CN86105364A - 数字球定位接收机中多普勒搜索的方法及装置 - Google Patents

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Abstract

描述的是用于接收GPS C/A码信号的数字接收机。本发明的接收机使用四个分离的接收机信道同时接收和跟踪若干颗卫星。本发明的GPS接收机包括用于选择和对收到的GPS信号进行频率变换的模拟前端。该接收机还包括用于恢复GPS信号的解扩展数据的高速数字信号处理器。基带信号由用于信号搜索、跟踪和数据恢复操作的通用数字信号处理进行处理。微处理器提供整个接收机的控制以及与GPS接收机操纵员的接口。

Description

一般来说，本发明所涉及的是无线电导航接收机领域，特别是多普勒搜索技术，该技术适用于球定位系统（GPS）的导航系统。本发明的多普勒搜索技术能使GPS接收机迅速获得锁定状态。
无线电导航系统用来为飞机驾驶员、海员、甚至地面运载工具，比如卡车、公共汽车、和警车等提供有用的地理位置信息。最初的无线电导航系统使用发射机路标技术，该技术依赖于若干地面上的、地理位置上分开的发射机送来的相位及定时信息。目前常用的无线电导航系统为劳兰系统（双曲线运程导航系统），它也是依赖地面发射机提供系统信号的。最新的无线电导航系统被称之为全球定位系统（GPS），该系统现由美国政府来管理。
GPS导航系统依赖的是不停地围绕地球旋转的卫星。当该系统全部投入使用时，地球上任何地方的任何一个GPS用户都可以得到包括三维位置速度和日时在内的准确导航信息。该系统预计于一九八八年全部投入使用，有十八颗在轨卫星。用GPS进行导航定位的方法是测量GPS信号从在轨卫星传播到用户的传播时延迟。一般来说，要在四维空间（纬度、经度、高度和时间）得到精确的位置测定就需要接收来自四颗卫星的信号。一旦接收机测得各信号的传播时延，与各卫星间的距离可通过把每个时延与光速相乘来算得，然后，通过求解一组含有所测距离和卫星已知位置在内的四个方程式便可得到位置和时间。该系统高准确之能力是靠每颗卫星上的星载原子钟以及连续监测并修正卫星时钟及轨道参数的地面跟踪站作保证的。
每个GPS卫星在L波段发送两个直接-序列-编码的扩展频谱信号;即：载频1.57542 CHZ的L1信号和载频1.2276GHZ的L2信号。L1信号有两个以90°相位差调制的移相键控（PSK）扩展频谱信号：P码信号（P代表准确）和C/A码信号（C/A表示粗略/捕获或消除/存取）。L2信号只包含P码信号。P和C/A码为调制到载波上的重复的多位（按扩展频谱的术语称之为“基片”Chips）的伪随机序列。这些码的类似时钟的特性被接收机用以进行时延测量。各卫星的编码是不同的，以便使接收机能区分来自不同卫星的信号，即使这些信号都在同一载波频率上。调制到各载波的还有一个50比特/秒的数据流（各卫星的数据流也不相同），该数据流中包含有关系统状态和卫星轨道参数的信息，而这些在导航计算中是需要的。P码信号加了密，仅供保密用户使用。
C/A信号供所有用户使用。
GPS接收机完成的功能大部分是任何直接-序列扩展频谱接收收机通常所完成的功能。伪随机编码调制的扩展效应必须在称为“解扩展”（despreading）处理过程中，通过将每一信号乘以时间对准的、本地产生的该信号码的复制码移除。由于准确的时间对准（或码时延），在接收机启始时未必知道，所以就必须在最初的捕获阶段进行搜寻。一经找到，在接收机操作的“跟踪”状态期间一定要保持正确的码时间对准，因为用户在四处移动。提供这种对准的机械称之为延迟锁定环。
经解扩展，各信号只是一个在某一中频的50比特/秒的PSK信号。该频率有些不确定，这是由于卫星与用户间相对移动所产生的多普勒效应，以及由于接收机本地时钟误差而导致的。在信号最初的捕获阶段，必须搜寻这个多普勒频率，因为捕获前该频率往往是未知的。多普勒频率一经大致确定，便可使用从平方或科斯达斯（Costas）载波恢复环路得到的本地载波信号来进行载波解调。为使载波恢复器和延迟锁定环的动态特性在信号强度变化时保持在一恒定状态，GPS接收机通常装有自动增益控制（AGC）。载波解调后，数据的位定时由位同步环得到，最后检测出数据流。一经获得并锁定了来自四颗卫星的信号，进行了必要的时延和多普勒测量以及收到足够的数据位（多到足以确定GPS“系统”时间和轨道参数），便可进行导航计算。
为完成上述功能，所有已知的GPS接收机都采用标准的模拟技术而只在接收机“后端”进行少量的数字处理。导航计算通常用微处理机进行，微处理机很适合于完成这一任务。此外，在已知的接收机中一些基带功能，比如：数据检测、位定时恢复以及一些科斯达斯（Coshas）环路处理，都以数字方式完成的。然而，伪随机码的解扩展、载波解调、延迟锁定环的处理和增益控制则都由模拟元件来完成。
先前的GPS接收机的例子在Chace的一篇论文中得以表述，该论文在一九八三年三月的微波系统应用技术会议上发表，题为“商用GPS接收机的低消耗射频（RF）/大规模集成电路（LSI）技术”（LOW    Cost    RF/LSI    lechnologies    for    Commercial    GRS    Receivers，MICROWAVE    SYSTEMS    APPLICATIONS    TECHNOLOGYCONFERFNCE，March，1983）。先前的GPS接收机的另一个例子在Yiu、Ceau    bosd    Eschen    back的论文中得以表述，该论文发表在一九八二年秋季导航学院学报上，题为“地面导航所使用的低消耗GPS接收机”（Alow-Cost    GPS    Receiver    for    Land    Naviation，Jou    RNAL    OF    THE    INSTITUTE    ofNAVIGA    TION，Fall    1982）。
先前的GPS接收机所用的处理方法有几个缺点。由于GPS信号的复杂特性和所需的复杂处理，这些接收机通常需要大量分立元件或高度专用的模拟集成电路，结果制造费用昂贵。如果接收机是设计来同时处理四个所需的卫星信号时，情况更是如此，因为一个“信道”的电路要复制三套。为减少电路的复杂性，某些接收机使用了所谓序贯处理的方式，该处理中一个信道的硬件由四个进入的信号分时使用。然而由于采用这种技术接收机的性能有所降低，这是因为各信号中四分之三的信息被丢掉了。
此外，一般的接收机还存在着模拟设计中常见的问题，比如由老化，温度/湿度变化以及一定信号通道特性的失配而引起的功能降低。
目前GPS接收机中所用的处理方法的另一个缺点是最初的信号捕获需要较长时间。如上所述，在四颗卫星信号能够被跟踪之前，必须在两维搜索“空间”码时延和多普勒频率进行搜寻，通常如果预先不知道该搜索空间中信号的位置（比如接收机“冷启动”后的情况便是如此），那么必须搜索大量的码时延（约2000个）和多普勒频率（约15个）。这样一来，对每个信号来说，在搜索空间就有多达三万个位置要检查。这些位置通常是一次一个地顺序查下去，这一过程可以多达5至10分钟。如果接收天线范围内四颗卫星的识别标志（即码）是未知的，那么捕获时间还得加长。已获得了缩短探测时间还得延长。缩短捕获时间的方法已经找到，但要实施却费用昂贵。比如有一种技术采用对十八颗卫星的编码匹配表面声波滤波器来有效地进行解扩展。另一种技术利用并联工作的多个普通解扩展电路来同时搜寻几个码时延。
从上述讨论中显而易见主要依赖于模拟技术的普通GPS接收机有许多不足之处。大多数先前的接收机以序贯方式进行GPS信号的搜索。通常的程序是接收机对正确的码时延作一猜测，并相应地设置C/A码发生器。然后根据那个码时延，检测所有的频率单元以找到信号所在处。如果信号未找到，码发生器便增值到下一个码时延，整个处理重复进行。查找信号存在的常用检测方法大致可描述为跟有门限判决的可变频率平均功率的“测量”。对一特定码时延/多普勒频率的跟踪，C/A信号与本地产生的C/A码相乘，并与一正弦波混频，该正弦波的频率等于当前独立的多普勒频率。所得信号由一个滤波器滤波，该滤波器的带宽等于频率搜索间隔△f。如果所需信号存在于当前搜索的频率单元中，则该滤波器的输出将包括一个解扩展的50比特/秒的数据信号。滤波器的输出取平方和平均，得到平均功率，然后将该平均功率与门限相比较。如果平均功率高于门限，则认为当前频率单元内有信号存在，否则认为没有，搜索再转到下一频率单元进行。
通常采用的搜索技术在Spilkes，z，z，zr的论文中得以描述，（Global    Positioning    System：GPS    Signal    Structure    and    performan    Ce    Characteristics，THE    INSTITUTE    OF    NAVIGATION    VOI.I.PP.29-54    1980）。
由于要搜索大量的频率单元（约三万个），普通接收机如果用序贯搜索方式;要找到一个信号就需好几分钟。如果接收天线范围内卫星的识别标志（即编码）是未知的，那么就要增加更多的时间。缩短搜索时间的方法已经找到，但要实施却费用昂贵。一般来说，这些方法是基于对每一个多普勒频率同时检查几个码时延从而加速搜索过程的设想上的。例如，一种技术采用了多个解扩展电路，各电路有各自的码发生器和平均功率检测器，各电路并联工作，因此，就需要有一种多普勒搜索技术，该技术能使GPS接收机迅速、有效地搜索存在的多普勒频率并且改善GPS接收机的锁定时间。
总而言之，本发明设想一种GPS搜索技术，它使用四个不同的接收信道同时接收四颗卫星的GPSC/A码信号。本发明的原理同样可用于同时接收GPSP码信号;可用于利用一个时分信道来序贯接收C/A或P码信号;还可用于接收通常的直接-序列-编码的扩展频谱信号。
与本发明的最佳实施例相一致，本发明的搜索技术在扩展频谱接收机中进行多普勒搜索，以接收一个或多个直接-序列-编码信号，各信号可能在其标称载频上作多普勒频移。在载频上对每个信号来说，在开启延迟跟踪和载波恢复环路之前，要经过码时延/多普勒频率搜索过程。对每个码时延搜索试验，本发明输入一个信号的N个连续的数字化采样，该信号相当于由下变频后的接收信号和所需信号的本地产生的编码相乘后经滤波的结果，本地产生码的码时延即相当于当前码时延搜索检测的码时延，滤波通过的频带即相当于下变频后接收的信号可能的载频多普勒偏移的整个频率范围。然后本发明计算N个采样组的N点离散傅立叶变换以产生N个复数的变换输出采样，每个输出相当于从O    Hertz（赫兹）-fs（或相当于频带-fs/2-fs/2）频带内的N个等间距的搜索频率之一，fs为前一步骤中采样输入的采样频率。然后计算出上述N个复数输出采样的幅度平方以得到相当于上述搜索频率的N个功率值。上述的步骤进行M次，将各上述N个搜索频率产生的M个功率值相加，得到与平均功率成正比的N个值。记下N个平均功率的最大值并且计算出相应的频率。将平均功率最大值与门限比较，超过该门限的事实表明当前的码时延大致正确（本地编码的时间基本上对准于所收到的码），并且上步骤中找到的平均功率最大值对应的频率表明了大致的多普勒频移，该门限未被超过的事实表明当前码时 延基本上不正确，应试另一个码时延。
因而，本发明的目的之一是提供一种能迅速找出GPS信号位置的GPS搜索技术。
本发明的另一目的是提供一种能同时搜索全部可能的多普勒信号的GPS搜索技术。
本发明还有一个目的是提供一种改进的装置，以对GPS信号进行迅速的最初捕获。
本发明的再一个目的是提供一种在通用的数字信号处理器中便能轻宜实施的GPS搜索技术。
考虑了对本发明的如下描述，本专业技术人员不难发现本发明的这些目的及其它目的。
图1为说明本发明的GPS接收机结构的方框图。
图2为图1中模拟前端104的详细方框图，并且该图显示了与天线和A/D转换器间的连接。
图3为图1中GPS接收机的第一DSP部分110的详细方框图。
图4A和4B为图3中正交混频器/抽选器310的另一实施例的简图。
图5A和5B为图3中低通滤波器/抽选器322的另一实施例的简图。
图6A为A/D转换器106输出端的C/A信号的频谱图。
图6B为正交混频器/抽选器310输出端的C/A的信号频谱图。
图6C为解扩展数据信号的频谱图以及和图5A和5B中滤波器的频率响应的关系相关的。
图7为图1中第二DSP部分的详细方框图。
图8是图7的跟踪/数据处理器704的操作的详细方框图。
图9A，9B和9C是对多次码时延和多普勒频率搜索一个GPSC/A信号所遇问题的说明。
图10是由图7的搜索处理器702根据本发明的方法完成的FFT辅助最大功率谱测量的流程图。
图11是根据本发明的改进搜索方法，由图1中搜索处理器702和微处理器114所完成的搜索过程的流程图。
图1为表明本发明的数字GPS接收机结构的方框图。接收机100包括与模拟前端104相连的天线102，以便在L1频率接收并选择所需的合成GPS信号（由来自几颗卫星的信号组成）并且改变信号使之适于向数字（二进制）型转换。信号的改变包括滤波、放大和频率变换。模拟前端104接至A/D转换器106，该转换器将收到的模拟信号进行采样，并转换成以后接收机处理所要求的数字形式。与模拟前端104和A/D转换器106相连的振荡器108以合适的采样频率提供时钟信号。就本发明来说，该时钟频率的选择需要慎重，正如下面还要谈及的那样。本发明的最佳实施例中，时钟频率大致为38.192MHZ。
A/D转换器106的输出接至第一个数字信号处理器（DSP）110。DSP110提供与大致为0频率的正交混频，C/A码的产生和解扩展，为得到用于延迟锁定的辅助信号的超前-滞后处理、低通滤波和采样率降低。根据本发明的原理，DSP110同时处理来自四颗卫星的信号。振荡器108也接至DSP110，并在基波采样频率上提供时钟信号。第一个DSP110的工作速率相当高，这是由于A/D转换器106提供的数字化信号的采样率很高。然而，尽管工 作速度高并要进行大量的处理，根据本发明的原理DSP110的操作却可简化，其简化程度能达到使DSP110轻易使能在单片集成电路（IC）中实施。
第一个DSP110接至第二个DSP112，第二个DSP112用来进行信号搜索、跟踪以及数据恢复操作。DSP也是同时处理四个信道的信号的，这些操作包括科斯达斯（Cosfas）环路载波恢复和解调，延迟锁定环滤波和C/A码时延控制，数据位同步和数据检测以及用于搜索的FFT辅助功率谱的测量。由于第一个DSP110提供了的信号其采样率比较低（由于作了低通滤波和采样率降低）DSP112的操作使用通用的可编程DSP    IC机便可轻易完成，而这种IC机从许多制造商那儿很容易得到。
第二个DSP112接至微处理器（up）或up系统114，该系统对整个接收机进行控制并执行导航功能。这些功能包括数据信息和由DSP112测得的其它参数（比如编码时延和多普勒频率）的翻译，导航定位的计算以及对四颗被跟踪卫星的选择。微处理器114还与第二个DSP112一起采用改进的搜索算法，下面将更多地详述该算法，up114的功能，除去本发明改进的搜索算法之外，均为其它GPS接收机后端up/s所执行的通常功能，这里就不作进一步说明了。后端微处理器114操作之例在M.Z鲍尔（Borel    M.Z）等人的文章中作了论述（Texas    Instruments    Phase    I    GPS    User    Equipment，THE    INSTITVTE    OF    NAVIGATION：THE    GLOBAL    POSITIONING    SYSTEM.PP.87-102，1980）。有关导航定位算法的详情可参看NO    NOe    P.S和mges    K.A的文章（A    Position    Fixing    Algorithm    for    the    Low-Cose    GPS    Recerver，IEEE    TRANSACTION    ONAFROSPACE    AND    EIECTRONIC    SYSTEMS，AES-12，VOL.2，PP    295-297    March，1976）。
图2为模拟前端104的更详细的方框图。模拟前端有与天线102相连的预选器202，以选择并放大所需的合成GPS信号。信号选择由预选器完成，预选择器有一带通滤波器，其中心频率大约为1575.42MHZ的L1频率上。滤波器参数（带宽和极点数）的选择要综合考虑较高抗干扰性和较低信号失真这样相互冲突的需求，正如本专业技术人员所熟知的那样。在以接收GPS C/A信号为目的的本发明中，适于使用3dB带宽为6MHZ、的三极点滤波器。本专业技术人员将会赞同在本发明范围内将陶瓷滤波器用作预选器是适宜的。
预选器202的输出端接至模拟混频器204的一个输入端。模拟混频器204的第二个输入端与谐波发生器210的输出端相连，谐波发生器产生一个大体为正弦的信号，其呈现的频率等于采样频率fs的N倍。谐波发生器210的输入端接至振荡器108，振荡器108提供频率为fs的时钟信号，从而产生该频率的谐波。谐波发生器可用任意一种标准技术来实施，比如，阶跃恢复二极管可用作脉冲发生器，其后跟一带通滤波以选出所需（第N次）谐波。
根据本发明的方法，采样率fs和谐波次数N的选择应满足下列关系：
f L 1 ＝1575.42MHZ＝（N+1-.25）·fs
如果此关系得到满足，混频器204输出端的差频信号将大体以频率fs/4为中心，这一点下面还要详述。这样谐波发生器210与混频器204连用便可将来自1575.42MHZ载频的信号频率变换到约等于fs/4的载频上去。本发明最佳实施例中，N＝41，fs＝38.192MHZ，上列等式中用加（+）号。这样，GPS信号转换到大约为9.548MHZ的频率上。
混频器204的输出端接至模拟数字（A/D）转换器106的模拟输入端。振荡器108同样接至A/D转换器106，振荡器108提供一时钟信号使A/D进行采样并且以采样率fs将输入的波形数字化。A/D转换器106的多位数字输出接至DSP110作进一步处理。为避免需用一个单独的采样和保持电路，A/D转换器最好用“瞬时”型的。几种瞬时型A/D转换器在各制造商那儿很容易得到。比如可用TRW的TDC1029    6-比特A/D转换器。TRW    LSI生产部，TRW电子原件组，邮政信箱2472，拉霍CA92038（TRW    LSI    Produets    Division，TRW    Electonic    Components    Group，P.O.Box2472，La    Jolla，CA92038）。
A/D转换器106引入的量化噪声加到天线噪声和由预选器202和混频器204产生的其它前件噪声中。所以应调整预选器202的增益使该量化噪声不至于使总的前端噪声系数明显变坏。A/D转换器106的分辨率位数）的选择应能为要收到的各类信号，包括GPS信号和干扰信号）提供适当的动态范围。本发明的最佳实施例中，使用的是6比特转换器。根据奈奎斯特采样定理，采样频率必须大到足以提供充分的保护以防止混迭。如上所述，38.192MHZ的采样率就能满足这一准则及上述的关系限制。
注意与先前接收机的模拟部分相反，模拟前端104只有极少量的电路。考虑到可制造性以及接收机性能对环境变化的不敏感性，这一点具有明显有益的意义。A/D转换器的输出端接至第一个DSP110，110，第一个DSP110将在图3中叙述。DSP110包括与A/D转换器106相连的正交混频器/抽选器310，其功能是用来接收输入的采样、数字化的合成GPS信号，该信号包括通常来自四颗卫星的C/A信号以及前端噪声。混频器/抽选器310进行正交混频以便将约为fs/4上的合成信号从大约为fs/4的中心频率转换到大约为OHZ的载频上。虽然转换到OHZ并非绝对必要，但还是这样为好，因为这样可以简化以后的处理。频率转换之后，混频器/抽选器310进行简单的低通滤波，然后降低采样率，或者“抽选”。正交混频器/抽选器310在下面将结合图1和图2进一步详述。
正如本专业中所通晓的那样，正交混频产生由两部分组成的复数型输出：一个同相（I）部分和一个异相或正交（Q）部分。正交混频器/抽选器310的I和Q输出端分别接至四个信道处理单元320，340，360和380，并分别与信道1，2，3和4对应。这些处理单元进行四颗卫星信号的码解扩展以及有关任务。处理单元320，340，360和380结构相同，因此，仅描述信道1处理器320的工作原理。
信道处理器320包括C/A码发生器330，该码发生器330产生两个信号：1）一个“即时”信号，该信号为所需卫星C/A编码的复制码，2）一个“滞后-超前”信号，其定义为延迟（滞后）的时差为Td的即时信号与提前（超前）的时差为Td的即时信号之差的二分之一。用数学术语来讲，如果用P（+）代表即时信号，那么滞后-超前信号即为：
LE（t）＝P（t-Td）-P（t+Td）/2
由于即时信号为C/A码，因此取值为+1和-1，可以看出，滞后-超前信号取值为+1，-1和0三个值。码发生器330可根据标准技术设计;C/A码的产生已有详细描述，比如空军文件SS-GPS-300B（System    Specification    for    the    NAVSTAR    Global    Positioning    System）。可以通过使基本C/A码经过移位寄存器来得到所需信号，移位寄存器分别接在输入端、中间部分和输出端抽头以分别产生超前、即时和滞后信号。选样时差Td以得到所需的延迟鉴别器的特性（或“S-曲线”），正如本专业中熟知的那样，通常来讲，Td大约为“基片”持续时间的二分之一，或在本情况下大约为0.5微秒，因为C/A码的基片速率为1.023M    Chips/sec。C/A码发生器330的控制输入端接至第二个DSP112，第二个DSP112传输以下有关指令：十八个可能的C/A码中产生哪一个以及产生的码与接收的卫星信号码间所需的时间关系（码时延）。
C/A码发生器330的即时输出端接至乘法器332和334各自的一个输入端。乘法器332和334的第二个输入端分别接至正交混频器/抽选器310的I、Q输出口。假如时间对准合适，乘法器332和334便可有效地从信号中解扩展（或去除C/A码）此信号的码与C/A码发生器330产生的码匹配。这样，假如有合适的时间对准，乘法器332、334输出的I-Q信号便是50比特/秒的数据信号。该数据信号的载频通常来说并不正好为O HZ，而是根据卫星和用户的移动引起的多普勒频移以及振荡器108从标称频率的飘移而从OH2移开。对于通常的地面用户来说，由于卫星和用户移动而引起的多普勒频移，其值大约为百分之十/-2.7（PPM）。假如振荡器飘移为+/-2.0ppm，那么在1575.42MHZ这一标称L1载频上，总多普勒频移通常为+/-4.7ppm，或大约为+/-7.5KHZ，由于乘法器332.334输出端的I-Q信号已知在-7.5KHz-+7.5KHz的频率范围内，因此可以用低通滤波将带外不要的噪声去除。反过来，可以根据奈奎斯特采样定理来降低信号的采样率。这些便是低通滤波器/抽选器322和324的功能，其输入端分别接至乘法器332和334的输出端。低通滤波器/抽选器322和324输出的PI和PQ（瞬时I和Q）信号分别接到DSP112作进一步处理。
图6a，6b和6c给出的是GPSC/A信号经DSP110处理后的幅度频谱。图6a表示的是A/D转换器106输入的C/A信号的原边谱。它具有（SinX/X）型曲线，第一个零点位于离fs/4中心频率（最佳实施例中为9.548MHZ）约1MHZ的位置上。该形状是由C/A码形成该码的基本率为1.023MHZ。图6b是正交混频器抽选器310输出经转换之后的I-Q信号的谱。I-Q信号频谱一般是由复数信号的富里叶变换得出的形式，该复数信号的实部为I信号，虚部为Q信号。注意变换后的C/A信号大约以O载频为中心。
图6C显示的是解扩展后的即时I-Q信号的谱。注意由C/A码调制造成的频谱扩展已经消除，剩下的是以多普勒偏频为中心的50比特/秒的数据信号。
再参看图3，C/A码发生器330的滞后-超前输出端接至乘法器336和336各自的一个输入端，乘法器336和338的第二个输入端分别接至正交混频器/抽选器3/O的I、Q输出口。乘法器336、338输出端的I-Q信号为辅助“差动”信号，该信号以后在接收机中用作延迟锁定。同即时I-Q信号一样，差动I-Q信号的重要内容被限定在可能的多普勒偏移范围的频率之内，也就是大约在基带口的-7.5KHz至+7.5KHz之间。分别接至乘法器336和338的相同结构的低通滤波器/抽选器326和328将带外不要的能量去除，并且相应降低采样率。分别从低通滤波器/抽选器326和328输出的DI和DQ（差动I和Q）信号接至DSP112作进一步处理。滤波器326和328与即时滤波器322和324结构相同。
以前所述，信道处理器340、360和380的结构与信道处理器320的相同。在正常工作时，各处理器从收到的合成信号中分出特定的卫星信号，它的C/A码与该单元的码发生器产生的码相匹配。
所配置时钟/控制发生器390作为DSP110的一部分安装上以生产各类数据处理电路所需的时钟和控制信号。与时钟/控制发生器390相连的振荡器108提供基准时钟信号，并由此得到其它的时钟和控制信号。本发明GPS接收机的结构设计使得DSP110电路适于在单片集成电路中实施。这主要是因为彻底免除了数据信号处理中通常必需的复杂的、多位数字乘的操作。正如本专业中熟知的那样，各位乘（比如两个8-比特数字信号相乘）就电路所占面积、电源电流的消耗以及执行时间来说，其代价昂贵。运行速率高或采样率高时更是如此，比如GPS接收机所要求的那样。DSP110用了几种方法来免除多位乘。首先，我们记得送至乘法器332和334的瞬时信号只有+1和-1两个值，并且送至乘法器336和338的滞后一超前信号也仅有+1，-1和0三个值。本专业技术人员将会赞赏用这些简单因子便可完成乘的简便之处。IQ信号执行乘的字长每一位仅需几个逻辑门。C/A码发生器330没有乘法器，可以容易地用逻辑门和触发器构成，正如上述引用的文件中所表明的那样。通过使用特别的滤波结构便可使低通滤波器/抽选器322、324、326和328中不用多位乘法器，这一点以后再加以说明。最后，凭借本发明接收机的几个结构特性，包括正交混频的特别选择，正交混频器/抽选器310便可不用乘法器，对此我们现在加以讨论。
我们记得正交混频器/抽选器310的主要功能是将A/D转换器输入的合成信号转换到0频率。一般来说，正交混频是通过Cos Wot和Sin Wot转换信号执行乘，这里W0为转换所需的角频率值。从数学角度来说，认为是的复数值exp｛jw0f｝＝Cos W0f+jsinW0f来进行乘，并且将积的实部和虚部分别看作I、Q的输出。在数字处理过程中，对余弦和正弦波形进行采样，也就是说时间变量t变成了离散的时间变量nf，这里T＝1/f/s＝1/采样率N为采样数为可数整数（1、2、3、4…等等）。在于电路上，数字处理需要某些方法比如用一个ROM表来产生余弦和正弦值，加上两个乘法器电路。一般来说，为取得良好的操作效果，余弦和正弦值必须准确地用多位的实数来代表，在就是说余弦/正弦乘法器必须是复杂的多位类型的。
本发明的正交混频器通过对转换频率的特别选择而免用了多位乘法器和余弦/正弦发生电路。我们记得由于上述限制采样频率fs与谐波发生器参数N之间的关系来自A/D转换器106输入的合成信号大约以频率fs/4为中心。这样，当把合成信号从fs/4转换到0频率，转换频率W0就必须为2πf/4。这就意味着采样后的复数混频波形表达式｛W0t｝变成了表达式｛jnπ/2｝，即变为如下的简便形式……1，j，-1，-j，1，j，-1，-j……等等。采样的余弦和正弦波形同样分别简化为……1，0，-1，0和0，1，0，-1。本专业技术人员将会赞赏如此简单序列生成的简便性以及其相乘的简便之处。特别是无需使用复杂的多位乘法器线路了。
上述正交混频操作的简化基本上是靠本发明的GPS接收机的结构特性实现的。以前或与之有关所有的已知GPS接收机需执行载波解调或多普勒去除以解扩频。如果数字接收机采用这种方法，象本发明所述的那样，就意味着正交混频恰好到0Hz，而不是正交混频到大约为0Hz。也就是说，转换频率将不是fs/4，而是fs/4+f多普勒。因为一般来说各卫星信号的多普勒频率是不同的，这就需要分别进行四次正交混频操作。更重要的是，破坏了转换频率与采样频率间的特别联系，便使简化混频波形和免用多位乘线路成为不可能。与此相反，本发明的接收机在解扩展后才进行解调，事实上，是在跟随解扩展它的滤波和抽选操作之后进行。这些功能的分步执行使载波解调在DSP112中用可编程DSPIC′s机便可完成，可编程DSPIC′s机适于完成波形产生和多位乘法运算任务。这也使上述简化成为可能，使正交混频器/抽选器310易于完成，下面我们将对此进行描述。
图4a和4b显示的是正交混频器/抽选器310的两个可供选择的实施例。两个实施例的通过复数序例……1，j，-1，-j，……等来进行正交混频，接着便进行简单的滤波和抽选操作。进行滤波是为去除合成GPS信号中的负频镜像，相位混频处理后合成GPS信号以频率fs/2为中心。由于通过滤波减少了信号带宽，就要进行采样率降低（抽选）以使随后的电路以低速工作。图4a的电路有效地进行正交混频并在其后跟有2个分支的数字低通滤波器（Z-变换的传输函数为H（z）＝1+Z-1）并进行2次选通。图4b的电路有效地进行正交混频，其后跟有4个分支低通滤波器（传输函数为H（z）＝1+Z-1+Z-2+Z-3）并进行4次选通。
图4a的正交混频器/抽选器310实施例包括两个多位触发器式锁存器402和412（用F/F表示），各自与A/D转换器106相连，以锁定A/D输出的多位信号的采样并且将采样序列分为两个可供选择的半速率序列。触发器402和412均将有频率fs/2的时钟信号。然而，触发器412的时钟信号与触发器402的异相180度，以便当触发器402锁定偶数输入采样值，触发器412锁定奇数采样值（反之亦然）。时钟相位倒相可由易于完成，例如用倒相器411。当触发器412的输出端相连并被提供与触发器402相同的时钟信号的触发器414用来对两个采样流进行时间校准。分别与触发开关402和414输出接至乘法器406和416以交替+/-1顺序乘各采样流。由于只有+1和-1两个因子的这一简单性质，乘法器406和416易于实施。乘法器406和416的输出分别代表正交混频器/抽选器310的I和Q输出该输出接至信道处理器320、340、360和380以作进一步处理。I和Q输出端的采样频率与输入端的频率相比降低了一半，降至fs/2（在一种接收机实施例中为19.096MHz）。
图4b中正交混频器/抽选器310实施例中有触发器442、452、454和倒相器451，其联接方式与图4a中的402、412、414和411相同并起相同作用。也就是说，电路442、452、454和451用来锁存来自A/D106输入的被采样信号，并将之分为两个同步的、半速率的采样流。触发器442输出的一个采样流接至触发器446。触发器446装有与触发器442（在fs/2频率）一样的时钟，并且提供一个采样周期的时延。减法器448将触发器将从触发器442输出端的来时延采样中减去466输出的时延采样。减法器448的输出端根据fs/4频率时钟信号的指令被触发器450以fs/4频率锁定。减法器448的每次第二个输出就这样被除去。由触发器456、460和减法器458对触发开关454输出的采样流进行同样的处理。触发器450和460的输出分别代表正交混频器/抽选器310的I和Q输出端，并接至信道处理单元320、340、360和380以作进一步处理，I和Q输出端的采样频率降低了四分之一，即从输入频率降至fs/4（一种接收机实施例中为9.548MHz）。注意此频率是图4a电路提供的频率的一半，以使后续电路低速工作。尽管有点复杂，图4b电路还是优于图4a电路，要是认识到处理速度式功率消耗是至关重要的。
上述讨论描述了正交混频器/抽选器310的操作是如何大大简化的，并便于实施。现在我们把注意力转向后置-解扩展（post-despread）低通滤波器/抽选器322、324、326和328。数字滤波器一般需要三种类型的元件：1.锁存式触发器，以产生时延;2.加法器，或在某种情况下，减法器;3.乘法器。乘是收通过数字滤波器的采样信号乘以不同增益常数，不同的增益常数值控制滤波器的传输函数式频率响应。乘法器的复杂程度依赖于信号采样和增益系数字节长度。信号的字节长度影响着动态范围和滤波器的频率信噪比性能。系数的字长影响着滤波器的频率响应在多大程度上能成为近于某些期望的频率响应。粗系数量化（即缩短系数字节长度）从实施角度来看是需要的，但可能在一些滤波器结构电导致相当大的失真。如果频率响应的通带与采样频率相比很窄时更是如此，这儿的情况就是这样。为克服这一问题，本发明的接收机使用了特别的滤波结构，该结构使系数很粗地量化到完全不用乘法电路的程度。
图5a和5b详述了两个无需乘法器的数字滤波器的实施例，该数字滤波器可用作低通滤波器/抽选器322（还有324、326和328，因为它们是相同的）。图5a的电路510基本上可以描述为M采样的相加和转储滤波器。正如本专业众所周知的那样，该滤波器（也称之为积累和转储）的功能，是就每一M列连续输入的采样求和并输出结果。这相当于一个有M个相等增益系数的有限冲击响应（FIR）滤波器，为每一个M输入采样该滤波器的输出进行采样一次（M次抽选）。该功能可由电路510顺利执行，电路510包括由二进制加法器502和锁存器式多位触发器504构成的累加器和一个输出锁存器506。以采样率fI的输入采样由加法器502加到累加锁存器504中，该锁存器的时钟定在同一频率fI。M个输入采样被累加后，由锁存器504输出累加结果由输出锁存器506存起来（或“转储”），输出锁存器506的时钟为抽选中的采样频率fI/M上提供一时钟。锁存器506输出的是经过低通滤波的信号，该信号的采样率已经像期望的那样由M因素降低M倍，降至fI/M。紧加锁存器504被置以频率为fI/M一个清零或复位信号，以便在各M采样累加结果形成并输出到锁存器506之后，使锁存器504清零到全零状态。这样，累加器便准备好累加下一组M个输入采样。在本发明的范围内，输入采样率fI等于fs/2或fs/4，这要取决于正交混频器/抽选通器310用的是图4a电路还是图4b电路。这样一来，假定fs为38.192MHz，fI要么是19.096MHz，要么是9.548MHz。
相加和转储器510的频率响应的量化函数示为一个以0频率为中心的Sin（X/X）型，其例子由图6c所示。假定输入采样率为fI，滤波器的带宽由参数M控制，第一个阻带零便出现在fI/M频率上。带宽的选择应综合考虑以下两个相互矛盾的折衷：1.低信噪比（SNR）降低对解扩展在多普勒范围+/-7.5KHz的数据信号（意指宽的带宽）;2.低输出采样率，以便减轻DSP112承受的处理负担（意指窄的带宽）。
尽管便于实施（乘法器），相加和转储滤波器还有某些不令人期望的响应特性，也就是指一个相当于圆拱形的带通，以及在频率上缓慢下滑的阻带。与更完善的滤波器的性能相比，这些特性造成了某些性能的降低。这一用途中的理想滤波器应为矩形或“砖墙”式滤波器，该滤波器的截止频率有与所预料的多普勒频移最大值7.5KHz尽管实际上还没有实现，但这样一个滤波器将会使输出采样频率降至到大约15KHz，而不会造成通常由噪声混淆和信号衰减而产生的SNR降低。与此相反，为同样输出采样率设计的相加和转储滤波器在多普勒范围内产生最糟的信号衰减时，其SNR降低达到3.9dB。在大多数GPS接收机的实用中，降低到这一水平是不能容忍的。因此，大多数情况下，相加和转储器510要设计有较宽的带宽，当然损耗也大，因为有高的输出采样率和更重的处理使DSP112承受了更重的处理负担。
万一由相加和转储器510提供的SNR与输出采样率的折衷方区还不足以解决问题，可以使用由图5b显示的另一种滤波器的实施例中的类型。图5b的滤波器有一更接近于理想滤波器的频率响应，而且也易于实施，因为它不包含乘法器线路。简言之，图5b的低通滤波器/抽选器322可以描述为M1采样求和和转储器，有2个极点和2个零点的2阶无乘法器的递归滤波器以及一个M2采样相加和转储的串联。整个滤波器可被视作一个M1、M2采样相加和转储器，它被分为两个部分，两部分之间置有2阶递归部件，该部件使带通曲线呈“矩形”并改善阻带的衰减。采样率的降低或抽选由2步完成，首先，由第一相加和转储器乘以M1，然后，由第二累加和转储器乘以M2，求出M1×M2的总选通因子。这两级抽选使第二、第三滤波器部件工作于降低了的时钟速率，因此降低了功率消耗。
详细说来，图5b的低通滤波器/抽选器322包括第一个相加和转储部件510，该部件接收以采样率fI（如上所述要么为fs/2或fs/4）对输入信号的采样，并且进行上述通常的相加和转储操作，除非参数M现为M1。以采样率fI/M1上的第一相加和转储器510输出的滤波后的采样传至二级递归滤波部件。这一部件的构成有：锁存器或多位触发器524和532，放大部件512，518，520，528，534和536，加法器516、522、526、530、和538及减法器514。来自第一相加和转储器的输入采样送至放大装置512和536。循环部件的fI/M1的速率工作，这是由使用在锁存器524和532上的fI/MI速率上的时钟信号决定的。滤波后的输出结果从加法器538的输出端取出，该输出加至第二相加和转储部件输入加法器542上。由加法器542，紧加锁存器544和输出锁存器546构成的第二求和和转储部件，其工作方法与第一除输入采样率为fI/M1和求和和转储部件相同，选通参数现为M2。门闩546输出的是最后低通滤波和抽选出的结果，该结果表示为fI/M1/M2的采样率。
2级递归部件结构选择要使放大装置512、518、520、528、534和536无需使用乘法器。这类结构特别适用于窄带低通滤波器，在其中增益系数可进行粗量化而不会导致很大的频率响应的失真，所讨论的这类结构的例子为文章：《New    Recursive    Digitocl    Filter    Structures    Having    Very    Low    Sensitivity    and    Roundoff    Noise》，IEEE    Trans-ACTIONS    ON    CiRcuiTS    AnD    Systems，V01.CAS-22，NO.12，PP.921-927Dec.1975。在本发明的滤波器中，系数量化的处理已达极限，即系数已经量化到“一个比特”。这样各增益系数实事上为2次方。一般本专业的技术人员会认识到在2进制计算中完成2次方的增益，只需进行简单的比特移位操作。实际上，移位用数据传输的适当程序安排便可完成。这样，增益部件无需硬件本身便能制成。这也使整个滤波器的制造简单化，因为它也减到仅仅是加法器和锁存器的组合。
增益系数值和抽选参数M1和M2的选择应为得到生良好的SNR性能和尽可能接近理想低值15KHz的输出采样率。作为举例，实施例的设计参数如下表所列：
表2
Figure 86105364_IMG2
这里，M1＝112，M2＝5
当输入采样率fI等于9.548MHz，正如图4b的fs＝38.192MHz时的正交混频器/抽选器电路所提供的那样，最终输出采样频率为17.05KHz，这一频率相当接近最低频率15KHz。二级递归部件变换功能的Z-变换式如下：
H（Z）＝ (Z2)/(Z2) (-1.5Z+1)/(-1.5625Z+875)
这里1/Z相当于1/85.75KHz的时延。
整个滤波器频率响应的量化函数如图6c所示。与简单的累加和转储滤波器的曲线相比，它显得更呈矩形，并有改善了阻带抑制。SNR性能相应地有了可观的改进。由于通过M1＝112进行第一次选通，递归和第二相加和转储部件的采样频率如人们所期望的一样，降低至85.25KHz。
正如本专业中熟知的那样，流经数字滤波器的信号的二进制代替码的字长必须长到足以使由滤波器本身造成的噪声显得不过份地大。分析表明，16比特的信号字长便足以在上述低通滤波器/抽选器322的任何一个实施例中使用，假设A/D转换器106为6比特转换器。
现在我们把注意力转向DSP112的结构和工作过程上，其方框图如图7所示。在最佳实施例中，DSP112包括四条并联信道，各条均有一个搜索处理器和跟踪/数据处理器。各信道的搜索和跟踪/数据处理器接至DSP110的相应信道处理单元。例如，信道1的处理器702和704接至信道1的DSP110处理单元320。具体来说，从低通滤波器/抽选器322和324输出信道1的瞬时信号PI和PQ分别接至搜索处理器702和跟踪/数据处理器704。从低通滤波器/抽选器326和328输出的信道1的差信号PI和PQ分别接至跟踪/数据处理器704。从跟踪/数据处理器704输出的信道1的C/A编码控制信号接至C/A编码发生器330。同样在信道2处理器712、714与DSP110的处理单元340之间;在信道3处理器722、724与DSP110处理单元360之间;在信道处理器732、734与DSP110处理单元380间，也作类似的联接。八个搜索和跟踪/数据处理器全部通过双向数据总线750接至控制微处理器114上。
图8详细显示了由跟踪/数据处理器704、714、724和734，所作的基本操作。简言之，各处理器配备科斯塔环（Costas）用于载波恢复和载波解调（多普勒去除），延时锁定环进行C/A编码延时控制，自动增益控制（AGC），数据比位时恢复和数据检测。还包括有输入/输出（I/O）总线接口以利于同微处理器114通讯。
科斯塔环（Costas）载波恢复和载波解调由包括复混频器802，低通滤波器808和810、混频器842，载波环路低通滤波器844，正交可变频率振荡器（VFO）846在内的环路进行。从DSP110过来的即时I和Q信号PI和PQ接至复数混频器802的一个输入端。复混频器802的另一输入端接至正交可变频率振荡器802的另一输入端接至正交可变频率振荡器（VFO）846的输出端，该振荡器在载波恢复（即多普勒）频率的负极提供采样了余弦和正弦波形。这些信号用Cosφ和Sinφ符号代表，分别出现在相位VFO846a和846b输出端。实际上，复混频器828对两个“复数”信号PI+jPQ和Cosφ+Sinφ进行复数乘法运算。相乘后产生的结果包括两部分输出信号：同相（“实”）部分｛PICosφ-PQSinφ｝和一个正交（“虚”）部分｛PISinφ+PQCosφ｝。这些信号分别供给AGC放大器804和806，该放大器使信号变到一相对恒定的平均功率水平，以便减轻信号衰落的影响。AGC控制信号的得出简短描述如下。AGC放大器804和806的输出端接至低通滤波器（LPF′S）808和810，该低通滤波器用以改进环路信噪比（SNR）。LPF′S808和810输出的由混频器842一中相乘其结果送到载波环路LPF844。环路滤波器844输出的是恢复了的载波频率，多普勒频率，该输出端与正交UFO846和864c的频率控制输入端相连。
这样形成的控制环路可被视作科斯塔环（Costas）式在0频率工作的复数值矩形环路。一般本专业的人员对此类环路是熟知的。与本发明GPS接收机一起园满工作的一种科斯塔环（Costas）在荷马斯（Holmes）的文章里得以表达，该文章发表在一九八二年《威利中间科学》Wiley    Tnterscience第121-207页上，题为“相干扩展频谱系统”。在锁定状态，正交UFO846的“复数”正弦输出紧跟着在相位和频率（实际上为该相位和频率的反相）紧紧跟随的即时信号。这样，复数混频器802输出的是全部解调了的数据信号，该信号实质上对中在OHz频率上，並且相位角为零。实际上，相同的“分路”滤波器808和810的带宽要调整到与环路的动态跟踪需求相一致的最佳环路SNR性能。载波环路滤波器844的设计也要考虑跟踪的需求。最好有积分器以便使用零该差跟踪任何多普勒频率的相位。正交UFO846如上所述可用标准ROM查表的方法来顺利完成，比如，在文章《A    Digital    Freguency    Synthesizer》，by    J.Tierney，C.Rader，and    B.Gold，in    IEEE    Transactions    on    Audio    and    Electroacoustics，V01.AU-19，NO.1，March    1971，PP.48-56中所述。
当载波恢复环路被锁定，放大器804输出同相解调后的信号是为检测准备的基带50比特/秒的数据信号。该信号送至位定时恢复单元892和数据检波器890。比特定时恢复单元892输出的是与接收到的数据信号的转换即时间同步的位定时信号。位定时信号送至数据检波器890，以指令检波器进行位定位的最佳定时。数据检波器890的输出是恢复了的卫星信号导航信息，该信息经过I/O总线接口882送至微处理器（up）114。位定时信息也通过总线接出882送到up114以用作导航计算。一般本专业人员熟悉位定时恢复单元和数据检测器890的工作原理。位定时电路和数据检测电路在荷马斯（Holmes）的一篇文章里作了一般性描述，该文章为《Coherent    Spread    Spectrum    Systems》Wiley    Interscience    1982，PP.564-620。
来自DSP110的差动信号以与处理即时信号类似的方法处理，以便提供C/A码时延锁定。同相和正交差分信号DI和DQ输入到复数混频器802的一端。混频器的另一输入端输入的是正交UFO846输出的余弦和正弦波。复混频器822操作方式与瞬时复数混频器802相同，并且产生同相和正交输出信号｛DIcosφ-DQsinφ｝和｛DIsinφ+DQcosφ｝。复混频器822的同相和相位输出由AGC放大器824和826标定，此后由滤波器828和830进行低通滤波。滤波器828和830与即时通道滤波器808和810相同。从滤波器808和828输出的同相即时和差动信号由混频器872一起相乘。滤波器810和830输出相应的正交信号由混频器874相乘。混频器872和874的结果由加法器876相加，加法器870的输出端接至时延锁定环路（DLL）的低通滤波器878。DLL滤波器878的输出信号为相应C/A码时延的接收机推算估值，该结果经过总线接口882和总线750送到up114以供导航计算用。码时延信号还通过开关880（0位置）送至DSP110合适的C/A码发生器的码控制输入端。
这样，由与DSP110联用的图8中的跟踪处理器所形成时延锁定环路被称之为改进型非相参码跟踪环路。这样的环路在R.约斯特（R.Yost）和R.博伊德（R.Boyd）的文章里有所论述（《A    Modified    PN    Code    Fracting    LooP    ltsPerformance    Andysis    and    Comparative    Evaluation》，by    R.Yost    and    R.Boyd，in    IEEE    Transactions    of    Communications，V01.COM-30，NO.5，May    1982，PP.1027-36。）就本发明来说，文章中描述的环路已经适合运用于以复（IQ）的形式在0频率工作。环路动态响应由DLL滤波器878控制，该滤波器878最好有一个积分器以便以0稳态误差跟踪任意多普勒频移延时。
为使各种接收机跟踪环路（载波，时延和位定时）的动态特性保持在恒定状态，本发明的跟踪处理器装有AGC。AGC控制信号由矩形波形成器852和854，加法器856，减法器858和AGC低通滤波器860而得到的。滤波器808和810的同相和正交输出信号分别加到矩形波发生器852和854。两个信号的矩形波被计算由加法器856相加。加法器856的输出是LPF′S828和810输出的I-Q信号的即时功率。与所需平均功率水平一致的恒定值KP被送到加法器856和减法器858的累加输出负极。减法器858输出的为功率“误差”信号，该信号被AGC的低通滤波器860滤波。滤波器860最好有一个AGC的理想的积分器。AGC滤波器860输出的是AGC控制信号，该控制信号接至AGC放大器804、806、824和826。这样形成的AGC环路作用为在恒定规KP状态下保持后分路（Post-arm）滤波器I-Q信号的平均功率。AGC滤波器860的带宽决定环路的动态响应，其选择应与所期望的信号强度变化的特性相一致。
上面叙述了关于跟踪/数据处理器在“跟踪”模式下的工作过程。在跟踪之前的搜索过程中（还要简述），跟踪/数据处理置于“搜索”模式，这由up114完成，up114置开关880于位置1。当开关880置于位置1，跟踪/数据处理器起的作用仅仅是将up114（经总线750和总线接口882）输入的码控制信息中转到DSP110的C/A码发生器。该信息包括码的个数（即产生18颗卫星编码的那一个编码7和C/A码时延，该时延在搜索中或者被增加或者被去除。在搜索模式中，跟踪和数据检测操作基本上闲置。搜索完成后，up114置开关880于位置0，并且经过输入端846d送一最初的多普勒频率估值（搜索中获得）到正交UFO846，然后跟踪过程开始。
图8所示的跟踪/数据检测操作用可编程的DSPIC机便可方便完成。当DSP110过来的输入信号的采样频率降低时，就有可能完成这一实施。PI、PQ、DI和DQ的17.05KHz的采样率是足够低的，使得DSP112的跟踪/数据处理器704、714、724和734用一片IC便可实施。适用的DSP    IC是VEC（NEC    Electronics    Cl.S.A    One    Nafick    Execufive    Park，Nafick，Mass，01760）制造的UPD7720。
一般本专业的人员可能会对图8所示的跟踪/数据检测器操作改进做出修改或补充。这些补充可以包括用于各种环路的时钟检测器，或至up114的补充信息输出，比如信号强度和多普勒频率。用可编程方法实现的主要优越性在于处理操作方便灵活，便于修改以适应不同接收机用途的需求。
正如发明背景中所谈及的那样，在信号跟踪和数据检测开始之前，必须搜索各卫星信号。图9a、9b和9c说明了搜索GPSC/A码信号的问题。图9a所示的是收到C/A信号与本地产生的起C/A码互相关C/A码间的延时函数。这就等于当码延时变化时等效解扩展（瞬时）数据信号的相应数量。互相关基本上呈底宽有两个片（chip）周期（的2微秒）的三角形，这个三角形在每一个C/A码周期（1023个基片或1毫秒）出一次。期望的有效点在三角形的顶峰，在那儿解扩展信号功率最大。一般来说，在接收机启动时，正确的码延时是不确定的，也就是说相关三角形的位置是未知的。为找到正确的码时延，接收机通常对所有可能的码时进扫描或增值，直到确定了最高解扩展信号电平。时延测试寻间隔增量通常为半个片周期（0.5微秒）的间隔，以使相关峰基本上不会遗漏。
图9b说明了搜索问题的第二维，频率的不定度。当正确解扩展时，C/A码信号折叠至仅仅是一个50比特/秒的数据信号。该数据信号的载频是不定的，原因是卫星运动和接收机时钟飘移产生的多普勒频移。基本工作在零频率的本接收机中，解扩展（即时）信号的载频可以在+7.5KHz与-7.5KHz间变化。由DSP110的低通滤波器/抽选器用来滤除带处的噪声。然而，该带宽内的信噪比还不足以可靠地测定信号，也不足以锁定跟踪环路，为改进SNR就要相应作进一步滤波即将多普勒频率范围分成若干个窄一点的频带，然后检查每个基窄频带内信号的存在。
图9c是对搜索处理两维特性以曲线形式作一总结。所需信号可视为存在于两维搜索空间的某一点上，该空间的维是时间（码延时）和频率（多普勒）。为确定该信号，将空间分成许多由维数△t乘△f构成的分单元式块，然后逐个检查以找到信号所在处。通常来说，为可靠地定位，△t大约为5微秒，△f大约是1KHz或少于1KHz。因为空间的总量为1毫秒乘以15KHz，那么搜索块的总数约有三万个。
大多数先前的接收机以顺序方式进行搜索，在搜索空间一次检查一块。通常的过程是接收机对正确码延时作一猜测，并相应地调制C/A码发生器。然后根据那个码时延，检查所有频率单元以找到信号所在处。如果信号未找到，码发生器的增值到下一码时延，整个处理重复进行。查找信号存在常用的检测方法大致可描述为跟有门限判决的可变频率平均功率“测量器”。对假定的码时延/多普勒频率的测试，C/A信号与本地产生的C/A信号相乘并与一正弦波混频，该正弦波的频率等于当前的多普勒猜测。会成信号由滤波器滤波，该滤波器的带宽与频率搜索间距△f相等。如果所需信号存在于当前搜索的频率单元中，该滤波器的输出将包含一个解扩展的50比特/秒数据信号。滤波器的输出取平方和平均以得到与门限再作比较的平均功率。如果平均功率高于门限，则认为在当前频率单元内有信号存在。否则认为不存在，搜索转到下一频率单元内进行。目前常用的搜索技术在Spilker，J.J.Jr.的论文中有所描述（Spilke，J.J.Jr.，Global    Positioning    System：GPS    S    Signal    Structure    and    Performance    Characteris-tics，THE    INSTITUTE    OF    NAVIGATION    VOL.1PP29-54，1980）。
由于要搜索大量的频率单元（约三万个），普通接收机如果用序贯搜索方式，要找到一个信号就需好几分钟。如果接收机天线范围内卫星的认别标志是未知的，那么就要增加更多的时间。缩短搜索时间的方法已经找到，但要实施却费用昂贵。一般来说，这些方法是基于对每个多普勒频率同时检查几个码时延的设想上来加速搜索过程。例如，一种技术采用了多个解扩展电路，各电路有并行工作的各自的码发生器和平均功率检测器。
本发明的接收机使用了改进的搜索技术，该技术的发展与整个接收机的结构是一致的。简言之，该技术引入了由平均功率测量器所辅助的快速傅里叶变换式（FFT）以便同时检查所有多普勒频率单元来对每个码时延进行测试，因而显著地缩短了搜索时间，所需处理的大部分或全部都可用可编程DSP    IC机顺利完成。
在一个实施例中，FFT辅助的搜索过程是用与微处理机114连用的DSP112的搜索处理器702、712、722和732完成的。在本实施例中，总搜索控制由up114提供，包括FFT计算的大部分处理由搜索处理器进行。
总而言之，改进的搜索方法工作原理如下所述。对于给定的码时延试验，搜索处理器702（或者等效地处理器712、722或732）按照up114发来的指令从DSP110输入若干组N个瞬时采样对（PI、PQ）。对每组N个I-Q采样对，使用N点FFT对其进行复数的离散傅里叶变换（DFT）。实际上，FFT用N个复数正弦波完成了对I-Q采样流的复合混频，该正弦波的频率等间隔地分布在多普勒频率范围内，接着便对每个结果信号进行低通滤波和抽选。N次混频和滤波操作由FFT以高度有效方式同时进行。实际上，滤波器相当于N个采样相加和转储。就这样，由FFT对各滤波后产生的信号进行N次抽选。因此，对每组N个I-Q输入采样来说，就有N个复数或I-Q输出采样，各采样与一个不同的频率单元相应。然后找出N点FFT输出的功率并进行平均。通过形成每个复数输出（也就是说，实部和虚部，或I和Q部份的平方和）的幅度平方便可找到N个功率值。N个功率值就在M次FFT′S上被平均了。
当平均功率测量结束时，处理器702确定了N个功率的最大值，并按照相应频率单元的号码将数值送到up114。微处理器114把最大功率与门限相比较。根据比较结果，搜索要么终止，要么进行到下一个码时延，正如普通的搜索程序一样。
事实上，上述改进了的搜索方法实现了并行操作的N个平均功率检测器，因为N个频率均匀分布在可能的多普勒频率的整个范围之内。由于对每个码时延试探，同时检测N个频率单元，所需搜索时间与普通的顺序搜索过程相比，减少了N倍。所得到的频率分辨率△f与被减少N倍的从DSP110出来的I-Q采样对的输入采样率相同。如果输入采样率用fiq表示，那么频率分辨率便是△f＝fiq/N，覆盖频率范围便从-fiq/2到+fiq/2。应该选择FFT的参数N以提供足够频率分辨率，顺利实现FFT（由于FFT的复杂性，如：存储器要求等，取决于可从）。平均参量M和门限值影响检波器的各种特性，如，检波的概率的虚噪声，这在本专业中是众所周知的。
图10表示了概要说明搜索处理器702测量最大功率值的适当程序的流程图。加上所述使用可编程DSP    IC机，比如NEC制造的upp7720，便可有利地实施这一程序。在本实施例中，FFT参数N等于32。对17.05KHz的输入采样率来说，频率分辨率△f是532Hz，频率覆盖范围是从-8.525KHz至+8.525KHz。
按照up114的指令（经总线750）对功率最大值的测量在1002项起始。在项或子程序1004进行的第一步是将32个功率平均相累加器清零ZSNM（K），K＝0至31。第二步在输入子程序100632个连续的即时采样对（PI，PQ）从DSP110输入并储存在存储器中。这些I-Q采样对可以看作如下形式的复数：
X（n）＝PI（n）+JPQ（n）
这里n为采样次数，其范围从1至32。
在子程序1008计算输入采样序列的32点复数FFT。数字上，复数值X（K），K为0至31的计算为：
Figure 86105364_IMG3
根据频率＝K·△f的关系，变量K相当于频率。例如，K＝0便相当于0频率。负频率相当于16至31间K的值，因为采样信号的频谱是呈周期性的。例如，K＝31便相当于频率-△f。几种FFT算法可用于计算X（K）。最好用“同”位算法，因为其使用的存储量最小，正如本专业中熟知的那样。这样一种算法在奥本黑姆（Qpkenheim）和施福尔（Scha    e）的一篇文章中得以描述（Digital    Signal    Processing，Prentice    Hall    1975，PP284-336）。
一旦计算了FFT，便能在子程序1010中找到每个FFT输出X（K）的幅度平方或功率。通过平方相加X（K）的实部和虚部便可找到以Z（K）表示的功率值。数学上即ZK＝｛RealX（K）｝2+｛ImagX（K）｝2，K＝0至31。在程序1012中，将功率值Z（K）相加或累加至功率累加寄存器ZSUM（K）。各ZSUM（K）是在将Z（K）加至ZSUM（K）当前值时被修改而得到新值。根据判定分程序1014提供的情况，程序1006、1008、1010和1012执行M次。这样M组三十二个即时采样对被输入和变换。M组功率被计算和相加。该处理结束时ZSUM累加器中的现存数字值代表的是与32个频率单元相应的32个平均功率输出。用ZMAX表示的32个ZSUM值的最大值由程序1016确定，用KMAX表示相应的K值。KMAX是K的那个值，对其来说ZSUM（K）＝ZMAX，即：ZSUM（KMAX）＝ZMAX。值ZMAX和KMAX被送回up114（经总线750），搜索处理器702测量最大功率值的程序便可终止了。处理器然后等待来自up114的指令以开始另一次测量。也许值得注意的是，由于采样率fiq必须大于多普勒频率范围，频率变量K的几个值可以对应于在可能的多普勒频率范围外的频率。在此说明的例子中，fiq等于17.05KHz，FFT频率范围为-8.525KHz至+8.525KHz，因此多普勒范围为-7.5KHz至+7.5KHz。所以在实用中，有关超出多普勒范围外的那些频率的功率计算可以省去，平均功率最大值选择程序1016也可以忽略这些“外部的”频率单元，因为信号不可能在那儿。如果对多普勒频率有所预知，也可对频率搜索范围作类似的限制。
图11表示的是由微处理器114所进行的搜索过程的流程图。搜索程序从1102进入。根据程序1104完成初始化处理。首先，通过发送一个信号使开关880置于位置1从而将相应跟踪处理器（本例中信道1的704）置于搜索态。其次，通过跟踪处理器704（和总线750）将与所需卫星一致的C/A编码数送到DSP110的相应码发生器。最后，如果需要，最初的C/A码时延值也送到码发生器。
1104初始化处理完成之后，up114给搜索处理器702发指令使其执行平均功率最大值的测量（项1106）。微处理器114然后等待（项1108）来自处理器702的测量结果，即最大功率值ZMAX和相应频率单元数KMAX。在判定分程序1110，ZMAX与一门限比较。如果ZMAX小于门限，当前码时延上的搜索被认为是不成功的。在此情况下，经过跟踪处理器704将一增值了的码时延送到C/A码发生器从而使码时延增值（程序1112），搜索检测重复进行。
包括分程序1106、1108、1108、1110和1112的环路重复进行直到值ZMAX大于或等于门限。出现这种情况时，搜索被认定是成功的，估计的多普勒频率KMAX·△f被输出（项1114）至跟踪处理器704（特别是送到相位VFO846的846d口）。然后由项1116通过置开关880于位置0从而将跟踪处理器704置为跟踪态，跟踪开始进行。微处理器114执行的搜索处理则被终止（分程序1118），直到由某条等级高些的子程序重新开启。本专业技术人员也许会对上述改进了的搜索处理加以修改。在搜索处理器702和up114之间，其功能的分工可以改变，比如由搜索处理器执行更多的搜索控制功能，同跟踪/数据处理器的情况一样，这里透露的接收的结构有可能可编程实施的重大优越性在于搜索操作可以容易地和灵活地修改以适应不同接收机的需求。
总而言之，上面描述的接收若干GPS    C/A码信号的装置和方法，其中大部分处理可以用数字电路有利地实施，并且其中采用了对信号快速起始捕获的改进方法。在说明本发明的最佳特性时，在专业技术人员也许会作其它修正和改动。因此应该这样理解，权利要求书旨在包括这样的修正和改动以体现本发明的实质和范围。

Claims (16)

1、在扩展频谱接收机中，为接收一个或多个直接--序列--编码信号。各信号可能在其标称载频上作多普勒频移，其中，对各信号来说。编码时延/多普勒频率搜索过程必须在延迟跟踪和载波恢复环路开启之前进行，在此接收机中的一种对每个所需信号和每个码时延搜索检测的多普勒频率搜索的改进方法包括下列步骤：
a)输入一个信号的N个连续数字化采样，该信号相当于下变频后接收信号与所需信号的本地产生码相乘后经滤波的结果，上述本地产生码的码时延即等于当前码时延搜索检测的码时延，滤波通过的频带至少相当于下变频后接收信号的可能的载频多普勒频移的整个频率范围；
b)计算上述一组的N个采样的N点离散付里叶变换以产生N个复数值变换的输出采样，每个输出相当于从0Herfz(赫兹)至fs(或相当于频带-fs/2至+fs/2)频带内的N个等间距的搜索频率之一，fs为步骤a中的采样输入的采样频率；
c)计算上述N个复数值输出采样每个的幅度平方以产生相当于上述N个搜索频率的N个功率值；并且
d)将a到c的步骤进行M次，对上述各N个搜索频率产生的M个功率值相加，得到与平均功率成正比的N个值，并且上述平均功率值的最大值表明了上述所需信号的存在以及其大致的多普勒频移。
2、在扩展频谱接收机中，为接收一个或多个直接-序列-编码信号，各信号可能在其标称载频上产生多普勒频移，其中，对各信号来说，码时延/多普勒频率搜索过程必须在延迟跟踪和载波恢复环路再启之前进行，此接收机中的一种对每个所需信号和每个码时延检测的多普勒频率搜索的改进方法包括下列步骤：
a）输入一个信号的N个连续数字化采样，该信号相当于下变频后接收信号与所需信号的本地产生编码相乘后经滤波的结果，上述本地产生码的码时延为当前码时延搜索检测的码时延，滤波通过的频带至少相当于下变频后接收信号可能的载频多普勒偏移的整个频率范围;
b）计算上述一组的N个采样的N点离散付里叶变换以产生N个复数值变换的输出采样，其中每个输出相当于从O  Hertz（赫兹）至fs（或相当于频带-fs/2至+fs/2）频带内的N个等间距的搜索频率之一，fs为步骤a中的采样输入的采样频率;
c）计算上述N个复数值输出采样每个的幅度平方以产生相当于上述N个搜索频率的N个功率值;
d）将a到c的步骤进行M次，对上述各N个搜索频率产生的M个功率值相加，得到与平均功率成正比的N个值;
e）选出N个平均功率值的最大值并且计算相应的频率;而且
f）将平均功率值的最大值与门限相比较，超过该门限表明当前的码时延大致准确（本地编码的时间基本上对准于所收到的码），并用在e步骤中得到的平均功率最大值对应的频率表明大致的多普勒频移，该门限未被超出则表明当前码时延大致上不准确，应试另一个码时延。
3、在GPS接收机中，为接收一个或多个C/A编码信号。各信号可能在其标称载频上产生多普勒频移，其中，对各信号来说，码时延/多普勒频率搜索过程必须在延迟跟踪和载波恢复环再启之前进行，在此接收机中的一种对每个所需信号和每个所需信号和每个码时延检测的多普勒频率搜索的改进方法包括下列步骤：
a）输入一个信号的N个连续数字化采样，该信号相当于下变频后接收信号与所需信号的本地产生编码相乘后经滤波的结果，上述本地产生码的码时延为当前码时延搜索检测的码时延，滤波通过的频带至少相当于下变频后接收信号的可能的载频多普勒频移的整个频率范围;
b）计算上述一组的N个采样的N点离散付里叶变换以产生N个复数值变换的输出采样，其中每个输出相当于从O  Hertz（赫兹）至fs（求相当于频带-fs/2至+fs/2）频带内的N个等间距的搜索频率之一，fs为步骤a中的采样输入的采样频率;
c）计算上述N个复数值输出采样每个的幅度平方以产生相当于上述N个搜索频率的N个功率值;并且
d）将a到c的步骤进行M次，对上述各N个搜索频率产生的M个功率值相加，得到与平均功率成正比的N个值，并且上述平均功率值的最大值表明了上述所需信号的存在以及其大致的多普勒频移。
4、在GPS接收机中，为接收一个或多个C/A编码信号，各信号可能在其标称载波上产生多普勒频移，其中，对各信号来说，码时延/多普勒频率搜索过程必须在延迟跟踪和载波恢复环再启之前进行，此接收机中的一种对每个所需信号和每个码时延检测的多普勒频率搜索的改进方法包括下列步骤：
a）输入一个信号的N个连续数字化采样，该信号相当于下变频接收后信号与所需信号的本地产生编码相乘后经滤波的结果，上述本地产生码的码时延为当前码时延搜索检测的码时延，滤波通过的频带至少相当于下变频后接收信号的可能的载频多普勒频移的整个频率范围;
b）计算上述一组的N个采样的N点离散付里叶变换以产生N个复数值变换的输出采样，其中每个输出相当于从O  Hertz（赫兹）至fs（或相当于频带-fs/2至+fs/2）频带内的N个等间距的搜索频率之一，fs为步骤a中的采样输入的采样频率;
c）计算上述N个复数值输出采样每个的幅度平方以产生，相当于上述N个搜索频率的N个功率值;
d）将a到c的步骤进行M次，对上述N个搜索频率产生的M个功率值相加，以产生与平均功率成正比的N个值;
e）选出N个平均功率值的最大值并且计算相应的频率;而且
5、为接收一个或多个直接-序列-编码扩展频谱信号的一种实质上改进的数字接收机装置，其中该扩展频谱信号除多普勒频移外呈现实质上相等的载频，上述装置包括：
（a）用以将含有上述扩展频谱信号的宽带射频（RF）信号耦合到上述接收装置的第一装置;
（b）由预选器和下变频装置构成的第二装置，该装置与第一装置相连用来从上述宽带RF信号中选出含有上述扩展频谱信号的合成信号并且将该合成信号频率变换到一个中频;
（c）与上述第二装置相连的数字化装置，该装置用来以预定的采样频率将上述变换后的合成信号变为数字合成信号，其中该预定采样频率取决于这一关系式：fs＝4fi，其中fi为上述中频，fs为预定采样频率;
（d）与上述数字化装置相连的第一个数字信号处理装置，该装置用来从上述数字合成信号中分出并解扩频各上述扩展频谱信号，并且用来得到与各扩展频谱信号一致的即时和辅助滞后-超前信号;和
（e）与上述第一个数字信号处理装置相连的第二个数字信号处理装置，该装置用来为各所需信号提供对上述各多普勒频移信号码时延搜索和跟踪，载波搜索和跟踪处理，还提供数据恢复处理。
6、根据权项5的装置，其中上述第二数字信号处理装置包括用于快速付里叶（FFT）辅助频谱功率测量的装置。
7、根据权项5的装置，其中还包括用于接收机控制功能的微处理器。
8、一种以数字方式接收一个或多个直接-序列-编码扩展频谱信号的改进方法，其中该扩展频谱信号除多普勒频移外呈现实质上相等的载波，上述方法包括下列步骤：
（a）将含有上述直接-序列-编码扩展频谱信号的宽带射频（RF）信号送到上述接收装置;
（b）从上述宽带RF信号中选出含有扩展频谱信号的合成信号;
（c）以预定采样频率，将上述变换后的合成信号变为数字合成信号;
（d）从上述数字合成信号中分出并解扩展上述直接-序列-码扩展频谱信号，包括产生即瞬时值随机编码信号和滞后/超前值随机编码信号并得到与各直接-序列-编码扩展频谱信号相一致的即时和辅助滞后-超前信号;并且
（e）对与各所需扩展频谱信号一致的多普勒频移信号进行码时延搜索和跟踪以及载波搜索和跟踪，并且恢复数据信号。
9、根据权项8的方法，其中上述分选和解扩展步骤包括下列步骤：
（a）产生与各所需扩展频谱信号一致的即时伪随机编码信号和滞后/超前伪随机编码;
（b）将数字合成信号与即时伪随机编码相乘以产生第一个数字乘积的信号;
（c）滤波第一个数字乘积的信号以产生即时信号;
（d）将数字合成信号与滞后/超前伪随机编码相乘以产生第二个数字乘积信号;
（e）滤波第二个数字乘积的信号以产生辅助滞后/超前信号;和
（f）输出上述即瞬时和辅助滞后/超前信号以作进一步处理。
10、根据权项8的方法，其中对各所需信号来说，上述码时延的搜索和跟踪、载频的多普勒频移搜索和跟踪处理的步骤包括下列步骤：
（a）估计所需直接-序列-编码扩展频谱信号的码时延，并产生与该码时延相一致的伪随机编码信号;
（b）为通过上述分选和解扩展步骤得到的当前码时延来测量即时信号的功率谱;
（c）将上述测量步骤中测得的功率值与一预定门限值相比较，其中，超过该门限的功率值表明该码时延和载频的多普勒频移是适当的;和
（d）增值码时延并重复a至d的步骤直至找到适当的码时延和多普勒频移载频。
11、为接收一个或多个GPS  C/A码扩展频谱信号一种实质上改进的数字接收机装置，其中该信号呈现实质上相等的载频（多普勒频移除外）;上述装置包括：
（a）用以将含有上述GPS  C/A编码扩展频谱信号的宽带射频（RF）信号耦合到上述接收装置的第一装置;
（b）由预选器和下变频装置构成并与第一装置相连的第二装置，该装置用来从上述宽带RF信号中选出含有上述GPS  C/A编码扩展频谱信号的合成信号并且将该合成信号频率转换到一中频;
（c）与上述第二装置相连的数字化装置，该装置用来以预定采样频率将上述转换后的合成信号变为数字合成信号，其中该预定采样频率取决于这一关系式：fs＝4fi;其中fi为上述中频，fs为预定采样频率;
（d）与上述数字化装置相连的第一个数字信号处理装置，该装置用来从上述数字合成信号中分出和解扩展各上述GPS  C/A编码扩展频谱信号，并且用来得到与各扩展频谱信号相一致的即时和辅助滞后-超前信号;和
（e）与上述第一个数字信号处理装置相连的第二个数字信号处理装置，该装置用来为各所需信号提供与上述即时和辅助滞后-超前信号相一致的载波的搜索和跟踪、码时延的搜索和跟踪处理，并且提供数据恢复处理。
12、根据权项11的装置，其中上述第二个数字信号处理装置包括用于快速付里叶（FFT）辅助功率谱测量的装置。
13、根据权项11的装置，其中还包括用于GPS导航计算的微处理器。
14、一种接收一个或多个GPS  C/A编码扩展频谱信号的方法，该信号呈现实质上相等的载频（多普勒频移除外）;上述方法包括下列步骤：
（a）将含有上述GPS  C/A编码扩展频谱信号的宽带射频（RF）信号耦合到上述装置;
（b）从上述宽带RF信号中选出含有GPS  C/A编码扩展频谱信号的合成信号并且将上述合成信号频率变换到一中频上;
（c）以预定采样频率将上述变换后的合成信号变为数字合成信号，其中该预定采样频率取决于这一关系式：fs＝4fi，其中fi为上述中频，fs为预定采样频率;
（d）从上述数字合成信号中分出和解扩展各上述GPS扩展频谱信号，包括产生即瞬时C/A码信号和滞后/超前C/A码信号并得到与各GPS扩展频谱信号相一致的即时和辅助滞后-超前信号;和
（e）码时延搜索和跟踪、载波搜索和跟踪与各所需GPS扩展频谱信号相一致的多普勒频移信号，并且恢复数据信号。
15、根据权项14的方法，其中上述分选和解扩展步骤包括下列步骤：
（a）产生与各所需扩展频谱信号相一致的即时C/A码信号和滞后/超前C/A编码;
（b）将数字合成信号与瞬时C/A码相乘以产生第一个数字乘积的信号;
（c）滤波第一个数字乘积的信号以产生即时信号;
（d）将数字合成信号与滞后/超前C/A码相乘以产生第二个数字乘积的信号;
（e）滤波第二个数字乘积的信号以产生辅助滞后/超前信号;和
（f）输出上述即时和上述辅助滞后/超前信号以作进一步处理。
16、根据权项14的方法，其中对各所需信号来说，上述码时延的搜索和跟踪、载频的多普勒频移搜索和跟踪处理的步骤包括下列步骤：
（a）估计所需GPS扩展频谱信号的码时延，并且产生与该时延一致的C/A码信号;
（b）为通过上述分选和解扩散步骤得到的当前码时延来测量瞬时信号的功率谱;
（c）将上述测量步骤中测得的功率值与预定门限值相比较，其中超过该门限的功率值用来表明该码时延和载频的多普勒频移是适当的;并且
（d）增值码时延并重复a至d的步骤直至找到适当的码时延和载频多普勒频移。
CN86105364.8A 1985-09-03 1986-09-03 数字全球定位接收机中多普勒搜索的方法及装置 Expired CN1005520B (zh)

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