MXPA02006996A - Metodo y aparato para incorporar una correccion de canal en un enlace de datos digitales. - Google Patents

Abstract

La presente invencion se relaciona con un metodo y aparato para incorporar una ecualizacion de canal en una trayectoria de comunicaciones digital. De conformidad con el metodo, la corriente de bits de salida esta codificada en simbolos, la distorsion de canal esta compensada por medio de una precodificacion de simbolos (TML), los simbolos precodificados se envian sobre un canal de comunicaciones (2, CHN), por lo cual el medio esta provisto para recuperar simbolos que hayan pasado sobre el canal de comunicaciones (2, CHN) y por medio del medio de procesamiento de senal del receptor en una corriente de bits. De conformidad con la invencion, durante el estado de transmision de datos, la precodificacion (TML) se ajusta con base en los valores de contenido de la linea de retraso del precodificador y el valor de la variable de error (e) que es dependiente de la diferencia entre la senal que se puede medir en el receptor y el valor del simbolo enviado (S) por el transmisor o estimado (S') por el receptor, en el que la senal recibida se mide en un punto en donde la diferencia alcanza el valor minimo de su valor absoluto cuando el ajuste esta en una situacion estable.

Description

MÉTODO Y APARATO PARA INCORPORAR UNA CORRECCIÓN DE CANAL EN UN ENLACE DE DATOS DIGITALES CAMPO DE LA INVENCIÓN La invención se relaciona con un método de conformidad con el prólogo de la reivindicación 1 para incorporar una ecualización de canal en una trayectoria de comunicaciones digitales. La invención también se relaciona con un aparato de conformidad con la reivindicación 17, adecuado para llevar a cabo la ecualización de canal en una trayectoria de comunicaciones digitales, así como con un transmisor de conformidad con la reivindicación 22 y un receptor de conformidad con la reivindicación 23.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN En la transmisión de datos digitales, o una corriente de bits sobre un canal 2 de comunicaciones, la corriente de bits se convierte en un transmisor (TX) en una señal análoga que tiene la capacidad de pasar a través del canal de comunicaciones. El canal de comunicaciones puede ser una trayectoria de radio, una línea de cobre o un cable de fibra óptica. Con base en la señal análoga recibida, el receptor (RX) lleva a cabo la recuperación de la corriente de bits enviada tan libre de error como sea posible. La reconstrucción de la corriente de bits llevada a cabo en el receptor se complica por una distorsión de señal y el ruido sumado con la señal en el canal de comunicaciones. Debido a estos efectos laterales, una porción de los bits reconstruidos es errónea (por ejemplo, en un promedio de 1 bit por 107 bits puede ser errónea). La distorsión de señal originada desde la trayectoria de transmisión es generalmente compensada por medio de ecualizadores ubicados en el receptor, el transmisor o parcialmente en ambos de estos. Los ecualizadores pueden ser del tipo fijo o adaptable. Respectivamente, el efecto de ruido se compensa por medio de diferentes técnicas de codificación como la codificación Reed-Solomon, codificación por convolución, codificación por rejilla, codificación turbo y otras. Un método de corrección de error generalmente usado de la distorsión de canal es el uso de un ecualizador adaptable lineal (FFE). Sin embargo, el ecualizador lineal solo puede proporcionar una corrección insuficiente en ciertos canales. Esta situación puede presentarse cuando la función de transferencia de la banda de señal incluye puntos cero, por lo cual ciertos componentes de frecuencia no pueden pasar sobre el canal 2 de comunicaciones. Entonces, el ecualizador de retroalimentación se utiliza para compensar la distorsión provocada por los puntos de anulación de un espectro de la banda de señal. También, en un sistema en donde el canal 2 no tiene puntos de anulación de un espectro, el uso de un ecualizador de retroalimentación con frecuencia es ventajoso, ya que mejora la tolerancia al ruido del sistema. Cuando el ecualizador de retroalimentación está ubicado en el receptor, se llama un ecualizador con retroalimentación de decisión (DFE), mientras que el ecualizador ubicado en el transmisor se llama un precodificador Tomlinson-Haras ima. Un sistema también puede tener un DFE y un TML. Además, el ecualizador lineal puede estar ubicado en el receptor, el transmisor o una porción del ecualizador puede estar en el transmisor mientras que otra porción está en el receptor. En el texto que describe la técnica previa y las características de la presente invención se utilizan las siguientes abreviaturas: CAP Amplitud no portadora y modulación de fase DFE Ecualizador de decisión de retroalimentación FFE Ecualizador de alimentación hacia adelante, también conocido como ecualizador lineal PAM Modulación de amplitud de pulso QAM Modulación de amplitud de cuadratura RX Receptor TX Transmisor TML Precodificador Tomlinson-Harashima.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN A continuación, se examina un canal de comunicaciones digital en términos de la fase de entrenamiento de sus ecualizadores de adaptación. El código de línea utilizado en el canal se puede incorporar al utilizar ya sea modulación de amplitud de pulso (PAM), modulación de amplitud de cuadratura (QAM) o amplitud no portadora y modulación de fase (CAP). En la Figura 1 se muestra un modelo para un sistema incorporado que utiliza técnicas convencionales, en donde el receptor está provisto con un ecualizador lineal adaptable (FFE) y un ecualizador de decisión de retroalimentación adaptable (DFE) (cf. Lee & Messerschmitt). El efecto de filtros fijos y esquemas de modulación posibles se incluyen en el modelo de ruido de canal (CHN). La corriente de bits de salida se codifica en símbolos (S) que se envían a través del canal 2. La señal de salida del canal 2 se procesa en el receptor por medio de ecualizadores (FFE y DFE) y las decisiones de los símbolos (S') se efectúan desde la señal ecualizada. La decisión que resulta en el símbolo (S') resuelto, también se llama el símbolo recibido estimado. Ambos ecualizadores adaptables se adaptan a las características del canal 2 durante el periodo de entrenamiento llevado a cabo cuando se establece una conexión. Los ecualizadores también se ajustan de manera continua durante el período de transmisión de datos, con el fin de compensar los cambios posibles en el canal 2. Los ecualizadores se adaptan y se controlan con base en el error (e) de detección de la señal recibida. En la Figura 2 se muestra otro sistema de conformidad con la técnica anterior (cf. Lee & Messerschmitt). El receptor tiene un ecualizador lineal adaptable (FFE), mientras que el transmisor tiene un ecualizador de retroalimentación (del tipo TML). Durante ei periodo de entrenamiento, también este sistema opera en la misma manera como se ilustra en la Figura 1, ya que utiliza un ecualizador lineal y un ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE). Al final del período de entrenamiento, los valores derivadores de peso del ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE) se transmiten sobre un canal auxiliar corriente arriba del transmisor, en donde se utilizan en la configuración de un precodificador Tomlinson-Harashima (TML). El ecualizador lineal (FFE) del receptor se ajusta durante el estado de transmisión de datos, pero debido a la configuración fija del ecualizador de decisión de retroalimentación (TML) del receptor, el ecualizador mencionado no se puede ajustar. Una ventaja del precodificador Tomlinson-Harashima sobre un DFE, es que la precodificación no provoca retroalimentación de un error de detección como es el caso en un DFE. En particular, cuando la forma de la respuesta de amplitud del canal 2 de comunicaciones es tal que se deben utilizar grandes valores de coeficientes derivadores, resurge un problema realmente complejo de la retroalimentación al tomar decisiones erróneas en el detector. En los casos más serios, una simple decisión errónea puede provocar la pérdida de la conexión en el sistema al utilizar un DFE. Por lo general, los cambios en las características de un canal 2 de comunicaciones se pueden compensar al ajustar sólo el ecualizador lineal. Sin embargo, en algunos casos, el canal 2 de comunicaciones puede incluir filtros de detención de banda análogos que sirven, por ejemplo, para eliminar la interferencia de radio frecuencia. Las posiciones de los puntos de anulación de un espectro provocadas por los filtros de detención de banda análogos en el espectro de frecuencia, pueden variar conforme los valores del componente de los filtros cambian con la temperatura. Esta variación en las características del canal 2 de comunicaciones no se puede compensar al ajustar simplemente el ecualizador lineal. Otra complicación se presenta en la incapacidad del sistema de salir adelante con las condiciones de variación de ruido en una manera óptima, si el ecualizador de decisión de retroalimentación no se ajusta durante el estado de transmisión de datos. En la Figura 3 se ilustra un método de una técnica anterior utilizado para resolver el problema descrito con anterioridad. En la presente, el sistema comprende un ecualizador lineal (FFE), un precodificador Tomlinson-Harashima (TML) y un ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE). Durante el periodo de entrenamiento, el sistema comprende el FFE y un único DFE. Al final del periodo de entrenamiento, los valores derivadores del coeficiente del DFE se envían al precodificador (TML) incluido en el transmisor y los valores derivadores del coeficiente se vuelven a ajustar a cero. Durante el estado de transmisión de datos, el FFE y el DFE se ajustan, pero no así el precodificador (TML). Una ventaja de este arreglo, es que se superan los problemas asociados con los cambios en las características del canal de comunicaciones y las condiciones de ruido que no se pueden arreglar con sólo ajustar el ecualizador lineal, ya que también el DFE del receptor se puede ajustar durante el estado de transmisión de datos. Sin embargo, aún persiste la desventaja debido al riesgo de una retroalimentación de decisión errónea que puede provocar ei DFE del receptor. Se puede suponer que los coeficientes derivadores del DFE en el receptor tienen valore menores a los ilustrados en la situación en la Figura 1, puesto que una porción de la ecualización de retroalimentación ya se llevó a cabo en el transmisor. En consecuencia, también el efecto de retroalimentación de decisión errónea es menos severo que en la configuración mostrada en la Figura 1. Sin embargo, el desempeño del sistema permanece esencialmente dependiente en que tan grandes son los cambios que ocurren en las características del canal 2 de comunicaciones y la condición de ruido del sistema, con respecto a la situación anterior que permanece durante el periodo de entrenamiento. Un enfoque directo para mejorar el sistema mostrado en la Figura 2 ó 3, puede ser computar ios valores añadidos de los ajustes de coeficiente derivadores en el receptor del error de detección y decisiones de símbolo en la misma manera que cuando se ajusta un DFE, pero entonces transmitir los valores añadidos computados de ajuste sobre un canal auxiliar de la dirección de transmisión en reversa hacia el transmisor. Estos valores añadidos de ajuste se utilizan después para actualizar los valores de coeficiente derivador del precodificador en el transmisor. En consecuencia, el precodificador se puede ajustar también durante el estado de transmisión de datos, por lo cual el receptor DFE puede ser redundante o los altos valores de sus coeficientes derivadores se pueden limitar. Sin embargo, se puede mostrar que esta clase de método de ajuste de ecualizador no se puede practicar en un caso en general. Un objetivo de la presente invención es superar las desventajas de las técnicas antes mencionadas y proporcionar un tipo totalmente nuevo del método y aparato para que se utilice en un canal de comunicaciones digital. El objetivo de la invención se lleva a cabo por medio de ajustar un precodificador Tomlinson-Harashima durante el estado de transmisión de datos. El ajuste se incorpora en un sistema de conformidad con la invención para que la señal de entrada del detector del receptor se transmita de regreso al transmisor sobre un canal auxiliar de la dirección de transmisión en reversa y los coeficientes derivadores del precodificador y entonces se ajusten con base en el error de detección y con la ayuda de la línea de retraso del precodificador al utilizar, pro ejemplo, un algoritmo LMS.

Específicamente, el método de conformidad con la invención está caracterizado por lo que se menciona en la parte de caracterización de la reivindicación 1. Además, el aparato de conformidad con la invención está caracterizado por lo que se menciona en la parte de caracterización de la reivindicación 17. El transmisor de conformidad con la invención está caracterizado por lo que se declara en la parte de caracterización de la reivindicación 22. El receptor de conformidad con la invención está caracterizado por lo que se declara en la parte de caracterización de la reivindicación 23. La invención ofrece beneficios importantes. La invención permite que el precodificador se adapte de una manera continua también durante el estado de transmisión de datos a cambios que se presentan en las condiciones de ruido en el canal 2 de comunicaciones y también a cambios en las propiedades de filtros análogos debido a las variaciones de temperatura y la desviación provocada por otros factores.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS A continuación, la invención se describe con mayor detalle con referencia a las modalidades ejemplificativas ilustradas en los dibujos anexos en los que: la Figura 1 muestra un diagrama en bloque de un sistema de la técnica anterior para incorporar una ecualización de canal; la Figura 2 muestra un diagrama en bloque de un segundo sistema de la técnica anterior para incorporar una ecualización de canal; la Figura 3 muestra un diagrama en bloque de un tercer sistema de la técnica anterior para incorporar una ecualización de canal; la Figura 4 muestra un diagrama en bloque simplificado de un sistema de conformidad con la invención; la Figura 5 muestra un diagrama en bloque más detallado de un sistema de conformidad con la invención y su modelo matemático; la Figura 6 muestra un diagrama en bloque de un sistema de conformidad con la invención que no tiene ecualizadores en su extremo de recepción; la Figura 7 muestra un diagrama en bloque de un sistema de conformidad con la invención que tiene solamente ecualizadores lineales en su extremo de recepción; la Figura 8 muestra un diagrama en bloque de un sistema de conformidad con la invención que tiene sólo un ecualizador de decisión de retroalímentación en su extremo de recepción; la Figura 9 muestra un diagrama en bloque de un sistema de conformidad con la invención que tiene tanto un ecualizador lineal como un ecualizador de decisión de retroalimentación; la Figura 10 muestra un diagrama en bloque de un sistema de conformidad con la invención que tiene el ecualizador lineal dividido en dos ecualizadores separados en una configuración en cascada y además incluye un ecualizador de decisión de retroalimentación; y la Figura 11 muestra un diagrama en bloque de un sistema de conformidad con la invención que tiene el ecualizador lineal en paralelo con un filtro adaptador (esto es, un segundo ecualizador lineal) y además incluye un ecualizador de decisión de retroalimentación. Cada uno de los ecualizadores en las Figura 1 a 11 se puede ajustar o fijar excepto el precodificador TML, que de conformidad con la invención en todos los casos se puede ajustar.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN Por consiguiente, la invención se refiere a un método y aparato adecuado para incorporar un sistema de comunicaciones, en donde se ajusta un precodificador Tomlinson-Harashima durante el estado de transmisión de datos, ver Figura 4. La base teorética del método será evidente para el lector de la descripción referida abajo. Con referencia a la Figura 5, en la misma se muestra un modelo de tiempo discontinuo de un sistema equipado con un precodificador Tomlinson-Harashima. El resultado de la operación del modulo, que es parte integral del paso de premodificación, está incluida en el símbolo transmitido. Lo más básico con respecto al precodificador Tomlinson-Harashima se puede ver, por ejemplo, en la citada referencia (Lee & Messerschmitt). En el texto que describe la invención se utilizan los siguientes símbolos: C z"1) función de transferencia del canal 2 de comunicaciones (incluye filtros fijos, sistemas de modulación, etc.) E(z"1) función de transferencia de ecualizador lineal SSkk símbolo kth enviado de la constelación de símbolo extendido = constelación inicial de símbolo (Sk) + resultado de operación de modulo (mk) S'k decisión de símbolo por arriba del símbolo enviado con la utilización de la constelación del símbolo extendido en el receptor señal de entrada del detector en el receptor por arriba del símbolo enviado ek error de detector en la decisión de símbolo S'k h0,h1,h2,.. respuestas de impulso para H(z'1);H(z"1) = C(Z"1)E(z"1) v0,v1lv2,...vll coeficientes derivadores del precodificador Tomlinson.Harashima Con referencia a la Figura 5, la salida del precodificador es: En la función de respuesta del sistema, el ecualizador del precursor ajusta a cero todos los coeficientes derivadores que preceden el derivador de toma de decisión (derivador principal), por lo cual la respuesta de impulso de C(z-1)E(z'1) = H(z 1) es de la forma: 0, 0,.. , 0, 1 , rkl rk + 1, rk + 2, ... Para simplificar la notación, se ignoran los derivadores ajustados en cero (que corresponden a un retraso ideal) y la respuesta de impulso de H(z"1) se indica como sigue: / 1,h1,h2l... en donde h1 = rk, h2 = rk , ... La entrada del detector es, respectivamente dk=bk+?b -¡h¡ dk =Sk -?bk_iVi + ?bk_ihi = Sk + ?bk_i(hi -v,) + ?bwh„ 1=1 i=1 i=l i=n+I en donde el valor de la variable de error se obtiene: De este modo, el error uk obtenido es igual al error (ek) del detector medido en el receptor, en caso de que se haya efectuado una decisión de símbolo correcta (esto es, S' = Sk). Se puede apreciar que los valores sucesivos de las salidas del precodificador Tomlinson-Harashima (bk, bk + 1, bk + 2, ...) no están correlacionados entre sí (cf. Lee & Messerschmitt). De aquí, que el valor del parámetro requerido para el ajuste de los coeficientes derivadores del precodificador y que es proporcional al error del coeficiente derivador (h, - v,), se puede obtener al correlacionar el error del detecto con un elemento de la línea de retraso del precodificador, esto es; ya que ( «s, potencia de salida del precodificador) y cuando i ? j.

De aquí, que es posible en principio resolver los valores de los coeficientes derivadores con los cuales el precodificar puede compensar precisamente la distorsión en el canal 2 de comunicaciones. Al resolver las ecuaciones se tiene; en donde v1new es el coeficiente derivador actualizado del precodificador y el índice i = 1 ... n (número de derivadores). En las ecuaciones, la notación del superíndice "* " se refiere a un conjugado complejo. Del anterior análisis, es obvio que los coeficientes derivadores de un precodificador Tomlinson-Harashima se pueden ajustar por el menor medio de algoritmo al cuadro, usando la diferencia de error entre la entrada del detector y el símbolo transmitido (dk-Sk), y los valores contenidos por medio de la línea de retraso del precodificador. En una incorporación que se puede llevar a cabo, la fórmula de los valores estimados es reemplazada por el siguiente algoritmo de control de los coeficientes derivadores; vT =v, +µbI k, en donde µ es el incremento de control. La ecuación también se puede expresar usando el valor e del error. Como ejemplo de un análisis similar, una variable que es proporcional al error en el ajuste de los coeficientes derivadores del DF ubicados en el receptor se pueden expresar como: en donde q-, es el coeficiente derivador DFE y ss2 es la energía de los símbolos recibidos. La decisión (S') de símbolo de la constelación del símbolo extendido, se debe reemplazar en la presente por la decisión de símbolo de la constelación de símbolo original en caso de que el transmisor no esté provisto con un precodificador. El error (ek) de detector es igual a uk en caso de que se haya efectuado una decisión de símbolo correcta (S'k.1=Sk.1). La comparación de las ecuaciones mencionadas revela que los términos del ajuste de coeficiente derivador del precodificador y el DFE son iguales, si las decisiones de símbolo son iguales a los valores de salida del precodificador. Las decisiones de símbolo, excepto por las decisiones de símbolo erróneas, son ¡guales a los valores de salida del precodificador, en caso de que los valores del coeficiente derivador del precodificador sean cero. Cuando los valores de los coeficientes del derivador del precodificador aumentan, también la diferencia (energía de diferencia) entre las decisiones de símbolo y los valores de salida del precodificador aumentan. Como un supuesto, se puede apreciar que el ajuste del precodificador con la ayuda del algoritmo de control del DFE que inicia de los derivadores de reajuste de cero es estable, mientras que los valores de los coeficientes derivadores del precodificador permanecen lo suficientemente pequeños. En la presente, se debe admitir que el térmirfo "lo suficientemente pequeño" es difícil de definir de una manera exacta, puesto que cada caso se somete de manea individual a restricciones muy fuertes de variación. En caso de que se requieran grandes valores de coeficientes derivadores del precodificador para la compensación de la distorsión de canal, la operación del sistema se vuelve inestable cuando el circuito de control aumenta los coeficientes derivadores del precodíficador a valores tan altos que las diferencias entre las decisiones de símbolo y los valores de salida del precodificador se hacen excesivamente grandes. Un problema práctico en el método de conformidad con la invención se presenta cuando se requiere una fase mutua correcta entre los valores (dk) de señal de entrada del receptor y los valores de los elementos (bk-1, bk.2, bk_3, ...) de la línea de retraso del precodificador. En una situación real, este detalle se puede manejar al sincronizar la información en la variable de error de los elementos del contenido de la línea de retraso con la ayuda de la información de sincronización del cuadro de la línea. Además, un aparato funcional necesita elementos de memoria para almacenar el símbolo y los elementos de contenido de la línea de retraso hasta el momento en que la información relacionada a su variable de error respectiva se haya proporcionado al transmisor. El método de conformidad con la invención para ajustar los coeficientes derivadores de un precodifícador Tomlinson-Harashima en el estado de transmisión de datos se lleva a cabo como sigue: 1. La variable de error (uk o ek) que se utiliza en el ajuste del precodificador se define como la diferencia (dk - Sk o dk - S'k) entre la señal (dk) detectada en el receptor y en el símbolo (S) enviado o, respectivamente, el símbolo (S') estimado. En el receptor, la señal dk que se toma en el punto en donde la diferencia alcanza el valor mínimo de su valor absoluto cuando el ajuste del precodificador está una situación estable. 2. La información (dk o ek) utilizada en la determinación del valor variable de error se transmite desde el receptor al transmisor sobre un canal auxiliar de la dirección en reversa de transmisión. 3. Los coeficientes derivadores del precodificador se ajustan con la ayuda de un algoritmo LMS con base en los valores de la variable de error (d - Sk o ek = dk - S'k) y los elementos del contenido de la línea de retraso del precodificador (bk-1, bk-2, bk-3, ...). Los sistemas de conformidad con la invención que utilizan el ajuste del precodificador con base en el esquema de control de la invención aplicado durante el estado de transmisión de datos se ilustran en las Figuras 6, 7, 8, 9, 10 y 11. Los sistemas mostrados en los mismos comprenden un precodificador Tomlinson-Harashima (TML) que se ajusta por medio del método de conformidad con la invención. La computación del valor variable de error (operación de substracción) que se necesita para el ajuste del precodíficador, se puede realizar ya sea en el transmisor o en el receptor. En el sistema mostrado en la Figura 6, sólo se utiliza un precodificador para incorporar la ecualización del canal. El precodificador se ajusta con base en el error que representa la situación que precede la detección. De aquí, que el sistema ilustrado en la Figura 6 funciona sólo en los canales que no provocan interferencia de ¡ntersímbolo del precursor (ISI del precursor), esto es, una interacción entre los símbolos sucesivos antes del momento de efectuar la decisión. Ei sistema mostrado en la Figura 7 tiene tanto un precodificador como un ecualizador lineal en el receptor. El precodificador y el ecualizador lineal están ajustados con base en el error (ß?) que corresponde a la detección precedente de la situación. El sistema mostrado en la Figura 8 tiene un precodificador y un ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE) en el receptor. El precodificador está ajustado con base en el error (e,) que corresponde a la situación antes de que se corrija la señal de recepción por el efecto del DFE. El DFE esta ajustado en una manera convencional con base en el valor del error e2. El sistema mostrado en la Figura 8 sólo funciona en los canales que no provocan ISI del precursor. Las comunicaciones de la información variable de error entre el receptor y el transmisor y la necesidad de sincronización entre la información transmitida y los valores de los elementos del contenido de la línea de retraso hacen que esta clase de ajuste de precodificador sea lenta en la operación práctica. Por lo general, la respuesta lenta no es un gran problema, debido a que el objetivo del ajuste del ecualizador durante el estado de transmisión de datos, es responder a los cambios en las características del canal 2 de comunicaciones, lo anterior debido a las variaciones de temperatura que se presentan en una proporción baja. De aquí, que el sistema ¡lustrado en la Figura 7 es apropiado para un mayor número de situaciones prácticas. Sin embargo, puede existir la necesidad de un ajuste más rápido para el ecualizador de decisión de retroah'mentacíón. Un ejemplo de este caso representa una situación en la que se debe eliminar una interferencia de banda angosta que cae en el espectro de transmisión de señal por medio de una banda de detención (puntos de anulación de un espectro) que se crea en el ecualizador lineal. Mientras que la banda de detención que se genera por el ecualízador lineal se las arregla para eliminar la interferencia, también hace que se provoque una distorsión en la señal de datos que se debe compensar por medio de la adaptación a una nueva situación al ecualizador de decisión de retroalimentación. En el caso mencionado, la proporción de ajuste del ecualizador de decisión de retroalimentación debe ser en el mismo orden en que se realizó la proporción de ajuste del ecualizador lineal. Las modalidades de conformidad con la invención que sirven para resolver los problemas arriba mencionados, se ilustran en las Figuras 9, 10 y 11. El sistema mostrado en la Figura 9 tiene un precodificador y un ecualizador lineal (FFE) en el receptor, complementado con un ecualizador (DFE) de decisión de retroalimentación. El precodificador está ajustado con base en el valor de error (e^ en la señal inmediatamente después del ecualizador lineal. El ecualizador lineal y el DFE están ajustados en una manera convencional con base en el valor del error e2. A continuación, se menciona una situación en donde se necesita una adaptación rápida de ecualización y la adaptación del ecualizador lineal por si misma es insuficiente. El ecualizador lineal y el DFE tienen una respuesta rápida, de aquí que se adaptan con más rapidez a una situación de cambio. Como con el precodificador, la situación es similar a una configuración de sistema que no tiene DFE, debido a que e?= e2 sí la salida del DFE es cero. Como resultado, el precodificador se adapta en su proporción de adaptación inherente para hacer que el error e-i sea menor. El ecualizador lineal y el DFE detectan la adaptación del precodificador de la misma manera en la que lo hacen con cualquier cambio lento en el canal 2 de comunicaciones y en consecuencia se ajustan de manera independiente. El efecto del ISI del post cursor se elimina desde la señal de entrada del ecualizador lineal tan pronto como el precodificador haya alcanzado una nueva situación estable. Por consiguiente, los coeficientes derivadores del DFE deberán (casi) ser cero y en una situación práctica, los coeficientes derivadores se deberán ajustar a cero o a un valor bajo durante el período de adaptación del precodificador. El método de conformidad con la invención, tiene la posibilidad de configurar un sistema en donde el DFE del receptor puede responder a las necesidades de una adaptación rápida, sin embargo las configuraciones de compensación del DF para la distorsión de canal aún se reflejan en el transmisor en la velocidad determinada por la proporción de ajuste del precodificador. Este arreglo limita el aumento de los coeficientes derivadores en el DFE y de este modo reduce la retroalimentación del error de recepción. En el sistema mostrado en la Figura 9, el DFE está incluido en el proceso de ajuste del precodificador, debido a que el EFE afecta el error e2, con base en que el ecualizador lineal está ajustado y que a su vez afecta el error e^ Como resultado, la estabilidad del sistema se deteriora en ciertas proporciones de ajuste mutuas del precodificador, del ecualizador lineal y del DFE. De aquí, que el sistema ilustrado en la Figura 9 requiere un diseño especializado con respecto a estas proporciones de ajuste. Una situación en donde el DFE no afecta el ajuste del precodificador se puede llevar a cabo al utilizar los sistemas ilustrados en las Figuras 10 y 11. En el sistema mostrado en la Figura 10, el ecualizador lineal está dividido en dos ecualizadores lineales separados en cascada (FFE1 y FFE2). El precodificador y el primer ecualizador lineal (FFE1) están ajustados con base en el error (e que se puede medir en la salida del primer ecualizador lineal. El segundo ecualizador lineal (FFE2) y el DFE se ajustan en una manera convencional con base en el error e2. Durante la operación, el precodificador busca, determinado por su proporción de ajuste inherente, una situación en donde no se necesite una ecualízación de retroalimentacíón en el receptor. Este arreglo evita el uso de altos valores de coeficientes derivadores en el DFE. Las proporciones de muestreo de los filtros en cascada FFE1 y FFE2 de adaptación pueden ser iguales o diferentes. Además, las proporciones de muestreo pueden ser iguales a la proporción de símbolo, múltiples de las mismas o múltiples en número racional de las mismas. De conformidad con una modalidad preferida, la proporción de muestreo del FFE1 es un múltiplo de la proporción de símbolo (ecualizador separado en fracciones) y la proporción de muestreo del FFE2 es igual a la proporción de símbolo. De conformidad con otra modalidad preferida, las proporciones de muestreo de los filtros FFE1 y FFE2 pueden ser iguales o múltiplos de la proporción de símbolo. En el sistema mostrado en la Figura 11, el ecualizador (FFE) lineal está en paralelo a otro filtro FIR de adaptación (AFIR) que también en un ecualizador lineal. El precodifícador y el filtro de adaptación (AFIR) se ajustan con base en el error (e^ que se puede medir en la salida del filtro de adaptación. El ecualizador lineal (FFE) y el DFE se ajustan en una manera convencional con base en el error e2. También en este sistema, el precodificador busca, determinado por su proporción de ajuste inherente, una situación en donde no se necesita una ecuaiización de retroalimentación en el receptor, de este modo se evita valores altos de coeficientes derivadores en el DFE. Una ventaja de este arreglo es que el filtro AFIR de adaptación necesita ajuste y computación de coeficiente sólo durante el ajuste del precodificador. De aquí que el filtro AFIR se puede incorporar por medio de computadora sin la necesidad de un diseño ASIC complicado. En los sistemas descritos con anterioridad que se ilustran en las Figuras 6...11, el ecualizador lineal y/o el ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE) del receptor, en ciertos casos pueden no necesitar ajuste durante el estado de transmisión de datos. Además, el ecualizador lineal y/o el DFE puede comprender una configuración total de filtro fijo, por lo cual este filtro no se ajuste aún durante el período de entrenamiento. Por supuesto que el reemplazo de un ecualizador de adaptación por medio de una configuración total fija o una configuración que no se pueda ajustar durante el periodo de entrenamiento, compromete la capacidad del sistema de adaptación a los cambios en los parámetros del canal de comunicaciones. Referencia [Lee & Messerschmitt] E.A. Lee y D.G Messerschmitt, Digital Communication, Kluwer Academic Pubiishers, 1994

Claims (27)

1. REIVINDICACIONES 1. Un método para incorporar una ecualización de canal en una trayectoria de comunicaciones digital, el método caracterizado porque comprende los pasos de: - codificar la corriente de batís de salida dentro de símbolos compensar la distorsión de canal por medio de precodificación de símbolo (TML), enviar los símbolos precodificados sobre un canal de comunicaciones (2, CHN), por lo cual - recuperar los símbolos que hayan pasado sobre el canal de ., comunicaciones (2, SHN) y por medio del medio de procesamiento de señal del receptor dentro de una corriente de bits, caracterizado porque - durante el estado de transmisión de datos, la precodificación
2. (TML) se ajusta con base en el contenido de valores de la línea de retraso del precodificado y el valor de una variable (e) de error que es dependiente de la diferencia entre la señal que se puede medir en el receptor y el valor de símbolo enviado (S) o estimado (S'), en el que al recibir la señal se mide en un punto en donde la diferencia alcanza el valor mínimo de su valor absoluto cuando el ajuste está en una situación estable. 2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el valor de la variable del error se computa en el extremo de recepción.
3. 3. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el valor de la variable de error se computa en el extremo de transmisión.
4. 4. El método de conformidad con las reivindicaciones 1, 2 ó 3, caracterizado porque la distorsión de canal se compensa en el extremo de recepción por medio de un ecualizador lineal (FFE), cuya señal de salida se procesa para obtener el valor de una variable de error (et) que se utiliza para ajustar el precodificador (TML) y el ecualizador lineal (FFE).
5. 5. El método de conformidad con las reivindicaciones 1. 2 ó 3, caracterizado porque la distorsión de canal se compensa en el extremo de recepción por medio de un ecualizador (FFE) lineal y un ecualizador (DFE) de decisión de retroalimentación y que el valor de una variable de error (ei) asociada con la señal de salida del ecualizador lineal (FFE) se utiliza para ajustar el precodificador (TML) y que el valor de otra variable de error (e2) asociada con la señal de entrada del detector del receptor se utiliza para ajustar el ecualizador lineal (FFE) y el ecuaiizador de decisión de retroalimentación (DFE).
6. 6. Método de conformidad con las reivindicaciones 1, 2 ó 3, caracterizado porque la distorsión de canal se compensa en el extremo de recepción por medio de ecualizadores lineales en cascada (FFE1 y FFE2) y un ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE) y que el valor de una variable (e^ de error asociada con la señal de salida del primer ecualizador lineal (FFE1) se utiliza para ajustar el precodificador (TML) y el primer ecualizador lineal (FFE1) y que el valor de otra variable de error (e2) asociado con la señal de entrada del detector del receptor se utiliza para ajustar el segundo ecualizador lineal (FFE2) y el ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE).
7. 7. El método de conformidad con las reivindicaciones 1, 2 ó 3, caracterizado porque la distorsión de canal se compensa en el extremo de recepción por medio de ecualizadores lineales en paralelo (AFIR y FFE) y un ecualizador de decisión de retroalimentación y que el valor de una variable de error (e-i) asociada con la señal de salida de un ecualizador lineal (AFIR) se utiliza para ajustar el precodificador (TML) y el primer ecualizador lineal (AFIR) y que la salida del segundo ecualizador lineal (FFE) se acopla a la entidad formada por el detector del receptor y el ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE) y que el valor de otra variable de error (e2) asociada con la señal de entrada del detector del receptor se utiliza para ajustar el segundo ecualizador lineal (FFE) y el ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE).
8. 8. El método de conformidad con las anteriores reivindicaciones, caracterizado porque los coeficientes derivadores del precodificador (TML) se ajustan con la ayuda de un por el menor promedio del cuadrado del algoritmo (LMS) con base en los valores de contenido de la línea de retraso del precodificador y con la utilización de la variable de error (e mencionada en cualquiera de las anteriores reivindicaciones como la variable de error.
9. 9. El método de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado porque los valores (v¡) de los coeficientes derivadores del precodificador (TML) se ajustan con el uso de un algoritmo de control de coeficiente derivador expresado como v1pew = v¡ + µ£>*k-1LVk, en donde v¡new es el valor actualizado de un coeficiente derivador, v¡ es el valor del coeficiente derivador antes de la operación de actualización, ?k-?* es el valor conjugado del contenido de la línea de retraso del precodificador y, uk es el valor de la variable de error y µ es el paso de control.
10. 10. El método de conformidad con cualquier de las anteriores reivindicaciones, caracterizado porque la información que se relaciona con la variable de error y que se transmite desde el receptor sobre el canal auxiliar de dirección en reversa al transmisor para ajuste del precodificador ubicado en el mismo está sincronizado a los valores de los elementos del contenido de la línea de retraso del precodificador con la ayuda de la información de sincronización del cuadro de línea.
11. 11. El método de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque las proporciones de muestreo de los ecualizadores lineales (FFE1 y FFE2) son iguales a un múltiplo o a un múltiplo de número racional de la proporción de símbolo y las proporciones de muestreo son ya sea iguales o diferentes.
12. 12. El método de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque en la proporción de muestreo de un ecualizador (FFE1) es un múltiplo de la proporción de símbolo, mientras que la proporción del muestreo del otro ecualizador (FFE2) es igual a la proporción de símbolo.
13. 13. El método de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque las proporciones de muestreo de ambos filtros (FFE1 y FFE2) son ¡guales a la proporción de símbolo.
14. 14. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque las proporciones de muestreo de ambos ecualizadores lineales (AFIR y FFE) son ¡guales a un múltiplo o a un múltiplo de número racional de la proporción de símbolo y que las proporciones de muestreo son ya sea iguales o diferentes.
15. 15. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque la proporción de muestreo de un ecualizador (FFE) es un múltiplo de la proporción de símbolo, mientras que la proporción de muestreo del otro ecualizador (FIR) es igual a la proporción de símbolo.
16. 16. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque las proporciones de muestreo de ambos filtros (FIR y FFE) son iguales a la proporción de símbolo.
17. 17. Un aparato para incorporar una ecualízación de canal en una trayectoria de comunicaciones digital, el aparato caracterizado porque está formado por: • un transmisor que además comprende un medio para convertir una corriente de bits en símbolos, - . un precodificador (TML) para precodificar los símbolos, un canal de comunicaciones (2, CHN) sobre el que se pueden transmitir los símbolos precodificados, y un receptor con un medio de procesamiento de señal adecuado para recuperar símbolos que hayan pasado sobre el canal de comunicaciones (2, CHN) dentro de una corriente de bits, el aparato caracterizado porque comprende un precodificador (TML) que durante el estado de transmisión de datos se puede ajustar con base en los valores de contenido de la línea de retraso del precodificado y el valor de una variable de error (e) que es dependiente de la diferencia entre la señal que se puede medir y el receptor y el valor de símbolo envido (S) o estimado (S'), en el que la señal que se recibe se mide en un punto en donde la diferencia alcanza su valor mínimo absoluto cuando el ajuste está en una situación estable, y un medio para determinar la variable de error (e).
18. 18. El aparato de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado porque el aparato en su extremo de recepción incluye un ecualizador (FFE) lineal cuya señal de entrada se puede procesar para obtener el valor de una variable de error (e que se utiliza para ajustar tanto el precodificador (TML) y el ecualizador lineal (FFE).
19. 19. El aparato de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado porque el aparato en su extremo de recepción incluye un ecualizador lineal (FFE) y un ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE) y que el valor de una variable de error (e-,) asociada con la señal de salida del ecualizador lineal (FFE) se puede utilizar para ajustar el precodificador (TML) y que el valor de otra variabje de error (e2) asociada con la señal de entra del detector del receptor se puede utilizar para ajustar el ecualizador lineal (FFE) y el ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE).
20. 20. El aparato de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado porque el aparato en su extremo de recepción incluye ecualizadores lineales en cascada (FFE1 y FFE2) y un ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE) y que el valor de una variable de error (e asociada con la señal de salida del primer ecualizador lineal (FFE1) se puede utilizar para ajustar el precodificador (TML) y el primer ecualizador lineal (FFE1) y que el valor de otra variable de error (e2) asociada con la señal de entrada del detector del receptor se puede utilizar para ajustar el segundo ecualizador lineal (FFE2) y el ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE).
21. 21. El aparato de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado porque el aparato en su extremo de recepción incluye ecualizadores lineales en paralelo (AFIR y FFE) y un ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE) para que el valor de una variable de error (e^ asociada con la señal de salida del primer ecualízador lineal (AFIR) se pueda utilizar para ajustar el precodíficador (TML) y el ecualizador lineal (AFIR) y que la salida del segundo ecualizador lineal (FFE) está acoplado a la entidad formada por el detector del receptor y el ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE) y que el valor de otra variable de error (e2) asociada con la señal de entrada del detector del receptor se puede utilizar para ajustar el segundo ecualizador lineal (FFE) y el ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE).
22. 22. Un transmisor para incorporar una ecualización de canal en ei método de conformidad con la reivindicación 1 en una trayectoria de comunicaciones digital, el transmisor incluye: un medio para convertir una corriente de bits en símbolos, y un precodíficador (TML) para precodificar los símbolos, el transmisor caracterizado porque comprende: un medio para recibir la información de donde se pueda procesar una variable de error (e) que es dependiente de la diferencia entre la señal que se puede medir en el receptor y el valor enviado (S) o estimado (S'), y - un precodificador (TML) que durante el estado de transmisión de datos se puede ajustar con base en los valores de contenido de la línea de retraso del precodificador y el valor de la variable de error.
23. 23. Un receptor para incorporar una ecualización de canal en el método de conformidad con la reivindicación 1 en una trayectoria de comunicaciones digital, el receptor incluye: un medio para convertir símbolos en una corriente de bits, el receptor caracterizado porque comprende: un medio para enviar al transmisor del método sobre un anal auxiliar de dirección en reversa la información de donde se puede procesar una variable de error (e) que es dependiente de la diferencia entre la señal que se puede medir en el receptor y el valor del símbolo recibido (S) o estimado (S')
24. 24. El aparato de conformidad con la reivindicación 23, caracterizado porque el aparato incluye un ecualizador lineal (FFE) cuya señal de salida se puede procesar para obtener el valor de una variable de error (e?) que se utiliza para ajustar tanto el precodificador (TML) como el ecualizador lineal (FFE).
25. 25. El aparato de conformidad con la reivindicación 23, caracterizado porque el aparato incluye un ecualizador lineal (FFE) y un ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE) y que el valor de una variable de error (e-t) asociada con la señal de salida del ecualizador lineal (FFE) se puede utilizar para ajustar el precodificador (TML) y que el valor de otra variable de error (e2) asociada con la señal de entrada del detector del receptor se puede utilizar para ajustar el ecualizador lineal (FFE) y el ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE).
26. 26. El aparato de conformidad con la reivindicación 23, caracterizado porque el aparato incluye ecualizadores lineales en cascada (FFE1 y FFE2) y un ecuallzador de decisión de retroalimentación (DFE) y que el valor de una variable de error (e^ asociada con la señal de salida del primer ecualizador lineal (FFE1) se puede utilizar para ajustar el precodificador (TML) y el primer ecualizador lineal (FFE1) y que el valor de otra variable de error (e2) asociada con la señal de entra del detector del receptor se puede utilizar para ajustar el segundo ecualizador lineal (FFE2) y ei ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE).
27. 27. El aparato de conformidad con la reivindicación 23, caracterizado porque el aparato incluye ecualizadores lineales en paralelo (AFIR y FFE) y un ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE) para que el valor de una variable de error (e-í) asociada con la señal de salida del primer ecualizador lineal (AFIR) se pueda utilizar para ajustar el precodificador (TML) y el ecual?zador lineal (AFIR) y que la salida del segundo ecualizador lineal (FFE) se acople con la entidad formada por el detector del receptor y el ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE) y que el valor de otra variable de error (e2) asociada con la señal de entrada' del detector del receptor se puede utilizar para ajustar el segundo ecualizador lineal (FFE) y el ecualizador de decisión de retroalimentación (DFE).