NO148349B

NO148349B - Overvaakningsanlegg for et radarsystem.

Info

Publication number: NO148349B
Application number: NO780709A
Authority: NO
Inventors: David Garvin Armstrong; William Joseph Bickford; Ronald Klaas Vander Kruik; John Thomas Zimmer
Original assignee: Raytheon Co
Priority date: 1977-03-09
Filing date: 1978-03-01
Publication date: 1983-06-13
Also published as: AU3363678A; FR2401429A1; JPH026028B2; DE2809498C2; IT1102154B; DK152459C; SE439385B; CA1118873A; SE7802492L; NO148349C; FR2401429B1; DE2809498A1; IT7848346A0; US4145692A; GB1571760A; DK103278A; DK152459B; AU513292B2; JPS53112695A; NO780709L

Description

Foreliggende oppfinnelse angår et overvåkningsanlegg fortrinnsvis til bruk i forbindelse med radarsystemer. Spesielt angår oppfinnelsen et overvåkningsanlegg som kan overvåke radarens utsendte effekt og radarens mottagerfølsomhet, samt frekvensavstemning ved at det frembringes et karakteristisk mønster på radarens PPI skjerm, hvilket mønster strekker seg ut til en ønsket rekkevidde på skjermen.

Det er i alminnelighet ikke vanskelig å avgjøre

om en landstasjons radar arbeider tilfredsstillende eller ikke, idet det alltid finnes små faste mål hvis beliggenhet på skjermen er kjent, og hvis disse mål forsvinner betyr det at radaren har mistet følsomhet eller arbeider galt. Marineradaranlegg er derimot vanligvis langt til sjøs der det normalt ikke finnes noen mål, det vil si refleksjoner eller ekko, slik at en delvis nedsettelse eller et fullstendig tap av radarens ytelse ikke blir gjengitt for radaroperatøren. Det har stadig vært foreslått at alle marineradaranlegg skulle utstyres med en eller annen form for overvåkning av anleggets ytelse slik at en nedsettelse av funksjonen kunne påvises, f.eks. hvis føl-somheten faller 10 decibel, og man venter at slike krav til marineradaranlegg på skip vil bli obligatoriske. Slike overvåkningsanlegg er særlig anvendelige ved den type radaranlegg som medfører automatisk sporing og kan arbeide i "nattilstand" der radaren ikke overvåkes av en radaroperatør. Hvis radaren i sistnevnte tilstand påviser og sporer en gjenstand som kan være på kollisjonskurs settes det igang en alarm. Det er således klart at bruk av "nattvakt" kan være farlig hvis det ikke finnes midler som kan gjøre radaroperatøren oppmerksom på en eventuell feil i radaren.

Det er tidligere kjent et overvåkningsanlegg for radar med en såkalt ekkoboks som er ganske kostbar og ikke særlig tilfredsstillende. Denne teknikk krever normalt direkte kopling til radarens radiofrekvente overføringslinje. Videre er denne teknikk begrenset med hensyn til det rekkeviddeområde der den kan fremkalle et svar på radarens PPI skjerm. Videre kreves det normalt en mekanisk motordrevet avstemningsenhet.

Et trekk ved oppfinnelsen omfatter bruk av et bredbåndet radarprøvesignal som når det returneres til radaranlegget under kontrollen, frembringer et gjenkjennelig kontroll-mønster på radarskjermen, hvilket kontrollmønster anvendes til overvåkning av radarens sendeeffekt og radarmottagerens følsom-het. Derved oppnås det imidlertid ikke kontroll over radarmottagerens korrekte avstemning. En vesentlig forbedring består derfor i å angi et overvåkningsanlegg som også er i stand til å kontrollere mottagerens avstemning til sendefrekvensen, hvorved man får en hjelp til avstemning av radarmottageren når denne kan avstemmes manuelt.

Et formål med oppfinnelsen er å komme frem til et nytt og kommersielt akseptabelt radarovervåkningsanlegg som gir et karakteristisk kontrollmønster på radarskjermen når det opptrer uregelmessigheter i radarens funksjon.

Et annet formål med oppfinnelsen er å komme frem til et forbedret overvåkningsanlegg for radarsystemer der det frembringes et tydelig kontrollmønster når radarmottageren er riktig avstemt på radarsenderens frekvens. Videre er det et formål med oppfinnelsen å komme frem til en enkel og billig fremgangsmåte til frembringelse av et slettesignal som kan benyttes som hjelp ved avstemning av radarens lokaloscillator. Et ytterligere formål med oppfinnelsen er å komme frem til et radarovervåkningsanlegg som uten modifikasjon kan anvendes til to forskjellige frekvenser som benyttes i marineradaranlegg, nemlig 2900-3100 MHz og 9300-9500 MHz.

Disse og andre formål med oppfinnelsen oppnås

ved hjelp av en overvåkningstransponder som virker som et aktivt mål i forbindelse med et radaranlegg som omfatter en radarskjerm for visuell angivelse av svarsignaler fra virkelige mål og fra overvåkningsanleggets transponder. De signaler som frembringes av overvåkningsanleggets transponder gir et tydelig

og lett gjenkjennelig mønster på PPI skjermen, hvilket mønster kun forekommer på radarskjermen når sendeeffekten og radarmottagerens følsomhet samt avstemning ligger innenfor på forhånd bestemte grenser. Når det f.eks. ikke er noe mål innen-

for rekkevidde, f.eks. på åpent hav, medfører overvåkningsanleggets signaler en nøyaktig angivelse av radarens funksjon og tillater at i radaranlegg hvor mottageren skal avstemmes manuelt, kan avstemmes uten at det er noe mål tilstede. I forbindelse med radar av den art som har automatisk sporing og eventuell "nattvakt"-drift medfører oppfinnelsen automatisk overvåkning av radarens ytelse.

Når anlegget er i bruk, koples et radiofrekvens-

sampel av radarens sendesignal (f.eks. i S-båndet) gjennom rommet til en i nærheten anbrakt transponderantenne. Den sistnevnte antenne mottar radarens sendepuls og fører den til en detektor og deretter til et terskelverdiapparat som har organer til innstilling av terskelverdien under kalibrering med henblikk på bare å tillate at et svar frembringes hvis terskel-verdinivå overskrides av detektorens utgangsnivå. Samtidig tas en del av radarsendepulssamplet ut gjennom en retningskopler som er konstruert på en ny måte slik at den kan arbeide både i S-båndet og i X-båndet, og signalet fører til et blandetrinn der det blandes direkte med et lokaloscillatorsignal som f.eks. er frembrakt av en spenningsstyrt lokaloscillator i S-båndet eller når radaranlegget arbeider i det annet frekvensbånd (X-båndet), blandes signalet med den tredje harmoniske av lokaloscillatorens signal slik at i begge tilfelle frembringes et mellomfrekvenssignal ved f.eks. 115 MHz.

Mellomfrekvensen forsterkes, begrenses og føres til nye diskriminatororganger hvis utgangssignal føres tilbake via en likespenningsforsterker til styring av lokaloscillatorens frekvens. Den nye diskriminator har en steil overgang ved en kryssfrekvens over 115 MHz med både positive og negative sideom-

råder som strekker seg langt nok til å tillate at mellomfrekvensen kan trekkes inn fra frekvensgrenser som svarer til radarmagne-tronens frekvenstoleranse uten at et frekvenssveip er nødvendig for å fastlåse til radarsignalet. Et sampel av mellomfrekvenssignalet føres gjennom båndpassfilterorganer til en "frekvens-til" detektor som frembringer et kontrollutgangssignal som

tillater slukkegeneratororganer å avgi et svar, men bare når mellomfrekvensen fra blandetrinnet ligger tett ved den ønskede frekvens, f.eks. 115 MHz.

Slukkegeneratororganene frembringer deretter et signal på f.eks. ca. 244 mikrosekunders varighet og aktiverer generatororganer for en firkantbølge eller en annen bølgeform. Utgangssignalet fra sistnevnte generatororganer kopler en mellomfrekvensoscillator skiftevis til og fra med intervaller på f.eks. 6,1 mikrosekund. Utgangssignalet fra mellomfrekvensoscillatoren forsterkes og overføres til blandetrinnets mellom-frekvensklemme for blanding med det nevnte lokaloscillatorsignal slik at det ved hjelp av en retningskopler frembringes et sidebåndsignal ved radarsenderens frekvens. Det tilhørende radarsystems antenne oppfanger dette signal, og når radarmottageren er tilstrekkelig følsom og er korrekt avstemt medfører dette signal et synlig karakteristisk kileformet mønster på radarskjermen, der det kileformede areal ligger innenfor asi-muthgrenser som svarer til den roterende radarantennesnærfelt-mønster. Overvåkningsanleggets mønster gjengis som lyse buer på radarskjermen svarende til ca. \ mils utstrekning, der buene er innbyrdes adskilt av mellomrom på ca. \ mils utstrekning. Disse buer på PPI skjermen strekker seg ut til en avstand på f.eks. 20 mil som er noe mindre enn det minimumsområde som ville medføre gjengivelse i løpet av en ny radarantenneomdrei-ning, hvilket er bestemt ved lengden av de tidligere nevnte slukkeintervall på f.eks. 244 mikrosekunder svarende til den maksimale repetisjonshastighet for radaren, f.eks. 3600 pulser/ sek. Det skal fremheves at mellomfrekvensoscillatoren skal ha en frekvens som hovedsakelig svarer til diskriminatorens kryssfrekvens for at svarsignalet fra overvåkningsanlegget skal kunne forekomme ved radarens sendefrekvens. De frekvensbestem-mende elementer i denne krets og i det nevnte "frekvens-til" filter er fortrinnsvis valgt slik at de svarer til hverandre ved temperaturforandringer.

Ved en annen utførelses form for anlegget ifølge oppfinnelsen anvendes en ny diskriminator i den automatiske frekvensstyresløyfe, noe som tillater at en enkel radiofrekvens-kilde i anlegget kan svare ved samme frekvens som radarens sendefrekvens fordi frekvenssløyfen medfører et bredbåndet inntrekningsområde. Derved unngås bruken av sveipekretser til ettersøkning og. fastlåsing til radarsignalet. Denne fordel oppnås ved å forsterke og begrense mellomfrekvenssignalet ved f.eks. 115 MHz fra blandetrinnet ved hjelp av en begrensende forsterker med to utganger som hver er forbundet med et enkelt-avstemt filter med forskjellige senter.f rekvenser, men hvor filtrenes båndpassområder overlapper hverandre ved f.eks. de nevnte 115 MHz. Til de to filtres utganger er det koplet detek-• torer med motsatte polariteter, og deres utgangssignaler summeres og forsterkes ved hjelp av en enkelt-avstemt krets med lav Q som frembringer et stort forhold mellom spenning og frekvens ved kryssfrekvensen bestemt ved de to filtres over-lapning. Den totale båndbredde er bestemt ved filtrenes båndbredde. Derved oppnås en kryssfrekvens som er stabil ved inn-gangseffektnivåer for mellomfrekvenssignaler innenfor -20 dBm til null dBm med relativt liten frekvensforandring.

Ved en spesiell utførelsesform omfatter oppfinnelsen et overvåkningsanlegg til bruk i forbindelse med marine-radar, der det frembringes en visuell angivelse på radarens fremviserskjerm, men bare når radarens sendeeffekt og mottagerens følsomhet og avstemning er innenfor på forhånd bestemte grenser. Et sampel av radiofrekvenssendesignalet koples gjennom en retningskopler til et blandetrinn, der signalet blandes med et signal fra en lokaloscillator hvis frekvens styres av en automatisk frekvensstyresløyfe. Når radiofrekvens-samplet na^ tilstrekkelig amplitude, frembringes det et svarsignal med konstant effekt ved å blande et signal fra mellomfrekvensoscillator med signalet fra radiofrekvenslokal-oscillatoren i blandetrinnet. Når dette svarsignal forekommer ved radarsenderens frekvens slik det er bestemt ved hjelp av en "frekvens-til" detektor, overføres svaret ved hjelp av retningskopleren tilbake til overvåkningsanleggets antenne og gjennom rommet til radarantennen. Når dette svarsignal fra overvåkningsanlegget mottas av radarantennen, overføres det et kontrollmønster til radarens radarskjerm forutsatt at mottageren er korrekt avstemt og at dens følsomhet er tilstrekkelig stor.

Et spesielt trekk ved oppfinnelsen er at følgende mikrobølgekomponenter: retningskopleren, blandetrinnet og detektoren er innrettet til uten inngrep å kunne arbeide både i S-båndet og i X-båndet idet man utnytter det forhold at en kvart bølgelengde i S-båndet er et ulike multiplum av en kvart bølgelengde i X-båndet, nemlig 3/4 bølgelengde.

Oppfinnelsen kan også anvendes i forbindelse med andre sendesignaler, f.eks. fra bøyer, landstasjoner eller overføringssystemer der det finnes en tilhørende fremviserskjerm som kan anvendes til å angi anleggets ytelse.

Oppfinnelsen er kjennetegnet ved de i kravene gjengitte trekk og vil i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene der: Fig. 1 viser et blokkdiagram for et radaranlegg til bruk i forbindelse med overvåkningsnalegget ifølge oppfinnelsen,

fig. 2 er et detaljert blokkdiagram for et radaranlegg til bruk i forbindelse med overvåkningsanlegget ifølge oppfinnelsen,

fig. 3 er et blokkdiagram for en overvåknings-krets til bruk i forbindelse med et radaranlegg, f.eks. det som er vist på fig. 2,

fig. 4 viser overvåkningsanleggets svarsignaler for S-båndet og X-båndet,

fig. 5 viser overvåkningsanleggets svarmønster

på radarens PPI-skjerm,

fig. 6 viser, delvis skjematisk, en mikrobølge-komponent i overvåkningsanlegget,

fig. 7 viser et skjematisk diagram for diskri-minatorkretsen i overvåkningsanlegget,

fig. 8A-8D viser diskriminatorsignalformer som gjengir utgangssignaler fra overlappende båndpassfiltre og dessuten vises det endelige utgangssignal,

fig. 9 er et koplingsskjerna for den på fig. 3 viste "frekvens-til" krets,

fig. 10 viser et koplingsskjerna for et overvåkningsanlegg der det anvendes en støygenerator som radiofrekvens-kilde og

fig. 11A,11B, 11C og llD viser skjematisk overvåkningsanlegget mer i detalj, der fig. 11 er et blokkdiagram som viser de innbyrdes forhold mellom figurene llA, 11B, 11C

og llD.

På fig. 1 er vist basismodulene for et PPI radaranlegg til anvendelse i forbindelse med en utførelsesform for overvåkningsanlegget ifølge oppfinnelsen. Anlegget omfatter tre enheter: En indikatorenhet 140, en MTR-enhet 102 (modulator-transmitter-receiver) og en antenneenhet 101. Indikatorenheten 140 som er innrettet til å gjengi radarinformasjonen, inneholder anleggets styrefunksjoner og er normalt anbrakt på skipets kommandobro slik at enhetene lett kan anvendes til navi-gasjonsformål. Antenneenheten 101 er anbrakt så høyt som mulig for å unngå hindringer i antennestrålens bane og for å gjøre enhetens rekkevidde så stor som mulig. MTR-enheten 102 er anbrakt beskyttet mot været på et sted så nær antenneenheten 101 som mulig for å redusere tap i de kraftige sendepulser til antenneenheten 101 og i de svakere mottatte signaler som mottas fra antenneenheten 101 og overføres til MTR-enheten 102.

Såvel indikatorenheten 140 som MTR-enheten 102 inneholder særskilte strømforsyningsmoduler, henholdsvis 174 og 122. Begge strømforsyningsmoduler drives fra skipets for-syningsanlegg som kan være 110 volt ved 60 perioder, omdannet til likespenninger som passer for å drive de forskjellige elek-troniske kretser og elektromekaniske apparater i de to enheter. Videre leverer MTR strømforsyningsmodulen 12 2 strøm til antenneenheten 101 for drift av motoren som roterer antennen. Ved å bruke adskilte strømforsyningsmoduler i hver av de to enheter unngås tap som ved den kjente teknikk oppstår i kabelforbind-elsene mellom enhetene.Ved den viste utførelsesform ifølge oppfinnelsen tennes og slukkes MTR strømforsyningsmodulen 122

fra indikatorenenheten 140 ved hjelp av en lavspent styrespen-ning. Det oppnås derfor fullstendig.kontroll ved indikatorenheten uten store effekttap i lange kabelforbindelser mellom enhetene. Hver radarpulssyklus startes ved indikatorenheten 140 ved at det frembringes en MTR utløserpuls som overføres til MTR enheten 102. Ved mottagning av denne puls frembringer

MTR enheten 102 og en sendepuls med stor effekt. Sendepulsene overføres til antenneenheten 101 som sender ut signalet i en smal stråle. Ekkosignalene fra målene eller gjenstandene mottas i antenneenheten 101 hvorfra de overføres til mottagerdelen i MTR enheten 102. Mottagerdelen av MTR enheten 102 forsterker

og detekterer de mottatte ekkosignaler og frembringer et video-

signal til indikatorenheten 140. Begynnelsen av et videosignal markeres ved hjelp av en erkjennelsespuls som er frembrakt i MTR enheten 102. Indikatorenheten 140 frembringer visuell gjengivelse av de signaler som reflekteres fra målene i radarstrålenes bane i overensstemmelse med videosignalet. Radarantennens asimuthstilling overføres direkte fra antenneenheten 101 til indikatorenheten 140 for bestemmelse av vinkelen på fremviserskjermen for den linje langs hvilken radarsignalet gjengis.

På fig. 2 er det vist et detaljert blokkdiagram for det på fig. 1 viste radaranlegg 100. Antenneenheten 101 inneholder en roterbar antenne 104 som er innrettet til å stråle ut og motta signaler innenfor radarpulsenes frekvensområde. Antennen 104 er roterbart forbundet med et sett tannhjul 108 via en bølgelederseksjon 105. Motoren 106 er mekanisk forbundet med antennen 104 via en bølgelederseksjon 105. Motoren 106 er mekanisk forbundet med antennen 104 via tannhjul 108

og får derved antennen 104 til å rotere med en i det vesentlige konstant,på forhånd bestemt hastighet. Videre finnes en antenne-oppløser 112 hvis roterende inngangsaksel også er forbundet med tannhjulene 108 og antennen 104. Inngangsakselen drives fortrinnsvis med samme hastighet som antennen 104.

Signalene til og fra antennen 104 overføres via

en rotasjonsforbindelse 110 inne i antenneenheten 101 ved hjelp av en bølgelederseksjon 115 til en duplekser 114. Mottaker-signalene føres gjennom duplekseren 114 til en passiv begrenser 116 og til mottagerens 120 inngang. Duplekseren 114 isolerer sendepulsene fra sendemodulatoren 118 fra mottageren 120 og er innrettet til å kople de signaler som mottas direkte fra bølge-lederen 115 til mottagerens 120 inngang uten nevneverdige tap. Den passive begrenser 116 er innrettet til å medføre en absolutt amplitudebegrensning av inngangs-signalene for å beskytte mottagerens 120 inngangskrets mot å bli overbelastet av signaler som mottas fra posisjoner tett ved radarsenderen.

Sendemodulatoren 118 frembringer radarpulser i avhengighet av et inngangsutløsersignal fra en tidsstyregenera-tor 144 i indikatorenheten 140. PRF (pulsrepetisjonsfrekvensen) for'de utsendte radarpulser er utelukkende bestemt av MTR ut-løsersignalets repetisjonshastighet slik som det frembringes

fra indikatorenenheten 140 ved hjelp av en lavspent styrespen-ning. Det oppnås derfor fullstendig kontroll ved indikatorenheten uten store effekttap i lange kabelforbindelser mellom enhetene. Hver radarpulssyklus startes ved indikatorenheten 140 ved at det frembringes en MTR utløserpuls som overføres til MTR enheten 102. Ved mottagning av denne puls frembringer

og detekterer de mottatte ekkosignaler og frembringer et video-

Signalene til og fra antennen 104 overføres via

Sendemodulatoren 118 frembringer radarpulser i avhengighet av et inngangsutløsersignal fra en tidsstyregenera-tor 144 i indikatorenheten 140. PRF (pulsrepetisjonsfrekvensen) for de utsendte radarpulser er utelukkende bestemt av MTR ut-løsersignalets repetisjonshastighet slik som det frembringes fra tidsstyregeneratoren 144. Ved tidligere radarsystmer der PRF var en funksjon av radarrekkeviddeinnstillingen ble det til sendemodulatoren overført et antall signaler som anga de forskjellige muligheter for radarrekkevidder. Det skulle for dette brukes en dekodningskrets til bestemmelse av hvilken PRF som var valgt. Ved utførelsesformen i henhold til oppfinnelsen er det i motsetning til dette bare bruk for et enkelt utløsersignal.

Bredden av den utsendte puls kan også være en funksjon av radarrekkeviddeinnstillingen. Det kan f.eks. være ønskelig å anvende en kortere puls ved korte rekkevidder for å oppnå definisjon enn det er mulig ved å anvende en lenger puls som er nødvendig for å oppnå et akseptabelt signal/støy forhold ved større rekkevidder. Det har imidlertid ikke vist seg nødvendig å bruke forskjellige pulsbredder for hver av de forskjellige rekkeviddeinnstillinger. Ved den viste utførelses-form for oppfinnelsen finnes det ti forskjellige rekkeviddeinnstillinger mellom 0,25 og 64 sjømil. Det har vist seg at bare tre forskjellige pulsbredder på ca. 60, 500 og 1000 nano-sekunder er nødvendige i praksis. Det behøves derfor bare ett digitalt signal med to biter mellom tidsstyregeneratoren 144

og sendemodulatoren 118 for å velge mellom de tre forskjellige pulsbredder. Da det kraves mange færre pulsbredder enn det finnes rekkeviddeinnstillinger vil det i forhold til den kjente teknikk kunne anvendes færre ledninger eller signaler mellom tidsstyregeneratoren 140 og sendemodulatoren 118.

Ved tidligere kjente anlegg ble det frembrakt en utløserpuls i MTR enheten, og denne puls ble overført til kretsene for både modulatoren og fremviserenheten. På grunn av karakteristikkene for de mest anvendte modulatorer vil for-sinkelsestiden mellom frembringelse av en utløserpuls og frembringelse av den virkelige sendepuls kunne varieres. Dette gjør seg særlig gjeldende mellom avstandsområdene. På grunn av den ubestemte forskjell i forsinkelse kan de på radarskjermen gjengitte ekkoer ved tidligere kjente systemer flimre fordi tidsforskjellen mellom en fremviserstråles begynnelse og den forreste flanke av den videopuls som viser ekkoet ikke er konstant. Dette problem er unngått ved det apparat som er beregnet til bruk i forbindelse med anlegget ifølge oppfinnelsen.

Sendermodulatoren 118 frembringer en MTR erkjennelsespuls ved begynnelsen av hver sendepuls. Denne erkjennelsespuls overføres til tidsgeneratoren 144 og markerer radar-strålebevegelsens begynnelse for hver av videosignalkretsene i indikatorenheten 140. Da MTR erkjennelsespulsen er nøyaktig samtidig med begynnelsen av hver radarpuls vil hosliggende elektronstrålebevegelse på fremviserskjermen oppvise stor innbyrdes nøyaktighet. Ekkoenes form vil derfor bli gjengitt uten flimrende kanter.

Sendemodulatoren 118 frembringer også et følsom-hets tidsstyresignal (STC) til styring av mottagerens 120 forsterkning. STC-signalet anvendes på kjent måte til å variere mottagerens 120 forsterkning i løpet av mellomrommet mellom hver radarpuls. For signaler som er mottatt fra mål tett ved antennen reduseres forsterkningen. På denne måte hindres at forsterkningskretsen i mottageren 120 overstyres av kraftige signaler fra nærliggende objekter og lokalt frembrakte inter-ferenser, og det kan oppnås en fremvisning av ekkoene med i det vesentlige konstant styrke.

Det analoge videosignal fra mottagerens 120 ut-gang omformes til en rekke digitale data ved hjelp av en analog/ digitalomformer 138 i indikatorenheten 140. Samplingshas-tigheten for det analoge videosignal og lengden av tidsperioden fra radarpulsens begynnelse er avhengig av radarens rekkeviddeinnstilling. Jo kortere rekkevidden er desto høyere sampl-ingshastighet og jo kortere tidsperiode anvendes det.

Det digitaliserte videosignal innleses i et digitalt videolager 150 under styring fra taktpulser fra tidsstyregeneratoren 144. Lagret 150 for de digitale videosignaler er innrettet til å lagre de digitale verdier for et videosignal i et helt intervall mellom radarpulsene. Lagringen er naturlig-vis avhengig av radarens rekkeviddeinnstilling. Det digitale videosignal utleses fra lagret 150 for gjengivelse på et katode-strålerør 172 i løpet av en annen tidsperiode som også er bestemt ved taktpulshastigheten fra tidsstyregeneratoren 144.

Den annen tidsperiode kan være større eller mindre enn den første tidsperiode da videosignalet ble innlest i lagret 150. Utlesningen foretas forstrinnsvis umiddelbart etter den første tidsperiode og før begynnelsen av den derpå følgende radartids-periode. Ved foretrukne utførelsesformer er den annen tidsperiode i det vesentlige konstant og uavhengig av den første tidsperiode. Når den annen tidsperiode er konstant, vil avbøy-ningshastigheten for elektronstrålen i katodestrålerøret 172 også være konstant, hvorved det frembrakte bildes styrke vil være konstant uavhengig av radarrekkeviddeinnstillingen. Ved korte rekkeviddeinnstillinger vil den annen tidsperiode i løpet av hvilken de digitale signaler utledes fra lagret 150 og gjengis på katodestrålerøret være vesentlig større enn den tidsperiode i løpet av hvilken signalene innleses. På grunn av en øket utlesningsperiode vil katodestrålerørets 172 stråleav-bøyningshastighet være forminsket i forhold til hva den ville være hvis videosignalet skulle gjengis med samme hastighet som det mottas. Katodestrålerørets lysstyrke vil derfor være vesentlig økt i forhold til den kjente teknikk da det anvendes korte rekkeviddeinnstillinger.

Videre får man en interferensavvisende krets 152 til eliminering av interferensvirkninger fra andre radarsendere som arbeider innenfor samme frekvensbånd. Den type interferens som frembringes ved mottagning av sendepulsene fra en annen radar i nærheten fremtrer som et antall spiralarmer som strekker seg utad fra radarskjermens midtpunkt. Den interferensavvisende krets 152 er innrettet til i det vesentlige helt å eli-minere denne type interferens uten å påvirke fremvisningen av de ønskede mål nevneverdig. På kontrollpanelet 146 finnes en vender ved hjelp av hvilken operatøren kan kople den interferensavvisende krets 152 til eller fra. Det endelige videosignal på utgangen fra den interferensavvisende krets 152 overføres til videoforsterkeren 166 via en videosignalsummerer 160.

Videre finnes det en markeringskrets 154 for vari-

abel områdeinnstilling. Markeringskretsen 154 er innrettet til å frembringe et utgangsvideosignal i form av en kort puls som vises på radarskjermen som en sirkulær ring med avstand fra skjermens midtpunkt avhengig av innstillingen av en justerings-knapp 156. Rekkeviddejusteringen 156 kan rent fysisk være en del av kontrollpanelet 146. Ved hjelp av et fremviserapparat 158 frembringes en digital utlesning til radaroperatoren av av-

standen fra radarentennen til det mål som markeringskretsen 154 er innstillet på. Videosignalet fra markeringskretsen 154 er overført til videoforsterkeren 160 via videosignalsummereren 160 .

Tidsstyregeneratoren 144 er innrettet til å frem-

bringe taktpulssignaler og andre tidsstyresignaler til de forskjellige kretser i indikatorenheten 140. En intern oscillator i tidsstyregeneratoren 144 er innrettet til å frembringe taktpulser med på forhånd bestemte perioder. Hver gang antenne-strålen er rett forut i forhold til skipet frembringes et signal fra antenneoppløseren 112, hvilket signal samvirker med takt-pulsene fra oscillatoren i tidsstyregeneratoren 144 til frembringelse av en videopuls som overføres gjennom videosignalsummereren 160 til videoforsterkeren 166, slik at det på radarskjermen frembringes et merke som viser radaroperatøren når an-tennestrålen på denne måte passerer skipets baug. Tidsstyregeneratoren 144 frembringer også MTR utløsersignalet som en puls med på forhånd bestemte faste intervaller som avhenger av radarrekkeviddeinnstillingen som bestemmes fra kontrollpanelet 146. MTR erkjennelsessignalet fra sendemodulatoren 118 anvendes av tidsstyregeneratoren 144 til frembringelse av et sveipe-port-signal som er et logisk signal med høy eller aktiv tilstand i den tidsperiode da videosignalene mottas. Sveipe-portsignalet settes i aktiv tilstand så snart MTR erkjennelsessignalet mottas og settes i lav eller inaktiv tilstand ved denne tidsperi-odes avslutning, noe som er avhengig av det valgte rekkeviddeområde.

På kontrollpanelet 146 er anbrakt de forskjellige

knapper som radaroperatøren kan anvende til styring av radaranlegget. Det finnes en rekkeviddekontroll som er innrettet til å bestemme den største rekkevidde ved hvilken mål eiler ekko kan fremvises. Denne avstand svarer til avstanden fra katodestrålerørets midtpunkt til dets kant. Videre finnes det vendere til styring av MTR strømforsyningsmodulen 122, til styring av motoren 106 i antennen 101 via MTR strømforsynings-modulen 122, til styring av markeringskretsen 154 for variabel avstand og til styring av indikatoren og forsyningsmodulen 174. Videre kan det ved hjelp av en vender velges mellom og vise skipets kurs eller den sanne nordretning øverst på radar-sk j ermen .

For å oppnå en fremvisning der nordretningen vises øverst på fremviserskjermen i stedet for at skipets kurs vises, finnes det en nordstabiliseringskrets 142 som er innrettet til å modifisere de mottatte signaler fra antenneoppløseren 112

før signalene overføres til fremvisning på skjermen. I det annet tilfelle der skipets kurs vises øverst på radarskjermen, overføres signalene fra antenneoppløseren 112 direkte til fremvisning på skjermen. Denre overføring til skjermen foregår i begge tilfelle via en oppløserkrets 162 som mottar utgangssig-nalene fra enten antenneoppløseren 112 eller nordstabiliserings-kretsen 142 i form av modulerte sinus- og kosinussignaler og frembringer derfra likespenninger for hver radarstrålebevegelse og representerer X- og Y-tilvekster. Avbøyningsgeneratoren 164 frembringer X- og Y-rampesignaler hvis maksimale amplituder er bestemt ved hjelp av likespenninger fra oppløserkretsen 162. Frembringelse av de rampesignaler påbegynnes på et tidspunkt som markeres ved begynnelsen av et forsinket sveipe-portsignalet fra den interferensavvisende krets 152, hvilket signal frembringes ved forsinkelse av sveipe- portsignalet fra tidsstyregeneratoren 144 med en eller flere taktpulsperioder foråt den interferensavvisende krets 152 kan fungere. X- og Y-rampe-signalene overføres hvert til X- og Y-avbøyningsforsterkeren 168 hvor de forsterkes og hvorfra de overføres til X- og Y-avbøyningsspoler 170 til avbøyning av katodestrålerørets 172 elektronstråle på kjent måte. Utgangssignalet fra videoforsterkeren 166 er forbundet med katodestrålerørets 172 katode 176 til modulering av elektronstrålens styrke.

Høyspenningen til katodestrålerørets 172 akselera-sjonsanode og alle andre forsyningsspenninger til de forskjellige kretser i indikatorenheten 140, innbefattende sendingene til forspenning og drift av de logiske kretser oppnås ved hjelp av indikatorstrømforsyningsmodulen 174. Indikatorstrømfor-syningsmodulen 174 er på samme måte som MTR-strømforsynings-modulen 122, fortrinnsvis en vekselstrømforsyning som er innrettet til ved utgangen å frembringe et antall spenninger med forskjellige strømforsyningsegenskaper. Pulssvitsjefrekvensen for indikatorstrømforsyningsmodulen 174 og for MTR-strømforsynings-modulen 122 er valgt slik at den ligger mellom PRF-hastigheten slik denne er bestemt av tidsstyregeneratoren 144 i overensstemmelse med avstandsinnstillingen og digitaliseringshastigheten for det analoge videosignal ved hjelp av analog/digital-omformeren 148. Ved å drive strømforsyningsmodulene med en pulssvitsjefrekvens som ligger mellom PRF og digitaliseringsfre-kvensen unngås interferensvirkning.

På fig., 3 og 5 er vist et radaranlegg 100 som kan være anbrakt ombord på et skip og som omfatter katodestråle-røret 172 fra fig. 2, med den viste fremviserskjerm 173 på hvilken det er vist et kileformet mønster 174 som skyldes et svar fra et aktivt mål. Radarantennen. loi sender ut en rekke pulser i rommet. Anleggets antenne 202 er anbrakt til mottagning av et sampel av de således utsendte pulser, og ved den viste utførelsesform er overvåkningsanlegget generelt sammenkoplet med antenneoppbygningen. Pulssamplene som, som vist på fig. 4, kan ligge i S-båndet eller X-båndet, koples via hovedkanalen i en retningskopler 204- og en demper 206 til en detektor 208, der dempningen har til formål å redusere det innkommende signalnivå slik at detektoren ikke overstyres og slik at det unngås uønsket vekselvirkning mellom detektoren 208 og retningskopleren 204. Retningskopleren 204, demperen 206 og detektoren 208 er innrettet til å kunne arbeide i begge de frekvensbånd som anvendes til marineradaranlegg, nemlig S-båndet og X-båndet som det vil bli nærmere forklart i det følgende. Det vil imidlertid kunne forstås at de tre nevnte komponenter kan være innrettet til kun å arbeide i det ene av de to bånd, og i dette tilfellet vil det være et overvåkningsanlegg for radaranlegget til de pågjeldende frekvensbånd. Utgangssignalet fra detektoren 208 overføres til en terskelverdi-krets 210 som er innrettet til å sammenlikne utgangssignalet fra detektoren med en referansespenningskilde som finnes i terskelverdikretsen, der referansespenningen skal overskrides for at det skal frembringes et styresignal til en OG-port ■

212 som er innrettet til å få overvåkningsanlegget til å frembringe et svarsignal. Retningskopleren 204 er også innrettet til å overføre en del av inngangssignal ved antennen 202 til et blandetrinn 214 som er innrettet til å arbeide såvel i S-båndet som i X-båndet og som er innrettet til å blande signalet med et S-båndssignal fra en i og for seg kjent spenningsstyrt lokaloscillator 216 når det tilhørende radaranlegg arbeider i

S-båndet og når det tilhørende radaranlegg 100 er innrettet

til å arbeide i X-båndet blandes signalet med den tredjeharmoniske av signalet for lokaloscillatoren 216, der denne tredjeharmoniske frembringes i blandetrinnet 214. Utgangssignalet fra lokalocillatoren 216 overføres til blandetrinnet 214 ved hjelp av en isolator 219 og en retningskopler 204. Isolatoren 219 er innrettet til å isolere utgangssignalet fra oscillatoren 216 fra mistilpasning i blandetrinnets 214 impedans,

mens kopleren 204 danner en direkte vei til blandetrinnet 214. Utgangssignalet fra blandetrinnet 214 har et mellomfrekvenssignal. Dette signal overføres via en FET-vender 217 som er innrettet til å arbeide ved mellomfrekvens og til å kunne skifte hurtig mellom tilstander for høy og lav dempning. Mellomfrekvenssignalet forsterkes i forsterkeren 218, 220 og 221 og på-virkes av en ny diskriminator 222 som har to enkeltavstemte filtre med lav Q-verdi, etterfulgt av positive og negative detektorer hvis utgangssignaler summeres og overføres til en operasjonsforsterker som har en spenning-frekvenskarakteristikk med et sprang ved 115 MHz svarende til et stort spennings-frekvensforhold, der den nevnte karakteristikk videre har positive og negative områder som strekker seg tilstrekkelig langt til at mellomfrekvenssignalet kan strekkes inn innenfor radar-magnetronen spesifiserte frekvensområde uten at det er nødven-dig å ha en skanderingskrets til frekvensavsøkning og -låsning. Karakteristikkens steilhet er bestemt ved forsterkningen i operasjonsforsterkeren mens kryssfrekvensen er bestemt ved overlapningen mellom båndpassområdene for filtrene i diskriminatoren. Mellomfrekvenssignalet trekkes inn og AFC-sløyfen låses slik at mellomfrekvenssignalet blir liggende ved diskriminatorens kryssfrekvens innenfor 10% av antall pulser som er tilgjengelige i løpet av hver radarantennerotasjon. Utgangssignalet fra diskriminatoren 222 medfører et likespenningsstyresignal til lokaloscillatoren 216 slik at det finnes en AFC-sløyfe som på kjent måte opprettholder mellomfrekvensen ved diskriminatorens kryss frekvens. Et sampel av mellomfrekvenssignalet på diskriminatorens 222 inngang overføres via båndpassfiltret 224 til detektoren 226 som i kombinasjon med båndpassfiltret 224 danner en frekvensholdekrets 227 som er innrettet til å få overvåkningsanlegget til å frembringe et

svarsignal utelukkende når den nevnte AFC-sløyfe har brakt svarfrekvensen innenfor den tilhørende radarmottagers bånd-passområde slik at det ikke frembringes et svarsignal i andre tilfelle, det vil si når det ikke er noe utgangssignal fra detektoren 226 til OG-porten 212. Hvis det finnes et styresignal fra terskelverdikretsen 210 og et utgangssignal fra frekvenskretsen 227 vil OG-porten 212 frembringe et utgangssignal som overføres til den ene av de to inngangsklemmer på den annen OG-port 228, hvis annen inngangsklemme mottar et aktiveringssignal fra radaranlegget via en ledning 229, hvilket signal alltid er tilstede under normale omstendigheter. Det nevnte aktiveringssignal kan imidlertid utebli når det til-hørende radaranlegg arbeider i en tilstand for automatisk sporing for å hindre svar fra overvåkningsanlegget når dette kan forstyrre radaranlegget i denne arbeidstilstand. Et signal for OG-porten 212 og aktiveringssignalet på inngangen for OG-porten 228 medfører et inngangsutløsersignal fra OG-porten 228 til en konvensjonell slukkegenerator 230 som frembringer et utgangssignal 232 på f.eks. 244 mikrosekunders varighet, svarende til den ønskede varighet for'overvåkningsanleggets svarsignal, og via en ledning 233 overføres dette signal til en bølgeformgenerator 234. Slukkegeneratoren 230 frembringer også utgangssignaler som vist ved 232 på ledningene 404 og 406. Disse utgangssignaler overføres til FET-venderen 217 og til mellomfrekvensforsterkerne 218, 220 og 221, og benyttes til svitsje- og forsterkningsstyrefunksjoner som vil bli beskrevet senere. Bølgeformgeneratoren 234 frembringer et i det vesentlige firkantformet utgangssignal 237 som består av en rekke tenn-slukk-intervaller med en varighet på f.eks. 6,1 mikrosek. til definering av de bånd eller ringer som opptrer i det kileformede område 174 på katodestrålerøret i det tilhørende radaranlegg når signalet er mottatt som et svar fra overvåkningsanlegget. Disse bånd svarer til et bestemt prøvemønster 174

på skjermen og består av lyse ringformede buer 175 som har en bredde svarende til ca. en halv mil, og som er innbyrdes adskilt av intervaller svarende til ca. en halv mils avstand, hvilke områder strekker seg ut til omkring 20 mils rekkevidde. Da den maksimale pulsrepetisjonshastighet fortrinnsvis er 3600 Hz og da intervallet mellom pulsene er 22,7 mil, unngås svar

fra den annen omdreining. Firkantsignalet fra bølgeformgenera-toren 234 kopler mellomfrekvnsoscillatoren 238 til og fra, hvorved det frembringes et tilsvarende tog av mellomfrekvens-utgangspulser ved en frekvens på f.eks. 115 MHz som er i tilstrekkelig overensstemmelse med kryssfrekvensen for diskriminatoren 222 i AFC-sløyfen. Disse pulser forsterkes i konvensjonelle forsterkere 240 og 242 som hver mottar et særskilt forsterkningsstyresignal fra en styre- og kalibreringskrets 330 som vanligvis er anbrakt nær ved radaren. Mellomfrekvensutgangs-signalet fra forsterkeren 242 overføres til blandetrinnet 214 mens FET-venderen 217 samtidig fortrinnstilles til høy dempning, og forsterkerne 218, 220 og 222 er satt ut av funksjon i løpet av overvåkningsperioden svarende til utgangssignalet fra slukkegeneratoren 230, som overfører signalet 232 på 244 mikrosekunder som svitsje- og deaktiveringssignaler for ledningene henholdsvis 404 og 406. Derved forhindres svarsignalet fra forsterkeren 242 å innvirke på AFC-sløyfen.

Mellomfrekvensutgangssignalet fra forsterkeren 242 blandes i dobbeltfrekvensblandetrinnet 214 med signalet fra S-bånds lokaloscillatoren 216- når det tilhørende radaranlegg arbeider i S-båndet og blandes med den tredjeharmoniske av lokaloscillatorsignalene (innført i blandetrinnet 214) når det tilhørende radaranlegg arbeider i X-båndet. Resultatet er et utgangssidebåndsignal på ledningen 244 med radarsenderens frekvens som kan ligge i S-båndet eller X-båndet som det er vist med signalene henholdsvis 245 og 247 på fig. 4. Dette signal overføres via retningskopleren 204 til antennen 202 og ut-stråles i rommet for å bli mottatt av radarantennen 101, der det mottatte signal behandles i radaranlegget 100 og fremvises som et distinkt svarmønster 174 på PPI-skjermen 173.

Det vil kunne forstås at retningskoplerens 204 dobbeltfrekvensfunksjon, detektoren 208 og blandetrinnet 214 på ny måte utnytter den kjennsgjerning at X-båndfrekvensen som marineradaranlegget arbeider på, står i et forhold til den tilsvarende S-båndfrekvens med en faktor på ca. 3. Derfor kan de ovennevnte tre mikrobølgekomponenter som egentlig har kvarte bølgedimensjoner for drift i S-båndet justeres til trekvart-bølgelengder i X-båndet, idet det er velkjent at de grunnleggende dimensjoner er et ulike multiplum av kvarte bølgelendger når de tre beskrevne komponenter er innrettet til å arbeide som forklart.

På fig. 6 er det vist de tre mikrobølgekomponenter, delvis skjematisk, der de essensielle kvartbølgedimensjoner fremgår av de trykte mikrobølgekretser som anvendes i retningskopleren 204, detektoren 208 og blandetrinnet 214, hvorved det oppnås drift i to marineradarbånd uten at det er nødvendig å justere komponentene og uten at det er nødvendig å ha separate sett av de nevnte komponenter. F.eks. føres S-båndsignalet inn i en overføringsledning 246 som består av en metallisk leder som er adskilt fra en ikke vist metallisk jordplate ved hjelp av en dielektrisk plate med i det vesentlige ensartet tykkelse, der den metalliske leders bredde er valgt til å svare til en karakteristisk impedans på 50 ohm. Retningskopleren 204 består av to slike overføringsledninger 256 og 258 med et koplings-område hvis lengde er et ulike antall gange kvartbølgelengden og hvor overføringsledningsgapet er bestemmende for signal-koplingen, slik at et gap på f.eks. 0,1 mm medfører en kopling på 10 dB. Koplingsområdets lengde svarer til en kvart bølgelengde i S-båndet (se fig. 6) og svarer til trekvart bølgelengde i X-båndet, noe som medfører at retningskopleren kan anvendes uten modifikasjoner i begge de nevnte marineradarsekvensbånd. Hoved-utgangssignalet fra retningskopleren 248 føres til en detektor 208 via et dempetrinn 206 som består av en tynn dielektrisk plate med et tynt belegg av absorberende materiale nær ved overføringsledningen, og detektoren 208 inneholder en diode 260 hvis ene side er forbundet med jordplaten. Det likerettede utgangssignal fra dioden overføres gjennom strimmeloverføringsledninger 262 og 264 til utgangsklemmen 263. Detektorover-føringsledningene 262 og 264 er ca. en sjettedel av bredden for en 50-ohms overføringsledning, hvorved det oppnås en høy karakteristisk impedans som i kombinasjon med den lave karakteristiske impedans for de to kvartbølgeseksjoner 266 og 268 med-fører en radiofrekvenskortslutning som forhindrer radiofrekvensenergi i å bli overført til utgangsklemmen 263, idet det på velkjent måte ved dioden 260 oppnås et tomgangsforhold. Da overføringsledningene 262, 266 og 268 har dimensjoner som er et ulike antall ganger kortbølgelengden i S-båndet, henholdsvis trekvartbølgelengden for X-båndet, vil den beskrevene radiofrekvente kortslutning fremkomme i begge marinefrekvensbånd.

Diodeblandetrinnet 214 mates av en 50-ohms overføringsledning 244 som mottar et signal fra oscillatoren 216 ved hjelp av en S-båndisolator 219 som kan være en velkjent ferrittisolator som mottar et koplet signal fra overførings-ledningen 246 ved hjelp av retningskopleren 204. Det koplede signal på ledningen 258 brer seg ut på kjent måte i motsatt retning av signalet på ledningen 256. Disse to signaler blandes i blandedioden 268 til frembringelse av et mellomfrekvens-utgangsignal. De .'.høyimpedanse overf øringsledninger 252 og 269 kopler mellomfrekvensutgangssignalet fra blandedioden 268 til inngangs-utgangsklemmen 270 for mellomfrekvens. Ved hjelp av en høyimpedansoverføringsledning 252 er det til dioden 268 også koplet en vifteformet lavimpedansoverføringsledning 254 som også består av en tynn metallisk leder adskilt fra jordplaten for det dielektrisk lag og som danner en kvartbølge-transformator som transformerer tomgangsimpedansen langs den sirkelformede kant til en effektiv kortslutning ved forbindelsen til overføringsledningene 252 og 269 slik at det ved hjelp av kvartbølgeseksjonen 252 oppnås en effektiv tomgang ved dioden 268. Det skal bemerkes at radiofrekvenskortslutningen som består av overføringsledningene 252 og 254 samt radiofrekvenskortslutningen som består av overføringsledningene 262, 266 og 268, medfører i det vesentlige like funksjoner for å hindje en over-kopling av radiofrekvent energi til utgangsklemmene for likespenning og mellomfrekvenssignaler, såsom klemmene 263 og 270, slik at de to nevnte kortslutningsanordninger kan byttes rundt avhengig av den plass som til enhver tid står til rådighet. Begge radiofrekvenskortslutninger er på samme måte beregnet for dobbelt frekvensoperasjon idet både S- og X-båndsignalene på ledningene 244 og 248 eller som frembrakt i dioden 268 er for-hindret i bli overkoplet til inngangsklemmene 270 og 263.

Retningskopleren 204, detektoren 208 og blandetrinnet 214 er på denne måte beregnet til å dra fordel av det vanligvis uønskede fenomen som opptrer ved de ulike harmoniske av S-båndets grunnfrekvens idet det dessuten tillates drift i X-båndet uten at det kreves separate komponenter for hvert av de to frekvensbånd.

På fig. 7 er vist en diskriminator 222 som har båndpassfiltre ved høy og lav frekvens og som forsynes ved hjelp av et par like utgangssignaler fra begrensningsforsterk-eren 221. Nærmere betegnet omfatter disse båndpassfiltre resonanskretser med shuntkondensatorer 272 og 274, avstembare seriekondensatorer 276 og 278 samt shuntinduktanser 280 og 282. Serie-shuntanordningen for kondensatorene 272, 276 og 274,278 medfører omformning av den lave utgangsimpedans fra begrensnings-forsterkeren 221 til et høyere impedansnivå slik at det oppnås en Q-verdi for resonanskretsene svarende til en 3 dB båndbredde på ca. 20 MHz som er passende for det forholdsvis brede frekvensområde for mellomfrekvenssignalene, før AFC-sløyfen låses. Høy passfiltret er forbundet med anoden i detektordioden 284 med et velkjent høyt frem-tilbake motstandsforhold (f.eks. 1N5711), der dioden står slik at det frembringes en negativ likespenning over kondensatoren 288. Lavpassfiltret er forbundet med katoden på en annen detektordiode 286 (av samme art som den førstnevnte diode), og står slik at den frembringer en positiv likespenning over kondensatoren 290. Spenningene over kondensato rene 288 og 290 adderes i punktet 292 ved hjelp av to 10 M ohms motstander 294 og 296 som i kombinasjon med det nevnte høye motstandsforhold for dioder av Schottkytypen som anvendes som detektorer, fører til en langtidskonstantkrets til opprettholdelse av utgangsspenningen i punktet 292 på en i det vesentlige konstant verdi i løpet av intervallene mellom pulsene. Høy- og lavpassfiltrene er avstemt ved hjelp av kondensatorene 276 og 278 til frembringelse av overlappende båndpassområder 303 og 305 som vist på fig. 8A. Den likerettede utgangs-bølgeform 307 og 309 fra detektordiodene er vist på fig. 8B. Summen av disse spenninger opptrer i punktet 292 som vist på

fig. 8C. Bølgeformen 311 (fig. 8C) overføres til inngangen for operasjonsforsterkerne 298 og 300 som er valgt til å arbeide ved høye inngangsimpedansnivåer uten betydelig forsterknings-drift og til frembringelse av den store forsterkning som er nød-vendig for å gi den på fig. 8D viste bølgeform på ledningen 382. Som det kan sees har bølgeformen et bredt innfangningsom-råde svarende til de relativt brede og flate sideområder 313

og 315 over og under kryss frekvensen og et stort forhold mellom spenning og frekvens svarer til en steil overgang rundt kryssf rekvensen.

Denne krets medfører således en ny måte til utstrekning av de pulsformede inngangssignaler og til låsning av AFC-sløyfen over et bredt frekvensområde for inngangssignalene uten at det er behov for en søke- og låsekrets.

På fig. 9 og i tilknytning til fig. 3 er det vist

en frekvenskrets 227 som er innrettet til å sikre OG-porten 212 på fig. 3 og drives til aktiv tilstand ved aktivering av overvåkningssvarkretsen utelukkende når mellomfrekvensen fra den begrensende forsterker 221 i AFC-sløyfen er låst til frekvensen for mellomfrekvensoscillatoren 238 som frembringer svarsignalet.

Når radarantennen roterer, frembringes det for

hver omdreining en AFC-låsing og frigivning, der låsing kun foretas når radarentennens stråle har en retning mot overvåkningsanleggets antenne. Når overvåkningsanlegget 200 mottar et signal fra radarantennen 101, kreves det et bestemt antall pulser før AFC-sløyfen låser til frekvensen. Normalt overskrider signalet fra detektoren 208 (fig. 3) terskelverdien som er bestemt av terskelverdikretsen 210 og overfører et inngangæignal på ledningen 213 til OG-porten 212 før AFC-sløyfen låses.

Det er ønskelig at overvåkningsanlegget unngår å svare før AFC-sløyfen er låst til frekvensen som svarer til utgangsfrekvensen for mellomfrekvensoscillatoren 238, idet svarfrekvensen fra overvåkningsanlegget ellers ikke ville ha samme frekvens som radarsenderen. Når det gjelder radaranlegg med manuelt avstemte mottakere, vil resultatet bli at radarmottakeren kunne avstemmes til disse ukorrekte svarsignaler og frembringe et feilaktig svar ved forkanten og bakkanten av det kileformede svarmønster 174 på den på fig. 2 og 5 viste radarskjerm 173. Dettekan med-føre at avstemningen blir vanskelig på grunn av de uønskede signaler ved disse kanter av mønstret innen mønstrets sentrum blir synlig til angivelse av nøyaktig avstemning på radarsenderens frekvens. I tilfellet av en feil i overvåkningsanleggets AFC-krets medfører frekvenskretsen videre at overvåkningsanlegget ikke svarer ved gale frekvenser.

Under henvisning til fig. 9 skal virkemåten med

hensyn til frekvenskretsen forklares. Et mellomfrekvenssignal fra den begrensende forsterker 221 i AFC-sløyfen overføres gjennom motstanden 302 og kondensatoren 304 til en parallellresonanskrets bestående av induktansen 306 og kondensatoren 308

som er avstemt på mellomfrekvensoscillatorens 238 frekvens. Når inngangsfrekvensen svarer til resonanskretsen for den over-nevnte parallellresonanskrets, fremkommer det et mellomfrekvenssignal ved dioden 310 som likeretter dette signal til frembringelse av et likespenningsstyresignal på den ene inngangsklemme for sammenlikningskretsen 312,hvis annen inngangsklemme forsynes med en referansespenning som er justert svarende til den ønskede følsomhet ved hjélp av spenningsdeler-potensiometeret 316. Utgangssignalet fra sammenlikningskretsen 312 tjener som inngangssignal på ledningen 211 og til OG-porten 212 når AFC-kretsen er låst til frembringelse av den korrekte utgangsfrekvens fra overvåkningsanlegget.

Når anlegget er i drift, er overvåkningsanlegget vanligvis anbrakt i nærheten av radarantennen 101 (se fig. 3) som normalt står nær ved toppen av en mast for å oppnå en uhindret radarsynlighet. Det oppnås derved en kopling gjennom rommet mellom radarantennen 101 og overvåkningsanleggets ; antenne 202. Når radaroperatøren ønsker å kontrollere radarens funksjon,aktiviseres radarovervåkningsanlegget ved å slå på

en ikke vist bryter som kopler overvåkningsanlegget til en ikke vist spenningskilde. Når radarsenderens utgangseffekt og radarmottakerens følsomhet er avstemt innenfor på forhånd bestemte

grenser, fremkommer det på den i fig. 2 og 5 viste radarskjerm 173 det karakteristiske mønster 174 av lyse buer 175. Hvis hele mønsteret 174 er svakt eller ikke er synlig, avstemmer radar-operatøren radarfrekvensen på kjent måte inntil det fremkommer et mønster med maksimal klarhet. Hvis det karakteristike svar-mønster ikke kan oppnås er radarens yteevne falt under en på forhånd bestemt verdi.

Når overvåkningsanlegget første gang installeres, er det nødvendig å kalibrere og på forhånd innstille anlegget til akseptable nivåer for radarens ytelse. F.eks. kan spen-ningsforsyningen til radarsenderen tillates å falle med 5 dB og radarmottakerens følsomhet overfor signalet ved sendefrekvensen innbefattende avstemningsvirkninger kan tillates å falle med 10 dB fra de ønskede nivåer. Disse nevnte kriterier anvendes som standard for akseptabel funksjon, og overvåkningsanleggets svarmønster vil forsvinne under disse nivåer. Kalibreringen foretas som beskrevet nedenfor.

Når radaranlegget arbeider under normale beting-elser og er justert uavhengig av overvåkningsanlegget, justeres overvåkningsanleggets terskelverdi og svarnivå deretter ved hjelp av en kalibrerings- og kontrollkrets som normalt er anbrakt nær ved radarens sende-mottaker. Denne krets 330

er vist på fig. 3. Til kalibrering stilles venderen 331 i kalibreringsstilling, og potensiometeret 334 stilles først i en stilling som gir maksimalt utgangssignal fra forsterkeren 242 ved hjelp av et spenningsdelepotensiometer 334, som er forbundet med spenningskilden med klemmene 336 og 338. Potensiometeret 340 som stiller inn forsterkerens forsterkning og ut-gjør en velkjent spenningssammenlikner i terskelverdikretsen, justeres til en terskelverdi hvor overvåkningsanlegget nettopp ikke frembringer et initierende svar svarende til at det karakteristiske svarmønster 174 på radarskjermen 173 forsvinner. Deretter dreies venderen 331 til funksjonsstilling, hvorved referansespenningen på en sammenlikner i terskelverdikretsen 210 endres slik at terskelverdispenningen faller 5 dB, hvorved svarmønsteret 174 opptrer med full styrke. Deretter stilles venderen 332 i kalibreringsstilling, og potensiometeret 334 justeres til reduksjon av forsterkerens 242 forsterkning, slik at svarsignalets 174 styrke på radarskjermen 173 reduseres inntil signalet ikke lenger er synlig. Venderen 332 stilles deretter til funksjonsstilling, hvorved forsterkerens 240 forsterkning stiger 10 dB og svarmønsteret forekommer med full styrke. Heretter er kalibreringen slutt.

Hvis radarsenderens utgangseffekt faller med 5 dB eller mer, vil overvåkningsanleggets svar ikke starte og svar-mønsteret 174 på radarskjermen 173 vil ikke forekomme. Hvis radarmottakerens følsomhet faller med 10 dB eller hvis mot-takeren kommer ut av avstemning, avtar mønsterets 174 styrke på radarskjermen 173 inntil det ikke lenger er synlig. I begge tilfelle betyr det at svarmønsteret forsvinner at radarens ytelse ligger under de på forhånd innstilte grenser.

Fig. 10 viser en annen utførelsesform for oppfinnelsen der det anvendes en støykilde til frembringelse av et svarsignal som gir et tydelig mønster på radarskjermen, der prøvemønsteret anvendes til å overvåke radarsenderens sendeeffekt og mottakerens følsomhet. Det skal påpekes at denne ut-førelsesform ikke innebærer overvåkning av radarmottakerens avstemning da støyens frekvensområde er bredt slik at mottakerens følsomhet prøves uavhengig av dens selektivitet.

Spesielt viser fig. 10 et radaranlegg 100 med en antenne 101 som sender ut pulser med radiofrekvensenergi. En del av denne energi koples til antennen 202 for overvåkningsanlegget 350.

Den tidligere beskrevne retningskoplers 204 hjelpearm er avsluttet i en velkjent tilpasset belastning 203, og retningskopleren anvendes ved denne utførelsesform til å kople et sampel av radiofrekvenssignalet gjennom hjelpearmen 244 til den tidligere beskrevne detektor 208. Likespenningsutgangssignalet fra detektoren 208 føres til en justerbar terskel-verdikrets 210 som tidligere beskrevet, og den er innstillet til å fastlegge nivået ved hvilket det frembringes et utgangssignal til utløsning av generatoren 230. Terskelverdien justeres ved hjelp av kalibreringskontrollen 330 som tidligere beskrevet. Utgangssignalet fra generatoren 230 aktiviserer bølgeform-generatoren 234 i et tidsrom på f.eks. 244 mikrosekunder som svarer til den ønskede varighet av overvåkningsanleggets svarsignal. Ved denne aktivisering frembringer bølgeformgeneratoren 234 et firkantutgangssignal som vist på fig. 3 ved utgangen 237. Dette utgangssignal aktiviserer en støygenerator 352 som i den viste utførelsesform omfatter en faststoff støydiode (ikke vist) som koples til og fra til frembringelse av et bredbåndet radiofrekvensutgangssignal som ved hjelp av retningskopleren 204 føres direkte til antennen 202. Nivået for radiofrekvens-svarsignalet stilles inn ved hjelp av en justeringskrets 351 under kalibreringen, som forklart ovenfor. Det skal bemerkes at det også kan anvendes en konvensjonell støydiode forutsatt at dens utgangssignal i stedet for å koples til antennen 202, koples til radaren ved hjelp av en vanlig signalkopler (ikke vist) som er innsatt i overføringsledningen som forbinder radarantennen 101 med radaranleggets 100 radarmottaker. Ved den viste utførelsesform anvendes en støydiode med forholdsvis høyt radiofrekvensutgangsnivå for å tillate kopling av retur-signalet gjennom rommet.

På fig. 11 er vist et detaljert koplingsskjerna

for et overvåkningsanlegg der de deler som svarer til de

tidligere beskrevne er betegnet med .tilsvarende henvisnings-tall. I mottakerstilling samler antennen 202 på fig. 11B en prøve av det utsendte signal fra den tilhørende radar og kopler signalet gjennom retningskopleren 204 og dempeleder 206 til detektoren 208. Detektorens 208 diode 362 likeretter samplingen og frembringer et utgangssignal på ledningen 386

i terskelverdikretsen 210 i løpet av overvåkningsanleggets mot-takertilstand. Det skal påpekes at antennen 202 fortrinnsvis er en antenne på en trykt krets som er anbrakt utenfor et metallisk hus (ikke vist), som inneholder kretsene for overvåkningsanlegget , og antennekretsene er beskyttet av et hus (ikke vist) som mikrobølgeenergi kan trenge gjennom. Antennen 202 kan være en dobbeltfrekvensantenne som er innrettet til å arbeide både i S-båndet og X-båndet eller det kan finnes separate antenner beregnet til hver sin enkle frekvens.

Retningskoplerens 204 hjelpearm overfører en del av signalet fra antennen 202 til blandetrinnet 214, der signalet blandes med et lokaloscillatorsignal fra en spenningsstyrt oscillator 216 (S-båndetV når radarsignalet 245 ligger i S-båndet, som vist på fig. 4, eller når radarsignalet 247 ligger i X-båndet blandes det med den tredje harmoniske av lokaloscillatorsignalet. Den tredjeharmoniske frembringes i blandetrinnet 214. Blandetrinnet 214 inneholder en enkel diode 352 som fortrinnsvis er en Schottky -barrierediode som har et likespennings retursignal til jord gjennom en induktans 353. Den innkommende radareksemplering og signalet fra lokaloscillatoren 216 blandes i dioden 352 til frembringelse av et mellom-frekvensutgangssignal på en ledning 354 til klemmen 270 på fig. 11A.

Den spenningsstyrte lokaloscillator 216 (S-båndet) inneholder en høyfrekvenstransistor 356 og en trykt mikro-stimmelkrets der sentrumfrekvensen er bestemt ved lengden av en resonansoverføringslinjeseksjon 358 som avstemmes ved hjelp av en variabel kondensator 360 på kjent måte. Frekvensen kan varieres elektronisk ved hjelp av en spenning fra en automatisk frekvenskontrollsløyfe som tidligere beskrevet, hvilken spenning overføres til transistorens 356 basis til modifikasjon av lokaloscillatorens frekvens, slik at frekvenssløyfen er låst. Isolatoren 219 isolerer lokaloscillatoren fra virkningen som skyldes impedansmistilpasning- av blandetrinnet 314, der mistilpasningen har tilbøyelighet til å stige plutse-lig når radareksempleringen overføres til blandedioden. Det skal påpekes at isolatoren 219 kan være en velkjent ikke-resi-prok ferrittisolator eller kan være en "aktiv isolator" som inneholder ett eller flere forsterkningstrinn fortrinnsvis som halvlederforsterkere, der det foran trinnene ligger velkjente dempemotstander som gir en dempning svarende til de etterfølg-ende forsterkeres forsterkning, slik at den totale forsterkning i det vesentlige er lik 1 og slik at det oppnås hovedsakelig fullstendig isolasjon i den motsatte retning. Denne aktive isolator medfører ingen tap og kan til og med gi en forsterkning hvis det ønskes å få et øket utgangssignal fra lokaloscillatoren. Isolatoren krever ikke en permanentmagnet og kan anvendes under tilstedeværelse av magnetiske felt. Den kan også tilpasses til konvensjonelle trykte kretser. For å sikre at transistoren 356 er beskyttet mot en iboende temperaturfølsom-het som kunne bringe den automatiske frekvenskontrollsløyfe ut av drift,finnes det en varmestyrekrets 364 til måling av det trykte kretsløps temperatur nær ved transistoren og til regulering av et par varmemotstander 366 og 368 i forbindelse med en termistor temperaturføler 370 som er innskutt i en velkjent brokrets 372 via en konvensjonell likespenningsforsterker 374 som styrer varmestyretransistorens 376 ledningsevne.

Mellomfrekvensutgangssignalet for blandetrinnet

214 føres gjennom en felteffekttransistor 378 på fig. 11A som arbeider som en vender 217 og hindrer overvåkningsanleggets svarsignal, som i løpet av svartilstanden forekommer på klemmen 270, i å forplante seg til mellomfrekvensforsterkerne 218,

220 og 221 og påvirker den automatiske frekvenssløyfe. Derved kunne frekvenssløyfen bli låst til overvåkningsanleggets mellomfrekvenssignal i stedet for, som ønsket, til det mellomfrekvenssignal som svarer til det innkommende radarsignal. Når overvåkningsanlegget er i mottakerstilling, forsterkes utgangssignalet fra transistoren 217 ved hjelp av dobbeltkanalede mellomfrekvensforsterkere 218, 220 og 221 som fører sammenlikneren 222 på fig. 11B. Forsterkerne 218, 220 og 221 har tilstrekkelig forsterkning til å mette forsterkeren 221 slik at diskriminatorens 220 funksjon bare er avhengig av frekvensen for signalet

til forsterkeren 218 og ikke er avhengig av signalets amplitude .

Som tidligere beskrevet frembringer diskriminatoren 220 en utgangsspenning som er en funksjon av frekvensen og har et stort spenning-til-frekvensforhold slik at lokaloscillatorens 216 frekvens holdes ved kryssfrekvensen for diskriminatoren med stor nøyaktighet hvorved det oppnås at overvåkningsanleggets svarsignal opprettholdes ved frekvensen for de innkommende radareksempleringer, og det skal her huskes at mellomfrekvenssvarkilden 238 fra starten av er avstemt på diskriminatorens kryssfrekvens.

For å sikre den automatiske frekvenskontroll-sløyfes evne til å fastlåse over et bredt frekvensområde slik at alle marineradarmagnetroners frekvenser er dekket, anvendes på utgangen av diskriminatorers to forsterkertrinn 378

og 380, der forsterkertrinnet 380 drives i metning til frembringelse av brede, flate sideområder 313 og 315 for diskromina-torens karakteristikk, som vist på fig. 8D.

Likespenningsutgangssignalet for diskriminatoren 222 på ledningen 382 føres tilbake til den spenningsstyrte oscillator 216 (S-båndet) for å låse den automatiske frekvens-styresløyfe, hvorved S-båndsoscillatoren holdes på en frekvens der, når den blandes med den innkommende radansampling,

det resulterende mellomfrekvenssignal blir liggende ved diskriminatorens 222 kryssfrekvens. Denne er i det vesentlige lik mellomfrekvensoscillatorens 238 frekvens slik at overvåkningsanleggets svar forekommer ved radarsenderens frekvens,

noe som er nødvendig for å kunne overvåke radarmottakerens avstemning nøyaktig.

Et sampel av signalet fra begrenserforsterk-eren 221 tas ut til en "frekvens-til" krets som tidligere er beskrevet og som har til formål å tillate overvåkningsanlegget og overføre et svarsignal ved å overføre et inngangssignal til OG-porten 212 på ledningen 213 bare når den automatiske frekvensstyresløyfe har låst lokaloscillatoren 216 til den ønskede frekvens. For å oppnå dette avstemmes et båndpassfilter 224 som har en resonanskrets 225 bestående av en induktans 306 og en avstembar kondensator 308 til resonans ved mellomfrekvensoscillatorens 238 frekvens, slik at bare signaler ved denne bestemte frekvens overføres til dioden 310 for frembringelse av et likerettet signal på ledningen 386 som er forbundet med sammenlikneren 312. Denne sammenlikner stiller inn følsom-heten for "frekvens-til" kretsen ved å sammenlikne signalet på ledningen 386 med en referansespenning fra et spenningsdelepotensiometer 316. Følsomheten justeres fortrinnsvis på kjent måte slik at frekvenstoleransen i det vesentlige er lik bånd-bredden for det tilhørende radaranleggs mottaker. Utgangssignalet fra sammenlikneren 312 er forbundet med en AND-sluse 212 på fig. llD via ledningen 213 til frembringelse av et signal som i forbindelse med et inngangssignal fra terskelverdikretsen 210 på ledningen 211 aktiverer AND-slusen 212 til start av et overvåkningssignal.

Terskelverdikretsen 210 på fig. 11A mottar et inngangssignal fra detektoren på en ledning 386. Dette signal overføres til videoforsterkeren 388 hvis forsterkning regu-leres ved å variere den effektive motstand for slusen 390, noe som skjer ved justering av spenningen på styreelektroden via et potensiometer 340. Utgangssignalet fra videoforsterkeren 388 føres til en spenningsammenlikner 392 for sammenlikning med en terskelverdispenning som er bestemt ved hjelp av spennings-deleren 394 og 396 i forbindelse med potensiometeret 398 og kalibreringsvenderen 331. Potensiometeret 398 anvendes til innstilling av terskelnivåets trinnhøyde til f.eks. 5 dB, noe som skjer under kalibreringen. Dette oppnås når en -5 V-kilde for-bindes til potensiometeret 398 ved å kople venderen 331, hvorved terskelverdinivået økes over det nivå der det forekommer et utgangssignal på ledningen 211. Dette tillater etter den tidligere nevnte kalibrering et fall på f.eks. 5 dB i senderens utgangseffekt før det tydelige mønster 174 på radarskjermen 173 forsvinner, slik at radaroperatøren blir oppmerksom på forholdet. Det skal påpekes at kretsen 400 er en velkjent integrasjons-krets som er innrettet til å frembringe en prøvespenning som er proporsjonal med styrken av radiofrekvenssignalet fra radaren. Ved innstallasjon av overvåkningsanlegget gir denne prøvespen-ning et passende likespenningssignal som kan angis ved hjelp av passende indikator (ikke vist).

Når OG-portene 212 og 228 mottar signaler samtidig på ledningene 211, 213 og 229, frembringes et utgangssignal på en ledning 426 til utløsning av slukkegeneratoren 230 som har en vanlig integrert krets 231 til frembringelse av et lukkeutgangssignal med 245 mikrosekunders varighet, svarende til den ønskede varighet for overvåkningsanleggets svarsignal. Ved hjelp av tre separate utgangssignaler fra slukkegeneratoren 230 (bølgeformen 232 på fig. 3) oppnås et svitsje-signal på en ledning 404 til venderen 217 og videre oppnås,

ved hjelp av en port 402, et forsterkningsstyresignal på ledningen 406 til mellomfrekvensforsterkerne 218, 220 og 221, og det oppnås et aktiviseringssignal på ledningen 233 til bølge-formgeneratoren 234. Bølgeformgeneratoren 234 har en integrert krets 410 som frembringer en rekke av firkantpulser vist som bølgeformen 237 på fig. 3, svarende til stavene 175 i det karakteristiske mønster 174 på radarskjermen 173. Disse pulser kopler mellomfrekvensoscillatoren 238 til og fra via en ledning 412

og porten 414. Mellomfrekvensoscillatoren inneholder en integrert krets 416, et potensiometer 413 som stiller port nivået, samt en resonanskrets 418 som er justert til å stille inn oscillasjonsfrekvensen til den ønskede arbeidsfrekvens, f.eks. 115 MHz. Det skal påpekes at diskriminatorens 222 kryssfrekvens og frekvensen for "frekvens-til"-kretsen 227 er justert til mellomfrekvensoscillatorens 238 frekvens for å sikre at overvåkningsanleggets radiofrekvenser ligger ved frekvensen for den tilhørende radarsender.

Mellomfrekvensoscillatoren 238 frembringer et tog av mellomfrekvenspulser som forsterkes av velkjente forsterkere 240 og 242, og disse omfatter henholdsvis felteffekttransis-torene 415 og 417. Variable kondensatorer 419 og 421 justeres i forbindelse med deres tilhørende induktanser for å stille inn mellomfrekvens-båndpassområdets sentrum på mellomfrekvensoscillatorens 238 frekvens.

For å tillate kalibrering av overvåkningsanleggets utgangssignalstyrke har mellomfrekvensforsterkeren 240 organer til' trinnvis innføring av en forsterkningsjustering som er styrt ved hjelp av potensiometeret 420 og venderen 332 til f.eks.

å være 10 dB. Dette vil si at forsterkningen er 10 dB høyere når venderen 332 er i arbeidsstilling enn når venderen er i kalibreringsstilling. Dette svarer videre til fallet i radarmottakerens følsomhet, f.eks. 10 dB, som er valgt som en grense

for tilfredsstillende virkeområde. Ved hjelp av en forsterk-ningskontroll for forsterkeren 242 oppnås en fortsatt justering av overvåkningsanleggets utgangssignalstyrke ved benyttelse av potensiometeret 334 i spenningsdelerkretsen 426, 428.

Kalibrering av utgangssignalets nivå på ledningen 423 oppnås ved først å stille venderen 332 i kalibreringsstilling og justere potensiometeret 334 inntil overvåkningssvar-signalet 174 på radarskjermen 173 (fig. 2 og 5) er synlig, hvoretter venderen 332 settes i arbeidsstilling slik at forsterkerens 240 forsterkning økes med et trinn på f.eks. 10 dB. Hvis radarmottakerens følsomhet eller ytelse skulle falle mer enn de valgte 10 dB, vil mønsteret på radarskjermen forsvinne og dette vil angi for radaroperatøren at radaren ytelse er falt under den på forhånd bestemte grenseverdi.

Mellomfrekvenssignalet på ledning 423 er forbundet med et forbindelsespunkt 270 på ledningen 354 og dermed med mellomfrekvens inngangs-utgangsskretsen for blandetrinnet 214, der signalet blandes med radiofrekvenssignalet fra lokaloscillatoren 216 og med den økede harmoniske av lokaloscillatorsignalene som er frembrakt i blandedioden 352. Blandeprosessen medfører radiofrekvente sidebånd ved radarsenderens frekvens uansett om frekvensen ligger i S-båndet eller i X-båndet. Radiofrekvenssidebåndet koples via ledningen 244, gjennom en retningskopler 204 til antennen 202 og stråles ut som et svarsignal til radarantennen. Uansett om radaren er innrettet til å motta i S-båndet eller i X-båndet forekommer det tydelig i mønsteret 174 på radarskjermen 173 (fig. 2 og 5) og angir at både radaren og overvåkningsanleggets funksjon er tilfredsstillende. Fig. 12 viser tidsforholdene mellom radar antennesignalet og overvåkningsanleggets svarsignaler. I det tilfellet at det karakteristiske mønster 174 forsvinner fra radarskjermen 173

og når radaroperatøren setter igang overvåkningsanlegget, blir radaroperatøren oppmerksom på en mulig feil i radaren eller i overvåkningsanlegget.

Idet igjen vises til kalibreringskretsen på fig. 11C og særlig svarjusteringskretsen som er forbundet med en ledning 501 og svartrinnkretsen som er forbundet med en ledning 502 skal det beskrives en modifikasjon av kalibreringskretsen, der det er tilføyet organer som tillater kalibrering til overvåkning av en reduksjon i radarens følsomhet i trinn som er lavere enn 10 dB. Denne ytterligere kalibrering er generelt brukbar i forbindelse med radaranlegg som har automatiske sporingsmidler der det av sikkerhetsmessige grunner foretrekkes å ha en indikasjon av små endringer i følsomheten, f.eks. et fall på 5 dB når radaranlegget arbeider automatisk eller i den såkalte "natt"-stilling. I denne tilstand avgis et alarmsignal når det forekommer tilstander som radaroperatøren bør gripe inn i eller når som helst radarens ytelse faller med mer enn f.eks. 5 dB. For å stille inn kalibreringen i den automatiske stilling eller "natt"-stilling stilles venderen 504 for å kople en ledning 501 til potensiometeret 508 og venderen 506 stilles for å kople ledningen 503 til spenningsdelermotstandenes 510

og 512 forbindelsespunkt. Venderne 504 og 506 finnes fortrinnsvis for å lette omkopling fra den normale til den automatiske arbeidstilstand. Nivået for utgangssignalet på ledningen 423 kalibreres først ved å sette venderen 332 i kalibreringsstilling og justere potensiometeret 508 inntil overvåkningsanleggets svarsignal overskrider det nivå som er ønskelig for radaren i den. automatiske arbeidstilstand, hvorved det angis tilfredsstillende ytelse. Ved radaranlegg som omfatter to eller flere kvantiserte videotrinn er det nevnte nivå generelt det nivå som svarer til den annen videoterskelverdi. Da den annen videoterskelverdi normalt er 6-10 dB over den første terskelverdi som stiller inn minimumsnivået for synligheten på radarens PPI-skjerm, er den nødvendige overvåkningssignalstyrke for et radaranlegg som arbeider i den automatiske tilstand tilsvarende større enn det kreves i den normale arbeidstilstand da bare minimumsnivået for synlighet behøver overskrides. Når potensiometeret 508 er innstilt slik at signalet 174 akkurat overskrider den annen videoterskelverdi, dreies venderen 332 til funksjonsstilling, hvorved mellomfrekvensforsterkerens 240 forsterkning økes med ett trinn på f.eks. 5 dB. Denne forsterk-ningsstigning oppnås ved å endre forspenningen på felteffekttransistoren 415. Heretter er kalibreringen av overvåkningsanlegget i den tilstand der radaranlegget har automatiske sporingsmuligheter avsluttet. Radarens følsomhet,herunder avstemningsvirkninger, skal nu falle 5 dB foråt det kvantiserte videosignal faller fra det annet nivå til det første nivå, slik

at det frembringes et alarmsignal. Svarsignalet på radaranleggets PPI-skjerm er stadig synlig ved det første nivå slik at radaroperatøren kan bedømme overvåkningsanleggets svarsignal og signalene fra virkelige mål, og kan skifte fra "natt"-stilling til normal drift inntil radarens følsomhet er gjen-vunnet .

Med henblikk på å forhindre overvåkningsanleggets mellomfrekvenssvarsignal ved forbindelsen 270 i å bre seg til den automatiske frekvensstyresløyfe koples venderkretsen 217 med felteffekttransistoren 378 fra i løpet av overvåkningsanleggets svartid ved hjelp av et utgangssignal fra slukkegeneratoren 230 på ledningen 404. Samtidig føres et forsterkningsreduksjonssignal fra slukkegeneratoren 230 på ledningen 406 til mellomforsterkerne 218, 220 og 221. Det gir sikkerhet for at en del av overvåkningsanleggets mellomfrekvenssvarsignal ikke brer seg inn i diskriminatoren 222 og har uheldig inn-virkning på funksjonen av den automatiske frekvensstyresløyfe. Dette trekk er særlig fordelaktig fordi overvåkningskretsens mellomfrekvenssvarsignal er en rekke av pulser som hver er 6,1 mikrosekund lange og strekker seg over 244 mikrosekunder, etterfulgt av hver mottatt puls fra radaranlegget 100, mens det ønskede mellomfrekvenssignal avledes fra de mottatte pulser fra radaranlegget 100, hvilke •. pulsers varighet bare er f.eks. 0,5 eller 1 mikrosekund. I løpet av det tidsrom da radarsignalet mottas av overvåkningsanlegget er venderen 217 slått inn når det ikke forekommer et signal på ledningen 404, og mellomfre-kvensf orsterkere 218, 220 og 221 har full forsterkning når det ikke opptrer noe forsterkningsreduserende signal på ledningen 406. Av denne grunn har mellomfrekvenssignalet som svarer til det mottatte sampel av radarsenderens puls/tilstrekkelig styrke på inngangen til diskriminatoren 222 til å låse den automatiske frekvensstyresløyfe på diskriminatorens kryssfrekvens på 115 MHz.

For å hindre uønsket oscillasjon som kunne skyldes spredningstilbakekopling mellom mellomfrekvensforsterkerne 218, 220 og 221 i den automatiske frekvenssløyfe og mellomfrekvens svarforsterkerne 240 og 242 kan det være fordelaktig med organer som er innrettet til å hindre at alle de ovennevnte forsterkere har full forsterkning samtidig. Dette oppnås ved hjelp av et forsterkningsreduksjonssignal fra bølgeformgeneratoren 410 på en ledning 430 (fig. llD) . Dette signal overføres kun til forsterkeren 240 på fig. 11C og fig. 3, for å redusere denne forsterkning bortsett fra hvert intervall på 6,1 mikrosekunder, der pulstoget 237 frembringes. Da det overføres et forsterkningsreduserende signal til mellomfrekvensforsterkerne 218, 220 og 221 i løpet av hele dette pulstog vil det aldri forekomme et tidspunkt da alle fem mellomfrekvensforsterkere har full forsterkning samtidig.

Det skal påpekes at oppfinnelsen ikke er begrenset

til de ovenfor beskrevne utførelsesformer for overvåkningsanlegget,og at det innenfor de i kravene angitte rammer for oppfinnelsen kan foretas endringer og modifikasjoner av en fagmann.

Claims

1. Overvåkningsanlegg for et radarapparat, beregnet på å bli anbrakt nær radarantennen for radarapparatet, omfattende anordninger for mottagning av radiofrekvente signaler som stråles ut av radarapparatet gjennom radarantennen, med en detektor som er innrettet til å frembringe et likerettet sample av det signal som mottas fra radarapparatet, og omfattende anordninger til frembringelse av et svarsignal med en radiofrekvens som stort sett er den samme som frekvensen for det signal som stråles ut av radarapparatet og med anordninger for utstråling av svarsignalet for å sende dette til radarapparatet, og derved frembringe en synlig reaksjon på en avlesningsanordning som er knyttet til radarapparatet og for, når radarapparatet omfatter anordninger for automatisk påvisning av radarekkosignaler, å frembringe et simulert retursignal som er analogt med en synlig reaksjon på avlesningsanordningen, karakterisert v e d en bølgeformgenerator som veksler bølgeformen og frembringer en firkantbølge som er innrettet til å drive eller stenge en oscillator med på forhånd bestemte intervaller til frembringelse av det nevnte svarsignal, at signalet mottas av radarapparatet og på avlesningsanordningen frembringer et distinkt kontrollmønster med avvekslende striper og mellomrom som lett kan skilles fra normale radarekkosignaler .

2. Overvåkningsanlegg som angitt i krav 1, karakterisert ved at det omfatter en terskelkrets hvori amplituden på det likerettede sample av signalet som mottas fra radarapparatet blir sammenliknet med et på forhånd innstilt nivå, der amplituden for samplet representerer styrken på de radiofrekvente signaler som stråles ut av radarantennen mens terskelkretsen er slik innrettet at svarsignal bare genereres når samplet er lik eller overskrider det på forhånd bestemte nivå, hvilket nivå bestemmes på forhånd under den første kalibrering, og ved anordninger for forhåndsinnstilling av nivået på svarsignalet slik at kon-trollmønsteret på radaravlesningsanordningen kan oppfattes bare når følsomheten for mottakeranordningen som omfattes av radarapparatet overfor signaler med den frekvens de signaler radarapparatet sender ut har, er lik eller overskrider et følsomhetsnivå som er bestemt på forhold under den første kalibrering.

3. Overvåkningsanlegg som angitt i krav 1, karakterisert ved en pidestallgenerator som er innrettet til å frembringe et svarsignal med på forhånd bestemt varighet, som er vesentlig større enn pulsbredden på de signaler som stråles ut av radarapparatet, slik at den nevnte synlige reaksjon på avlesningsanordningen fyller hele eller en vesentlig del av det radielle område på skjermen i avlesningsanordningen, hvilken varighet er begrenset for å unngå tvilsomme avstandsreaksjoner på avlesningsanordningen.

4. Overvåkningsanlegg som angitt i krav 1, karakterisert ved et radiofrekvent blandetrinn og en radiofrekvent lokaloscillator, der det radiofrekvente signal som mottas fra radarapparatet blir omformet nedad til en valgt mellomfrekvens, sammen med en automatisk frekvenskon-trollanordning, slik at frekvensen for lokaloscillatoren bringes til å variere i overensstemmelse med mulige varia-sjoner i frekvensen for det mottatte radiofrekvente signal, for å holde det nedad omformede signal på den valgte mellomfrekvens, og omfatter en oscillator til frembringelse av det nevnte svarsignal, hvilken oscillator arbeider ved den valgte mellomfrekvens idet mellomfrekvensutgangen fra oscillatoren blandes i blandetrinnet med den radiofrekvente ut-gang fra lokaloscillatoren for derved å bli omformet oppad til den radiofrekvens som sendes ut av radarapparatet, hvilket oppad omformet signal blir forbundet med anordningene for utstråling av svarsignalet til radarantennen.

5. Overvåkningsanlegg som angitt i krav 4, karakterisert ved at det omfatter en retningskopler som deler det radiofrekvente signal som mottas fra radarapparatet mellom detektor- og blandetrinnene, hvilken retningskopler, detektor og blandetrinn er mikrobølgeanord- ninger som for riktig drift er avhengige av anvendelse av visse kritiske dimensjoner, hvilke dimensjoner må være et ulike antall kvarte bølgelengder, der disse kritiske dimensjoner er en kvart bølgelengde for et radiofrekvensbånd og tre kvarte bølgelengder for et andre radiofrekvensbånd, idet overvåkningsanlegget er innrettet til å arbeide i det ene eller annet av to radiofrekvensbånd som ligger langt fra hverandre, der frekvensen ved midten av det øvre frekvensbånd er tilnærmet tre ganger frekvensen ved midten av det nedre frekvensbånd, mens grunnfrekvensen for den lokaloscillator som anvendes for omformning nedad av de mottatte signaler i det nedre frekvensbånd og den tredje harmoniske av den lokale oscillatorfrekvens frembrakt i blandetrinnet, benyttes for omforming nedad av de mottatte signaler i det øvre frekvensbånd.