MODELO DE CORRIENTE DE CONMUTACIÓN PARA ON SINTETIZADOR DE
FRECUENCIA DE BUCLE DE ENGANCHE DE FASE Y DISPOSITIVO
DE COMUNICACIÓN QUE UTILIZA EL MISMO Campo de la Invención La presente invención se refiere en general al campo de dispositivos de comunicación y más particularmente a un modelo de corriente mejorado para utilizarse en un circuito de bombeo de carga de un sintetizador de frecuencia. Antecedentes de la Invención Los dispositivos de comunicación digital emplean sintetizadores de frecuencia para controlar la frecuencia de transmisión y recepción para la radiocomunicación. Generalmente, tal dispositivo de comunicación incluye un oscilador de referencia y un oscilador local . El oscilador de referencia genera una señal de referencia bien controlada a una frecuencia conocida. En respuestas a esta señal de referencia, el oscilador local genera una señal de salida. Esta señal de salida se proporciona a uno o más mezcladores, los cuales se acoplan a una antena del dispositivo de comunicación. Los mezcladores sub-convierten las señales de radiofrecuencia (RF) recibidas por la antena y sobre-convierten las señales de RF para su transmisión mediante la antena. La frecuencia de las señales de RF que son recibidas o transmitidas se controla al variar la frecuencia del oscilador local. En muchos dispositivos de comunicación digital, se ha adoptado el salto de frecuencia como una manera de proporcionar diversidad de las señales de RF transmitidas. Para mejorar la calidad de la señal recibida en la presencia de condiciones de desvanecimiento u otra interferencia, se transmiten datos de voz y otra información en diferentes momentos sobre diferentes frecuencias. No es probable que la interferencia que afecta a las señales en una frecuencia afecte las señales en otras frecuencias. De esta manera, en promedio, una sola frecuencia degradada no tendrá un efecto tan grande sobre la calidad de recepción. El salto de frecuencia requiere que el oscilador local del dispositivo de comunicación sea capaz de conmutar rápidamente las frecuencias. Además, debe controlarse estrictamente el error de fase global para asegurar una comunicación exacta. Un circuito que puede utilizarse como un oscilador local tiene un sintetizador de frecuencia de bucle de enganche de fase. Tal circuito proporciona como una salida una señal que tiene una frecuencia bien controlada. En un transmisor que utiliza tal sintetizador de frecuencia de bucle de enganche de fase, la fluctuación de fase del sintetizador puede dominar el error de fase global. El error de fase de tal sintetizador puede determinarse mediante la integración del ruido de banda lateral del sintetizador. En los dispositivos de comunicación tales como radioteléfonos celulares digitales, en los cuales se requiere un tiempo de bloqueo rápido, la amplitud de banda del ciclo del bucle de enganche de fase se encuentra en el orden de 10 KHz . De esta manera, el ruido proveniente de dentro de la amplitud de banda del ciclo dominará la fluctuación de fase y de esta manera puede dominar el error de fase global . Un factor importante en el piso de ruido del sintetizador de frecuencia dentro de la amplitud de banda de ciclo es el desempeño del ruido de la bomba de carga utilizada en el comparador de fase. La bomba de carga actúa en respuesta a una indicación de una diferencia de fase entre las señales suministradas por el oscilador de referencia y las señales suministradas por un oscilador y divisor de voltaje controlado (VCO) . La bomba de carga genera impulsos de corrección de error de fase, los cuales son suministrados al filtro de ciclo y al oscilador de voltaje controlado para desviar la frecuencia de la señal de salida del VCO, la cual es la salida del sintetizador de frecuencia. Los circuitos de bombeo de carga conocidos contienen una fuente de corriente y un drenaje de corriente para atraer el voltaje de salida del bombeo de carga hacia arriba o hacia abajo, respectivamente, al proporcionar corriente apropiada a un filtro de ciclo de entrada capacitiva. El desempeño de la fuente de corriente en tales circuitos se ha limitado por el pobre desempeño de los transistores de efecto de campo PMOS y los transistores bipolares PNP. Generalmente, estos dispositivos se conmutan de manera relativamente lenta. Aunque la circuitería de descarga se ha implementado para mejorar el desempeño de la bomba de carga, la velocidad del bombeo de carga continúa siendo un problema. Un efecto de este problema ocurre cuando tanto la fuente de corriente como el drenaje de corriente se encienden. Esto ocurre durante un tiempo de amplitud de impulso mínimo utilizado para asegurar que la fuente de corriente y el drenaje de corriente se enciendan durante cada impulso de referencia. Sin la amplitud de impulso mínima, se pierden impulsos de corrección de error de fase muy cortos debido a que no son lo suficientemente largos en duración para activar la fuente de corriente o el drenaje de corriente. La duración de esta amplitud de impulso mínima se determina por los momentos de encendido y apagado de la fuente de corriente y el drenaje de corriente. Durante la amplitud de impulso mínima, cuando se encienden tanto la fuente de corriente como el drenaje de corriente, no habrá transferencia neta de carga hacia la salida de la bomba de carga. Sin embargo, existirá una transferencia de ruido hacia la salida, y de ahí hacia el filtro de ciclo. Este ruido da como resultado una fluctuación de fase y degrada el error de fase global para el dispositivo de comunicación. De acuerdo con lo anterior, existe una necesidad en la materia de un circuito de bombeo de carga mejorado con una velocidad de operación más rápida para permitir un desempeño mejorado en un sintetizador de frecuencia de bucle de enganche de fase de un dispositivo de comunicación. Breve Descripción de los Dibujos Las características de la presente invención, las cuales se cree son novedosas, se establecen con particularidad en las reivindicaciones anexas. La invención, junto con los objetos y ventajas adicionales de la misma, pueden entenderse mejor al hacer referencia a la siguiente descripción, tomada en conjunto con los dibujos acompañantes, en las diversas figuras de las cuales las referencias numéricas similares identifican elementos idénticos, y en donde: La figura 1 es un diagrama de bloque de un dispositivo de comunicación de acuerdo a la presente invención; y La figura 2 es un diagrama esquemático de la bomba de carga de la figura 1 de acuerdo a la presente invención. Descripción Detallada de una Modalidad Preferida Refiriéndose ahora a la figura 1, muestra un diagrama de bloque de un dispositivo de comunicación 100 de acuerdo a la presente invención. El dispositivo de comunicación 100 puede ser, por ejemplo, un auricular radiotelefónico tal como un auricular de teléfono celular o un auricular de teléfono inalámbrico, o puede ser un radio móvil o receptor de paginación. Generalmente, el dispositivo de comunicación 100 está configurado para la radiocomunicación con un transceptor localizado de manera remota (no mostrado) . El dispositivo de comunicación 100 incluye un oscilador de referencia 102, un oscilador local 104, circuitería de transmisión 106, circuitería de recepción 108, una antena 110, un controlador 112 y una interfase de usuario 114. Después de la recepción de las señales de radiofrecuencia (RF) , el dispositivo de comunicación 100 recibe las señales de RF a través de la antena 110. La antena 110 convierte las señales de RF en señales eléctricas. La circuitería de recepción 108 convierte las señales eléctricas en señales de banda de base eléctricas y extrae la voz, datos y otra información de las señales de banda de base eléctricas. La circuitería de recepción 108 puede incluir, por ejemplo, circuitos de filtro, un sub-conversor de frecuencia intermedia (IF) que incluye uno o más mezcladores, y un demodulador. El uno o más mezcladores responden a una señal del oscilador local recibida en una entrada 116 de la circuitería de recepción 108. La voz, datos y otra información son proporcionados por la circuitería de recepción 108 al controlador 112. El controlador 112 formatea los datos en voz reconocible u otra información para utilizarse por la interfase de usuario 114. La interfase de usuario 114 comunica la información o voz recibida a un usuario del dispositivo de comunicación 100. Típicamente, la interfase de usuario 114 incluye una pantalla de despliegue, un teclado, una bocina y un micrófono (no mostrados) . Después de la transmisión de las señales de radiofrecuencia (RF) del dispositivo de comunicación, la interfase de usuario 114 transmite datos de entrada de usuario al controlador 112. El controlador 112 formatea la información obtenida a partir de la interfase de usuario 114 y la transmite a la circuitería de transmisión 106 para su conversión en señales de RF moduladas . La circuitería de transmisión 106 incluye filtros apropiados, un sobre-conversor que incluye uno o más mezcladores, un amplificador de potencia y una salida acoplada a la antena 110 para proporcionar señales de RF a la antena 110. La circuitería de transmisión 106 tiene una entrada 118 para recibir la señal osciladora local proveniente del oscilador local 104 y una segunda entrada acoplada al controlador 112 para recibir datos de transmisión. La circuitería de transmisión 106 modula los datos de transmisión en respuesta a la señal osciladora local. El oscilador de referencia 102 está configurado para proporcionar una señal de referencia que tiene una frecuencia de salida generalmente constante, conocida. Los detalles del diseño de tal oscilador de referencia se encuentran bien dentro del campo de visión de alguien ordinariamente experto en la materia. Generalmente, el oscilador local 104 incluye un comparador de fase 120, un circuito de bombeo de carga 122, un filtro de ciclo 124 y un oscilador de voltaje controlado
(VCO) 126. El oscilador local 104 tiene una entrada 128 para recibir la señal de referencia proveniente del oscilador de referencia 102 y una salida 130 para proporcionar la señal osciladora local a la circuitería de transmisión 106 y la circuitería de recepción 108. Preferentemente, el oscilador local 104 se fabrica como un sólo circuito integrado. El oscilador local 104 según se ilustra en la figura 1 se configura como un sintetizador de frecuencia de bucle de enganche de fase el comparador de fase 120 tiene una entrada de referencia 137 para recibir la señal de referencia, una entrada de retroalimentación 139 para recibir una señal de retroalimentación y una salida 142. La salida 142 incluye una salida hacia arriba 144 y una salida hacia abajo 146. El comparador de fase proporciona una señal de ajuste de fase en la salida 142 en respuesta a una diferencia de fase entre la señal de referencia recibida en la entrada de referencia 137 y la entrada de retroalimentación 139. La señal de ajuste de fase comprende una señal ascendente proporcionada en la salida hacia arriba 144 y una señal descendente proporcionada en la salida hacia abajo 146. El comparador de fase 120 incluye un circuito biestable D 132, un circuito biestable D 134, una compuerta AND 136 y un elemento de retardo 135. El comparador de fase 120 se configura para recibir la señal de referencia en el reloj de entrada 138 del circuito biestable D 132. La entrada de datos del circuito biestable D 132 se acopla a un potencial de referencia, tal como el voltaje de suministro positivo. El comparador de fase 120 se configura además para recibir la señal de retroalimentación en el reloj de entrada 140 del circuito biestable D 134. La entrada de datos del circuito biestable D 134 también se conecta al potencial de referencia.
El circuito biestable D 132 tiene una salida de datos 148 acoplada a la salida hacia arriba 144 del comparador de fase y una entrada de reinicio 150. El circuito biestable D 134 tiene una salida de datos 152 acoplada a la salida hacia abajo del comparador de fase 120 y una entrada de reinicio 154. La compuerta AND 136 tiene una primer entrada acoplada a la salida de datos 148 del circuito biestable D 132, una segunda entrada acoplada a la salida de datos del circuito biestable D 134 y una salida acoplada al elemento de retardo 135. El elemento de retardo 135 tiene una salida acoplada a la entrada de reinicio 150 del circuito biestable D 132 y la entrada de reinicio 154 del circuito biestable D 134. El elemento de retardo 135 puede incluir una pluralidad de cambiadores de señal u otros elementos de circuito configurados para retardar la recepción de una señal de reinicio proveniente de la salida de la compuerta AND y la entrada de reinicio 150 del circuito biestable D 132 y la entrada de reinicio 154 del circuito biestable D 134. El elemento de retardo 135 establece la amplitud del impulso que será detectado por el circuito de bombeo de carga 122. La amplitud de impulso mínimo también se relaciona con el tiempo de respuesta en el peor de los casos del circuito de bombeo de carga 122. El circuito de bombeo de carga 122 tiene una entrada 156 acoplada a la salida del comparador de fase 142 para recibir la señal de ajuste de fase, y una salida de bombeo de carga 158 para proporcionar una señal de control. La entrada 156 incluye una entrada hacia arriba 160 y una entrada hacia abajo 162. La estructura y operación preferidas del circuito de bombeo de carga 122 se tratarán abajo en conjunto con la figura 2. El filtro de ciclo 124 tiene una entrada 164 acoplada a la salida de bombeo de carga 158. El filtro de ciclo 124 tiene además una salida 166. Como se entenderá por aquel ordinariamente experto en la materia, el filtro de ciclo 124 puede tener cualquier estructura adecuada, incluyendo preferentemente una entrada capacitiva en la entrada 164. El diseño de tal filtro de ciclo se encuentra muy dentro de la capacidad de aquel ordinariamente experto en la materia. El oscilador de voltaje controlado (VCO) 126 tiene una entrada 168 acoplada a la salida 166 del filtro de ciclo 124 y una salida 170. La salida 170 del VCO 126 se acopla además a la entrada de retroalimentación 139 del comparador de fase 120 para proporcionar la señal de retroalimentación. El oscilador de voltaje controlado 126 proporciona una señal de salida de frecuencia controlada en la salida 170, y en la salida 130 del oscilador local 104, en respuesta a una señal de voltaje recibida en la entrada 168. El oscilador local 104 puede incluir además un divisor de frecuencia 172 en la trayectoria de retroalimentación de la salida del VCO 170 hacia la entrada de retroalimentación 139 del comparador de fase 120. La estructura y operación de tales divisores de frecuencia son bien conocidas. Refiriéndose ahora a la figura 2, muestra un diagrama esquemático del circuito de bombeo de carga 122 de la figura 1 de acuerdo a la presente invención. El circuito de bombeo de carga 122 incluye un primer conmutador de corriente 202, un primer modelo de corriente 204, un segundo conmutador de corriente 206, un segundo modelo de corriente 208 y un tercer modelo de corriente 210. El primer conmutador de corriente 202 tiene una entrada de control para recibir la señal de ajuste de fase, específicamente la señal ascendente. El segundo conmutador de corriente 206 también tiene una entrada de control para recibir la señal de ajuste de fase, específicamente la señal descendente. El primer conmutador de corriente 202 incluye un primer transistor de conmutación 212, un segundo transistor de conmutación 214, y una fuente de corriente 216. Preferentemente, el primer transistor de conmutación 212 y el segundo transistor de conmutación 214 son transistores de efecto de campo NMOS . Sin embargo, estos transistores podrían ser alternativamente transistores bipolares NPN o cualquier otro dispositivo adecuado. La fuente de corriente 216 puede ser cualquier fuente de corriente adecuada, configurada, para proporcionar una corriente de referencia. Preferentemente, la corriente de referencia se compensa contra las variaciones en la temperatura y el voltaje de suministro. Una fuente de corriente de referencia de banda prohibida es un ejemplo bien conocido de una fuente de corriente adecuada y el diseño e implementación de tal fuente de corriente se encuentra muy dentro del campo de visión de alguien ordinariamente experto en la materia. El primer conmutador de corriente 202 también puede incluir circuitería de desplazamiento de nivel para desplazar los niveles de voltaje y la magnitud de la señal recibida en la entrada hacia arriba 160. El primer conmutador de corriente 202 aplica de manera selectiva una corriente de referencia de una, de una primer bifurcación y una segunda bifurcación en respuesta a una señal de entrada recibida en la entrada hacia arriba 160. El primer transistor de conmutación 212 tiene una compuerta acoplada a la entrada hacia arriba 160 del circuito de bombeo de carga 122. El segundo transistor de conmutación 214 tiene una compuerta acoplada a un voltaje de referencia, designado VREF en la figura 2.
Preferentemente VREF es un nivel de voltaje de CC compensado contra las variaciones de temperatura y el voltaje de suministro y adecuado para proporcionar la operación de conmutación del primer conmutador de corriente 202 en respuesta a la conmutación de la señal recibida en la compuerta del primer transistor de conmutación. El primer transistor de conmutación 212 tiene un drenaje acoplado a una primer bifurcación 218. El segundo transistor de conmutación 214 tiene un drenaje acoplado a una segunda bifurcación 220. El primer transistor de conmutación 212 y el segundo transistor de conmutación 214 tienen cada uno una fuente comúnmente conectada a la fuente de corriente 216. El primer transistor de conmutación 212 recibe la señal de ajuste de fase en la entrada hacia arriba 160. El primer conmutador de corriente 202 proporciona así de manera selectiva la corriente de referencia proveniente de la fuente de corriente 216 a una de la bifurcación primera y la bifurcación segunda en respuesta a la señal de ajuste de fase. Preferentemente, el primer modelo de corriente
204 incluye preferentemente un primer transistor 224, un resistor 226 y un segundo transistor 228. Además, el primer modelo de corriente también puede incluir un transistor de salida de cascodo 230, un resistor 232, un capacitor 234 y un primer resistor de derivación 236.
Preferentemente, el primer transistor 224 es un transistor de P OS que tiene una fuente 238 acoplada a un potencial de suministro 240, una compuerta 242 acoplada a la primer bifurcación 218 y un drenaje 244. Además, el segundo transistor 228 es preferentemente un transistor de PMOS que tiene una fuente 246 acoplada a un potencial de suministro 248, una compuerta 250 acoplada al drenaje 244 del primer transistor 224 y un drenaje 252 acoplado a la salida de bombeo de carga 158. En la modalidad preferida, el transistor de salida de cascodo 230 se acopla entre el drenaje 252 del segundo transistor y la salida de bombeo de carga 158. El transistor de salida de cascodo mejora la impedancia de salida del primer modelo de corriente 204. Además, en la modalidad preferida, el resistor 232 y el capacitor 234 se acoplan en serie entre la primer bifurcación 218 y la segunda bifurcación 220. En operación, si el segundo transistor de conmutación 214 se encuentra encendido, a fin de que el primer conmutador de corriente 202 proporcione la corriente de referencia a la segunda bifurcación 220, el primer resistor de derivación 236 establece un voltaje de compuerta para el transistor de salida de cascodo 230. La corriente de referencia también fluye a través del primer transistor 224. Ya que no existe corriente a través del primer transistor de conmutación 212, no habrá corriente en el resistor 226, y el voltaje de compuerta del primer transistor 224 será igual al voltaje de compuerta del transistor 228. En esta configuración, los dos transistores de PMOS, primer transistor 224 y segundo transistor 228, formarán un modelo de corriente resultante en una salida de corriente a través del segundo transistor 228 y el transistor de salida de cascodo 230. En la modalidad preferida, el segundo transistor 228 se configura a fin de que la corriente de salida proporcionada a la salida de bombeo de carga 158 es substancial ente dos veces la magnitud de la corriente de referencia provista por la fuente de corriente 216. Esto puede lograrse, por ejemplo, al establecer una proporción de 2:1 de las proporciones de aspecto respectivas del segundo transistor 228 y el primer transistor 224. Cuando la señal de ajuste de fase recibida en la entrada hacia arriba 160 se conmuta, y el segundo transistor de conmutación 214 se apaga y el primer transistor de conmutación 212 se enciende, entonces la corriente de referencia fluirá en la primer bifurcación 218 y a través del resistor 226 y el primer transistor 224. El voltaje de compuerta del segundo transistor 228 será entonces igual al voltaje de compuerta del primer transistor 224 más la caída de voltaje a través del resistor 226. Este voltaje de compuerta debe ser suficiente para apagar el transistor 228. En la modalidad preferida, la corriente de referencia tiene un valor de 200 µA y el resistor 226 tiene un valor de 6K ohms . Con el segundo transistor 228 apagado, substancialmente no se proporciona corriente de salida a la salida de bombeo de carga 158. De esta manera, el primer transistor 224 tiene una compuerta 242 acoplada a la primer bifurcación 218 y un drenaje 244 acoplado a la segunda bifurcación 220 y el primer transistor 224 se deriva para proporcionar una corriente substancialmente constante. El segundo transistor 228 se acopla entre el drenaje 244 del primer transistor 224 y el resistor 226, proporcionando el segundo transistor 228 una corriente de salida hacia la salida de bombeo de carga 158 como una señal de control en respuesta al primer conmutador de corriente 202 que proporciona la corriente de referencia a la segunda bifurcación 220. El segundo transistor 228 no proporciona substancialmente ninguna corriente de salida en respuesta al primer conmutador de corriente 202 que proporciona la corriente substancialmente constante hacia la primer bifurcación 218. El segundo transistor 228 es de esta manera derivable hacia un estado de encendido para proporcionar una corriente de salida y en un estado de apagado para no proporcionar substancialmente corriente.
Durante la conmutación, si el segundo transistor 228 se encuentra inicialmente apagado, entonces su compuerta a la capacitancia de la fuente tratará de mantener el voltaje en el resistor 226 cerca del potencial de suministro. Cuando el primer transistor de conmutación 212 se apaga y el segundo transistor de conmutación 214 se enciende, entonces el voltaje a través del resistor 226 se colapsa y la carga en la compuerta a la capacitancia de la fuente del segundo transistor 228 forzará el voltaje de compuerta del primer transistor 224 para elevarse hasta las descargas de capacitancia. Esto tiende a provocar un sobrepaso en la corriente de salida proporcionada a la salida de bombeo de carga 158. Si no se corrige, este sobrepaso puede manifestarse como fluctuación de fase dentro de la amplitud de banda de ciclo del oscilador local 104 (figura 1) . Esta fluctuación de fase puede degradar el error de fase global de un dispositivo de comunicación, tal como el dispositivo de comunicación 100, que emplea el circuito de bombeo de carga 122. De acuerdo con lo anterior, el capacitor 234 y el resistor 232 se añaden preferentemente para minimizar este problema de sobrepaso. Cuando el segundo transistor de conmutación 214 comienza a conducir corriente, el capacitor 234 parecerá inicialmente un corto circuito y el resistor 232 mantendrá bajo el voltaje de compuerta del primer transistor 224 a fin de que la carga capacitiva en el segundo transistor 228 no pueda provocar que su voltaje de compuerta se eleve. Después de que el capacitor 234 se establece en equilibrio, aparece como un circuito abierto y no tiene ningún efecto posterior. El segundo conmutador de corriente 206 incluye un primer transistor de conmutación 260, un segundo transistor de conmutación 262 y una fuente de corriente 264. El primer transistor de conmutación 260 tiene una compuerta acoplada a la entrada hacia abajo 162 del circuito de bombeo de carga 122 (figura 1) y un drenaje acoplado a una primer bifurcación 266. El segundo transistor de conmutación 262 tiene una compuerta acoplada a un potencial de referencia, designado en la figura 2, y un drenaje acoplado a una segunda bifurcación 268. La fuente de corriente 264 preferentemente proporciona una corriente de referencia que se compensa contra las variaciones de temperatura y voltaje de suministro y puede ser una fuente de corriente de banda prohibida . El segundo conmutador de corriente 206 puede incluir además circuitería de desplazamiento de nivel para desplazar niveles de voltaje y la magnitud de la señal recibida en la compuerta del primer transistor de conmutación 260. Preferentemente, el segundo conmutador de corriente 206 opera substancialmente de manera idéntica al primer conmutador de corriente 202. El segundo conmutador de corriente 206 proporciona de manera selectiva una corriente de referencia a una de la primer bifurcación 266 y la segunda bifurcación 268 en respuesta a la señal de ajuste de fase recibida en la entrada hacia abajo 162. El segundo modelo de corriente 208 incluye un primer transistor 270, un resistor 272 y un segundo transistor 274. Además, el segundo modelo de corriente 208 incluye preferentemente un transistor de salida de cascodo 276, un segundo resistor de derivación 278, y un capacitor 280 y un resistor 282 acoplados en serie entre la primer bifurcación 266 y la segunda bifurcación 268. En operación, el segundo modelo de corriente 208 opera de manera substancialmente idéntica a la operación del primer modelo de corriente 204. Cuando el segundo transistor de conmutación 262 se encuentra encendido, la corriente de referencia de la fuente de corriente 264 fluye a través de la segunda bifurcación 268 y a través del segundo resistor de derivación 278 para establecer un voltaje de compuerta para el transistor de salida de cascodo 276. La corriente de referencia también fluye a través del primer transistor 270. Ya que no existe corriente a través del primer transistor de conmutación 260, no habrá corriente en el resistor 272, y de esta manera el voltaje de compuerta del segundo transistor 274 será igual al voltaje de compuerta del primer transistor 270. El primer transistor 270 y el segundo transistor 274 formarán así un modelo de corriente que proporciona una corriente de control en el drenaje 277 del transistor de salida de cascodo 276. La magnitud de esta corriente de control puede ajustarse al variar las proporciones de aspecto relativas del primer transistor 270 y el segundo transistor 274. Cuando el segundo transistor de conmutación 262 se apaga y el primer transistor de conmutación 260 se enciende, el segundo conmutador de corriente 206 proporcionará la corriente de referencia a la primer bifurcación 266. La corriente de referencia fluirá entonces a través del resistor 272 y el primer transistor 270. El voltaje de compuerta del segundo transistor 274 será entonces igual al voltaje de compuerta del primer transistor 270 más la caída de voltaje a través del resistor 272. Este voltaje de compuerta debe ser lo suficientemente elevado para apagar el segundo transistor 274. De esta manera, el primer transistor 270 se deriva para proporcionar una corriente substancialmente constante. El segundo transistor 274 se acopla entre el drenaje del primer transistor 270 y el resistor 272, proporcionando el segundo transistor una corriente de control en respuesta al segundo conmutador de corriente 206 que proporciona corriente a la segunda bifurcación 268. El segundo transistor 274 no proporciona substancialmente ninguna corriente de control en respuesta al segundo conmutador de corriente 206 que proporciona la corriente substancialmente constante a la primer bifurcación 266. El tercer modelo de corriente 210 incluye un primer transistor 294, un segundo transistor 296, un primer resistor 298, un tercer transistor 300, y un segundo resistor 302. El tercer modelo de corriente tiene además una entrada 304 acoplada al drenaje 277 del transistor de salida de cascodo 276 y una salida 306 acoplada a la salida del circuito de bombeo de carga 158. El primer transistor 294, el segundo transistor 296, y el tercer transistor 300 operan como un modelo de corriente en la manera bien conocida en la materia. De esta manera, el tercer modelo de corriente 210 recibe la corriente de control en el drenaje 277 del segundo modelo de corriente 208 y proporciona un modelo de corriente en la salida 306 hacia la salida del circuito de bombeo de carga 158 en respuesta al mismo. Como se apreciará por aquel ordinariamente experto en la materia, el tercer modelo de corriente 210 puede incluir otros dispositivos para mejorar el desempeño del tercer modelo de corriente 210. De manera similar, los tamaños respectivos de los transistores o los valores del primer resistor 298 y el segundo resistor 302 pueden ajustarse para graduar apropiadamente la corriente modelo proporcionada a la salida del circuito de bombeo de carga 158. El primer conmutador de corriente 202 y el primer modelo de corriente 204 operan como una fuente de corriente para proporcionar corriente a la salida de bombeo de carga 158 en respuesta a la señal ascendente. El segundo conmutador de corriente 206, el segundo modelo de corriente 208 y el tercer modelo de corriente 202 opera como un drenaje de corriente, drenando la corriente proveniente de la salida de bombeo de carga 158 en respuesta a la señal descendente. Las señales proporcionadas en la salida de bombeo de carga 158, después de la filtración por el filtro de ciclo 124 (figura 1) , controlan la frecuencia de salida del oscilador de voltaje controlado 126. Esta frecuencia de salida, proporcionada a la circuitería de recepción 108 y la circuitería de transmisión 106, controla la frecuencia de recepción y transmisión del dispositivo de comunicación 100. La conmutación rápida de los modelos de corriente en la circuitería de bombeo de carga 122 permite una amplitud de impulso mínima más corta y por consiguiente reduce el ruido de salida en un sintetizador de frecuencia de salto rápido . Como puede observarse a partir de lo anterior, la presente invención proporciona un dispositivo de comunicación que incluye un circuito de bombeo de carga mejorado para mejorar la operación de un sintetizador de frecuencia de bucle de enganche de fase. Un primer circuito modelo de corriente opera como una fuente de corriente para proporcionar corriente de salida. Los modelos de corriente, segundo y tercero, operan como drenajes de corriente. La configuración del modelo de corriente se ha modificado para mejorar el encendido y apagado transitorios, superando mediante esto las limitaciones inherentes de los dispositivos de PMOS. Esto reduce el suelo de ruido dentro de la amplitud de banda de bucle de enganche de fase y mediante lo mismo el error de fase global del dispositivo de comunicación. Aunque se ha mostrado y descrito una modalidad particular de la presente invención, pueden hacerse modificaciones. Por consiguiente, en las siguientes reivindicaciones se intentan cubrir todos esos cambios y modificaciones que caen dentro del verdadero espíritu y alcance de la invención.