KR100408808B1 - Ｇｐｓ 수신기의 스퀘어드­ｄ 탐색 장치 - Google Patents

Ｇｐｓ 수신기의 스퀘어드­ｄ 탐색 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치에 관한 것으로, 특히 위성의 수신 신호에 포함되어 있는 C/A 코드와 항법 데이터를 제거하는 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부와, C/A 코드 및 항법 데이터 제거부를 통과한 수신 신호에 대응한 반송파의 주파수를 맞추어 모든 위성의 반송파 신호를 포착하는 위성신호 상관기와, 위성신호 상관기의 반송파를 생성하는 반송파 생성부와, 위성신호 상관기에서 위성의 반송파 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부의 반송파 주파수를 설정된 값으로 변경되게 제어하는 제어부를 구비한다. 그러므로, 본 발명은 위성 신호의 포착시 C/A 코드 및 항법 데이터가 제거된 수신 신호내에서 반송파 신호만을 포착하고 포착된 반송파 주파수를 위성신호의 탐색 범위로 설정하기 때문에 위성의 반송파 주파수에 대한 탐색 영역을 줄일 수 있고 이로 인해 위성의 신호를 빠르게 포착할 수 있다.

Description

ＧＰＳ 수신기의 스퀘어드­Ｄ 탐색 장치{SQUARED-D SEARCHING DEVICE OF GPS RECEIVER}
본 발명은 GPS(Global Positioning System) 수신기에 관한 것으로서, 특히 위성신호의 반송파 주파수 탐색 범위를 줄여 위성신호를 빠르게 포착할 수 있는 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치에 관한 것이다.
일반적으로 GPS는 미국방성에서 자국의 군사목적을 위하여 개발한 것으로 지구상 어디에서나 기후에 영향을 받지 않고 표준 좌표계에서 위치, 속도, 시간 측정을 가능하게 해주는 인공위성을 이용한 첨단 항법장치이다.
모든 GPS 위성에서 발사되는 신호는 반송파(Carrier), PRN(Pseudo-Random Noise) 코드, 항법메시지 데이터(Navigation Message Data) 등 세 가지 종류의 신호로 구성되어 있다. 이 반송파는 PRN코드 및 항법메시지를 변조하기 위해 사용하는 기준 파형이고, 항법메시지는 위성의 궤도 정보 및 시각 정보 데이터이다. L1 및 L2 2개의 L-band 주파수의 반송파를 이용하여 PRN코드와 항법메시지를 수신기로 전달한다. L1은 1,575.42MHz이고 L2는 1,227.6MHz이다. PRN 코드는 2진화된 코드로 위성마다 고유의 코드가 있으며, 수신기는 이 코드로 위성을 구별하고, 위성과의 거리를 측정한다. PRN 코드에는 두 가지가 있는데, 그 하나는 C/A 코드(CoarseAcquisition Code)이고, 다른 하나는 P 코드(Precise Code)이다. 민간 사용자는 L1 반송파에만 실리는 C/A 코드의 사용만이 가능한데, 이 코드는 1023 칩(chip)로 이루어져 있으며, 1msec마다 반복된다.
한편, 민간용 GPS 수신기는 다음과 같은 방식에 따라 GPS 위성신호를 포착한다. 미리 입력된 각 위성의 복제 신호를 수신기에 내장된 발진기로 발생시킨 후, 해당 위성으로부터 수신된 신호의 도착시간과 송신한 시간을 비교하여 두 시각 사이의 시간차를 구해 전파가 위성에서부터 수신기에 도달할 때까지 걸린 시간을 측정하고, 여기에 광속을 곱하여 위성과 수신기 사이의 의사거리(Pseudo Range)를 계산한다.
그런데, 수신기에서는 위성으로부터의 신호를 포착할 때 2차원 탐색을 수행한다. 왜냐하면, 수신기들은 위성의 궤도 및 수신기의 초기 위치 정보가 없을 경우 C/A 코드의 위상과 도플러(반송파 주파수) 정보를 하나도 갖고 있지 않기 때문이다. 이에 따라, 수신기에서는 수신된 위성신호에 대해 복제된 위성신호의 C/A 코드 위상 및 주파수와 반송파 주파수를 변경해 가면서 두 신호가 일치되는지 찾는다. 일치되는 복제 신호내 C/A 코드의 위상과 반송파 주파수를 갖고 위성 신호의 존재 여부를 알 수 있다.
도 1은 일반적인 위성신호의 반송파 주파수 및 C/A 코드 위상을 포착하기 위한 2차원 탐색 영역을 나타낸 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 반송파 주파수 및 C/A 코드 위상에 대한 불확실 영역은 수신된 위성신호를 포착하기 위해서 탐색해야하는 2차원 영역이다. GPS 수신기가 위성의 년중 이동표(almanac)를 사용할 수 없을 때(콜드 스타트로 불림), C/A코드 위상의 불확실 영역은 1023칩(chip)이고 도플러의 불확실 영역은 일반적으로 약 -11000Hz∼+11000Hz이다. 도 1에서, 각 도플러의 탐색 범위는 도플러 빈(dopler bin), 각 C/A 코드의 위상 탐색 범위는 코드 빈(code bin)이라 한다. 한 셀(cell)은 하나의 코드 빈과 하나의 도플러 빈의 조합으로 이루어진다.
일반적으로, GPS 위성신호의 포착은 "코드 슬루(code slew)"라는 방법으로 위성신호의 C/A 코드 위상을 찾고, GPS 수신기에서 생성되는 후보 도플러를 변경해서 위성신호의 반송파 주파수를 찾는다. 이 중에서 "코드 슬루" 방법은 GPS 수신기내에서 포착하고자 하는 해당 위상의 C/A 코드를 1칩(chip) 이하의 셀 단위로 옮겨가며 생성하고, 생성된 C/A 코드를 갖는 신호와 수신된 신호와의 상관(correlation)을 취하여 해당 위성의 C/A 코드 위상을 찾는다.
도 2는 종래 기술에 의한 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도로서, 종래 위성신호 포착장치(1)는 설명의 간략화를 위해 하나의 상관 아암을 갖는 구조로 가정한다. 이에 상기 장치(1)는 위성신호 상관기(10), 제어부(20), 반송파 생성부(30), 코드 생성부(40)로 구성된다.
여기서, 위성신호 상관기(correlator)(10)는 위성의 수신 신호(s(t))에 대응해서 수신기에서 자체 생성된 반송파 주파수와 C/A(Coarse Align) 코드를 맞추어 해당 위성의 수신 신호를 포착한다. 제어부(20)는 위성신호 상관기(10)에서 해당 위성의 수신 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수와 코드 생성부(40)의 C/A 코드 위상 또는 주파수를 설정된 값으로 변경되게 제어한다. 반송파 생성부(30)는 위성신호 상관기(10)의 반송파 주파수를 탐색 범위내에서 설정된 값으로 생성한다. 그리고, 코드 생성부(40)는 위성신호 상관기(10)의 C/A 코드를 탐색 범위내에서 설정된 값으로 생성한다.
도 3은 도 2의 위성신호 상관기의 상세한 회로 블록도이다. 도 3을 참조하면, 종래 기술의 위성신호 상관기(10)는 단일 드웰(dwell) 포착 시스템의 구조이다. 종래 상관기(10)는 90°위상차를 두는위상차부(102), 한쌍의 제 1 및 제 2곱셈부(101a,101b)(103a,103b), 한쌍의 적분기(104a,104b), 제곱부(106a,106b), 합산부(107), 평균부(108), 비교부(109)로 구성된다.
위상차부(102)는 위성의 수신신호(s(t))를 동상위상(in-phase) IR(t)과 이의 90°위상(quadrature) QR(t)로 나눈다. 여기서, 위성 수신신호(s(t))는로 나타낼 수 있다. A는 수신된 신호의 크기, C(t)는 C/A 코드, ω는 IF 반송파 주파수(f), n(t)는 잡음, 및 ø(t)는 50bps 이중위상(bi-phase) 데이터 변조를 포함하는 반송파 위상이다.
제 1곱셈부(101a,101b)는 분리된 동상위상 IR(t)과 90°위상 신호 QR(t)를 각각 반송파 생성부(30)의 반송파와 곱한다. 산출된 IR(t)과 QR(t)는 다음 수학식 1과 같다.
ωa는 반송파 생성부(30)로 제공하는 위성 신호 반송파 주파수의 추정값이고 Øa는 임의의 위상이다.
제 2곱셈부(103a,103b)는 제 1곱셈부(101a,101b)의 각 신호 IR(t)과 QR(t)에 코드 생성부(40)의 C/A 코드 위상(C(t-τ))을 곱한다. 이 신호는 각각 I(t)와 Q(t)로 표시되고, 이는 위성의 수신 신호가 역확산(despreading)된 것이다.
적분기(104a,104b)는 각각 I(t)와 Q(t)를 전검출(pre-detection) 적분시간(T)동안 적분한다. 적분기(104a,104b)에 의해 역확산(despreading)된 신호는 필터링된다. 필터링된 각 I(kT)와 Q(kT) 신호는 다음 수학식 2와 같다.
여기서, ωe=ω-ωa,øe=ø-øa이고, ni(T)는 동위상 잡음, nq(T)는 90°위상 잡음이다. ni(T) 및 nq(T)는 독립적 랜덤 변수로서 평균이 0 이고, 평균 잡음 전력이 σ2=N/T로 주어지는 백색 잡음이다. 이때, N은 단일측 잡음전력 스펙트랄의 밀도이고, T는 PDI(PreDetection Integration) 시간이다.
상기 수학식 2에서 위성 수신 신호의 C/A 코드와 코드 생성부(40)에서 생성된 C/A 코드사이의 상관 함수 R(τ)은 다음과 같다.
여기서, τ는 위성 수신신호의 C/A 코드와 코드 생성부(40)에서 생성되는 C/A 코드의 위상 오차를 의미한다. 그 단위는 칩(chip)이다.
제곱부(106a,106b)는 각각 필터링된 I(kT)와 Q(kT) 신호를 제곱한다. 이는위상 차이를 갖도록 나뉘어진 신호의 크기를 추정하기 위하여 각 필터링된 신호를 제곱(I2(kT), Q2(kT))한다.
합산부(107)는 제곱부(106a,106b)를 통해 제곱된 각 I2(kT)와 Q2(kT) 신호를 합산한다. 다음 수학식 3과 같이, 합산된 신호 Y(kT)는 I2(kT)+ Q2(kT)이다.
만약 수신된 위성신호(s(t))에 대해 코드 생성부(40)의 C/A 코드가 정확하게 동기하면, 잡음이 없는 합산된 신호 Y(kT)는 다음과 같이 계산된다.
여기서, ωe=ω-ωa이고 A2는 수신된 신호의 크기의 제곱값이다.
평균부(108)는 이렇게 합산된 신호 Y(kT)에 대한 검출된 많은 개수의 샘플(NB)을 모아놓고 이를 합산해서 위에서 적분된 신호 값의 평균을 구한다. 이렇게 구해진 평균신호(Z(kT))는 이후 기설정된 임계값과 비교된다. 평균신호(Z(kT))의 획득을 위한 수학식은 다음과 같다.
여기서, NB는 후검출(post-detection) 샘플의 개수이다.
비교부(109)는 평균부(108)에서 구한 신호(Z(kT))가 설정된 임계값(η)을 초과하는지 비교한다. 임계값(η)은 위성의 수신 신호와 수신기에서 생성된 신호의 일치 확률 및 불량 경보 확률을 고려해서 설정해 놓은 값이다. 비교기(109)에서 평균신호(Z(kT))가 임계값(η)을 초과한다면, 수신된 위성신호와 수신기측에서 생성된 신호가 동일하므로 해당 위성의 신호를 포착하였다고 판단(y)하고 이에 대한 확인 절차가 시작된다. 이와 반대로, 평균신호(Z(kT))가 임계값(η)을 초과하지않는다면, 수신된 위성신호와 수신기측에서 생성된 신호가 동일하지 않으므로 잡음만 있는 것으로 추정한다.
이에 제어부(20)는 비교기(109)의 비교 결과, 위성의 수신 신호를 포착하지 못했을 경우 다음 셀에 대해 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수를 변경시키고 코드 생성부(40)의 C/A 코드 위상 또는 주파수를 변경시켜 생성된 수신기의 신호와 위성의 신호를 상관하도록 제어한다.
그러나, 이상과 같이 설명한 종래 기술의 GPS 수신기의 위성신호 포착장치는 해당 위성에 대한 반송파 주파수를 알고 있지 않은 경우에 반송파 주파수 및 C/A 코드 위상에 대한 불확실한 2차원 영역의 모든 셀(도 1참조)을 탐색해야만 한다. 그러므로, 종래 기술만으로 위성신호의 포착할 시에는 시간이 다소 걸린다.
한편, 이렇게 위성신호를 포착하는데 걸리는 시간을 단축하기 위한 방법이 제안되고 있는데, 이는 다중-상관기(Multi-correlator), 매치드 필터(Matched filter), FFT(Fast Fourier Transform)를 이용하는 방법이다.
그 중에서 다중-상관기는 여러개의 위성신호 포착장치를 두어 각 장치에서 각기 다르게 지연된 C/A 코드를 생성하여 여러개의 장치가 동시에 여러개의 C/A 코드 위상을 찾는 것이다. 이때, 하나의 위성신호 포착장치를 상관 아암이라고도 한다. 그리고, 매치드 필터는 다중-상관기와 동일한 구조를 갖고 각기 다른 크기만큼 지연된 수신된 위성신호를 이용하여 각 아암에서 상관하는 것이다. 또한 FFT는 다중-상관기를 주파수 측면에서 구현한 것이다.
하지만, 이와 같은 다중-상관기, 매치드 필터, FFT는 각 위성신호 포착장치에서 C/A 코드 위상 및 도플러에 대한 불확실한 2차원 영역의 여러 셀을 한 위성신호와의 상관을 취하기 때문에 각 반송파 생성부 및 코드 생성부 및 적분기 개수가 많아지고 이를 처리하는데 많은 전력과 시간이 소모된다는 단점이 있었다.
본 발명의 목적은 입력되는 위성의 수신신호를 제곱하여 수신 신호내에 포함되어 있는 C/A 코드와 항법 데이터를 제거하는 부분을 구비함으로써, 위성 신호의 포착시 C/A 코드 및 항법 데이터가 제거된 수신 신호내에서 반송파 신호만을 포착한 후에 GPS 수신기 위성 신호 포착장치에서 포착된 반송파 주파수만을 탐색 범위로 설정할 수 있어 불확실한 탐색 영역을 줄일 수 있고 이로 인해 위성의 신호를 빠르게 포착할 수 있는 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치를 제공하고자 한다.
이러한 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치는 위성신호를 포착하는 GPS 수신기에 있어서, 위성의 수신 신호에 포함되어 있는 C/A 코드와 항법 데이터를 제거하는 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부와, C/A 코드 및 항법 데이터 제거부를 통과한 수신 신호에 대응한 반송파 주파수를 맞추어 모든 위성의 반송파 신호를 포착하는 위성신호 상관기와, 위성신호 상관기의 반송파를 생성하는 반송파 생성부와, 위성신호 상관기에서 위성의 반송파 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부의 반송파 주파수를 설정된 값으로 변경되게 제어하는 제어부를 구비한다.
또한, 이러한 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치는, 위성의 수신 신호에 포함되어 있는 C/A 코드와 항법 데이터를 제거하는 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부와, C/A 코드 및 항법 데이터 제거부를 통과한 상기 수신 신호에 대응한 반송파의 주파수를 맞추어 모든 위성의 반송파 신호를 포착하는 위성신호 상관기와, 위성신호 상관기의 반송파를 생성하는 반송파 생성부와, 위성신호 상관기에서 위성의 반송파 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부의 반송파 주파수를 설정된 값으로 변경되게 제어하는 제어부를 포함하는 장치를 다수개 구비하고, 각각의 반송파 생성부의 값을 다르게 조정해서 모든 위성의 반송파 신호를 포착한다.
도 1은 일반적인 위성신호의 C/A 코드 위상 및 반송파 주파수를 포착하기 위한 2차원 탐색 영역을 나타낸 도면,
도 2는 종래 기술에 의한 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도,
도 3은 도 2의 위성신호 상관기의 상세한 회로 블록도,
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 1개의 상관 아암을 갖는 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치를 나타낸 블록도,
도 5는 도 4의 위성신호 상관기의 상세한 회로 블록도,
도 6은 본 발명에 따라 위성신호의 C/A 코드 위상 및 반송파 주파수를 포착하기 위한 2차원 탐색 영역을 나타낸 도면,
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따라 다수개의 상관 아암을 갖는 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치를 나타낸 블록도.
＜도면의 주요부분에 대한 부호의 설명＞
1 : GPS 수신기의 위성신호 포착장치
10, 10a : 위성신호 상관기
20 : 제어부
30 : 반송파 생성부
40 : 코드 생성부
50 : C/A 코드 및 항법 데이터 제거부
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 설명하고자 한다. 본 발명의 실시예에 대한 도면은 종래 기술과 동일한 부분에 대해서 동일한 도면 부호를 사용한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 1개의 상관 아암을 갖는 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치를 나타낸 블록도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 스퀘어드-D 탐색 장치(1)는 1개의 상관 아암을 갖는다. 이에, 본 발명의 스퀘어드-D 탐색 장치(1)는 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부(50), 위성신호 상관기(10a), 제어부(20), 반송파 생성부(30)로 구성된다.
여기서, 본 발명의 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부(50)는 위성의 수신 신호(s(t))에 포함되어 있는 C/A 코드와 항법 데이터를 제거한다.
위성신호 상관기(10a)는 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부(50)를 통과한 수신신호(s''(t))에 대응한 반송파의 주파수를 맞추어 모든 위성의 반송파 신호를 포착한다.
제어부(20)는 위성신호 상관기(10a)에서 위성의 반송파 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수를 설정된 값으로 변경되게 제어한다.
반송파 생성부(30)는 위성신호 상관기(10a)의 반송파를 탐색 범위내에서 설정된 값으로 생성한다.
도 5는 도 4의 위성신호 상관기의 상세한 회로 블록도이다. 도 5를 참조하면, 본 발명의 위성신호 상관기(10a)는 단일 드웰(dwell) 포착 시스템의 구조를 개선한 것이다. 도면에 표시된 n(t)는 잡음을 나타낸 것이고 n''(t)는 이의 제곱을 나타낸 것이다.
본 발명의 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부(50)는 위성의 수신신호(s(t))를 소정 시간 지연하는 지연기(52)와, 지연기(52)를 통해 지연된 수신 신호와 원래 수신신호를 곱하는 곱셈기(54)를 포함한다. 여기서, 지연기(52)의 지연 시간은 지연된 신호와 위성의 수신 신호가 동일할 때까지 지연되는 시간이 바람직하다. 이로 인해, 곱셈기(54)는 위성의 수신 신호(s''(t))를 제곱할 수 있다. 즉, 본 발명 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부(50)는 입력되는 위성 수신신호를 제곱해서 이중-위상 C/A 코드 및 항법 데이터를 제거한다. 그러므로, 본 발명에 따른 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치는 위성의 수신신호중에서 C/A 코드 및 항법 데이터를 제거하기 때문에 위성 신호(s(t))에 포함되어져 있는 특정 위성의 C/A 코드 신호를포착할 수 없으나, 모든 위성에 대한 반송파는 포착할 수 있다.
한편, 제곱된 입력신호(s''(t)+n''(t))는 다음과 같다.
여기서, D"는 지연 시간이며 IF 반송파 주파수(ω)의 역수보다 작아야만 한다.
그리고, 본 발명의 위성신호 상관기(10a)는 90°위상차를 두는위상차부(102), 한쌍의 곱셈부(103a,103b), 한쌍의 적분기(104a,104b), 제곱부(106a,106b), 합산부(107), 평균부(108), 비교부(109)로 구성된다. 본 발명에 따른 위성신호 상관기(10a)의 구성은 종래 단일 드웰(dwell) 포착 시스템과 다소 유사하나, 종래와 달리 코드 생성부가 생략되었다.
본 발명의 위성신호 상관기(10a)에 있어서,위상차부(102)는 종래와 동일하게, 위성의 수신신호(s(t))를 동상위상(in-phase) IR''(t)과 이의 90°위상(quadrature) QR''(t)로 나눈다. 여기서, 위성 수신신호(s(t))는로 나타낼 수 있다. A는 수신된 신호의 크기, C(t)는 C/A 코드, ω(t)는 IF 반송파 주파수, n(t)는 잡음, 및 ø(t)는 50bps 이중-위상(bi-phase) 데이터 변조를 포함하는 반송파 위상이다.
이에 산출된 IR''(t)과 QR''(t)는 각각 다음과 같다.
수학식 7과 수학식 1을 비교해 보면, 반송파 주파수(ωa)의 근사치가 종래 기술의 수학식 2보다 2배인 것을 알 수 있다. 이것은 본 발명의 위성신호 상관기(10a)에서 반송파 주파수의 2배 값을 포착한 것을 의미한다.
그리고, 위성신호 상관기(10a)의 곱셈부(103a,103b)는 분리된 동상위상 IR''(t)과 90°위상 신호 QR''(t)를 각각 반송파 생성부(30)의 반송파와 곱한다. 곱셈부(103a,103b)의 출력 신호를 각각 I''(t)와 Q''(t)로 표시한다.
본 발명의 위성신호 상관기(10a)내 적분기(104a,104b)는 각각 I''(t)와 Q''(t)를 전검출(pre-detection) 적분시간(T)동안 적분해서 역확산된 신호를 필터링한다. 적분기(104a,104b)에 의해 필터링된 각 I''(kT)와 Q''(kT) 신호는 다음 수학식 8과 같다.
상기 수학식 8에서 새로운 변수(ni''(T), nq''(T))를 다음과 같이 정의한다.
여기서, ni''(T)는 동위상 잡음, nq''(T)는 90°위상 잡음이다. ni''(T) 및 nq''(T)는 독립적 랜덤 변수로서 평균이 0 이고, 평균 잡음 전력이 σ2=N/T로 주어지는 백색 잡음이다. 이때, N은 단일측 잡음전력 스펙트랄의 밀도이고, T는PDI(PreDetection Integration) 시간이다.
수학식 9에서 정의된 변수(ni''(T), nq''(T))를 수학식 8에 대입한다. 그러면, 적분기(104a,104b)에 의해 필터링된 각 I''(kT)와 Q''(kT) 신호는 다음과 같이 표현할 수 있다.
여기서,및이다.
한편, 위성 수신신호(s(t))와 지연기(52)를 통해 지연된 수신 신호 사이의 상관 함수 R(D'')은 다음과 같다.
수학식 9에서 ωe''가 0이고 소정의 지연시간(D'')이 아주 작은 값을 갖고 잡음 크기인 ni''(T)2+nq''(T)2〈0.5×A4이라고 가정하면, 위성에 대한 반송파를 포착할 수 있다.
제곱부(106a,106b)는 적분기(104a,104b)에 의해 필터링된 각 I''(kT)와 Q''(kT) 신호를 제곱한다. 이는위상 차이를 갖도록 나뉘어진 신호의 크기를 추정하기 위하여 각 필터링된 신호를 제곱(I''2(kT), Q''2(kT))한다.
합산부(107)는 제곱부(106a,106b)를 통해 제곱된 각 I''2(kT)와 Q''2(kT) 신호를 합산한다. 다음 수학식 12과 같이, 합산된 신호(Y''(kT))는 I''2(kT)+ Q''2(kT)이다. 만약 위성신호(s(t))에 대해 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수가 정확하게 동기하면, 잡음이 없는 합산된 신호(Y''(kT))는 다음과 같이 계산된다.
수학식 12와 수학식 4를 비교하면, 본 발명의 적분 합산신호(Y''(kT))는 수학식 12의에 의해 종래의 상관기(단일/다중)보다 그 크기가 더 작음을 알 수 있다. 만약 지연시간(D'')이 25㎱이고 A가 1이면, 본 발명의 적분 합산신호(Y''(kT))는 종래의 신호값(Y(kT))의 약 24%가 된다. 그러나, 이 적분 합산신호(Y''(kT))의 크기는 위성의 반송파 신호를 포착하는데 어려움은 없다.
평균부(108)는 이렇게 합산된 신호(Y''(T))에 대한 검출된 많은 개수의 샘플(NB'')을 모아놓고 이를 합산해서 위에서 적분된 신호값의 평균을 구한다. 이렇게 구해진 평균신호(Z''(kT))는 이후 기설정된 임계값과 비교된다. 평균신호(Z''(kT))의 획득을 위한 수학식은 다음과 같다.
여기서, N'B는 후검출(post-detection) 샘플의 개수이다.
비교부(109)는 평균부(108)에서 구한 신호(Z''(kT))가 설정된 임계값(η)을 초과하는지 비교한다. 이때, 임계값(η)은 위성의 수신 신호와 수신기에서 생성된 상기 신호(Z''(kT))의 일치 확률 및 불량 경보 확률을 고려해서 설정해 놓은 값이다.
비교기(109)에서 평균신호(Z''(kT))가 임계값(η)을 초과한다면, 위성 수신신호와 수신기측에서 생성된 신호(Z''(kT))가 동일하므로 위성의 반송파 주파수를 포착하였다고 판단(y)한다. 이와 반대로, 평균신호(Z''(kT))가 임계값(η)을 초과하지 않는다면, 수신된 위성신호와 수신기측에서 생성된 신호(Z''(kT))가 동일하지 않으므로 잡음만 있는 것으로 추정한다.
이에 제어부(20)는 비교기(109)의 비교 결과, 위성의 반송파 신호를 포착하지 못했을 경우 다음 도플러 빈에 대해 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수를 변경시켜 위성의 수신 신호와 수신기측에서 생성된 신호를 상관하도록 제어한다.
그러므로, 본 발명에 따른 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치는 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부(50)를 통해 위성의 수신신호(s(t))에서 C/A 코드 및 항법 데이터를 제거한 후, 위성신호 상관기(10a)에서 모든 위성의 반송파 신호만을 포착한 후에 포착된 반송파 주파수만을 GPS 수신기 위성 신호 포착 장치의 신호 탐색 범위를 설정하기 때문에 전체 찾아야할 반송파 주파수의 탐색 범위를 줄일 수 있다.
도 6은 본 발명에 따라 위성신호의 반송파 주파수 및 C/A 코드 위상을 포착하기 위한 2차원 탐색 영역을 나타낸 도면이다. 도 6을 참조하면, 본 발명에 따른 스퀘어드-D 탐색 장치를 적용한 GPS 수신기는 먼저 위성의 반송파 주파수 탐색 후보를 포착하고, 포착된 반송파 주파수 범위내에서 C/A 코드 위상을 탐색하기 때문에 2차원 탐색 영역의 모든 셀을 탐색하지 않고서도 정확하고 빠르게 위성신호를 포착할 수 있다.
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따라 다수개의 상관 아암을 갖는 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치를 나타낸 블록도이다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치(100)는 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부(50, 50'), 위성신호 상관기(10a, 10a'), 제어부(20, 20'), 반송파 생성부(30, 30')로 이루어진 장치인 상관 아암(1, 1')을 다수개 구비한다. 이때, 각 상관 아암(1, 1')의 구성은 일 실시예와 동일하다. 이에 본 발명의 다른 실시예는 각각의 상관 아암(1, 1')내 반송파 생성부(30, 30')의 값을 다르게 조정해서 위성의 반송파 신호를 찾아낸다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명은 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부를 통해 입력되는 위성의 수신신호를 제곱하여 수신 신호내에 포함되어 있는 C/A 코드와 항법 데이터를 제거하고 위성 상관기에서 위성의 반송파 주파수의 2배에 해당하는 신호를 이용하여 위성의 반송파 신호에 대한 상관을 진행한다.
이에 따라, 본 발명은 위성 신호의 포착시 모든 위성의 반송파 주파수에 대한 탐색 영역을 줄일 수 있고 이로 인해 해당 위성의 신호를 빠르게 포착할 수 있다. 더욱이 본 발명은 GPS 수신기가 위성의 연중 이동표(almanac)를 사용할 수 없을 때 유용하게 사용되어질 수 있다.
한편, 본 발명은 상술한 실시예에 국한되는 것이 아니라 후술되는 청구범위에 기재된 본 발명의 기술적 사상과 범주내에서 당업자에 의해 여러 가지 변형이 가능하다.

Claims (6)

  1. 위성신호를 포착하는 GPS 수신기에 있어서,
    상기 위성의 수신 신호에 포함되어 있는 C/A 코드와 항법 데이터를 제거하는 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부;
    상기 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부를 통과한 상기 수신 신호에 대응한 반송파의 주파수를 맞추어 모든 위성의 반송파 신호를 포착하는 위성신호 상관기;
    상기 위성신호 상관기의 상기 반송파를 생성하는 반송파 생성부; 및
    상기 위성신호 상관기에서 위성의 반송파 신호를 포착하지 못했을 경우 상기 반송파 생성부의 반송파 주파수를 설정된 값으로 변경되게 제어하는 제어부를 구비하는 것을 특징으로 하는 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부는,
    상기 수신된 신호를 소정 시간 지연하는 지연기; 및
    상기 지연된 수신 신호와 상기 원래 수신신호를 곱하는 곱셈기;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 지연부의 지연 시간은,
    소정의 C/A 코드의 칩 단위로 지연되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치.
  4. 위성의 수신 신호에 포함되어 있는 C/A 코드와 항법 데이터를 제거하는 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부와, 상기 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부를 통과한 상기 수신 신호에 대응한 반송파의 주파수를 맞추어 모든 위성의 반송파 신호를 포착하는 위성신호 상관기와, 상기 위성신호 상관기의 상기 반송파를 생성하는 반송파 생성부와, 상기 위성신호 상관기에서 위성의 반송파 신호를 포착하지 못했을 경우 상기 반송파 생성부의 반송파 주파수를 설정된 값으로 변경되게 제어하는 제어부를 포함하는 장치를 다수개 구비하고,
    상기 각각의 반송파 생성부의 값을 다르게 조정해서 위성의 반송파 신호를 포착하는 것을 특징으로 하는 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 각각의 C/A 코드 및 항법 데이터 제거부는,
    상기 수신된 신호를 소정 시간 지연하는 지연기; 및
    상기 지연된 수신 신호와 상기 원래 수신신호를 곱하는 곱셈기;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 지연부의 지연 시간은,
    소정의 C/A 코드의 칩 단위로 지연되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 GPS 수신기의 스퀘어드-D 탐색 장치.
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