvens (F) som er proporsjonal med l/F<2>. Signalet blir derfor sendt på to bærebølger, idet den promære (Li) bære-bølgen på 1575,42 MHz og den sekundære (L2) på 1227,6 MHz setter brukeren i stand til å kompensere for den ionosfæriske forsinkelsen. En tilnærmet verdi av forsinkelseskorri-geringen sendes i satellittdataene, hvilket tillater ute-latelse av den andre frekvensen, mens det fortsatt tillates korrigering av ca. 50 % av feilen.

Hvis klokken i mottageren er nøyaktig innrettet med GPS tid, kan mottageren da måle direkte avstanden til hver satellitt som kan sees. Hvis mottagerens sted inneholder tre ukjente størrelser (breddegrad, lengdegrad og høyde), vil det være nødvendig med tre uavhengige avstandsmålinger for løsningen av posisjonen. Hvis mottagerklokken ikke er nøyaktig innrettet med GPS tid, vil det bli innført en ytterligere ukjent størrelse i ligningene for løsningen, og en ytterligere uav-hengig avstandsmåling må foretas for å tillate løsning med fire ukjente.

Hvis mottageren er plassert på et fartøy som har stor dynamisk yteevne, krever fartøystyresystemet posisjonsinforma-sjon i en takt som påbyr den samtidige mottagning og måling av signalene fra fire satellitter. I praksis vil en femte kanal bli tilføyet for å fremskynde vekslingen av satellitt-valgene. Under ekstreme forhold, slik som kan skje i mili-tært bruk, er det også ønskelig å koble fartøyets gyronavi-gasjonssystem inn i mottagerens følgesystem for å hjelpe til med "kystfart" (coasting) under perioder med midlertidig signaltap på grunn av stillingen av luftfartøy, fiendtlig jamming, etc.

Kravene til at en mottager skal oppnå maksimal systemnøy-aktighet og evne omfatter: fem samtidige mottagerkanaler, dobbel frekvensdrift (LI og L2), dobbel kodedrift (C/A og P), og gyrohjelpinnmatning. I mange anvendelser kan mot-tagerkravene være helt forskjellige, idet noen har høy nøy-aktighet, lave dynamiske krav, innbefattende å forbli på et fast sted under en viss tid (militære landkjøretøyer), noen har avslappede krav til nøyaktighet, unntatt moderat dynamisk oppførsel (lette luftfartøyer), noen krever nøyaktighet som strekker seg over det angitte systems evner, hvilket eventuelt kan oppnås ved spesiell mottagerteknologi (over-våknings- og tidsoverføringsmottågere), og noen har minimale krav til nøyaktighet og dynamisk evne (marin navigasjon).

Anvender man U.S. Coast Guards<1> krav til kystmessig sammen-løpende navigasjon, er kravene til nøyaktighet satt til — 1/4 nautiske mil, 95 % sannsynlighet, og den dynamiske evne til en systemdataoppdatering hvert 60 sekund. Disse spesifikasjoner kan tilfredsstilles med et mottagningsutstyr som har: enkeltfrekvens-mottager, kun C/A kode, én kanal som sekvensdeles mellom fire satellitter, og utganger for breddegrad, lengdegrad og tid. Flere eksisterende naviga-sjonssystemer tilveiebringer til en viss grad den informa-sjon som forventes av et GPS system. Kostnadene for disse eksisterende systemer er imidlertid relativt høye. Følgelig vil man forstå at det foreligger et behov for en mottager som er relativt rimelig, og som er forenelig med GPS og kan oppfylle marine navigasjonskrav.

I US patentskrift 4 198 604 er det i sammendraget nevnt at i det minste en av oscillatorene er spenningsstyrt i forhold til harmoniske referansesignaler. Videre angir granskeren at denne publikasjon "kan" betraktes som å angi fremskaffelse av underharmoniske frekvenser som er relatert til spennings-styrefrekvens. Det angis imidlertid ikke hvorvidt det klart fremgår om det ifølge denne publikasjon virkelig fremskaffes under harmoniske frekvenser.

Heller ikke gir denne publikasjon noen anvisning på midler eller organer til å fremskaffe en polaritet av signaler med faselåste frekvenser avhengig av den spenningsstyrte oscillator i det kjente arrangement som utgjør en del av den faselåste sløyfe, hvilket innebærer at der fremskaffes bare én eneste frekvens med en faselåst egenskap. Videre angir den kjente teknikk ikke noen andre miksemidler som reagerer på utgangen fra de første miksemidler og på et annet signal fra den faselåste signalgenera.tor.

Den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer altså en marin navigasjonsmottager som er relativt rimelig, og som er vel egnet til bruk med GPS. I en foretrukket utførelsesform er "frontenden" av mottageren hovedsakelig en dobbeltmottager av heterodyntypen som reagere overfor et to-fasemodulert HF inngangssignal som tilføres en rundstrålende antenneenhet. HF inngangssignalet blandes i første og andre mellomfrekvens

(MF) trinn med et par faselåste signaler som er tilveiebragt av frekvensmultiplikatorer og en spenningsstyrt oscillator.

En korrelator, fortrinnsvis anbragt ved "frontenden" av mottakeren, modulerer også HF inngangssignalet med en lokalt generert C/A psevdotilfeldig støykode. Utgangen fra det andre MF trinnet er et to-fasemodulert signal i lydområdet, f.eks. 1 KHz, som påtrykkes en avstemt audioforsterker for å tilveiebringe en mottakerutmatning.

Utmatningen fra "frontendens" audiomottaker mates så til be-regningsmidler eller fortrinnsvis en mikroprosessor via et grensesnitt eller audiobehandlingskrets. Det første kravet er å detektere nærværet av mottakerutmatningen under operasjon-ens søkefase. Dette foretas med en enkel amplitudedetektor og analog/digitalomformer som sender amplitudedata til mikroprosessoren. Mottakerens utgang mater også en begrensnings-forsterker som har høy forsterkning og som omdanner signalet til digitale logiske nivåer. Mikroprosessoren godtar disse data i 1 KHz takt og behandler dataene for å oppnå satellitt-data. Det digitale signal går også inn i en spesiell fase-detektor som utvikler et feilsignal for å låse et 1 KHz referansesignal til det to-fasemodulerte signalet. Dette feilsignalet forsterkes, tilføres et grovt AFC nivå som leveres av mikroprosessoren og mates til den spenningsstyrte lokaloscil-latoren for å fullføre en faselåst sløyfe. Den hurtige AFC utmatningen overvåkes av mikroprosessoren, hvilken følgelig justerer sin grove AFC utmatning for å holde en hurtig AFC krets nær midten av dens driftsområde. Hentingen og følg-ingen av det mottatte signalet krever at den lokalt genererte C/A kode opprettholdes i tidskorrelasjon med den sendte C/A koden. Dette gjennomføres ved hjelp av mikroprosessor-styrt fremflytting eller retardering av kodens klokkefase med 0,1 spenn-inkrementer i en faseskifter. Den fine målingen av den lokale C/A kodetiden foretas ved å bestemme fasefor-skyvningén av denne 1,023 MHz kodeklokke fra en 1,023 MHz tidsbestemmelseoscillator som anvender en fasekomparator.

1,023 MHz tidsbestemmelseoscillatoren kontrollerer systemets tidsstyring ved å avbryte mikroprosessoren ved et millisekunds

(ms) intervaller. Det samme ene ms signal stopper kodegeneratoren på overgangen som følger mikroprosessorens kommando til å droppe den satellitt som følges og starte på ny når dataene fra den gamle satellitten er blitt lest inn i hukom-melse og den neste satellitts data er blitt innført i kodegeneratoren. Dataene innføres i en 16 bit kodeholdekrets som innbefatter en 6 bit designering av den neste satellitten som skal følges og en 10 bit forutsigelse av begynnelses-kodens tilstand som kreves for å minske søketiden. Under den tid som kodegeneratoren stoppes, blir det forutsagte grove AFC nivå for den neste satellitten matet inn i en fre-kvensholdekrets og en forsterkningsholdekrets innstilles for maksimal forsterkning.

En navigasjonssystemmottaker konstruert ifølge den foreliggende oppfinnelse vil nå bli beskrevet i nærmere detalj,

i eksempels form under henvisning til de vedlagte tegninger.

Fig. 1 er et blokkskjerna over en typisk navigasjonsmottaker. Fig. 2, 3 og 4 er funksjonsblokkskjemaer over mottakeren ifølge foreliggende oppfinnelse. Fig. 5 er en illustrasjon av bølgeformene som er tilknyttet mottakeren ifølge fig. 2-4. Fig. 6 er et forenklet flytdiagram for programvare som anvendes for å styre mottakeren ifølge fig. 2-4.

Spredt spektrumteknikker har i de senere år fått utstrakt bruk innenfor området av kommunikasjons- og navigasjonssy-stemer. Spredt spektrumsystemer er en blanding av analoge (vanligvis HF) og digitale disipliner og er velkjente innenfor teknikken. En utmerket omtale av disse systemer fremgår av en bok av R.C. Dixon med titel "Spread Spectrum Systems", John Wiley & Sons, 1976.

I fig. 1 viser et blokkskjerna en typisk kjent navigasjonsmottaker 10 som kan tilpasses for bruk med et Loran, Transit, Omega eller GPS system. Et HF-modulert signal kobles vanligvis til "frontenden" 11 av mottakeren via en antennekabel 7 som kommer fra en allrettet antenneenhet 12. Spesielle over-gangsmaskinvare 50 behandler det mottatte signal for videre-føring til en mikroprosessor 24. Adgang til mikroprosessoren 24 tilveiebringes ved en vanlig datainngang og fremviser-anordning 8. En overgang 9 for det ytre system forbinder navigasjonsmottakeren 10 med et ytre Loran, Transit, Omega eller GPS system.

I fig. 2 illustrerer blokkskjemaet en enkelt-kanalmottaker som er vel egnet til bruk i et spredt spektrumsystem slik som det globale posisjoneringssystemet. "Frontenden" 11

av GPS mottakeren er generelt angitt med pilen 11 og er i grunnleggende trekk en dobbelt heterodyn mottaker med den andre mellomfrekvensen i audioområdet. Et to-fasemodulert HF signal som har en frekvens av ca. 1575,42 MHz mates til GPS mottakeren via en allrettet antenneenhet 12. HF inngangssignalet forsterkes av en HF forsterker 13 som er koblet til en første blander 14. Den første blanderen 14 heterodynbehandler HF inngangssignalet med et signal som har en frekvens av ca. 1503,81 MHz som tilveiebringes av en frekvensmultipli-serer 15. Utgangen fra den første blanderen 14 påtrykkes en bredbånds MF forsterker 16 som reagerer overfor et automatisk forsterkningskontroll (AGC) signal. Modulasjonen i en de-spred modulator eller korrelator 17 av den første mellomfrekvensen med en lokalt generert C/A psevdotilfeldig støykode som en korrelasjonsteknikk foretrekkes ettersom dette tillater fremtidig tillegg av en P kodekorrelator ved det samme punkt. Det bør derfor bemerkes at korrelatorens 17 plasser- . ing er et spørsmål om konstruksjonsvalg. Mottakerens bånd-bredde opptil dette punkt er ca. 30 MHz, hvilket er tilstrek-kelig til å la P koden passere. Utmatningen fra desprede-modulatoren eller korrelatoren 17 påtrykkes en andre blander 21 via en smalbånds MF forsterker 20. Den andre blanderen

21 heterodynbehandler det despredte signalet med et signal som har en frekvens av ca. 71,61 MHz og påtrykker audio-frekvensutgangssignalet til en avstemt audioforsterker 22. Utmatningen fra den avstemte audioforsterkeren 22 er et 1 KHz bærebølgesignal fra hvilket C/A kodemodulasjonen er blitt fjernet ved hjelp av den korrelerende modulasjon, og P kode-sidebåndene, annen støy, og forstyrrende signaler er blitt dempet av smalbåndsbehandlingen som etterfølger modulasjonen.

Lokaloscillatorens frekvenser, dvs. signalene med frekvens 1503,81 MHz og 71,6 MHz, som kreves for å generere 1 KHz utgangssignalet utledes fra en spenningsstyrt krystalloscil-lator (VCXO) 28 som anvender faselåste frekvensmultipliserere 15. VCXO 28 må ha relativt lav fasestøy, god kortvarig stabilitet og en repeterbar spennings/frekvensfunksjon. Den langvarige stabilitet som kreves er en funksjon av den for-ventede uvirksomme tid (eller ingen signaler) og den søke-

tid som tillates for innhenting av den første satellitten.

Så snart en satellitt er hentet, kan oscillatoren kalibreres

av programvaren, og påfølgende frekvensanslag vil være nøy-aktige. En ovn-oscillator av beskjeden kvalitet vil tilveiebringe den første henting uten frekvenssøk etter en uvirksom periode av flere dager til en uke. Den foretrukne operasjons-måte er å la utstyret være i kontinuerlig drift. Fortrinnsvis er utstyret forsynt med en tidsviserinnretning slik at utstyret kan sammenlignes med et kronometer som alle sjøfolk kjenner som et kontinuerlig virkende instrument i motsetning til det meste av annet utstyr som nedkobles når fartøyet ligger ved land.

Valget av et 1 KHz bærebølgesignal, istedenfor et basisbånd-utgangssignal, tillater en betydelig forenkling i mottakerens maskinvare. Båndbredden av 1 KHz forsterkeren 22 tillater henting av signaler ca. pluss eller minus 500 Hz omkring den nominelle frekvens under anvendelse av en enkel amplitudedetektor, som skal beskrives i det etterfølgende/mens det tilveiebringes et utmerket signal/støyforhold. Fig. 5 illustrerer grafisk 1 KHz mottakersignalet sammen med et lokalt generert 1 KHz referansesignal som er faselåst til det mottatte signalet. Illustrasjonen viser også to-fasemodulasjonen av signalet ved hjelp av satellittens datastrøm.

Fig. 3 illustrerer et blokkskjema over grensesnitt- eller audio-behandlingskretsene 50 som er nødvendige for å danne overgang mellom "frontenden" 11 og datamaskinen eller mikroprosessoren 24. Det første kravet til maskinvareovergangen 50 er å detektere nærværet av et mottakerutgangssignal, dvs. det to-fasemodulerte utgangssignalet fra den avstemte audioforsterkeren 22 som typisk har en frekvens av ca. 700 til 1500 Hz.

I apparatet ifølge foreliggende oppfinnelse gjøres dette med en enkel amplitudedetektor 51 og en analog/digitalomformer 52 som sender amplitudedata til mikroprosessoren 24. Amplitudedetektoren 51 inneholder fortrinnsvis en vanlig diodedetektor og filter. Så snart signalamplituden er i mikroprosessoren 24, kan den filtreres for å oppnå et bakgrunns-støynivå, sammenlignet periodisk med det støynivået for en signaldeteksjon, anvendt til å styre mottakerens forsterkning med en digital/analog omformer 62 og forsterkningsholdekrets 63, anvendt som en signalkvalitetsindikator, eller sammenlignet med seg selv på en tidsdelt basis for tau dither korreksjonsdeteksjon, slik det skal beskrives i det etterføl-gende .

1 KHz utmatningen fra audioforsterkeren 22 i mottakeren 10

er sterkt begrenset til TTL logiske nivåer av. en begrensnings-forsterker 53 som har høy forsterkning og sendes til mikroprosessoren 24 via en port 67. Det bør bemerkes at dette digitale signal fortsatt inneholder to-fasemodulasjonen i satellittdataene og mikroprosessoren 24 kan nå behandle signalet til å oppnå de sendte data og til å synkronisere den lokale tid innenfor 1 millisekund under anvendelse av "Z tellingen" og bit synkroniseringsinformasjon. Dette representerer en betydelig besparelse i maskinvare sammenlignet med de vanlige I og Q kanaler, integrerte og avkastningstek-nikker som vanligvis anvendes med et basisbåndutgangssystem. Det digitale signal påtrykkes også en spesiell bifasedetek-tor og filter 54 som genererer et fasefeilsignal som anvendes til å lukke en generelt vanlig faselåst sløyfe tilbake til VCXO 28.

Fortrinnsvis er fasedetektoren 54 av en type som er beskrevet i norsk patentsøknad nr. 82.3497. Fasedetektoren 54 omfatter en D-type vippe og to eksklusive-ELLER porter for å frembringe en fasestyrespenning som låser 1 KHz referansesignalet fra frekvensdeleren 55 til mottakerutgangssignalet fra den avstemte audioforsterkeren 22. I fasedetektoren 54 blir fasene for det to-fasemodulerte mottakerutgangssignalet og 1 KHz referansesignalet sammenlignet for å tilveiebringe feil-eller fasestyresignalet som styrer den spenningsstyrte oscillatoren 28 for således å opprettholde fasekvadraturet mellom referansesignalet og det to-fasemodulerte mottakerutgangssignalet. Fasedetektoren 54 tilveiebringer også et digitalt utgangssignal som er representativt for de data som befinner seg i det to-fasemodulerte mottakerutgangssignalet. Denne relativt enkle krets har derfor samme virkning som en costa sløyfe i et vanlig spredt spektrumsystem.

Ettersom doppleravstanden for satellitten er relativt stor, blir et første estimat av frekvensen tilføyet av en digital/ analogomformer 64 og holdekrets 65 fra mikroprosessoren 24. Dette første estimat er representativt for et grovt AFC signal. Så snart den er låst på frekvens, overvåker mikroprosessoren 24 utgangslikestrømsforsterkeren 56 og endrer det grove AFC utgangssignalet for å opprettholde det hurtige AFC signalet og dets tilhørende kretser nær midten av dens opera-sjonsområde. En sammenligning mellom det grove AFC utgangssignalet og den beregnede Doppler-forskyvning tillater kali-brering av spenning/frekvensfunksjonen hos VCXO 28.

Når signalbehandlingskretsene indikerer riktig innlåsning på det mottatte signal, integrerer mikroprosessoren 24 sampléne fra AFC terskeldetektoren 61. Korrigering av den grove AFC påtrykkes for å holde samplene som er over og under like og således holde den hurtige AFC kretsen i midten av dens opera-sjonsområde. AFCen hjelpes også av korrelasjonsfølgekrets-ene slik at henting av et signal som er for langt borte i frekvens for AFC kretsen til å låse, vil drive den grove AFC utmatningen i en retning for å korrigere frekvensfeilen.

En faseskiftefunksjon anvendes til å oppnå og opprettholde tidskorrelasjon mellom den lokalt genererte psevdotilfeldige støy (PRN) kode og den mottatte kode. Fasen forskyves i inkrementer ved hjelp av en faseskifter 19 og mikroprosessoren 24 i en høy takt inntil korrelasjon detekteres. Under følg-ingen av satellitten, blir fasen periodisk fremskyndet eller retardert med en liten størrelse for å generere et amplitude-feilsignal for deteksjon av korrelasjonstoppen (tau dither). Langvarige justeringer av enkeltinkrementtypen foretas av mikroprosessoren 24 etter behov for å holde korrelasjonen på topp. I realiteten blir fasen av korrelasjonskoden vibrert (dithered) eller vekselvis skiftet til hver side av korrelasjonstoppen med en meget lav frekvens. Mikroprosessoren 24 mater en referansefirkantbølge som tillater différensialdetek-sjon av amplituden. Utmatningen fra amplitudedetektoren 51 anvendes derfor av mikroprosessoren 24 til å holde koden på korrelasjonstoppen. Dessuten blir fasekorrigeringene som på denne måte er blitt separert integrert og addert til det grove frekvensstyresignalet, som ovenfor beskrevet, for å bringe frekvensen innenfor virkeområdet av den faselåsende kretsen, tilhørende VCXO 28.

Det bør bemerkes at 1 KHz referansen som anvendt i to-fasedetektoren 54 tas fra den faseskiftede kodeklokken. Fordi denne under normal drift er faselåst til det mottatte signal, burde ingen langvarig justering av fasen være nødvendig så lenge som låsningen opprettholdes. Dette er nesten sant, men ikke helt, ettersom bruken av 1 KHz utmatning istedenfor basisbånd (mens man fortsatt anvender enkle forhold i lokal-oscillatormultiplisererne) bevirker en liten men nøyaktig kjent forskyvning i frekvens og derfor periodisk inkrementer-ing av fasen ved hjelp av mikroprosessoren 24. Dessuten foretas finmålingen av lokal C/A kodetid ved bestemmelse av faseforskyvning av 1,023 MHz kodeklokken fra 1,023 MHz tids-styringsoscillator 58 som anvender en fasekomparator 59. Dette foretas under programmeringsstyring og går ikke inn i korrelasjonsfeildetekteringen.

Blokkskjemaet i fig. 4 illustrerer hjertet i avstandsmålings-maskinvaren som innbefatter kodegeneratoren 70, porten 71 og holdekretsen 72. Teknikken anvendes til å stoppe kodeklokken så nøyaktig som mulig ved opptreden av en tidsmarkør. Nøyak-tigheten av den lokale tidsstyringsklokke for denne anvendelse er ikke altfor betydningsfull så lenge som den er stabil. Mikroprosessoren 24 bestemmer varigheten av følgingen av satelitten og innstiller maskinvaren ved hjelp av en "OPP-HOLD SLUTT" impuls (strobe) til å stoppe ved neste tidsmarkør.

PRN kodetilstanden ved stopptidspunktet så vel som fase-skiftet hos klokken kan nå tas inn i mikroprosessoren 24 i makelighet. Denne teknikk forenkler både maskinvaren og programvaren i utstyret. Alle satellittavstandsmålinger refereres automatisk til en felles tidsbasis for lett inter-polering i et sekvensmessig system i motsetning til tilfel-dige tidspunkter som blir resultatet av kodeepoketidsmålings-teknikk.

Epokemålingsteknikken krever også vanligvis den ytterligere høyhastighetsmaskinvareholdekretsen 72 for å lagre tidsmåling-en inntil mikroprosessoren 24 kan hente den. PRN kodegeneratoren 70 innkobles også synkront med den samme tidsmarkøren 2 millisekunder senere, idet den er blitt forutinnstillet til en ny PRN kode og kodetilstand av mikroprosessoren 24 for å minske søketidene under sekvensmessig følging. Valget av avbrytelsestid for å bli enig med C/A kodevarigheten forenkler i betydelig grad de forutinnstilte beregninger ettersom mikroprosessoren 24 holder lokal tid ved telling av avbrytel-ser. Som nevnt ovenfor kontrolleres hele prosessen av programvaren i mikroprosessoren 24 og en større forståelse av operasjonen ifølge foreliggende oppfinnelse kan oppnås ved en beskrivelse av programvaren.

I fig. 6 er vist et forenklet flytdiagram for et sanntids-program 80 for styring av maskinvaren ifølge foreliggende oppfinnelse. Programmeringen er noe uvanlig ved at hver primær-funksjon tidsstyrer seg selv og i sin siste 1-millisekunders periode innstiller avbruddsvektoren til neste passende funksjon avhengig av beslutningsresultatene. Et bakgrunnsprogram har da ingen direkte tilknytning til sanntidsprogrammet 80

så snart initialiseringen inntreffer. Endringer i sanntidsprogrammet 80 slik som tilegning av satellitter gjennomføres

ved å innføre data i spesielle hukommelsessteder og/eller setteflagg. Ved fullførelsen av hver 1-millisekunders opp-gave, går sanntidsprogrammet 80 selvfølgelig tilbake til bakgrunnsprogrammet inntil neste avbrudd inntreffer. Denne løsning har vist seg meget effektiv ved at bakgrunnsprogrammet kan være praktisk talt hva som helst, for eksempel den hjelpemonitor som leveres med mikrocomputeren som løper ganske tilfredsstillende sammen med reelltidsprogrammet. Den terminal som er koblet til mikroprosessoren 24 kan så anvendes som en datainngangs- og fremvisertjeneste og bakgrunnsprogrammet kan omdirigeres til typiske programmer som kreves for systemoperasjon, slik som databehandling, posisjonsfik-sering, og almanakkforutsigelsesprogrammer mens man fortsetter å følge satellitter.

"INITIALISERE" rutinen 81 sletter direktelageret (RAM), opp-stiller innledningsbetingelsene, synkroniserer seg selv til avbruddene, og åpner så avbruddhåndtereren for sanntidsprogrammet 80. Fortsettelse av initialiseringsrutinen er så begynnelsen av bakgrunnsprogrammet.

Hovedhendelsene i sanntidsprogrammet 80 relateres til et relativt stort tidsinkrement, typisk flere sekunder for denne anvendelse. "INGEN SATELLITT I DENNE SPALTE" rutinen 82 ganske enkelt venter inntil slutten av en tidsenhet, kontrollerer så for å se hvorvidt en satellitt er tilegnet den neste følgespalten. Hver av de fire følgespaltene betraktes sekvensmessig av programmet og en hvilken som helst satellitt kan tilegnes en hvilken som helst spalte. Når det er blitt detektert at en satellitt er blitt tilegnet en følgespalte, går programmet frem til "SØK" rutinen 83. Dette innleder frekvens- og kodetilstanden for å redusere søketiden for den nye satellitten. Hvis, etter en maksimal tid, søkingen ikke har vært vellykket, aborterer programmet til den neste spal-ten. For denne anvendelse er søketakten blitt innstillet slik at en fullstendig søk av C/ P <v>oden inntreffer ca. en gang hvert tyvende sekund. Den maksimale søketid tillater flere fullstendige passeringer før den aborterer.

Fasen i C/A koden fremføres i en hastighet av ca. én kodesy-klus (1023 biter) (chips) under en tyve sekunders periode. Ettersom autokorrelasjonsfunksjonen er en trekant med to biters bredde, vil mottagerens amplitudeutgang stige fra null til 50% i løpet av 10 ms (millisekunder) og forbli omkring 50% under 20 ms. Når amplitudeterskelen overskrides, stoppes søkingen og amplituden reprøves et antall ganger med til-strekkelig forsinkelse mellom prøvene til å sikre uavhengige samples.

Så snart signalet er blitt detektert slipper "SØK" rutinen 83 den inkrementære faseforskyvningen ned til følgetakten og bekrefter at signalet fortsatt er tilstede for M-av-N samples, adskilt i tid med ca. 100 millisekunder. Dette tillater god deteksjonssannsynlighet samtidig som det opprettholdes praktisk talt null feilhentingstakt. Operasjonen forbedres ved det faktum at den hurtige AFC maskinvaren som har tendens til å danne de påfølgende samples, har et høyere signalnivå enn det første for et ekte signal.

Etter bekreftelse av signalet går programmet frem til "FØLG" rutinen 84 som nettopp gjør det. På kommando vil denne rutine samle data fra satellitten under ca. 2 minutter for å sikre mottagelse av tre fullstendige datarammer og lagrer data i RAM. Bakgrunnsprogrammet behandler disse data for å bekrefte mottagningsnøyaktigheten og lagrer dataene i data-banker for bruk ved dets beregninger. Under følging kontrollerer rutinen kontinuerlig at bitsynkroniseringssignaler er tilstede i dataene. Hver gang to suksessive bitsynkroniser-ingsbestemmelser opptrer, et nøyaktig multiplum av 20 millisekunder fra hverandre, erklæres et "godt bitsynkroniserings-signal", en bitsynkroniseringsteller inkrementeres og en AFC styrespenning og -tid registreres. Bitsynkroniseringsteller-en kan anvendes som en signalkvalitetsindikator. Registrer-ingen av AFC spenning ved opptreden av en god bitsynkroni-sering sikrer at signalet var faselåst når registrering ble foretatt, hvilket tilveiebringer en garanti for nøyaktighet ved forutsigelsen av frekvens for søkefunksjonen.

Ved slutten av følgeperioden, typisk ca. 15 sekunder pr. satellitt, opptrer "OPPHOLDSSLUTT" funksjonen og kodetilstanden registreres for beregning av avstand. Programmet 80 tillater en stor avstandstidshistorie og frekvensen som skal lagres selv om den foreliggende posisjons beregningsrutine anvender høyst de siste to tilliggende avstandsmålinger for hver satellitt. Ved fullførelsen av dataregistreringsfunksjonen går programmet frem til neste følgespalte og fortsetter.

Man vil forstå at apparatet ifølge foreliggende oppfinnelse har flere fordeler relativt den kjente teknikk. En første fordel er at foreliggende oppfinnelse anvender én detektor istedenfor to (I og Q kanaler) anvendt ved vanlige konstruk-sjoner, hvilket også eliminerer kravet om en kvadratur andre lokal oscillatorkilde. En andre fordel er at bruken av en audioutgang muliggjør at endelig båndpassbegrensning kan foretas med en enkel audioforsterker. En tredje fordel er at bruken av en audioutgang i motsetning til "basisbånd" eller likestrømsutmatning tillater oscillatorstøyen rundt frekvens lik null til å bli dempet av audiopassbåndet. Ettersom støy er høyst alvorlig ved dette punkt, representerer dette en forbedring ved driften, eller alternativt et avslap-pet krav til oscillator. En fjerde fordel er at bruken av en audiofrekvens tillater en bred frekvensfeil for initial-henting, idet man på ny løsner på kravet til referanseoscil-lator. En femte fordel er at bruken av en audiofrekvens tillater enkel integrering med en amplitudedetektor som har en tidskonstant som er lang sammenlignet med integrer- og dump-(boxcar) detektorer som anvendes i vanlige mottakere. En sjette fordel er at bruken av en audiofrekvens, særlig 1 KHz, muliggjør innhenting av data fra mottakerens utgang relativt lett. En KHz takten tillater direkte behandling av en enkel mikroprosessor. Til sist gjennomføres den ovenfor beskrevne bruk av en 1 KHz utmatning lettest ad å la referanseoscil-latoren løpe med en liten forskyvning fra sin nominelle frekvens. Dette innfører en liten men nøyaktig kjent frekvens-forskyvning som er liten sammenlignet med den normale Doppler-forskyvning i signalene og som lett kan nulles i datamaskin-programmet.

Claims (8)

1. Mottager for bruk i et navigasjonssystem, omfattende en spenningsstyrt oscillator (28), et første blandemiddel (14) som reagerer på et første radiofrekvens-innsignal og et første signal fra et faselåst signalgeneratormiddel (15), middel (53-56,64) for å skaffe et hurtig frekvensstyresignal for den spenningsstyrte oscillator (28), og middel (24) for å skaffe et grovt frekvensstyresignal som summeres med det hurtige frekvensstyresignal og påtrykkes den spenningsstyrte oscillator, karakterisert ved at det faselåste signalgeneratormiddel (15) er innrettet til å reagere på den spenningsstyrte oscillator (28) for fremskaffelse av en flerhet av signaler med faselåste frekvenser harmonisk og underharmonisk relatert til den spenningsstyrte frekvens, at et annet blandemiddel (21) er innrettet til å reagere på utgangen fra det første blandemiddel (14) og et annet signal fra det faselåste signalgeneratormiddel (15) for å skaffe et utsignal i audiofrekvensområdet, og at der er anordnet audiobehandlingskretsmiddel (50) som reagerer på et referansesignal som er faselåst i forhold til den spenningsstyrte oscillator (28), og på audioutsignalet fra det annet blandemiddel (21), idet audiobehandlingsmidlet innbefatter middel (51) for å detektere amplituden av audioutsignalet, middelet (53-56, 64) for å fremskaffe det hurtige frekvensstyresignal for den spenningsstyrte oscillator (28), samt middel (19) forbundet for å motta utgangssignalet fra den spenningsstyrte oscillator (28) for faseskifting av referansesignalet, og ved at midlet for fremskaffelse av det grove frekvenssignal omfatter behandlingsmiddel (24) som reagerer på utgangen fra audiobehandlingskretsmidlet (50) for fremskaffelse av det grove frekvensstyresignal som summeres med det hurtige frekvensstyresignal og påtrykkes den spenningsstyrte oscillator (28) for styring av faseskifte-midlet (19), og for oppnåelse av data fra audioutgangssignalet.

2. Mottager som angitt i krav 1, karakterisert ved at den dessuten innbefatter korrelatormiddel (17), koblet mellom nevnte første og andre blandemidler (14, 21) for modulering av utmatningen fra det første blandemidlet med utmatningen fra lokalt kod-ingsmiddel som reagerer på behandlingsmidlet (24) og fase-skiftemidlet (19).

3. Mottager som angitt i krav 1 eller 2, karakterisert ved at den ytterligere inn-befatter en bredbåndsforsterker (16) som er forbundet mellom det første og andre styremiddel (14, 21) og forsterknings-styremidler (62, 63) som reagerer på audiofrekvenssignal-amplituden for styring av forsterkningen av videobåndfor-sterkeren .

4. Mottager som angitt i et hvilket som helst av de fore-gående krav, karakterisert ved at ampli-tudedetekteringsmidlet (51) omfatter en diodedetektor og filter koblet til en analog/digital omformer (52).

5. Mottager som angitt i et hvilket som helst av de fore-gående krav, karakterisert ved at audiobehandlingskretsmidlet (50) dessuten omfatter to-fasedetek-tormiddel (54) som reagerer på audioutgangssignalet og referansesignalet, og at feilsignalet fra to-fasedetektoren forsterkes av en likestrømsforsterker (56) for å tilveiebringe det hurtige frekvensstyresignalet.

6. Mottager som angitt i krav 5, karakterisert ved at audiobehandlingskretsmidlet (50) dessuten omfatter en terskeldetektor (61) som reagerer på utmatningen fra likestrømsforsterkeren (56).

7. Mottager som angitt i et hvilket som helst av de fore-gående krav, karakterisert ved. at det andre blandemidlet (21) dessuten o- 'atter en smalbåndsfor-sterker (20) og en avstemt audioforsterker (22).

8. Mottager som angitt i et hvilket som helst av de fore-gående krav, karakterisert ved at midlet (15) for generering av et flertall signaler som har faselåste frekvenser innbefatter et flertall frekvensmulitplika-torer som reagere på den spenningsstyrte oscillatoren (28).