"Système anti-vol à double fréquence" "Système anti-vol à double fréquence"
La présente invention est relative d'une façon générale à des systèmes de surveillance électroniques d'articles et plus particulièrement, à
un système de surveillance d'article qui implique
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phonique distincts , dont l'un est modulé par une tonalité, ces signaux étant recueillis par un émetteur-récepteur ou "transpondeur" et mélangés
par l'intermédiaire d'une impédance non linéaire afin d'être retransmis à une fréquence supérieure égale à leur somme, qui est détectée par un récepteur à bande étroite.
Des systèmes de surveillance antérieurs
de ce type, tel que celui décrit dans un brevet
aux' Etats-Unis d'Amérique 4.063.229, agissent de manière à transmettre une fréquence radiophonique unique à recueillir par une antenne sur une étiquette ou plaquette de transpondeur dans laquelle une impédance non linéaire, telle qu'une diode semiconductrice, engendre un harmonique sélectionné
du signal transmis qui est retransmis pour une détection par un circuit récepteur, à l'exclusion
de la fréquence transmise. Toutefois, de tels systèmes se sont révélés peut satisfaisants en pratique du point de vue d'un manque de sensibilité pour déceler de façon fiable _la présence d'un transpondeur dans la zone de surveillance et à cause de la production de fausses alertes en réponse à diverses autres conditions.
D'une façon significative, des caractéristiques non linéaires propres aux circuits et éléments d'émetteurs avaient fréquemment pour résultat la transmission d'harmoniques conjointement avec la fréquence de transmission fondamentale,
ce qui amène le récepteur à répondre sans la présence d'un élément d'impédance non linéaire dans le transpondeur. Si la sensibilité du récepteur était réduite pour ne pas tenir compte de tels harmoniques à transmission directe, des harmoniques de plus faibles puissance retransmis à l'élément de transpondeur pouvaient être masqués dans certaines circonstances. Bien que ce problème puisse être réduit au minimum par un blindage convenable et un filtrage à fréquence radiophonique
à la fois dans l'émetteur et le récepteur , les filtres devaient produire des caractéristiques de coupure extrêmement nettes, de telle sorte que même une faible dérive de fréquence dans le signal transmis, qui est multipliée dans l'harmonique, pouvait aisément avoir pour résultat que la fréquence retransmise se situe à l'extérieur de
la bande passante du filtre du récepteur. Des décalages de fréquence peuvent aussi résulter de l'effet Doppler produit par le déplacement rapide du transpondeur dans la zone de surveillance , ce qui augmente encore l'effet de la dérive de l'émetteur.
D'un autre coté, de tels signaux à haute fréquence peuvent aisément se propager à l'extérieur de la zone de surveillance prévue, ce qui entraîne un déclenchement erroné de l'alerte par
un transpondeur éloigné. Il en résulte que les articles protégés ne pouvaient fréquemment pas être situés ou manipulés en un endroit quelconque de
la zone de surveillance . Même dans ce cas , l'énergie à haute fréquence peut se propager par des réflextions imprévisibles ou même le long de tuyaux de plomberie ou de conduits électriques agissant comme des guides d'ondes , vers et à partir d'emplacements éloignés dans la structure protégée,ce qui entraîne un déclenchement aroné du système d'alerte.
De tels systèmes étaient également sujets
à un déclenchement erroné par des objets métalliques tels que des parapluies , des poussettes de bébé
et des chariots de magasin , lorsqu'une soudure ou un point de contact entre des métaux différents entraîne un effet de diode à impédance non linéaire engendrant et retransmettant un harmonique
du signal transmis. Ou encore, le récepteur
pouvait répondre à un bruit parasite à fréquence radiophonique provenant d'autres sources telles
que des systèmes d'allumage de moteur et des équipements électroniques.
Inversement, le système peut ne pas répondre à la présence effective d'un élément transpondeur dans la zone de surveillance, si l'énergie recueillie et retransmise en tant qu'harmonique est insuffisante. Par exemple, ceci peut survenir si l'antenne du transpondeur n'est pas convenablement orientée par rapport à la polarisation du champ transmis ou si l'antenne devait être protégée électromagnétiquement de l'émetteur par le corps humain ou une surface métallique. De même,
la proximité du transpondeur et du corps humain peut désaccorder le circuit parallèle accordé ,
ce qui dissipe l'énergie d'harmonique disponible pour la retransmission vers le récepteur. De plus, bien que des circuits de poursuite de signal puissent être incorporés pour ajuster la réponse
en fréquence du récepteur afin de compenser les dérives de fréquence de l'émetteur, le rendement
du transpondeur se détériore fortement chaque fois que le circuit parallèle accordé est amené à osciller à des fréquences autres que sa fréquence
de résonance normale.
Des efforts ultérieurs pour résoudre les problèmes de ces systèmes antérieurs ont eu pour résultat de nombreuses variantes. Dans l'une
de celles-ci, décrite dans un brevet aux EtatsUnis d'Amérique 3.631.484, la fréquence radiophonique unique transmise vers le transpondeur pour être retransmise en tant qu'harmonique est comparée à
des signaux recueillis par le récepteur pour déceler des dérives de fréquence dues à l'effet Doppler provoqué par le déplacement du transpondeur.
Bien que ce système ait éliminé les problèmes associés à la dérive de fréquence de l'émetteur et
aux fausses alertes provenant de t�anspondeurs stationnaires adjacents, un article déplacé lentement à travers la zone de surveillance ne produira pas une dérive de fréquence par effet Doppler suffisante pour déclencher l'alerte.
Des tentatives ont également été effectuées pour examiner des systèmes dans lesquels
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deur fonctionnait en tant que mélangeur de signaux pour engendrer des fréquences de somme et de différence en réponse à deux signaux transmis avec des fréquences différentes, comme indiqué dans la discussion de la technique de base dans un brevet aux Etats-Unis d'Amérique 3.895.368. Toutefois,
de tels systèmes mélangeurs à double fréquence étaient considérés comme offrant de nombreuses déficiences pratiques, qui comprenaient le problème de limiter les transmissions à fréquence supérieure à la zone de surveillance prévue. Pour surmonter ce problème, le brevet précité décrit l'utilisation d'un système à double champ faisant appel à un champ électromagnétique à haute fréquence en combinaison avec un champ électrostatique à basse fréquence et de forte puissance établi entre des conducteurs discontinus disposés sur les côtés opposés de l'espace de surveillance. L'élément d'impédance non linéaire soumis à ces deux champs agit en tant que mélangeur pour produire des fréquences de somme et de différence qui sont retransmises vers le récepteur pour une détection.
Toutefois, la puissance requise pour établir le champ électrostatique requis dans la zcne de surveillance est appréciable et de tels champs électrostatiques à basse fréquence peuvent être efficacement isolés par blindage du transpondeur grâce au corps humain
ou par un conducteur avoisinant et être écartés
du transpondeur par l'intermédiaire de la structure métallique d'un chariot de magasin ou analogue.
De même, le champ électrostatique à haute fréquence pouvait aisément être écarté par l'intermédiaire
de tuyaux et autres structures métalliques adjacents vers des emplacements éloignés pour provoquer un déclenchement erroné par des plaquettes situées loin
en dehors de la zone de surveillance, et le problème des fausses alertes des à des jonctions métalliques dissemblables dans des chariots métalliques et analogues était aggravé par la concentration du
champ électrostatique par l'intermédiaire de telles structures métalliques .
La présente invention offre un système de surveillance d'articles dans lequel un élément d'impédance non linéaire tel qu'une diode semi-conductrice, est connecté à une antenne métallique à l'intérieur d'une étiquette ou plaquette amovible fixée
à un vêtement ou autre marchandise. L'antenne se présente de préférence sous la forme d'un dipôle replié avec la diode connectée entre les côtés opposés d'une section de boucle fermée à une extrémité pour constituer un circuit parallèle accordé avec une fréquence de résonance double d'une fréquence centrale sélectionnée. La plus longue section d'antenne s'étendant au-delà de la diode s'approche étroitement d'un quart de longueur
d'onde à la fréquence centrale sélectionnée , qui peut par exemple être de 915 mégahertz. La fréquence de résonance du circuit parallèle accordé , qui
est déterminée par la capacité de la diode et l'inductance de la section detoucle fermée adjacente
de l'antenne.est double de la fréquence médiane sélectionnée (par exemple 1830 mégahertz).
Deux signaux à fréquence radiophonique différents sont tous deux transmis à partir d'antennes d'émission en forme de dipôle disposées sur
les côtés opposés d'une zone de surveillance.
L'un des signaux est engendré en tant qu'onde continue à partir d'une source d'oscillateur à
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exemple 905 mégahertz) qui est écartée d'approximativement 1 % de la fréquence centrale sélectionnée. L'autre signe.1 transmis est modulé par une tonalité, de préférence avec un signal audible dans la plage de 1 à 20 kilohertz, pour produire une déviation de fréquence radiophonique de plus et moins 5 kilohertz dans la porteuse, cet autre signal étant également dérivé d'une source à oscillateur à cristal très stable avec une fréquence
(par exemple 925 mégahertz) qui est écartée de la même façon sur le côté opposé par rapport à la fréquence centrale sélectionnée, de telle sorte que la fréquence centrale moyenne des deux signaux soit égale à la fréquence centrale sélectionnée.
Les deux signaux d'émetteur sont rayonnes à travers la zone de surveillance à partir de segments d'antenne en forme de dipôle orientés perpendiculairement entre eux sur les mêmes côtés , et avec les segments de dipôles respectifs destinés à rayonner la même fréquence à partir des cotés opposés également orientés perpendiculairement entre eux.
Ceci a pour résultat une polarisation croisée dans la zone de surveillance des deux fréquences radiophoniques transmises à partir des côtés opposés , afin d'assurer que le rayonnement des deux fréquences dans la zone de surveillance entre les émetteurs soit convenable dans tous les sens pour accepter n'importe quelle orientation de la plaquette, tandis que la propagation des deux signaux à partir des antennes sur un côté seulement vers les mêmes emplacements éloignés à l'extérieur de la zone de surveillance est réduite au minimum à cause de leurs polarisations différentes.
D'un autre côté, la modulation à basse fréquence de l'une des fréquences radiophoniques évite d'engendrer des dessins d'ondes stationnaires qui peuvent avoir pour résultat des zones d'ombres dans la zone de surveillance et un déclenchement erroné du système par des plaquettes à l'extérieur de la zone prévue.
D'une façon appréciable, le fonctionnement à double fréquence réduit l'effet de la dérive de fréquence de l'émetteur et augmente la largeur de bande du système en ce qui concerne la rendement du transpondeur pour retransmettre les signaux à fréquence radiophonique incidents. En particulier, la fréquence sur laquelle l'antenne du transpondeur est accordée peut se situer n'importe où entre
les deux fréquences transmises sans réduire de façon appréciable le rendement du transpondeur, ce qui élimine tout besoin d'un calcul précis de l'antenne et réduit au minimum les problèmes résultant d'un "désaccord par le corps", à cause duquel le point d'accord normal du transpondeur est décalé vers le bas en fréquence à cause de l'effet de charge diélectrique d'un corps humain en contact avec la plaquette ou au voisinage immédiat de celleci. Par exemple, si l'antenne du transpondeur est désaccordée vers le bas à partir de la fréquence centrale sélectionnée, ceci augmente simplement le rendement du transpondeur par rapport à la fréquence transmise inférieure et l'action générale du mélangeur n'est pas fortement affectée étant donné qu'un mélange convenable a lieu avec des rapports de puissance à fréquence radiophonique de 10 à 1
ou même plus. De même, les effets d'une dérive
de fréquence de l'émetteur sont réduits au minimum en ce sens qu'un décalage dans l'un des émetteurs n'est pas multiplié. comme c'est le cas avec les harmoniques retransmis des systèmes à fréquence unique, et toute dérive de l'un des émetteurs peut être compensée par une dérive opposée dans l'autre émetteur.
L'intensité et la stabilité en fréquence du signal de transpondeur retransmis et l'improbabilité du déclenchement d'une réponse erronée
à partir de transpondeurs à l'extérieur de la zone de surveillance, permettent d'avoir une sensibilité maximum du récepteur et une largeur de bande minimum de celui-ci. Des signaux reçus à partir d'antennes de récepteur à polarisation circulaire de part et d'autre sont appliqués par l'intermédiaire d'un filtre à bande passante très étroite qui rejette les fréquences d'émetteurs et sont ensuite amplifiés de telle sorte que la tonalité de modulation puisse être dérivée en utilisant en général des techniques de démodulation ou détection classiques. De préférence, la tonalité audible ou
basse fréquence (par exemple 2 kilohertz) est utilisée pour moduler en fréquence la porteuse à fréquence radiophonique de telle sorte que le signal filtré
et amplifié provenant de l'antenne du récepteur puisse être appliqué à un mélangeur à double équilibre passif qui reçoit un signal d'injection du côté inférieur (par exemple 1808,600 mégahertz) engendré par une source d'oscillateur local stable pour établir une fréquence intermédiaire convenable
(par exemple 21,4 mégahertz) à la sortie du mélangeur. Cette sortie à fréquence intermédiaire du mélangeur est amplifiée et appliquée à un autre filtre de précision avec une bande passante étroite (par exemple 30 kilohertz) qui définit la largeur de bande
de détection préalable. La détection de la tonalité de modulation est alors réalisée grâce à une opération de discrimination par cristal à bande étroite
(par exemple 30 kilohertz) dont la sortie est
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tensité suffisante pour engendrer une tension de détecteur de commande de gain automatique qui est supérieure à un niveau de référence prédéterminé ajusté de manière à régler la sensibilité du système. Avec le blocage ouvert, la tonalité est appliquée à un circuit décodeur de tonalité à boucle de verrouillage de phase , dont l'oscillateur commandé en tension et une fréquence en fonctionnement libre égale à celle de la tonalité et qui est capable d'acquérir n'importe quelle tonalité stable dans une plage de fréquences étroite (par exemple plus ou moins 10 %). Quand la boucle capture le signal
de tonalité , un détecteur de quadrature décèle l'état de verrouillage de phase et produit une tension de sortie en courant continu qui commande un amplificateur opérationnel avec une réaction capacitive qui entretient un signal de sortie pour le déclenchement d'une alerte pendant une certaine période de temps minimum (par exemple 3 secondes), que De que brève qu'ait été la durée de la tonalité décelée. De la sorte, l'alerte est actionnée aussi brève qu'ait été la période pendant laquelle le transpondeur reste dans la zone de surveillance, dès que le signal détecté a une intensité suffisante
et possède la teneur en fréquence modulée convenable. Ceci élimine les fausses alertes par de faibles signaux de retour provenant de transpondeurs à l'extérieur de la zone de surveillance et par des signaux provenant de sources extérieures qui peuvent produire par coïncidence des signaux correspondant à la fréquence retransmise mais qui n'ont pas la modulation de tonalité requise.
D'autres détails et particularités de l'invention ressortiront de la description ci-après, donnée à titre d'exemple non limitatif et en se référant aux dessins annexés, dans lesquels .
La figure 1 est un schéma synoptique des éléments de circuit de base et une vue en perspective partielle illustrant la disposition de l'antenne pour un système de surveillance d'articles suivant l'invention. La figure 2 est un schéma plus détaillé illustrant l'orientation à polarisation croisée des segments d'antenne de l'émetteur avec une vue en perspective de l'antenne active et des éléments d'impédance non linéaire du transpondeur. La figure 3 est un schéma synoptique et de circuit plus détaillé illustrant une forme de réalisation préférée de l'émetteur à fréquence radiophonique modulée par tonalité à bande étroite de la figure 1. La figure 4 est un schéma synoptique et de circuit détaillé de la forme de réalisation préférée d'un émetteur à fréquence radiophonique à onde continue de la figure 1.
La figure 5 est un schéma synoptique et de circuit illustrant une forme de réalisation préférée des amplificateurs linéaires illustrés à la figure 1. La figure 6 est un schéma synoptique et de circuit détaillé illustrant la forme de réalisation préférée du récepteur à modulation de tonalité à bande étroite de la figure 1, avec un signal transmis modulé en fréquence.
En se référant à présent à la figure 1,
qui illustre un système de surveillance d'articles suivant l'invention, des groupements d'antennes d'émetteur et de récepteur appropriés sont montés en des emplacements correspondants sur des supports autonomes 10 et 12, ou si on le préfère sur ou dans des encadrements de portes existants de part et d'autre d'une zone de surveillance , d'une
façon typique à l'entrée ou à la sortie d'un magasin de détail , de telle sorte que toute personne entrant ou sortant doive traverser l'espace entre eux. Bien qu'on les ait représentés légèrement en oblique à la figure 1 à des fins d'illustration, les groupements d'antennes respectifs de part et d'autre se font normalement directement face avec les éléments d'antenne respectifs situés dans
les plans verticaux parallèles. Les groupements d'antennes d'émetteurs 14 et 16, comme illustré
au mieux à la figure 2, sont tous deux constitués par des paires à disposition orthogonale de segments de rubans métalliques 18, 19, 20 et 21, montés sur un support plan vertical de part et d'autre de la zone d'accès ou autre protégée. Chaque ruban s'étend vers l'extérieur depuis une zone de moyeu centrale avec les paires individuelles alignées de manière à former une antenne d'émission à dipôle à alimentation centrale classique qui a une longueur d'approximativement un quart de longueur d'onde pour la fréquence transmise, et
peut utilement être orientée comme indiqué de manière à s'étendre horizontalement et verticalement. Des rubans individuels 18-21 peuvent être découpés à partir d'un ruban à dos adhésif revêtu de cuivre classique, du type utilisé couramment dans des plaquettes de circuit imprimé et appliqué sur un support diélectrique non conducteur avec des caractéristiques de faible perte appropriées sur le socle ou encadrement de porte , ou le groupement de quatre rubans peut être simplement obtenu par gravure en éliminant la surface conductrice avoisinante sur une plaquette de circuit imprimé.
Un panneau de métal conducteur ou un grillage à maille étroite (non représenté ) peut être situé derrière le plan des rubans d'antenne 18 à 21, parallèlement à celui-ci , de manière à réfléchir et donc concentrer l'énergie du signal transmis et le dessin de rayonnement vers l'intérieur à travers l'espace protégé pour augmenter le rendement et éviter la transmission de signaux à partir du coté opposé vers des zones situées derrière les socles ou supports 10 et 12. Dans la forme de réalisation préférée du système, les rubans revêtus de cuivre sont appliqués sur la surface d'un panneau en fibres de verre G-10 qui est fixé par un adhésif dans un encadrement en aluminium anodisé léger
qui couvre l'ensemble de la surface dorsale du socle 10 ou 12 et supporte les montures d'antenne et les éléments de circuit associés.
De chaque côté sont également montées des antennes réceptrices 22 et 24 à polarisation circulaire, comme par exemple la configuration de dipôle replié croisé connue sous le nom d'antenne "tourniquet" ou une antenne hélicoïdale.
La longueur de chaque segment de dipôle récepteur doit être d'un quart de longueur d'onde de la fréquence du signal retransmis qui, comme expliqué ci-après, est égal à la somme des deux fréquences transmises.
Deux signaux à fréquence radiophonique
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mis à partir des segments de ruban de dipôle respectifs 18, 19, 20 et 21 qui forment des groupements d'antennes d'émetteurs 14 et 16. Le signal
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à bande étroite engendré à partir d'une source à oscillateur très stable 26 qui est couplée aux segments de ruban de dipôle verticaux 18 du groupement d'antennes d'émetteur 14 d'un côté , et également par l'intermédiaire d'un amplificateur linéaire 28 aux segments de rubans horizontaux opposés 21 du groupement d'antennes d'émetteur 16 sur l'autre côté de la zone de surveillance. L'autre signal d'émetteur f2 est engendré d'une façon analogue à une fréquence radiophonique fixe par une source à oscillateur très stable 30 qui est couplée avec les segments de rubans horizontaux 19 du groupement d'antennes d'émetteur 14 sur un côté et sur l'autre côté, par l'intermédiaire d'un amplificateur linéaire 32, aux segments de rubans verticaux disposés à l'opposé 20 dans le groupement d'antennes d'émetteur 16. De préférence, les
deux sources à oscillateur 26 et 30 font appel à des oscillateurs à cristal compensés en température respectifs , possédant des filtres multiplicateurs de fréquence et à bande passante étroite
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en détail ci-après à propos des figures 3 et 4.
D'une façon générale, la distance entre les segments d'antenne en ruban métallique 18-21 et la surface réfléchissante adjacente du panneau ou du grillage conducteur situé derrière eux, qui dépend de l'épaisseur du support diélectrique à faible perte , est choisie de manière à produire
un taux d'ondes stationnaires à faible tension adaptant l'impédance d'entrée de l'antenne à l'impédance de sortie de la source de signal d'émetteur respective à la fréquence transmise, afin d'offrir un dessin de rayonnement effectif avec une largeur de faisceau approximativement de 60[deg.] s'étendant vers l'extérieur à partir des groupements d'antennes d'émetteurs 14 et 16 sur chaque coté.
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polarisations opposées de manière à se recouper et à venir frapper dLes deux côtés un transpondeur 34 situé dans la zone de surveillance entre les deux socles 10 et 12. Le transpondeur 34 est représenté schématiquement à la figure 1 en tant que boucle d'antenne hélicoïdale à polarisation circulaire, avec une diode 36 connectée aux bornes d'une courte section fermée de la boucle. Toutefois, comme illustré plus en détail à la figure 2, la forme de réalisation préférée du transpondeur 34 est constituée par une boucle d'antenne métallique plane allongée 38, avec un intervalle central sur un côté qui offre une configuration de dipôle repliée. La longueur totale de l'antenne est, d'une façon idéale, un quart de longueur d'onde de la fréquence centrale médiane entre les deux fréquences radio- <EMI ID=9.1>
non linéaire 36, qui prend la forme d'une diode semiconductrice, est connecté entre les cotés opposés de
la boucle au voisinage d'une extrémité environ à midistance à partir de l'intervalle latéral, de telle sorte que la capacité de la diode 36 avec l'inductance de l'extrémité fermée adjacente de la boucle conductrice forme un circuit parallèle avec une fréquence de résonance égale ou approximativement égale à la somme des
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mots, une fréquence de résonance double de la fréquence centrale moyenne sélectionnée pour les signaux d'émetteur. Une disposition précise de la diode 36 sur la boucle d'antenne 38 pour produire la fréquence de ré-sonance désirée pour le circuit accordé n'est pas un élément critique et pour la majeure partie est déterminée empiriquement sur la base de la capacité de la diode sélectionnée et des propriétés conductrices de la boucle d'antenne. Lors de l'exploitation, le court segment métallique rectiligne sur le côté de diode de l'intervalle sert d'antenne émettrice en dipôle de quart d'onde à la fréquence de résonance du circuit parallèle.
Un rendement et une sélectivité optimum du transpondeur sont obtenus lorsque la différence de fréquence entre les deux signaux d'émetteur f- et f2 est proche d'environ 2% de leur fréquence centrale moyenne. Dans la version courante du système, la fréquence du signal d'onde continue f2 engendré, par la source 30 est choisie à 905 mégahertz, tandis que la fréquence
de la porteuse modulée par tonalité pour l'autre signal
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hertz. Ainsi, leur fréquence centrale moyenne est 915 mégahertz et la fréquence du circuit parallèle accordé est de 1830 mégahertz. Ces fréquences particulières sont sélectionnées de manière à tomber dans le spectre disponible des bandes de transmission prévues pour de telles fonctions aux Etats-Unis d'Amérique. D'un autre côté, pour satisfaire les normes d'émission internationales, il est envisagé que le système soit par exemple conçu de manière à avoir une fréquence de circuit parallèle accordé d'environ 4900 mégahertz, avec des fréquences d'émetteur proches de 2420 et 2480 mégahertz.
Lors de l'exploitation, lorsque les deux si-
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tenne 38 du transpondeur, ils sont mélangés grâce à l'effet d'impédance non linéaire de la diode semi-conductrice 36 afin de provoquer une oscillation du circuit parallèle à sa fréquence de résonance, qui est
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sement du rendement de mélange et du fonctionnement général du transpondeur est obtenu grâce à l'utilisation d'une diode plane offrant une commutation à grande vitesse, un faible seuil en fréquence radiophonique et une faible polarisation dans le sens conducteur. D'une façon appréciable, les diodes au germanium à bas pris de revient sont préférées à cause de leur relativement bas seuil d'environ 0,3 volt, par comparaison avec
les diodes au silicium de prix plus élevé, présentant des seuils de 0,6 volt.
La séparation en fréquence d'environ 2%
entre les signaux émis offre d'importants avantages pour rendre maximum le rendement du transpondeur et donner au système la possibilité d'éviter des fausses alertes parce que le signal de retour du transpondeur "se distingue" de celui qui pourrait être produit par des objets métalliques différents tels que des parapluies, des chariots de magasin, etc, qui tendaient à provoquer des fausses alertes avec les systèmes antérieurs. En particulier, la largeur de bande du transpondeur 34 par rapport aux fréquences radiophoniques incidentes est étendue sans réduire son rendement, parce que l'antenne de récepteur 38 peut être accordée de manière à
se situer n'importe où entre les deux fréquences d'émetteur, ce qui réduit aussi au minimum les effets de "désaccord corporel", en ce sens que le décalage vers
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lectrique peut aisément être accepté dans cette plage.
Ceci résulte du fait que l'accord ou le désaccord de l'antenne 38 dans une plus large mesure vers une fréquence d'émetteur que l'autre ne sert qu'à augmenter l'intensité du signal pour cette fréquence, sans réduire le rendement de conversion du mélangeur, parce qu'un mélange de fréquence radiophonique convenable peut se produire avec des rapports en puissance de dix à un ou plus entre les signaux.
De plus, étant donné la polarisation croisée des deux fréquences émises à partir de chacune des antennes 14 et 16, leur propagation à partir d'un emplacement d'émetteur vers des emplacements éloignés à l'extérieur de la zone de surveillance est rarement la même pour les deux signaux. Un dessin de réflexion parasite qui peut avoir pour résultat qu'un signal émis soit concentré sur un transpondeur en un emplacement éloigné n'aura pratiquement jamais pour résultat que l'autre émission polarisée à l'opposé soit réfléchie avec le même dessin de manière à atteindre la même zone avec une puissance suffisante. Par conséquent, si un seul signal est reçu, l'impédance non linéaire de la diode 36 ne peut produire qu'un effet de doublage de fréquence, au lieu de l'effet de mélange nécessaire,
de telle manière que le signal de retour résultant se situe à une fréquence largement écartée de celle du retour de transpondeur désirée. Par exemple, avec les paramètres de système envisagés, un transpondeur produirait des fréquences de doublage de 1810 ou 1850 mégahertz, toutes deux écartées de 20 mégahertz au total
de la fréquence de retour normale se situant à 1830 mégahertz. Ces fréquences écartées seraient sujettes à une atténuation considérable dans le circuit parallèle accordé et peuvent aisément être distinguées par des techniques de filtrage classiques d'une réponse en fréquence produite par un mélange normal au niveau de
1830 mégahertz.
A ce sujet, des signaux recueillis par les antennes de récepteur 22 et 24 de chaque coté sont appliqués par l'intermédiaire d'une connexion de mélangeur classique 40 à un récepteur de modulation par tonalité à bande étroite 42. Le mélange des deux signaux transmis dans le signal de retour du transpondeur permet de limiter la réponse du récepteur 42 à un fonctionnement en bande très étroite qui sert à éliminer des réponses de fausse alerte dues à des signaux
de bruit de fond et de transmission extérieurs provenant d'autres sources. En effet, la largeur de bande de récepteur nécessaire est pour la majeure partie fonction uniquement de la stabilité en fréquence des sources d'émetteur 26 et 30, ce qui permet une "fenêtre" de détection très étroite correspondant à la dérive en fréquence d'émetteur possible. Avec des sources d'oscillateur d'émetteur très stables comme décrites ci.-après, la largeur de bande des signaux reçus disponible pour une détection de la tonalité de modulation
(c'est-à-dire .la largeur de bande de détection préalable) peut être extrêmement étroite et la largeur de bande du récepteur (détection ultérieure) peut encore être rétrécie pour une détection précise da la tonalité de modulation. De plus, la fiabilité et la sensibilité
du système sont encore accrues en amenant le récepteur
42 à fournir un signal de sortie actionnant une alerte 44 uniquement quand l'intensité du signal de tonalité de modulation détecté dépasse un niveau d'amplitude <EMI ID=15.1>
miné, afin de garantir la présence effective d'un transpondeur dans la zone de détection.
En se référant à présent à la figure 3, la forme de réalisation préférée exploitée à présent engen-
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en fréquence à bande étroite et très stable pour rendre maximum la sensibilité et la sélectivité du système. Un générateur de tonalité stable 46 de conception classique, qui peut être un simple type à résistance et capacité, engendre une tonalité de fréquence fixe dans la gamme audible ou basse fréquence de 1 à 20 kilohertz. Cette tonalité, qui se situe dans le système courant à 2 kilohertz, est appliquée en tant que signal de modulation à un oscillateur à cristal commandé en tension 48 pour moduler en fréquence sa sortie. Dans la forme de réalisation préférée, l'oscillateur à cristal 48 est de conception classique avec une compensation en température précise capable de maintenir une stabilité de fréquence de 0,7 cycle par million de 5
à 45[deg.]C à une fréquence d'approximativement 51,4 mégahertz. L'amplitude du signal de modulation provenant du générateur de tonalité 46 appliqué, au circuit de commande en tension, est ajustée de manière à produire un écart de fréquence maximum de plus ou moins 0,25 à 0,30 kilohertz environ seulement, ce qui a pour résultat une modulation à bande très étroite seulement de la porteuse de l'oscillateur. La sortie modulée de l'oxcillateur 48 est alors appliquée à un multiplicateur de fréquence classique 50 qui triple la fréquence de l'oscillateur qui est alors appliquée à un filtre passe-bande bipolaire à bande étroite 52. Ce signal de multiplicateur filtré est ensuite appliqué à un autre multiplicateur de fréquence classique 54, qui triple à nouveau la fréquence disponible à appliquer à un autre filtre passe-bande à bande étroite 56.
La sortie filtrée provenant du filtre passe-bande 56 est alors appliquée à encore un autre multiplicateur de fréquence 58 qui, cette fois, double seulement la fréquence d'entrée pour produire le signal de sortie modulé dé-
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en bande étroite de plus ou moins 5 kilohertz, qui est ensuite appliqué à un amplificateur à fréquence radiophonique et gain variable 60 et un amplificateur de puissance 62. Ce signal d'émetteur amplifié f. est amené à traverser un filtre passe-bande tripolaire à bande étroite 64 vers un diviseur de puissance 66 qui applique le signal d'émetteur aux rubans d'antenne verticaux 18 sur le groupement d'émetteurs 14 du socle 10, et également par l'intermédiaire d'un connecteur à cable léger, à l'amplificateur linéaire 28 sur l'autre socle
12.
En se référant à présent à la figure 4, l'autre fréquence d'émetteur f2 est engendrée d'une manière analogue en utilisant un oscillateur à cristal compensé en température classique 68, qui est capable de maintenir la fréquence à 0,5 partie par million de 5
à 45[deg.]C, avec une fréquence de sortie d'environ 50,3 mégahertz. Cette fréquence de sortie est triplée par un multiplicateur de fréquence 70 pour être filtrée
par un filtre passe-bande bipolaire 72. La sortie à bande étroite du filtre 72 est alors appliquée à un autre multiplicateur de fréquence 74 qui triple à nouveau la fréquence à appliquer par l'intermédiaire d'un autre filtre passe-bande bipolaire 76, et la fréquence de sortie filtrée est ensuite doublée dans un multiplicateur de fréquence final 78 pour produire le signal f2 désiré à 905 mégahertz. Le signal f2 est appliqué
à l'entrée d'un amplificateur à gain variable à fréquence radiophonique 80 et un autre étage amplificateur 82 pour parvenir à un niveau de puissance d'émission désiré. La sortie amplifiée est ensuite filtrée par un filtre passe-bande tripolaire à bande étroite 84 pour éliminer toute distorsion ou harmonique amplifié et l'appliquer à un diviseur de puissance 86 pour une application directe aux rubans d'antenne 19 et au groupement d'émetteur 14 sur le socle 10 et, par l'intermédiaire d'un couplage en fréquence radiophonique approprié, à l'amplificateur linéaire respectif 32 sur le socle opposé 12.
A cause du grand rendement et de la forte sensibilité obtenue, la puissance transmise de ces signaux est d'un ordre de grandeur inférieur à celui requis dans les systèmes antérieurs, ce qui annule toute inquiétude concernant la santé par suite d'éventuels endommagements des tissus provenant des transmissions par micro-ondes.
En se référant à la figure 5, les sorties des
<EMI ID=18.1>
puissance 66 ou 86 peuvent être connectées aux amplificateurs linéaires respectifs 28 et 32 sur le socle d'antenne opposé 12 par des conducteurs à fil simple ou par un câble léger, ce qui élimine la nécessité de l'installation onéreuse et difficile de connexions par cable à fréquence radiophonique lourd et volumineux exigée par les systèmes antérieurs pour éviter une perte de puissance. Les amplificateurs linéaires 28 et 32 sont chacun constitués simplement par un étage ampli-ficateur à fréquence radiophonique variable 88, dont
la sortie est appliquée par un filtre passe-bande tripolaire à bande étroite 90 pour éliminer toute distorsion des signaux ou bruit de fond recueillis sur la ligne de connexion ou engendrés au cours du processus d'amplification. Le gain de l'étage amplificateur 88 est réglé de manière à rétablir l'intensité du signe 1 d'émetteur approximativement au même niveau fourni aux segments d'antenne d'émetteur sur le côté opposé.
En se référant à présent à la figure 6,
dans la forme de réalisation préférée utilisant une modulation de fréquence à bande étroite du signal
<EMI ID=19.1>
nes de récepteur 22 et 24 sont appliqués par l'intermédiaire du mélangeur 40 à un filtre passe-bande quadripolaire 92, à bande très étroite, la bande de passage étant centrée sur la fréquence moyenne du signal
de retour de transpondeur mélangé, par exemple à
1830 mégahertz. Dans le système particulier décrit,
un signal de retour valable provenant du transpondeur
34 est modulé en fréquence par une seule tonalité
basse fréquence fixe, de préférence à 2 kilohertz, pour offrir un écart maximum de 5 kilohertz seulement de
part et d'autre de la fréquence de porteuse à 1830 mégahertz. Le filtre passe-bande est conçu de manière
à rejeter les signaux d'émetteur à fréquence inférieure d'un minimum de 60db, afin d'empêcher un mélange interne dQ à des absences de linéarité des circuits.
Une sortie filtrée du filtre passe-bande 92 est appliquée à un mélangeur équilibré double 94 pour être mélangée
<EMI ID=20.1>
1808,600 mégahertz, par exemple, provenant d'une source d'oscillateur local stable pour produire une sortie à fréquence intermédiaire (IF) de 21,4 mégahertz à sa sortie quand un signal de retour de transpondeur valable est présent. Cette fréquence d'injection de côté inférieur est de même engendrée à partir d'un oscillateur à cristal compensé en température très stable 96 fonctionnant à environ 50,24 mégahertz. Cette fréquence d'oscillateur est quadruplée à l'origine dans un multiplicateur de fréquence 98 et appliquée successivement par l'intermédiaire de deux multiplicateurs de fréquence à triplage 100 et 102, à un filtre passe-bande étroit quadripolaire 104 pour fournir le signal d'injection de côté inférieur au mélangeur
94.
La sortie en fréquence intermédiaire du mélangeur équilibré 94 est appliquée à un ampli.ficateur à faible bruit 106 pour établir un facteur de bruit de récepteur total de 12db à appliquer à un filtre passebande à cristal monolithique en quatre sections 108, de préférence le modèle 1619-1622 produit par "Piezo Technology, Inc." sous sa marque déposée "Comline", dans lequel la réponse de l'amplitude vis-à-vis de la fréquence est de 30 kilohertz aux points à -3db. Le filtre passe-bande à cristal 103 détermine en fait la largeur de bande de détection préalable et, conjointement avec la valeur de bruit de 12db et l'indice de modulation de 5, offre une sensibilité de récepteur
totale de -113dbm pour un rapport signal plus bruit/
bruit de 20 db à la sortie d'un discriminateur à
cristal 110 décrit plus en détail ci-après. La sortie
du filtre passe-bande à cristal 108 traverse des éta-ges amplificateurs à fréquence radiophonique successifs
112 et 114, dont chacun est établi sur une puce avec une possibilité de commande de gain automatique, pour offrir le niveau d'entrée désiré au discriminateur à cristal 110. La sortie de chaque étage 112 et 114 amène des circuits de commande de gain automatiques respectifs à engendrer un courant continu proportionnel à l'amplitude à la sortie. Ces niveaux de commande de gain automatiques respectifs provenant des étages individuels 112 et 114 sont totalisés pour fonctionner comme un détecteur de gain automatique général 116 dont la sortie est un courant continu proportionnel à l'amplitude de sortie combinée de chaque étage qui indique l'intensité du signal de transpondeur initial provenant du filtre passe-bande 108.
Cette sortie de détecteur de commande de gain automatique combinée
est appliquée à un filtre passe-bas 118 possédant une constante de temps prédéterminée pour produire une charge augmentant progressivement à une vitesse proportionnelle à l'intensité du signal de retour de transpondeur qui est détectée. La charge de sortie provenant du filtre passe-bas 118 est appliquée à un circuit de comparateur 120 pour être comparée à un niveau de seuil présélectionné établi par le réglage de sensibilité d'un potentiomètre 122.
Dans la forme de réalisation préférée du système, le discriminateur à cristal 110 est constitué par un filtre à cristal monolithique du type disponible de la firme "Piezo Technology, Inc." en tant que modèle 2378F, qui est combiné avec un circuit intégré RCA modèle CA 3089E, comme décrit dans la feuille de données correspondante, de manière à produire un dis-criminateur stable à bande extrêmement étroite, offrant une largeur de bande de l'ordre de 30 kilohertz seulement. Avec un signal de retour de transpondeur valable, la sortie du discriminateur 110 constitue la tonalité basse fréquence de modulation qui, dans le système existant, se si vue à 2 kilohertz.
Toutefois, la sortie du discriminateur 110 est maintenue au potentiel de la masse par un circuit de blocage 124 jusqu'à ce qu'une sortie de déclenchement provenant du circuit de comparateur 120 indique que la charge établie sur le filtre passe-bas 118 dépasse le réglage de sensibilité sélectionné du potentiomètre 122. Ceci permet de fixer le système à un niveau de sensibilité qui ignore les signaux de retour transitoir; faibles provenant de transpondeurs éloignés ou d'autres sources.
Quand le circuit de blocage 124 est ouvert,
la tonalité basse fréquence à 2 kilohertz est appliquée par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas 126 pour un décodage par des techniques de boucle de verrouillage
de phase classiques utilisant un détecteur à quadrature
128 et un détecteur de phase 130 capables d'acquérir n'importe quelle tonalité stable dans des limites de
10% de la fréquence de tonalité de modulation établie
en tant que fréquence de fonctionnement libre de l'oscillateur commandé en tension 132. De la manière classique, la sortie du détecteur de phase 130 est appliquée à un filtre en boucle 134 pour produire un signal destiné à régler la fréquence et la phase de l'oscillateur commandé en tension 132 pour parvenir à un verrouillage de phase. Le détecteur à quadrature 128 offre alors sa sortie à un amplificateur opérationnel classique 136 comportant un condensateur de réaction 138 qui maintient un signal de sortie pour le déclenchement d'une alerte 44 appropriée afin d'offrir une réponse audible ou visuelle pendant un intervalle de temps sélectionné quelle que brève qu� ait été la réponse initiale. De la sorte, la forte réponse produite par la présence d'un transpondeur dans la zone
de surveillance entre les socles d'antenne 10 et 12 engendre une réponse d'alerte à pleine échelle si rapidement même que l'article protégé soit déplacé à travers la zone, mais le système est capable d'ignorer même des signaux de réponse à faible niveau continu provenant de l'extérieur de la zone directement protégée.
Bien que le système ait été décrit à propos d'une réalisation préférée utilisant des éléments de circuit et des techniques décrits particulièrement
avec leurs paramètres d'exploitation propres à une forme de réalisation préférée existante utilisant une modulation de fréquence par tonalité audible ou basse fréquence, il doit être entendu que l'invention peut être réalisée en utilisant diverses modifications et variantes des éléments de circuit et des techniques sans sortir de l'esprit ou du cadre de l'invention tel que défini dans les revendications ci-après. Par exemple, le système peut être réalisé de manière à employer une modulation en amplitude de l'une des fréquences radiophoniques transmises, plutôt qu'une modulation de fréquence, ou en utilisant dos tonalités de modulation en dehors de la plage audible ou basse fréquence sans rejeter les avantages d'exploitation de base propres à cette solution particulière pour le système global.
REVENDICATIONS
1. Système pour la détection de la présence
d'un article dans une zone de surveillance, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'émetteur pour émet-
<EMI ID=21.1>
quences différentes distinctes dans la zone de surveillance, l'une de ces fréquence radiophoniques étant modulée à une basse fréquence fixe, des moyens d'émetteur-
<EMI ID=22.1>
des articles protégés et capables d'être déplacés avec
un article dans la zone de surveillance précitée, ces
moyens de transpondeur possédant une antenne accordée
sur une fréquence intermédiaire par rapport aux deux
fréquences différentes distinctes précitées pour recevoir les signaux à fréquence radiophonique transmis
aux deux fréquences, et un élément d'impédance non linéaire couplé aux moyens d'antenne pour mélanger les
deux signaux à fréquence radiophonique et établir un
circuit parallèle accordé avec une fréquence de résonance égale à la somme des deux fréquences différentes
distinctes précitées pour retransmettre un signal de
retour à la fréquence de résonance précitée, et des
moyens de récepteur à bande étroite pour recevoir et
démoduler le signal de retour à l'exclusion des signaux à fréquence radiophonique transmis et leurs harmoniques, afin de détecter la modulation à basse fréquence précitée.