NL8401847A - Niveauverschuivingsschakeling. - Google Patents

Description

* * -¾ » PHN 11.056 1 N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken te Eindhoven.

Niveauversdïuivingsschakeling.

De uitvinding heeft betrekking op een niveauverschuivings-schakeling bevattende: - een verschilversterker met een eerste en een tweede transistor, waarvan de kollektoren elk via een belastingsweerstand met een 5 voedingsklem zijn gekoppeld, - een eerste spanningsvolgerschakeling bevattende een derde als emittervolger geschakelde transistor waarvan de basis met de kollektor van de eerste transistor is gekoppeld, - een tweede spanningsvolgerschakeling bevattende een vierde als 10 emittervolger geschakelde transistor waarvan de basis met de kollektor van de tweede transistor is gekoppeld.

Een dergelijke schakeling is algemeen toepasbaar voor het aanpassen van het gelijkspanningsniveau aan de uitgang van een schakeling aan het gelijkspanningsniveau aan de ingang van de daaropvolgende scha- 15 keling. In het bijzonder kan een dergelijke schakeling worden toegepast tussen opeenvolgende delertrappen in een hoog-frequente voor-afstem-schakeling voor video-toepassingen.

Een diergelijke niveauverschuivingsschakeling is onder meer bekend uit het Amerikaanse octrooischrift 4,237,388. De verschilversterker 20 zorgt bij een dergelijke schakeling in het algemeen voor een aanvullende spanningsversterking ter verkrijging van een voldoende totale versterking in het systeem waarin de schakeling wordt gebruikt en wordt de eigenlijke verschuiving van het gelijkspanningsniveau door de emittervolger-schakelingen bewerkstelligd.

25 Een bezwaar van deze bekende schakeling is echter dat deze bij een gegeven versterking voor het verkrijgen van een voldoend grote bandbreedte een betrekkelijk groot vermogen dissipeert. Deze dissipatie kan in principe worden verminderd door de door de transistoren van de verschilversterker vloeiende ruststrocm te verminderen, maar voor het 30 verkrijgen van de gewenste versterking dienen dan de belastingsweerstanden te worden vergroot. De versterking is immers evenredig met het produkt van de belastingsweerstand en de ruststrocm. Door het vergroten van de belastingsweerstanden wordt echter de bandbreedte van de schakeling 8401847 PHN 11.056 2 ,·> ‘f verkleind. De bandbreedte wordt namelijk vastgelegd door een tijdconstante, die nagenoeg wordt bepaald door het produkt van de belastingsweer-stand en de tassen de ingangen van de emittervolgerschakelingen aanwezige effectieve capaciteit. Deze wordt bepaald door de capaciteiten van de 5 emttervolgertransistoren en de ingangscapaciteit van de schakeling, waarmee de emittervolgers worden belast.

Het is dan ook het doel van de uitvinding een niveauverschui-vingsschakeling aan te geven, die bij nagenoeg gelijkblijvende versterking en bandbreedte een geringere dissipatie vertoont dan de bekende schakeling. 10 Een schakeling van een in de aanhef genoemde soort wordt volgens de uitvinding gekenmerkt, doordat de kollektor van de derde transistor met een aftakking op de belastingsweerstand van de tweede transistor is gekoppeld, en de kollektor van de vierde transistor met een aftakking op de 15 belastingsweerstand van de eerste transistor is gekoppeld.

Doordat volgens de uitvinding de kollektoren van de emittervolgertran-sistoren kruisgekoppeld zijn met aftakkingen van de belastingsweerstanden van de kollektoren van de verschilversterker treedt bij hoge frequenties in het gebied waar de versterking bij de bekende schakeling reeds afvalt 20 een extra versterking op. Deze extra versterking resulteert in een vergroting van de bandbreedte van de schakeling. Door de bandbreedte gelijk te houden kan de dissipatie verminderd worden door het verkleinen van de door de transistoren vloeiende ruststroon.

De uitvinding wordt nader toegelicht aan de hand van bijgaande 25 tekening, waarin: figuur 1 een bekende niveauverschuivingsschakeling toont, figuur 2 een versterkings-frequentiekarakteristiek van de schakeling uit figuur 1 toont, figuur 3 de niveauverschuivingsschakeling volgens de uitvinding toont, 30 figuur 4 de spanningen op enige punten in de schakeling van figuur 3 ter verduidelijking van de werking van de schakeling toont, en figuur 5 een versterkings-frequentiekarakteristiek van de schakeling uit figuur 3 toont.

In figuur 1 is het schema van de bekende n±\?eauverschuivings-35 schakeling weergegeven. Deze wordt gevormd door een verschilversterker met twee transistoren en waarvan het gemeenschappelijke emitter-aansluitpunt door middel van een stroombron met het negatieve voedings-aansluitpunt 2 is gekoppeld. De kollektoren van de transistoren en T2 840184? ΡΗΝ 11.056 3 ί; ί* zijn elk door middel van een belastingsweerstand Rq met het positieve voedingsaans luitpunt 3 gekoppeld. De kollektor van transistor is verder verbonden met de basis van een emittervolgertransistor T^, waarvan de emitter door middel van een stroombron met het negatieve voedingsaan-5 sluitpunt 2 en de kollektor met het positieve voedingsaansluitpunt 3 is verbonden. (¾) dezelfde wijze is de kollektor van transistor T2 verbonden met de basis van een emittervolgertransistor met in de emittarleiding een stroombron I^. De basis van transistor T2 voert een referentiespan-ning Het ingangssignaal wordt aan de basis van transistor 10 toegevoerd. Dit ingangssignaal is afkomstig van een voorgaande schakeling waarvan de gelijkspanning aan de uitgang eveneens gelijk is aan de refenentiespanning V^. De uitgangsspanningen worden afgencmen van de met de emitters van de transistoren en verbonden uitgangen 4 en 5.

De verschilversterker T^, t2 wordt dus enkelzijdig aangestuurd, terwijl 15 aan de uitgangen 4 en 5 twee complementaire uitgangssignalen ter beschikking staan. Dit is bijvoorbeeld benodigd bij het gebruik van de schakeling voor het koppelen van tweede frequentiedelers, die in het algemeen twee complementaire ingangen en éeh uitgang bezitten. De verschilversterker T^, geeft een spanningsversterking van de ingangsverschil-20 spanning V^=V^ - waarbij de versterkte spanning V2 tussen de uit gangen 4 en 5 kan worden afgencmen. De eigenlijke verschuiving van het gelijkspanningsniveau wordt bijna volledig bewerkstelligd door de emitter-volgertransistors en T^. De gelijkspanning op de uitgangen 4 en 5 is namelijk éeh basis-emitterspanning lager dan de kollektorgelijkspanning 25 van de transistors en die nagenoeg gelijk is aan de spanning op de bases van deze transistoren.

Ter illustratie van de eigenschappen van deze niveauverschui-vingsschakeling is in figuur 2 met het Romeinse cijfer I een versterkings-frequentiekarakteristiek van de schakeling weergegeven bij belasting van 30 de uitgangen met een schakeling die een differentiële ingangstrap bezit.

De frequentie F is daarbij uitgezet qp een logaritmische schaal en de versterking A is uitgedrukt in decibels. In de figuur zijn door karakteristiek II tevens de eisen weergegeven waaraan de schakeling in dit voorbeeld moet voldoen. De versterking A dient minimaal 3 dB en de band-35 breedte diertminimaal 120 MHz te zijn, terwijl aan de uitgangen een spanningszwaai van ongeveer 120 mV mogelijk moet zijn. Omdat de versterking beneden deze frequentie reeds afvalt bezit de werkelijke schakeling cm aan de specificaties te kunnen voldoen bij lagere frequenties een 8401847 PHN 11.056 4 grotere versterking, waarbij de schakeling bovendien over een groter frequentiebereik functioneert dan strikt noodzakelijk is. Bij een voedingsspanning van 5 Volt is de vermogensdissipatie van de schakeling bij de gegeven karakteristiek I bij een optimaal ontwerp van de schakeling g nagenoeg gelijk aan 5.5 mW.

In figuur 3 is de niveauverschuivingsschakeling volgens de uitvinding weergegeven, waarbij gelijke onderdelen met dezelfde verwij-zingscijfers als in figuur 1 zijn aangegeven. De belastingsweerstanden van de transistoren en T2 zijn elk in tweede weerstanden aRQ en 10 (1 - a)RQ opgedeeld. De kollektor van transistor is verbonden met het aftakpunt 7 van de belastingsweerstand van transistor T2 en de kollektor van transistor met het aftakpunt 6 van de belastingsweerstand van transistor T^. Bij lage frequenties is de werking van de schakeling hetzelfde als van de schakeling van figuur 1. Bij hoge frequenties treedt 15 echter een extra versterking op, hetgeen nader wordt verklaard aan de hand van figuur 4. Hierbij wordt aangenomen dat de schakeling wordt belast door een schakeling met een differentiële ingangstrap. Voor een analyse van het gedrag van de schakeling bij hoge frequenties mag dan worden aangenomen, dat de schakeling capacitief wordt belast door de 20 ingangscapaciteit van deze trap, die in figuur 3 door de capaciteit tussen de uitgangen 4 en 5 gestippeld is aangegeven. Op de basis van transistor is dan een effectieve capaciteit werkzaam, die wordt bepaald door de junctie- en depletiecapaciteit van transistor T^, die in figuur 3 met capaciteit C2 gestippeld is weergegeven en door de 25 capaciteit C^. Evenzo is qp de basis van transistor een effectieve capaciteit werkzaam, die wordt bepaald door de gestippelde weergegeven capaciteit tussen de basis en emitter van transistor en door capaciteit C^. Opgemerkt wordt dat het niet noodzakelijk is öm de schakeling differentieel te belasten. Het is ook mogelijk slechts een van de 30 uitgangen met een schakeling te belasten. In dat geval dient op de andere ingang een capaciteit te worden aangesloten, die nagenoeg gelijk is aan de ingangsscapaciteit van die schakeling. Om het gedrag van de schakeling bij hoge frequenties te verklaren wordt aan de basis van transistor een sprongvormig afnemend ingangssignaal V^ aangelegd zoals in figuur 4a gg is weergegeven. In eerste aanleg resulteert dit in een sprongvormige spanningstoename qp de kollektor van transistor en dus op de basis van transistor en in een complementaire spanningsafname op de kollektor van transistor T2 en dus op de basis van transistor zoals 8401847 *· *7' PHN XI.056 5 respectievelijk in figuur 4b en 4c met de gestippelde lijnen is weergegeven. Door parasitaire capaciteiten in de verschilversterker is de steilheid van deze spanningssprongen kleiner dan van het ingangssignaal. Door de spanningssprong op de basis van transistor treedt een positieve 5 impulsvormige piek op in de kollektorstrocm van transistor T^f waardoor de capaciteit die effectief werkzaam is op de basis van transistor Tg wordt geladen, zodat de spanning op de uitgang 4 de spanning op de basis van transistor Tg volgt zoals in figuur 4d met de gestippelde lijn is weergegeven. Evenzo treedt in eerste aanleg een negatieve piek in de 10 kolléktorstrocm van transistor T^ op en volgt de spanning cp de uitgang 5 de spanning pp de basis van transistor T^ zoals in figuur 4e is weergegeven. Doordat de kol lektor van transistor Tg met het aftakpunt 7 van de belastingsweerstand van transistor Tg is gekoppeld, heeft de positieve piek in de kolléktorstrocm van transistor T^ een negatieve spanningspiek 15 in de spanning op het aftakpunt 7 tot gevolg. Deze spanningspiek veroorzaakt, dat de spanning op de kol lektor van transistor Tg een extra sprong vertoont, waardoor de werkelijke spanningssprong cp de kollektor van transistor Tg steiler verloopt, hetgeen Si figuur 4c met de doorgetrokken lijn is weergegeven. Hierdoor wordt de effectieve capaciteit 2Q op de basis van transistor T^ sneller ontladen, hetgeen een snellere afname van de spanning pp de uitgang 5 tot gevolg heeft zoals in figuur 4e met de doorgetrokken lijn is weergegeven. Door de verbinding van de kollektor van transistor T4 met het aftakpunt 6 van de belastingsweerstand 7 vertoont de spanning op de kollektor van transistor eveneens een 25 extra spanningssprong, waardoor de spanning op de uitgang 4 sneller stijgt zoals in de figuren 4b en 4d met de doorgetrokken lijnen is weergegeven.

Bij hoge frequenties treedt er dus een extra versterking op waardoor de uitgangsspanningen een grotere flanksteilheid verkrijgen.

Zoals bekend kant dit overeen met een vergroting van de bandbreedte 3Q van de schakeling. Dit biedt echter ook de mogelijkheid cm de dissipatie van de schakeling te verminderen. Door het vergroten van de belastings-weerstanden kan de bandbreedte namelijk tot de oorspronkelijke waarde worden teruggebracht en de strocmsterkte van de stroombron 1^ worden verlaagd zonder dat de versterking wordt verkleind.

35 Ter vergelijking van de eigenschappen van de schakeling van

figuur 3 met die van figuur 1 is in figuur 5 een versterkings-frequentie-karakteristiek van de schakeling weergegeven, waarbij de schakeling aan dezelfde eisen voldoet, dat wil zeggen een versterking van minimaal 3 dB

8401847 • * PHN 11.056 6 en een bandbreedte van minimaal 120 MHz bezit. Zoals uit de karakteristiek I duidelijk is, treedt bij hoge frequenties in het gebied waar bij de bekende schakeling de versterking afvalt, een opslingering in de versterking A op. De grootte van deze opslingering is afhankelijk van de faktor 5 a, die de plaats van de aftakkingen 6 en 7 op de belastingsweerstanden bepaalt. Bij een grotere faktor a treedt een sterkere opslingering van de versterking op. Bij gelijkblijvende weerstandswaarde Rq en strocmsterkte 1^ zou deze opslingering resulteren in een vergroting van de bandbreedte van de schakeling ten opzichte van die van figuur 1.

10 Bij de schakeling van figuur 3 is echter door het vergroten van de belastingsweerstanden Rq de bandbreedte gelijk gehouden aan die van de oorspronkelijke schakeling. De bandbreedte is immers omgekeerd evenredig met de waarde van de belastingsweerstanden RQ. Door het vergroten van de belastingsweerstanden Rq neemt bij gelijkblijvende strocmsterkte 1^ echter 15 de versterking toe. Voor het verkrijgen van dezelfde versterking kan nu de strocmsterkte 1^ worden verlaagd. Ten gevolge van de opslingering in de versterking kunnen dus de belastingsweerstanden RQ worden vergroot en de strocmsterkte' van de stroombron van de verschilversterker worden verkleind, waardoor bij nagenoeg gelijkblijvende versterking en band- .

2q breedte de dissipatie wordt verminderd. Voor een voedingsspanning van 5V is voor de karakteristiek I de vermogensdissipatie van de schakeling nagenoeg gelijk aan 0.75 irfltf, hetgeen ongeveer 15% is van de oorspronkelijke vermogensdissipatie. Een verder voordeel van de schakeling is, dat door de verlaging van de strocmsterkte de ingangsimpedantie van de 25 schakeling is vergroot doordat de emitterweerstanden van de transistoren en T2 toenemen bij af namende stroomsterkten.

Bij toepassing van de schakeling voor het koppelen van twee frequentie-delers treedt bij oneven delers bovendien een zekere filtering van hogere harmonischen op door de sterke afval van de versterking bij 3q zeer hoge frequenties.

De uitvinding is niet beperkt tot het getoonde uitvoerings-voorbeeld. Zo kunnen de? ingangstransistoren en de emittervolgertransis-toren ook als samengestelde transistoren worden uitgevoerd en kunnen in de emitter leidingen van de emittervolgertransistoren een of meer dioden 35 ter verkrijging van een grotere niveauverschuiving worden opgenomen.

De uitvinding is toegelicht aan de hand van een uitvoeringsvoorbeeld met bipolaire transistoren. De transistoren kunnen echter ook veldeffekt-transistoren zijn, waarbij de emitter, kol lektor en basis dan gelijk is 8401847 PHN 11.056 7 aan respectievelijk de bron— afvoer— en stuurelektrode. 5 10 15 20 25 30 35 8401847

Claims (1)

1. % s PHN 11.056 8 Niveauverschuivingsschakeling bevattende: - een verschilversterker met een eerste en een tweede transistor, waarvan de kollektoren elk via een beiastingsweerstand met een voedingsklem zijn gekoppeld, 5. een eerste spanningsvolgerschakeling bevattende een derde als emitter- volger geschakelde transistor waarvan de basis met de kollektor van de eerste transistor is gekoppeld, - een tweede spanningsvolgerschakeling bevattende een vierde als emitter-volger geschakelde transistor waarvan de basis met de kollektor van de 10 tweede transistor is gekoppeld, met het kenmerk, - dat de kollektor van de derde transistor met een aftakking op de beiastingsweerstand van de tweede transistor is gekoppeld, en - dat de kollektor van de vierde transistor met een aftakking op de 15 beiastingsweerstand van de eerste transistor is gekoppeld. 20 25 30 8401847 35