"Système anti-vol à double fréquence" "Système anti-vol à double fréquence"
La présente invention est relative d'une façon générale à des systèmes de surveillance électroniques d'articles et plus particulièrement, à
un système de surveillance d'article qui implique
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phonique distincts , dont l'un est modulé par une tonalité, ces signaux étant recueillis par un émetteur-récepteur ou "transpondeur" et mélangés
par l'intermédiaire d'une impédance non linéaire afin d'être retransmis à une fréquence supérieure égale à leur somme, qui est détectée par un récepteur à bande étroite.
Des systèmes de surveillance antérieurs
de ce type, tel que celui décrit dans un brevet
aux' Etats-Unis d'Amérique 4.063.229, agissent de manière à transmettre une fréquence radiophonique unique à recueillir par une antenne sur une étiquette ou plaquette de transpondeur dans laquelle une impédance non linéaire, telle qu'une diode semiconductrice, engendre un harmonique sélectionné
du signal transmis qui est retransmis pour une détection par un circuit récepteur, à l'exclusion
de la fréquence transmise. Toutefois, de tels systèmes se sont révélés peut satisfaisants en pratique du point de vue d'un manque de sensibilité pour déceler de façon fiable _la présence d'un transpondeur dans la zone de surveillance et à cause de la production de fausses alertes en réponse à diverses autres conditions.
D'une façon significative, des caractéristiques non linéaires propres aux circuits et éléments d'émetteurs avaient fréquemment pour résultat la transmission d'harmoniques conjointement avec la fréquence de transmission fondamentale,
ce qui amène le récepteur à répondre sans la présence d'un élément d'impédance non linéaire dans le transpondeur. Si la sensibilité du récepteur était réduite pour ne pas tenir compte de tels harmoniques à transmission directe, des harmoniques de plus faibles puissance retransmis à l'élément de transpondeur pouvaient être masqués dans certaines circonstances. Bien que ce problème puisse être réduit au minimum par un blindage convenable et un filtrage à fréquence radiophonique
à la fois dans l'émetteur et le récepteur , les filtres devaient produire des caractéristiques de coupure extrêmement nettes, de telle sorte que même une faible dérive de fréquence dans le signal transmis, qui est multipliée dans l'harmonique, pouvait aisément avoir pour résultat que la fréquence retransmise se situe à l'extérieur de
la bande passante du filtre du récepteur. Des décalages de fréquence peuvent aussi résulter de l'effet Doppler produit par le déplacement rapide du transpondeur dans la zone de surveillance , ce qui augmente encore l'effet de la dérive de l'émetteur.
D'un autre coté, de tels signaux à haute fréquence peuvent aisément se propager à l'extérieur de la zone de surveillance prévue, ce qui entraîne un déclenchement erroné de l'alerte par
un transpondeur éloigné. Il en résulte que les articles protégés ne pouvaient fréquemment pas être situés ou manipulés en un endroit quelconque de
la zone de surveillance . Même dans ce cas , l'énergie à haute fréquence peut se propager par des réflextions imprévisibles ou même le long de tuyaux de plomberie ou de conduits électriques agissant comme des guides d'ondes , vers et à partir d'emplacements éloignés dans la structure protégée,ce qui entraîne un déclenchement aroné du système d'alerte.
De tels systèmes étaient également sujets
à un déclenchement erroné par des objets métalliques tels que des parapluies , des poussettes de bébé
et des chariots de magasin , lorsqu'une soudure ou un point de contact entre des métaux différents entraîne un effet de diode à impédance non linéaire engendrant et retransmettant un harmonique
du signal transmis. Ou encore, le récepteur
pouvait répondre à un bruit parasite à fréquence radiophonique provenant d'autres sources telles
que des systèmes d'allumage de moteur et des équipements électroniques.
Inversement, le système peut ne pas répondre à la présence effective d'un élément transpondeur dans la zone de surveillance, si l'énergie recueillie et retransmise en tant qu'harmonique est insuffisante. Par exemple, ceci peut survenir si l'antenne du transpondeur n'est pas convenablement orientée par rapport à la polarisation du champ transmis ou si l'antenne devait être protégée électromagnétiquement de l'émetteur par le corps humain ou une surface métallique. De même,
la proximité du transpondeur et du corps humain peut désaccorder le circuit parallèle accordé ,
ce qui dissipe l'énergie d'harmonique disponible pour la retransmission vers le récepteur. De plus, bien que des circuits de poursuite de signal puissent être incorporés pour ajuster la réponse
en fréquence du récepteur afin de compenser les dérives de fréquence de l'émetteur, le rendement
du transpondeur se détériore fortement chaque fois que le circuit parallèle accordé est amené à osciller à des fréquences autres que sa fréquence
de résonance normale.
Des efforts ultérieurs pour résoudre les problèmes de ces systèmes antérieurs ont eu pour résultat de nombreuses variantes. Dans l'une
de celles-ci, décrite dans un brevet aux EtatsUnis d'Amérique 3.631.484, la fréquence radiophonique unique transmise vers le transpondeur pour être retransmise en tant qu'harmonique est comparée à
des signaux recueillis par le récepteur pour déceler des dérives de fréquence dues à l'effet Doppler provoqué par le déplacement du transpondeur.
Bien que ce système ait éliminé les problèmes associés à la dérive de fréquence de l'émetteur et
aux fausses alertes provenant de t�anspondeurs stationnaires adjacents, un article déplacé lentement à travers la zone de surveillance ne produira pas une dérive de fréquence par effet Doppler suffisante pour déclencher l'alerte.
Des tentatives ont également été effectuées pour examiner des systèmes dans lesquels
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deur fonctionnait en tant que mélangeur de signaux pour engendrer des fréquences de somme et de différence en réponse à deux signaux transmis avec des fréquences différentes, comme indiqué dans la discussion de la technique de base dans un brevet aux Etats-Unis d'Amérique 3.895.368. Toutefois,
de tels systèmes mélangeurs à double fréquence étaient considérés comme offrant de nombreuses déficiences pratiques, qui comprenaient le problème de limiter les transmissions à fréquence supérieure à la zone de surveillance prévue. Pour surmonter ce problème, le brevet précité décrit l'utilisation d'un système à double champ faisant appel à un champ électromagnétique à haute fréquence en combinaison avec un champ électrostatique à basse fréquence et de forte puissance établi entre des conducteurs discontinus disposés sur les côtés opposés de l'espace de surveillance. L'élément d'impédance non linéaire soumis à ces deux champs agit en tant que mélangeur pour produire des fréquences de somme et de différence qui sont retransmises vers le récepteur pour une détection.
Toutefois, la puissance requise pour établir le champ électrostatique requis dans la zcne de surveillance est appréciable et de tels champs électrostatiques à basse fréquence peuvent être efficacement isolés par blindage du transpondeur grâce au corps humain
ou par un conducteur avoisinant et être écartés
du transpondeur par l'intermédiaire de la structure métallique d'un chariot de magasin ou analogue.
De même, le champ électrostatique à haute fréquence pouvait aisément être écarté par l'intermédiaire
de tuyaux et autres structures métalliques adjacents vers des emplacements éloignés pour provoquer un déclenchement erroné par des plaquettes situées loin
en dehors de la zone de surveillance, et le problème des fausses alertes des à des jonctions métalliques dissemblables dans des chariots métalliques et analogues était aggravé par la concentration du
champ électrostatique par l'intermédiaire de telles structures métalliques .
La présente invention offre un système de surveillance d'articles dans lequel un élément d'impédance non linéaire tel qu'une diode semi-conductrice, est connecté à une antenne métallique à l'intérieur d'une étiquette ou plaquette amovible fixée
à un vêtement ou autre marchandise. L'antenne se présente de préférence sous la forme d'un dipôle replié avec la diode connectée entre les côtés opposés d'une section de boucle fermée à une extrémité pour constituer un circuit parallèle accordé avec une fréquence de résonance double d'une fréquence centrale sélectionnée. La plus longue section d'antenne s'étendant au-delà de la diode s'approche étroitement d'un quart de longueur
d'onde à la fréquence centrale sélectionnée , qui peut par exemple être de 915 mégahertz. La fréquence de résonance du circuit parallèle accordé , qui
est déterminée par la capacité de la diode et l'inductance de la section detoucle fermée adjacente
de l'antenne.est double de la fréquence médiane sélectionnée (par exemple 1830 mégahertz).
Deux signaux à fréquence radiophonique différents sont tous deux transmis à partir d'antennes d'émission en forme de dipôle disposées sur
les côtés opposés d'une zone de surveillance.
L'un des signaux est engendré en tant qu'onde continue à partir d'une source d'oscillateur à
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exemple 905 mégahertz) qui est écartée d'approximativement 1 % de la fréquence centrale sélectionnée. L'autre signe.1 transmis est modulé par une tonalité, de préférence avec un signal audible dans la plage de 1 à 20 kilohertz, pour produire une déviation de fréquence radiophonique de plus et moins 5 kilohertz dans la porteuse, cet autre signal étant également dérivé d'une source à oscillateur à cristal très stable avec une fréquence
(par exemple 925 mégahertz) qui est écartée de la même façon sur le côté opposé par rapport à la fréquence centrale sélectionnée, de telle sorte que la fréquence centrale moyenne des deux signaux soit égale à la fréquence centrale sélectionnée.
Les deux signaux d'émetteur sont rayonnes à travers la zone de surveillance à partir de segments d'antenne en forme de dipôle orientés perpendiculairement entre eux sur les mêmes côtés , et avec les segments de dipôles respectifs destinés à rayonner la même fréquence à partir des cotés opposés également orientés perpendiculairement entre eux.
Ceci a pour résultat une polarisation croisée dans la zone de surveillance des deux fréquences radiophoniques transmises à partir des côtés opposés , afin d'assurer que le rayonnement des deux fréquences dans la zone de surveillance entre les émetteurs soit convenable dans tous les sens pour accepter n'importe quelle orientation de la plaquette, tandis que la propagation des deux signaux à partir des antennes sur un côté seulement vers les mêmes emplacements éloignés à l'extérieur de la zone de surveillance est réduite au minimum à cause de leurs polarisations différentes.
D'un autre côté, la modulation à basse fréquence de l'une des fréquences radiophoniques évite d'engendrer des dessins d'ondes stationnaires qui peuvent avoir pour résultat des zones d'ombres dans la zone de surveillance et un déclenchement erroné du système par des plaquettes à l'extérieur de la zone prévue.
D'une façon appréciable, le fonctionnement à double fréquence réduit l'effet de la dérive de fréquence de l'émetteur et augmente la largeur de bande du système en ce qui concerne la rendement du transpondeur pour retransmettre les signaux à fréquence radiophonique incidents. En particulier, la fréquence sur laquelle l'antenne du transpondeur est accordée peut se situer n'importe où entre
les deux fréquences transmises sans réduire de façon appréciable le rendement du transpondeur, ce qui élimine tout besoin d'un calcul précis de l'antenne et réduit au minimum les problèmes résultant d'un "désaccord par le corps", à cause duquel le point d'accord normal du transpondeur est décalé vers le bas en fréquence à cause de l'effet de charge diélectrique d'un corps humain en contact avec la plaquette ou au voisinage immédiat de celleci. Par exemple, si l'antenne du transpondeur est désaccordée vers le bas à partir de la fréquence centrale sélectionnée, ceci augmente simplement le rendement du transpondeur par rapport à la fréquence transmise inférieure et l'action générale du mélangeur n'est pas fortement affectée étant donné qu'un mélange convenable a lieu avec des rapports de puissance à fréquence radiophonique de 10 à 1
ou même plus. De même, les effets d'une dérive
de fréquence de l'émetteur sont réduits au minimum en ce sens qu'un décalage dans l'un des émetteurs n'est pas multiplié. comme c'est le cas avec les harmoniques retransmis des systèmes à fréquence unique, et toute dérive de l'un des émetteurs peut être compensée par une dérive opposée dans l'autre émetteur.
L'intensité et la stabilité en fréquence du signal de transpondeur retransmis et l'improbabilité du déclenchement d'une réponse erronée
à partir de transpondeurs à l'extérieur de la zone de surveillance, permettent d'avoir une sensibilité maximum du récepteur et une largeur de bande minimum de celui-ci. Des signaux reçus à partir d'antennes de récepteur à polarisation circulaire de part et d'autre sont appliqués par l'intermédiaire d'un filtre à bande passante très étroite qui rejette les fréquences d'émetteurs et sont ensuite amplifiés de telle sorte que la tonalité de modulation puisse être dérivée en utilisant en général des techniques de démodulation ou détection classiques. De préférence, la tonalité audible ou
basse fréquence (par exemple 2 kilohertz) est utilisée pour moduler en fréquence la porteuse à fréquence radiophonique de telle sorte que le signal filtré
et amplifié provenant de l'antenne du récepteur puisse être appliqué à un mélangeur à double équilibre passif qui reçoit un signal d'injection du côté inférieur (par exemple 1808,600 mégahertz) engendré par une source d'oscillateur local stable pour établir une fréquence intermédiaire convenable
(par exemple 21,4 mégahertz) à la sortie du mélangeur. Cette sortie à fréquence intermédiaire du mélangeur est amplifiée et appliquée à un autre filtre de précision avec une bande passante étroite (par exemple 30 kilohertz) qui définit la largeur de bande
de détection préalable. La détection de la tonalité de modulation est alors réalisée grâce à une opération de discrimination par cristal à bande étroite
(par exemple 30 kilohertz) dont la sortie est
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tensité suffisante pour engendrer une tension de détecteur de commande de gain automatique qui est supérieure à un niveau de référence prédéterminé ajusté de manière à régler la sensibilité du système. Avec le blocage ouvert, la tonalité est appliquée à un circuit décodeur de tonalité à boucle de verrouillage de phase , dont l'oscillateur commandé en tension et une fréquence en fonctionnement libre égale à celle de la tonalité et qui est capable d'acquérir n'importe quelle tonalité stable dans une plage de fréquences étroite (par exemple plus ou moins 10 %). Quand la boucle capture le signal
de tonalité , un détecteur de quadrature décèle l'état de verrouillage de phase et produit une tension de sortie en courant continu qui commande un amplificateur opérationnel avec une réaction capacitive qui entretient un signal de sortie pour le déclenchement d'une alerte pendant une certaine période de temps minimum (par exemple 3 secondes), que De que brève qu'ait été la durée de la tonalité décelée. De la sorte, l'alerte est actionnée aussi brève qu'ait été la période pendant laquelle le transpondeur reste dans la zone de surveillance, dès que le signal détecté a une intensité suffisante
et possède la teneur en fréquence modulée convenable. Ceci élimine les fausses alertes par de faibles signaux de retour provenant de transpondeurs à l'extérieur de la zone de surveillance et par des signaux provenant de sources extérieures qui peuvent produire par coïncidence des signaux correspondant à la fréquence retransmise mais qui n'ont pas la modulation de tonalité requise.
D'autres détails et particularités de l'invention ressortiront de la description ci-après, donnée à titre d'exemple non limitatif et en se référant aux dessins annexés, dans lesquels .
La figure 1 est un schéma synoptique des éléments de circuit de base et une vue en perspective partielle illustrant la disposition de l'antenne pour un système de surveillance d'articles suivant l'invention. La figure 2 est un schéma plus détaillé illustrant l'orientation à polarisation croisée des segments d'antenne de l'émetteur avec une vue en perspective de l'antenne active et des éléments d'impédance non linéaire du transpondeur. La figure 3 est un schéma synoptique et de circuit plus détaillé illustrant une forme de réalisation préférée de l'émetteur à fréquence radiophonique modulée par tonalité à bande étroite de la figure 1. La figure 4 est un schéma synoptique et de circuit détaillé de la forme de réalisation préférée d'un émetteur à fréquence radiophonique à onde continue de la figure 1.
La figure 5 est un schéma synoptique et de circuit illustrant une forme de réalisation préférée des amplificateurs linéaires illustrés à la figure 1. La figure 6 est un schéma synoptique et de circuit détaillé illustrant la forme de réalisation préférée du récepteur à modulation de tonalité à bande étroite de la figure 1, avec un signal transmis modulé en fréquence.
En se référant à présent à la figure 1,
qui illustre un système de surveillance d'articles suivant l'invention, des groupements d'antennes d'émetteur et de récepteur appropriés sont montés en des emplacements correspondants sur des supports autonomes 10 et 12, ou si on le préfère sur ou dans des encadrements de portes existants de part et d'autre d'une zone de surveillance , d'une
façon typique à l'entrée ou à la sortie d'un magasin de détail , de telle sorte que toute personne entrant ou sortant doive traverser l'espace entre eux. Bien qu'on les ait représentés légèrement en oblique à la figure 1 à des fins d'illustration, les groupements d'antennes respectifs de part et d'autre se font normalement directement face avec les éléments d'antenne respectifs situés dans
les plans verticaux parallèles. Les groupements d'antennes d'émetteurs 14 et 16, comme illustré
au mieux à la figure 2, sont tous deux constitués par des paires à disposition orthogonale de segments de rubans métalliques 18, 19, 20 et 21, montés sur un support plan vertical de part et d'autre de la zone d'accès ou autre protégée. Chaque ruban s'étend vers l'extérieur depuis une zone de moyeu centrale avec les paires individuelles alignées de manière à former une antenne d'émission à dipôle à alimentation centrale classique qui a une longueur d'approximativement un quart de longueur d'onde pour la fréquence transmise, et
peut utilement être orientée comme indiqué de manière à s'étendre horizontalement et verticalement. Des rubans individuels 18-21 peuvent être découpés à partir d'un ruban à dos adhésif revêtu de cuivre classique, du type utilisé couramment dans des plaquettes de circuit imprimé et appliqué sur un support diélectrique non conducteur avec des caractéristiques de faible perte appropriées sur le socle ou encadrement de porte , ou le groupement de quatre rubans peut être simplement obtenu par gravure en éliminant la surface conductrice avoisinante sur une plaquette de circuit imprimé.
Un panneau de métal conducteur ou un grillage à maille étroite (non représenté ) peut être situé derrière le plan des rubans d'antenne 18 à 21, parallèlement à celui-ci , de manière à réfléchir et donc concentrer l'énergie du signal transmis et le dessin de rayonnement vers l'intérieur à travers l'espace protégé pour augmenter le rendement et éviter la transmission de signaux à partir du coté opposé vers des zones situées derrière les socles ou supports 10 et 12. Dans la forme de réalisation préférée du système, les rubans revêtus de cuivre sont appliqués sur la surface d'un panneau en fibres de verre G-10 qui est fixé par un adhésif dans un encadrement en aluminium anodisé léger
qui couvre l'ensemble de la surface dorsale du socle 10 ou 12 et supporte les montures d'antenne et les éléments de circuit associés.
De chaque côté sont également montées des antennes réceptrices 22 et 24 à polarisation circulaire, comme par exemple la configuration de dipôle replié croisé connue sous le nom d'antenne "tourniquet" ou une antenne hélicoïdale.
La longueur de chaque segment de dipôle récepteur doit être d'un quart de longueur d'onde de la fréquence du signal retransmis qui, comme expliqué ci-après, est égal à la somme des deux fréquences transmises.
Deux signaux à fréquence radiophonique
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mis à partir des segments de ruban de dipôle respectifs 18, 19, 20 et 21 qui forment des groupements d'antennes d'émetteurs 14 et 16. Le signal
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à bande étroite engendré à partir d'une source à oscillateur très stable 26 qui est couplée aux segments de ruban de dipôle verticaux 18 du groupement d'antennes d'émetteur 14 d'un côté , et également par l'intermédiaire d'un amplificateur linéaire 28 aux segments de rubans horizontaux opposés 21 du groupement d'antennes d'émetteur 16 sur l'autre côté de la zone de surveillance. L'autre signal d'émetteur f2 est engendré d'une façon analogue à une fréquence radiophonique fixe par une source à oscillateur très stable 30 qui est couplée avec les segments de rubans horizontaux 19 du groupement d'antennes d'émetteur 14 sur un côté et sur l'autre côté, par l'intermédiaire d'un amplificateur linéaire 32, aux segments de rubans verticaux disposés à l'opposé 20 dans le groupement d'antennes d'émetteur 16. De préférence, les
deux sources à oscillateur 26 et 30 font appel à des oscillateurs à cristal compensés en température respectifs , possédant des filtres multiplicateurs de fréquence et à bande passante étroite
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en détail ci-après à propos des figures 3 et 4.
D'une façon générale, la distance entre les segments d'antenne en ruban métallique 18-21 et la surface réfléchissante adjacente du panneau ou du grillage conducteur situé derrière eux, qui dépend de l'épaisseur du support diélectrique à faible perte , est choisie de manière à produire
un taux d'ondes stationnaires à faible tension adaptant l'impédance d'entrée de l'antenne à l'impédance de sortie de la source de signal d'émetteur respective à la fréquence transmise, afin d'offrir un dessin de rayonnement effectif avec une largeur de faisceau approximativement de 60[deg.] s'étendant vers l'extérieur à partir des groupements d'antennes d'émetteurs 14 et 16 sur chaque coté.
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polarisations opposées de manière à se recouper et à venir frapper dLes deux côtés un transpondeur 34 situé dans la zone de surveillance entre les deux socles 10 et 12. Le transpondeur 34 est représenté schématiquement à la figure 1 en tant que boucle d'antenne hélicoïdale à polarisation circulaire, avec une diode 36 connectée aux bornes d'une courte section fermée de la boucle. Toutefois, comme illustré plus en détail à la figure 2, la forme de réalisation préférée du transpondeur 34 est constituée par une boucle d'antenne métallique plane allongée 38, avec un intervalle central sur un côté qui offre une configuration de dipôle repliée. La longueur totale de l'antenne est, d'une façon idéale, un quart de longueur d'onde de la fréquence centrale médiane entre les deux fréquences radio- <EMI ID=9.1>
non linéaire 36, qui prend la forme d'une diode semiconductrice, est connecté entre les cotés opposés de
la boucle au voisinage d'une extrémité environ à midistance à partir de l'intervalle latéral, de telle sorte que la capacité de la diode 36 avec l'inductance de l'extrémité fermée adjacente de la boucle conductrice forme un circuit parallèle avec une fréquence de résonance égale ou approximativement égale à la somme des
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mots, une fréquence de résonance double de la fréquence centrale moyenne sélectionnée pour les signaux d'émetteur. Une disposition précise de la diode 36 sur la boucle d'antenne 38 pour produire la fréquence de ré-sonance désirée pour le circuit accordé n'est pas un élément critique et pour la majeure partie est déterminée empiriquement sur la base de la capacité de la diode sélectionnée et des propriétés conductrices de la boucle d'antenne. Lors de l'exploitation, le court segment métallique rectiligne sur le côté de diode de l'intervalle sert d'antenne émettrice en dipôle de quart d'onde à la fréquence de résonance du circuit parallèle.
Un rendement et une sélectivité optimum du transpondeur sont obtenus lorsque la différence de fréquence entre les deux signaux d'émetteur f- et f2 est proche d'environ 2% de leur fréquence centrale moyenne. Dans la version courante du système, la fréquence du signal d'onde continue f2 engendré, par la source 30 est choisie à 905 mégahertz, tandis que la fréquence
de la porteuse modulée par tonalité pour l'autre signal
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hertz. Ainsi, leur fréquence centrale moyenne est 915 mégahertz et la fréquence du circuit parallèle accordé est de 1830 mégahertz. Ces fréquences particulières sont sélectionnées de manière à tomber dans le spectre disponible des bandes de transmission prévues pour de telles fonctions aux Etats-Unis d'Amérique. D'un autre côté, pour satisfaire les normes d'émission internationales, il est envisagé que le système soit par exemple conçu de manière à avoir une fréquence de circuit parallèle accordé d'environ 4900 mégahertz, avec des fréquences d'émetteur proches de 2420 et 2480 mégahertz.
Lors de l'exploitation, lorsque les deux si-
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tenne 38 du transpondeur, ils sont mélangés grâce à l'effet d'impédance non linéaire de la diode semi-conductrice 36 afin de provoquer une oscillation du circuit parallèle à sa fréquence de résonance, qui est
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sement du rendement de mélange et du fonctionnement général du transpondeur est obtenu grâce à l'utilisation d'une diode plane offrant une commutation à grande vitesse, un faible seuil en fréquence radiophonique et une faible polarisation dans le sens conducteur. D'une façon appréciable, les diodes au germanium à bas pris de revient sont préférées à cause de leur relativement bas seuil d'environ 0,3 volt, par comparaison avec
les diodes au silicium de prix plus élevé, présentant des seuils de 0,6 volt.
La séparation en fréquence d'environ 2%
entre les signaux émis offre d'importants avantages pour rendre maximum le rendement du transpondeur et donner au système la possibilité d'éviter des fausses alertes parce que le signal de retour du transpondeur "se distingue" de celui qui pourrait être produit par des objets métalliques différents tels que des parapluies, des chariots de magasin, etc, qui tendaient à provoquer des fausses alertes avec les systèmes antérieurs. En particulier, la largeur de bande du transpondeur 34 par rapport aux fréquences radiophoniques incidentes est étendue sans réduire son rendement, parce que l'antenne de récepteur 38 peut être accordée de manière à
se situer n'importe où entre les deux fréquences d'émetteur, ce qui réduit aussi au minimum les effets de "désaccord corporel", en ce sens que le décalage vers
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lectrique peut aisément être accepté dans cette plage.
Ceci résulte du fait que l'accord ou le désaccord de l'antenne 38 dans une plus large mesure vers une fréquence d'émetteur que l'autre ne sert qu'à augmenter l'intensité du signal pour cette fréquence, sans réduire le rendement de conversion du mélangeur, parce qu'un mélange de fréquence radiophonique convenable peut se produire avec des rapports en puissance de dix à un ou plus entre les signaux.
De plus, étant donné la polarisation croisée des deux fréquences émises à partir de chacune des antennes 14 et 16, leur propagation à partir d'un emplacement d'émetteur vers des emplacements éloignés à l'extérieur de la zone de surveillance est rarement la même pour les deux signaux. Un dessin de réflexion parasite qui peut avoir pour résultat qu'un signal émis soit concentré sur un transpondeur en un emplacement éloigné n'aura pratiquement jamais pour résultat que l'autre émission polarisée à l'opposé soit réfléchie avec le même dessin de manière à atteindre la même zone avec une puissance suffisante. Par conséquent, si un seul signal est reçu, l'impédance non linéaire de la diode 36 ne peut produire qu'un effet de doublage de fréquence, au lieu de l'effet de mélange nécessaire,
de telle manière que le signal de retour résultant se situe à une fréquence largement écartée de celle du retour de transpondeur désirée. Par exemple, avec les paramètres de système envisagés, un transpondeur produirait des fréquences de doublage de 1810 ou 1850 mégahertz, toutes deux écartées de 20 mégahertz au total
de la fréquence de retour normale se situant à 1830 mégahertz. Ces fréquences écartées seraient sujettes à une atténuation considérable dans le circuit parallèle accordé et peuvent aisément être distinguées par des techniques de filtrage classiques d'une réponse en fréquence produite par un mélange normal au niveau de
1830 mégahertz.
A ce sujet, des signaux recueillis par les antennes de récepteur 22 et 24 de chaque coté sont appliqués par l'intermédiaire d'une connexion de mélangeur classique 40 à un récepteur de modulation par tonalité à bande étroite 42. Le mélange des deux signaux transmis dans le signal de retour du transpondeur permet de limiter la réponse du récepteur 42 à un fonctionnement en bande très étroite qui sert à éliminer des réponses de fausse alerte dues à des signaux
de bruit de fond et de transmission extérieurs provenant d'autres sources. En effet, la largeur de bande de récepteur nécessaire est pour la majeure partie fonction uniquement de la stabilité en fréquence des sources d'émetteur 26 et 30, ce qui permet une "fenêtre" de détection très étroite correspondant à la dérive en fréquence d'émetteur possible. Avec des sources d'oscillateur d'émetteur très stables comme décrites ci.-après, la largeur de bande des signaux reçus disponible pour une détection de la tonalité de modulation
(c'est-à-dire .la largeur de bande de détection préalable) peut être extrêmement étroite et la largeur de bande du récepteur (détection ultérieure) peut encore être rétrécie pour une détection précise da la tonalité de modulation. De plus, la fiabilité et la sensibilité
du système sont encore accrues en amenant le récepteur
42 à fournir un signal de sortie actionnant une alerte 44 uniquement quand l'intensité du signal de tonalité de modulation détecté dépasse un niveau d'amplitude <EMI ID=15.1>
miné, afin de garantir la présence effective d'un transpondeur dans la zone de détection.
En se référant à présent à la figure 3, la forme de réalisation préférée exploitée à présent engen-
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en fréquence à bande étroite et très stable pour rendre maximum la sensibilité et la sélectivité du système. Un générateur de tonalité stable 46 de conception classique, qui peut être un simple type à résistance et capacité, engendre une tonalité de fréquence fixe dans la gamme audible ou basse fréquence de 1 à 20 kilohertz. Cette tonalité, qui se situe dans le système courant à 2 kilohertz, est appliquée en tant que signal de modulation à un oscillateur à cristal commandé en tension 48 pour moduler en fréquence sa sortie. Dans la forme de réalisation préférée, l'oscillateur à cristal 48 est de conception classique avec une compensation en température précise capable de maintenir une stabilité de fréquence de 0,7 cycle par million de 5
à 45[deg.]C à une fréquence d'approximativement 51,4 mégahertz. L'amplitude du signal de modulation provenant du générateur de tonalité 46 appliqué, au circuit de commande en tension, est ajustée de manière à produire un écart de fréquence maximum de plus ou moins 0,25 à 0,30 kilohertz environ seulement, ce qui a pour résultat une modulation à bande très étroite seulement de la porteuse de l'oscillateur. La sortie modulée de l'oxcillateur 48 est alors appliquée à un multiplicateur de fréquence classique 50 qui triple la fréquence de l'oscillateur qui est alors appliquée à un filtre passe-bande bipolaire à bande étroite 52. Ce signal de multiplicateur filtré est ensuite appliqué à un autre multiplicateur de fréquence classique 54, qui triple à nouveau la fréquence disponible à appliquer à un autre filtre passe-bande à bande étroite 56.
La sortie filtrée provenant du filtre passe-bande 56 est alors appliquée à encore un autre multiplicateur de fréquence 58 qui, cette fois, double seulement la fréquence d'entrée pour produire le signal de sortie modulé dé-
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en bande étroite de plus ou moins 5 kilohertz, qui est ensuite appliqué à un amplificateur à fréquence radiophonique et gain variable 60 et un amplificateur de puissance 62. Ce signal d'émetteur amplifié f. est amené à traverser un filtre passe-bande tripolaire à bande étroite 64 vers un diviseur de puissance 66 qui applique le signal d'émetteur aux rubans d'antenne verticaux 18 sur le groupement d'émetteurs 14 du socle 10, et également par l'intermédiaire d'un connecteur à cable léger, à l'amplificateur linéaire 28 sur l'autre socle
12.
En se référant à présent à la figure 4, l'autre fréquence d'émetteur f2 est engendrée d'une manière analogue en utilisant un oscillateur à cristal compensé en température classique 68, qui est capable de maintenir la fréquence à 0,5 partie par million de 5
à 45[deg.]C, avec une fréquence de sortie d'environ 50,3 mégahertz. Cette fréquence de sortie est triplée par un multiplicateur de fréquence 70 pour être filtrée
par un filtre passe-bande bipolaire 72. La sortie à bande étroite du filtre 72 est alors appliquée à un autre multiplicateur de fréquence 74 qui triple à nouveau la fréquence à appliquer par l'intermédiaire d'un autre filtre passe-bande bipolaire 76, et la fréquence de sortie filtrée est ensuite doublée dans un multiplicateur de fréquence final 78 pour produire le signal f2 désiré à 905 mégahertz. Le signal f2 est appliqué
à l'entrée d'un amplificateur à gain variable à fréquence radiophonique 80 et un autre étage amplificateur 82 pour parvenir à un niveau de puissance d'émission désiré. La sortie amplifiée est ensuite filtrée par un filtre passe-bande tripolaire à bande étroite 84 pour éliminer toute distorsion ou harmonique amplifié et l'appliquer à un diviseur de puissance 86 pour une application directe aux rubans d'antenne 19 et au groupement d'émetteur 14 sur le socle 10 et, par l'intermédiaire d'un couplage en fréquence radiophonique approprié, à l'amplificateur linéaire respectif 32 sur le socle opposé 12.
A cause du grand rendement et de la forte sensibilité obtenue, la puissance transmise de ces signaux est d'un ordre de grandeur inférieur à celui requis dans les systèmes antérieurs, ce qui annule toute inquiétude concernant la santé par suite d'éventuels endommagements des tissus provenant des transmissions par micro-ondes.
En se référant à la figure 5, les sorties des
<EMI ID=18.1>
puissance 66 ou 86 peuvent être connectées aux amplificateurs linéaires respectifs 28 et 32 sur le socle d'antenne opposé 12 par des conducteurs à fil simple ou par un câble léger, ce qui élimine la nécessité de l'installation onéreuse et difficile de connexions par cable à fréquence radiophonique lourd et volumineux exigée par les systèmes antérieurs pour éviter une perte de puissance. Les amplificateurs linéaires 28 et 32 sont chacun constitués simplement par un étage ampli-ficateur à fréquence radiophonique variable 88, dont
la sortie est appliquée par un filtre passe-bande tripolaire à bande étroite 90 pour éliminer toute distorsion des signaux ou bruit de fond recueillis sur la ligne de connexion ou engendrés au cours du processus d'amplification. Le gain de l'étage amplificateur 88 est réglé de manière à rétablir l'intensité du signe 1 d'émetteur approximativement au même niveau fourni aux segments d'antenne d'émetteur sur le côté opposé.
En se référant à présent à la figure 6,
dans la forme de réalisation préférée utilisant une modulation de fréquence à bande étroite du signal
<EMI ID=19.1>
nes de récepteur 22 et 24 sont appliqués par l'intermédiaire du mélangeur 40 à un filtre passe-bande quadripolaire 92, à bande très étroite, la bande de passage étant centrée sur la fréquence moyenne du signal
de retour de transpondeur mélangé, par exemple à
1830 mégahertz. Dans le système particulier décrit,
un signal de retour valable provenant du transpondeur
34 est modulé en fréquence par une seule tonalité
basse fréquence fixe, de préférence à 2 kilohertz, pour offrir un écart maximum de 5 kilohertz seulement de
part et d'autre de la fréquence de porteuse à 1830 mégahertz. Le filtre passe-bande est conçu de manière
à rejeter les signaux d'émetteur à fréquence inférieure d'un minimum de 60db, afin d'empêcher un mélange interne dQ à des absences de linéarité des circuits.
Une sortie filtrée du filtre passe-bande 92 est appliquée à un mélangeur équilibré double 94 pour être mélangée
<EMI ID=20.1>
1808,600 mégahertz, par exemple, provenant d'une source d'oscillateur local stable pour produire une sortie à fréquence intermédiaire (IF) de 21,4 mégahertz à sa sortie quand un signal de retour de transpondeur valable est présent. Cette fréquence d'injection de côté inférieur est de même engendrée à partir d'un oscillateur à cristal compensé en température très stable 96 fonctionnant à environ 50,24 mégahertz. Cette fréquence d'oscillateur est quadruplée à l'origine dans un multiplicateur de fréquence 98 et appliquée successivement par l'intermédiaire de deux multiplicateurs de fréquence à triplage 100 et 102, à un filtre passe-bande étroit quadripolaire 104 pour fournir le signal d'injection de côté inférieur au mélangeur
94.
La sortie en fréquence intermédiaire du mélangeur équilibré 94 est appliquée à un ampli.ficateur à faible bruit 106 pour établir un facteur de bruit de récepteur total de 12db à appliquer à un filtre passebande à cristal monolithique en quatre sections 108, de préférence le modèle 1619-1622 produit par "Piezo Technology, Inc." sous sa marque déposée "Comline", dans lequel la réponse de l'amplitude vis-à-vis de la fréquence est de 30 kilohertz aux points à -3db. Le filtre passe-bande à cristal 103 détermine en fait la largeur de bande de détection préalable et, conjointement avec la valeur de bruit de 12db et l'indice de modulation de 5, offre une sensibilité de récepteur
totale de -113dbm pour un rapport signal plus bruit/
bruit de 20 db à la sortie d'un discriminateur à
cristal 110 décrit plus en détail ci-après. La sortie
du filtre passe-bande à cristal 108 traverse des éta-ges amplificateurs à fréquence radiophonique successifs
112 et 114, dont chacun est établi sur une puce avec une possibilité de commande de gain automatique, pour offrir le niveau d'entrée désiré au discriminateur à cristal 110. La sortie de chaque étage 112 et 114 amène des circuits de commande de gain automatiques respectifs à engendrer un courant continu proportionnel à l'amplitude à la sortie. Ces niveaux de commande de gain automatiques respectifs provenant des étages individuels 112 et 114 sont totalisés pour fonctionner comme un détecteur de gain automatique général 116 dont la sortie est un courant continu proportionnel à l'amplitude de sortie combinée de chaque étage qui indique l'intensité du signal de transpondeur initial provenant du filtre passe-bande 108.
Cette sortie de détecteur de commande de gain automatique combinée
est appliquée à un filtre passe-bas 118 possédant une constante de temps prédéterminée pour produire une charge augmentant progressivement à une vitesse proportionnelle à l'intensité du signal de retour de transpondeur qui est détectée. La charge de sortie provenant du filtre passe-bas 118 est appliquée à un circuit de comparateur 120 pour être comparée à un niveau de seuil présélectionné établi par le réglage de sensibilité d'un potentiomètre 122.
Dans la forme de réalisation préférée du système, le discriminateur à cristal 110 est constitué par un filtre à cristal monolithique du type disponible de la firme "Piezo Technology, Inc." en tant que modèle 2378F, qui est combiné avec un circuit intégré RCA modèle CA 3089E, comme décrit dans la feuille de données correspondante, de manière à produire un dis-criminateur stable à bande extrêmement étroite, offrant une largeur de bande de l'ordre de 30 kilohertz seulement. Avec un signal de retour de transpondeur valable, la sortie du discriminateur 110 constitue la tonalité basse fréquence de modulation qui, dans le système existant, se si vue à 2 kilohertz.
Toutefois, la sortie du discriminateur 110 est maintenue au potentiel de la masse par un circuit de blocage 124 jusqu'à ce qu'une sortie de déclenchement provenant du circuit de comparateur 120 indique que la charge établie sur le filtre passe-bas 118 dépasse le réglage de sensibilité sélectionné du potentiomètre 122. Ceci permet de fixer le système à un niveau de sensibilité qui ignore les signaux de retour transitoir; faibles provenant de transpondeurs éloignés ou d'autres sources.
Quand le circuit de blocage 124 est ouvert,
la tonalité basse fréquence à 2 kilohertz est appliquée par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas 126 pour un décodage par des techniques de boucle de verrouillage
de phase classiques utilisant un détecteur à quadrature
128 et un détecteur de phase 130 capables d'acquérir n'importe quelle tonalité stable dans des limites de
10% de la fréquence de tonalité de modulation établie
en tant que fréquence de fonctionnement libre de l'oscillateur commandé en tension 132. De la manière classique, la sortie du détecteur de phase 130 est appliquée à un filtre en boucle 134 pour produire un signal destiné à régler la fréquence et la phase de l'oscillateur commandé en tension 132 pour parvenir à un verrouillage de phase. Le détecteur à quadrature 128 offre alors sa sortie à un amplificateur opérationnel classique 136 comportant un condensateur de réaction 138 qui maintient un signal de sortie pour le déclenchement d'une alerte 44 appropriée afin d'offrir une réponse audible ou visuelle pendant un intervalle de temps sélectionné quelle que brève qu� ait été la réponse initiale. De la sorte, la forte réponse produite par la présence d'un transpondeur dans la zone
de surveillance entre les socles d'antenne 10 et 12 engendre une réponse d'alerte à pleine échelle si rapidement même que l'article protégé soit déplacé à travers la zone, mais le système est capable d'ignorer même des signaux de réponse à faible niveau continu provenant de l'extérieur de la zone directement protégée.
Bien que le système ait été décrit à propos d'une réalisation préférée utilisant des éléments de circuit et des techniques décrits particulièrement
avec leurs paramètres d'exploitation propres à une forme de réalisation préférée existante utilisant une modulation de fréquence par tonalité audible ou basse fréquence, il doit être entendu que l'invention peut être réalisée en utilisant diverses modifications et variantes des éléments de circuit et des techniques sans sortir de l'esprit ou du cadre de l'invention tel que défini dans les revendications ci-après. Par exemple, le système peut être réalisé de manière à employer une modulation en amplitude de l'une des fréquences radiophoniques transmises, plutôt qu'une modulation de fréquence, ou en utilisant dos tonalités de modulation en dehors de la plage audible ou basse fréquence sans rejeter les avantages d'exploitation de base propres à cette solution particulière pour le système global.
REVENDICATIONS
1. Système pour la détection de la présence
d'un article dans une zone de surveillance, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'émetteur pour émet-
<EMI ID=21.1>
quences différentes distinctes dans la zone de surveillance, l'une de ces fréquence radiophoniques étant modulée à une basse fréquence fixe, des moyens d'émetteur-
<EMI ID=22.1>
des articles protégés et capables d'être déplacés avec
un article dans la zone de surveillance précitée, ces
moyens de transpondeur possédant une antenne accordée
sur une fréquence intermédiaire par rapport aux deux
fréquences différentes distinctes précitées pour recevoir les signaux à fréquence radiophonique transmis
aux deux fréquences, et un élément d'impédance non linéaire couplé aux moyens d'antenne pour mélanger les
deux signaux à fréquence radiophonique et établir un
circuit parallèle accordé avec une fréquence de résonance égale à la somme des deux fréquences différentes
distinctes précitées pour retransmettre un signal de
retour à la fréquence de résonance précitée, et des
moyens de récepteur à bande étroite pour recevoir et
démoduler le signal de retour à l'exclusion des signaux à fréquence radiophonique transmis et leurs harmoniques, afin de détecter la modulation à basse fréquence précitée.
"Double frequency anti-theft system" "Double frequency anti-theft system"
The present invention relates generally to electronic article surveillance systems and more particularly to
an article monitoring system that involves
<EMI ID = 1.1>
distinct phonic, one of which is modulated by a tone, these signals being collected by a transceiver or "transponder" and mixed
via a non-linear impedance in order to be retransmitted at a frequency greater than their sum, which is detected by a narrowband receiver.
Previous surveillance systems
of this type, such as that described in a patent
in the United States of America 4,063,229, act in such a way as to transmit a single radio frequency to be collected by an antenna on a label or transponder plate in which a nonlinear impedance, such as a semiconductor diode, generates a harmonic selected
of the transmitted signal which is retransmitted for detection by a receiving circuit, excluding
of the transmitted frequency. However, such systems have been found to be somewhat satisfactory in practice from the point of view of a lack of sensitivity for reliably detecting the presence of a transponder in the surveillance zone and due to the production of false alerts in response to various other conditions.
Significantly, non-linear characteristics specific to transmitter circuits and elements frequently resulted in the transmission of harmonics in conjunction with the fundamental transmission frequency,
which causes the receiver to respond without the presence of a non-linear impedance element in the transponder. If the sensitivity of the receiver was reduced to ignore such direct transmission harmonics, lower power harmonics retransmitted to the transponder element could be masked in certain circumstances. Although this problem can be minimized by suitable shielding and radio frequency filtering
in both the transmitter and the receiver, the filters had to produce extremely clear cut-off characteristics, so that even a small frequency drift in the transmitted signal, which is multiplied in the harmonic, could easily result that the retransmitted frequency is outside of
the receiver filter bandwidth. Frequency shifts can also result from the Doppler effect produced by the rapid movement of the transponder in the surveillance zone, which further increases the effect of transmitter drift.
On the other hand, such high frequency signals can easily propagate outside the planned surveillance zone, which leads to an erroneous triggering of the alert by
a remote transponder. As a result, the protected items could frequently not be located or handled anywhere
the surveillance zone. Even then, high frequency energy can propagate through unpredictable reflections or even along plumbing pipes or electrical conduits acting as waveguides to and from distant locations in the protected structure. , which results in an aronized triggering of the alert system.
Such systems were also subject
incorrectly triggered by metal objects such as umbrellas, baby strollers
and shop trolleys, when a solder or a point of contact between different metals results in a diode effect with non-linear impedance generating and retransmitting a harmonic
of the transmitted signal. Or, the receiver
could respond to unwanted noise at radio frequency from other sources such as
than engine ignition systems and electronic equipment.
Conversely, the system may not respond to the actual presence of a transponder element in the monitoring area, if the energy collected and retransmitted as a harmonic is insufficient. For example, this can occur if the antenna of the transponder is not properly oriented with respect to the polarization of the transmitted field or if the antenna had to be electromagnetically protected from the transmitter by the human body or a metallic surface. Likewise,
the proximity of the transponder and the human body can detune the tuned parallel circuit,
which dissipates the harmonic energy available for retransmission to the receiver. In addition, although signal tracking circuits can be incorporated to adjust the response
in frequency of the receiver in order to compensate for the frequency drifts of the transmitter, the efficiency
of the transponder deteriorates sharply each time the tuned parallel circuit is caused to oscillate at frequencies other than its frequency
normal resonance.
Subsequent efforts to resolve the problems of these earlier systems have resulted in many variations. In one
of these, described in a patent in the United States of America 3,631,484, the single radio frequency transmitted to the transponder to be retransmitted as harmonic is compared to
signals collected by the receiver to detect frequency drifts due to the Doppler effect caused by the movement of the transponder.
Although this system has eliminated the problems associated with frequency drift from the transmitter and
false alarms from adjacent stationary responders, an item slowly moved through the surveillance zone will not produce sufficient Doppler frequency drift to trigger the alert.
Attempts have also been made to examine systems in which
<EMI ID = 2.1>
Deur worked as a signal mixer to generate sum and difference frequencies in response to two signals transmitted with different frequencies, as discussed in the discussion of the basic technique in a patent in the United States of America 3,895. 368. However,
such dual frequency mixing systems were considered to offer many practical shortcomings, which included the problem of limiting transmissions at higher frequencies than the intended monitoring area. To overcome this problem, the aforementioned patent describes the use of a double field system using a high frequency electromagnetic field in combination with a low frequency and high power electrostatic field established between discontinuous conductors arranged on the sides. opposites of the surveillance space. The nonlinear impedance element subjected to these two fields acts as a mixer to produce sum and difference frequencies which are retransmitted to the receiver for detection.
However, the power required to establish the electrostatic field required in the monitoring zone is appreciable and such low frequency electrostatic fields can be effectively isolated by shielding the transponder thanks to the human body.
or by a neighboring driver and be sidelined
of the transponder via the metal structure of a shop trolley or the like.
Likewise, the high frequency electrostatic field could easily be removed via
pipes and other metallic structures adjacent to remote locations to cause false triggering by pads located far
outside the surveillance zone, and the problem of false alerts due to dissimilar metal junctions in metal carts and the like was compounded by the concentration of
electrostatic field through such metallic structures.
The present invention provides an article monitoring system in which a non-linear impedance element such as a semiconductor diode is connected to a metal antenna inside a fixed removable label or plate
to clothing or other merchandise. The antenna is preferably in the form of a folded dipole with the diode connected between the opposite sides of a loop section closed at one end to form a parallel circuit tuned with a resonant frequency double of a central frequency selected. Longest antenna section extending beyond the diode is close to a quarter of a length
wave at the selected center frequency, which can for example be 915 megahertz. The resonant frequency of the tuned parallel circuit, which
is determined by the capacitance of the diode and the inductance of the adjacent closed loop section
of the antenna. is double the median frequency selected (for example 1830 megahertz).
Two different radio frequency signals are both transmitted from dipole-shaped transmitting antennas arranged on
opposite sides of a surveillance zone.
One of the signals is generated as a continuous wave from an oscillator source at
<EMI ID = 3.1>
example 905 megahertz) which is approximately 1% apart from the selected center frequency. The other transmitted sign 1 is modulated by a tone, preferably with an audible signal in the range of 1 to 20 kilohertz, to produce a radio frequency deviation of plus and minus 5 kilohertz in the carrier, this other signal also being derived from a very stable crystal oscillator source with a frequency
(for example 925 megahertz) which is spread in the same way on the opposite side with respect to the selected center frequency, so that the average center frequency of the two signals is equal to the selected center frequency.
The two transmitter signals are radiated through the monitoring area from dipole antenna segments oriented perpendicularly to each other on the same sides, and with the respective dipole segments intended to radiate the same frequency from the opposite sides also oriented perpendicular to each other.
This results in cross polarization in the monitoring area of the two radio frequencies transmitted from opposite sides, to ensure that the radiation of the two frequencies in the monitoring area between the transmitters is adequate in all directions to accept n No matter what orientation of the wafer, while the propagation of the two signals from the antennas on one side only to the same remote locations outside the surveillance zone is minimized due to their different polarizations.
On the other hand, the low frequency modulation of one of the radio frequencies avoids generating standing wave patterns which can result in gray areas in the surveillance area and an erroneous triggering of the system by platelets outside the intended area.
Significantly, dual frequency operation reduces the effect of frequency drift from the transmitter and increases the bandwidth of the system with respect to the performance of the transponder for retransmitting the incident radio frequency signals. In particular, the frequency to which the transponder antenna is tuned can be anywhere between
the two frequencies transmitted without appreciably reducing the efficiency of the transponder, which eliminates any need for an accurate calculation of the antenna and minimizes the problems resulting from a "detuning by the body", because of which the point normal tuning of the transponder is shifted down in frequency due to the dielectric charge effect of a human body in contact with the wafer or in its immediate vicinity. For example, if the transponder antenna is detuned down from the selected center frequency, this simply increases the efficiency of the transponder compared to the lower transmitted frequency and the general action of the mixer is not strongly affected being since suitable mixing takes place with power ratios at radio frequency 10 to 1
or even more. Similarly, the effects of a drift
frequency of the transmitter are minimized in the sense that an offset in one of the transmitters is not multiplied. as is the case with retransmitted harmonics of single frequency systems, and any drift from one of the transmitters can be compensated by an opposite drift in the other transmitter.
The intensity and frequency stability of the retransmitted transponder signal and the improbability of triggering an incorrect response
from transponders outside the surveillance zone, allow to have a maximum sensitivity of the receiver and a minimum bandwidth of it. Signals received from circularly polarized receiver antennas on either side are applied through a very narrow bandwidth filter which rejects transmitter frequencies and are then amplified so that the modulation tone can be derived in general using conventional demodulation or detection techniques. Preferably, the audible tone or
low frequency (for example 2 kilohertz) is used to frequency modulate the radio frequency carrier so that the filtered signal
and amplified from the receiver antenna can be applied to a passive double equilibrium mixer which receives an injection signal from the lower side (e.g. 1808.600 megahertz) generated by a stable local oscillator source to establish a frequency suitable intermediary
(for example 21.4 megahertz) at the outlet of the mixer. This intermediate frequency output from the mixer is amplified and applied to another precision filter with a narrow bandwidth (e.g. 30 kilohertz) which defines the bandwidth
prior detection. The detection of the modulation tone is then carried out thanks to a discrimination operation by narrow band crystal.
(for example 30 kilohertz) whose output is
<EMI ID = 4.1>
sufficient voltage to generate an automatic gain control detector voltage which is greater than a predetermined reference level adjusted to adjust the sensitivity of the system. With the blocking open, the tone is applied to a phase lock loop tone decoder circuit, whose voltage controlled oscillator and a free operating frequency equal to that of the tone and which is capable of acquiring n ' no matter what stable tone in a narrow frequency range (e.g. plus or minus 10%). When the loop captures the signal
of tone, a quadrature detector detects the phase locked state and produces a DC output voltage which controls an operational amplifier with a capacitive feedback which maintains an output signal for the triggering of an alert for a certain period minimum time (for example 3 seconds), as short as the duration of the detected tone has been. In this way, the alert is activated as brief as was the period during which the transponder remains in the surveillance zone, as soon as the detected signal has sufficient intensity
and has the suitable modulated frequency content. This eliminates false alerts by weak return signals from transponders outside the surveillance zone and by signals from external sources which may coincidentally produce signals corresponding to the retransmitted frequency but which have no tone modulation required.
Other details and particularities of the invention will emerge from the description below, given by way of nonlimiting example and with reference to the appended drawings, in which.
FIG. 1 is a block diagram of the basic circuit elements and a partial perspective view illustrating the arrangement of the antenna for an article surveillance system according to the invention. Figure 2 is a more detailed diagram illustrating the cross-polarized orientation of the antenna segments of the transmitter with a perspective view of the active antenna and non-linear impedance elements of the transponder. Figure 3 is a more detailed block and circuit diagram illustrating a preferred embodiment of the narrowband tone modulated radio frequency transmitter of Figure 1. Figure 4 is a detailed block and circuit diagram of the form preferred embodiment of a radio frequency transmitter with continuous wave of FIG. 1.
Figure 5 is a block and circuit diagram illustrating a preferred embodiment of the linear amplifiers illustrated in Figure 1. Figure 6 is a detailed block and circuit diagram illustrating the preferred embodiment of the band tone receiver narrow of FIG. 1, with a transmitted signal modulated in frequency.
Referring now to Figure 1,
which illustrates an article surveillance system according to the invention, groups of appropriate transmitter and receiver antennas are mounted in corresponding locations on autonomous supports 10 and 12, or if it is preferred on or in frames existing doors on either side of a surveillance zone, a
typically when entering or leaving a retail store, so that anyone entering or leaving must cross the space between them. Although they have been shown slightly oblique in FIG. 1 for illustration purposes, the respective antenna groupings on either side are normally directly facing each other with the respective antenna elements located in
parallel vertical planes. Arrays of transmitter antennas 14 and 16, as shown
at best in FIG. 2, are both formed by pairs of orthogonal arrangement of segments of metal strips 18, 19, 20 and 21, mounted on a vertical plane support on either side of the access area or the like protected. Each ribbon extends outward from a central hub area with the individual pairs aligned to form a conventional central feed dipole transmit antenna which is approximately one quarter wavelength in length for the transmitted frequency, and
can usefully be oriented as shown so as to extend horizontally and vertically. Individual tapes 18-21 can be cut from a conventional copper-clad adhesive backing tape, of the type commonly used in printed circuit boards and applied to a non-conductive dielectric medium with suitable low loss characteristics on the base or door frame, or the grouping of four ribbons can be simply obtained by etching by eliminating the neighboring conductive surface on a printed circuit board.
A conductive metal panel or a narrow mesh screen (not shown) may be located behind the plane of the antenna ribbons 18 to 21, parallel to it, so as to reflect and therefore concentrate the energy of the transmitted signal and the pattern of radiation inward through the protected space to increase efficiency and avoid transmission of signals from the opposite side to areas behind the bases or supports 10 and 12. In the preferred embodiment of the system , copper-coated ribbons are applied to the surface of a G-10 fiberglass panel that is attached with adhesive in a light anodized aluminum frame
which covers the entire dorsal surface of the base 10 or 12 and supports the antenna mounts and the associated circuit elements.
On each side are also mounted receiving antennas 22 and 24 with circular polarization, such as for example the configuration of crossed folded dipole known under the name of "turnstile" antenna or a helical antenna.
The length of each receiver dipole segment must be a quarter wavelength of the frequency of the retransmitted signal which, as explained below, is equal to the sum of the two frequencies transmitted.
Two radio frequency signals
<EMI ID = 5.1>
put from the respective dipole ribbon segments 18, 19, 20 and 21 which form arrays of transmitter antennas 14 and 16. The signal
<EMI ID = 6.1>
narrow band generated from a very stable oscillator source 26 which is coupled to the vertical dipole ribbon segments 18 of the emitter antenna array 14 on one side, and also through an amplifier linear 28 to the opposite horizontal ribbon segments 21 of the array of transmitter antennas 16 on the other side of the surveillance zone. The other transmitter signal f2 is generated analogously to a fixed radio frequency by a very stable oscillator source 30 which is coupled with the horizontal ribbon segments 19 of the transmitter antenna array 14 on one side and on the other side, by means of a linear amplifier 32, to the segments of vertical strips arranged opposite 20 in the array of transmitter antennas 16. Preferably, the
two oscillator sources 26 and 30 use respective temperature compensated crystal oscillators, having frequency multiplier filters and narrow bandwidth
<EMI ID = 7.1>
in detail below with reference to FIGS. 3 and 4.
In general, the distance between the antenna segments made of metal tape 18-21 and the adjacent reflective surface of the panel or of the conductive mesh behind them, which depends on the thickness of the low loss dielectric support, is chosen. so as to produce
a low voltage standing wave rate matching the antenna input impedance to the output impedance of the respective transmitter signal source at the transmitted frequency, in order to provide an effective radiation pattern with a beam width of approximately 60 [deg.] extending outward from the arrays of transmitter antennas 14 and 16 on each side.
<EMI ID = 8.1>
opposite polarizations so as to overlap and strike on both sides a transponder 34 located in the surveillance zone between the two bases 10 and 12. The transponder 34 is shown diagrammatically in FIG. 1 as a helical antenna loop at circular polarization, with a diode 36 connected to the terminals of a short closed section of the loop. However, as illustrated in more detail in Figure 2, the preferred embodiment of the transponder 34 is formed by an elongated flat metal antenna loop 38, with a central gap on one side which provides a folded dipole configuration. The total length of the antenna is ideally a quarter wavelength of the median center frequency between the two radio frequencies. <EMI ID = 9.1>
non-linear 36, which takes the form of a semiconductor diode, is connected between the opposite sides of
the loop in the vicinity of one end about midway from the lateral gap, so that the capacitance of the diode 36 with the inductance of the adjacent closed end of the conductive loop forms a parallel circuit with a frequency resonance equal to or approximately equal to the sum of
<EMI ID = 10.1>
words, a resonant frequency twice the average center frequency selected for the transmitter signals. A precise arrangement of the diode 36 on the antenna loop 38 to produce the desired resonant frequency for the tuned circuit is not a critical element and for the most part is determined empirically on the basis of the capacity of the selected diode and conductive properties of the antenna loop. During operation, the short, straight metal segment on the diode side of the gap serves as a quarter-wave dipole transmitting antenna at the resonant frequency of the parallel circuit.
Optimal transponder efficiency and selectivity are obtained when the frequency difference between the two transmitter signals f- and f2 is close to approximately 2% of their average central frequency. In the current version of the system, the frequency of the continuous wave signal f2 generated by the source 30 is chosen at 905 megahertz, while the frequency
carrier modulated by tone for other signal
<EMI ID = 11.1>
hertz. Thus, their average center frequency is 915 megahertz and the frequency of the tuned parallel circuit is 1830 megahertz. These particular frequencies are selected so as to fall within the available spectrum of the transmission bands intended for such functions in the United States of America. On the other hand, to meet international emission standards, it is envisaged that the system is for example designed so as to have a tuned parallel circuit frequency of approximately 4900 megahertz, with transmitter frequencies close to 2420 and 2480 megahertz.
During operation, when both
<EMI ID = 12.1>
terminal 38 of the transponder, they are mixed thanks to the non-linear impedance effect of the semiconductor diode 36 in order to cause an oscillation of the circuit parallel to its resonant frequency, which is
<EMI ID = 13.1>
The mixing efficiency and the general operation of the transponder are obtained by using a plane diode offering high speed switching, a low threshold in radio frequency and low polarization in the conductive direction. Significantly, low-cost germanium diodes are preferred because of their relatively low threshold of about 0.3 volts, compared with
higher-priced silicon diodes with thresholds of 0.6 volts.
Frequency separation of approximately 2%
between transmitted signals offers important advantages for maximizing the performance of the transponder and giving the system the possibility of avoiding false alerts because the return signal of the transponder "differs" from that which could be produced by metallic objects such as umbrellas, shop carts, etc., which tended to cause false alarms with previous systems. In particular, the bandwidth of the transponder 34 with respect to the incident radio frequencies is extended without reducing its efficiency, because the receiver antenna 38 can be tuned so as to
fall anywhere between the two transmitter frequencies, which also minimizes the effects of "bodily detuning", in that the shift towards
<EMI ID = 14.1>
electric can easily be accepted within this range.
This results from the fact that tuning or detuning the antenna 38 to a greater extent towards a transmitter frequency than the other only serves to increase the signal intensity for this frequency, without reducing the efficiency mixer conversion, because proper radio frequency mixing can occur with ten to one or more power ratios between signals.
In addition, given the cross-polarization of the two frequencies transmitted from each of the antennas 14 and 16, their propagation from a transmitter location to remote locations outside the surveillance zone is rarely the same. for both signals. A parasitic reflection pattern which can result in one transmitted signal being concentrated on a transponder at a remote location will almost never result in the other polarized emission opposite being reflected with the same pattern so as to reach the same area with sufficient power. Consequently, if only one signal is received, the non-linear impedance of the diode 36 can only produce a frequency doubling effect, instead of the necessary mixing effect,
in such a way that the resulting return signal is situated at a frequency widely different from that of the desired transponder return. For example, with the envisaged system parameters, a transponder would produce doubling frequencies of 1810 or 1850 megahertz, both separated by 20 megahertz in total
of the normal return frequency of 1830 megahertz. These discarded frequencies would be subject to considerable attenuation in the tuned parallel circuit and can easily be distinguished by conventional filtering techniques from a frequency response produced by normal mixing at
1830 megahertz.
In this regard, signals collected by the receiver antennas 22 and 24 on each side are applied via a conventional mixer connection 40 to a narrowband tone modulation receiver 42. The mixing of the two transmitted signals in the transponder return signal limits the response of the receiver 42 to a very narrow band operation which is used to eliminate false alarm responses due to signals
external background and transmission noise from other sources. Indeed, the receiver bandwidth required is for the most part a function only of the frequency stability of the transmitter sources 26 and 30, which allows a very narrow detection "window" corresponding to the frequency drift of possible transmitter. With very stable transmitter oscillator sources as described below, the bandwidth of the received signals available for modulation tone detection
(i.e., the pre-detection bandwidth) can be extremely narrow and the receiver bandwidth (subsequent detection) can be further narrowed for precise detection of the modulation tone. In addition, reliability and sensitivity
of the system are further increased by bringing the receiver
42 to provide an output signal activating an alert 44 only when the intensity of the detected modulation tone signal exceeds an amplitude level <EMI ID = 15.1>
mined, to guarantee the effective presence of a transponder in the detection zone.
Referring now to Figure 3, the preferred embodiment now used generates
<EMI ID = 16.1>
in narrowband frequency and very stable to maximize the sensitivity and selectivity of the system. A stable tone generator 46 of conventional design, which can be a simple resistance and capacitance type, generates a fixed frequency tone in the audible or low frequency range from 1 to 20 kilohertz. This tone, which is in the current system at 2 kilohertz, is applied as a modulation signal to a crystal oscillator controlled in voltage 48 to frequency modulate its output. In the preferred embodiment, the crystal oscillator 48 is of conventional design with precise temperature compensation capable of maintaining frequency stability of 0.7 cycles per million of 5
at 45 [deg.] C at a frequency of approximately 51.4 megahertz. The amplitude of the modulation signal from the tone generator 46 applied to the voltage control circuit is adjusted so as to produce a maximum frequency difference of plus or minus approximately 0.25 to 0.30 kilohertz only, which results in very narrow band modulation only of the oscillator carrier. The modulated output of the oxcillator 48 is then applied to a conventional frequency multiplier 50 which triples the frequency of the oscillator which is then applied to a narrow band bipolar bandpass filter 52. This filtered multiplier signal is then applied to another conventional frequency multiplier 54, which again triples the available frequency to be applied to another narrow band bandpass filter 56.
The filtered output from the bandpass filter 56 is then applied to yet another frequency multiplier 58 which this time only doubles the input frequency to produce the modulated output signal.
<EMI ID = 17.1>
in a narrow band of more or less 5 kilohertz, which is then applied to a radio frequency amplifier and variable gain 60 and a power amplifier 62. This amplified transmitter signal f. is passed through a narrow-band three-pole bandpass filter 64 to a power divider 66 which applies the transmitter signal to the vertical antenna ribbons 18 on the transmitter array 14 of the base 10, and also by the via a light cable connector, to the linear amplifier 28 on the other base
12.
Referring now to Figure 4, the other emitter frequency f2 is generated in an analogous manner using a conventional temperature compensated crystal oscillator 68, which is capable of maintaining the frequency at 0.5 part per million 5
at 45 [deg.] C, with an output frequency of about 50.3 megahertz. This output frequency is tripled by a frequency multiplier 70 to be filtered
by a bipolar bandpass filter 72. The narrow band output of the filter 72 is then applied to another frequency multiplier 74 which again triples the frequency to be applied by means of another bipolar bandpass filter 76, and the filtered output frequency is then doubled in a final frequency multiplier 78 to produce the desired signal f2 at 905 megahertz. Signal f2 is applied
at the input of a variable gain amplifier at radio frequency 80 and another amplifier stage 82 to achieve a desired level of transmit power. The amplified output is then filtered by a narrow-band three-pole bandpass filter 84 to eliminate any amplified distortion or harmonic and apply it to a power divider 86 for direct application to the antenna tapes 19 and to the transmitter group. 14 on the base 10 and, by means of an appropriate radio frequency coupling, to the respective linear amplifier 32 on the opposite base 12.
Because of the high efficiency and the high sensitivity obtained, the transmitted power of these signals is of an order of magnitude lower than that required in previous systems, which cancels any health concern due to possible tissue damage from microwave transmissions.
Referring to Figure 5, the outputs of the
<EMI ID = 18.1>
power 66 or 86 can be connected to the respective linear amplifiers 28 and 32 on the opposite antenna base 12 by single wire conductors or by a light cable, which eliminates the need for expensive and difficult installation of cable connections at heavy and bulky radio frequency required by prior systems to avoid loss of power. The linear amplifiers 28 and 32 each consist simply of an amplifier stage with variable radio frequency 88, of which
the output is applied by a narrow-band three-pole bandpass filter 90 to eliminate any distortion of the signals or background noise collected on the connection line or generated during the amplification process. The gain of the amplifier stage 88 is adjusted so as to restore the intensity of the transmitter sign 1 to approximately the same level supplied to the transmitter antenna segments on the opposite side.
Referring now to Figure 6,
in the preferred embodiment using a narrowband frequency modulation of the signal
<EMI ID = 19.1>
nes of receiver 22 and 24 are applied via the mixer 40 to a quadrupole band-pass filter 92, with a very narrow band, the pass band being centered on the average frequency of the signal
return of mixed transponder, for example to
1830 megahertz. In the particular system described,
a valid return signal from the transponder
34 is frequency modulated by a single tone
fixed low frequency, preferably 2 kilohertz, to provide a maximum deviation of only 5 kilohertz from
on either side of the carrier frequency at 1830 megahertz. The bandpass filter is designed so
rejecting transmitter signals at a lower frequency of a minimum of 60db, in order to prevent internal mixing dQ with no linearity of the circuits.
A filtered output of the bandpass filter 92 is applied to a double balanced mixer 94 to be mixed
<EMI ID = 20.1>
1808,600 megahertz, for example, from a stable local oscillator source to produce an intermediate frequency (IF) output of 21.4 megahertz at its output when a valid transponder feedback signal is present. This lower side injection frequency is likewise generated from a very stable temperature compensated crystal oscillator 96 operating at approximately 50.24 megahertz. This oscillator frequency is originally quadrupled in a frequency multiplier 98 and applied successively via two tripling frequency multipliers 100 and 102 to a narrow quadrupole bandpass filter 104 to provide the signal. lower side injection to mixer
94.
The intermediate frequency output of the balanced mixer 94 is applied to a low noise amplifier 106 to establish a total receiver noise factor of 12db to be applied to a monolithic crystal band filter in four sections 108, preferably the model 1619 -1622 produced by "Piezo Technology, Inc." under its registered trademark "Comline", in which the response of the amplitude with respect to the frequency is 30 kilohertz at points at -3db. The crystal bandpass filter 103 actually determines the pre-detection bandwidth and, together with the noise value of 12db and the modulation index of 5, provides receiver sensitivity
total of -113dbm for a more noise / signal ratio
noise of 20 db at the output of a discriminator at
crystal 110 described in more detail below. The exit
of the crystal bandpass filter 108 passes through successive radio frequency amplifier stages
112 and 114, each of which is established on a chip with the possibility of automatic gain control, in order to offer the desired level of input to the crystal discriminator 110. The output of each stage 112 and 114 brings about automatic gain control circuits respective to generate a direct current proportional to the amplitude at the output. These respective automatic gain control levels from the individual stages 112 and 114 are summed to function as a general automatic gain detector 116 whose output is a direct current proportional to the combined output amplitude of each stage which indicates the intensity of the initial transponder signal from the bandpass filter 108.
This combined automatic gain control detector output
is applied to a low pass filter 118 having a predetermined time constant to produce a gradually increasing charge at a speed proportional to the intensity of the transponder feedback signal which is detected. The output load from the low-pass filter 118 is applied to a comparator circuit 120 to be compared with a preselected threshold level established by the sensitivity setting of a potentiometer 122.
In the preferred embodiment of the system, the crystal discriminator 110 is constituted by a monolithic crystal filter of the type available from the company "Piezo Technology, Inc." as model 2378F, which is combined with an RCA integrated circuit model CA 3089E, as described in the corresponding data sheet, so as to produce a stable discriminator with an extremely narrow band, offering a bandwidth of the order 30 kilohertz only. With a valid transponder return signal, the output of the discriminator 110 constitutes the low frequency modulation tone which, in the existing system, is seen at 2 kilohertz.
However, the output of the discriminator 110 is maintained at ground potential by a blocking circuit 124 until a trigger output from the comparator circuit 120 indicates that the load established on the low-pass filter 118 exceeds the selected sensitivity setting of potentiometer 122. This allows the system to be fixed at a sensitivity level which ignores transient return signals; weak from distant transponders or other sources.
When the blocking circuit 124 is open,
the low frequency tone at 2 kilohertz is applied via a low pass filter 126 for decoding by latching loop techniques
phase detector using a quadrature detector
128 and a phase detector 130 capable of acquiring any stable tone within the limits of
10% of the established modulation tone frequency
as the free operating frequency of the voltage controlled oscillator 132. Conventionally, the output of the phase detector 130 is applied to a loop filter 134 to produce a signal for adjusting the frequency and phase of the 'voltage-controlled oscillator 132 to achieve phase lock. The quadrature detector 128 then offers its output to a conventional operational amplifier 136 comprising a reaction capacitor 138 which maintains an output signal for triggering an appropriate alert 44 in order to offer an audible or visual response during a time interval. selected whatever brief that � was the initial response. In this way, the strong response produced by the presence of a transponder in the area
between the antenna bases 10 and 12 generates a full-scale alert response so quickly even that the protected item is moved across the area, but the system is capable of ignoring even low response signals continuous level from outside the directly protected area.
Although the system has been described in connection with a preferred embodiment using circuit elements and techniques particularly described
with their operating parameters specific to an existing preferred embodiment using frequency modulation by audible tone or low frequency, it should be understood that the invention can be achieved by using various modifications and variations of circuit elements and techniques without departing from the spirit or the scope of the invention as defined in the claims below. For example, the system can be implemented to employ amplitude modulation of one of the transmitted radio frequencies, rather than frequency modulation, or by using modulation tones outside the audible or low frequency range without reject the basic operating advantages of this particular solution for the overall system.
CLAIMS
1. System for presence detection
of an article in a surveillance zone, characterized in that it comprises transmitter means for transmitting
<EMI ID = 21.1>
different distinct frequencies in the surveillance zone, one of these radio frequencies being modulated at a fixed low frequency, transmitter means
<EMI ID = 22.1>
protected items capable of being moved with
an article in the aforementioned surveillance zone, these
transponder means having a tuned antenna
on an intermediate frequency with respect to the two
aforementioned distinct different frequencies for receiving the transmitted radio frequency signals
at the two frequencies, and a non-linear impedance element coupled to the antenna means for mixing the
two radio frequency signals and establish a
parallel circuit tuned with a resonant frequency equal to the sum of the two different frequencies
distinct above to retransmit a signal from
return to the aforementioned resonant frequency, and
narrowband receiver means for receiving and
demodulating the return signal excluding the radio frequency signals transmitted and their harmonics, in order to detect the aforementioned low frequency modulation.