NO158390B - System for aa detektere tilstedevaerelsen av en gjenstand innenfor en overvaakningssone. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår system for å detektere tilstedeværelsen av en gjenstand innenfor en overvåkningssone av den art som angitt i innledningen til krav 1.

Tidligere overvåkningssystemer av denne typen, slik som beskrevet i US-patent nr. 4.063.229, sender en enkel radiofrekvens som skal bli tatt opp av en antenne på en trans-pondermerkelapp hvor en ■ ikke-lineær impedans, slik som en halvlederdiode, frembringer en valgt harmonisk av det sendte signalet som blir tilbakesendt for detektering ved hjelp av en mottagerkrets for utelukkelse av den sendte frekvensen. Slike systemer har imidlertid vist å være utilfredsstillende i praksis ut fra det standpunktet at de mangler følsomhet for pålitelig å detektere tilstedeværelsen av en transponder i overvåkningsområdet og frembringer falsk alarm som følge av forskjellige andre betingelser, spesielt når gjenstander som enten sterkt reflekterer radiofrekvens-(RF)-signaler eller som oppfører seg tilnærmet som merkelappene ved generering av harmoniske som kommer tett opptil mottager-sender-enhetene.

Ikke-lineære karakteristikker iboende i senderkretsen og senderelementer medfører ofte harmoniske som blir sendt sammen med hovedsendefrekvensen som bevirker at mottageren reagerer uten tilstedeværelsen av et ikke-lineært impedanseelement i transponderen. Dersom mottagerfølsomheten må bli redusert for ignorere slike direkte sendte eller reflekterte harmoniske kan lavere energiharmoniske tilbakestrålt av et transponderelement, som ellers skulle ha blitt detektert, under visse omstendigheter bli holdt utenfor. Selv om det problemet kan bli gjort mindre ved egnet skjerming og RF-filtrering i både sender og mottager må imidlertid filtrene være forsynt med ekstremt skarpe sperrekarakteristikker slik at selv en liten frekvensdrift i sendersignalet, som multiplisert i den harmoniske, lett kunne medføre at den tilbakestrålte frekvensen blir utenfor filterpassbåndet til mottageren. Ved slike systemer tilveiebringer dessuten anvendelsen av forbindelsen mellom sender og mottager for å tilveiebringe en nøyaktig referansefrekvens en annen bane for slike uønskede harmoniske og denne virkningen er blitt gjort ennå større når en felles antenne eller tett opptil anordnet antenne blir anvendt for sende og mottagelse.

Slike høyfrekvenssignaler kunne på den andre siden lett utbrede seg utenfor det tiltenkte overvåkningsområdet og bevirker feil trigging av alarmen ved en fjerntliggende transponder. Følgelig kunne beskyttede artikler ofte ikke bli anordnet eller behandlet noe sted i nærheten av overvåkningsområdet. Den høye frekvensenergien kan utbrede seg med på forhånd ikke bestembare refleksjoner eller langs rørledninger eller strømledningene som virker som bølgeledere til og fra fjerntliggende steder innenfor det beskyttede området for å frembringe falsk utløsning av alarmsystemet.

Slike systemer er også følsomme for falsk utløsning ved metallgjenstander slik som paraplyer, barnevogner og handlevogner hvor en sveis eller et kontaktpunkt mellom ulike metaller frembringer en ikke-lineær impedansdiodevirkning for å frembringe og tilbakestråle en harmonisk av det sendte signalet. Eller mottageren kunne reagere på falsk radio-frekvensstøy fra andre kilder slik som motortenningssystem og elektroniske utstyr.

Systemet kan ikke reagere på virkelig tilstedeværelsen av transponderelement innenfor overvåkningsområdet dersom energien som ble satt opp og tilbakestrålt som en harmonisk var for liten. Dette kunne f.eks. forekomme dersom transponderantennen uriktig orienter i forhold til polarisasjonen av det sendte feltet eller dersom antennen ble skjermet fra senderen av et menneske eller en metalloverflate. Et menneske i nærheten ay transponderen kan dessuten forstemme resonansekretsen som således spreder den harmoniske energien tilgjengelig for tilbakestråling til mottageren. Selv om signalsporekretsen dessuten kan bli anordnet for å justere frekvensreaksjonen til mottageren for å kompensere for sende-frekvensdrift lider transpondervirkningsgraden alltid når den avstemte tangkretsen blir tvunget til å svinge ved frekvenser som er utenfor dens normale resonansefrekvens.

Forsøk på å løse problemene ved slike tidligere systemer

har medført flere variasjoner. En av disse er beskrevet i US-patent nr. 3.631.484 hvor enkel-radiofrekvensen sendt til transponderen som skal bli tilbakestilt som en harmonisk sammenlignet med signaler opptatt av mottageren for å detektere dopplereffektfrekvensforskyvning bevirket ved bevegelse av transponderen. Selv om dette systemet eliminerer pro-blemer tilknyttet sendefrekvensdriften og feilalarmer fra stasjonære transpondere eller i nærheten ville en gjenstand beveget langsomt gjennom overvåkningsområdet ikke frembringe en dopplerfrekvensforskyvning tilstrekkelig for å utløse alarmen.

Forsøk har også blitt gjort for å undersøke systemer hvor ikke-lineær impedanselementet i transponderen drives som en signalblander for å frembringe sum- og differansefrekvenser som følge av to sendte signaler med forskjellig frekvens som beskrevet i US-patent nr. 3.895.368. Slike dobbelfrekvens-blandesystemer ble imidlertid betraktet å ha mange praktiske ulemper som innbefatter problemene med å begrense høyere frekvensoverføring til det ønskede overvåkningsområdet. For å overvinne dette problemet beskriver US-patentet anvendelse av et dobbelfeltsystem som anvender et elektromagnetisk felt av høy frekvens i forbindelse med et høyenergielektrostatisk felt av lav frekvens etablert mellom avbrudte ledere anordnet på motsatte sider av overvåkningsområdet. Det ikke-lineære impedanseelementet underlagt disse to feltene drives som en blander for å frembringe sum-og forskjellsfrekvenser som blir tilbakestrålt til mottageren for detektering. Energien nødvendig for å etablere det elektrostatiske feltet innenfor overvåkningsområdet er imidlertid betydelig og slike elektrostatiske felt av lav frekvens kan bli effektivt skjermet fra transponderen av det mennesklige legemet eller av en omgivende leder og avledet fra transponderen gjennom metalliske konstruksjoner til en handlevogn eller lignende. Også det elektrostatiske feltet av lav frekvens kunne lett bli avledet gjennom nærliggende rør og andre metallkonstruksjoner til fjerntliggende steder for å bevirke feilutløs-ning ved merkelapper langt utenfor overvåkningsområdet og problem med flask alarm på grunn av ulike metallforbindelser i metallvognene og lignende ble forverret ved konsentrasjon av elektrostatiske felt gjennom slike metallkonstruksjoner.

Foreliggende oppfinnelse tilveiebringer et system for detektering av tilstedeværelsen av en gjenstand innenfor en overvåkningssone av den art som angitt i innledningen og hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 1.

Ytterligere trekk ved oppfinnelsen fremgår av underkravene.

Oppfinnelsen skal nå beskrives nærmere med henvisning til tegningene, hvor: Fig. 1 viser et skjematisk blokkdiagram over hovedkrets-elementehe og et delvis perspektivriss over antenne-anbringelsen for et gjenstandsovervåkningssystem i samsvar med oppfinnelsen. Fig. 2 viser skjematisk nærmere orienteringen av sirkulært polariserte senderantenner med et perspektivriss av de operative antennene og ikke-lineære impedanse-elementene til transponderen. Fig. 3 viser et mer detaljert skjematisk blokk- og kretsdiagram over en foretrukket utførelsesform av RF-senderen for smalbåndet tonemodulering. Fig. 4 viser et detaljert blokk- og kretsdiagram over den foretrukne utførelsesformen av en kontinuerlig RF-bølgesender på fig. 1. Fig. 5 viser et blokk- og kretsdiagram over en foretrukket

form av lineærforsterkeren vist på fig. 1.

Fig. 6 viser et detaljert blokk og kretsdiagram over den foretrukne formen av den smalbåndede tonemodulerte mottageren på fig. 1 hvor det sendte signalet er frekvensmodulert.

Det foretrukne systemet er et dobbelfrekvenssystem innbefattende et par sendere (en for hver frekvens) på hver side av overvåkningssonen og en mottager over overvåkningssonen. Overvåkningssonen er i alminnelighet en utgangsdør til et vare-magasin eller lignende som blir beskyttet av systemet ifølge foreliggende oppfinnelse. Det foretrukne systemet er en forbedring av systemet beskrevet i US-søknaden nr. 195.572.

Foreliggende oppfinnelse tilveiebringer også et gjenstandsovervåkningssystem hvor et ikke-lineært impedanseelement, slik som en halvlederdiode, er forbundet med en metallantenne i en fjernbar merkelapp festet til en handelsvare. Antennen er fortrinnsvis i form av en foldet dipol med dioden forbundet mellom motsatte sider av en lukket sløyfeseksjon ved ene enden for å tilveiebringe en avstemt tankkrets med en resonansefrekvens dobbelt av den til en valgt midtfrekvens. Den lengre antenneseksjonen strekker seg bak dioden tett

opp mot en kvart bølgelengde ved den valgte midtfrekvensen, som f.eks. kan være 915 MHz. Resonansefrekvensen til tankkretsen, som blir bestemt ved diodens kapasitans og induk-tansen til den tilliggende lukkede sløyfeseksjonen til antennen er dobbelt av den valgte midtfrekvensen (f.eks. 1830 MHz) .

To forskjellige radiofrekvenssignaler blir begge sendt fra en utstrålingsantenne eller antenner anordnet tilliggende et overvåkningsområde. Etter at signalene blir generert som en kontinuerlig bølge fra en sterkt stabil krystall-oscillatorkilde ved en fast frekvens (f.eks. 925 MHz) som er forskjøvet fra den valgte midtfrekvensen med tilnærmet 1%. Det andre signalet som blir sendt er tonemodulert, fortrinnsvis med et lydsignal i området fra 1 til 20 kHz for å frembringe et radiofrekvensavvik på pluss og minus 5 kHz i bære-bølgen som også er utledet fra en svært stabil krystalloscil-latorkilde ved en frekvens (f.eks. 905 mHz) som er likt for-skjøvet fra den valgte midtfrekvensen på motsatte sider slik at hovedmidtfrekvensen til de to signalene ligner den valgte midtfrekvensen. Begge sendersignalene blir strålt gjennom overvåkningssonen fra egnede antenner. Anvendelsen av et par skruelinjeformede antenner ved motsatte sider av overvåkningssonen medfører en sirkulær polarisasjon i overvåkningssonen av de to radiofrekvensene som blir sendt fra motsatte sider og for å sikre at strålingen av begge frekvensene i overvåkningssonen mellom senderne er adekvate i alle ret-ninger for å tilpasse enhver orientering av merkelappen og for å tilveiebringe adekvat stråling selv når en merkelapp er skjermet fra antenner på ene siden av en person eller en annen gjenstand. Lydmodulasjon av en av radiofrekvensene unngår på den andre siden dannelsen av stående bølgemønster som kan medføre blinde punkter i overvåkningsområdet og feilutløsning av systemet ved merkelapper utenfor det ønskede området.

En separat antenne er anordnet nær og vanligvis over overvåkningssonen slik at den kan detektere tilbakestrålt signal ved dobbel midtfrekvens. Den effektive overvåkningssonen er således bestemt ved skjæring av sonen i hvilke stråling forekommer med sonen fra hvilke mottageren er følsom mot tilbakestrålt energi fra merkelappen. Mottager- og sende-antennene konstrueres for å gi egnet strålemønster for sty-ring av størrelse og form av overvåkningssonen. Ytterligere virkning av adskillelsen av antennen er at ingen gjenstand samtidig kan være tett opptil både mottager og sender slik at hele systemet kan bli innstilt for å tilveiebringe føl-somhetsdetektering av merkelappene over en stor sone uten risiko for å bli utløst som følge av noe som kommer opp til en enhet som virker både som mottager og sender.

Dobbelfrekvensoperasjonen reduserer virkningen av sendefrekvensdriften og øker systemets båndbredde med hensyn til transpondervirkningsgraden ved tilbakestråling av innfallende radiofrekvenssignaler. Frekvensen som transponderantennen er avsendt til kan falle hvor som helst mellom to sendte frekvenser uten betydelig reduksjon av transpondervirkningsgraden, som således eliminerer ethvert behov for nøyaktig antennedimensjonering og gjør problemet med "personfor-stemming" til et minimum hvor normal avstemmingspunkt for transponderen er forskjøvet oppover i frekvens på grunn av dielektrisk belastningsvirkning av et menneskelig legeme i berøring med eller i nærheten av merkelappen. Dersom transponderantennene f.eks. er forstemt nedfra den valgte senterfrekvensen øker dette kun transpondervirkningsgraden relativt i forhold til den lavere sendte frekvensen og den totale blandervirkningen blir ikke alvorlig påvirket siden egnet blanding forekommer med radiofrekvensenergiforhold på ti til én eller også større. Virkningen av senderfrekvens-driften er likeledes gjort til et minimum ved at en forskyvning i en av senderne ikke blir multiplisert som ved tilbakestrålte harmoniske ved enkelfrekvenssystemer og enhver drift i en kan bli forskjøvet ved en motsatt forskyvning ved den andre senderen.

Styrken og frekvensstabiliteten for det tilbakestrålte tran-spondersignalet og usannsynligheten for utløsning av en feil-reaksjon fra transpondere utenfor overvåkningsområdet tillater maksimal mottagerfølsomhet og minimal mottagerbåndbredde. Signaler mottatt fra en mottagerantenne eller antenner blir tilført over et svært smalt båndpassfilter som avviser sendefrekvensene og forsterkes slik at modulasjonssonen kan bli utledet ved å anvende den mest vanlige demodulasjonstek-nikken. Audiotonen (f.eks. 2 kHz) blir fortrinnsvis anvendt for frekvensmodulering av radiofrekvensbærebølgen slik at det filtrerte og forsterkede signalet fra mottagerantennen kan bli tilført en passiv dobbelballanseblander som mottar et lavere sideinjeksjonssignal (f.eks. 1808.600 MHz) generert ved hjelp av en stabil lokaloscillatorkilde for å tilveiebringe en egnet mellomfrekvens (f.eks. 21,4 MHz) ved blander-utgangen. Dette mellomfrekvensutgangssignalet fra blanderen blir forsterket tilført et annet presisjonsfilter med et smalt passbånd (f.eks. 30 kHz) som definerer fordetekterings-båndbredden. Detekteringen av modulasjonstonen blir så tilveiebrakt ved en smalbåndet (f.eks. 30 kHz) krystalldiskriminator, hvis utgang blir forbundet med jord inntil dens inngang er tilstrekkelig sterk til å generere en detek-torspenning som overskrider et på forhånd valgt referanse-nivå som er justert for å innstille systemets følsomhet.

Med klemmen åpen, dvs. ikke forbundet med jord, blir tonen tilført en faselåst sløyfetonedekoderkrets, hvis spenningsstyrt oscillator har en frittløpende frekvens lik den til tonen og som kan tilegnes enhver stabil tone innenfor et smalt frekvensområde (f.eks. pluss eller minus 10%). Når sløyfen tilegnes tonesignalet avføler en kvadraturdetektor den faselåste tilstanden og frembringer en likestrømsut-gangsspenning for å drive en operasjonsforsterker med en kapasitiv tilbakekopling som understøtter et utgangssignal for å utløse en alarm for en minimumsperiode (f.eks. 3 sekun-der) uten hensyn til den detekterte tones varighet. Alarmen blir på denne måten påvirket uten hensyn til hvor kort tid transponderen er innenfor overvåkningsområdet så sant det detekterte signalet er av tilstrekkelig styrke og har det riktige modulerte frekvensinnholdet. Dette eliminerer feilalarm ved for svake retursignaler for transpondere utenfor overvåkningsområdet og ved signaler fra utenforliggende kilder som tilfeldigvis kan frembringe signaler som tilsvarer den tilbakestrålte frekvensen, men som mangler den nødvendige tonemodulasjonen.

Fig. 1 viser et gjenstandsovervåkningssystem i samsvar med oppfinnelsen hvor egnede senderantennerekker er montert på tilsvarende steder på frittstående sokler 10 og 12 eller om foretrukket på eller innenfor eksisterende dørrammer på begge sider av en overvåkningssone, i alminnelighet ved inngangen eller utgangen til et salgssted slik at enhver som går inn eller ut må gå gjennom mellomrommet mellom dem. Selv om de respektive antennerekkene er vist litt på skrå på fig. 1 for illustreringens skyld vender de normalt mot hverandre med hensyn til de respektive antenneelementene anordnet i parallelle vertikalplan. Senderantennerekkene 14 og 16, som vist på fig. 2, består av skruelinjeviklede ledende metallstrimler 18, 19 og 20,21 henholdsvis som er viklet rundt ikke-ledende (i alminnelighet polystyren) sylindriske kjerner (ikke vist for tydelighetens skyld). Kjernene strekker seg perpendikulært fra ledeplater (fortrinnsvis rektangulære) som fortrinnsvis er montert på de bakre flatene til soklene 10 og 12. Der er ingen direkte elektrisk kontakt mellom de skruelinjeformede strimlene og de ledende platene. Diameteren og stigningen på de skruelinjeformede strimlene er valgt for å passe med sendefrekvensene. De enkelte strimlene 18-21 kan være skåret ut fra vanlige kobberbelagt, adhesivt belagt tape av den typen vanligvis anvendt ved trykte kretskort og påført en ikke-ledende dielektrisk bærer med egnede lavtapskarakteristikker på sokkelen eller dørrammen. Et ledende metallpanel eller et lite maskegitter (ikke vist) kan være anordnet bak og ortogonalt til aksen for antennestrimlen 18 til 21 for å reflektere og således konsentrere den sendte signalenergien og strålingsmønsteret innover over det beskyttede rommet for større virkningsgrad og for å sperre for strålingen av signaler fra motsatte sider av området bak soklene 10 og 12. Ved den foretrukne utførelsesformen av systemet er antennen anbrakt på lette anodiserte aluminiumsrammer som dekker hele bakflaten til soklene 10 og 12 og konstruksjons-messig bærer antennemonteringer og tilknyttede kretselementer.

Også montert tilliggende og vanligvis over overvåkningssonen er en mottagerantenne 22 som er sirkulært polarisert. Denne antennen kan være en kryssfoldet dipolsammenstilling vanligvis kjent som en "dreiekors" antenne eller skruelinjeformet antenne. Lengden på hver mottagerdipolsegment kan være en kvart bølgelengde av det tilbakestrålte signals frekvens, som er lik summen av de to sendte frekvensene, som skal beskrives nærmere senere. Alternativt og fortrinnsvis kan mottagerantennen 22 innbefatte en skruelinjeformet ledende metallstrimmel viklet rundt en ikke-ledende sylindrisk kjerne (ikke vist) som strekker seg fra en ledende rektangulær rygg-plate. Der er ingen direkte elektrisk kontakt mellom strim-melen og ryggplaten.

Skruelinjeformede antenner har blitt vist som foretrukket form for både sender og mottagerantenner. Andre antenne-sammenstillinger kan imidlertid bli anvendt uten tap av fordelene ved foreliggende oppfinnelse.

En enkel mottagerantenne 22 har blitt vist, men flere mottagerantenner kan bli anvendt om ønskelig.

Mottagerantenneinnretningen er fjerntliggende anordnet fra senderantenneinnretningen. Mottagerantennen 22 ved den viste utførelsesformen er ved en avstand ved minst flere meter fra den nærmeste antennen 18 og 20. Avstanden er noe mer enn halvparten av bredden på dørinngangen under overvåkningen. Selv når flere mottagerantenner blir anvendt er ingen antenne nærmere enn flere meter fra den nærmeste senderantennen. Anbringelsen av mottagerantennene fjernt fra senderantennene reduserer forekomsten av feilalarmer på grunn av tilstedeværelsen av metallgjenstander, slik som paraplyer og barnevogner i overvåkningssonen. Når en sender og en mottagerantenne er tett sammen (som vist f.eks. på fig.

2 og 3 i US-patent nr. 4.063.229) og en metallgjestand er

tett opptil begge er der en betydelig fare for feilalarm. Samtidig gjør foreliggende system det mulig å øke detekte-

ringshastigheten for gjenstander med merkelapper i overvåkningssonen. Følsomheten til foreliggende system kan bli innstilt ved et høy nivå slik at en beskyttet gjenstand ved maksimal mulig avstand fra en sender eller mottager innenfor overvåkningssonen kan bli detektert uten fare for at en feilalarm blir bevirket av en metallgjenstand som er tett opptil både en sender- og en mottagerantenne.

Den vinkelmessige adskillingen mellom aksen (eller aksene) til senderantennen(e) og aksen (eller aksene) til mottagerantennen (e) er minst omkring 30°. Den vinkelmessige adskillelsen mellom senderantenneaksene og mottagerantenneaksen ved den viste utførelsesformen er 90°. (Aksen til en antenne er aksen langs hvilken sendingen eller mottagelsen er ved et maksimum. I tilfelle av en skruelinjeformet antenne fal-ler antenneaksen sammen med skruelinjeaksen). Den vinkelmessige adskillelsen mellom to linjer i mellomrommet er vin-kelen mellom en linje og en linje trukket parallelt med den andre linjen og som skjærer den første linjen. Sender/motta-geranordninger annerledes enn de vist på fig. 1 oa 2 kan bli anvendt forutsatt at den vinkelmessige adskillelsen er minst omkring 30°. I dette tilfellet må sidepanelene bli anbrakt ved en vinkel på minst 30° i forhold til hverandre og ikke

parallelt med hverandre som på fig. 1 og 2 for å tilveiebringe i den ønskede vinkelmessige adskillelsen.

Der er ikke noen signalbane mellom enhver sender og mottager i systemet ifølge foreliggende oppfinnelse. Sendingen av uønskede signaler til mottageren (mottagerne) blir unngått på denne måten. Dette i motsetning til US-patent nr. 4.063.229 som viser et system (fig. 3) hvor signalene (68 og 73) mellom en sender og en mottager er tilveiebrakt.

To adskilte radiofrekvenssignaler f^ og f 2 er generert for

å bli strålt ut fra respektive segmenter 18, 19, 20 og 21 som danner senderantennerekkene 14 og 16. f^-signalet er en smalbåndet modulert radiofrekvens generert fra en svært

stabil oscillatorkilde 26 som er forbundet med senderantennen 18 på ene siden og også over en lineærforsterker 28 til de motsatte antennene 20 til senderrekken 16 på andre siden av overvåkningsområdet. Det andre sendersignalet er likeledes generert ved en fast radiofrekvens ved hjelp av en svært stabil oscillatorkilde 30 som er forbundet med antennen 19 til senderantennerekken 14 på ene siden og på den andre siden over en lineærforsterker 32 med antennene 21 i sender-antennenerekken 16. Begge oscillatorkildene 26 og 30 anvender fortrinnsvis respektive temperaturkompenserte, krystalloscillatorer som har kaskadefrekvensmultiplikatorer og smalpassbåndfiltre for generering av kontinuerlige bølger f.^ og radiofrekvensbærebølger for det tonemodulerte signalet f^, som nærmere beskrevet i forbindelse med fig. 3 og 4.

Kapasitansen mellom metallstrimmelantennesegmentene 18-21

og tilliggende reflekterende overflater til det ledende panelet eller gitteret bak det blir generelt justert for å frembringe et stående bølgeforhold med lav spenning (VSWR) for å tilpasse antenneimpedansen med utgangsimpedansen til respektive sendersignalkilde ved sendt frekvens for således å tilveiebringe et effektivt strålingsmønster med en egnet strålebredde som strekker seg utover fra sendeantennerekkene 14 og 16 på hver side.

Både radiofrekvensene f^ og f ? er således sendt fra sende-rekkene 14 og 16 på motsatte sider og med sirkulær polarisasjon for å skjære og støte mot fra begge sidene på en trans-sponder 34 anordnet i overvåkningsområdet mellom de to soklene 10 og 12. Transponderen 34 kan være (og er fortrinnsvis) lik den beskrevet i US-patentsøknad nr. 195572. Transponderen 34 er vist skjematisk på fig. 1 som en sirkulær polarisert antennesløyfe med en diode 36 forbundet over en kort lukket sløyf eseks jon. Som vist nærmere på fig. 2 hair den foretrukne formen av transduktoren 34 imidlertid en lang-strakt flat metallantennesløyfe 38 med et sentralt gap på ene siden som tilveiebringer en foldet dipolsammenstilling. Den totale antennelengden er tilnærmet en kvart bølge-lengde av hovedsenterfrekvensen mellom to sendte radiofrekvenser f^ og f«. Det ikke-lineære impedanseelementet 36, som har form av en halvlederdiode, er forbundet mellom motsatte sider av sløyfen nær ene enden omtrent midt fra side-gapet slik at kapasitansen til dioden 36 sammen med induk-tansen til den tilliggende lukkede enden av den ledende sløyfen danner en tankkrets med en resonansefrekvens lik eller tilnærmet summen av de to senderfrekvensene f^ og f^ eller med andre ord en resonansefrekvens to ganger den til den valgte hovedsenterfrekvensen for sendersignalene. Nøy-aktig anbringelse av dioden 36 på antennesløyfen 38 for å frembringe ønsket resonansefrekvens og resulterende stråling fra tankkretsen er ikke avgjørende og for de fleste delene er den bestemt emperisk basert på kapasitansen til den valgte dioden og ledeegenskapene til antennesløyfen.

Maksimal transpondervirkningsgrad og selektivitet blir tilveiebrakt når frekvensforskjellen mellom de to sendersignalene f^ og f2 er rundt 2% av deres hovedsenterfrekvens. Ved strøm-versjoner i systemet blir frekvensen for det kontinuerlige bølgesignalet f^ generert av kilden 32 valgt ved 925 MHz mens derimot frekvensen til den tonemodulerte bærebølgen for det andre sendesignalet f^ fra kilden 26 er ved 905 MHz. Deres hovedsenterfrekvens er således 915 MHz og resonanse-tankkretsfrekvensen er 1,830 MHz. Disse spesielle frekvensene er valgt for å falle innenfor det tilgjengelige sendebånd-spektrumet tilgjengelig for slike formål i USA. På den andre siden er det forsøkt med systemet f.eks. for konstruert i samsvar med internasjonale kringkastingsstandardere med en resonansetankkretsfrekvens på omkring 4,9 00 MHz med sende-frekvenser på rundt 2,420 og 2,480 MHz.

Ved drift, når begge sendte signaler f^ og f2 er mottatt

av transponderantennesløyfen 38, blir de blandet sammen over den ikke-lineære impedansevirkningen til halvlederdioden 36 for å starte tankkretssvingingen ved dens resonansefrekvens, som er lik summen av f^ og f2 frekvensene. Øket blanding av totalt transpondervirkningsgrad blir øket ved bruk av en "Schottkydiode".

Tilnærmet 2% frekvensadskillelse mellom sendte signaler tilveiebringer viktige fordeler ved maksimalisering av transpondervirkningsgraden og ved muligheten for systemet til å unngå feilalarm på grunn av transponderretursignaler "står ut" fra det som kan bli frembrakt ved ulike metallgjenstander slik som paraplyer, handlevogner og lignende som har en tendens til å bevirke feilalarm ved tidligere systemer. Båndbredden til transponderen 34 relativt i forhold til innfallende radiofrekvenser er spesielt gjort bre-dere uten å redusere dens virkningsgrad på grunn av at mottagerantennen 38 kan bli avstemt til å falle hvor som helst innenfor de to senderfrekvensene, noe som også gjør virkningen av "legemsforstemming" til et minimum ved at nedoverfor-skyvningen i frekvensen på grunn av slike dielektriske be-lastningseffekter kan lett bli tilpasset for innenfor dette området. Dette er som følge av at avstemningen eller for-stemningene av antennen 3 8 mer mot den ene senderfrekvensen enn den andre kun tjener til å øke signalstyrken ved den frekvensen uten å redusere blanderomformningsvirkningsgraden på grunn av at riktig radiofrekvensblanding kan forekomme med energiforhold på 10 til 1 eller større mellom signalene.

På grunn av at aksepteringssonen for mottageren 22 er forskjellig fra strålingssonen fra senderne 14 og 16 blir detekteringen av merkelappene på fjerntliggende steder utenfor det kombinerte overvåkningsområdet svært redusert. Interne ikke-lineæriteter som kan uunngåelig oppstå i en sender kan frembringe harmoniske signaler som kan.nå en følsomhetsmottager, men på grunn av nødvendigheten-av-blandingen av de to frekvensene i systemet blir ethvert slik signal ved en frekvens langt forskjøvet fra den til den ønskede transponderreturen. Med strømsystemparametere ville f.eks. en ikke-lineær forvrengning frembringe dopling av frekvensene på 1,810 eller 1,850 MHz, begge forskjøvet med fullstendig 20 MHz fra den normale returfrekvensen ved 1,830 MHz. Disse forskjøvne frekvensene ville bli underlagt betydelig dempning i den avstemte trankkretsen og ytterligere dempning av adskillelsen mellom sende- og mottagerkomponentene og lett bli adskilt ved vanlig filtreringsteknikk fra en riktig blandet frekvensreaksjon ved 1,830 MHz.

I dette henseendet blir signaler tatt opp av mottagerantennene 22 tilført en smalbåndet tonemodulert mottager 42. Blan-dingen av de to sendte signalene ved transponderretursignal-et tillater at reaksjonen til mottageren 42 blir begrenset til svært smalbåndet drift som tjener til å eliminere feil-alarmreaksjoner på grunn av utenforliggende støy og sende-signaler fra andre kilder. Mottagerbåndbredden nødvendig for den største delen avhenger i virkeligheten kun av frekvensstabiliteten til senderkilden 26 og 30 og tillater således et svært smalt detekterings-"vindu" som tilsvarer mulig sende-frekvensdrift. Med svært stabile sendeoscillatorkilder som heretter beskrevet kan båndbredden til de mottatte signalene tilgjengelig for detektering av moduleringstonen (dvs. for-detekteringsbåndbredden) være ekstremt smale og båndbredden til mottageren (etter detekteringen) kan være ytterligere avsmalnet ved nøyaktig detektering av modulasjonstonen. Systempåliteligheten og følsomheten blir dessuten ytterligere øket ved at mottageren 42 tilfører et utgangssignal til på-virkning av en alarm 44 kun når styrken på det detekterte modulasjonstonesignalet overskrider et valgt amplitudemini-mumsnivå for et forutbestemt fast intervall for å sikre virkelig tilstedeværelsen av en transponder innenfor detekterings-sonen. Kretsene beskrevet med henvisning til fig. 3 og 6 kan være identiske eller ligne på de i det nevnte US-patent nr. 195572.

Den foretrukne utførelsesformen vist på fig. 3 genererer

ved drift sendersignalet f^ som et svært stabilt, smalbåndet frekvensmodulert signal for å gjøre systemfølsomheten og selektiviteten til et maksimum. En stabil krystallstyrt tonegenerator 46 av vanlig konstruksjon genererer en fast frekvenstone i lydområdet på 1 til 20 kHz. Denne tonen,

som ved foreliggende system er omkring 2 kHz, blir tilført som et modulasjonssignal til en spenningsstyrt krystall-

oscillator 48 for å frekvensmodulere dette utgangssignalet. Ved den foretrukne utførelsesformen er krystalloscillatoren 48 av vanlig konstruksjon med nøyaktig temperaturkompensasjon og som kan holde en frekvensstabilitet på 0,7 cykler pr. million fra 5°C til 45°C ved en frekvens tilnærmet 51,4 MHz. Amplituden for modulasjonssignalet fra tonegeneratoren 46 til-ført spenningsstyrekretsen blir justert for å frembringe et maksimalfrekvensavvik på pluss eller minus kun omkring 0,25 til 0,3 kHz, som således medfører en svært smalbåndet modulasjon av oscillasjonsbærebølgen. Det modulerte utgangssignalet til oscillatoren 48 blir så tilført en vanlig frekvensmultiplikator 50 som tredobler oscillatorfrekvensen som så blir tilført et smalbåndet topolsbåndpassfilter 52. Dette filtrerte multiplikatorsignalet blir så tilført en annen vanlig frekvensmultiplikator 54 som igjen tredobler den tilgjengelige frekvensen som skal bli tilført det andre smalbåndede passfilteret 56. Det filtrerte utgangssignalet fra båndpassfilteret 56 blir så tilført en ytterligere frekvensmultiplikator 58 som denne gangen kun dobler inngangs-frekvensen for å frembringe det ønskede modulerte utgangssignalet (f^ ved 905 MHz med et smalbåndet modulasjonsavvik på pluss eller minus 5 kHz som så blir tilført en RF-forsterker 60 med variabel forsterkning og en energiforsterker 62. Dette forsterkersendersignalet f, blir så ført gjennom et smalbåndet trepolet båndpassfilter 64 til en energideler 66 som leverer sendesignalet til antennen 18 i senderekken 14 til sokkelen 10 og også gjennom en lett kabelkobling til lineærforsterkeren 28 og følgelig til antennen 20.

På fig.-, 4 er de andre sendefrekvensene f2 vist generert på en lignende måte ved å anvende en vanlig temperaturkompensert krystalloscillator 68 som kan holde frekvensen til 0,5 deler pr. million fra 5°C til 45°C med en utgangsfrekvens på omkring 50,3 MHz. Denne utgangsfrekvensen blir tredoblet ved hjelp av frekvensmultiplikatoren 70 for å bli filtrert ved hjelp av et topolet båndpassfilter 72. Smalbåndutgangs-signalet fra filteret 72 blir tilført en annen frekvensmultiplikator 74 som igjen tredobler frekvensen som skal bli til-ført gjennom et annet topolbåndpassfilter 76 og den filtrerte utgangsfrekvensen blir så doblet ved en endelig frekvensmultiplikator 78 for å frembringe det ønskede f2~signalet ved 905 MHz. f2~signalet blir så tilført inngangen til en RF-forsterker 80 med variabel forsterkning og et ytterligere forsterkertrinn 82 for å nå et ønsket sendeenerginivå. Det forsterkede utgangssignalet blir så filtrert via et smalbåndet, trepolet båndpassfilter 84 for å fjerne enhver forsterket forvrengning eller harmoniske og tilføres så en energideler 86 for deretter å bli tilført antennen 19 i senderrekken 14 på sokkelen 10 og gjennom en egnet RF-kopling til respektiv lineærforsterker 32 og følgelig antennen 21

på motsatt sokkel 12. På grunn av den store virkningsgraden og følsomheten som er oppnådd er den sendte energien til disse signalene i størrelsesorden under den nødvendig ved tidligere systemer for å tilveiebringe samme dekning, som således tillater store overvåkningssoner og/eller redusering av strø-sendinger.

Med henvisning til fig. 5 kan de respektive f^- og f^-signalene fra energidelerne 66 eller 86 bli forbundet med respektive lineærforsterkere 28 og 32 ved motsatte antennesokler 12

ved hjelp av enkle ledninger eller lette kabler som således eliminerer behovet for dyre og vanskelige installasjoner med tunge og massive RF-kabelforbindelser av første kvali-tet som var nødvendig ved tidligere kjente systemer for å unngå energitap. Lineærforsterkerne 28 og 32 består ganske enkelt av et forsterkertrinn 88 for variabel radiofrekvens idet utgangssignalet blir tilført gjennom et smalbåndet trepolet båndpassfilter 90 for å fjerne enhver signalfor-vrengning eller støy tatt opp på forbindelseslinjen eller generert ved forsterkerprosessen. Forsterkertrinnets 88 forsterkning blir justert for å gjenopprette sendersignal-styrken til tilnærmet samme nivået som blir tilført senderantennen på motsatt side av overvåkningssonen.

På fig. 6 er vist den foretrukne utførelsesformen som anvender smalbåndet frekvensmodulasjon for f^-sendersignalet, signalene tatt opp av mottagerantennene 22 blir tilført blanderen 40 til et svært smalbåndet, firpolet båndpassfilter 92, idet pass-båndet er sentrert ved hovedfrekvensen til blandertransponder-retursignalet - f.eks. ved 1830 MMz. Ved det bestemte beskrevne systemet blir et gyldig retursignal fra transponderen 3 4 frekvensmodulert med en enkel fast lydtone, fortrinnsvis

ved 2 kHz for å tilveiebringe et maksimums avvik på kun 5 kHz på begge sider av 1830 MHz bærerfrekvensen. Båndpassfilteret

er konstruert for å avvise lavere frekvenssendersignaler med i et minimum på 60dB for å forhindre intern blanding på grunn av krets-ikke-linearitet. Et filtrert utgangssignal fra båndpassfilteret 92 blir så tilført en dobbelbalansert blander 94 for å bli blandet med lavere sideinjeksjonsfrekvens

f^ ved 1808,600 MHz, f.eks. fra en stabil lokaloscillator-

i kilde for å frembringe en mellomfrekvens-(MF)-utgang på 21,4

MHz ved dens utgang når et gyldig transponderretursignal er tilstede. Denne lavere sideinjeksjonsfrekvensen blir likeledes generert fra en svært stabil, temperaturkompensert

krystalloscillator 96 som drives ved omkring 50,24 MHz.

) Denne oscillatorfrekvensen blir til å begynne med firdoblet i en frekvensmultiplikator 98 og tilført suksesivt gjennom to tredoblingsfrekvensmultiplikatorer 100 og 102 til et firpolet smalbåndet passfilter 104 for å tilføre lavsidig

injeksjonssignal til blanderen 94.

3

Mellomfrekvensugangen til den balanserte blanderen 94 blir tilført en lavstøyforsterker 106 for å etablere den totale mottagerstøyfiguren ved 12dB for å bli tilført et båndpassfilter 108 av typen monolittisk krystall i fire seksjoner fortrinnsvis modell 1619-1622 fremstilt av Piezo Technology,

Inc. og under handelsnavnet "COMLINE", hvor amplitudereak-sjonen i forhold til frekvensen er 30 kHz ved -3dB punktene. Krystallbåndpassfilteret 108 bestemmer effektivt fordetek-teringsbåndbredden og sammen med 12dB støyfiguren og modula-sjonsgraden på fem tilveiebringes en total mottagerfølsomhet på -113dBm for et 20dB S+N/N-forhold ved utgangen til en krystalldiskriminator 110 beskrevet nærmere senere. Utgangssignalet fra krystallbåndpassfilteret 108 går gjennom suksessive RF-forsterkertrinn 112 og 114, som hver er anordnet på en brikke med valg av automatisk forsterkningsmulighet for å tilveiebringe ønsket inngangsnivå til krystalldiskri-minatoren 110. Utgangen til hvert trinn 112 og 114 bevirker at deres respektive automatiske forsterkerstyrekretser genererer likestrøm som mål for deres amplituder ved deres innganger. De respektive målene fra enkelttrinnene 112 og 114 blir summert sammen for å drive en totalsignalstyrke-detektor 116 viss utgangssignal er direkte strømproporsjonal med det kombinerte utgangsamplitudesignalet til hvert trinn som angir begynnelsestranspondersignalstyrken fra båndpassfilteret 108. Dette kombinerte detektorutgangssignalet blir tilført et lavpassfilter 118 som har en forutbestemt tids-konstant for å frembringe en gradvis økende ladning ved en hastighet proporsjonal med transponderretursignalets styrke som blir detektert. Utgangsladningen fra lavpassfilteret 118 blir ført til en komperatorkrets 120 for å bli sammenlignet med et på forhånd valgt terskelnivå etablert ved følsomhetsinnstillingen på et potensiometer 122.

Ved den foretrukne formen av systemet består krystalldis-kriminatoren 110 av et monolittisk krystallfilter av typen modell 2378F fra Piezo Technology, Inc. som blir kombinert med en RCA-integrett kretsmodell CA3089E for å frembringe en ekstremt smalbåndet stabil diskriminator med en båndbredde i størrelsesorden av 30 kHz. Med et gyldig transponderretursignal utgjør utgangssignalet til diskriminatoren 110 modula-sjonslydtonen som ved eksisterende systemer er 2 kHz. Utgangssignalet til diskriminatoren 110 blir imidlertid opprett-holdt ved jordpotensialet ved hjelp av en klemmekrets 124 inntil et utløsningsutgangssignal fra komperatorkretsen 120 angir at ladningen bygt opp i lavpassfilteret 180 overskrider den valgte følsomheten innstilt ved hjelp av potensiometeret 122. Dette tillater innstilling av systemet ved et følsomhets-nivå som ignorerer transitt eller svake retursignaler fra fjerntliggende transpondere eller andre kilder.

Så snart klemmekretsen 124 er åpen blir 2 kHz lydtonen tilført gjennom et lavpassfilter 126 for å bli dekodert av vanlig faselåst sløyfeteknikk ved anvendelse av en firedoblet detek-tor 128 og en fasedetektor 130 som kan tilegne seg enhver stabil tone innenfor 10% av modulasjonstonefrekvensen etablert som frittløpende frekvens for den spenningsstyrte oscillatoren 132. På vanlig måte blir utgangssignalet til fasedetektoren 130 tilført et sløyfefilter 134 for å frembringe et signal for justering av frekvensen og fasen til spenningen styrt av oscillatoren 132 for å tilveiebringe en faselåsing. Firedoblingsdetektoren 128 kobles så til en vanlig operasjonsforsterker 136 som har en tilbakekoblings-kodensator 138 som opprettholder et utgangssignal for ut-løsning av en egnet alarm 44 for å tilveiebringe et hørbart eller visuell reaksjon for en valgt tid uansett hvor lang startreaksjonen var. Sterke reaksjoner frembrakt av en transponder i overvåkningsområdet mellom antennesoklene 10

og 12 starter således full skalaalarm uten hensyn til hvor hurtig den beskyttede gjenstanden ble beveget gjennom området, men systemet kan ignorere jevne kontinuerlige lav-nivåreaksjonssignaler fra utenfra det umiddelbart beskyttede området.

Systemet ifølge foreliggende oppfinnelse er ment for bruk

for sendefrekvensen er (eller frekvensene er) minst omkring 400 MHz. Antennestørrelsen er korrelert med bølgelengden som er velkjent og det er upraktisk å bygge slike retnings-antenner små nok for artikkelovervåkningssystemer som har frekvenser'under omkring 400 MHz. Foreliggende system er velegnet for bruk for frekvensområder med senterfrekvens på 915 MHz.

Det beskrevne systemet kan f.eks. anvende amplitudemodulasjon av en av de sendte radiofrekvensene i stedet for frekvensmodulasjon eller moduleringstoner utenfor lydområdet uten

å påvirke hovedfordelene ved totalsystemet. Andre antenner kan således bli valgt for å gi forskjellige strålemønster

for å passe størrelsen og formen på det ønskede overvåkningsområdet og kan bli konstruert i forskjellige former. Mottagerantennen må dessuten ikke ubetinget bli anordnet over, men kan være ethvert sted som gir egnet overvåkning siden ingen direkte forbindelse mellom sender og mottager er nød-vendig for dette systemet. Siden systemet tilveiebringer all nødvendig stråling fra hver av kilderekkene kan den funksjonere med kun en.

Claims (5)

1. System for å detektere tilstedeværelsen av en gjenstand innenfor en overvåkningssone ved at den innbefatter en senderinnretning innbefattende senderantenner (14, 16) for stråling av ett eller flere radiofrekvenssignaler inn i overvåkningssonen omfattende i det minste et vekslende elektromagnetisk signal med en frekvens på minst 400 MHz, en transponderinnretning (34) fjernbart festet til gjenstanden og som kan beveges med denne inn i sonen, idet transponderinnretningen (34) reagerer på de elektromagnetiske signalene ved å stråle ut et retursignal ved en annen frekvens enn den til det utstrålte signalet fra senderantennene, en mottagerinnretning innbefattende mottagerantenner (22) innrettet for å motta og identifisere retursignalet og for å utelukke det utstrålte signalet fra senderantennene, karakterisert ved at (a) senderantennene innbefatter minst to senderantenner (14, 16) og mottagerantennene innbefatter minst en mottagerantenne (22), (b) hver av sender- og mottagerantennene er kjennetegnet ved et retningsantennemønster med en smal strålebredde, (c) minst to senderantenner og minst en av mottagerantennene er anbragt med regelmessig avstand fra hverandre om sidene til sonen med antennemønstrene rettet innover til sonen, (d) hver av senderantennene er utenfor mønsteret til hver mottagerantenne, og at minst en av mottagerantennene er utenfor mønsteret til hver av senderantennene, (e) at mønstrene til senderantennene og minst en av mottagerantennene skjærer hverandre i en krysningssone som definerer overvåkningssonen.

2. System ifølge krav 1, karakterisert ved at sender- (14, 16) og mottager- (22)antennene er anbragt med avstand utover fra overvåkningssonen, idet avstanden mellom hver senderantenne og hver mottagerantenne er stor sammenlignet med den største dimensjonen til hver av antennene.

3. System ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at nevnte senderantenner (14, 16) direkte vender mot hverandre med aksene til deres dominerende lober i det vesentlige kolineære, og nevnte mottagerantenne (22) innbefatter en mottagerantenne, hvis dominerende lobeakse danner i det vesentlige rette vinkler med de kolineære aksene til de to senderantennene.

4. System ifølge krav 3, karakterisert ved at mottagerantennen (22) er anbragt med avstand over overvåkningssonen med sin akse rettet nedover, og de to senderantennene (14, 16) er anbragt på siden utover fra sidene av overvåkningssonen.

5. System ifølge krav 1,karakterisert ved at mottager- og senderinnretningen er anordnet slik at aksene til de dominerende lobene for de respektive strålings-mønstrene er adskilt med en vinkel større ertn 30°.