CN1285980A - 卫星无线导航系统的伪噪声信号接收机 - Google Patents

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亚历山大·N·科罗特科夫
维克特·I·马拉欣
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艾琳娜·E·加里奇娜
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博里斯·V·谢博谢维奇
瓦谢斯拉夫·S·尼库林
奥利格·D·奥西波夫
米凯尔·J·西林
亚那托利·N·索尔达坦科夫
郑都炫
李英灿
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Abstract

用于使用GLONASS和GPS系统信号确定坐标和时间的卫星无线导航系统的伪噪声信号接收机。射频转换器的信号和时钟输出端分别连接到N信道数字相关器的第一和第二信号和时钟输入端,射频转换器中的信号第二频率转换的每个信道中的混频器的输出端通过串联的控制增益放大器和阈值设备连接到该信道的输出端,信号第二频率转换的第二信道的混频器的参考输入端连接到用于产生时钟信号和外差频率的设备的第二外差频率的信号输出端;用于分频的第一和第二单元与该设备串联。减小了整个尺寸并且不出现如数字化器之类的复杂部件。

Description

卫星无线导航系统的伪噪声信号接收机
本发明涉及无线导航，特别是涉及卫星无线导航系统(SRNS)GPS(美国)和GLONASS(俄罗斯)的伪噪声信号接收机，在L1频率范围对这些系统的C/A码信号同时进行接收。
发明背景
目前，SRNS GLONASS(参见＂全球导航卫星系统＂GLONASS＂。接口控制文献。KNITS VKS俄罗斯，1995年)[1]和GPS(参见＂全球定位系统。标准定位服务。信号规范＂，美国，1993年)[2]的数字伪噪声信号的接收机被广泛用于搜索物体的坐标(纬度、经度、高度)、速度、和时间。SRNS GPS与GLONASS之间的主要区别在于在L1频带上使用虽然相邻但不同的频率，使用不同的伪噪声调制码和在系统中的不同卫星使用码分和频分两种信号。因此，在L1频带上的操作期间，SRNS GPS卫星在1575.42MHz的一个载频上发射用不同伪噪声码调制的信号，而SRNS GLONASS卫星在位于相邻频区的不同载波(编号的)频率上发射用相同伪噪声码调制的信号。
根据下列规则建立L1频率范围的SRNS GLONASS系统中编号频率的额定值：
fj，i=fj，0+i((fj，
其中fj，i是额定频率值
fj，0是零编号频率；
i是编号的数；
(fj是编号的频率之间的间隔。
对于L1范围，f1，0=1602MHz，(f1=0.5625MHz。
由SRNS GPS中的码分和SRNS GLONASS中的频分规定的SRNS GPS与GLONASS信号之间存在的差异导致了这些SRNS信号的接收和相关处理使用不同的硬件，以允许人们进行无线导航测量。本领域中已知的(例如，参见1993年5月31的Rockwell国际专利信息序号的全球定位系统(GPS)接收机RF前端。模拟数字转换器，(图1))[3]是包括射频转换器的伪随机噪声信号接收机，该射频转换器包括低噪声放大器，滤波器，第一混频器，第一中频放大器，正交混频器，两个用于同相和正交信道的量化器，产生第一外差频率(1401.51MHz)的信号整形器，从第一外差频率的信号产生第二外差频率信号的分频器，和相关处理单元。
该装置解决了用于进行无线导航测量的SRNS GPS信号的接收和相关处理的技术问题。该装置没有解决SRNS GLONASS信号的接收和相关处理问题。
SNRS GLONASS伪噪声信号的接收机(用于GLONASS系统的单信道用户装置《ACH-37》)在本领域中也是已知的(参见1993年Moscow＂Radio i Syaz＂出版的由V.S.Shebshaevich，P.P.Dmitriev，N.V.Ivantsevich等人所著的＂网络卫星系统＂一书的第146至148页)[4]。该接收机包括天线，低噪声放大转换器，射频转换器，数字处理装置，和导航处理器。低噪声放大转换器包括带通滤波器，放大器和第一混频器。射频转换器包括中频放大器，相位解调器，具有镜像信道相位抑制器的第二混频器，限幅器和对参考发生器的信号起作为编号频率的合成器。数字处理装置包括具有PSG系统的数字时钟信号发生器的伪随机序列发生器(PSG)，数字多普勒载波偏移发生器，和具有用于存储数字取样的存储单元的相位码转换器。导航处理器以1806BM2型号微处理器为基础。编号频率根据接收的SNRS GLONASS信号的编号频率产生输出信号。合成器产生的编号频率之间的间隔等于0.125MHz。通过把合成器的输出信号乘4产生第一外差频率信号，同时把频率合成器输出的频率除2产生第二外差频率信号。该接收机解决了用于接下来无线导航测量和定位的SNRS GLONASS信号的接收和相关处理的技术问题，然而，它不能解决SNRSGPS信号的接收和相关处理的问题。
除了SNRS GPS和GLONASS之间存在差异，其目的是相同的，卫星轨道组的发射特性的建立和使用的频率范围允许人们提出和解决与能够处理这两个系统的信号的接收机的产生有关的问题。特别是，因选择具有最佳地理参数的工作卫星星座的可能性[文献4，第160页]，使所得到的结果符合定义目标位置的高可靠性、真实性和准确性。已知的执行SNRS GPS和GLONASS信号接收相关处理的装置是在(文献4，第158-161页，图9.8)中描述的L1频率范围工作的SNRS GPS和GLONASS信号接收机。该接收机包括天线，射频转换器，参考发生器和用于基本处理的处理器。射频转换器包括对SNRSGPS和GLONASS信号进行频分的频率转换器(＂双工器＂)，GPS和GLONASS信道中的带通滤波器和放大器，混频器，把SNRS GPS或GLONASS信号施加到混频器的信号输入端的开关板，把第一外差信号施加到用于GPS信道或GLONASS信道的混频器的参考输入端的交换台。由于适当选择了外差信号频率，第一中频(IF)对SNRS GPS和GLONASS信号是恒定的，以后的所有信号处理操作对两个系统来说是共同的。用于基本信号处理的处理器包括具有ROM存储单元的复用器，编号频率的数字发生器，数字相关器，PSG发生器和微处理器。该装置的缺陷在于使用相同无线信道串行执行每个SRNS的接收、转换和相关信号处理，从而增加了用于获得导航信息的后续处理所需的时间。此外，该接收机包括复杂的转换高频的合成器，用于产生用来同时处理SNRS GPS和GLONASS信号的两个不同的外差信号。
在上述伪噪声SNRS GPS和GLONASS信号的综合接收机中，已知的还有Riley S.，Howard N.，Aardoom E.，Daly P.，Silvestrin P.在Proc.OfION GPS-95，PalmSprings，CA，US，Sept.12-15，1995，pp.835-844发表的题为＂用于空间应用的组合GPS/GLONASS高精度接收机＂[5]一文中所描述，该技术解决了两种SRNS类型的信号同时接收的问题。该接收机作为现有技术。
图1-3示出作为现有技术的用于接收SNRS GPS和GLONASS信号的接收机的方框图。现有技术的接收机(图1)包括串联的天线1，射频转换器(2)，数化器55和N信道数字相关器。相关器包括N个信道(41，42，…4N)和处理器5。现有技术接收机的射频转换器2(图2)分别包括其输入端连接到天线1的输入单元6，信号第一频率转换的方框7，SNRS GPS和GLONASS信号的第二频率转换的第一信道8和的第二信道9，用于产生时钟信号和外差频率的设备10包括各自的时钟信号发生器和产生外差频率信号的三个分离单元，或三个频率合成器(图2中未示出)。用于初步滤波SNRS GPS和GLONASS输入信号的输入单元6包括至少一个带通滤波器。
用于SNRS GPS和GLONASS信号的第一频率转换单元7应包括至少一个放大器和一个混频器。在考虑单元7的电路中包括串联的第一放大器14，混频器15和第二放大器。SNRS GPS信号的第二频率转换器8包括串联的滤波器17和混频器18，混频器的输出是信道8的输出，即输出SNRS GPS信号。SNRS GPS信号的第二频率转换的信道9包括串联的滤波器21和混频器22，混频器的输出是信道9的输出，即输出SNRS GLONASS信号。滤波器17和21的输入分别作为该信号的第二频率转换的第一信道8和第二信道9的输入，该输入连接到放大器16的输出，即连接到该信号的第一频率转换单元7的输出。放大器14的输入，即单元7的输入连接到单元6的输出。信号第一频率转换单元7的混频器15的参考输入连接到由产生第一外差频率信号的单元(图2未示出)的输出端形成的第一外差频率设备10的信号输出端。信号的第二频率转换的第一信道8和第二信道9的混频器18和22的参考输入端分别连接到由产生第二和第三外差频率信号的相应单元(图2未示出)的输出端形成的第二和第三外差频率设备10的信号输出端。信号第二频率转换的第一信道8和第二信道9的混频器18和22的输出端和由时钟信号发生器(图2未示出)的输出端形成的设备10的时钟信号输出端是现有技术接收机的射频转换器2的信号和时钟输出端。这些输出端连接到数字化器55相应的信号和时钟输出端。现有技术接收机的射频转换器2工作如下：把来自输入天线1通过接收单元6，对给定频率范围的信号进行频率滤波的L1频率范围的SNRS GPS和GLONASS信号施加到该信号的第一频率转换单元7的输入端；在单元7中，在第一放大器14中放大L1频率范围的SNRS GPS和GLONASS信号，在混频器15中进行频率转换，并在第二放大器16(IF放大器)中放大；对于单元7中实现的第一频率转换，现有技术的接收机利用从设备10的相应输出端馈送的第一外差频率fr1=1416MHz的信号。在设备10中，借助第一外差频率-第一频率合成器(图2中未示出)的分离信号整形单元来合成第一外差频率fr1的信号。把L1频率范围的单元7中转换的SNRS GPS和GLONASS信号施加到信号的第二频率转换的第一信道8和第二信道9的输入端，即滤波器17和21的输入端；这些滤波器中的每一个对一个SNRS信号进行滤波，滤波器17对SNRS GPS信号滤波，滤波器21对SNRS GLONASS信号滤波。把用滤波器17和21消除了带外干扰并分配在信道8和9中的每一个系统中的转换信号分别施加到用于信道8和9中第二频率转换的混频器18和22的信号输入端。为此，现有技术的接收机利用借助对第二和第三外差频率的信号整形的相应的分离单元，即包括在设备10中的第二和第三频率合成器(图2中未示出)合成的第二和第三外差频率fr2=173.9MHz和fr3=178.8MHz的信号；这样一来，第二外差频率fr2=173.9MHz的信号用于第一信道8的混频器18中的SNRS GPS信号的转换，而第三外差频率fr3=178.8MHz的信号用于第二信道9的混频器22中的SNRS GLONASS信号的转换；将借助混频器18和22转换的SNRS GPS和GLONASS信号分别发送，施加到信道8和9的输出端；在信道8和9中进行了频率转换的SNRS GPS和GLONASS信号，以及借助分离的时钟信号发生器，例如借助石英晶体振荡器(图2中未示出)在设备10中产生的时钟频率为FT的信号在现有技术接收机的射频转换器2的输出端产生信号；把现有技术接收机的射频转换器2的输出信号施加到数字化器55(图1)，首先在相应的模拟-数字转换器(ADC)中对这些信号进行4比特模拟-数字转换，然后在数字滤波器中对这些信号的两个正交分量(I)和(Q)的2比特取样整形。将射频转换器2中产生的时钟频率为FT的信号用作时钟信号，在实现模拟-数字转换时及时设定取样速率。为提供4比特的模拟-数字转换而不丢失导航信息，将现有技术接收机的射频转换器2的输出信号按频率和频谱与时钟频率FT匹配，以满足奈圭斯特理论；通过选择时钟和外差频率的固定值来提供匹配；在数字化器55中定义下一个模拟-数字转换频率的时钟频率值，即随时间的取样速率被取为FT=57.0MHz；根据该频率选择该信号的第二频率转换的外差频率fr2=173.9MHz和fr3=178.8MHz的匹配值，即以便在第二中频上的SNRS GPS和GLONASS信号的平均频率应接近14.25MHz。这样使其能够在数字化器55的4比特模拟-数字转换器中以时钟频率FT=57.0MHz(4X14.25 14，25MHz)数字化该信号，并在数字化器55的数字滤波器中以比FT低两倍的取样速率，即等于28.5MHz(2X14.25MHz)[5]产生SNRS GPS和GLONASS信号的同相(I)和正交(Q)分量的两比特取样；从数字化器55通过双线链路将SNRS GPS和GLONASS信号的同相(I)和正交(Q)取样馈送到N信道数字相关器3的第一(GPS)和第二(GLONASS)信号输入端，N信道数字相关器3借助其信道4以任意组合对SNRSGPS和GLONASS卫星的信号进行数字处理；从数字化器55的时钟输出端施加到信道数字相关器3的时钟输入端N的是频率为FT/2(28.5MHz)的时钟信号。
图3示出N信道数字相关器3的信道4的方框图。信道4包括用于转换输入信号的输入信号转换开关31，数据交换单元32，存储单元33-36，数字载波发生器39，控制寄存器40，数字码发生器41，参考C/A码发生器(GPS和GLONASS)，可编程延迟线43，数字混频器44、45，相关器(数字解调器)46-49。数据交换单元32通过相应的数据总线连接到处理器5，以及控制数字载波发生器39的输入端，控制该控制寄存器40的输入端，数字码发生器41的控制输入端，和参考C/A码发生器的第一输入端的存储单元33-36的输出。输入信号转换开关31的第一和第二输入(GPS和GLONASS输入)连接到N信道数字相关器3的相应的信号输入端。以FT/2(28.5MHz)的取样速率将输入信号转换开关31的这些输入施加到SNRSGPS和GLONASS信号的同相(I)和正交(Q)分量的两比特取样。输入信号转换开关31将控制输入连接到控制寄存器40的输出端之一。控制寄存器40的另一个输出端连接到可编程延迟线43相应的输入端和C/A码参考发生器。输入信号转换开关31的输出端连接到数字混频器44和45的第一输入端，从数字控制的载波发生器39的相应输出端向混频器44和45的第二输入端馈送参考频率信号＂cos＂和＂sin＂。存储单元33-36，数字载波发生器39，数字码发生器41和可编程延迟线43的时钟输入端连接到N信道数字相关器3的时钟输入端。数字混频器44和45的输出端分别连接到相关器(数字解调器)46、49和47、48的第一输入端。从可编程延迟线43的相应输出端向相关器(数字dm器)46、49和47、48的第二输入端分别施加SNRS GPS和GLONASS系统的参考C/A码的精确＂P＂和差值＂E-L＂(超前-滞后)或超前＂E＂的复制，可编程延迟线43的输入端连接到参考C/A码发生器的输出端，产生SNRS GPS或GLONASS系统的C/A码。相关器(数字解调器)46-49的输出端分别连接到存储单元33-36的输入端。
把代码发生器41对GPS来说在1.023MHz的频率或对GLONASS来说在0.511MHz的频率工作所需的时钟信号从数字码发生器41的输出端施加到其输入端。控制寄存器40的第一输入端连接到数字控制的代码发生器41的输出端。
现有技术接收机的N信道数字相关器3(图3)的信道4工作如下：处理器5的命令通过数据交换单元32发送到控制寄存器40，输入信号转换开关31从数字化器55的输出向信道发送SNRS GPS或GLONASS的4个两比特正交信号(I和Q)，数字载波发生器39产生预设置SNRS GLONASS编号的＂sin＂和＂cos＂IF信号，由处理器5通过数字交换单元32对其二进制码整形。通过数字化器55的工作算法和数字相关器3的信道4中等于现有技术接收机的射频转换器2的频率分配计划中使用的FT/2=28.5MHz取样速率，SNRS GPS或GLONASS卫星的信号的中频值位于14.25MHz的范围。数字混频器44和45确保预设SNRS GLONASS编号或SNRS GPS卫星的信号的选择，并将这些信号的频谱转化成基带(零频率上)。数字解调器(相关器)46、49和47、48分别将接收的信号与SNRS GPS或GLONASS的参考C/A码的精确＂P＂和差值＂E-L＂(超前-滞后)或超前＂E＂复制进行相关。可编程延迟线43在处理器5(通过数据交换单元32)的控制下产生这些代码复制，允许将C/A码的超前和滞后复制之间的间隔从0.1改变成多达1个长度的C/A码的N个字符，并因此在代码跟踪系统中形成《窄带鉴别器》涉及码跟踪系统中的《窄带相关器》的文献包括：A.J.Van Dierendonck.，Pat.Fentin和Tom Ford在1982年Vol.39，No.3的导航学会期刊：导航中发表的＂GPS接收机中的窄带相关器间隔的理论和性能＂[6]；1995年2月14日出版的美国专利No.5390207，国际分类为G01S5/02，H04B7/185，发明人为Fenton，A.J.Van Dierendonck，名称《通过动态调节超前和滞后相关器之间的时间延迟间隔补偿多径失真的伪随机噪声测距接收机》)[7]；1996年2月27日出版的美国专利No.5495499，国际分类H04L9/00，发明人为Fenton，A.J.Van Dierendonck，名称为《通过动态调节超前和滞后相关器之间的时间延迟间隔补偿多径失真的伪随机噪声测距接收机》)[8]。
通过对GPS使用1.023MHz或对GLONASS使用0.511MHz的代码时钟频率，由参考C/A码发生器42从数字码发生器41的输出来产生SNRS GPS或GLONASS卫星信号的参考伪随机C/A码。利用从处理器5通过数字交换单元32施加到这些发生器的输入端的命令执行对产生的伪随机代码序列的类型和代码时钟频率的值的选择。在存储单元33-36中存储信号的相关结果。对于用输入信号的精确和差值复制操作的情况，存储单元33存储信号Qp的精确复制的相关的正交分量，存储单元34存储相关Qd的正交分量，单元36存储精确复制Ip的同相分量，单元35存储差值复制Id的同相分量。由处理器5通过数据交换单元32定期读出存储单元33-36中累积的数据，其中实现信号处理的所有算法，即搜索信号，跟踪载波和代码，接收业务信息的算法。
存储周期等于C/A码周期，即1ms。处理器5使用信号处理结果控制信道4的操作，向数字载波发生器39分配载波频率估算值并向数字码发生器41发送代码时钟速率。
通过上面对现有技术接收机的射频转换器2的描述，了解到在现有技术的接收机中，产生下列时钟信号和外差频率：57.0MHz的时钟频率，1416MHz的第一外差频率，173.9MHz的第二外差频率，178.8MHz的第三外差频率。借助外差电路在现有技术接收机的射频转换器2中产生这些信号的外差频率，通过简单的乘或除法运算从另一个外差频率不能得到外差频率中的任何一个的事实限定的外差电路的复杂性。因此，借助包括在设备10的结构中的三个分开的外差频率合成器(图2中未示出)来合成外差频率，每个外差频率合成器表示因对合成频率的稳定性的隐含要求而很难制造的独立无线工程设备(参见Moses I.在1976年的30周年频率控制讨论会学报pp390-400发表的＂对GPS便携设备的导航星全球定位系统振荡器需求＂一文[9])，由于它对射频转换器的输出特性的有实质影响。另外，由于在57.0MHz的时钟频率上直接实现数字相关器3的信道4是一项复杂的工程任务，另外，考虑到接收机增加功耗，产生高值的时钟频率使进行下一个数字信号处理的设备变复杂。为降低数字相关器3的信道4必须工作的时钟频率，现有技术的接收机设置有一个专用单元，即数字化器55。该单元在57.0MHz的频率上工作，并将射频转换器2产生的真实SNRS GPS或GLONASS转换成用两个正交分量：同相和正交表示的复合信号。由于由数字化器55执行该操作，在现有技术的接收机中，能使数字相关器3的信道4的工作时钟频率低两倍而没有功率损失。现有技术的缺陷在于用于对射频转换器2中的时钟和外差频率的信号整形的设备较复杂，特别是大量的频率合成器。另外，需要使用类似于数字化器55的昂贵设备。生产小尺寸低功耗并由用户广泛使用的SNRS GPS或GLONASS信号的便宜的集成伪噪声接收机的可能性取决于对该问题的解决。与此同时，在使用该接收机时，需要解决与噪声、干扰和反射信号条件下的操作有关的问题。问题在于伪噪声SNRS GPS或GLONASS信号的接收机利用由视线内的这些系统的卫星发射的多个信号、噪声分量、以及因来自地球表面上不同物体的正向信号的反射而引起的分量组成的无线信号工作。降低接收机性能的精度的后一个分量的影响被称为＂多径＂失真。正如从对现有技术接收机的描述[文献5]所了解的，利用所谓的《窄带鉴频器》或《窄带相关器》[6]、[7]、[8]校正多径失真，允许在特定条件下将代码跟踪误差在C/A码字符从0到1的长度范围中的反射信号的延迟降低到该字符的0.4-0.05长度(但未完全消除)。
                        本发明的说明
鉴于上面的情况，很显然，迫切的问题是在多径失真的情况下减少SRNS接收机的伪噪声信号中的代码跟踪误差。所申请的发明的目的在于开发以少量用于对时钟信号和外差频率整形的合成器为特征的SNRS GPS或GLONASS系统的C/A码伪噪声信号的综合接收机；排除了类似于数字化器55的设备，并在大多数实际上重要的情况下跟踪C/A码时减小了多径失真误差。
本发明的实质在于开发一种卫星无线导航系统的伪噪声信号接收机，包括串联的天线和射频转换器，以及串联的N信道数字相关器和处理器，射频转换器包括一个连接到天线的输入单元并包括至少一个带通滤波器，信号第一频率转换单元包括至少一个放大器和一个混频器，SNRS GPS或GLONASS卫星无线导航系统的信号第二频率转换的第一和第二信道分别连接到信号第一频率转换单元的输出端，每个所述单元包括串联的滤波器和混频器和包含产生用于对时钟信号和外差频率整形的第一外差频率信号的单元；由对第一外差频率信号整形的单元的输出形成的第一外差频率的信号输出端连接到信号第一频率转换单元的混频器的参考输入端；第二外差频率信号输出端连接到用于信号第二频率转换的第一信道的混频器的参考输入端；信号第二频率转换的第一和第二信道的输出端以及用于对时钟信号和外差频率整形的设备的时钟频率信号的输出端形成射频转换器的信号和时钟输出端；在N信道数字相关器中，其信道中的每一个包括其第一和第二输入端连接到N信道数字相关器的第一和信号第二输入端的输入信号转换开关；数据交换单元通过相应的数据总线连接到所述处理器以及第一、第二、第三和第四存储单元的输出端，数字载波发生器的控制输入端，控制寄存器的控制输入端，数字码发生器的控制输入端和参考C/A码发生器的第一输入端；存储单元的时钟输入端，数字码发生器，数字载波发生器和可编程延迟线连接到N信道数字相关器的时钟输入端；输入信号转换开关的输出端连接到同相和正交相关处理信道的数字混频器的第一输入端，同相和正交相关处理信道的第二输入端分别连接到数字载波发生器的＂cosine＂和＂sine＂输出端，而输出端连接到第一和第二相关器的第一输入端之间的结点以及第三和第四相关器的第一输入端之间的结点，第一、第二、第三和第四相关器的输出端分别连接到第一、第二、第三和第四存储单元的信号输入端；第一和第四相关器的第二输入端连接到可编程延迟线的参考C/A码的精确＂P＂复制的输出端，可编程延迟线的第一输入端连接到参考C/A码发生器的输出端，参考C/A码发生器的第二输入端连接到数字码发生器的输出端；可编程延迟线的第二输入端和参考C/A码发生器的第三输入端分别连接到控制寄存器的第一和第二输出端，控制寄存器的第三输出端连接到输入信号交换器的第三输入端，射频转换器的信号和时钟输出端分别连接到N信道数字相关器的第一和第二信号和时钟输入端；这种情况下，在信号第二频率转换的每个信道中的射频转换器中，混频器输出端通过串联的控制增益放大器和阈值设备连接到信道输出端，所述阈值设备制成为两比特电平控制量化器；信号第二频率转换的第二信道混频器的参考输入端连接到对时钟信号和外差频率整形的设备的第二外差频率的信号输出端，其中产生第一外差频率信号的单元的输出端连接到用于将该频率除8的第一和第二单元，第一和第二单元的输出端分别形成第二外差频率的信号输出端和时钟频率信号的输出端；N信道数字相关器的每个信道的结构另外设置有第五和第六存储单元，第五和第六存储单元的输出端通过相应的数据总线连接到数据交换单元，时钟输入端连接到N信道数字相关器的时钟输入端，第五和第六相关器的输出端分别连接到第五和第六存储单元的信号输入端；延迟选通脉冲整形器、键控门(key)和加法器的第一输入端连接到可编程延迟线的参考C/A码的差值＂E-L＂或超前＂E＂复制的输出端，第二输入端连接到键控门(key)的输出端，输出端连接到第二和第三相关器的第二输入端；第五和第六相关器的第一输入端分别连接到第一和第二混频器的输出端；延迟选通脉冲整形器的输出端连接到第五和第六相关器的第二输入端和键控门(key)的信号输入端，键控门(key)的控制输入端连接到控制寄存器的第四输出端；延迟选通脉冲整形器的第一输入端连接到可编程延迟线的参考C/A码的精确＂P＂复制的输出端，其第二输入端连接到数字码发生器的输出端。
                   附图简要说明
在图1-12所示的附图和频率图中说明了本发明的实质，其实现的可能性和工业实用性，其中：
图1是现有技术设备的方框图；
图2是现有技术设备的射频转换器的方框图；
图3是现有技术设备的N信道数字相关器的信道之一的方框图；
图4是所要求的接收机的方框图；
图5是本发明一个实施例中所要求的接收机的射频转换器的方框图；
图6是所考虑的实施例中所要求接收机的N信道数字相关器的信道的方框图；
图7表示第一频率转换之前在所要求接收机的射频转换器的L1范围中接收的SRNS GPS和DLONASS信号的频带分配的频率图；
图8表示第一频率转换之后所要求接收机的射频转换器中SRNS GPS和DLONASS信号的频带分配的频率图；
图9表示N信道相关器的信道单元操作的符号序列：参考C/A码发生器的输出端的伪随机序列(图9a)，由可编程延迟线产生的在＂窄带相关器＂下使用的差值＂E-L＂伪随机序列(图9b)，在延迟选通脉冲整形器的输出端校正选通脉冲的序列(图9c)，加到用于在加法器的输出端校正多径失真的校正选通脉冲序列的差值伪随机序列(9d)；
图10表示因反射(多径)信号的出现造成来自＂窄带相关器＂输出端的差值信号失真的示意图；
图11表示补偿多径失真(图11a)和《窄带相关器》与校正选通信号的接合相关函数(图11b)的选通数字信号(图9d所示)的相关函数；
图12表示因差值型相关器的多径信号的出现而造成的计算误差的示意图。
                     本发明的优选实施例
所要求的接收机(图4)包括串联的天线1，射频转换器2，包括N个信道4(41、42、…、4N)的N信道数字相关器3和处理器5。
在本发明考虑的实施例中(见图5)，射频转换器2包括输入单元6，用于信号第一频率转换的单元7，分别用于SRNS GPS和DLONASS信号第二频率转换的第一信道8和第二信道9，和用于对时钟信号和外差频率整形的设备10。解决SRNS GPS和DLONASS系统的输入信号前置滤波问题的输入单元6应包括至少一个带通滤波器。在上述实施例中，已经发现了实际应用，单元6包括串联的第一带通滤波器11，放大器12和第二带通滤波器13。解决SRNSGPS和DLONASS信号第一频率转换问题的单元7应包括至少一个放大器和混频器。在针对实际应用考虑的实施例中，单元7包括串联的第一放大器14，混频器15和第二放大器16。所考虑实施例中的SRNS GPS信号第二频率转换的信道8包括串联的滤波器17，混频器18，控制增益放大器19和阈值装置20，所述阈值装置被制成两比特电平控制量化器的形式，量化器的输出是作为SRNS GPS信号的输出的信道8的输出。
所考虑的实施例中用于SRNS DLONASS信号第二频率转换的信道9包括串联的滤波器21，混频器22，控制增益放大器和阈值装置24，阈值装置被制成两比特电平控制量化器的形式，量化器的输出是作为SRNS GLONASS信号输出的信道9的输出。在所考虑的实施例中，用于对时钟信号和外差频率整形的设备10被制成为与第一单元26和第二单元27串联的用于产生第一外差频率的整形单元25(第一外差频率合成器)，第一单元26和第二单元27将频率除8。在上述实施例中，以串联的参考发生器28，锁相环频率控制单元29(PLL)和电压控制发生器30的形式制成产生第一外差频率信号的单元25，单元25的输出端连接到PLL单元29的第二输入端。在设备10中，单元25的输出端是第一外差频率的信号输出端，单元26的输出端是第二外差频率的信号输出端，单元27的输出端是时钟频率信号的输出端。分别作为信号第二频率转换的第一信道8和第二信道9的输入端的滤波器17和21的输入端连接到放大器输出端16，即连接到信号第一频率转换单元7的输出端。作为单元7的输入端的放大器输入端14连接到单元6的输出端，即连接到滤波器13的输出端。作为单元6的输入端的带通滤波器11的输入端连接到天线1。信号第一频率转换单元7的混频器15的参考输入端连接到产生第一外差频率的设备10的信号输出端，即连接到产生第一外差频率的信号的单元25的输出端。信号第二频率转换的信道8和9的混频器18和22的参考输入端连接到设备10的第二外差频率的信号输出端，即连接到将该频率除8的单元26的输出端。信道8和9的输出端和设备10的时钟信号输出端是射频转换器2的信号和时钟输出端。所要求接收机的射频转换器2基于标准的，批量生产的无线电子部件。包括带通滤波器11、13和放大器12的输入单元6可以是建立在执行带通滤波器功能的标准陶瓷滤波器和放大器，例如HEWLETT-PACKARD公司的MGA-87563单元。包括在用于第一频率转换的单元7中具有单元25的发生器30的放大器14，混频器15可以以微电路，例如NEC公司的UPC2715为基础，单元7的放大器16可以以MOTOROLA公司的芯片MC13142为基础。信号第二频率转换的信道8和9中的滤波器17和21可制成为表面声波带通滤波器，例如[第217-220页，10]中描述的那些；可例如使用如NEC公司的UPC2753之类的微电路制成混频器18、22和增益控制放大器19、23，阈值设备20、24(两比特电平控制量化器)可以基于双比较器，例如MAXIM公司的MAX962。这样一来，例如，可使用标准模拟增益控制电路(AGC)控制增益。单元25中使用的参考发生器28可制成为产生具有15.36MHz频率的信号的石英晶体振荡器。特别是，可使用温度补偿石英晶体振荡器，例如MOTOROLA公司的TEMPUS-LVA。例如，可使用如NATIONALSEMICONDUCTOR公司的LMX2330之类的微电路制成单元25中使用的锁相环频率控制单元29，该微电路包括输入分频器，参考分频器，相位检测器，缓冲器和确保PLL控制电路29工作的内部寄存器。由外部信号，即例如从处理器5经串行接口(图5未示出)作用在该微电路的相应输入端的数字码设定基于标准微电路LMX2330的单元29的这些分频器的分频系数。由参考频率(15.36MHz)和第一外差频率(1413.12MHz)之间的选择关系设定上面的分频器的分频系数。参考频率分频系数是8，发生器频率分频系数是25-736，比较频率是1.92MHz，这种情况下，单元29的相位检测器产生与在发生器30(MOTOROLA公司的微电路MC13142)的分频器的输出端的相位失配和由发生器28提供的参考频率对应的电压，发生器28借助其控制元件(变容二极管)用于发生器30的频率控制。该电压通过包括在以50KHz的频带对PLL环路的传送特性整形的单元29的结构中的RC滤波器施加到发生器30的变容二极管。单元25的这种设计建立在上面与频率合成器的标准结构(参见[11]，图6第2-3…2-14页)对应的微电路上。将频率除8的分频单元26和27可以以标准分频器为基础，例如MOTOROLA公司的MC12095，以除2的模式工作，和MOTOROLA公司的MC12093，以除4的模式工作。
在所要求接收机的实施例中，N信道数字相关器3(图6)的每个信道4包括输入信号转换开关31，其作为GPS和GLONASS信号输入端的第一和第二输入端连接到N信道数字相关器3的第一和信号第二输入端。信道4还包括通过相应的数据总线连接到处理器5的输入端和第一33、第二34、第三35、第四36、第五37和第六38存储单元的输出端，以及数字载波发生器39的控制输入端，控制寄存器40的控制输入端，数字码发生器41的控制输入端和参考C/A码发生器42的第一输入端的数据交换单元32。信道4还包括可编程延迟线43，同相和正交相关处理信道各自的数字混频器44和45，第一46、第二47、第三48、第四49、第五50和第六51相关器，延迟选通脉冲整形器52，键控门(key)53和加法器54。存储单元33-38的时钟输入端，数字码发生器41，数字载波发生器39和可编程延迟线43连接到N信道数字相关器3的时钟输入端。转换开关31的输出端连接到同相和正交相关处理信道的数字混频器44和45的第一输入端，数字混频器44和45的第二输入端分别连接到数字载波发生器39的＂cosine＂和＂sine＂输出端，而输入端连接到第一46、第二和第五50相关器的输入端之间的结点以及第三48、第四49和第六51相关器的第一输入端之间的结点，相关器的输出端分别连接到第一33、第二34、第五37、第三35、第四36和第六38存储单元的信号输入端。第一46和第四49相关器的第二输入端连接到可编程延迟线43的C/A码的精确＂P＂参考复制的输出端，可编程延迟线43的第一输入端连接到参考C/A码发生器42的输出端。参考C/A码发生器42的第二输入端连接到数字码发生器41的输出端。可编程延迟线43的第二输入端和参考C/A码发生器42的第三输入端分别连接到控制寄存器40的第一和第二输出端，控制寄存器40的第三输出端连接到输入信号转换开关31的第三输入端。加法器54的第一输入端连接到可编程延迟线43的C/A码的差值＂E-L＂或超前＂E＂参考复制的输出端，第二输入端连接到键控门(key)53的输出端，输出端连接到第二47和第三48相关器的第二输入端。延迟选通脉冲整形器52的输出端连接到第五50和第六51相关器的第二输入端和键控门(key)53的信号输入端，键控门(key)53的控制输入端连接到控制寄存器40的第四输出端。延迟选通脉冲整形器52的第一输入端连接到可编程延迟线43的参考C/A码的精确＂P＂复制的输出端，而其第二输入端连接到数字码发生器41的输出端。给定信道结构中的N信道数字相关器3实际上可制成为使用标准元件库的大规模集成电路的LSI电路，例如SAMSUNG ELECTRONIS或SGS TOMSON公司的标准元件。
利用SRNS GLONASS信号中从i=0至i=12的编号频率，根据SRNS GPS和GLONASS信号的接收和处理实例来考虑所要求接收机的操作。根据＂接口控制文献＂[1]使用这些编号的频率。
所要求的接收机操作如下．
由天线1(图4)在L1频率范围内接收的SRNS GPS和GLONASS信号作用到射频转换器2(图5)的输入端，并馈送到在给定的频率范围对信号进行频率滤波的输入单元6的第一带通单元11的输入端。所考虑情况中的SRNS GPS信号占用F=8.184MHz的频带，SRNS GLONASS信号占用F=10.838MHz的频带。RNS GPS和GLONASSS信号的频带不交叉。图7a中示出在所考虑的情况下SRNSGPS和GLONASS信号在频率轴上占据的位置，SRNS GPS信号的频带被分配在1571.28至1579.12MHz的范围，而SRNS GLONASS信号的频带占用1599.956至1610.794MHz的频率范围。从滤波器11(图5)输出的SRNS GPS和GLONASS信号通过放大器12馈送到滤波器13的输入端，在给定情况下可使滤波器13与滤波器11相同并具有相同的幅频特性。使用通过放大器12互连的两个带通滤波器11和13使人们对输入单元6获得所需的频率选择特性和具有例如40MHz的总通带的低信噪比。把从射频转换器2(图5)的单元6输出的L1(F1)频率范围的SRNS GPS和GLONASS信号施加到信号第一频率转换单元7的输入端，在第一放大器14中放大这些信号，在混频器15中进行频率转换并在第二放大器16(IF放大器)中放大。对于在所要求接收机的单元7的混频器15中进行的第一频率转换，使用借助发生器30和PLL单元29与具有15.36MHz的频率并由参考发生器28产生的参考信号合成的第一外差频率fr1=1413.12MHz的信号作为第一频率转换的结果，SRNS GPS和GLONASS信号在频率轴上占用的频带的位置如图7b所示变化，SRNS GPS信号的频带是158.208-166.392MHz，而SRNS GLONASS信号占用186.386-197.674MHz的频带。对射频转换器的第一外差频率(fr1=1413.12MHz)进行选择，以便在经转换的SRNS GPS信号的频率范围的上限和经转换的SRNS GLONASS信号的频率范围的下限之间分配第二外差频率(fr2=1/8×fr1=176.64MHz)(图7)。把从放大器输出端16输出的、在射频转换器2的单元7中转换的SRNS GPS和GLONASS信号施加到信号第二频率转换的第一信道8和第二信道9的输入端，即到滤波器17和21的输入端。这些滤波器中的每一个对相应的SRNS信号进行带通滤波，即滤波器17对SRNS GPS信号进行滤波，滤波器21对SRNS GLONASS信号进行滤波。滤波器17和21分别具有8.2MHz和10.8MHz的通带和162.3MHz和192.3MHz的中心频率。把借助滤波器17和21滤除了带外干扰并在信道8和9中的每一个中的频率转换阶段之后分配在系统(GPS和GLONASS)中的信号分别施加到混频器18和22的信号输入端。对于在信道8和9的混频器18和22中进行的第二频率转换，在所要求接收机的射频转换器2中，使用借助单元26将单元25合成的第一外差频率信号的频率除8产生的第二外差频率fr2=176.64MHz的信号。作为第二频率转换的结果，SRNSGPS和GLONASS信号在频率轴上占用的频带位置如图8所示变化，图8a说明SRNS GPS信号的频带(10.248-18.432MHz)，图8b是SRNS GLONASS信号的频带(10.196-21.034MHz)。在增益控制放大器19和23中放大借助第二频率转换信道8和9的每一个中的混频器18和22转换的SRNS GPS和GLONASS信号，然后在阈值装置20和24中进行三电平(两个比特)转换，阈值设备20和24是两比特电平控制量化器，从而产生所要求接收机的射频转换器2所需类型的输出信号。这些信号(＂真实＂信号)以载波的出现为特征，在N信道相关器3的信道4中，即在同相和正交相关处理信道的数字混频器44和45中＂除去＂该载波。然后利用由借助单元27从射频转换器2的单元26的输出信号，即从第二外差频率fr2=176.64MHz，通过将频率fr2除8产生的时钟频率信号定义的时钟速率FT在N信道数字相关器3中数字化射频转换器2中产生的信号。因此，把在N信道数据相关器3中进行数字信号处理期间使用的时钟速率值指定为FT=22.08MHz。为及时进行数字化而不损失导航信息，使经转换的SRNS GPS和GLONASS信号和时钟频率信号相互匹配，就是说，时钟频率FT的值与经转换的SRNS GPS和GLONASS信号的频带值的近似比为2∶1。
因此，在所要求的接收机中，对下列外差和时钟信号整形：第一外差频率fr1=1413.12MHz，第二外差频率fr2=176.64MHz和时钟频率FT=fr2∶8=176.64∶8。因此，通过使用单元26和27将该频率简单地连续除8从第一外差频率信号获得第二外差频率的信号和时钟频率的信号。
因此，在所要求的综合接收机中，完成了提出的技术任务的第一和第二部分：首先，借助单个频率合成器(单元25)执行利用从L1频率范围的i=0至i=12的编号频率同时接收和转换SRNS GPS和GLONASS信号，以便产生时钟信号和外差频率。第二，没有与现有技术的数字化器相同的设备。此外，产生的信号的时钟频率(按时间接受的信号的取样速率)与射频转换器中转换的SRNS GPS和GLONASS信号的频谱匹配。
在N信道数字相关器3，即其信道4中解决提出的任务的第三部分，使其同时跟踪几颗卫星的信号。根据处理一颗卫星的信号时其一个信道4的操作的实例讨论N信道数字相关器3的操作。信道4的操作执行如下。把两比特量化的＂真实＂SRNS GPS和GLONASS信号从射频转换器2的相应输出端施加到N信道数字相关器3的信号输入端。把输入的GPS和GLONASS信号从N信道数字相关器3的信号输入端通过信道4中的每一个馈送到转换开关31，转换开关31利用来自通过数字交换单元32作用的处理器5的命令选择两个信号(GPS或GLONASS)中的一个，以便在信道中处理该信号。数字载波发生器39产生参考信号载波频率的同相(cos)和正交(sin)相位分量，在数字混频器44和45中将同相和正交相位分量与输入信号相乘。处理器5通过用于闭合跟踪输入信号载波的频率和相位的环路的数字交换单元32控制数字载波发生器39。＂除去＂载波之后，在相关器46-49中将该信号的同相和正交分量与借助下面的单元组产生的参考C/A码的复制相关，这些单元组是：数字码发生器41，参考C/A码发生器42(GPS和GLONASS)，可编程延迟线43，延迟选通脉冲整形器52，键控门(key)53和加法器54。数字代码发生器41产生C/A码(GPS和GLONASS)的时钟信号，然后，将该时钟信号施加到参考C/A码发生器42(GPS和GLONASS)的输入端。处理器5通过用于闭合代码跟踪环路(代码延迟)的数字交换单元32来控制数字控制码发生器41。通过参考来自数字码发生器41的C/A码的时钟信号，参考C/A码发生器42利用频分复用产生一个参考C/A码，该参考C/A码对每个SRNS GPS卫星是唯一的，而对所有SRNS GLONASS卫星是相同的。由通过数据交换单元32连接到参考C/A码发生器42的处理器5设定代码序列类型。把代码发生器42产生的参考C/A码施加到可编程延迟线43。可编程延迟线43通过在其两个输出端对参考C/A码的精确＂P＂和差值＂E-L＂(超前减滞后)复制整形来对参考C/A码进行临时移位。参考C/A码的精确＂P＂复制施加到第一46和第二49相关器的第二输入端和延迟选通脉冲整形器52的第一输入端，同时将参考C/A码的差值＂E-L＂(超前减滞后)复制施加到加法器54的第一输入端。延迟选通脉冲整形器52使用从数字码发生器41向其第二输入端馈送的代码频率信号，和有关从可编程延迟线43馈送到其第一输入端的C/A码的当前字符的极性的信息确定代码字符的边界，并产生用于多径补偿的一系列选通信号，选通信号的持续时间等于代码的超前和滞后复制之间的延迟d，该重复周期等于C/A码字符的持续时间，且极性与该代码精确复制的前面字符的极性一致，始端相对于该代码的精确复制的字符的尾端延迟d/2值。通过闭合键控门(key)53，加法器54从延迟选通脉冲整形器52的输出端接收参考C/A码的差值复制信号，和从在其输出端产生具有校正用于多径补偿的选通脉冲的差值鉴别器信号的延迟选通脉冲整形器52的输出产生一系列选通脉冲，所述信号施加到第二47和第三48相关器的第二输入端。通过打开键控门(key)53，在加法器54的输出端，并因此在相关器47、48的第二输入端，仅有该代码的差值复制。在与代码出现的持续时间(1ms)相等的时间周期内累积接收的SRNSGPS和GLONASS信号与精确＂P＂复制和差值复制与C/A代码的校正选通＂E-L+K＂相关的结果，在存储单元33-36中，由处理器5通过数据交换单元32读取并用于闭合跟踪代码和载波的环路。附加的第五50和第六51相关器与第五37和第六38存储单元允许处理器5估算反射的信号功率。事实的实质是，在N信道数字相关器3的每个信道4中，通过闭合键控门(key)56将该系列延迟选通脉冲与输入信号的相关结果加到来自差值鉴别器的输出的所述操作仅在已使该系统在＂窄带相关器＂条件下处在代码跟踪模式后，即当借助可编程延迟线43跟踪代码时，处理器5将该代码的超前＂E＂和滞后＂L＂复制之间的间隔减小到最小值之后进行的。除此之外，当使用分开的相关器和存储单元进行一系列延迟选通脉冲与输入信号的相关时，为确定多径效应强度的目的，可用计算器估算该相关的结果。仅当反射的信号实质上增加了代码跟踪处理期间的误差量时，操作者从常规的＂窄带相关器＂模式转到＂具有校正选通脉冲的窄带相关器＂。该方案与使用通常的＂窄带相关器＂模式相比的优点在于，它对于SRNS GPS和GLONASS系统的C/A码接收机极为重要，其中，一方面，输入信号的功率非常低并且比噪声电平低得多，另一方面，反射信号的功率可达到一个明显的值，在某些情况下等于或甚至高于正向信号的功率，因而在确定用户坐标时造成明显的误差。使用选通数字信号的校正序列允许人们在反射信号的延迟系数大于1.5d的情况下完全消除多径效应的影响，并减小其从延迟系数超过d/2开始的消极影响。这样一来，与纯粹的＂窄带相关器＂模式相比，功率损失仅增加1.76dB。图9说明了对字符系列整形的N信道相关器3的信道4的上述操作。图9a所示的是参考C/A码发生器42的输出随代码字符持续时间Δt的伪随机序列。图9b示出通常的＂窄带相关器＂模式中使用的并由可编程延迟线43形成的差值＂E-L＂伪随机序列。图9c示出在延迟选通脉冲整形器52的输出端的校正选通脉冲序列。最后，图9d示出加法器54的输出端的求和信号，即把差值伪随机序列加到用于校正多径失真的校正选通脉冲序列的信号。图10说明了多径现象在N信道数字相关器3的信道与处理器5的联合操作期间对＂窄带相关器＂操作的消极影响。图10a中的曲线1是跟踪由正向信号(调制接收信号的伪随机C/A码与伪随机序列的差值＂E-L＂的互相关函数)规定的代码的系统的鉴别器的反转输出。曲线2是跟踪延迟(多径)信号上的代码的系统的鉴别器的响应，该延迟信号的幅度等于正向信号幅度的一半，并且该延迟为伪噪声码序列字符的持续时间的一半。该信号的超前和滞后复制之间的延迟等于0.25个字符长度。为简单起见，针对具有无限通带的IF滤波器的理想情况进行计算。在两个信号到达的情况下，鉴别器的输出表示对正向和延迟信号(在图10b中该信号反转)所得到的响应。很显然，这种情况下，鉴别器的零输出对应于正向信号的非零延迟，即确定因多径效应引起的距离中的误差。将校正选通信号与＂窄带相关器＂一起使用允许人们减少该消极效应。图11对此进行了说明。图11a示出选通脉冲的校正序列与接收信号的伪噪声码序列的相关结果。通过将其与＂窄带相关器＂鉴别器的输出(图10a中的曲线1)组合，我们得到图11b所示的(反转信号)使用＂具有校正选通脉冲的窄带相关器＂的鉴别器输出。很显然，这种情况下，具有大于1.5d延迟的多径信号必须对鉴别器信号起作用。实际上，在约一个字符的多径信号的延迟存在着出现错误鉴别器信号的危险(延迟+1附近的反三角)，但通常，具有该延迟的多径信号具有较低的幅度，并且他们的消极影响不明显。图12说明了根据多径信号延迟使用SRNS GPS和GLONASS的C/A码信号的范围测量误差的计算示意图。用下面的表达式说明正向与多径信号的组合：
Sm(t)=A·Cf(t)cos(w0t+φ)+α·A·Cf(t-δ)cos[w0(t-δ)+φ]，
其中A是调制该信号的伪随机序列，
w0是载频，
φ是载波相位，
α是多径信号的相对幅度，
δ是多径信号相对于正向信号的延迟系数。在通常的＂窄带相关器＂的情况下，使用稳态跟踪条件的IE-LIP+QE-LQP类型[6]的非相干鉴别器，在代码跟踪系统的鉴别器输出端的信号取下形式
    E(τk)=[Rf(τk-d/2)-Rf(τk+d/2)]Rf(τk)
    +α2[Rf(τk-d/2-δ)-Rf(τk+d/2-δ)]Rf(τk-d)
    +([Rf((k-d/2)-Rf((k+d/2)]Rf((k-()cos(m
    +([Rf((k-d/2-()-Rf((k+d/2-()]Rf((k)cos(m
其中Rf(()是调制信号的伪随机序列的自相关函数，
(k是代码跟踪误差，
d是代码的超前和滞后复制之间的延迟，
(m=w0·(是直接和延迟信号之间的相差。
对于使用＂具有校正选通脉冲的窄带相关器＂的情况，在鉴别器的输出端的信号取下面的形式：
    E((k)=[RF((k-d/2)-Rf((k+d/2)]Rf(k)
    +(2[Rf((k-d/2-()-Rf((k+d/2-()]Rf((k-()
    +([Rf((k-d/2)-Rf((k+d/2)]Rf((k-()cos(m
    +([Rf((k-d/2-()-Rf((k+d/2-()]Rf((k)cos(m+
    +Sf((k+1+d/2)Rf((k)
    +(2Sf((k+1+d/2-()Rf((k-()
    +(Sf((k+1+d/2)Rf((k-()cos(m
    +(Sf((k+1+d/2-()Rf((k)cos(m，
其中Sf是相对于持续时间d的该系列校正选通脉冲与调制接收的信号的伪噪声序列的相关函数。通过设定(m=0和然后(m=(，(=0.5，d=0.1并对上面E((k)=0情况的等式求解，我们可计算确定该范围的误差。为简单起见，图12中示出使用具有无限通带的理想滤波器的射频转换不使调制该信号的伪噪声序列的字符的形状造成失真时确定该范围中的误差计算结果。
因此，实现了第三项技术任务，即在许多实际的重要情况中，数字相关器消除了多径效应造成的跟踪C/A码的误差。
工业实用性
可根据工业上大量生产的标准无线电子元件实现提出的所要求接收机的结构，这在批量生产的条件下是很重要的。所有这些对使用所要求的综合接收机通过SRNS GPS和GLONASS系统的C/A码信号确定其位置的广泛用户提供了良好的前提。从上面可以清楚地看到，本发明的是可行的，可在工业上应用，实现了提出的工程任务，并且很有希望作为同时工作于SRNS GPS和GLONASS的C/A码信号的便携接收机，并在导航测量中提供＂标准精度＂。

Claims (1)

1．一种卫星无线导航系统的伪噪声信号接收机，包括串联的天线和射频转换器，相互连接的N信道数字相关器和处理器，射频转换器包括一个连接到天线的输入单元并包括至少一个连接到输入单元的输出端的带通滤波器，信号第一频率转换单元包括至少一个放大器和一个连接到信号第一频率转换单元的输出端，分别连接到卫星无线导航系统SNRS GPS或GLONASS的信号第二频率转换的第一和第二信道的混频器，每个信道包括串联的滤波器和混频器，并且还包括产生第一外差频率的信号的单元，产生时钟信号和外差频率的设备，由产生第一外差频率信号的单元的输出端形成的第一外差频率信号的输出端连接到信号第一频率转换单元的混频器的参考输入端，而第二外差频率的信号输出端连接到信号第二频率转换的第一信道的混频器的参考输入端；信号第二频率转换的第一和第二信道的输出端以及产生时钟信号和外差频率的设备的时钟信号输出端形成射频转换器的信号和时钟输出端；在N信道数字相关器中，其信道中的每一个包括其第一和第二输入端连接到N信道数字相关器的第一和第二信号输入端的输入信号转换开关，数据交换单元通过相应的数据总线连接到所述处理器以及第一、第二、第三和第四存储单元的输出端，数字载波发生器的控制输入端，控制寄存器的控制输入端，数字码发生器的控制输入端和参考C/A码发生器的第一输入端；存储单元的时钟输入端，数字码发生器，数字载波发生器和可编程延迟线连接到N信道数字相关器的时钟输入端；输入信号转换开关的输出端连接到同相和正交相关处理信道的数字混频器的第一输入端，同相和正交相关处理信道的第二输入端分别连接到数字载波发生器的＂cosine＂和＂sine＂输出端，而输出端连接到第一和第二相关器的互连的第一输入端之间的结点以及第三和第四相关器的互连的第一输入端之间的结点，第一、第二、第三和第四相关器的输出端分别连接到第一、第二、第三和第四存储单元的信号输入端；第一和第四相关器的第二输入端连接到可编程延迟线的参考C/A码的精确＂P＂复制的输出端，可编程延迟线的第一输入端连接到参考C/A码发生器的输出端，参考C/A码发生器的第二输入端连接到数字码发生器的输出端；可编程延迟线的第二输入端和参考C/A码发生器的第三输入端分别连接到控制寄存器的第一和第二输出端，控制寄存器的第三输出端连接到输入信号交换器的第三输入端，其特征在于：射频转换器的信号和时钟输出端分别连接到N信道数字相关器的第一和第二信号和时钟输入端；在信号第二频率转换的每个信道中的射频转换器中，混频器输出端通过以串联控制两比特电平控制量化器形式制成的控制增益放大器和阈值设备连接到信道输出端；信号第二频率转换的第二信道混频器的参考输入端连接到产生时钟信号和外差频率的设备的第二外差频率的信号输出端，其中产生第一外差频率信号的单元的输出端连接到将该频率除8的第一和第二单元，第一和第二单元的输出端分别形成第二外差频率的信号输出端和时钟速率的信号输出端；N信道数字相关器的每个信道的另外设置有第五和第六存储单元，第五和第六存储单元的输出端通过相应的数据总线连接到数据交换单元，时钟输入端连接到N信道数字相关器的时钟输入端，第五和第六相关器的输出端分别连接到第五和第六存储单元的信号输入端；延迟选通脉冲整形器、键控门(key)和加法器的第一输入端连接到可编程延迟线的参考C/A码的差值＂E-L＂或超前＂E＂复制的输出端，第二输入端连接到键控门(key)的输出端，而输出端连接到第二和第三相关器的第二输入端；第五和第六相关器的第一输入端分别连接到第一和第二混频器的输出端；延迟选通脉冲整形器的输出端连接到第五和第六相关器的第二输入端和键控门(key)的信号输入端，键控门(key)的控制输入端连接到控制寄存器的第四输出端；延迟选通脉冲整形器的第一输入端连接到可编程延迟线的参考C/A码的精确＂P＂复制的输出端，而其第二输入端连接到数字码发生器的输出端。
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